KR101036027B1

KR101036027B1 - Ｍｉｍｏ 시스템을 위한 적응성 안테나 배열을 갖는 무선통신 장치

Info

Publication number: KR101036027B1
Application number: KR1020047013236A
Authority: KR
Inventors: 마틴 스미스; 다운 파워; 소냐 아모스; 딘 키치너
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2002-02-26
Filing date: 2003-02-25
Publication date: 2011-05-19
Also published as: KR20040084935A; CN100546215C; US9203482B2; EP1481497A1; US20060176974A1; WO2003073645A1; US20030161410A1; CN1640012A; JP2005518754A; AU2003205914A1

Abstract

MIMO(multiple-input multiple-output) 및 다른 무선 통신 시스템에서 비용을 절감하기 위하여, 둘 이상의 지향성 안테나 빔들을 생성하기 위해 사용자 장치에서 사용되는 적응성 조합에 관한 장치가 기술된다. 그 결과로 반송파대 간섭 레벨(carrier to interference level)이 향상된다.

Description

ＭＩＭＯ 시스템을 위한 적응성 안테나 배열을 갖는 무선 통신 장치{RADIO COMUNICATIONS DEVICE WITH ADAPTIVE ANTENNA ARRAY FOR MIMO SYSTEMS}

본 발명은 적응 조합(adaptive combination)을 갖는 무선 통신 장치에 관한 것이다.

최근 수 십년 동안 무선 통신 시스템에 대한 요구는 꾸준히 증가해왔으며, 이 기간 동안에 특히, 셀룰러 및 무선 LAN(WLAN) 통신 시스템의 분야에서 몇몇의 기술상의 급격한 발전이 있었다. 아날로그 셀룰러 전화기는, 예컨대 GSM 및 CDMA 기술을 사용하는 디지털 핸드셋(digital handset)으로 대체되었으며, UMTS와 같은 소위 제3 세대 시스템이 현재 도입되고 있다. 마찬가지로, 하이퍼랜(HyperLan)과 IEEE 802.11b와 같은 WLAN 기술 또한 도입되고 있다. 사용자의 수는 계속적으로 증가하고 있으며, 이제 데이터 트래픽이 무선 네트워크의 중요한 부분이 되고 있다. 모든 이러한 요인들은, 오퍼레이터들이 장래의 요구를 충족시키기 위하여 자신의 네트워크의 용량을 증가시키는 방법을 찾는 것이 중요하다는 것을 의미한다.

용량의 증가에 대한 필요성뿐만 아니라, 우수한 성능을 제공하면서도 비용과 전력 소모를 낮게 유지하고자 하는 일반적인 요구가 존재한다. 예를 들어, 여전히 만족스러운 무선 서비스가 제공될 수 있도록 하면서, 기지국 및 사용자 단말기 장치를 위한 비용을 가능한한 낮추어야 한다.

성능과 관련된 한 가지 문제점은 다중 경로 페이딩(multipath fading)과 관련된다. 통상적으로, 기지국과 사용자 단말기는 "혼잡한(cluttered)" 환경에 위치한다. 이는 이러한 환경 내의 빌딩, 가구 또는 다른 물체들로부터의 반사 및 회절로 인한 산란 때문에, 통신 신호가 다수의 경로를 통해 그러한 기지국이나 사용자 단말기에 도달하는 것을 의미한다. 입사되는 산란 신호는 서로 다른 컴포넌트들의 상대적인 진폭 및 위상에 따라 보강되거나 상쇄될 수 있다. 이는 환경 내의 기지국, 사용자 단말기 및 다른 물체들의 상대적인 위치에 따라, 기지국이나 사용자 단말기에서의 수신 신호의 크기가 상당히 달라진다는 것을 의미한다. 이러한 효과는 다중 경로 페이딩이라고 알려져 있다.

종래에, 다중 경로 페이딩을 다루는 한 가지 방법은 송신 또는 수신 안테나 다이버시티(antenna diversity)를 이용하는 것이었다. 수신 안테나 다이버시티는 {예컨대, 공간 다이버시티(spatial diversity) 또는 편파 다이버시티(polarization diversity)를 갖는} 두 개 이상의 다중 수신 안테나를 제공하면서, 하나의 송신 안테나로부터 송신하는 것을 의미한다. 다중 안테나를 사용함으로써, 비상관 신호들(uncorrelated signals)이 그들 안테나에 수신된다. 그들 신호 중의 하나가 페이딩 상태에 있는 경우에, 다른 하나는 대체적으로 페이딩되지 않는다. 교환 안테나 다이버시티(switched antenna diversity)의 경우에는, 임의의 하나의 시점에서의 수신을 위하여, 수신 안테나 중의 하나가 선택된다. 대안적으로, 하나의 채널 출 력을 생성하기 위하여, 모든 수신 안테나들의 적응 조합(adaptive combination)이 사용된다. 따라서, 이상적인 상황에서는, 수신 안테나들이 항상 페이딩되지 않은 신호를 얻도록 사용될 수 있다.

유사한 상황이 송신 다이버시티에 대해서도 발생한다. 이 경우, 하나의 수신 안테나와 함께 두 개 이상의 다중 송신 안테나가 사용된다. 특정 시점에 사용하기 위하여 송신 안테나들 중에서 하나를 선택하거나, 하나의 채널 출력을 생성하도록 송신 안테나들의 적응 조합을 구성하기 위하여 수신 성능에 관한 피드백(feedback)이 사용된다. 본 발명은 이러한 공지의 송신 및 수신 다이버시티 안테나 장치와 비교하여 향상된 용량과 성능을 제공하고자 한다.

용량을 증가시키기 위한 또 하나의 공지된 접근법은 데이터 전송률(data rate)을 증가시키기 위하여 다중 입력 다중 출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 통신 시스템을 사용하는 것을 포함한다. MIMO 무선 통신 시스템(도 1 참조)은 송신기(11)에 복수의 안테나(10)를 포함하고, 수신기(13)에 두 개 이상의 안테나(12)를 포함하는 것이다. 안테나들(10 및 12)은, 다수의 산란체(빌딩, 자동차, 언덕 등)의 존재로 인하여 각각의 신호가 다중 경로 전파를 겪게 되는 다중 경로가 풍부한 환경에서 사용된다. 송신 및 수신 안테나 사이의 산란된 신호들을 나타내기 위하여 구름 형상(14)이 도 1에 도시되어 있다. 당해 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 사용자 데이터는 시공간 코딩(space-time coding; STC) 송신 방법을 사용하여 송신 안테나로부터 송신된다. 수신 안테나들(12)이 송신된 신호를 획득한 후에는, 당해 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 송신된 신호를 분리하여 사용자 데이 터를 복구하기 위하여 신호 처리 기술이 적용된다.

MIMO 무선 통신 시스템은, 보다 높은 데이터 전송률이 달성될 수 있어 송신기와 수신기 간의 무선 링크의 용량이 종래의 시스템에 비하여 향상될 수 있도록 한다는 점에서 유리하다. 다중 경로가 풍부한 환경에서는 다수의 직교 채널들이 송신기와 수신기 간에 생성될 수 있다. 단일 사용자에 대한 데이터는 동시에 동일한 대역폭을 사용하여, 상기 직교 채널들을 통하여 병렬적으로 대기를 통해 송신될 수 있다. 그 결과, 비MIMO 시스템보다 높은 스펙트럼 효율이 달성된다.

그러나, 공지된 MIMO 장치에 있어서의 한 가지 문제점은 다수의 송신 및 수신 체인과 더불어 다수의 안테나가 요구된다는 점에서 이러한 MIMO 장비는 비교적 비싸다는 점이다. 각각의 MIMO 채널을 위해 하나의 수신 안테나가 사용된다. 따라서, 예컨대 수신 MIMO 안테나 장비는 네 개의 안테나와 함께 그들 안테나의 각각에 대해 하나씩 총 네 개의 수신 체인을 포함할 수 있다. 수신 체인들은 비교적 비싸고 부피가 크며, 그들 수신 체인들의 각각에 전력이 제공되어야 한다. 이는 소형일 것이 요구되는 사용자 단말기 및 보이지 않을 필요가 있는 기지국에 대해서도 특히 불리하다. 송신 체인에 대하여도 유사한 문제가 발생한다.

본 발명의 목적은 앞서 언급된 문제점들 중의 하나 이상을 해결하거나, 적어도 완화시키는 무선 통신 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 그 이상의 이점 및 장점은 본 발명의 바람직한 실시예들을 명시하거나 나타내는 첨부된 도면을 참조하여 주어지는 이하의 상세한 설명을 참작함으로써 명백해질 것이다.

본 발명의 태양에 따라,

복수의 안테나 소자들; 및

상기 안테나 소자들을 적응형으로 결합시켜 다양한 둘 이상의 지향성 안테나 빔들(directional antenna beams)을 제공하는 결합기

를 포함하는 무선 통신 장치가 제공된다.

이러한 장치는, 네트워크 내의 복수의 장치들을 위하여, 간섭 레벨에 대한 전체적인 운반자(carrier)를 감소시켜서, 용량을 증가시키는 통신 시스템에서 지향성 안테나 빔들이 사용되는 이점을 제공한다. 장치는 기지국 또는 사용자 단말기가 될 수 이다. 예컨대, 사용자 단말기는 이동 전화, PDA, 개인용 컴퓨터, 구독자 전제 설치(subscriber premises installation) 또는 임의의 다른 적당한 타입의 단말기가 될 수 있다. 또한, 바람직하게는 결합기가 적어도 하나의 빔 성형기(beamformer)를 포함하거나, 안테나 소자가 위상 배열(phased array)로서 제공된다. 바람직하게는, 통신 시스템은 MIMO 통신 시스템이다. 이러한 경우에, 간섭 레벨로의 운반자의 향상에 부가하여 증가된 데이터 전송률의 이점을 얻게 된다.

바람직하게는, 분극 다이버시티, 각도 다이버시티 및 공간 다이버시티 중의 임의의 것의 결과로서 안테나 빔들이 다양하게 된다.

바람직한 실시예에서, 실질적으로 수직인 분극을 갖는 그리고 실질적으로 유사한 방향의 한 쌍의 안테나 빔들이 제공된다. 높은 데이터 전송률을 갖는 링크를 생성하기 위하여 두 개의 안테나 빔들을 통해 MIMO 통신을 제공할 수 있다.

방향성 안테나 빔들을 전자적으로 구동하기 위하여 결합기가 바람직하게 배열된다. 이러한 배열은 빔을 구동함으로써 공간 페이딩과 관련된 문제들이 처리된다는 점에서 이점을 제공한다. 또한, 안테나 빔들의 방향을 조절할 수 있으므로, 고정된 방향성 빔들을 사용하는 시스템에 비하여 지시 손실(pointing losses)이 감소된다.

또한, 본 발명은

. 복수의 안테나 소자들에서 무선 신호들을 수신하는 단계;

. 둘 이상의 다양한 채널들을 수신하기 위하여 적어도 한 방향에서 동작할 수 있도록 상기 안테나 소자들을 적응가능하게 결합시키는 결합기를 사용하는 단계

를 포함하는 무선 통신 장치를 동작시키는 방법을 포함한다.

전송을 위해 대응되는 방법이 또한 제공된다. 바람직하게는, 상기 신호는 공간-시간 코딩되고(space-time coded), MIMO 무선 통신 장치가 사용된다.

본 발명은 위에서 기술한 장치가 동작하는 방법에 관한 것이고, 이러한 장치의 모든 기능들을 수행하기 위한 방법의 단계들을 포함한다.

또한, 본 발명은, 다른 부가적인 장치와 함께, 본 발명을 구체화하는 장치의 하나 이상의 인스턴스를 포함하는 디지털 신호 프로세싱을 위한 시스템을 제공한다.

당업자에게 명확한 바와 같이, 바람직한 특징들은 적절히 결합될 수 있고, 발명의 태양들 중의 임의의 것과 결합될 수 있다.

도 1은 종래 기술에 따른 MIMO 무선 통신 시스템의 개략도.

도 2a는 종래 기술에 따른 수신 다이버시티 안테나 장치의 개략도.

도 2b는 MIMO 또는 비MIMO 시스템 중의 어느 하나에서의 송신 또는 수신 다이버시티를 사용하는 본 발명의 실시예의 개략도.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 구성의 개략도.

도 4는 선택 메트릭(selection metric)으로서 고유치(eigenvalue)의 최대 합계를 사용하는 고유치 선택 다이버시티(4개 중에 최선의 2개를 선택) 및 표준 2:2 MIMO에 대한 고유치 분포의 그래프.

도 5는 MIMO 스위칭 수신기(switching receiver) 아키텍쳐의 개략도.

도 6은 두 가지 경우, 즉 (4개의 안테나, 2개의 수신 체인) 및 (6개의 안테나, 2개의 수신 체인)에 대해 가능한 스위칭 구성을 나타낸 도면.

도 7은 MIMO 시스템에의 처리 및 안테나 교환 선택을 위해 사용되는 선택 메트릭을 나타낸 도면.

도 8은 다양한 안테나 교환 선택 방법에 대하여 신호 대 잡음비에 대한 비트 에러율(bit error rate)을 나타낸 그래프.

도 9는 진정한 2x2 MIMO 및 2x4 MIMO 배열과 비교하여, 4-안테나 및 2-수신 체인 선택 장치에 대한 이득을 포함하는 시뮬레이션 결과의 그래프{4, 6 및 8개의 안테나로부터의 선택에 대한 이득의 상한은 등식(50)에 기초하여 계산되며, 30km/h(각 쌍의 가장 좌측의 열) 및 100km/h(각 쌍의 가장 우측의 열)로 이동하는 사용자 장치에 대한 결과가 도시됨}.

도 10 및 도 11은 자립형 사용자 장비(stand alone equipment)와 함께 사용하기 위한 안테나 장치를 각각 나타낸 도면.

도 12는 도 10 및 도11의 안테나 장치에 대한 성능 측정표.

도 13은 PDA에서의 사용을 위한 안테나 장치를 나타낸 도면.

도 14는 도 13의 안테나 장치와 함께 사용하기 위한 지향성 안테나 패턴을 나타낸 도면.

도 15는 적응 조합(adaptive combination)을 갖는 MIMO 사용자 장비의 개략도.

이제, 본 발명이 어떻게 실시될 수 있는지를 보여주기 위하여, 본 발명의 실시예들이 첨부된 도면을 참조하여, 오직 예로서만 이하에서 기술된다.

본 발명의 실시예들은 오직 예시로서만 이하에서 기술된다. 이러한 예시들은 본 발명을 실시하기 위한 유일한 방법은 아니지만, 출원인이 현재 알고 있는 본 발명을 실시하는 최선의 방법을 나타낸다.

"수신 체인(receive chain)"이라는 용어는 무선 주파수 신호를 기저 대역(baseband) 주파수로 하향 변환(downconverting)함으로써 수신기에서 수신되는 무선 주파수 신호를 처리하는 장치의 임의의 부분을 나타내는데 사용된다. 이것은 당해 기술 분야에서 공지된 필터링, 복조, 하향 변환의 다수의 단계를 포함한다. 따라서, "수신 체인"이라는 용어는 본 명세서에서 이러한 변환 프로세스를 위해 필요한 모든 장치, 또는 그 장치의 일부만을 나타내기 위해 사용된다.

"송신 체인(transmit chain)"이라는 용어는 기저 대역 신호를 처리하고, 송신기에서의 송신을 위해 그들 신호를 무선 주파수 신호로 변환하는 장치의 임의의 부분을 나타내는데 사용된다. 이것은 당해 기술 분야에서 공지된 상향 변환(upconverting), 변조 및 전력 증폭의 다수의 단계를 포함한다. 따라서, "송신 체인"이라는 용어는 본 명세서에서 이러한 변환 프로세스를 위해 필요한 모든 장치, 또는 그 장치의 일부만을 나타내기 위해 사용된다.

앞서 언급한 바와 같이, 종래의 MIMO 시스템은 안테나와 동일한 개수의 MIMO 채널을 사용하였다. 채널당 하나의 수신 체인(무선 주파수 수신기라고도 함)이 요구되는데, 이는, 기지국, 사용자 단말기 또는 다른 통신 장치에 있어서의 비용, 복잡도 및 전력 소모에 의해 실제로 제공될 수 있는 수신 체인의 개수가 제한되기 때문에, 실제적인 제한을 둔다. 이와 동일한 제한이 송신 체인의 경우에 적용된다. 이와 유사한 실제적인 제한이 송신 및 수신 다이버시티를 이용하는 장치들과 같은 비MIMO 무선 통신 장치에 적용된다.

본 발명은 이러한 문제점을 인식하고, 안테나의 개수를 여전히 증가시키면서도 수신 또는 송신 체인의 개수가 감소될 수 있도록 한다. 즉, 수신 체인보다 많은 수신 안테나(또는 송신 체인보다 많은 송신 안테나)가 사용된다. 이러한 방법으로, MIMO 및 비MIMO 장치 모두에 대하여, 용량에 있어서의 증가, 향상된 반송파 대 간섭(carrier to interference) 레벨, 비용의 감소 및 다중 경로 페이딩에 대처하는 향상된 능력을 포함하는 다수의 이점이 달성된다. 종래 기술의 송신 또는 수신 다이버시티 안테나 장치는, 예컨대 수신 체인보다 많은 수신 안테나를 구비하는 것으로 알려져 있다고 인식되어 있다. 그러나, 이들 장치는 복수의 다중 안테나를 사용하고, 교환 선택에 의해 그들 다중 안테나로부터 단일 채널 출력을 생성하는 것을 포함하여 왔다. 본 발명은 그들 다중 안테나로부터 두 개 이상의 출력 채널을 생성함으로써, 추가적인 이점이 달성될 수 있다는 점을 인식한다. 이 경우, 세 개 이상의 아중 안테나를 사용하여야 한다. 이들 이점은 다중 경로 페이딩에 대처하는 향상된 능력 및 향상된 수신 이득(receive gain)을 포함한다.

종래 기술의 수신 다이버시티 안테나 장치가 도 2a에 도시되어 있다. 하나의 송신 안테나(20)는 서로에 대하여 다이버시티를 갖도록 배치된 세 개 이상의 수신 안테나(21)로 송신한다. 단일 수신 체인(22)이 제공되며, 이 수신 체인(22)에 대한 하나의 채널 입력을 생성하기 위해 교환 안테나 선택이 사용된다. 이러한 비MIMO 장치에 있어서는, 수신 체인보다 많은 수신 안테나가 사용되며, 앞서 설명된 바와 같이, 수신 안테나가 다수이기 때문에 다중 경로 페이딩의 효과가 감소된다.

본 발명의 실시예가 도 2b에 도시되어 있다. 이것은 도 2a의 장치와 유사한 방식으로 수신 안테나 다이버시티를 사용하는 비MIMO 장치이다. 하나의 송신 안테나(20)는 세 개 이상의 수신 안테나(21)로 송신한다. 그러나, 두 개의 수신 체인(22)이 제공된다. 항상 수신 체인보다 많은 수신 안테나가 존재하는 한, 두 개의 수신 체인(22)보다 많은 수신 체인을 사용하는 것도 가능하다. 수신 체인의 개수와 일치하도록 수신 안테나의 출력들의 부분 집합이 선택된다. 도 2a에서의 종래 기술의 경우에 비하여 다수의 장점이 획득된다. 예컨대, 보다 많은 수신 체인이 존재하기 때문에, 수신 이득이 증가된다. 또한, 다중 경로 페이딩의 효과를 다루 는 능력이 향상된다. 예컨대, 하나의 수신 안테나가 세 개의 수신 안테나에서 선택되는 종래 기술의 경우를 고려해 보자. 다중 경로 페이딩에 잘 대처하는 능력은 그러한 선택된 안테나에서 수신된 신호가 페이딩을 겪는지 여부에 달려있다. 그러나, 도 2b에 도시된 실시예에서는, 세 개의 가능한 수신 안테나로부터 두 개의 수신 안테나가 효과적으로 선택된다. 이하에서 보다 상세하게 논의되는 바와 같이, 하나가 아닌 두 개의 안테나가 선택되기 때문에, 다중 경로 페이딩에 대처하는 능력이 향상된다.

도 2a 및 도 2b가 수신 다이버시티와 관련되더라도, 유사한 상황이 송신 다이버시티에 대해 발생한다.

앞서 언급한 바와 같이, 본 발명은 도 2b에 도시된 장치와 같은 비MIMO 장치뿐만 아니라 MIMO 통신 시스템에도 적용될 수 있다. 도 1을 참조하여 앞서 언급한 바와 같이, MIMO 시스템은 시공간 코딩 시스템과 함께 송신측 및 수신측 모두에서 복수의 안테나를 사용한다. (산란의 결과로서) 복수의 직교 MIMO 채널이 발생하며, 그 결과 (예컨대, 비MIMO 멀티빔 안테나 장치에 비하여) 용량 증가가 달성된다. 그러므로, 도 2a의 시스템은 MIMO 시스템에서 사용될 수 없는데 반하여, 도 2b는 MIMO 시스템에서 사용될 수 있기 때문에, 도 2b의 시스템은 도 2a의 시스템보다 우월한 부가적인 장점을 갖는다.

종래에, MIMO 장치는 MIMO 채널과 동일한 수의 안테나를 사용하였으며, 따라서 수신 안테나와 동일한 수의 수신 체인(또는 송신 안테나와 동일한 수의 송신 체인)을 사용하였다. 본 발명은, MIMO 시스템에 있어서 도 2b에 도시된 바와 같이 수신 안테나보다 적은 수의 수신 체인(또는 송신 안테나보다 적은 수의 송신 체인)을 사용함으로써, 장점들이 획득된다는 점을 인식한다.

MIMO 시스템에서 수신 체인보다 많은 수신 안테나를 사용함으로써, 수신 체인의 개수와 일치하도록 안테나의 개수를 감소시키는 것에 비하여 용량 증가가 달성된다는 점이 보여졌다. 이는, 여기저기로 이동하지만 사용 중에는 일반적으로 정지 상태인 노매딕(nomadic) 사용자 단말기 및 사용 중에 이동할 수 있는 이동 단말기 모두에 적용된다. 이제, 노매딕 사용자 단말기를 포함하는 상황을 논의한다.

노매딕 사용자 단말기

노매딕 사용자 단말기는 대체로 산란이 발생하는 환경인 실내에 위치한다. 실내 환경에서의 다중 경로의 공간 페이딩은 레일레이(Rayleigh) 분포된 포락선(envelope)을 가지며, 이는 노매딕 단말기의 공간적인 위치에 의존하는 MIMO 링크 용량을 초래한다. 그러한 단말기가 공간 페이딩을 통하여 이동하는 경우에, 상수의 국부 평균을 갖는 주어진 영역에 대하여, 사용자는 MIMO 링크에 대한 용량 분포를 얻는다. 그러므로, 임의의 주어진 사용자 단말기가 용량이 용량 분포의 최하단에 있는 "나쁜(bad)" 위치에 배치될 수 있다.

MIMO 링크에 대한 이론적인 섀넌 용량(Shannon capacity)은 공간적으로 평균된 반송파 대 간섭 레벨 및 (각각의 경로 상의 평균 전력이 1로 정규화된 경우) 각각의 MIMO 경로 상의 순간적인 수신 전압에 의존한다. 그러면, MIMO 경로의 공간 페이딩으로 인하여 용량 분포가 발생한다. 정지 상태의 단말기에 대해서는, 환경에서의 물체의 이동에 의해 야기되는 경로 상의 소정의 페이딩이 여전히 존재한다. 그 결과, 일시적인 페이딩은 높은 K-인자를 갖는 라이시안(Ricean)이 되기 쉽다. 결과적으로, 만약 사용자 단말기가 "나쁜" 지점에 위치한다면, 그것은 링크의 유지 기간 동안에 나쁜 상태를 유지하기 쉽다. 이는, 시간 도메인에는 오직 하나의 분해 가능한 탭(resolvable tap)이 존재하고(CDMA 시스템에서는 시간 다이버시티가 없음), 주파수 도메인에는 플랫 채널(flat channel)이 존재하도록(OFDM 시스템에서는 주파수 다이버시티가 없음), 지연 확산(delay spread)이 낮은 경우에 특히 나쁘다. 이는, 예컨대 주거 교외 환경{예컨대, 소규모 사무실, 가정 사무실(SOHO) 응용}에서의 경우일 수 있다.

이러한 문제를 회피하기 위해서, 사용자 단말기에 수신 체인보다 많은 안테나를 장착하였다. MIMO 섀넌 용량 분포의 하위 끝 부분을 대략 20% 정도 향상시키는 고유치(eigenvalue) 선택 다이버시티의 일 유형이 사용될 수 있음이 보여진다. 이것은 그 결과 전체 처리율을 증가시킨다. 이제 그 방법을 기술한다.

바람직한 실시예에 있어서, 기지국(노드 B라고도 함)에는 두 개의 안테나가 존재하고, 사용자 단말기{사용자 장치(UE)라고도 함}에는 네 개의 안테나가 존재하지만, 이 UE에는 단지 두 개의 수신 체인만이 존재하도록 하는 MIMO 구성이 제공된다. 이러한 상황은 도 3에 도시되는데, 도 3은 두 개의 송신 안테나(30), 네 개의 수신 안테나(31) 및 그들 개체 간의 접속(h11, h12, h21, h22, h31, h32, h41, h42)을 나타낸다.

도 3에 도시된 실시예에서는, UE에 단지 2개의 수신 체인만이 존재하기 때문에, 사실상의 MIMO 구성은 2:2이다. 그러나, UE가 선택할 수 있는 여섯 개의 가능 한 2:2 MIMO 행렬이 존재한다. 이들은 다음과 같다.

예로서, MIMO 경로의 각각은, 1의 평균 전력을 갖는 랜덤 가우시안 프로세스(random Gaussian process)로서 표현될 수 있다. 이러한 경로들은 독립적(비상관적)이며, 경로들 간의 전력 불균형은 고려되지 않는다. 각각의 경로는 다음의 등식에 의해 표현된다.

(1)

여기서,

는 평균 0 및 표준편차

을 갖는 정규 분포를 갖는 난수이다. 그러므로, 각각의 행렬 요소는 I 및 Q 컴포넌트가 정규적으로 분포되는 복소수 전압(complex voltage)으로 이루어진다. 이는, 결과적으로 2

² = 1의 평균 전력으로 레일레이 분포되는 포락선을 초래한다.

(랜덤 변수의 서로 다른 샘플을 갖는) 각각의 MIMO 경로에 대해 이러한 수식을 이용하여, 6개의 순간 2:2 채널 행렬이 구성될 수 있다. 그 후, 각각의 인스턴스에 대해, 채널 곱 행렬(channel product matrix)의 고유치가 결정될 수 있는데, 채널 곱 행렬은 이하에서 주어진다.

(2)

이러한 행렬의 고유치는 두 가지가 존재하는 고유 모드(eigenmode)의 전력 이득을 나타낸다.

독립적인 레일레이 페이딩 채널을 갖는 2:2 MIMO 구성에 대한 용량에 있어서의 섀넌 상한은 다음의 공식을 이용하여 결정될 수 있다.

N = 송신 안테나의 수

λ_i = i번째 고유치

ρ = 신호 대 잡음비

용량은 N개의 직교 채널의 섀넌 용량의 합계가 되는데, 채널의 전력 이득은 채널 곱 행렬의 고유치에 의해 주어진다. 이 합계에서, 가용한 송신 전력은 두 개의 채널 사이에서 균등하게 분포된다.

고유치 선택 다이버시티 기법(eigenvalue selection diversity scheme)을 구현하기 위해서는, 6개의 가능한 UE 안테나 조합 사이에서의 선택을 가능하게 하는 메트릭(metric)이 요구된다. 두 개의 상이한 메트릭이 고려된다.

● 고유치의 합계

● 섀넌 용량

첫 번째 경우에서는, 각각의 UE 안테나 쌍에 대한 고유치의 합계가 계산되어, 최대 합계를 갖는 조합이 선택되었다. 이는 랜덤 변수의 10000개의 인스턴스에 대해 수행되었다. UE 요소들, UE1 및 UE2에 대한 2:2 행렬이 기준 행렬로 선택되고, 이러한 경우에 대해 섀넌 용량 분포가 계산되었다. 이는 표준 2:2 MIMO 용량 분포를 나타낸다. 또한, 용량 분포는, 고유치 선택 다이버시티가 랜덤 변수의 각각의 인스턴스에 대해 구현되는 경우에, 선택 메트릭으로서 최대 '고유치의 합계'를 이용하여 계산되었다. 기준 및 다이버시티 경우들에 대한 고유치 분포가 도 4에 도시되어 있다. 이것은 고유치 다이버시티가 사용되는 경우에 고유치 분포에 있어서의 분명한 증가를 보여준다.

선택 메트릭이 최대 순간 링크 용량인 경우에, 용량 분포를 조사하였다. 이러한 경우에 선택 메트릭으로서 고유치의 최대 합계가 사용되는 경우보다 향상이 더 크더라도, 고유치 선택 다이버시티는 용량 분포의 하위 끝 부분을 향상시켰다. 고유치 선택 다이버시티의 두 가지 형태에 대한 용량 분포가 비교되었다. 두 개의 기법 간의 차이는 높은 SNR에서만 현저하다.

'고유치의 합계' 기법에 대해서는, 6개의 2:2 채널 행렬이 산정되고 고유치가 계산된다. 이것은, 바람직하게는 일시적인 페이딩의 임의의 효과를 평균하기 위해서 평균치를 기초로 수행된다. 최대 용량 기법에 대해서는, 신호 대 잡음비 (SNR)나 반송파 대 간섭 레벨(C/I)뿐만 아니라 고유치가 산정된다. 그 후, 6개의 가능한 채널 행렬에 대한 순간 용량의 추정치가 구해진다. 일시적인 페이딩의 임의의 효과를 제거하기 위하여 소정의 평균 기법이 사용될 수 있다.

또한, 표준 2:4 MIMO 구성에 대한 용량 분포를 '최대 용량' 고유치 선택 다이버시티 기법에 대한 용량 분포와 비교하였다. 2:4 MIMO 시스템은 더 높은 용량을 달성하지만, 이 시스템은 UE에 두 개가 아닌 네 개의 수신 체인을 필요로 할 것이다. 또한, '최대 용량' 고유치 선택 다이버시티 곡선을 2:2 및 2:4 MIMO 구성에 대한 용량 곡선과 비교하였다. 고유치 선택 다이버시티 기법은 네 개의 수신 체인을 갖는 2:4 MIMO 시스템으로부터 얻을 수 있는 추가의 용량 이득의 상당 부분을 달성했음이 발견되었다.

노매딕 단말기와 관련하여 바로 앞서 설명된 예에서, 두 개의 선택 메트릭이 고려되었는데, 하나는 고유치의 합계이고 다른 하나는 순간 링크 용량이다. 이들 특정 선택 메트릭을 사용하는 것이 필수적인 것은 아니며, 이하에서 논의되는 바와 같이, 다른 유형들의 메트릭이 사용될 수 있다. 또한, 노매딕 단말기와 관련하여 앞서 기술된 결과는 적어도 어느 정도는 이동 단말기 상황에도 적용된다.

스위칭 메커니즘(switching mechanism)

도 5에 도시된 MIMO 스위칭 수신기 아키텍쳐의 예를 고려해보자. 네 개의 수신 안테나(1001 내지 1004)가 오직 2개의 수신 체인(1005 및 1006){수신기 프론트엔드(receiver front-end)라고도 함}과 함께 도시되어 있다. 네 개의 이용 가능한 안테나로부터 두 개의 안테나를 선택하는 6가지의 가능한 선택이 존재한다. 주 어진 순간에 대해, 수신기는 두 개의 안테나의 수신 상태만을 모니터하고 측정할 수 있다. 따라서, 최선의 안테나 쌍을 선택할 수 있도록 하는 지능형 스위칭 기준이 설정된다. 구현 비용을 최소화하기 위해서, 두 개의 안테나를 선택하는데 필요한 처리(1007)는 수신기 처리 중의 기저 대역 처리 영역에서 구현된다. 그러나, 이것이 필수적인 것은 아니다. 또한, 안테나들 사이에서의 스위칭을 위한 메커니즘(1008)은 안테나 출력에서 직접 구현된다. 예를 들어, 기저 대역 모뎀으로부터 생성된 3 비트의 스위치 명령을 갖는 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier; LNA)에 통합된 GaAs MESFET 고속 스위치가 사용된다. 이러한 GaAs MESFET 스위치에 대한 평균적인 삽입 손실(insertion loss)은 낮고(예컨대, 대략 0.1 dB), 비용 또한 적게 든다.

이동 단말기-고속의 이동성

수신 안테나보다 적은 수의 수신 체인이 존재하는 MIMO 구성은, 사용자 단말기가 대략 100 km/hour까지의 속도로 이동하는 고속의 이동형 애플리케이션에 대해 유리하게 사용될 수 있다는 점이 또한 발견되었다. 두 개의 송신 안테나를 사용하고, 두 개의 수신 체인과 함께 사용하기 위하여, 네 개의 수신 안테나 중에서 두 개의 안테나를 선택하는 이러한 일 실시예에 있어서, 표준 2:2 MIMO에 비하여 3 dB의 이득이 발견되었다.

선택 메트릭

두 개의 선택 메트릭이 앞서 언급되었는데, 하나는 링크 용량에 관련되며 다른 하나는 고유치의 합계이다. 다른 선택 메트릭이나 방법이 사용될 수 있는데, 몇몇의 예가 이하에서 주어진다.

●수신 신호 강도 지시자(Receive signal strength indicator; RSSI)(즉, 최고의 RSSI를 제공하는 선택물을 택함)

●디코더 출력 비트 에러율(bit error rate; BER)(즉, 최저의 BER을 제공하는 선택물을 택함)

●라운드 로빈(round-robin) 전략(즉, 각각의 가능한 선택물을 차례로 시도해보고, 최선의 것을 택함)

●섀넌 용량(즉, 최고의 섀넌 용량이나 최고의 순간 링크 용량을 제공하는 선택물을 택함)

●고유치(즉, 고유치의 최고 합계를 제공하는 선택물을 택함)

●CRC 트리거드 스위치(CRC triggered switch)(즉, FEC 디코딩 후에, 만약 CRC 검출이 잘못된다면, 미리 결정된 규칙에 따라, 또는 최선의 안테나 선택물을 탐색함으로써, 하나 또는 두 개 모두의 수신기가 다른 안테나/안테나들로 스위칭됨)

수신 체인의 개수 L이 수신 안테나의 개수 M보다 적은 상황을 고려해보자. 그러한 경우에는, 총 K=M!/L!(M-L)! 개의 가능한 스위칭 구성이 존재하는데, 여기서 ! 심볼은 "계승(factorial)"을 나타낸다. 높은 계산 복잡도를 부담하고서라도 모든 가능한 스위칭 구성에 대한 전체 탐색을 수행하는 것이 바람직하다. 그러나, 이하에서 설명되는 바와 같이, 이것이 필수적인 것은 아니다. 도 6에, 두 가지 상황, 즉 (4개의 안테나, 2개의 수신 체인) 및 (6개의 안테나, 2개의 수신 체인)에 대해 가능한 스위칭 구성이 도시되어 있다. 일단 주어진 세트의 안테나들이 선택되면, 다음 세트의 선택된 안테나들은 첫 번째 세트와 일치하는 안테나를 하나도 포함하지 않는 것이 바람직하다. 그러한 세트는 분리(disjoint)되어 있다고 한다. 예를 들어, 4-안테나 및 2-수신 체인의 경우에, 만약 현 선택이 (1,2) 라면, 스위칭이 가능한 선택은 (1,3), (1,4), (2,3), (2,4) 및 (3,4)가 된다. 그러나, 최선의 스위치 전략은 분리 집합(disjoint set)인 (3,4)를 선택하는 것임이 발견되었다. 6-안테나, 2-수신 체인의 경우에는, 각각의 초기 선택에 대하여 스위칭할 6개의 분리 선택이 존재한다. 도 6에는, 단지 (1,2)(1,3)(1,4)(1,5)(1,6)에 대한 스위치 변환이 도시되어 있지만, 분리 스위치 전략들 중에서 가장 단순한 스위칭 규칙인 (1,2)

(3,4)

(5,6)이 도시되어 있다.

도 6에 도시된 최선의 스위치 규칙인 (1,2)

(3,4) 및 (1,2)

(3,4)

(5,6)은 편파 수신 안테나(polarised receive antenna) 장치에 매우 적합하기 때문에, 이러한 규칙은 안테나 구성의 측면에서 또 다른 중요성을 갖는다.

대안적으로, 두 개의 수신 체인의 경우에, 현재 선택된 안테나 중의 하나(더 나은 채널 품질을 갖는 안테나)를 유지하고, 현재 선택된 안테나의 다른 하나를 스위칭할 수 있다. 도 6에서, (1,2)의 구성을 가지며, 안테나 1이 유지되는 4-안테나의 경우에 대해서, 가능한 스위칭 변환은 (1,3)과 (1,4)이다. (1,2)의 구성을 가지며, 안테나 1이 유지되는 6-안테나의 경우에 대해서, 가능한 스위치 변환은 (1,3), (1,4), (1,5) 및 (1,6)이다. 이러한 세트들은 중첩(overlapping)되어 있다고 한다. 적어도 하나의 공통 안테나를 포함하는 것은 중첩된 세트(overlapping set)이다.

도 7은 MIMO 채널이 수신되는 경우에 MIMO 시스템에서 발생하는 처리에 대한 개략도이다. 도 7은 또한 앞서 언급된 선택 메트릭의 일부가 어떻게 안테나들 간의 스위칭을 수행하는데 사용될 수 있는지를 나타낸다. 도 7에 도시된 특정 예에서는, 네 개의 수신 안테나(100)와 두 개의 수신 체인(101)이 존재한다. 스위칭 메커니즘(102)은 안테나들 사이에서 스위칭하는데 사용된다. 당해 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 수신 체인(101)은 채널 추정기(channel estimator; 103)에게 출력을 제공한다. 이 채널 추정기는 MIMO 채널을 추정하고, 시공간 부호화된 신호를 디코딩하는 MIMO 디코더(104)에 출력을 제공한다. 그 후, 디코딩된 신호는 순방향 오류 정정(forward error correction; FEC) 디코더에 의해 처리되며, 최종적으로 순환 중복 검사(cyclic redundancy check; CRC) 유닛(106)에 의해 처리된다. 도 7에 도시된 바와 같이, CRC 유닛(106)의 결과(107)는 CRC 기반 스위치(107)를 거쳐 스위치 메커니즘(102)에 대한 입력으로 제공될 수 있다. 대안적으로, 도시된 바와 같이, 채널 추정기(103)로부터의 결과가 고유치 기반 스위치(108)나 RSSI 기반 스위치(109)를 거쳐 스위치 메커니즘에 제공될 수 있다.

(앞서 언급된 바와 같이) RSSI, 섀넌 용량 및 고유치를 포함하는 스위칭 기준은 MIMO 채널 추정 출력(103)(도 7 참조)에서의 기저 대역 신호 처리에서 구현될 수 있다. 도시된 바와 같이, CRC 기반 메트릭은 FEC 디코더 출력에서 구현된다. 모든 가능한 안테나 조합에 대한 측정치가 없는 경우에 최선의 안테나를 선택하기 위하여, RSSI, 섀넌 용량 및 고유치 기반 기준과 함께 예측 알고리즘(109b)이 사용 될 수 있다. 예를 들어, 그들 안테나 선택물의 과거 성능에 관한 정보가 예측을 하는데 사용될 수 있다.

시뮬레이션을 사용하여 앞서 언급된 다양한 선택 방법 및 메트릭의 성능을 비교하였으며, 그 결과가 신호 대 잡음비(SNR)에 대한 비트 에러율(BER)의 그래프인 도 8에 도시되어 있다. 이러한 시뮬레이션은, 100 km/h의 속도로 이동하는 사용자 장비에 네 개의 수신 안테나와 두 개의 수신 체인을 포함하는 상황에 대해 물리 계층 시그널링(physical layer signalling)으로서 OFDM 파형을 사용하여 수행되었다.

최고의 성능은, 선택 메트릭으로서 최소의 BER을 사용하는 경우에 발견되었다{도 8에서의 라인(112) 참조}. 그러나, 이 메트릭은 계산하기에 상대적으로 복잡하다. 그 다음으로의 최고의 성능은 완벽한 선험적 MIMO 채널 지식이나 완벽한 채널 예측을 전제로 하여 계산된 RSSI 기준을 사용하는 경우에 발견되었다{라인(113) 참조}. "제니 에이디드(genie aided)"라는 용어는 완벽한 선험적 MIMO 채널 지식이나 완벽한 채널 예측이 가정되는 사실을 지칭하기 위하여 사용된다. 그 다음의 최고의 성능은 제니 에이디드 최대 고유치 합계에 대해서 발견되었다{라인(114) 참조}. 그 다음의 최고의 성능은 제니 에이디드 최대 채널 용량에 대해서 발견되었는데{라인(115) 참조}, 이것은 이를테면 고유치 합계에 비하여 계산하기에 상대적으로 복잡하다. 그 다음의 최고의 성능은 MIMO 채널 지식이 없는 CRC 트리거드 스위치에 대해서 발견되었다{라인(116) 참조}. MIMO 시스템은 통상적으로 어차피 CRC를 모니터링하기 때문에, 이 방법은 계산하기에 상대적으로 단순하다는 장 점을 갖는다. 따라서, CRC 기반 메트릭을 사용하여 교환 선택 방법을 구현하는 것이 상대적으로 수월하다. 또한, 제니 에이디드 메트릭의 성능은 CRC 트리거드 블라인드 스위치(blind switch)에 근접한 것으로 판명되었다.

따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 선택 메트릭은 CRC와 관련된다. 또한, CRC 기반 메트릭을 사용함으로써, 스위칭이 요구된다고 여겨지는 횟수가 고유치 기반 메트릭을 사용하는 경우보다 훨씬 적다는 점이 발견되었다. 따라서, 고유치 기반 메트릭이 사용되는 경우에는, 지나치게 빈번한 안테나들 간의 스위칭을 방지하기 위하여, 소정의 유형의 임계값 메커니즘과 같은 부가적인 기준이 필요할 수 있다.

추가적인 시뮬레이션의 결과가 도 9에 도시되어 있다. 다시, 사용자 장비가 네 개의 수신 안테나와 두 개의 수신 체인으로 구성된 2x4 MIMO가 시뮬레이팅된다. 두 개의 안테나의 여섯 가지 가능한 선택이 가능하며,

(i,j = 1,2,3,4)로 표시된다. 상한의 선택물 성능을 얻기 위하여, 완벽한 선험적 채널 지식이나 완벽한 채널 예측을 가정하는 제니 에이디드 계산을 사용하여, 세 개의 선택 기준(RSSI, 섀넌 용량 및 고유치)을 사용하는 상황이 시뮬레이팅되었다. 6개의 가능한 모든 선택이 선택될 수 있었다. CRC 기반 기준은 실제의 수신기 동작으로 시뮬레이팅되었다. 시뮬레이션에서 사용된 스위치 기준은 이하에서 보다 상세하게 설명되는데, 여기서 λ₁, λ₂는 행렬 H _i,j 의 고유치이다.

기준	계산 규칙	주석
	최소의 FEC 디코딩 비트 에러를 갖는 서브-MIMO를 선택	완벽 예측
		완벽 예측
최대 고유치		완벽 예측
최대 용량		완벽 예측
CRC	CRC가 인코더 블록 에러를 검출하면, (1,2)<->(3,4)의 규칙에 따라 서브-MIMO로 스위칭	블라인드 스위칭

도 9는 실제의 2x2 MIMO 및 2x4 MIMO에 비하여, 4-안테나 및 2-수신 체인 선택 장치에 대한 이득을 포함하는 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 또한, 4, 6 및 7개의 안테나에 대한 이론적인 이득(상한)도 플롯팅되는데, 수학적 도출은 붙임-A에서의 등식(50)에서 보여진다. 명확하게 볼 수 있듯이, 선택 방법 모두는 동일한 수신기 프론트엔드 하드웨어 복잡도를 갖는 정적인 2x2 MIMO을 능가하는 상당한 이득을 제공한다. 특히, CRC 기반 선택 방법은 제니 에이디드 스위치 기준에 근접한 이득을 달성할 수 있다.

앞서 논의된 선택 메트릭들은 수신 안테나들 중에서의 선택과 관련하여 설명되었지만, 이들 메트릭은 수신 장치로부터 송신 장치로의 임의의 유형의 피드백 메커니즘을 사용함으로써, 송신 안테나들 사이의 선택에 대해서도 사용될 수도 있다.

지향성 안테나(directional antenna)의 사용

복수의 사용자 단말기를 포함하는 상황을 고려하는 경우에, 하나의 단말기로부터의 신호가 다른 단말기에 도달하고 기지국으로부터 그 단말기로의 신호와 간섭하는 결과로서 간섭(interference)이 발생할 수 있다. 예를 들어, 종래에 고정 무선 액세스 장치에서 구현된 바와 같이, 사용자 단말기에서 지향성 안테나를 사용함으로써, 사용자 단말기에서 무지향성 안테나(omnidirectional antenna)를 사용하는 기준 상황에 비하여 그러한 간섭을 감소시키는 것이 가능하다. 그러나, MIMO 시스템에서의 사용자 단말기에서 지향성 안테나를 사용하는 것과 더불어, 사용자 단말기에서 교환 안테나 선택을 사용함으로써, 상당한 이점이 얻어짐이 발견되었다. 교환 선택이 안테나 소자의 개수를 사실상 감소시켜, 결과적인 MIMO 성능을 감소시킬 것이라고 예기되더라도, 이점들이 달성될 수 있음이 발견되었다.

이것은, 개인용 컴퓨터와 같은 사용자 단말기용 자립형 유닛(stand-alone unit)에서의 MIMO 안테나 장치에 관한 몇 가지 실시예를 참조하여 이하에서 보다 상세하게 설명된다. 이들 실시예에서, 사용자 단말기가 고속 데이터 전송률의 MIMO 무선 링크를 사용할 수 있도록, 사용자 단말기를 위한 안테나 장치가 제공된다. 바람직하게는, MIMO 통신을 사용한 결과로서 용량에 있어서의 증가를 용이하게 하기 위해, MIMO 링크는 유사한 신호 레벨을 갖는 네 개의 직교 채널을 포함한다.

안테나 장치는 개인용 컴퓨터, 랩탑 컴퓨터, 개인용 디지털 보조기(PDA) 또는 임의의 다른 유형의 사용자 단말기에 접속될 수 있는 상자, 입방체 또는 다른 자립형 구조물에서 지지된다. 이는 안테나 장치가 용이하게 탁상, 테이블 또는 다른 표면 위에 배치되며, 영구적으로 하나의 사용자 단말기에 통합되기보다는 임의의 적합한 유형의 사용자 단말기와 함께 사용될 수 있다는 장점을 제공한다. 자립형 유닛이 소형이면서 휴대가 간편하도록, 안테나 장치의 크기는 최소화된다.

도 10 및 도 11은, 9cm x 9cm x 13cm의 부피 또는 손에 들고 다닐 수 있는 임의의 다른 적합한 크기의 자립형 유닛(128)에 의해 각각 지지되는 두 개의 가능한 안테나 장치를 나타낸다. 도 10은 8개의 다이폴(dipole)(131 내지 138)을 사용하는 장치를 나타내는데, 하나의 수평 다이폴과 하나의 수직 다이폴이 유닛의 4 면의 각각으로부터 지지된다. 안테나는 피드(feed) 및 접지(ground) 핀에 의해 연결되는 유닛의 표면으로부터 떨어져 위치한다. 유닛이 하나의 면 위에 세워진 경우에, 반대면(상단)이 다이폴을 갖지 않도록, 4 면이 선택된다. 수직 다이폴은 유닛으로부터 2.5cm 떨어져 지지되며, 수평 다이폴은 유닛으로부터 3.5cm 떨어져 지지된다. 다이폴을 사용하여 얻어진 신호 레벨이 평판형 역 F 안테나(planar inverted F antenna; PIFA)을 사용하여 발견된 신호 레벨보다 더 높았음(향상되었음)이 발견되었다. 또한, 방위 지향성(azimuth directivity)이 다이폴 장치에 대해 더욱 중요하였다.

도 11은 네 개의 수직 다이폴(145 내지 148)과 네 개의 수평 다이폴(141 내지 144)이 다시 사용되는 다른 실시예를 나타낸다. 이 경우에, 도 10의 장치에 비하여 방위 패턴을 넓히기 위하여, 다이폴이 유닛의 모서리에서 지지된다. 다이폴의 종단에서 발생할 수 있는 방위 패턴에서의 임의의 하강을 최소화하기 위하여, 수평 다이폴의 종단은 유닛을 향햐여 안으로 비틀어지거나 굽어진다. 종전과 같이, 다이폴은 유닛의 표면으로부터 떨어져 지지되거나 위치된다. 이 실시예에서, 전도판(conductive plate; 140)은, 유닛의 일면(상단면)을 덮고 그 면의 각각의 가장 자리를 넘어 확장되도록, 그 유닛의 일면 위에 배치된다. 다른 전도판(141)은 유닛의 반대면(밑면)을 덮도록 배치된다. 이들 판은 수평 다이폴의 전후비(front to back ratio)를 향상시키기 위하여 부가된다. 수평 다이폴의 전후비를 수직 다이폴의 전후비와 일치시키기 위하여, 앞서 설명되고 도 11에 도시된 바와 같이 판이 유닛을 넘어 확장된다. 특정 일례에서, 판은 유닛의 부피가 15cm x 15cm x 13cm인 유닛을 넘어 3cm 만큼 확장된다.

도 10 및 도 11에 도시된 실시예들의 성능을 비교하여, 그 결과가 도 12에 주어진다. 도 10의 실시예는 구성 1로 언급된다. 이 경우에, 다이폴은 유닛의 면 위에 배치되며, 도 11의 장치(구성 2)에서의 다이폴보다 더욱 지향적이다. 이 결과는 각각의 장치가 완전하게 작동 가능한 시스템을 제공한다는 것을 나타낸다.

도 12는 자립형 구성들의 비교를 위해 사용되는 메트릭을 나타낸다. 구성 1 및 구성 2는 90˚와 180˚에 대해 평균된 메트릭을 갖는다. 이들 구성은 지향성 안테나를 가지며, 이 두 개의 평균은 2:2 MIMO(상향 링크에 대해 가정함) 및 2:4 MIMO(하향 링크에 대해 가정함)를 고려한다. 다이버시티 이득은 두 가지 유닛 방위, 0˚와 45˚에 대해 주어진다. 자립형 유닛은 임의의 방위로 표면 위에 배치될 수 있기 때문에, 이러한 점이 관심의 대상이 된다.

구성 1(도 10)은 최고의 평균 이득을 제공한다는 점에서 유리하다는 점이 발견되었다. 이는, 예컨대 전력 증폭기의 부담을 덜어주고, 그 결과 비용을 감소시킨다.

도 10과 도 11을 참조하여 앞서 설명된 예에서, 자립형 유닛은 상향 링크에 대해서는 2:2 MIMO 구성의 일부로서 동작하고, 하향 링크에 대해서는 2:4 MIMO 구성의 일부로서 동작한다고 가정된다. 즉, 상향 링크에 대해서는 기지국에서의 두 개의 입력으로 송신하기 위하여, (가용한 8개의 안테나로부터) 2개의 안테나가 선택된다. 하향 링크에 대해서는, 기지국에서의 2개의 출력으로부터 신호를 수신하기 위하여, 사용자 단말기에서 (가용한 8개의 안테나로부터) 4개의 안테나가 선택된다. 그러나, 이것이 필수적인 것은 아니며, 임의의 n:m MIMO 구성이 상향 링크나 하향 링크의 어느 것을 위해서도 사용될 수 있는데, 여기서 n과 m은 1 보다 큰 정수이다.

도 10의 장치에 대해서는, 8개의 안테나 중의 4개의 임의의 조합을 사용하는 경우와 대조적으로, 8개의 가용한 안테나로부터 4개의 안테나 소자의 최선의 조합을 선택하는 "스위칭" 메커니즘을 사용하는 경우에, 반송파 대 간섭에 있어서의 2dB의 향상이 달성된다는 점이 컴퓨터 시뮬레이션을 이용하여 발견되었다.

시뮬레이션에 있어서는, (도 10에서와 같이) 각각의 노매딕 사용자 단말기가 다른 고속의 데이터 전송률 사용자들을 포함하는 밀집한 도시 지역의 실내 환경에 위치하는 것으로 가정하였다. 각각이 3개의 섹터(sector)를 갖는 19개의 기지국의 네트워크를 포함하며, 네트워크 내의 임의의 지점에 있는 각각의 기지국에 의해 1000 명의 가입자가 서비스를 제공받는 상황 하에서 이루어졌다.

또한, 8개의 안테나 중의 2개의 임의의 조합을 사용하는 경우와 대조적으로, 8개의 가용한 안테나로부터 2개의 안테나 소자의 최선의 조합이 선택되는 경우에, 반송파 대 간섭에 있어서 3dB의 향상이 있음이 발견되었다.

따라서, MIMO 장치에서의 사용자 단말기에 있는 지향성 안테나들 간의 교환 선택을 사용함으로써, 반송파 대 간섭 레벨에 있어서의 향상이 발견되며, 또한 공 간 페이딩을 포함하는 상황이 보다 효과적으로 다루어질 수 있음이 발견되었다.

또한, MIMO 사용자 장비에 있는 지향성 안테나들 간의 교환 선택은 소형의 사용자 장비에 대하여 특히 유리하다. 그러한 경우에, 사용자 장비 자체의 구조 는 대체로 그 사용자 장비 상에 장착된 안테나들에 대한 특정 방향으로의 안테나 패턴을 차단한다. 그렇다면, 명목상의 무지향성 방위 패턴을 구현하기에 어려워진다. 예를 들어, 특정 실시예에서, PDA에서의 MIMO 통신을 위해 네 개의 안테나가 제공된다. 도 13은 이 안테나 장치를 나타낸다. 네 개의 안테나(231 내지 234) 중에서, 세 개의 안테나(231 내지 233)가 플랩(flap)과 같은 지지 구조에 통합되도록 배치된다. 바람직하게는, 플랩은 사용 중이 아닌 경우에 PDA의 디스플레이 스크린 표면을 덮도록, 이동 가능하게 PDA에 연결된다. 플랩은 PDA의 측면 둘레나 PDA의 상단 위로 접히도록 배치될 수 있다. 바람직하게는, 플랩은 플랩과 PDA 사이의 각도가 대략 90˚가 되도록 사용 중에 열리게 된다. 그러나, 이것이 필수적인 것은 아니며, 편파 다이버시티가 제공되도록 플랩과 PDA 사이의 임의의 적절한 각도가 사용될 수 있다. 접지 플레인(ground plane; 235)은 플랩에 통합되며, 플랩에서의 3개의 안테나(231 내지 233)와 동일 평면을 이룬다. 제2 접지 플레인(236)은 PDA 자체에 통합된다(예컨대, 이것은 PDA 기능을 제공하는 PDA 본체 내에 이미 존재하는 회로 보드에 의해 제공될 수 있음). 이러한 제2 접지 플레인과 연관된 안테나(234)는 바람직하게는 도 13에 도시된 바와 같이 돌출되도록, PDA 상에 장착된다.

안테나(231 및 234)는 바람직하게는 동일 평면의 우산형 모노폴(umbrella monopole)이다. 안테나(232)는 바람직하게는 플랩에 장착된 슬롯의 형태로 제공되는데 반하여, 안테나(234)는 바람직하게는 PDA 본체 상에 장착되는 모노폴이다. 블로킹(blocking)으로 인하여 PDA의 프로파일이 안테나 패턴의 무지향성의 양을 제한한다는 점이 발견되었다. 이러한 점은 PDA의 본체를 고려하여 설계되는 상보적인 지향성 패턴을 사용함으로써 다루어진다. 바람직한 예에서, 네 개의 안테나는 도 14의 지향성 안테나 패턴을 제공하도록 배치된다. 도 14에서의 자취들을 고려해보면, 임의의 각도에서 두 개의 안테나 패턴이 양호한 신호 세기를 제공하고 있음을 알 수 있다. 예를 들어, (PDA에서 네 개의 안테나로부터 두 개의 안테나를 선택하는 교환 안테나 선택을 갖는 2:2 MIMO 시스템에서) 상보적인 패턴(391 및 392)이 초기에 선택될 수 있다. 만약 신호 세기가 열등하다고 인정되면, 다른 패턴(393 및 394)이 선택된다. 대안적으로, 두 가지 옵션 모두를 테스트하여 최선의 안테나들 쌍을 선택할 수 있다. 선택 프로세스는 단말기 위치나 환경에서의 변경을 고려하여 시간에 따라 반복된다.

상술된 상보적인 지향 패턴을 얻기 위해서는, 당해 기술 분야에서 공지된 임의의 적절한 방법이 사용된다.

안테나 스위칭 시스템은 통상적으로 포인팅 손실(pointing loss)을 경험한다는 점에 유의해야 한다. 이러한 포인팅 손실은 교환 선택을 구비한 지향성 안테나 시스템에 대해 발견되는 반송파 대 간섭 레벨에 있어서의 향상을 제한한다. 이를 극복하는 한 가지 방법은 기계적 빔 조향(mechanical beam steering) 또는 적응 조합(adaptive combination) 기술 중의 하나를 구비한 조향 빔 시스템(steered beam system)을 사용하는 것이다.

상술한 예에서, 안테나 선택은 송신 또는 수신 요청의 수가 감소될 수 있도록 하는데 사용된다. 관련된 이점은, 지향성 안테나 빔을 생성하도록 복수의 안테나 소자들의 효과를 조합하는 과정을 포함하는 적응 조합 기술을 사용함으로써 달성된다. 일례가 Nortel Networks에 또한 양도된 선행 미국 특허 출원 제09/975,653호에 기술되어 있다. 상기 문서에서는, 6열의 이중 편극 안테나 소자(dual polarised antenna elements)를 갖춘 기지국 안테나 어레이(antenna array)가 기술된다. 여섯 개의 열들은 방위에 있어 반 파장의 간격을 갖는다. 빔 조향을 허용하지 않는 두 개의 고정형 다중 빔 형성기(multiple beamformers)가 이러한 어레이들과 함께 사용되어, 두 개의 편파의 각각에서 세 개의 지향성 안테나 빔들을 형성한다. 이러한 기지국 안테나 어레이는 제한된 섹터에 대해서 기능하는데, 이러한 것은 사용 중에 기지국에 대하여 임의의 방향으로 배치될 수 있는 노매딕 또는 이동형 사용자 단말기에 대해서는 적합하지 않다.

본 발명의 다른 태양에 따르면, MIMO 안테나 장치와 함께 적응 조합 기술이 사용된다. 지향성 안테나 빔들을 생성하기 위해 적응 조합 기술을 사용함으로써, 반송파 대 간섭 레벨이 향상되고, 그로 인해 용량이 증가된다. 바람직하게도, 적응 조합 방법은 생성된 안테나 빔들의 방향을 변경하도록 전자적으로 제어될 수 있다.

예컨대, 도 15의 실시예에서는, 세 개의 안테나 소자(404)의 어레이가 제공된다. 안테나 소자들은 실질적으로 무지향성이고, 근접하게 배치되며(즉, 공간적으로 다중화되지 않음), 편파 다이버시티를 갖는다. 실질적으로 동일한 방향과 안테나 패턴을 갖지만 실질적으로 직교 편파인 한 쌍의 지향성 안테나 빔들(401 및 402)를 생성하기 위하여, 안테나 소자들(404)은 적응적으로 결합된다(403). 두 개의 수신 체인들(405)이 제공된다. 이러한 배치는, 예컨대 n:2 MIMO 시스템(n은 2 이상의 정수)에서의 사용을 위한 사용자 단말기에 유익하게 제공된다. 적응 조합을 사용하는 두 개 이상의 지향성 안테나 빔들을 제공하기 위하여, 임의의 적합한 개수 및 배치를 갖는 안테나 소자들이 사용될 수 있다.

MIMO 시스템을 제공하기 위하여, 안테나 빔들은 다중화되도록 배치된다. 예컨대, 도 15의 실시예에서, 안테나 빔들(401 및 402)은 편파 다중화된다. 그러나, 대안적으로 이들은 공간적으로 다중화되거나 각도 다이버시티를 가질 수 있다.

임의의 적절한 유형의 적응 조합이 사용될 수 있다. 예컨대, 빔 형성기를 사용하거나, 위상 조합(phased combination)을 사용할 수 있다.

본 명세서에서 주어진 임의의 범위 또는 장치 값은 달성하고자 하는 효과를 잃지 않으면서 확장되거나 변경될 수 있는데, 이는 본 명세서의 내용을 이해하는 당업자에게 자명할 것이다.

붙임 A

모든 수신 안테나들이 독립적이라고 가정하면, 임의의 두 개의 수신 안테나를 선택하는 경우, 이들 두 개의 채널의 다중 경로 컴포넌트는 비상관적인데, 이는 정지 프로세스에 대하여, 주파수 다이버시티 이득이 고정형 안테나의 경우에 비하 여 변경되지 않음을 의미한다. 본 붙임은 일시적인 업 페이드(up fade)를 이용하여 안테나 스위칭을 분석한다. 일시적인 업 페이드 및 주파수 다이버시티 모두에 기초한 안테나 스위칭은 본 붙임과는 관계가 없으므로, 본 내용은 얻을 수 있는 최소의 것임에 유의해야 한다. 그러나, 본 시스템에서의 가장 중요한 기여 요소는 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)이 아니라 일시적인 페이딩이라는 점에 유의해야 한다. 왜냐하면, 주파수 선택적 페이딩의 효과는 채널 인터리버(channel interleaver)에 의해 효과적으로 완화될 수 있지만, 일시적인 페이딩은 공간 다이버시티(예컨대, 안테나 스위칭)에 의해서만이 효과적으로 완화될 수 있기 때문이다. 이는, 예컨대 30 km/h의 속도로 이동하는 차량와 같이 도플러가 낮은 경우에 특히 해당된다.

네 개의 수신 안테나들로부터 수신 전력이 P₁ > P₂ > P₃ > P ₄라고 하면, 안테나 스위칭을 사용한 경우에, 두 개의 활성 안테나로부터의 평균 전력은

(10)

이다.

고정 안테나를 사용한 경우에, 두 개의 안테나에 의해 수신된 평균 전력은

(20)

이다.

따라서, 안테나 스위칭으로부터 얻을 수 있는 이득은

(30)

이다.

이는 안테나 스위칭으로부터 얻을 수 있는 최대 이득이 3 dB임을 의미하고, 이러한 상황은 두 개의 약한 안테나로부터 수신된 신호들이 두 개의 강한 안테나들로부터 수신된 신호들에 비하여 무시할 정도인 경우에 발생한다. P ₁ = P ₂ = P ₃ = P ₄인 경우에, 등식(30)으로부터 계산되는 이득은 0 dB임을 주목하여야 하는데, 이는 동일한 세기의 안테나 집합에서 안테나를 선택하는 경우에는 어떠한 이득도 얻을 수 없음을 의미한다.

레일레리 페이딩에 있어서,

는 상당히 작을 수 있다.

이라고 가정하면, 이득은 2.2 dB가 될 것이다.

상기 결과는 N > 4인 수신 안테나들까지 확장될 수 있다. P ₁ > P ₂ > ... > P _N인 경우에, 안테나 스위칭으로부터 얻어지는 이득은

(40)

로 갱신되는데, 이는 이득이

(50)

에 의해 한계가 설정됨을 의미한다.

N = 6 이면, 이득의 상한은 4.77 dB이다. 이러한 한계는

인 경우에 얻어짐에 주의해야 한다. N이 증가함에 따라,

의 조건이 참(true)이 아닐 가능성이 높아지므로, 상한 10log(N/2)(dB)은 점점 느슨해진다.

이고,

라고 하면,

(60)

이다.

등식(0)은, N

인 경우에, 두 개의 선택된 안테나들은 항상 업 페이드를 포착할 수 있으며, 이로 인해 안테나 스위칭으로부터의 이득은 페이드의 피크 대 평균비(peak to average ratio)와 동일한데, 이는 채널에 의존적이라는 점을 나타낸다.

Claims

다중-입력 다중-출력 MIMO 무선 통신 수신기로서,

(i) 각각이 무선 주파수 신호들을 수신하는 복수의 안테나 소자들;

(ii) 편파 다중인(diverse in polarisation) 둘 이상의 지향성 안테나 빔들(directional antenna beams)이 제공되도록, 상기 안테나 소자들을 적응적으로 결합하도록 구성된 결합기(combiner); 및

(iii) 각각이 상기 지향성 안테나 빔들을 처리하는 둘 이상의 수신 체인들

을 포함하고,

상기 결합기는, 편파 다중인 상기 둘 이상의 지향성 안테나 빔들이 MIMO 통신을 수신하는데 적합하고 상기 안테나 소자들의 수가 상기 수신 체인들의 수보다 많도록 구성되는 수신기.
제1항에 있어서,

상기 수신기는 사용자 단말기 및 기지국으로부터 선택되는 수신기.
제1항에 있어서,

상기 안테나 빔들은, 각도 다이버시티(angle diversity) 및 공간 다이버시티(space diversity) 중 하나의 결과로서 다중인 수신기.
제1항에 있어서,

상기 결합기는 적어도 하나의 빔 형성기(beamformer)를 포함하는 수신기.
제1항에 있어서,

상기 안테나 소자들의 적어도 일부는 위상 배열(phased array)로서 제공되는 수신기.
제1항에 있어서,

실질적으로 유사한 방향성을 갖고, 실질적으로 직교 편파를 갖는 한 쌍의 안테나 빔들이 제공되는 수신기.
제6항에 있어서,

실질적으로 유사한 방향성을 갖고, 상호간에 실질적으로 직교 편파를 갖지만, 제1 쌍의 안테나 빔들과 다른 방향성을 갖는 제2 쌍의 안테나 빔들이 제공되는 수신기.
제1항에 있어서,

상기 결합기는 상기 지향성 안테나 빔들을 전자적으로 구동하도록 구성되는 수신기.
다중-입력 다중-출력 MIMO 무선 통신 송신기로서,

(i) 각각이 기저대역 주파수 신호들을 처리하는 둘 이상의 송신 체인들;

(ii) 편파 다중인(diverse in polarisation) 둘 이상의 지향성 안테나 빔들(directional antenna beams)을 제공하도록 구성된 빔 형성기(beamformer); 및

(iii) 각각이 무선 주파수 신호들을 송신하는 복수의 안테나 소자들

을 포함하고,

상기 빔 형성기는, 편파 다중인 상기 둘 이상의 지향성 안테나 빔들이 MIMO 통신을 송신하는데 적합하고 상기 안테나 소자들의 수가 상기 송신 체인들의 수보다 많도록 구성되는 송신기.
제9항에 있어서,

상기 송신기는 사용자 단말기 및 기지국으로부터 선택되는 송신기.
제9항에 있어서,

상기 안테나 빔들은, 각도 다이버시티 및 공간 다이버시티 중 하나의 결과로서 다중인 송신기.
제9항에 있어서,

상기 안테나 소자들의 적어도 일부는 위상 배열로서 제공되는 송신기.
제9항에 있어서,

실질적으로 유사한 방향성을 갖고, 실질적으로 직교 편파를 갖는 한 쌍의 안테나 빔들이 제공되는 송신기.
제13항에 있어서,

실질적으로 유사한 방향성을 갖고, 상호간에 실질적으로 직교 편파를 갖지만, 제1 쌍의 안테나 빔들과 다른 방향성을 갖는 제2 쌍의 안테나 빔들이 또한 제공되는 송신기.
제9항에 있어서,

상기 빔 형성기는 상기 지향성 안테나 빔들을 전자적으로 구동하도록 구성되는 송신기.
제1항의 수신기 및 제9항의 송신기를 포함하는 통신 네트워크.
다중-입력 다중-출력 MIMO 무선 통신 수신기를 동작하는 방법으로서,

(i) 복수의 안테나 소자들에서 무선 신호들을 수신하는 단계;

(ii) 상기 안테나 소자들이 둘 이상의 편파 다중(polarisation diverse) 채널들을 수신하기 위하여 적어도 한 방향성에서 동작할 수 있도록, 결합기를 사용하여, 상기 안테나 소자들을 적응적으로 결합하는 단계; 및

(iii) 둘 이상의 수신 체인들에서 상기 다중 채널들을 처리하는 단계

를 포함하고,

상기 결합기는, 둘 이상의 지향성 안테나 빔들이 MIMO 통신을 수신하는데 적합하고 상기 안테나 소자들의 수가 상기 수신 체인들의 수보다 많도록 구성되는 방법.
다중-입력 다중-출력 MIMO 무선 통신 송신기를 동작하는 방법으로서,

(i) 둘 이상의 송신 체인들에서 기저대역 주파수 신호들을 처리하는 단계;

(ii) 빔 형성기를 이용하여 둘 이상의 편파 다중(polarisation diverse) 채널들을 제공하는 단계; 및

(iii) 복수의 안테나 소자로부터 무선 신호들을 송신하는 단계

를 포함하고,

상기 빔 형성기는, 둘 이상의 지향성 안테나 빔들이 MIMO 통신을 송신하는데 적합하고 상기 안테나 소자들의 수가 상기 송신 체인들의 수보다 많도록 구성되는 방법.