TW201008027A - Antenna array configurations for high throughput MIMO WLAN systems - Google Patents

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201008027 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 概括地說’本發明涉及在多輸入多輸出（ΜΙΜΟ )通訊 系統中使用的天線，具體地說，涉及用以實現高資料吞吐量 和高頻譜效率（容量）的天線陣列配置。 【先前技術】 ® 多輸入多輸出（141]\40)通訊系統使用多個（1^個） 發射天線和多個（]^個）接收天線來進行資料傳輸。由化 個發射天線和NR個接收天線形成的ΜΙΜΟ通道可分解成Ns 個獨立通道，其中Ns s min {Ντ，Nr}。Ns個獨立通道中的 每個獨立通道還稱作為MIM〇通道的空間子通道，並對應於 一個維度。在使用多個發射天線和接收天線所產生的額外的 維度的情況下，相對於單輸入單輸出（SIS〇)通訊系統 魯 ΜΙΜΟ系統能夠提供改進的性能（例如，增加的傳輸容量 為了在可攜式處理設備（例如，膝上型電腦）與其他 電腦（膝上型電腦、伺服器等等）、週邊設備（例如，印表 機、滑鼠、鍵盤等等）或通訊設備（數據機、蜂巢式電話、 智慧型電話等等）之間提供無線連通，有必要為可攜式設備 裝備天線或多個天線，如，可以將多個天線安置於設備的 外部’也可以將多個天線併入（嵌入）設備内（例如，嵌入 201008027 在顯示單元中）。 儘管嵌·入式天線設計古 十方案能夠克服與外部天線設 案相關聯的缺陷（例如，不且 』如不易受到損害）’然而一 傲入式天線設計方案的性能不如外部天線。為了改善喪入式 天線的性能，最好將天線安置在距離設備中的任何金屬部件 一定距離的地方。例如，跑也w 取決於設備的設計和所使用的天線 類型，天線和任何金屬部件 間的距離應至少約為10毫米 ❹ (或者約0.3937英寸）。嵌入 Λ天線設β十方案的另一缺陷是 需要增加設備的大小以容納天绩 大線的放置，尤其是在使用兩個 或多個天線時。 【發明内容】 。此類天 y方向） 本發明挺供了用於配置多單元天線陣列的技術 線陣列被设計為具有沿正交軸（例如，χ方向和 以λ/2為間隔分開的縫隙對。—種此類陣列包括四個或多 個共處一區（co-located)的天線單元對，這些天線單元對 由旋轉方向相同的交叉縫隙（cr〇sssl〇t)構成。另一種此 類陣列包括四個或多個共處一區的天線單元對，這些天線 單元對由旋轉方向相同的一些交叉缝隙和旋轉方向不同 的其他交又縫隙構成。 【實施方式】 201008027 . 本發明中使用的「示例性的」一詞意味著「用作例子、 例證或說明」。本發明中被描述為「示例性」的任何實施例 不應被解釋為比其他實施例更優選或更具優勢。 電氣與電子工程師協會無線區域網路（IEEE WLAN) 系統的一個主要目標是使資料頻寬約增長為IEEE8〇2 un* 統中的資料頻寬的ίο倍，例如，目標資料率超過1Gbps，以 支援多種多媒體應用。對這種高資料率通訊的需求使得擴展 ❹為使用較高帶中的載波頻率（例如，使用6〇晰附近的载 波頻率）來工作的更複雜的無線系統成為必要。然而，這種 方法會大幅度削減覆蓋區域。 另外種增加頻寬的方法是使用ΜΙΜΟ技術，通過使 用大量發射天線和接收天線（如位於兩端的8單元天線陣列 或16單元天線陣列）來擴展發射機和接收機的空間域。為 了更加高效地使用高階ΜΙΜΟ通訊系統，對天線陣列的設計 ©就成為系統設計中曰益重要的一部分。一般來說，會期望限 制設備的結構因數。因此，在不犧牲通道容量的情況下將 相對大量的天線安裝進相對較小的區域是一種設計上的挑 戰。此外，會期望將天線保持在與處理邏輯器件緊密相鄰 處以便於通往天線陣列的電缆分佈和來自天線陣列的電纜 佈因為最終產品的面積較小，由此，一般來說，會期望 陣列單70之間具有高隔離性，這種高隔離性能夠降低空間相 關並能夠增加通道容量。在設計更高階的天線陣列時，還要 201008027 考慮若干其他參數，諸如：洩漏、返回損耗、輻射圖、效率、 方向性和機械設計等等。 圖1不出了包括存取點（AP )和用戶終端（口丁）的 般ΜΙΜΟ無線系統1〇〇。為了簡單起見，在圖i中僅示出了 一個存取點110。如本文所使用的，術語「存取點」通常指 的是與用戶終端進行通訊的固定站，其還可以稱作為基地 ❻台、節點B或一些其他術語。系統控制器13〇耦合到存取點 並對存取點進行協調和控制。用戶終端可以是固定的，也可 以是移動的，其還可以稱作為行動站、無線設備或一些其他 術語。用戶終端可以與存取點進行通訊，在這種情形下，存 取點和用戶終端的角色是確定的。用戶終端還可以採用對等 的方式與另一用戶終端進行通訊。 ΜΙΜΟ系統1〇〇可以是分時雙工（TDD)系統，也可 ©以是分頻雙工（FDD)系統。對於TDD系統而言，下行鏈路 和上行鏈路共享相同的頻帶。對於FDD系統而言，下行鏈路 和上行鏈路使用不同的頻帶。了行鏈路是從存取點到用戶終 端的通訊鍵路，上行鏈路是從用戶終端到存取點的通訊鍵 路。MlM〇系統100還使用單載波或多載波來進行資料傳輸。 為了增加容量和資料呑吐量，存取點和用戶終端配備 有較讀的天線陣列，如具有不同極化方向的A個天線或十 天線。在本發明的某些實施例中，用戶終端可以是可攜 201008027 式電腦（膝上型電腦）、蜂巢式電話或高清（HD)電視。在 某些實施例中，使用例如高通公司開發出的天線測量平臺 (AMP ) 4x4 ΜΙΜΟ通道探測器來執行通道測量，並強化所 述通道測量以提供8x8和16x16天線配置和通道測量。 本發明的測量結果表明，使用^8和16χ16的天線陣 列，在通道頻寬為80兆赫茲（MHz )的情況下有可能分別達 到咼於45 b/s/Hz和80 b/s/Hz的發射資訊波束形成容量的中 ❹間值。根據本發明的某些實施例，對於8以和16χ16天線陣 列而言，此種特定的MlM〇通道容量分別對應於約為i 8 Gbps和3.2 Gbps的平均可實現的實體層（ρΗΥ)資料率。 在5 GHz頻帶中使用分時雙工（TDD )無線電可實現 本發明所給出的某些通道測量。針對處於具有各信噪比 (SNR)的不同室内位置來收集測量資料。如本發明所描述 的’以多種不同的方式對所收集的資料進行處理，以分析8x8 ❹和16x16 ΜΙΜΟ通道的各種態樣，這些通道對於設計具有高 階天線陣列的通訊系統是有益的。 示例性天線設計方案 圖2示出了 8單元雙極化缝隙輻射天線陣列的兩個示 例性設計方案。這兩種天線陣列配置都可在5 .丨8 GHz載波頻 率上調諸》交叉缝隙在天線陣列的接地面中形成。通過延伸 至所述交又缝隙中的一個相應交叉縫隙之外的一對引線來 201008027 形成共處一區的天線單元對，其中每根引線都用於向相應交 又缝隙中的缝隙傳送信號能量，或從相應交叉缝隙中的縫隙 傳送信號能量。 在配置210中，所有的交叉212(具有相同的旋轉方位） 都用作極化方向，而在配置220中，使用的是混合極化方向 (交叉222中的一半相對於交又212中的另一半旋轉約45 度）。天線陣列配置210在本文中可以稱作為「χ8陣列」配 ❹置或固定極化配置，天線陣列配置220可以稱作為「8陣列」 配置或混合極化配置。 陣列天線配置220由於使用不同的交又缝隙 ❾ 222從而具有較高的極化分集，在某些狀況下，使用不同的 交叉縫隙會產生較大的可實現的系統容量。對於上述兩種天 線陣列配置而言，共處—區（相鄰）的單元對可以在X方向 以及在y方向上彼此相互分開發射波長的二分之一。在可實 現的-種結構因數的例子中’在一個實施例中，以陣列板大 小沿X方向約為2.875英寸（或約為7 3〇2釐米），沿丫方向

= 英寸(或約為“Μ楚来);而8陣列板大小沿X 英寸（或約為W米）。十）^方向約為2.仙 個16 :對8單元天線陣列的設計構思加以延伸，以實現兩 ①雙極化縫隙n射天線陣列配置 些天線配置也可以卢ς , 圖3所不。這 置也了以在5.18咖載波頻率上調譜。在配置 201008027 3i〇，所有的交又212再一次用作極化方向，而在配置32〇 中，使用的是用於混合極化方向的交叉212和交叉。天 線陣列配置3 10可以稱作為χ16陣列配置或固定的極化配 置，天線陣列配置32〇可以稱作為16陣列配置或混合的極 化配置。 在本發明的某些實施例中，天線縫隙被印在32毫英寸 厚的ROGERS-4003材料上，其電磁導率為3.55。8單元陣列 ⑩被設計為具有在印刷電路板（PCB )的激勵單元侧上的小型 接地面’其中所述印刷電路板通過通路觸點與天線縫隙所處 的主接地面相連接Ρ 在某些實施例中’將半剛性（semi_rigid)同轴電規的外 層遮罩烊接到小型接地面貼片，並使得邊緣安裝（edge mounted)的超小型版本A( SMA)連接器位於天線板的邊緣。 為避免短的同轴電緵不匹配及/或共振（由此可能無法激勵天 φ線縫隙）’移開額外的板材料，以使得邊緣安裝連接器能夠 安裝到電線板上而無需任何半剛性電纜。將SMA適配器的 中央導體直接焊接到天線的激勵（excitation)單元。將SM A適 配器的接地點焊接到天線陣列的接地點（鄰近天線激勵單 元）〇 示例性測量設置和方法 本文所給出的ΜΙΜΟ天線配置可用於多種應用和多種 201008027 "又備。為了證明所述天線配置的性能和能夠達到的性能執 行測量「活動（campaign)」。雖然本文給出的詳細配置對應 ;所採取的示例性測量，然而本領域的技藝人士會認識到許 多其他合適的測量方法可用於測量天線性能。 在本發明的一個實施例中，使用天線測量平臺（AMP ) 通道探/則器來執行對高階天線配置的通道測量。amp是採用 2-D行動性平臺的4χ4通道探測平臺。amp可用於在5 17 ❹GHz載波頻率上跨越約傳輸信號的七個波長來收集mIM〇通 道的統计資料取樣。在一個實施例中，通道探測器的行動性 平臺利用推薦標準232 ( RS-232)電纜連接到固定位置通道 探測機架，其中所述機架包括：四個收發機RF機架、現場 可程式閉陣列（FPGA )板和c碼膝上型電腦《此後將AMP 和相關聯的通道探測機架稱作為天線測量單元（amu )。 在一個實施例中，此後將包括相同的RF機架和FPGa ❹板但c 碼略有不同且沒有行動性平臺的行動通道探測器機架 稱作為行動單元（MUh嫁通道探測器機架可以在通道測量 期間移至不同的室内位置，以模擬實際行動設備的移動並提 供多個位置處的測量結果。AMU和MU在每次通道測量期間 經由空中（OTA )來通訊以控制行動性平臺，並發起通道探 測0 由MU終端經由〇TA TDD鏈路來執行通道探測器的發 起以及AMU的控制。例如，在AMU和MU之間定期發送 11 201008027 TDD OFDM封包。用於所呈現的通道測量的TDD封包的持 續時間為1 msec，該持續時間包括222個符號，其中每個符 號包括次載波間隔為3 12 · 5 kHz的64個音調。可以選擇5.17 GHz的中心頻率來進行測量’因為該特定頻率與所設計的缝 隙天線的错振頻率一致。 發射機方和接收機方的天線陣列可以位於自由空間 (即，沒有安裝在膝上型電腦模型上），從而就可以在沒有 φ膝上型電腦干擾的情況下測量通道容量。天線陣列還可以安 裝在發射裝置和接收裝置上。例如，天線陣列可以位於鏈路 的AMU端的可移動平臺的頂部和鏈路的Mu端的RF機架的 頂部。如圖7和圖8所示，8單元天線陣列和16單元天線陣 列可以作為MU端的組成部分位於膝上型電腦的角落。如圖 9A 9C所示，兩階天線陣列還可以位於mu端的膝上型電腦 的外殼上，其中在缝隙的背面有介質層以便更好的隔離。 〇 為了獲得準確的通道測量，AMU和MU終端可以同 步。在一個示例性設置中，MU在每次測量的開始（即，在 每個位置處）與AMU進行同步，鎖相迴路（pLL )保持鏈路 的兩端相鎖。儘管鎖定了 Mu和AMU之間的時序，然而， 訊框與訊框之間的取樣時間的變化小於符號週期，因為通道 以緩慢的步調變化。訊框的取樣時間的變化使得在根據鄰近 訊框導出的多次通道估計之間產生了相位斜坡差異。 在通道測量處理過程中，根據每次測量位置處的第一 12 201008027 訊框，觀察並校正訊框與訊框之間的微量相位斜坡差異。可 以從脈衝回應中觀察出時序並未漂移。由於不需要參考信號 電纜’所以鎖定空中終端具有使得MU終端在測量期間更具 行動性的優勢。 在本發明的一個實施例中，所使用的通道探測器機架 能夠測量4x4 ΜΙΜΟ通道。為了測量使用4x4通道探測器的 8x8或16x16 ΜΙΜΟ通道’接收機切換器（switch b〇x)用於根 ❹據多個4x4通道測量來内插較高階的ΜΙΜΟ通道測量，例 如，使用如下通道： ττΑ ττΒ _ ^4x4 ^4x4

tjC ttD η4χ4 n4x4

HL HL HL ΗΧ6Λ6 = HL HL HL HL HL HL HL HL .Κ* tjN 万4x4 Hi, HL 在這些方程中’丑么0是根據在不同的緊密間隔的時間執行的 ❹四個鄰近4x4通道測量得出的4x4通道矩陣，丑是根據在 不同的緊密間隔的時間執行的十六個鄰近4x4通道測量得出 的4x4通道矩陣。 圖4示出了 4_16射頻（RF)切換器的例子。rf切換 器用於執行較高階ΜΙΜΟ通道測量，並可用作4x4通道探測 器與8單元天線陣列和16單元天線陣列之間的介面。切換 器可由任何合適的部件構成，如四個Chelton控制系統 13 201008027 SI-14_03 028開關’該類開關規定為具備如下特徵：3 8 dB的 知耗7〇dB的隔離、1〇〇 nsec的開關速度。 通過在不同的室内辦公位置行動MU終端而AMU終端 固定在單個位置來執行通道測量活動。例如，在每個測量位 置’在約20秒的持續時間可以捕獲500個通道取樣。在本 發明的一個實施例中，行動平臺（AMP )在捕獲期間以約為 2cm/seC (或約為0.7874英寸/秒）的速度沿著X方向和y方 φ 向移動》 持續時間為1 msec的TDD訊框可用於通道測量，比方 說’如圖5所示的8x8天線配置的情況。例如，每個TDD訊 框500包括222個〇FDM符號。siSO前序信號510包括1〇 個符號’ ΜΙΜΟ前序信號520包括8個符號，fcCH/RCCH 控制通道530包括12個符號，剩餘的192個符號表示資料 欄位540。在包括192個OFDM符號的資料欄位中，每個符 0號都包括以3 12.5 kHz的間隔分開的48個資料次載波（資 訊音調）。 資料攔位540可以劃分成8符號子訊框（如圖5所示 的542丨、5422、5423、5424等）。每個子訊框後都有一個符號 間隔（圖5所示的54^、54h、544s等），以便有足夠的時 間來切換圖4所示的RF開關板。每個子訊框構成單個4χ4 通道估計。四個子訊框5421、5422、5423和5424形成一個塊， 在圖5中表示為塊546。單一塊產生8x8通道估計。在這些 201008027 特定的示例性測量中，有五個8χ8通道估計（塊）。在測量 活動中僅能觀察到橫跨單個丨msec TDD訊框的極小的通道 變化。類似的TDD訊框結構還可用於16χ16通道剛量。 塊内的四個4x4通道估計、十六個4χ4通道估計可分 別映射到方程1和方程2對8χ8、16χ16通道測量所插繪的 單個8x8、1 6x16通道估計。圖6Α示出了用於8單元天線陣 列的示例性相對埠編號。假設在通訊鏈路的ΑΜυ端和

端的發射機崞連接和接收機埠連接相同，那麼全通道矩陣 的通道子矩陣Hw1.4如下所示： ιΑχ4 ^11 ^13 «15 fhy ^31 ^33 h35 hy, h5\ K hS5 h51 Jh\ ^73 ^75 hyy *4jc4 办21办23办25 K\ Κ% Ki Kl h6' h63 h6s h61 Jhi Ki Ks 【27 Λ22 /*26 A42 hu h4g k62 jhi ^84/^/¾ ^

Hi, K4 κ κ κ A52 hS6 h5i Λ2 A74 ^76 h,% ❹ 其中砣是對塊中的第-子訊框到第四子訊框的4x4通 :十是第m接收機琿和“發射機埠之間的8 计的復通道係數。圖6B示出了用於16單元天線㈣ 性相對埠編號。針對16單元夭艟睡幻 不你 線配置的通道子矩陣類似的通道子矩陣。 8天 示例性資料處理 可以用不同的方式來處理 MIM0通道估計， 以確定空 15 201008027 間相關、特徵值、通道容量、可實現的容量、可實現的 資料率和脈衝回應。本文所描述的特定處理操作僅是可執行 用來測量天線性能的處理操作類型中的一個例子β 在測量過程中使用的4x4通道探測器使用空時 Hadamard矩陣來對發射的信號進行編碼。這樣一來，就可以 在產生附加的誤碼率性能增益時，在接收機處同時獲得所有 十六俯通道估計。在產生通道估計的過程中，由於頻域i/q Q增加的原因，對最終通道估計施加比例因數1/2。 可通過對Hadamard編碼符號和兩個鄰近的通道估計 (從時間上來說，在單個的子訊框内）進行總計來執行通道 估計》對Hadamard和通道估計總計產生的結果為：在電壓 域，通道估計増大八倍，雜訊功率增加八倍。因此，由於通 道估計而引起的SNR的總増益為9 dB (假定在32 gSec的持 續時間内通道發生非常小的變化或不發生變化）。 〇 對Hadamard和通道估計總計而產生的增益會致使雜 訊功率增加八倍。在測量活動的雜訊測量階段期間，源自於 每一無線電前端的接收機雜訊基底和源自於外部干擾的接 收機雜訊基底可通過關閉另一端的發射機來測量。經由空中 介面向另一端以信號形式發送發射機關閉旗標。在發射機關 閉之後，針對所收集的每一個音調都將雜訊取樣與對角權重 車相乘了以觀察到由於不同的雜訊指數而導致的不同的 雜訊基底和四個接收機鏈的增益β另外，在測量活動期間， 201008027 沒有觀察到接收頻譜令的任何顯著干擾。 可從雜訊測量中導出可用來得出測量的SNR的平均雜 訊功率，比方說，通過對全部接收機天線的雜訊功率、全部 8個資訊音調、全部192個符冑（每—訊框）和$個雜訊測 量訊框取平均來獲得每_位置處的單__平均雜訊功率值。得 出的平均雜訊功率表示了接收機雜訊基底。然而，該平均雜 訊功率是根據原始雜訊測量結果計算得出的，而沒有考慮由 ❿於對Hadamard和通道估計總計而導致的雜訊功率的增加。 為了加以補償，在該具體的例子巾，將所得出的平均雜訊功 率按比例增加八倍以反映出由於計算通道估計而導致的雜 訊功率的增加。 對橫跨每一測量位置的多個訊框（時間取樣）的每一 均調汁算複空間相關。對於接收機相關而言，添加每一參考 發射機埠的取樣，以產生較大的取樣池。制參考接收機琿 ❹十發射機相關性重複相同的過程。對多個音調和多個位置的 複相關的幅值平方取平均，以產生8x8和i6xl6接收機和發 射機相關矩陣： klL^〇i〇g10(^^2k(,7f|

、‘⑽ tones M J 其中Pab(O’）是針對在第〆Λ音調和第广位置的陣列單元α 和δ之間的複空間相關係數，是資訊音調總數，沁⑽ 疋測量位置總數，klL是陣列單元““之間以db為單位的 17 201008027 平均幅值平方相關β 所得出的相關矩陣表示在室内辦公環境下，當使用8 單元天線縫隙陣列或】6單元天線縫隙陣列時的相關性。這 些相關矩陣的平方根可用來對模擬的8x8和16x16獨立同分 佈（IID )通道取樣進行相關，以根據SNR計算相關後的IID 波束形成容量。 可計算每個取樣、每個音調和每個塊的特徵值因數 ❹丑丑’其中丑是8x8通道矩陣或16xl 6通道矩陣，丑"是通 道矩陣丑的共輛轉置（赫米特，Hermitian )。從最大到最小 來排序得到的八個特徵值或十六個特徵值，並將這些特徵值

同時也是發射天線的叙县、_ M A A i i m…. ’ N是標準化功率

基準SNR來按比例增加。 通過將縮放特徵值與線性SNR (相對於測得的接收機 雜訊基底）相乘來計算發射資訊波束形成通道容量

3所有04個通道上對該發射資訊波束 或在每一 Ιόχΐό ΜΙΜΟ通道街禅*认 通道取樣中的 18 201008027 所有256個通道上對該發射資訊波束形成通道容量取平均：

〜=γΐ〇&(1+Λ 膽J /=1 其中SNRavg是關於8x8或16x16 ΜΙΜΟ通道的當前取樣的相 對於接收機雜訊基底的平均線性SNR，是所使用的本

征模的數量，i,是先前定義的當前通道取樣的縮放特徵值。 先前的容量計算能夠得出發射資訊波束形成通道容 量。另外，直接映射MMSE通道容量可按如下來計算： = 21〇轻 2 Ο + A·必^·，遍Sfi11， 其中SNRU MMSE是按如下計算的線性MMSE SNR : SNRmmse = {diag{HHH + a2lY)j2)1, 其中是相對於測得的接收機雜訊基底的N個線性 MMSE SNR的向量，Η是當前iVx# ΜΙΜΟ通道取樣，σ2是測 得的接收機雜訊基底功率，山指示了對角矩陣單元。

〇 可以針對每一測量位置、訊框、塊使用特定的固定SNR 來分別計算通道容量，但也可針對組合在一起的所有位置進 行計算，這樣做能夠有效地移除路徑損耗並產生僅具有通道 變化的容量。對於前一種計算而言，可對每一個取樣的每音 調容量取平均，以得到每一取樣的單一容量值，隨後可使用 該單一容量值來得出容量累積密度函數（CDF >可針對不同 的固定SNR值執行後一種計算，以便檢查容量與SNR曲線 19 201008027 之比。 可使用如表1所示的簡單的SNR—速率映射（以位元/ 符號/音調來表徵）來計算對可實現的發射資訊波束形成容量 的估計。還可以提供針對每一 SNR—速率映射的調制和編 碼，以供參考。8x8 ΜΙΜΟ通道和16xl6 MIM〇通道的估計 的可實現的發射資訊波束形成容量可通過如下方式來計 算.對關於每一單獨本征模的可獲得的速率總計；根據符號 持續時間和載波間隔來執行標準化（這是所需的，因.為表1 中的速率值是針對頻寬為20 MHz、次載波數為64的〇fdm 系統而定義的）。 表1 SNR範圓 [dB] 編碼率 調制方式 位元/符號/ 音調 >=26.5 7/8 256-QAM 7.0 >=24.0 且 <26.5 3/4 256-QAM 6.0 >=20.0 且 <24.5 5/6 64-QAM 5.0 >=18.5 且 <20.0 3/4 64-QAM 4.5 >=17.0 且 <18.5 2/3 64-QAM 4.0 >=16·0 且 <17.0 7/8 16-QAM 3.5 >=12.5 且 <16.0 3/4 16-QAM 3.0 20 201008027 SNR範園 編碼率 調制方式 位元/符號/ [dB] 音調 >=11.25 J- 5/8 16-QAM 2.5 <12.5 >=9.5 且 <11.25 Vx 16-QAM 2.0 >=6.0 JI. <9.5 3/4 QPSK 1.5 >=3.25 且 <6.0 'h QPSK 1.0 >=3.0 J. <3.25 3/4 BPSK 0.75 >=0.25 且 <3.0 Vl BPSK 0.5 >=100.00 且 - - 0.0 <0.25 對可實現的容量的估計可用來得出在一些特定通道頻 寬工作的8x8和16X16MIMO-OFDM系統的估計的可實現的 ® PHY速率。例如，針對40 MHz和80 MHz頻寬的、具有8 單元天線陣列的可實現的PHY速率可分別依據IEEE 8〇2 lln 標準的規定使用108個資料音調來計算，以及依據提議的極 高吞吐量（VHT)標準規定使用236個資料音調來計算。 對可實現的PHY速率以及相關聯的小本征模（Usser eigenmode)的貝獻進行檢查，以確定在8χ8和16χΐ6 mim〇 通道中可使用的本征模的數量。這可以通過只按小模式來計 21 201008027 算可實現的PHY速率，並採用按小模式之可實現PHY速率 與在使用所有8個或16個模式時通道所支援的整個PHY速 率兩者的比率來執行。逐漸增加的更多數量的小本征模可用 來計算來自於這些特定本征模的貢獻^以得出在除去最 低有效本征模（the least significam eigenm〇de )情況下的 速率效率為l-χ’其中x是小本征模的貢獻。 針對所有測量位置處的所有通道取樣或通道取樣子集 〇計算脈衝回應。對每次通道估計而言，52個資料和引導頻音 調（除保護音調以外）可用於計算脈衝回應^每個引導頻音 調都可以使用兩個鄰近資料音調的平均值來替換，以得出在 特定音調處的内插通道估計。對52個音調通道估計施加Μ 點逆快速傅立葉變換（IFFT)，這樣做能夠防止形成由於併 入清零（zeroed out)的保護音調而造成的功率延遲分佈 (PDP)。計算出的脈衝回應還可用來判斷系統中是否發生時 ❹序漂移。 示例性測量結果 用不同的方式處理從通道測量收集來的資料，以檢杳 8x8和l6xi6天線陣列配置的各種態樣。發射機和接收機空 間相關可根據8x8和16x16通道估計取樣來計算。在每個測 量位置計算本征模SNRCDF或穿越所有測量位置確定縮玫 特徵值CDF。使用8x8或16x16通道容量並通過使用測得的 22 201008027 發射機和接收機相關幅值將所述8x8或16χ16通道容量和 IID容量及相關IID容量相比較。 對平均接收機和發射機空間相關平方幅值（穿越多個 音調和測量位置）與相對埠號之比進行計算。圖6A和圖仙

分別示出了針對8單元天線陣列和16單元天線陣列的相對 埠編號的例子。相對缝隙2的相關性表示了與共處一區（鄰 近或90。極化）的天線缝隙的相關性。可以看出，在天線縫 隙相距最遠的情況下，相關性最小。 針對每一個位置處的每一訊框和音調計算8χ8通道估 計的特徵值。由此，每一個位置處的本征模SNR (相對於接 收機雜訊基底而言）CDF和穿越所有位置的縮放特徵值的 CDF可以計算出。前者與通道容量直接相關，包含：測量設 置缺陷（非平坦的頻率回應）、路徑損耗的變化；而後者僅 僅表示穿越所有測量位置的通道變化。特徵值的縮放可按方 程4所指定的那樣來執行，其中縮放特徵值之和等於n (標 準化發射功率）’在該特定情形τ，8或16〜旦施行 了縮放操作’通道功率就不再受影響。針對—個測量位置處 的所有本征模和單-音調可按時間（訊框索引）計算縮放特 徵值功率°可以看出’主模式很穩定，而最低有效模式相對 變化大。 在把所有的測量位置合起來作為單一取樣池時，可計 算所有測量位置處的所有縮放特徵值的由於通道探測 23 201008027 器收發機m的作用，這會使得特徵值的分佈免受通道路 徑損耗、路徑損耗變化和發射機/接收機頻率回應的影響。 可以計算出針對「最好」和「最壞」情形測量位置的 2征模SNR分佈。對於這些CDF而言，可以計算針對每個 s調使用測得的接收機雜訊基底的平均通道SNr，每一音調 的縮放特徵值與平均SNR值相乘。在此之後，將針對所有資 訊音調的每一音調本征模SNR與針對給定測量位置的可使 〇用訊框合起來組成單一取樣池，基於該單一取樣池能夠確定 本征模直方圖。由此，所產生的CDF表示本征模SNR(包含 測量設置的頻率回應）的分佈。 可從收集到的測量資料中，計算出發射資訊波束形成 通道容量、直接映射MMSE通道容量、針對「最好」和「最 壞J情形位置的可實現的發射資訊波束形成PHY速率波束 形成和穿越多個位置的MMSE PHY速率中間值的比較。 0 根據本征模SNR可計算8x8或16x16 ΜΙΜΟ發射資訊

波束形成通道容量。如先前所說明的，針對每一音調和每一 取樣計算該容量，隨後針對多個音調取平均以得到每一取樣 的單一容量值。應當注意的是，方程5給出的容量計算可得 到發射資訊波束形成通道容量。由此，該容量包括在測量期 間發生的路徑損耗的變化。對可實現的發射資訊波束形成容 量的估計可通過使用如前文所描述的簡單的Snr_速率映射 (以位元/符號/音調為單位）來確定。可實現的容量的CDF 24 201008027 表示在測得的8x8或16x16 ΜΙΜΟ通道取樣中相對於實際可 獲得容量的期望值。 針對前向傳輸鏈路和反向傳輸鏈路的「最好」和「最 壞」情形的測量位置來計算通道和可實現的發射資訊波束形 成容量CDF。舉個例子，在Χ8陣列和χΐ 6陣列情況下，考 慮所有測量位置的可實現的資訊波束形成通道容量的均值 分別約為44.4 b/s/Hz和80.2 b/s/Hz。在發射機和接收機處的 0 8陣列極化天線的情形下，可實現的資訊波束形成通道容量 的均值更高’經測量約為45.3 b/s/Hz。 還能夠計算直接映射MMSE通道容量*使用在最好情 形測量位置和最壞情形測量位置下測得的接收機雜訊基底 來計算用於得到MMSE通道容量的]viMSE SNR。可以看出， 相對於發射資訊波束形成通道容量而言，直接映射MMSE通 道容量有微量變化。在x8陣列和X16陣列配置情形下’考 ❹慮所有測量位置的MMSE接收機的可實現的資訊通道容量 的均值分別約為32.3 b/s/Hz和64 b/s/Hz。在發射機和接收 機處的8陣列極化天線的情形下，MMSE接收機的可實現 的資訊通道容量的均值略高於在x8陣列情形下的值，約為 32.7 b/s/Hz。 將每一測量位置的發射資訊波束形成容量的中間值與 直接映射MMSE容量進行比較。根據排序後的平均SNR來 計算每一測量位置的這些容量。可以看出：當SNR低時， 25 201008027 mmse通道容量高於波束形成容量；t SNR值高時，情況相 反0 採用所有測量位置的所有縮放特徵值來檢查固定隨 值情況下的發射資訊波束形成容量。由此，測得的波束形成 容量可根據SNR來計算，並與8χ8或6χ1_以及相關11〇 波束形成通道容量進行比較（使用測得的空間相關幅值）。 ❹ 可實現的容量表示在給定具體的調制和編碼方案的情 況下，所能獲得的發射資訊波束形成通道容量的估計值。在 X 8陣列和x丨6陣列配置的情形下，考慮所有測量位置的可實 現的資訊通道容量的均值分別約為24 2 Ws/Hz和43 3 b/s/Hz。在8陣列天線極化情形下，可實現的資訊通道容量 的均值較高，其約為24.7 b/s/Hz » 從這些特定的測量可以看出，在SNr約為25dB的情 況下，測得的波束形成容量低於模擬得到的8χ8 nD容量曲 ❹線約7 b/s/Hz。使用測得的空間相關幅值模擬得到的相關nD 通道波束形成容量曲線非常接近於測得的容量曲線。將測得 的8x8或16x16發射資訊波束形成容量與使用TGn通道模型 B、C、D和E模擬得到的8x8或16x16發射資訊波束形成容 量進行比較。可以看出，就容量態樣而言，通道模型E與測 得的通道最匹配。 從所進行的測量活動的結果可以看出，使用本發明所 述的具有x8陣列天線配置和8陣列天線配置、在40 MHz頻 26 201008027 寬工作的8x8 ΜΙΜΟ通訊系統可分別獲得約為816 Mbps和 83 6 Mbps的平均PHY速率。使用具有陣列配置和8陣列 配置、在80 MHz頻寬工作的8x8 ΜΙΜΟ通訊系統可分別獲 得約為1.78 Gbps和1.82 Mbps的平均ΡΗΥ速率。可實現的 PHY速率估計的中間值可根據排序的平均SNR來計算。 從16x16通道測量活動可以觀察到相當高的（例如， 幾乎為兩倍）PHY賢料率。舉個例子，使用具有xl6陣列天 ❹線配置、在40 MHz頻寬工作的16x16 ΜΙΜΟ通訊系統可獲 得約為1.46 Gbps的平均ΡΗΥ資料率，使用具有χΐ6陣列配 置、在80 MHz通道頻寬工作的16x16 ΜΙΜΟ通訊系統可獲 得約為3.2 Gbps的平均ΡΗΥ速率》 在評估ΜΙΜΟ通道的發射資訊波束形成容量和可實現 的發射資訊波束形成ΡΗΥ速率時，找出可用本征模的數量是 有益的。這可以通過分別在8x8或16x16天線配置情形下， ©計算關於小本征模的可實現的ΡΗΥ速率與在使用所有8個或 16個本征模時的總體可實現的ρΗγ速率的比率來執行邛只丫 逮率效率可根據本征模貢獻來確定，且平均值可根據排序的 平均SNR來計算。 可以看出，在具有x8陣列極化天線的8χ8天線配置情 形下，即便平均SNR較高的情形下，兩個最低有效本征模對 總體可實現的PHY速率的貢獻也只約為5%β在具有χ16陣 列天線的16x16天線配置情形下，僅使用13個最高有效本 27 201008027 征模就能夠獲得90%的估計的ρΗγ速率效率。 可計算最低有效本征模的貢獻與排序的平均snr之 比。也可計算針對最好情形的測量位置的PHY速率效率的 CDF。比方說，在8χ8天線配置情形下可觀察到㈣德的 效率擴展。有效的本征模的數量的變化對效率分佈的變化並 無明顯影響。

對通道估計的脈衝回應進行計算，以觀察功率延遲分 佈（PDP)、判斷是否存在時序漂移。可針對任—測量位置按 時間（訊框索引）確定每一單一通道的標準化pDp幅值。 針對室內辦公環境中的不同測量位置，計算每個埠處 的測得的發射資訊波束形成通道容量和測得的平均鹽（相 對於測得的接收機雜訊基底而言）以及平均接收信號強度 (RSS )。可在每個測量位置處計算平均接收信號強度（) 和平均SNR。分別針對x8陣列、8陣列和—陣列計算出的 ㈣均值為-认㈣^…^細和你旧^比方說， 針對Χ8陣列、8陣列和χ16陣列天線配置，歐中間值分別 約為 26.44 dB、25.85 dB 和 23.54 dB。 所有前 述的測量結果都是在8單元天線陣列位於自由空間、16單元 天線陣列安裝在膝上型電腦的角落的情況下（如圖8所示） 獲得的。在天線陣列安裝在膝上型電腦上的情況下，由於天 線效率損耗的原因，平均可實現的容量和ρΗγ資料吞吐量會 28 201008027 有少量降低。例如，當x8陣列安 裝在MU處的膝上型電腦的 角落處時，對於所给出的測量結果，針對8請 均PHY資料吞吐量降低約12%。 牙碼测量位置的針對8 0 MHz 頻寬的PHY資料吞吐量的峰插&工 和W 量的峰值和平均值分別约為f 曰8陣列縫隙安裝在膝上型電腦㈣落時對於所給 出的測量結果，針對80MHZ通道頻寬的平均贿資料吞吐

β量只降低約4%。穿越測量位置的針對80廳頻寬的PHY 資料吞吐量的峰值和平均值分別約為2 27 (^和175 Gbps。 當X8陣列和8陣列天線配置安裝在膝上型電腦時，考 慮所有測量位置的可實現的資訊波束形成通道容量的均值 天線配置安裝在膝上型電腦時，考慮所有測量位置的MMSE ®接收機的可實現的資訊通道容量的均值分別約為31·19 b/s/Hz和32.39 _Ηζ。當χ8陣列和8陣列天線配置安裝在 膝上型電腦時，考慮所有測董位置的可實現的資訊通道容量 的平均值分別約為21.39 _2和23 7415遙。 Η量活動’當天線陣列安裝在膝上型電腦上時，

仙別針對X8陣列和8陣列設計計算的咖均值約為IB dBm 和-61 1 7 ' m刀別針對x8陣列和8陣列的相應的SNR 中間值約為23 84 t， ㈣和23.99 dB。可以看出’這些值在-定 29 201008027 程度上低於天線陣列處於自由空間情況時的值。 從示例性的測量活動可以看出，具有混合極化的陣列 缝隙較之具有固定極化的天線陣列缝隙具備更高的可實現 的通道容量和資料吞吐量。此外，如果天線陣列是安裝在膝 上型電腦上的，那麼在具有混合極化的天線陣列情況下的可 實現的通道容量和資料吞吐量也沒有針對具有固定極化的 天線陣列的通道容量和資料吞吐量下降的多❶這歸功於具有 ⑩混合極化方向的天線陣列所提供的較高的極化分集增益。 示例性天線陣列方位 針對不同類型的流行行動設備和應用可使用不同的天 線陣列方位。在下面的描述中，假設使用的是較高階的天線 陣列，諸如本文所述的具有八個單元或十六個單元（具有固 定的和混合的極化）的天線陣列。然而，本領域的技藝人士 ❹將會認識到也可以使用不同的較高階的天線陣列。 圖7示出了膝上型電腦7〇〇’其具有整合至機架 中的一或多個8單元天線陣列7〇2。另外或作為另一種選擇， 天線陣列704還可以整合到個人電腦記憶卡國際協會 (PCMCIA)卡720中。膝上型電腦7〇〇上的示例性天線陣 列方位示出了一對固定的8單元陣列7〇2,而pCMClA卡72〇 上的8單元天線陣列配置示出了能夠進行儲存以及對天線方 位進行手動調整的固定天線和可折疊天線。 30 201008027 圖8示出了膝上型電腦800,其具有整合至機架81〇 中的一或多個16單元天線陣列802和在PCMCIA卡720上 的一或多個16單元天線陣列802。該例子示出了—對固定的 16單元陣列802。 圖9A示出了示例性8單元天線陣列的前視圖，該8單 元天線陣列具有直接在膝上型電腦9〇2的外殼上打孔的缝隙 904。如圖9B所示，介質層912安置在縫隙背後。由此，天 〇線饋給單元914和RF電路924與膝上型電腦外殼9〇2隔離 開。圖9C示出了 8單元天線陣列配置的後視圖。傳輸線9% 直接與RF電路924相連。電纜922提供了 RF電路和基帶處 理器之間的介面。 圖10A示出了位於平板電腦1〇〇〇上的8單元天線陣列 的示例性配置。如圖所示，所述陣列採取一對包括可移動「兔 耳形」（rabbit ear)陣列⑺⑽及/或固定陣列⑺⑽的陣列形 ®式。如圖10B所示，平板電腦1〇1〇還包含諸如固定陣列914 的Π單元天線陣列及/或「兔耳形」天線m2。 的縫隙天線陣列的方位需要是平坦的’根據單元的厚度，缝 隙天線陣列可能在設備的背面。 由於行動和可攜式手持設備（如蜂巢式電話、智慧塑 ^話）的大小，將高階天線陣列裝配進這线料—項挑戰 備的工作。然而，本文所插述的技術可用於能夠併入此類設 備的密集型陣列’以便為在此類設備上運行的應用程式增加 31 201008027 資料吞吐量。,Λ i ,, „ 圖11A和11B不出了可分別用於蜂巢式電話 0和智慧型電話ul〇的特定天線陣列11〇2 *⑴2。在蜂 巢式電話上示出的「兔耳形」天線陣列11〇2可在需要更好的 接收時（例如’當期望更高的資料率時）豐起（⑴叩以⑻。 兩資料率的無線通訊系統可用於高清（)視頻信 號的傳輪。通過使用這種大小的HD設備（如寬銀幕即電 機）或多個尚階天線陣列（例如，具有八個單元或十 Q六個單元）可併入此類設備並相應地分隔開，以改善空間分 集並降低多個天線對之間的相關性。比方說如圖丨2所示， 多個陣列1202可併入HD電視機，由此將能顯著地增加資料 吞吐量。 用於執行本發明所述功能的通用處理器、數位信號處 理器（DSP )、專用積體電路（asic )、現場可程式閘陣列 (FPGA )或其他可程式邏輯器件、個別閘或者電晶體邏輯器 ❿件 '個別硬體部件或者其任意組合，可以實現或執行結合本 發明公開内容所描述的各種示例性的邏輯方塊、模組和電 路。通用處理器可以是微處理器，或者，該處理器也可以是 • 任何常規的處理器、控制器、微控制器或者狀態機。處理器 也可能實現為計算設備的組合，例如，DSP和微處理器的組 合、多個微處理器、一或多個微處理器與DSP内核的結合， 或者任何其他此種結構。 結合本發明公開内容所描述的方法或者演算法的步驟 32 201008027 可直接體現為硬體、由處理器執行的軟體模组或其組合。軟 體模組可以位於本領域熟知的任何其他形式的儲存媒體 中°可使用的儲存媒體的一些例子包括隨機存取記憶體 (RAM )、唯讀記憶體（ROM )、快閃記憶體、EPROM記憶 體、EEPROM記憶體、暫存器、硬碟、可移除磁碟、cd-R〇M 等等。軟體模組可以包括單個指令或許多指令，軟體模組可 以分佈在若干不同的代碼段處、不同的程式間以及多個儲存 φ媒體上。儲存媒體可以連接至處理器，從而使處理器能夠從 該儲存媒體讀取資訊，且可向該儲存媒體寫入資訊。當然， 儲存媒體也可以是處理器的组成部分。 本發明所公開的方法包括用以實現所述方法的一或多 個步驟或動作。在不脫離請求項保護範圍的情況下，方法步 驟及/或動作可以彼此間互換。換言之，除非指定了特定的步 驟或動作的順序，否則在不脫離請求項保護範圍的情況下， ❹可以修改特定步驟及/或動作的順序及/或使用。 本發明所述功能可以用硬體、軟體、韌體或它們組合 的方式來實現。當使用軟體實現時，可以將這些功能作為一 或多個指令儲存在電腦可讀取媒體卜儲存媒體可以是電腦 能夠存取的任何可用媒體。通過示例的方式而非限制的方 式，這種電腦可讀取媒體可以包括rAM、r〇m、eepr⑽、 CD ROM或其他光碟儲存、磁片儲存媒體或其他磁碟儲存裝 置或者能夠用於攜帶或儲存期望的指令或資料結構形式的 33 201008027 程式碼並能夠由電腦進行存取的任何其他媒體。如本發明所 使用的，盤和碟包括壓縮光碟（CD)、鐳射影碟、光碟、數 位多功能光碟（DVD)、軟碟和藍光碟，其中盤（disk)通常 磁性地重製資料，而碟（disc )則用鐳射來光學地重製資料。 軟體或指令還可以通過傳輸媒體來傳輸。例如，如果 軟體是使用同轴電纜、光纖電窥、雙絞線、數位用戶線（DSL ) 或者諸如紅外線、無線電和微波之類的無線技術從網站、伺 φ服器或其他遠端源傳輸的，那麼同軸電纜、光纖電纜、雙絞 線、DSL或者諸如紅外線、無線電和微波之類的無線技術包 括在所述傳輸媒體的定義中。 此外，應當認識到，用於執行本發明所述方法和技術 的模組及/或其他適當的單元可由用戶終端及/或基地台下載 及/或獲得（如適用的話）。例如，此類設備可以連接至伺服 器’以便傳送用於執行本發明所述方法的方式。另外，本發 ©明所述的各種方法可通過多種儲存單元（例如，RAM、r〇m、 諸如壓縮磁片（CD)或軟碟類的實體儲存媒體等等）來提供， 從而使得用戶終端及/或基地台在將多種儲存單元連接到設 備或向設備提供多種儲存單元時能夠獲得各種方法。此外， 可以使用用於向設備提供本發明所述方法和技術的任何其 他合適的技術。 應當理解，請求項並不限於上文所示出的精讀配置和 部件。在不脫離請求項保護範圍的情況下，可以對上文所述 34 201008027 的方法和装置的佈局、操作 即作出各種修改、改變和 形。 【圖式簡單說明】 由此，參照實施例能夠獲得詳細理解本發明的上述特 徵的方式、對上文簡要概括的内容的更具體的描述（其中有 ❹-些在附圖中示出）。然而’應注意’附圖僅僅示出了本發 明的某些典型實施例，由此，不應認為附圖限制了本發明的 範圍’因為所描述的内容可應用於其他等效的實施例。 圖1示出了示例性ΜΙΜΟ無線通訊系統。 圖2示出了根據本發明某些實施例的8雙極化縫隙轄 射天線的示例性配置。 圖3示出了根據本發明某些實施例的16單元雙極化縫 _隙輻射天線的示例性配置。 圖4示出了根據本發明某些實施例的用於高階通道測 量的示例性切換裝置。 圖5示出了根據本發明某些實施例的用於8χ8通道測 量的示例性訊框結構。 圖6Α和圖6Β分別示出了根據本發明某些實施例的用 於8單元天線陣列和16單元天線陣列的示例性天線陣列埠 編號》 35 201008027 圖7示出了根據本發明某些實施例的膝上型電腦上的 示例性8單元天線陣列方位。 圖8示出了根據本發明某些實施例的膝上型電腦上的 示例性16單元天線陣列方位。 圖9A-9C分別示出了根據本發明某些實施例的示例性 8單元天線陣列的前視圖、側視圖和後視圖，其中直接在膝 上型電腦的外殼上開縫隙，在缝隙的背面有媒體層。 ❹ 圖1 〇 A和10B示出了根據本發明某些實施例在平板電 腦上的示例性8單元天線陣列和16單元天線陣列。 圖11A和11B分別示出了根據本發明某些實施例的行 動電話和智慧型電話上的示例性天線陣列方位。 圖12示出了根據本發明某些實施例的高清（HD)電 視機上的示例性天線陣列方位。 ❹【主要元件符號說明】 110存取點 130系統控制器 210配置 212交又 220配置 222交又 702 8單元天線陣列 36 201008027 704天線陣列 710機架 720 PCMCIA 卡 802 16單元天線陣列 810機架 902膝上型電腦 904缝隙 _ 912介質層 p 914單元 926傳輸線 922電纜 924 RF電路 1002兔耳形陣列 1004固定陣列 1010平板電腦 1012兔耳形陣列 1100蜂巢式電話 1102天線陣列 1110智慧型電話 1112天線陣列 37

Claims (1)

1. 201008027 七、申請專利範圍： 1、一種在多輸入多輪出（ΜΙΜΟ )通訊中使用的高階天 線陣列，包括： 接地面’具有形成於該接地面中的至少四個交叉縫 隙，其中相對該接地面的兩個正交轴來對稱放置該至少四個 交又縫隙； 至少四個共處一區的雙極化縫隙輻射天線對，其中每一 對都具有延伸至該交叉縫隙中的一個相應的交叉缝隙之外 的/對引線，每根引線都用於向該相應的交叉缝隙中的缝隙 傳送信號能量或從該相應的交又缝隙中的縫隙傳送信號能 责。 2、 根據請求項1之天線陣列，其中該至少四個交又縫隙 中的每個交又縫隙的一旋轉方位基本上相同。 φ 3、 根據請求項1之天線陣列，其中該四個交又縫隙中的 矣少兩個交又縫隙的旋轉方位與該至少四個交又縫隙中的 炱少兩個其他交叉缝隙的一旋轉方位基本上不同。 4、 根據請求項3之天線陣列’其中該四個交又縫隙中的 奚少兩個交又缝隙的旋轉方位與該至少四個交又縫隙中的 矣少兩個其他交叉缝隙的旋轉方位相差約45度。 38 201008027 5、根據請求項1之天線陣列，其中： 該接地面具有形成於該接地面中的至少八個交叉缝隙； 該天線陣列包括至少八個共處一區的雙極化缝隙輻射 天線對’其中每一對都具有延伸至該交又縫隙中的一個相應 的交叉縫隙之外的一對引線，每根引線都用於向該相應的交 叉缝隙中的縫隙傳送信號能量或從該相應的交叉缝隙中的 縫隙傳送信號能量。 6根據明求項5之天線陣列’其中該至少八個交叉缝 隙中的每個交又縫隙的一旋轉方位基本上相同。 7根據請求項5之天線陣列’其中該人個交叉缝隙中 的至少四個交又縫隙的旋轉方位與該至少八個交叉缝隙中 的至少四個其❿交又縫隙的一旋轉方位基本上不同。 根據明求項7之天線陣列，其中該八個交叉缝隙中 的至 > 四個交又縫隙的旋轉方位與該至少八個交叉缝隙中 的至少四個其他交又缝隙的旋轉方位相差約45度。 9、根據請求項丨之天線陣列，其中： 子具有相應波長人的一載波頻率來調諧該天線陣 39 201008027 列； 共處一區的天線對中的天線單元沿著該正交軸以λ/2為 間隔彼此分開。 1〇、一種無線通訊設備，包括： 一天線陣列，包括至少四個共處一區的雙極化缝隙輻射 天線對’其中每一對都具有用於傳送信號能量的、延伸至至 @少四個相應的交又縫隙中的一個交叉缝隙之外的一對弓丨 線，其中相對於接地面的兩個正交轴來對稱放置該至少四個 交叉缝隙。 邏輯單元，用於經由該天線陣列發射和接收多輪入多輪 出（ΜΙΜΟ)信號。 Π、根據請求項1〇之設備，其中該四個交叉縫隙中的至 ❿少兩個交叉縫隙的旋轉方位與該至少四個交又縫隙中的至 少兩個其他交又縫隙的旋轉方位相差約45度。 12、根據請求項1〇之設備，其中： 該天線陣列的該接地面包括形成於該接地面中的至少 八個交叉缝隙； 該天線陣列包括至少八個共處一區的雙極化缝隙輻射 天線對，其中每一對都具有延伸至該交又缝隙中的一個相應 201008027 的交叉缝隙之外的一對引線β 13、根據請求項ίο之設備，其中： 針對具有-相應波長栽波頻率調諧該天線陣列； 共處一區的天線對中的天線單元沿著該正交抽以m為 間隔彼此分開。 14、根據請求項1〇之設備，其中該設備包括一膝上型 電腦。 15、根據請求項10之設備，纟中該天線陣列整合至該 膝上型電職的一機架中。 16、 根據請求項1〇之設備，其中該天線陣列整合至一 .膝上型電腦的外殼上，其中在該天線縫隙背後有介質層。 17、 根據請求項10之設備’其中該設備包括一電話。 18、 根據請求項10之設備’其中該設備包括一高清（HD) 電視機。