JP2011527151A - 高スループットｍｉｍｏｗｌａｎシステムのためのアンテナアレイ構成 - Google Patents

Abstract

本開示は、多素子アンテナアレイを構成するための技術を提供する。そのようなアンテナアレイは、直交軸（例えば、ｘ方向およびｙ方向）に沿ってλ／２だけ分離されたスロットペアを用いて設計され得る。１つのそのようなアレイは、クロススロットが同じ回転配向を有して形成された、４つ以上の共同設置アンテナ素子ペアを有することができる。別のそのようなアレイは、一部のクロススロットが同じ回転配向を有し、他のクロススロットが異なる回転配向を有して形成された、４つ以上の共同設置アンテナ素子ペアを有することができる。

Description

本開示は、一般に多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて使用するためのアンテナに関し、より詳細には、高いデータスループットおよび高いスペクトル効率（容量）を達成するためのアンテナアレイ構成に関する。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、データ伝送用の複数（Ｎ_T）個の送信アンテナと複数（Ｎ_R）個の受信アンテナとを採用する。Ｎ_T個の送信アンテナとＮ_R個の受信アンテナとによって形成されるＭＩＭＯチャネルは、Ｎ_S個の独立チャネルに分解され得、Ｎ_S≦ｍｉｎ｛Ｎ_T，Ｎ_R｝が成り立つ。Ｎ_S個の独立チャネルの各々は、ＭＩＭＯチャネルの空間サブチャネルとも呼ばれ、１つの次元に対応する。ＭＩＭＯシステムは、複数の送信アンテナおよび受信アンテナによって生成された追加の次元数（dimensionality）が利用される場合に、単入力単出力（ＳＩＳＯ）通信システムの性能に勝る性能の改善（例えば、伝送容量の増加）を可能にする。

ポータブル処理デバイス（例えば、ラップトップコンピュータ）と他のコンピュータ（ラップトップ、サーバなど）、周辺機器（例えば、プリンタ、マウス、キーボードなど）、または通信デバイス（モデム、セルラ電話、スマートフォンなど）との間の無線接続性（wireless connectivity）を提供するためには、ポータブルデバイスに１つまたは複数のアンテナを装備する必要がある。例えば、複数のアンテナをデバイスの外部に配置することも、デバイス内に組み込む（埋め込む）（例えば、ディスプレイユニット中に埋め込む）こともできる。

埋込みアンテナ設計は、外部アンテナ設計に関連する欠点を克服することができる（例えば、損傷を受けにくい）が、埋込みアンテナ設計は一般に外部アンテナよりも性能が劣る。埋込みアンテナの性能を改善するために、アンテナは好ましくはデバイスの金属部品から一定の距離に配設される。例えば、デバイス設計および利用されるアンテナタイプによっては、アンテナと金属部品との間の距離を少なくとも１０ミリメートル（または約０．３９３７インチ）にしなければならない。埋込みアンテナ設計に関連する別の欠点は、特に２つ以上のアンテナを使用するとき、アンテナ配置に適応するためにデバイスのサイズを大きくしなければならないことである。

本開示は、多素子アンテナアレイを構成するための技術を提供する。そのようなアンテナアレイは、直交軸（例えば、ｘ方向およびｙ方向）に沿ってλ／２だけ分離されたスロットペアを用いて設計され得る。１つのそのようなアレイは、クロススロットが同じ回転配向（rotational orientation）を有して形成された、４つ以上の共同設置アンテナ素子ペア（co-located antenna element pairs）を有することができる。別のそのようなアレイは、一部のクロススロットが同じ回転配向を有し、他のクロススロットが異なる回転配向を有して形成された、４つ以上の共同設置アンテナ素子ペアを有することができる。

本開示の上述の特徴を詳細に理解することができるように、その一部が添付の図面に示された実施形態を参照することによって、上記で簡単に要約した、より詳細な説明を行うことができる。ただし、添付の図面は、本開示のいくつかの典型的な実施形態のみを示し、したがって、説明は他の等しく有効な実施形態に通じるので、その範囲を限定するものと見なすべきではないことに留意されたい。

例示的なＭＩＭＯ無線通信システムを示す図。 本開示のいくつかの実施形態による、８個の二重偏波スロット放射アンテナの例示的な構成を示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う例示的な１６素子二重偏波スロット放射アンテナを示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う高次チャネル測定のための例示的なスイッチング装置を示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う８×８チャネル測定のために使用される例示的なフレーム構造を示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う８素子アンテナアレイのための例示的なアンテナアレイポート番号付けを示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う１６素子アンテナアレイのための例示的なアンテナアレイポート番号付けを示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従うラップトップにおける例示的な８素子アンテナアレイ配向を示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従うラップトップにおける例示的な１６素子アンテナアレイ配向を示す図。 ラップトップのカバーにスロットが直接パンチされ、スロットの後ろに誘電体層がある例示的な８素子アンテナアレイの正面図。 ラップトップのカバーにスロットが直接パンチされ、スロットの後ろに誘電体層がある例示的な８素子アンテナアレイの側面図。 ラップトップのカバーにスロットが直接パンチされ、スロットの後ろに誘電体層がある例示的な８素子アンテナアレイの背面図。 本開示のいくつかの実施形態に従うタブレットコンピュータにおける例示的な８素子アンテナアレイを示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従うタブレットコンピュータにおける例示的な１６素子アンテナアレイを示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う携帯電話における例示的なアンテナアレイ配向を示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従うスマートフォンにおける例示的なアンテナアレイ配向を示す図。 本開示のいくつかの実施形態に従う高精細度（ＨＤ）テレビ受像機における例示的なアンテナアレイ配向を示す図。

「例示的」という単語は、本明細書では「例、事例、または例示の働きをすること」を意味するために使用する。本明細書で「例示的」と記載されたいかなる実施形態も、必ずしも他の実施形態よりも好ましいまたは有利であると解釈すべきではない。

ＩＥＥＥ ＷＬＡＮ（Institute of Electrical and Electronics Engineers Wireless Local Area Network）システムにおける主要な目的の１つは、例えば、様々なマルチメディアアプリケーションのサポートのために１Ｇｂｐｓを超えるデータレートを目標として、データ帯域幅をＩＥＥＥ ８０２．１１ｎシステムのデータ帯域幅に対して約１０倍に増加させることである。そのような高データレート通信の要求から、より高帯域のキャリア周波数、例えば６０ＧＨｚあたりのキャリア周波数で動作する、より複雑な無線システムへの拡張が必要になる。しかしながら、この手法はカバレージエリアを実質的に減少させることがある。

帯域幅を増加させる別の手法は、ＭＩＭＯ技術を使用して、８素子または１６素子アンテナアレイなど多数の送信アンテナおよび受信アンテナを両側で利用することによって、送信機および受信機の空間領域を拡大することである。高次ＭＩＭＯ通信システムを効率的に調べる（explore）ために、アンテナアレイの設計はシステム設計のますます重要な部分になる。一般に、デバイスのフォームファクタを制限することが望ましい。したがって、チャネル容量を犠牲にすることなしに比較的多数のアンテナを比較的小さいエリアに適合させることが設計課題になる。さらに、アンテナアレイとの間のケーブル配線の便宜のために、アンテナを処理ロジックに極めて近接した状態に保つことが望ましい。最終製品のエリアが小さいので、一般にアレイ素子間の高度な絶縁が望ましく、これにより空間相関を低減し、チャネル容量を増加させることができる。高次アンテナアレイを設計するとき、漏れ（leakage）、反射減衰量（return loss）、放射パターン、効率、指向性、機械設計など、いくつかの他のパラメータも考慮されることがある。

図１に、アクセスポイント（ＡＰ）とユーザ端末（ＵＴ）とを持つ一般的なＭＩＭＯ無線システム１００を示す。簡単のために、図１にはただ１つのアクセスポイント１１０を示してある。本明細書で使用するアクセスポイントという用語は、一般にユーザ端末と通信する固定局を指すが、アクセスポイント、ノードＢ、または何らかの他の用語で呼ばれることもある。システムコントローラ１３０がアクセスポイントに結合し、アクセスポイントの調整および制御を行う。ユーザ端末は、固定でも移動でもよく、移動局、無線デバイス、または何らかの他の用語で呼ばれることもある。ユーザ端末はアクセスポイントと通信することができ、その場合、アクセスポイントおよびユーザ端末の役割が確立される。ユーザ端末は、また別のユーザ端末とピアツーピアに通信することができる。

ＭＩＭＯシステム１００は、時分割複信（ＴＤＤ）システムまたは周波数分割複信（ＦＤＤ）システムとすることができる。ＴＤＤシステムの場合、ダウンリンクとアップリンクは同じ周波数帯域を共有する。ＦＤＤシステムの場合、ダウンリンクとアップリンクは異なる周波数帯域を使用する。ダウンリンクはアクセスポイントからユーザ端末への通信リンクであり、アップリンクはユーザ端末からアクセスポイントへの通信リンクである。ＭＩＭＯシステム１００は、またデータ送信のために単一のキャリアまたは複数のキャリアを利用することができる。

容量およびデータスループットを増加させるために、アクセスポイントおよびユーザ端末に、異なる偏波方向を持つ８個または１６個のアンテナなどの高次アンテナアレイを装備することができる。本開示のいくつかの実施形態では、ユーザ端末はポータブルコンピュータ（ラップトップ）、セルラ電話、または高精細度（ＨＤ）テレビ受像機とすることができる。いくつかの実施形態では、例えば、Ｑｕａｌｃｏｍｍ社において開発され、８×８および１６×１６のアンテナ構成およびチャネル測定を可能にするように拡張されたアンテナ測定プラットフォーム（ＡＭＰ）４×４ＭＩＭＯチャネルサウンダを用いて、チャネル測定を行うことができる。

提示される測定結果は、それぞれ８０ＭＨｚのチャネル帯域幅を持つ８×８アンテナアレイおよび１６×１６アンテナアレイを利用することによって、４５ｂ／ｓ／Ｈｚおよび８０ｂ／ｓ／Ｈｚよりも大きいメディアン送信情報ビームフォーミング容量（median transmit information beamforming capacity）を達成することが可能であることを示す。本開示のいくつかの実施形態によれば、この特定のＭＩＭＯチャネル容量は、８×８アンテナアレイの場合は約１．８Ｇｂｐｓの、１６×１６アンテナアレイの場合は約３．２Ｇｂｐｓの平均達成可能物理レイヤ（ＰＨＹ）データレートにそれぞれ対応する。

本開示で提示されるいくつかのチャネル測定は、時分割複信（ＴＤＤ）無線を使用して５ＧＨｚの帯域において達成された。様々な信号対雑音比（ＳＮＲ）において様々な屋内ロケーションについて測定データを収集した。本明細書で説明するように、高次アンテナアレイを持つ通信システムを設計するのに有益であり得る８×８および１６×１６ＭＩＭＯチャネルの様々な態様を分析するために、収集されたデータを多数の異なる方法で処理することができる。

例示的なアンテナ設計
図２に、８素子二重偏波スロット放射アンテナアレイの２つの例示的な設計を示す。両方のアンテナアレイ構成は、５．１８ＧＨｚのキャリア周波数に同調され得る。クロススロットは、アンテナアレイのグランドプレーン中に形成され得る。共同設置アンテナ素子ペアは、１対のリード線がクロススロットの対応する１つの先に延びて形成され得、各リード線は、対応するクロススロットのスロットとの間で信号エネルギーを転送するためのものである。

構成２１０では、全ての×印２１２（同じ回転配向を持つ）が偏波方向として使用されており、構成２２０では、混合偏波方向（×印２２２の半分が×印２１２の他方の半分に対して約４５度回転している)が利用されている。アンテナアレイ構成２１０は、本明細書では「×８アレイ」構成または固定偏波構成と呼ばれることがあり、アンテナアレイ構成２２０は、「８アレイ」構成または混合偏波構成と称されることがある。

８アレイアンテナ構成２２０は、異なるクロススロット２１２とクロススロット２２２との使用によって、より高い偏波ダイバーシチを有するが、その結果、ある条件下ではより大きい達成可能システム容量を生じることがある。いずれのアンテナアレイ構成でも、共同設置（隣接）素子ペア（co-located (neighboring) element pairs）は、ｘ方向およびｙ方向における送信波長の１／２だけ互いから分離され得る。達成可能であり得るフォームファクタのタイプの一例として、一実施形態では×８アレイボードのサイズをｘ方向において約２．８７５インチ（または約７．３０２センチメートル）、ｙ方向において約２．３１２５インチ（または約５．８７４センチメートル）とすることができ、８アレイボードのサイズをｘ方向において約３．７５インチ（または約９．５２５センチメートル）、ｙ方向において約２．３１２５インチ（または約５．８７４センチメートル）とすることができる。

８素子アンテナアレイの設計思想は、図３に示すように２個の１６素子二重偏波スロット放射アンテナアレイ構成を達成するように拡張できる。これらのアンテナアレイ構成は、また５．１８ＧＨｚのキャリア周波数に同調され得る。構成３１０では、同じく全ての×印２１２が偏波方向として使用され、構成３２０では、×印２１２および×印２２２が混合偏波方向のために利用される。アンテナアレイ構成３１０を×１６アレイ構成または固定偏波構成と称することがあり、アンテナアレイ構成３２０を１６アレイ構成または混合偏波構成と称することがある。

本開示のいくつかの実施形態では、アンテナスロットは電気透過率（electrical permeability）３．５５を持つ厚さ３２ミルのＲＯＧＥＲＳ―４００３材上に印刷される。８素子アレイは、プリント回路板（ＰＣＢ）の励振素子側の小さいグランドプレーンをアンテナスロットが位置する１次グランドプレーンにバイアコンタクトによって接続して設計できる。

いくつかの実施形態では、セミリジッド同軸ケーブルの外部シールドを小形グランドプレーンパッチにはんだ付けし、アンテナボードのエッジにエッジマウントサブミニチュアバージョンＡ（ＳＭＡ）コネクタを配置することができる。短い同軸ケーブルが不整合および／または共振を起こすこと（それによりアンテナスロットが励振できなくなる）を回避するために、エッジマウントコネクタをセミリジッドケーブルなしにアンテナボードに取り付けることができるように、追加のボード材料を除去することができる。ＳＭＡアダプタの中心導体をアンテナの励振素子に直接はんだ付けすることができる。ＳＭＡアダプタのグランドをアンテナ励振素子に近接して、アンテナアレイのグランドにはんだ付けすることができる。

例示的な測定セットアップおよび方法
本明細書で提示するＭＩＭＯアンテナ構成は、多種多様な適用例および多種多様なデバイスにおいて使用できる。アンテナ構成の性能および達成可能性能を示すために、測定「キャンペーン」を行った。本明細書で提示する詳細な構成は行った例示的な測定に対応するが、多くの他の好適な測定方法を使用してアンテナ性能を測定することができることを当業者は認識されよう。

本開示の一実施形態では、高次アンテナ構成に対するチャネル測定はアンテナ測定プラットフォーム（ＡＭＰ）チャネルサウンダを用いて行われ得る。ＡＭＰは、２Ｄモビリティプラットフォームを採用した４×４ＭＩＭＯチャネルサウンディングプラットフォームである。ＡＭＰを使用して、５．１７ＧＨｚのキャリア周波数において送信信号の約７つの波長にわたってＭＩＭＯチャネルの統計データサンプルを収集することができる。一実施形態では、チャネルサウンダのモビリティプラットフォームは４つのトランシーバＲＦシャーシとフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）ボードとおよびＣコードラップトップを備える固定ロケーションチャネルサウンディングシャーシに、ＲＳ−２３２（Recommended Standard 232）ケーブルを用いて接続される。以下では、ＡＭＰおよび関連するチャネルサウンディングシャーシをアンテナ測定ユニット（ＡＭＵ）と呼ぶ。

一実施形態では、同じＲＦシャーシとＦＰＧＡボードとから構成されるが、Ｃコードがわずかに異なり、モビリティプラットフォームがないことがあるモバイルチャネルサウンダシャーシを以下ではモバイルユニット（ＭＵ）と呼ぶ。このチャネルサウンダシャーシは、実際のモバイル機器の移動をシミュレートし、多種多様なロケーションでの測定値を与えるために、チャネル測定中に様々な屋内ロケーションに移動できる。ＡＭＵとＭＵとは、モビリティプラットフォームを制御するために各チャネル測定中に無線で（ＯＴＡ）通信し、チャネルサウンディングを開始する。

チャネルサウンダの開始およびＡＭＵの制御は、ＯＴＡ ＴＤＤリンクを介してＭＵ端末から行われ得る。例えば、ＴＤＤ ＯＦＤＭパケットがＡＭＵとＭＵとの間で周期的に送信され得る。提示されたチャネル測定に利用されるＴＤＤパケットは、継続時間が１ミリ秒であって、２２２個のシンボルからなり、各シンボルは、３１２．５ｋＨｚのサブキャリア間隔を持つ６４個のトーンを含んでいる。５．１７ＧＨｚの中心周波数を測定のために選択することができるが、これはこの特定周波数が、設計されたスロットアンテナの共振周波数に適合するからである。

ラップトップ干渉のないチャネル容量を測定することができるように、送信機側と受信機側の両方のアンテナアレイを自由空間中に配置する（すなわちモックアップラップトップ上に取り付けない）ことができる。アンテナアレイは、送信および受信デバイス上に取り付けられ得る。例えば、アンテナアレイはリンクのＡＭＵ側では可動プラットフォームの上に、リンクのＭＵ側ではＲＦシャーシの上に配置され得る。８素子アンテナアレイおよび１６素子アンテナアレイは、図７および図８に示されるようにＭＵサイトの一体部分としてラップトップコーナに配置され得る。高次アンテナアレイは、図９Ａ〜図９Ｃに示されるようにより良い絶縁のためにスロットの後ろに誘電体層があるＭＵサイトにおいてラップトップのカバー上に配置され得る。

正確なチャネル測定値を得るために、ＡＭＵ端末とＭＵ端末とは同期され得る。１つの例示的なセットアップでは、ＭＵが各測定の始めに（すなわち各ロケーションにおいて）ＡＭＵと同期し、位相ロックループ（ＰＬＬ）がリンクの２つの端部をロック状態に保つ。ＭＵとＡＭＵとの間のタイミングは、ロックされ得るが、チャネルはゆっくりとしたペースで変化するので、フレーム毎のサンプリング時刻はサンプル期間よりも小さく変動し得る。フレームのサンプリング時刻の変動により、チャネル推定値間の位相勾配差が隣接フレームから導出されることになる。

チャネル測定値の処理中に、各測定ロケーションにおいて第１のフレームに関して、フレーム毎の非常に小さい位相勾配差が観測され、訂正され得る。タイミングがドリフトしないことがインパルス応答から観測できる。無線端末をロックすることには基準信号ケーブルを必要としないので、測定中にＭＵ端末のモビリティを向上させるという利点がある。

本開示の一実施形態では、利用されるチャネルサウンダシャーシは４×４ＭＩＭＯチャネルを測定することが可能である。４×４チャネルサウンダを使用して８×８または１６×１６ＭＩＭＯチャネルを測定するために、受信機スイッチボックスを使用すると、例えば、以下のチャネルを利用して複数の４×４チャネル測定値から高次ＭＩＭＯチャネル測定値を補間することが可能になる。

これらの式において、

は、間隔が密な異なる時刻に行われる４個の隣接４×４チャネル測定値から導出される４×４チャネル行列であり、

は、間隔が密な異なる時刻に行われる１６個の隣接４×４チャネル測定値から導出される４×４チャネル行列である。

図４に例示的な４対１６高周波（ＲＦ）スイッチボックスを示す。本ＲＦスイッチボックスは、高次ＭＩＭＯチャネル測定を行うように設計され得、４×４チャネルサウンダと８素子アンテナアレイおよび１６素子アンテナアレイとの間のインタフェースとして使用され得る。本スイッチボックスは、損失３．８ｄＢ、アイソレーション７０ｄＢおよび切替え速度１００ｎｓｅｃに指定された、４つの１対４Chelton Control Systems SI-14-03028スイッチなど、任意の好適な部品から作られ得る。

チャネル測定キャンペーンは、ＡＭＵ端末を単一ロケーションに固定しながらＭＵ端末を様々な屋内オフィスロケーションに移動することによって行われ得る。例えば、各測定ロケーションにおいてチャネルの５００個のサンプルが約２０秒の継続時間にわたってキャプチャされ得る。本開示の一実施形態では、モバイルプラットフォーム（ＡＭＰ）は、キャプチャ時間中にｘ方向およびｙ方向に約２ｃｍ／秒（または約０．７８７４インチ／秒）の速度で移動することができる。

例えば、８×８アンテナ構成の場合、図５に示されるように継続時間１ミリ秒のＴＤＤフレームがチャネル測定のために利用され得る。例えば、各ＴＤＤフレーム５００は２２２個のＯＦＤＭシンボルからなり得る。ＳＩＳＯプリアンブル５１０は１０個のシンボルからなり、ＭＩＭＯプリアンブル５２０は８個のシンボルからなり、ＦＣＣＨ／ＲＣＣＨ制御チャネル５３０は１２個のシンボルから構成され、残りの１９２個のシンボルはデータフィールド５４０を表す。１９２個のＯＦＤＭシンボルのデータフィールド内で、各シンボルは３１２．５ｋＨｚだけ離れて離間した４８個のデータサブキャリア（情報トーン）を含んでいる。

データフィールド５４０は、図５に５４２₁，５４２₂，５４２₃，５４２₄などで示される８シンボルサブフレームに区分され得る。図４に示すＲＦスイッチボードのスイッチングのための十分な時間を与えるために、あらゆるサブフレームの後には、図５に５４４₁，５４４₂，５４４₃，５４４₄などで示される１つのシンボルギャップが続く。各サブフレームは、単一の４×４チャネル推定値を構成する。５４２₁，５４２₂，５４２₃，５４２₄の４つのサブフレームは、図５にブロック５４６で示す１つのブロックを形成することができる。単一のブロックは８×８チャネル推定値を生じる。これらの特定の例示的な測定では、５つの８×８チャネル推定値（ブロック）がある。測定キャンペーン中に、単一の１ミリ秒ＴＤＤフレームにわたる最小チャネル変動のみを観測することができる。同様のＴＤＤフレーム構造も、１６×１６チャネル測定のために使用され得る。

８×８チャネル測定値および１６×１６チャネル測定値の式１および式２にそれぞれ示されるように、ブロック内の４個および１６個の４×４チャネル推定値は単一の８×８チャネル推定値および１６×１６チャネル推定値にマッピングされ得る。図６Ａに、８素子アンテナアレイのために使用される相対ポート番号付けの一例を示す。送信ポートと受信機ポートの接続が送信リンクのＡＭＵ側とＭＵ側で同じであると仮定することにより、全チャネル行列Ｈ_8×8のチャネル部分行列Ｈ_4×4 ^1-4は、次のように与えられる。

ここで、

はブロック内の１番目から４番目のサブフレームの４×４チャネル推定値であり、ｈ_mnはｍ番目の受信機ポートとｎ番目の送信機ポートとの間の８×８チャネル推定値の複素チャネル係数である。１６素子アンテナアレイのための相対ポート番号付けの一例を図６Ｂに示す。８×８アンテナ構成の場合と同様のチャネル部分行列を１６素子アンテナアレイ用に構成することができる。

例示的なデータ処理
ＭＩＭＯチャネル推定値は、空間相関、固有値、チャネル容量、達成可能容量、達成可能ＰＨＹデータレート、およびインパルス応答を判断するために、様々な方法で処理され得る。本明細書で提示する特定の処理演算は、アンテナ性能を測定するために行われる処理演算のタイプの例にすぎない。

測定に利用される４×４チャネルサウンダは、送信信号の符号化のために時空間アダマール行列を使用する。このようにして、１６個の全てのチャネル推定値が受信機において同時に得られると同時に、追加の誤り率性能利得（error-rate performance gain）を生じる。チャネル推定値を生成する際に、周波数領域Ｉ／Ｑ加算（frequency domain I/Q addition）により、１／２のスケールファクタを最終チャネル推定値に対して適用することができる。

チャネル推定は、（単一サブフレーム内の時間内に）アダマール符号化シンボルと２つの隣接するチャネル推定値とを足し合わせることによって行われ得る。アダマールとチャネル推定値との合計は、結果としてチャネル推定値が電圧領域で８倍大きくなり、雑音電力が８倍だけ増加することになる。したがって、３２μ秒の継続時間の間にチャネルの変化が非常に小さいか、またはないと仮定すると、チャネル推定からのＳＮＲの総合利得は９ｄＢとなり得る。

アダマールとチャネル推定値の合計から得られた利得は、雑音電力の8倍の増加を生じる。測定キャンペーンの雑音測定段階中に、他端の送信機を遮断することによって各無線フロントエンドと外部干渉とから来る受信機雑音フロアを測定することができる。送信機遮断フラグは、エアインタフェースを介して他端にシグナリングされ得る。送信機が遮断された後、雑音サンプルは収集された各トーンについて対角重み行列で乗算され得る。４つの受信機チェーンの異なる雑音指数（noise figure）および利得による雑音フロアの差を観測することができる。さらに、この測定キャンペーン中に、受信された周波数スペクトル中の有意な干渉は認められない。

例えば、全ての受信機アンテナと、４８個の全ての情報トーンと、（フレーム当たり）１９２個の全てのシンボルと、５個の雑音測定フレームとにわたって雑音電力を平均化して、ロケーション毎に単一の平均雑音電力値を得ることによって、測定されたＳＮＲを発見するために使用される平均雑音電力を雑音測定から導出することができる。得られた平均雑音電力は、受信機雑音フロアを表す。しかしながら、この平均雑音電力は、アダマールとチャネル推定値との合計から生じる雑音電力の増加を考慮に入れることなしに未加工の雑音測定値から計算されることがある。これを補償するために、この特定の例の場合、チャネル推定値の計算から生じる雑音電力の増加を反映するために、得られた平均雑音電力を８倍にスケールアップすることができる。

各測定ロケーションについて、フレーム（時間サンプル）にわたってトーン毎に複素空間相関を計算することができる。受信機の相関の場合、より大きいサンプルプールを生成するために各基準送信機ポートのサンプルを付加することができる。基準受信機ポートとの送信機の相関のために、この同じ手順を繰り返すことができる。８×８および１６×１６受信機および送信機の相関行列を生成するために、次のように複素相関の２乗振幅がトーンおよびロケーションにわたって平均化され得る。

ここで、ρ_ab（i j）は、ｉ番目のトーンおよびｊ番目のロケーションについてのアレイ素子ａとアレイ素子ｂとの間の複素空間相関係数であり、Ｎ_tonesは情報トーンの総数であり、Ｎ_locsは測定ロケーションの総数であり、

はアレイ素子ａとアレイ素子ｂとの間のｄＢ単位の平均化された振幅２乗相関（averaged magnitude squared correlation）である。

得られた相関行列は、８素子または１６素子アンテナスロットアレイを使用する間の屋内オフィス環境における相関を表し得る。これらの相関行列の平方根を利用してシミュレート８×８および１６×１６独立同一分布（independent and identically distributed）（ＩＩＤ）チャネルサンプルを相互に関連させ、ＳＮＲに応じた相関ＩＩＤビームフォーミング容量を計算することができる。

係数ＨＨ^Hの固有値をサンプル毎、トーン毎、およびブロック毎に計算することができ、ここでＨは８×８または１６×１６チャネル行列であり、Ｈ^Hはチャネル行列Ｈの共役転置（エルミート）バージョンである。得られた８個または１６個の固有値を最大から最小までソートし、スケーリングして、固有値電力を正規化することができる。本スケーリングは、以下によって与えられる。

ここで、λ_iはＨＨＨの固有値であり、

はスケーリングされた固有値であり、Ｎは正規化された電力（また送信アンテナの数）である。その後、スケーリングされた固有値

を８×８および１６×１６ＭＩＭＯチャネルにわたって（測定された受信機雑音フロアに関して）平均線形ＳＮＲによってスケールアップするか、または容量計算のために固定基準ＳＮＲによってスケールアップすることができる。

（測定された受信機雑音フロアに関して）線形ＳＮＲが乗じられたスケーリングされた固有値を使用して、送信情報ビームフォーミングチャネル容量を計算し、次のように各８×８ＭＩＭＯチャネルサンプル中の６４個のチャネルの全てにわたって、または各１６×１６ＭＩＭＯチャネルサンプル中の２５６個のチャネルの全てにわたって平均化することができる。

ここで、ＳＮＲ_avgは８×８または１６×１６ＭＩＭＯチャネルの現在のサンプルにわたる受信機雑音フロアに関する平均線形ＳＮＲであり、Ｎ_modeは使用される固有モードの数であり、

は現在のチャネルサンプルの前に定義されたスケーリングされた固有値である。

前の容量計算は、送信情報ビームフォーミングチャネル容量を生じ得る。さらに、直接マッピングＭＭＳＥチャネル容量は次のように計算され得る。

ここで、ＳＮＲ_i,MMSEは次のように計算される線形ＭＭＳＥ ＳＮＲである。

ここで、

は測定された受信機雑音フロアに関するＮ個の線形ＭＭＳＥ ＳＮＲのベクトルであり、Ｈは現在のＮ×Ｎ ＭＩＭＯチャネルサンプルであり、σ²は測定された受信機雑音フロア電力であり、ｄｉａｇ（）は対角行列要素を示す。

チャネル容量は、各測定ロケーション、フレーム、およびブロックについて個々に計算され得るが、一緒にグループ化された全てのロケーションについて、指定された固定ＳＮＲを使用して計算することもでき、それにより経路損失を効果的に除去することができ、チャネル変動のみで容量を生じる。前者の計算の場合、各サンプルについてのトーン毎の容量を平均化してサンプル毎の単一の容量値を得、次いでそれを使用して容量累積密度関数（capacity cumulative density function）（ＣＤＦ）を見つけることができる。後者の計算は、異なる固定ＳＮＲ値に対して行われ、容量対ＳＮＲ曲線を調べることを可能にする。

表１に示すように、（ビット／シンボル／トーン単位の）単純なＳＮＲ対レートマッピングを使用して達成可能送信情報ビームフォーミング容量の推定値を計算することができる。また、各ＳＮＲ対レートマッピングのための変調および符号化を参照のために行うことができる。個々の固有モードでの達成可能レートを合計し、シンボル継続時間とサブキャリア間隔とによって正規化することで、８×８および１６×１６ＭＩＭＯチャネルの推定達成可能送信情報ビームフォーミング容量を計算することができるが、これが必要とされるのは、表１中のレートが２０ＭＨｚの帯域幅と６４個のサブキャリアとを持つＯＦＤＭシステムに対して定義されているからである。

達成可能容量の推定値を利用して、何らかの指定されたチャネル帯域幅で動作する８×８および１６×１６ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの推定達成可能ＰＨＹレートを見つけることができる。例えば、それぞれＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ標準の規格からの１０８個のデータトーンを使用することによって、および提案されたＶＨＴ（Very High Throughput）標準規格からの２３６個のデータトーンを使用することによって、８素子アンテナアレイを用いる４０ＭＨｚおよび８０ＭＨｚの帯域幅の達成可能ＰＨＹレートを計算することができる。

８×８および１６×１６ＭＩＭＯチャネル中の使用可能な固有モードの数を判断するために、達成可能ＰＨＹレートとより低い固有モードの関連する寄与とを調べる。これは、より低いモードだけで達成可能ＰＨＹレートを計算し、８個または１６個の全てのモードを利用するときにチャネルによってサポートされる全ＰＨＹレートとの比を取ることによって行われ得る。徐々に大きくなるより低い固有モードの数を利用して、これらの特定の固有モードからの寄与を計算することができる。最下位固有モードを除いたときのＰＨＹレート効率は１−ｘとして見いだされが、ここでｘはより低い固有モードの寄与である。

全ての測定ロケーションにおける全てのチャネルサンプルについて、またはチャネルサンプルのサブセットについて、インパルス応答が計算され得る。各チャネル推定値について、インパルス応答の計算のために（ガードトーンを除いた）５２個のデータトーンとパイロットトーンとを利用することができる。各パイロットトーンを２つの隣接データトーンの平均値と置き換えて、その特定のトーンにおける補間チャネル推定値を見つけることができる。５２トーンチャネル推定値の５２点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用して、初期化されたガードトーンを組み込むことにより生じるであろう電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）の整形を防ぐことができる。また、計算されたインパルス応答を使用して、システム中でタイミングドリフトが発生するかどうかを判断することができる。

例示的な測定結果
８×８および１６×１６アンテナアレイ構成の様々な態様を調査するために、チャネル測定から収集されたデータが様々な方法で処理され得る。８×８および１６×１６チャネル推定値のサンプルから、送信機および受信機空間相関が計算され得る。測定ロケーション毎に固有モードＳＮＲ ＣＤＦを計算すること、または全ての測定ロケーションにわたってスケーリングされた固有値ＣＤＦを判断することが可能である。測定された送信機および受信機相関振幅を使用することによって、８×８または１６×１６チャネル容量を調べ、ＩＩＤ容量および相関ＩＩＤ容量と比較することができる。

（トーンおよび測定ロケーションにわたる）平均受信機および送信機空間相関２乗振幅対相対ポート番号を計算することができる。８素子および１６素子アンテナアレイの相対ポート番号付けの例をそれぞれ図６Ａおよび図６Ｂに示す。相対スロット２との相関は共同設置（隣接または９０°偏波）アンテナスロットに対する相関を示す。最小相関が、最も遠く離れたアンテナスロットのものであることがわかる。

各ロケーションにおけるあらゆるフレームおよびトーンについて、８×８チャネル推定値の固有値が計算され得る。その後、各ロケーションにおける（受信機雑音フロアに関する）固有モードＳＮＲ ＣＤＦと全てのロケーションにわたるスケーリングされた固有値のＣＤＦとを計算することができる。前者は測定セットアップの欠陥（フラットでない周波数応答）と経路損失変動とを組み込んだチャネル容量に直接関係し、後者は全ての測定ロケーションにわたるチャネル変動のみを示す。固有値のスケーリングは、式４によって与えられるように行われ得、スケーリングされた固有値の和はＮ（正規化送信電力）に等しく、この特定の場合、８または１６である。スケーリングが適用されると、チャネルの電力はそれ以上影響を受けなくなる。１つの測定ロケーションにおける全ての固有モードおよび単一のトーンについての時間（フレームインデックス）内のスケーリングされた固有値電力を計算することができる。１次モードは非常に安定しているが、最下位モードは大きい相対変動を有することがわかる。

単一のサンプルプールとして一緒に取り出すと、全ての測定ロケーションにわたって全てのスケーリングされた固有値のＣＤＦを計算することができる。これは、チャネルサウンダトランシーバフィルタに起因する、チャネル経路損失と経路損失の変および送信機／受信機周波数応答がない固有値の分布を生成することができる。

「最良」および「最悪」の場合の測定ロケーションについての固有モードＳＮＲ分布を計算することができる。これらのＣＤＦの場合、各トーンの測定された受信機雑音フロアを使用して平均チャネルＳＮＲを計算し、トーン毎のスケーリングされた固有値に平均ＳＮＲ値を乗算することができる。その後、所定の測定ロケーションについての全ての情報トーンおよび使用可能なフレームのトーン毎の固有モードＳＮＲを単一のサンプルプールにグループ化し、そこから固有モードヒストグラムを判断することができる。したがって、得られたＣＤＦは測定セットアップの周波数応答を組み込んだ固有モードＳＮＲの分布を示す。

収集された測定データから、送信情報ビームフォーミングチャネル容量と、直接マッピングＭＭＳＥチャネル容量と、「最良」および「最悪」の場合のロケーションについての達成可能送信情報ビームフォーミングＰＨＹレートと、ロケーションにわたるビームフォーミングとＭＭＳＥメディアンＰＨＹレートとの比較とを計算することができる。

８×８および１６×１６ＭＩＭＯ送信情報ビームフォーミングチャネル容量ＣＤＦを固有モードＳＮＲに応じて計算することができる。前に説明したように、容量をトーン毎およびサンプル毎に計算し、次いでトーンにわたって平均化して、サンプル毎の単一の容量値を得ることができる。式５によって与えられる容量計算は、送信情報ビームフォーミングチャネル容量を生じることに留意されたい。したがって、本容量は測定中に発生した経路損失の変動を含む。前に提示したように（ビット／シンボル／トーン単位の）単純なＳＮＲ対レートマッピングを使用して達成可能送信情報ビームフォーミング容量の推定値を判断することができる。達成可能容量のＣＤＦは、測定された８×８または１６×１６ＭＩＭＯチャネルサンプルにおける現実の達成可能容量に関して予想され得るものを表す。

順方向と逆方向の両方の送信リンクについて「最良」および「最悪」の場合の測定ロケーションについてチャネルおよび達成可能送信情報ビームフォーミング容量ＣＤＦを計算することができる。例えば、×８アレイおよび×１６アレイの場合の全ての測定ロケーションを考慮した達成可能情報ビームフォーミングチャネル容量の平均は、それぞれ約４４．４ｂ／ｓ／Ｈｚおよび約８０．２ｂ／ｓ／Ｈｚである。送信機および受信機における８アレイ偏波アンテナの場合の達成可能情報ビームフォーミングチャネル容量の平均はより大きくなり、約４５．３ｂ／ｓ／Ｈｚと測定される。

また、直接マッピングＭＭＳＥチャネル容量を計算することができる。最良および最悪の場合の測定ロケーションについての測定された受信機雑音フロアを使用することによって、ＭＭＳＥチャネル容量を発見するために使用されるＭＭＳＥ ＳＮＲを計算することができる。送信情報ビームフォーミングチャネル容量に対する直接マッピングＭＭＳＥチャネル容量の変動がより小さいことがわかる。×８アレイおよび×１６アレイ構成の場合、全ての測定ロケーションを考慮したＭＭＳＥ受信機の達成可能情報チャネル容量の平均は、それぞれ約３２．３ｂ／ｓ／Ｈｚおよび約６４ｂ／ｓ／Ｈｚである。送信機および受信機における８アレイ偏波アンテナの場合のＭＭＳＥ受信機の達成可能情報チャネル容量の平均は、×８アレイの場合よりもわずかに大きくなり、約３２．７ｂ／ｓ／Ｈｚである。

各測定ロケーションについてのメディアン送信情報ビームフォーミング容量と直接マッピングＭＭＳＥ容量とを比較することができる。これら測定ロケーション毎の容量は、ソート平均ＳＮＲに応じて計算される。低いＳＮＲではＭＭＳＥチャネル容量がビームフォーミング容量よりも大きくなり、高いＳＮＲ値の場合は逆になることがわかる。

全ての測定ロケーションから全てのスケーリングされた固有値を取り出して、固定ＳＮＲ値に対する送信情報ビームフォーミング容量を調べることができる。このようにして、測定されたビームフォーミング容量をＳＮＲに応じて計算し、（測定された空間相関振幅を使用して）８×８または１６×１６ＩＩＤおよび相関ＩＩＤビームフォーミングチャネル容量と比較することができる。

達成可能容量は、指定された変調および符号化方式が与えられた場合に得られるであろう送信情報ビームフォーミングチャネル容量の推定値を表す。×８アレイおよび×１６アレイ構成の場合、全ての測定ロケーションを考慮した達成可能情報チャネル容量の平均は、それぞれ約２４．２ｂ／ｓ／Ｈｚおよび約４３．３ｂ／ｓ／Ｈｚである。８アレイアンテナ偏波の場合の達成可能情報チャネル容量の平均はより大きくなり、約２４．７ｂ／ｓ／Ｈｚである。

これらの特定の測定値から、測定されたビームフォーミング容量は、約２５ｄＢのＳＮＲにおいてシミュレート８×８ＩＩＤ容量曲線を約７ｂ／ｓ／Ｈｚだけ下回ることがわかる。測定された空間相関振幅を使用したシミュレート相関ＩＩＤチャネルビームフォーミング容量曲線は、測定された容量曲線に非常に近接し得る。ＴＧｎチャネルモデルＢ，Ｃ，ＤおよびＥを使用した、測定された８×８または１６×１６送信情報ビームフォーミング容量とシミュレート８×８または１６×１６送信情報ビームフォーミング容量との比較を行うことができる。チャネルモデルＥが、容量に関して測定されたチャネルに最もぴったり一致することがわかる。

行った測定キャンペーンの結果から、本明細書で提示する×８アレイおよび８アレイアンテナ構成を用いた４０ＭＨｚの帯域幅内で動作する８×８ＭＩＭＯ通信システムを使用して、それぞれ平均して約８１６Ｍｂｐｓおよび約８３６ＭｂｐｓのＰＨＹレートを達成することができることがわかる。×８アレイおよび８アレイ構成を用いた８０ＭＨｚの帯域幅内で動作する８×８ＭＩＭＯ通信システムを使用して、それぞれ約１．７８Ｇｂｐｓおよび約１．８２Ｍｂｐｓの平均ＰＨＹレートを達成することができる。達成可能ＰＨＹレートのメディアン推定値をソート平均ＳＮＲに応じて計算することができる。

１６×１６チャネル測定キャンペーンから、実質的により高い（例えば、ほぼ２倍の）ＰＨＹデータレートを観測することができる。例えば、×１６アレイアンテナ構成を用いた４０ＭＨｚの帯域幅内で動作する１６×１６ＭＩＭＯ通信システムを使用して、平均して約１．４６ＧｂｐｓのＰＨＹデータレートを達成することができ、８０ＭＨｚのチャネル帯域幅内で動作する×１６アレイ構成を用いた１６×１６ＭＩＭＯ通信システムを使用して、約３．２Ｇｂｐｓの平均ＰＨＹレートを達成することができる。

ＭＩＭＯチャネルの送信情報ビームフォーミング容量および達成可能送信情報ビームフォーミングＰＨＹレートを評価する際に、使用可能な固有モードの数を見いだすことが有利であることがある。これは、８×８または１６×１６アンテナ構成中でそれぞれ８個または１６個の全ての固有モードを利用するとき、全達成可能ＰＨＹレートに対するより低い固有モードでの達成可能ＰＨＹレートの比を計算することによって行われ得る。ＰＨＹレート効率を固有モードの寄与から判断し、平均値をソート平均ＳＮＲに応じて計算することができる。

平均ＳＮＲが高い場合でも、×８アレイ偏波アンテナを用いた８×８アンテナ構成の場合、２個の最下位固有モードが全達成可能ＰＨＹレートに対して約５％しか寄与しないことがわかる。×１６アレイアンテナを用いた１６×１６アンテナ構成の場合、１３個の最上位固有モードのみを使用して推定ＰＨＹレート効率の９０％を得ることができる。

最下位固有モードの寄与対ソート平均ＳＮＲを計算することができる。また、最良の場合の測定ロケーションについてのＰＨＹレート効率のＣＤＦも計算することができる。例えば、８×８アンテナ構成の場合、効率の１０〜２０％の広がりが観測されることがある。アクティブ固有モードの変動する数は、効率分布の分散に対して著しい影響を及ぼすとは思われない。

チャネル推定値のインパルス応答を計算して、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）を観測し、タイミングドリフトが存在するかどうかを判断することができる。任意の測定ロケーションについて時間（フレームインデックス）内のあらゆる単一チャネルの正規化ＰＤＰ振幅を判断することができる。

屋内オフィス環境における様々な測定ロケーションについて、（測定受信機雑音フロアに関する）平均測定ＳＮＲとポート毎の平均受信信号強度（ＲＳＳ）とともに、測定送信情報ビームフォーミングチャネル容量を計算することができる。各測定ロケーションにおける平均受信信号強度（ＲＳＳ）と平均ＳＮＲとを計算することができる。×８アレイ、８アレイおよび×１６アレイについて、それぞれ約−６３．８３ｄＢｍ、約−６２．１９ｄＢｍおよび約−６５．１５ｄＢｍの平均ＲＳＳが計算される。メディアンＳＮＲは、例えば、×８アレイ、８アレイおよび×１６アレイアンテナ構成について、それぞれ約２６．４４ｄＢ、約２５．８５ｄＢ、および約２３．５４ｄＢに等しい。

（図８に示すように）１６素子アンテナアレイがラップトップのコーナに取り付けられた状態で、８素子アンテナアレイが自由空間中に配置された場合について、前に提示した全ての測定結果が得られた。アンテナアレイがラップトップ上に取り付けられた場合、アンテナ効率損失により平均達成可能容量とＰＨＹデータスループットとがわずかに減少することがある。例えば、×８アレイがＭＵサイトにおいてラップトップのコーナに取り付けられたとき、提示された測定について８０ＭＨｚのチャネル帯域幅の場合の平均ＰＨＹデータスループットが約１２％だけ減少することがある。８０ＭＨｚの帯域幅の場合の測定ロケーションにわたるピークおよび平均ＰＨＹデータスループットは、それぞれ約２．４Ｇｂｐｓおよび約１．５７Ｇｂｐｓである。

８アレイスロットがラップトップのコーナに取り付けられたとき、提示された測定について８０ＭＨｚのチャネル帯域幅の場合の平均ＰＨＹデータスループットが約４％だけ減少する。８０ＭＨｚの帯域幅の場合の測定ロケーションにわたるピークおよび平均ＰＨＹデータスループットは、それぞれ約２．２７Ｇｂｐｓおよび約１．７５Ｇｂｐｓである。

×８アレイおよび８アレイアンテナ構成がラップトップ上に取り付けられた場合の全ての測定ロケーションを考慮した達成可能情報ビームフォーミングチャネル容量の平均は、それぞれ約３９．６１ｂ／ｓ／Ｈｚおよび約４３．２５ｂ／ｓ／Ｈｚである。×８アレイおよび８アレイアンテナ構成がラップトップ上に取り付けられた場合の全ての測定ロケーションについて考慮したＭＭＳＥ受信機の達成可能情報チャネル容量の平均は、それぞれ約３１．１９ｂ／ｓ／Ｈｚおよび約３２．３９ｂ／ｓ／Ｈｚである。×８アレイおよび８アレイアンテナ構成がラップトップ上に取り付けられた場合の全ての測定ロケーションについて考慮した達成可能情報チャネル容量の平均は、それぞれ約２１．３９ｂ／ｓ／Ｈｚおよび約２３．７４ｂ／ｓ／Ｈｚである。

アンテナアレイがラップトップ上に取り付けられたときの測定キャンペーンから、×８アレイおよび８アレイ設計について、それぞれ約−６２．１９ｄＢｍおよび約−６１．１７ｄＢｍの平均ＲＳＳが計算される。対応するメディアンＳＮＲは、×８アレイおよび８アレイについて、それぞれ約２３．８４ｄＢおよび約２３．９９ｄＢである。これらの値は、アンテナアレイが自由空間中にある場合よりもいくぶん低くなることがわかる。

例示的な測定キャンペーンから、混合偏波を持つアレイスロットは固定偏波を持つアンテナアレイスロットよりも達成可能チャネル容量が大きくなり、データスループットが高くなることがわかる。さらに、アンテナアレイがラップトップ上に取り付けられた場合、混合偏波を持つアンテナアレイの場合の達成可能チャネル容量およびデータスループットは、固定偏波を持つアンテナアレイに対するチャネル容量およびデータスループットほど減少しない。これは、混合偏波方向を持つアンテナアレイによって与えられるより高い偏波ダイバーシチ利得に起因することがある。

例示的なアンテナアレイ配向
様々なタイプの普及している無線デバイスおよび適用例のためにアンテナアレイの様々な配向を利用することができる。以下の説明では、本明細書で提示する固定偏波および混合偏波を有する８素子および１６素子のアンテナアレイなどの高次アンテナアレイを利用すると仮定する。ただし、異なる高次アンテナアレイを使用することもできることを当業者なら理解されよう。

図７に、シャーシ７１０に一体化された１つまたは複数の８素子アンテナアレイ７０２を持つラップトップコンピュータ７００を示す。追加または代替として、アンテナアレイ７０４をＰＣＭＣＩＡ（Personal Computer Memory Card International Association）カード７２０に一体化することもできる。ラップトップコンピュータ７００上の例示的なアンテナアレイ配向は固定８素子アレイ７０２のペアを示すが、ＰＣＭＣＩＡカード７２０上の８素子アンテナアレイ構成は、アンテナ配向の格納ならびに手動調整を可能にする固定および折り畳み可能アンテナを示す。

図８に、１つまたは複数の１６素子アンテナアレイ８０２がシャーシ８１０内とＰＣＭＣＩＡカード７２０上とに一体化されたラップトップコンピュータ８００を示す。本例は、固定１６素子アレイ８０２のペアを示す。

図９Ａに、ラップトップ９０２のカバーにスロット９０４が直接パンチされた例示的な８素子アンテナアレイの正面図を示す。図９Ｂに示すように、スロットの後ろに誘電体層９１２を配置することができる。このようにして、アンテナフィード９１４とＲＦ回路９２４とがラップトップカバー９０２から絶縁される。図９Ｃに、８素子アンテナアレイ構成の背面図を示す。伝送線路９２６はＲＦ回路９２４に直接接続される。ケーブル９２２は、ＲＦ回路とベースバンドプロセッサとの間のインタフェースを与える。

図１０Ａに、タブレットコンピュータ１０００上の８素子アンテナアレイの例示的な構成を示す。図示のように、このアレイは両方とも可動である「ラビットイヤー」アレイ１００２および／または固定アレイ１００４のペアの形態をとることができる。図１０Ｂに示すように、タブレットコンピュータ１０１０は、また固定アレイ９１４および／または「ラビットイヤー」アンテナ１０１２として１６素子アンテナアレイを組み込むことができる。場合によっては、ユニットの厚さに応じてタブレットコンピュータ中のスロットアンテナアレイの配向をデバイスの裏面上でフラットにする必要がある。

セルラ電話およびスマートフォンなどのモバイルおよびポータブルハンドヘルドデバイスへの高次アンテナアレイの取付けは、それらのサイズのために難しい作業となることがある。しかしながら、本明細書で提示した技術では、そのようなデバイス上で動作するアプリケーションのデータスループットを増加させるために、そのようなデバイスに組み込まれるアレイをコンパクトにすることが可能である。図１１Ａおよび図１１Ｂに、それぞれセルラ電話１１００およびスマートフォン１１１０のために使用される特定のアンテナアレイ１１０２および１１１２を示す。セルラ電話上に示された「ラビットイヤー」アンテナアレイ１１０２は、例えば、より良好な受信が必要であるとき、またはより高いデータレートが望まれるときに、反転され得る。

高精細（ＨＤ）ビデオ信号の送信のために超高データレート無線通信システムを利用することができる。ワイドスクリーンＨＤテレビ受像機などのＨＤデバイスのサイズを利用することによって、（例えば、８または１６素子の）１つまたは複数の高次アンテナアレイをそのようなデバイスに組み込み、それに応じて離間させて空間ダイバーシチを改善し、アンテナペア間の相関を低減することができる。例えば、図１２に示すように、複数のアレイ１２０２をＨＤテレビ受像機に組み込むことができ、それによりデータスループットの著しい増加が可能になる。

本開示に関連して説明した様々な例示的なロジックブロック、モジュールおよび回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ信号（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）、個別ゲートまたはトランジスタロジック、個別ハードウェアコンポーネント、あるいは本明細書で説明した機能を実行するように設計されたそれらの任意の組合せを用いて実装または実行できる。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサとすることができるが、代替としてプロセッサは任意の市販のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラまたは状態機械とされ得る。プロセッサは、コンピューティングデバイスの組合せ、例えばＤＳＰとマイクロプロセッサとの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと連携する１つまたは複数のマイクロプロセッサ、あるいは任意の他のそのような構成としても実装され得る。

本開示に関連して説明した方法またはアルゴリズムのステップは、直接、ハードウェアか、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールか、またはそれら２つの組合せで実施され得る。ソフトウェアモジュールは、当技術分野で知られている任意の形式の記憶媒体中に存在し得る。使用できる記憶媒体のいくつかの例には、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭなどがある。ソフトウェアモジュールは、単一の命令、または多数の命令を備えることができ、いくつかの異なるコードセグメント上で、異なるプログラム間で、および複数の記憶媒体にわたって分散できる。記憶媒体は、プロセッサがその記憶媒体から情報を読み取ることができ、その記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合できる。代替として、記憶媒体はプロセッサに一体化することができる。

本明細書で開示した方法は、説明した方法を達成するための１つまたは複数のステップまたは動作を備える。本方法のステップおよび／または動作は、特許請求の範囲の範囲から逸脱することなく互いに交換できる。言い換えれば、ステップまたは動作の特定の順序が指定されない限り、特定のステップおよび／または動作の順序および／または使用は特許請求の範囲から逸脱することなく変更できる。

説明した機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの組合せで実装できる。ソフトウェアで実装した場合、機能は１つまたは複数の命令としてコンピュータ可読媒体上に記憶できる。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされる任意の利用可能な媒体とすることができる。限定ではなく、例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶デバイスまたは他の磁気記憶デバイス、あるいは命令またはデータ構造の形態で所望のプログラムコードを担持または記憶するために使用でき、コンピュータによってアクセスできる、任意の他の媒体を備えることができる。本明細書で使用するディスク（disk）およびディスク（disc）は、コンパクトディスク（disc）（ＣＤ）、レーザディスク（disc）、光ディスク（disc）、デジタル多用途ディスク（disc）（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク（disk）およびブルーレイ（登録商標）ディスク（disc）を含み、この場合、ディスク（disk）は、通常、データを磁気的に再生し、ディスク（disc）はデータをレーザで光学的に再生する。

ソフトウェアまたは命令はまた、送信媒体を介して送信できる。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外線、無線、およびマイクロ波などの無線技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、または他のリモートソースから送信される場合、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または赤外線、無線、およびマイクロ波などの無線技術は、送信媒体の定義に含まれる。

さらに、本明細書に記載の方法および技術を実行するためのモジュールおよび／または他の適切な手段は、適用可能な場合にユーザ端末および／または基地局によってダウンロードおよび／または他の方法で取得できることを諒解されたい。例えば、そのようなデバイスは、本明細書で説明する方法を実行するための手段の転送を可能にするために、サーバに結合できる。代替的に、本明細書で説明される様々な方法は、ユーザ端末および／または基地局がストレージ手段をデバイスに結合するかまたは与えると様々な方法を得ることができるように、ストレージ手段（例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ、コンパクトディスク（ＣＤ）またはフロッピーディスクなど物理記憶媒体など）によって提供できる。さらに、本明細書で説明した技術および方法をデバイスに提供するための任意の他の好適な技術を利用することができる。

特許請求の範囲は、上記の正確な構成および構成要素に限定されないことを理解されたい。上記の方法および装置の構成、動作および詳細において、特許請求の範囲から逸脱することなく、様々な改変、変更および変形を行うことができる。

Claims (18)

1. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信において使用するための高次アンテナアレイであって、
   グランドプレーンの２つの直交軸について対称的に配置された少なくとも４つのクロススロットがその中に形成されたグランドプレーンと、
   各ペアはリード線のペアが前記クロススロットのうちの対応する１つの先に延びて形成され、各リード線は前記対応するクロススロットのスロットとの間で信号エネルギーを転送するためのものである少なくとも４つの共同設置二重偏波スロット放射アンテナペアと、
   を備える高次アンテナアレイ。
2. 前記少なくとも４つのクロススロットの各々の回転配向が実質的に同じである請求項１に記載のアンテナアレイ。
3. 前記４つのクロススロットのうちの少なくとも２つの回転配向が、前記少なくとも４つのクロススロットのうちの他の少なくとも２つの回転配向と実質的に異なる請求項１に記載のアンテナアレイ。
4. 前記４つのクロススロットのうちの前記少なくとも２つの回転配向が、前記少なくとも４つのクロススロットのうちの前記他の少なくとも２つの回転配向と約４５度だけ異なる請求項３に記載のアンテナアレイ。
5. 前記グランドプレーン中に少なくとも８つのクロススロットが形成されており、
   前記アンテナアレイは少なくとも８つの共同設置二重偏波スロット放射アンテナペアを備え、各ペアはリード線のペアが前記クロススロットのうちの対応する１つの先に延びて形成され、各リード線は前記対応するクロススロットのスロットとの間で信号エネルギーを転送するためのものである請求項１に記載のアンテナアレイ。
6. 前記少なくとも８つのクロススロットの各々の回転配向が実質的に同じである請求項５に記載のアンテナアレイ。
7. 前記８つのクロススロットのうちの少なくとも４つの回転配向が、前記少なくとも８つのクロススロットのうちの他の少なくとも４つの回転配向と実質的に異なる請求項５に記載のアンテナアレイ。
8. 前記８つのクロススロットのうちの前記少なくとも４つの回転配向が、前記少なくとも８つのクロススロットのうちの前記他の少なくとも４つの回転配向と約４５度だけ異なる請求項７に記載のアンテナアレイ。
9. 前記アンテナアレイは、対応する波長λを有するキャリア周波数に同調され、
   共同設置アンテナペアのアンテナ素子は、前記直交軸に沿ってλ／２だけ互いから分離された請求項１に記載のアンテナアレイ。
10. 少なくとも４つの共同設置二重偏波スロット放射アンテナペアを有し、各ペアはリード線のペアが前記クロススロットのうちの対応する１つの先に延びて形成され、各リード線は前記対応するクロススロットのスロットとの間で信号エネルギーを転送するためのものであり、前記少なくとも４つのクロススロットがグランドプレーンの２つの直交軸について対称的に配置されたアンテナアレイと、
    前記アンテナアレイを介して多入力多出力（ＭＩＭＯ）信号を送信および受信するためのロジックと、
    を備える無線通信デバイス。
11. 前記４つのクロススロットのうちの前記少なくとも２つの回転配向が、前記少なくとも４つのクロススロットのうちの前記他の少なくとも２つの回転配向と約４５度だけ異なる請求項１０に記載のデバイス。
12. 前記アンテナアレイの前記グランドプレーン中に少なくとも８つのクロススロットが形成されており、
    前記アンテナアレイは、少なくとも８つの共同設置二重偏波スロット放射アンテナペアを備え、各ペアはリード線のペアが前記クロススロットのうちの対応する１つの先に延びて形成された請求項１０に記載のデバイス。
13. 前記アンテナアレイは、対応する波長λを有するキャリア周波数に同調され、
    共同設置アンテナペアのアンテナ素子は、前記直交軸に沿ってλ／２だけ互いから分離された請求項１０に記載のデバイス。
14. 前記デバイスは、ラップトップコンピュータを備える請求項１０に記載のデバイス。
15. 前記アンテナアレイは、前記ラップトップコンピュータのシャーシに一体化された請求項１０に記載のデバイス。
16. 前記アンテナアレイは、ラップトップのカバーに一体化され、前記アンテナスロットの後ろに誘電体層がある請求項１０に記載のデバイス。
17. 前記デバイスは、電話機を備える請求項１０に記載のデバイス。
18. 前記デバイスは、高精細度（ＨＤ）テレビジョンを備える請求項１０に記載のデバイス。

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