CN117872281B - 一种相位控制频率分集极化分集的mimo雷达方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种相位控制频率分集极化分集的MIMO雷达方法，给定一个包含发射阵列和接收阵列的MIMO雷达；将整个发射阵列合理分割为若干个发射子阵；设置每个发射子阵的发射波束指向、发射极化、发射信号频率；所有发射子阵同时向外发射信号，所有发射子波束都指向期望的目标方向；接收阵列中的每一个阵元同时接收回波信号中的水平极化分量和垂直极化分量；对每一路回波信号进行匹配滤波；将匹配滤波后的回波信号进行接收波束形成；该方法提高了接收波束形成后的系统输出SNR和SINR，可用于集中式MIMO雷达。
Description
技术领域
本发明涉及雷达技术领域，尤其涉及一种相位控制频率分集极化分集的MIMO雷达方法。
背景技术
与传统的相控阵雷达相比，集中式多输入多输出（Multiple-Input Multiple-Output，MIMO）雷达技术可以改善角度分辨力，增加可探测目标数量，改善参数识别性能和提高发射/接收波束设计的灵活性。但是，集中式MIMO雷达由于发射正交波形而损失了发射相干增益，同时全向发射波束也降低了能量利用率，造成接收端信噪比（Signal-to-NoiseRatio，SNR）降低。另外，当MIMO雷达遭受主瓣干扰时，其系统性能会明显下降。
为了提高MIMO雷达的输出端SNR或者信干噪比（Signal-to-Interference plusNoise Ratio，SINR），相控阵技术、频率分集阵列技术和极化分集技术被分别应用到MIMO雷达中。已有研究成果主要有：
（1）Aboulnasr Hassanien等对集中式MIMO雷达的发射阵列进行合理分割，形成了子阵内发射相干信号，子阵间发射相互正交信号，兼具发射相干增益和波形分集增益优势的Phased-MIMO雷达技术。相较于传统相控阵雷达，Phased-MIMO雷达通过子阵间发射正交信号，形成了虚拟孔径扩展，提高了目标分辨能力，同时相较于传统MIMO雷达，Phased-MIMO雷达子阵内发射相干信号，提高了雷达功率利用率和接收端SNR。该技术的缺点是，接收端波束形成与距离无关，当雷达遭受同角度不同距离的主瓣干扰时，接收波束形成后的输出SINR会严重下降。
（2）Zhe Xiang等将极化分集技术同时应用到MIMO雷达的发射端和接收端，提出了一种极化分集MIMO（PMIMO）雷达技术。在PMIMO雷达技术中，发射阵列中的每一个天线单元可以根据需要发射不同极化状态的波形，不同天线单元间的发射波形相互正交。接收阵列中的每一个天线单元采用2维矢量传感器来同时接收回波信号中的水平极化分量和垂直极化分量。该技术使得MIMO雷达可以利用极化域信息来抑制主瓣干扰，提高了系统输出SINR。但该技术的接收端波束形成仍然与距离无关，遭受同角度不同距离的主瓣干扰时，接收波束形成后的输出SINR会严重下降。
（3）Wen-Qin Wang等将频率分集阵列（Frequency Diverse Array，FDA）技术应用到Phased-MIMO雷达中，提出了一种FS-MIMO雷达技术。该技术将整个FDA发射阵列划分为多个子阵，子阵内相参地发射相同波形信号，不同子阵间发射信号的波形相互正交。该技术融合了频率分集阵列雷达和Phased-MIMO雷达的优点，可以实现与距离相关的波束形成性能，且波束形成后的输出端SNR和SINR均优于Phased-MIMO雷达和FDA雷达。该技术的缺点是，当转发式扰靠近真实目标时，输出端SINR会严重下降。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提供了一种相位控制频率分集极化分集的MIMO雷达方法，以提高MIMO雷达接收波束形成后的输出SNR和SINR。
为实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：
本发明提供了一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，包括以下步骤：
S1、给定一个MIMO雷达，发射阵列包含个阵元，接收阵列包含个阵元；
S2、对所述发射阵列进行分割，将整个所述发射阵列划分为个发射子阵，每个所
述发射子阵包含个阵元；
S3、所有所述发射子阵同时向外发射信号，控制每个所述发射子阵的发射相位，使所有发射子波束都指向期望的目标方向；
S4、所述接收阵列有个阵元，每一个所述阵元均采用一个2维矢量传感器来同时
接收回波信号中的水平极化分量和垂直极化分量，得到路回波信号；
S5、利用发射信号对应的种匹配滤波器，分别对整个所述接收阵列接收到的
路回波信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的路回波信号；
S6、将路回波信号写成回波信号向量的形式；
S7、对路回波信号进行接收波束形成。
进一步，所述S3具体为：
S301、第个所述发射子阵中的所有阵元均以发射极化状态相参
地发射信号，发射信号频率为；
S302、对第个所述发射子阵施加发射相位控制权向量，使对应
的发射子波束指向期望的目标方向；
S303、不同所述发射子阵间的发射信号的频率满足公式（1）：
（1）；
其中，为基准载频，为控制相邻发射子阵发射信号频率的步进间隔，小于基
准载频；
S304、不同所述发射子阵的发射信号的波形相互正交，满足公式（2）：
（2）；
其中，表示第个发射子阵的发射信号；表示第个发射子阵的发
射信号，，表示时间；表示任意时延；表示发射脉冲时宽；表示复数共轭。
进一步，所述S6具体为：
S601、如果雷达波束覆盖范围内仅包含真是目标，即为噪声背景，则回波信号向量表示为：
（3）；
其中，表示真实目标的回波信号向量；表示噪声信号向量；
如果雷达波束覆盖范围内不仅包含真实目标，还有转发式干扰，即为干扰背景，则回波信号向量表示为：
（4）；
其中，表示被雷达接收到的干扰信号向量；
S602、目标回波信号向量和干扰信号向量分别为：
（5）；
（6）；
其中，表示发射子阵的功率控制系数；表示目标回波信号的复系
数；表示目标回波信号的联合导向向量；表示目标相对雷达的距离；表示目
标相对雷达的方位角；表示干扰个数；表示第个干扰对应的干扰信号复系数；表示第个干扰对应的联合导向向量；表示第个干扰的距离；表示第个
干扰的角度。
进一步，所述S7具体为：
S701、在噪声背景下，采用非自适应波束形成器来进行接收波束的形成，接收波束
形成的权向量为：
（7）；
接收波束形成后的系统输出SNR按公式（8）进行计算：
（8）；
其中，表示真实目标被雷达照射后的极化散射信息向量；表示目标回波信
号的功率；表示噪声信号的功率；表示向量的共轭转置操作；表示取模运算；
S702、在干扰背景下，采用最小方差无失真响应波束形成器来进行接收波束形成，
接收波束形成权向量为：
（9）；
其中，表示干扰信号加噪声信号的协方差矩阵；表示矩阵的求逆运算；
接收波束形成后的系统输出SINR按照公式（10）进行计算：
（10）。
进一步，所述S602中，目标回波信号的联合导向向量为：
（11）；
其中，表示目标对应的接收导向向量；表示目标对应的发射相控导
向向量；表示目标对应的子阵导向向量；表示目标对应的距离导向向量，；表示目标被雷达照射后的极化散射信息向量；表示Kronecker积运算；表
示Hadamard乘积运算。
进一步，所述S602中，干扰对应的联合导向向量为：
（12）；
其中，表示第个干扰对应的接收导向向量；表示第个干扰对应的
发射相控导向向量；表示第个干扰对应的子阵导向向量；表示第个干扰对
应的距离导向向量；表示第个干扰的极化散射信息向量。
本发明的有益效果为：由于MIMO雷达的各个发射子阵均为相位控制阵列，且各个子阵对应的发射子波束均指向目标方向，所以使得MIMO雷达具有了发射相干增益，提高了发射端能量利用率，对应地提高了接收端信噪比；
由于MIMO雷达的发射子阵间构成频率分集阵列，所以使得MIMO雷达可以获得目标和干扰的距离信息。可以基于目标和干扰在距离域信息的不同，利用自适应波束形成来对同角度、不同距离的主瓣干扰进行有效抑制，提高了输出SINR；
第三，由于MIMO雷达的发射阵列和接收阵列均采用了极化分集技术，因而可以获得目标和干扰的极化信息。基于目标和干扰在极化域信息的不同，采用自适应波束形成来对靠近真实目标的主瓣干扰进行有效抑制，提高了输出SINR。
附图说明
图1为本发明一种相位控制频率分集极化分集的MIMO雷达方法的实现流程图；
图2为本发明仿真实验一的发射阵列划分示意图；
图3为本发明仿真实验二的发射阵列划分示意图；
图4为本发明和现有技术在仿真实验一中接收波束形成后的系统输出SNR曲线图；
图5为输入干扰噪声比JNR=30dB，本发明和现有技术在仿真实验二场景一中接收波束形成后的系统输出SINR曲线图；
图6为输入信噪比SNR=5dB时，本发明和现有技术在仿真实验二场景一中接收波束形成后的系统输出SINR曲线图；
图7为输入干扰噪声比JNR=30dB时，本发明和现有技术在仿真实验二场景二中接收波束形成后的系统输出SINR曲线图；
图8为输入信噪比SNR=5dB时，本发明和现有技术在仿真实验二场景二中接收波束形成后的系统输出SINR曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参阅图1，一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，包括以下步骤：
S1、给定一个MIMO雷达，发射阵列包含个阵元，接收阵列包含个阵元；
在一种具体的实施方式中，发射阵列中的每个阵元可以任意极化状态发射信息，接收阵列中的每个阵元均为一个2维矢量传感器。
S2、对所述发射阵列进行分割，将整个所述发射阵列划分为个发射子阵，每个所
述发射子阵包含个阵元；
在一种具体的实施方式中，所分割成的发射子阵间可以相互重叠也可以不重叠；不同发射子阵的阵元个数可以相等也可以不相等，发射子阵的分割方式灵活。
S3、所有所述发射子阵同时向外发射信号，控制每个所述发射子阵的发射相位，使所有发射子波束都指向期望的目标方向；
S4、所述接收阵列有个阵元，每一个所述阵元均采用一个2维矢量传感器来同时
接收回波信号中的水平极化分量和垂直极化分量，得到路回波信号；
在一种具体的实施方式中，接收阵列中的每一个阵元都可以同时接收到1路水平
极化通道的回波和1路垂直极化通道的回波。记第个阵元接收到的1路垂直
极化通道的回波信号为，1路水平极化通道的回波信号为；其中，上标表示
垂直极化通道；上标表示水平极化通道。
整个接收阵列共接收到路回波信号，包括路水平极化通道回波信号和路垂直极化通道回波信号。
S5、利用发射信号对应的种匹配滤波器，分别对整个所述接收阵列接收到的
路回波信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的路回波信号；
在一种具体的实施方式中，路回波信号为：
和
；
其中，分别表示第1个接收阵元接收到的水平极化通道的回波信
号分别经发射信号对应的个匹配滤波器匹配滤波后的信
号；分别表示第1个接收阵元接收到的垂直极化通道的回波信号分
别经发射信号对应的个匹配滤波器匹配滤波后的信号。
S6、将路回波信号写成回波信号向量的形式；
具体的，将和重新排序，写出回波信号向量的
形式为：
。
S7、对路回波信号进行接收波束形成。
所述S3具体为：
由于所有发射子阵同时向外发射信号，控制每个发射子阵的发射波束指向，使得所有发射子阵形成的发射子波束都指向期望的目标方向。即：
S301、第个所述发射子阵中的所有阵元均以发射极化状态相参
地发射信号，发射信号频率为；
S302、对第个所述发射子阵施加发射相位控制权向量，使对应
的发射子波束指向期望的目标方向；其中，为维单位权向量；
在一种具体的实施方式中，不同发射子阵的发射极化状态可以相同也可以不
同；也可以根据需要进行控制变化。
同时，相邻发射子阵发射信号的频率相差一个可以控制的频率步进间隔，即：
S303、不同所述发射子阵间的发射信号的频率满足公式（1）：
（1）；
其中，为基准载频，为控制相邻发射子阵发射信号频率的步进间隔，小于基
准载频；
S304、不同所述发射子阵的发射信号的波形相互正交，满足公式（2）：
（2）；
其中，表示第个发射子阵的发射信号；表示第个发射子阵的发
射信号，，表示时间；表示任意时延；表示发射脉冲时宽；表示复数共轭。
所述S6具体为：
S601、如果雷达波束覆盖范围内仅包含真是目标，即为噪声背景，则回波信号向量表示为：
（3）；
其中，表示真实目标的回波信号向量；表示噪声信号向量；
如果雷达波束覆盖范围内不仅包含真实目标，还有转发式干扰，即为干扰背景，则回波信号向量表示为：
（4）；
其中，表示被雷达接收到的干扰信号向量；
S602、目标回波信号向量和干扰信号向量分别为：
（5）；
（6）；
其中，表示发射子阵的功率控制系数；表示目标回波信号的复系
数；表示目标回波信号的联合导向向量；表示目标相对雷达的距离；表示目
标相对雷达的方位角；表示干扰个数；表示第个干扰对应的干扰信号复系数；表示第个干扰对应的联合导向向量；表示第个干扰的距离；表示第个
干扰的角度。
所述S7具体为：
S701、在噪声背景下，采用非自适应波束形成器来进行接收波束的形成，接收波束
形成的权向量为：
（7）；
接收波束形成后的系统输出SNR按公式（8）进行计算：
（8）；
其中，表示真实目标被雷达照射后的极化散射信息向量；表示目标回波信
号的功率；表示噪声信号的功率；表示向量的共轭转置操作；表示取模运算；
S702、在干扰背景下，采用最小方差无失真响应波束形成器来进行接收波束形成，
接收波束形成权向量为：
（9）；
其中，表示干扰信号加噪声信号的协方差矩阵；表示矩阵的求逆运算；
接收波束形成后的系统输出SINR按照公式（10）进行计算：
（10）。
在一种具体的实施方式中，在实际中矩阵通常未知，可用采样协方差矩阵来代替；/>是来自于/>个不同距离单元的干扰加噪声信号快拍数据；/>表示连续求和操作。
所述S602中，目标回波信号的联合导向向量为：
（11）；
其中，表示目标对应的接收导向向量；表示目标对应的发射相控导
向向量；表示目标对应的子阵导向向量；表示目标对应的距离导向向量，；表示目标被雷达照射后的极化散射信息向量；表示Kronecker积运算；表
示Hadamard乘积运算。
所述S602中，干扰对应的联合导向向量为：
（12）；
其中，表示第个干扰对应的接收导向向量；表示第个干扰对应的
发射相控导向向量；表示第个干扰对应的子阵导向向量；表示第个干扰对
应的距离导向向量；表示第个干扰的极化散射信息向量。
在一种具体的实施方式中：
接收导向向量和的形式均为：
；
其中，表示目标或干扰相对雷达的方位角；/>表示自然底数；/>表示虚数单位；表示电磁波传播速度；/>表示接收阵元间隔；
发射相控导向向量和的形式均为：
；
其中，表示对第/>个发射子阵施加的发射相位控制权向量；表示第/>个发射子阵对应的发射导向向量，形式为：
；
其中，表示发射阵元间隔；
子阵导向向量和的形式均为：
；
其中，表示波束指向方位角/>时，第/>个发射子阵的第一个阵元发射信号相对整个发射阵列第一个阵元发射信号的传播时延；
距离导向向量和的形式均为：
；
其中，表示目标或干扰对应的距离；
在一种具体的实施方式中，，/>表示目标被雷达照射后的极化散射信息向量；/>表示目标的极化散射矩阵，表示第/>个干扰的极化散射信息向量；/>表示第个干扰源的极化散射矩阵；/>和/>分别表示第/>个干扰源的发射极化状态和接收极化状态。
下面结合附图对本发明的效果做进一步的描述：
仿真运行系统为Intel(R) Core(TM) i5-7200U CPU @2.5GHz 2.7GHz，64位Windows操作系统，仿真软件采用MATLAB(R2017b)。
仿真内容与结果分析：
仿真实验主要是验证本发明在接收波束形成后输出SNR（或SINR）上的性能，并与已有的PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术、FS-MIMO雷达技术进行对比，以此来证明本发明在性能上的优势。
本发明的仿真实验设定在一个发射阵列和接收阵列均为均匀线阵的MIMO雷达上，发射阵列和接收阵列的阵元个数，阵元间距/>。基准载频/>GHz。真实目标的极化散射矩阵为
；
仿真实验一为噪声背景下的仿真实例，仿真场景中仅包含1个真实目标，真实目标的方位和距离为[0°, 30km]，仿真非自适应接收波束形成后的系统输出SNR随输入SNR的变化情况。仿真时设定发射频率步进间隔。发射子阵的划分方式如图2所示，子阵个数/>，子阵阵元个数/>，相邻两个子阵重叠阵元个数为1。7个发射子阵的发射极化状态分别为：
图4中的横坐标表示接收天线阵列输入端的回波信号SNR，纵坐标表示采用非自适应接收波束形成后的系统输出SNR。为了便于比较，图4中同时给出了同配置情况下分别采用PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术和FS-MIMO雷达技术的非自适应接收波束形成后的系统输出SNR曲线，并分别以PMIMO、Phased-MIMO、FS-MIMO、FPPMIMO进行标示。本发明的采用非自适应接收波束形成后的系统输出SNR曲线以FPPMIMO进行标示。
从图4可见，噪声背景下在接收端采用非自适应波束形成，本发明接收波束形成后的系统输出SNR显著优于PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术和FS-MIMO雷达技术。
仿真实验二为干扰背景下的仿真，包含两个不同场景，仿真实验在干扰背景下采用最小方差无失真响应波束形成器来进行接收波束形成后的系统输出SINR随输入SNR（和输入干噪比JNR）的变化情况。
（1）场景一中包含1个真实目标和1个转发式有源干扰，真实目标的方位和距离为[0°, 30km]，有源干扰的方位和距离为[0°, 50km]。
（2）场景二中包含1个真实目标和1个转发式有源干扰，真实目标的方位和距离为[0°, 30km]，有源干扰的方位和距离为[3°, 35km]。
仿真实验二中设定的雷达发射子阵的划分方式如图3所示：子阵个数，子阵阵元个数/>，相邻两个子阵重叠阵元个数为5。
3个发射子阵的发射极化状态分别为
；
干扰源的发射极化向量和接收极化向量为
；
雷达发射子阵发射信号频率间隔设定为：场景1为，场景2为。
图5和图7中的横坐标表示接收天线阵列输入端的回波信号SNR，纵坐标表示接收波束形成后的系统输出SINR。图6和图8中的横坐标表示接收天线阵列输入端的回波信号JNR，纵坐标表示接收波束形成后的系统输出SINR。为了便于比较，图5至图8中同时给出了同配置情况下分别采用PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术和FS-MIMO雷达技术的最小方差无失真响应波束形成器接收波束形成后的系统输出SINR曲线，并以PMIMO标示的曲线表示采用PMIMO雷达技术后的系统输出SINR曲线，以Phased-MIMO标示的曲线表示采用Phased-MIMO雷达技术后的系统输出SINR曲线，以FS-MIMO标示的曲线表示采用FS-MIMO雷达技术后的系统输出SINR曲线，以FPPMIMO标示的曲线表示本发明的系统输出SINR曲线。
从图5和图6可见，当干扰和真实目标位于同角度不同距离时，本发明的系统输出SINR显著优于PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术和FS-MIMO雷达技术。
从图7和图8可见，当干扰在方位和距离上同时靠近真实目标时，本发明的系统输出SINR显著优于PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术和FS-MIMO雷达技术。
综合图5至图8可见，在干扰背景下，本发明的接收波束形成后输出SINR优于现有的PMIMO雷达技术、Phased-MIMO雷达技术和FS-MIMO雷达技术。
以上所述实施例仅表达了本发明的实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求。
Claims (5)
1.一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、给定一个MIMO雷达，发射阵列包含个阵元，接收阵列包含/>个阵元；
S2、对所述发射阵列进行分割，将整个所述发射阵列划分为个发射子阵，每个所述发射子阵包含/>个阵元；
S3、所有所述发射子阵同时向外发射信号，控制每个所述发射子阵的发射相位，使所有发射子波束都指向期望的目标方向；
S4、所述接收阵列有个阵元，每一个所述阵元均采用一个2维矢量传感器来同时接收回波信号中的水平极化分量和垂直极化分量，得到/>路回波信号；
S5、利用发射信号对应的种匹配滤波器，分别对整个所述接收阵列接收到的/>路回波信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的/>路回波信号；
S6、将路回波信号写成回波信号向量/>的形式；
S7、对路回波信号进行接收波束形成；
所述S3具体为：
S301、第个所述发射子阵中的所有阵元均以发射极化状态/>发射信号，发射信号频率为/>；
S302、对第个所述发射子阵施加发射相位控制权向量/>，使对应的发射子波束指向期望的目标方向；
S303、不同所述发射子阵间的发射信号的频率满足公式（1）：
（1）；
其中，为基准载频，/>为控制相邻发射子阵发射信号频率的步进间隔，小于基准载频/>；
S304、不同所述发射子阵的发射信号的波形相互正交，满足公式（2）：
（2）；
其中，表示第/>个发射子阵的发射信号；/>表示第/>个发射子阵的发射信号，/>，/>表示时间；/>表示任意时延；/>表示发射脉冲时宽；/>表示复数共轭。
2.根据权利要求1所述的一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，其特征在于，所述S6具体为：
S601、如果雷达波束覆盖范围内仅包含真实目标，即为噪声背景，则回波信号向量表示为：
（3）；
其中，表示真实目标的回波信号向量；/>表示噪声信号向量；
如果雷达波束覆盖范围内不仅包含真实目标，还有转发式干扰，即为干扰背景，则回波信号向量表示为：
（4）；
其中，表示被雷达接收到的干扰信号向量；
S602、目标回波信号向量和干扰信号向量/>分别为：
（5）；
（6）；
其中，表示发射子阵的功率控制系数；/>表示目标回波信号的复系数；表示目标回波信号的联合导向向量；/>表示目标相对雷达的距离；/>表示目标相对雷达的方位角；/>表示干扰个数；/>表示第/>个干扰对应的干扰信号复系数；表示第/>个干扰对应的联合导向向量；/>表示第/>个干扰的距离；/>表示第/>个干扰的角度。
3.根据权利要求2所述的一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，其特征在于，所述S7具体为：
S701、在噪声背景下，采用非自适应波束形成器来进行接收波束的形成，接收波束形成的权向量为：
（7）；
接收波束形成后的系统输出SNR按公式（8）进行计算：
（8）；
其中，表示真实目标被雷达照射后的极化散射信息向量；/>表示目标回波信号的功率；/>表示噪声信号的功率；/>表示向量的共轭转置操作；/>表示取模运算；
S702、在干扰背景下，采用最小方差无失真响应波束形成器来进行接收波束形成，接收波束形成权向量为：
（9）；
其中，表示干扰信号加噪声信号的协方差矩阵；/>表示矩阵的求逆运算；
接收波束形成后的系统输出SINR按照公式（10）进行计算：
（10）。
4.根据权利要求3所述的一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，其特征在于：所述S602中，目标回波信号的联合导向向量为：
（11）；
其中，表示目标对应的接收导向向量；/>表示目标对应的发射相控导向向量；/>表示目标对应的子阵导向向量；/>表示目标对应的距离导向向量，；/>表示目标被雷达照射后的极化散射信息向量；/>表示Kronecker积运算；/>表示Hadamard乘积运算。
5.根据权利要求4所述的一种相位控制频率分集极化分集的集中式多输入多输出MIMO雷达方法，其特征在于：所述S602中，干扰对应的联合导向向量为：
（12）；
其中，表示第/>个干扰对应的接收导向向量；/>表示第/>个干扰对应的发射相控导向向量；/>表示第/>个干扰对应的子阵导向向量；/>表示第/>个干扰对应的距离导向向量；/>表示第/>个干扰的极化散射信息向量。
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