CN102077418B - 用于高吞吐量mimo wlan系统的天线阵列配置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了用于配置多单元天线阵列的技术。此类天线阵列被设计为具有沿正交轴(例如，x方向和y方向)以λ/2为间隔分开的缝隙对。一种此类阵列(210)包括四个或多个共处一区的天线单元对(212)，这些天线单元对由旋转方位相同的交叉缝隙构成。另一种此类阵列(220)包括四个或多个共处一区的天线单元对(222)，这些天线单元对由旋转方位相同的一些交叉缝隙和旋转方位不同的其它交叉缝隙构成。

Description

用于高吞吐量MIMO WLAN系统的天线阵列配置
技术领域
概括地说，本发明涉及在多输入多输出(MIMO)通信系统中使用的天线，具体地说，涉及用以实现高数据吞吐量和高频谱效率(容量)的天线阵列配置。
背景技术
多输入多输出(MIMO)通信系统使用多付(NT付)发射天线和多付(NR付)接收天线来进行数据传输。由NT付发射天线和NR付接收天线形成的MIMO信道可分解成NS个独立信道，其中，NS≤min{NT，NR}。NS个独立信道中的每个独立信道还称作为MIMO信道的空间子信道，并对应于一个维度。在使用多付发射天线和接收天线所产生的额外的维度的情况下，相对于单输入单输出(SISO)通信系统而言，MIMO系统能够提供改进的性能(例如，增加的传输容量)。
为了在便携式处理设备(例如，膝上型计算机)与其它计算机(膝上型计算机、服务器等等)、外围设备(例如，打印机、鼠标、键盘等等)或通信设备(调制解调器、蜂窝电话、智能电话等等)之间提供无线连通，有必要为便携式设备装备天线或多付天线。例如，可以将多付天线安置于设备的外部，也可以将多付天线并入(嵌入)设备内(例如，嵌入在显示单元中)。
尽管嵌入式天线设计方案能够克服与外部天线设计方案相关联的缺陷(例如，不易受到损害)，然而一般来说，嵌入式天线设计方案的性能不如外部天线。为了改善嵌入式天线的性能，最好将天线安置在距离设备中的任何金属部件一定距离的地方。例如，取决于设备的设计和所使用的天线类型，天线和任何金属部件之间的距离应至少约为10毫米(或者约0.3937英寸)。嵌入式天线设计方案的另一缺陷是需要增加设备的大小以容纳天线的放置，尤其是在使用两付或多付天线时。
发明内容
本发明提供了用于配置多单元天线阵列的技术。此类天线阵列被设计为具有沿正交轴(例如，x方向和y方向)以λ/2为间隔分开的缝隙对。一种此类阵列包括四个或多个共处一区(co-located)的天线单元对，这些天线单元对由旋转方向相同的交叉缝隙(crossslot)构成。另一种此类阵列包括四个或多个共处一区的天线单元对，这些天线单元对由旋转方向相同的一些交叉缝隙和旋转方向不同的其它交叉缝隙构成。
附图说明
由此，参照实施例能够获得详细理解本发明的上述特征的方式、对上文简要概括的内容的更具体的描述(其中有一些在附图中示出)。然而，应注意，附图仅仅示出了本发明的某些典型实施例，由此，不应认为附图限制了本发明的范围，因为所描述的内容可应用于其它等效的实施例。
图1示出了示例性MIMO无线通信系统。
图2示出了根据本发明某些实施例的8双极化缝隙辐射天线的示例性配置。
图3示出了根据本发明某些实施例的16单元双极化缝隙辐射天线的示例性配置。
图4示出了根据本发明某些实施例的用于高阶信道测量的示例性切换装置。
图5示出了根据本发明某些实施例的用于8×8信道测量的示例性帧结构。
图6A和图6B分别示出了根据本发明某些实施例的用于8单元天线阵列和16单元天线阵列的示例性天线阵列端口编号。
图7示出了根据本发明某些实施例的膝上型计算机上的示例性8单元天线阵列方位。
图8示出了根据本发明某些实施例的膝上型计算机上的示例性16单元天线阵列方位。
图9A-9C分别示出了根据本发明某些实施例的示例性8单元天线阵列的前视图、侧视图和后视图，其中，直接在膝上型计算机的外壳上开缝隙，在缝隙的背面有介质层。
图10A和10B示出了根据本发明某些实施例在平板计算机上的示例性8单元天线阵列和16单元天线阵列。
图11A和11B分别示出了根据本发明某些实施例的移动电话和智能电话上的示例性天线阵列方位。
图12示出了根据本发明某些实施例的高清(HD)电视机上的示例性天线阵列方位。
具体实施方式
本发明中使用的“示例性的”一词意味着“用作例子、例证或说明”。本发明中被描述为“示例性”的任何实施例不应被解释为比其它实施例更优选或更具优势。
电气与电子工程师协会无线局域网(IEEE WLAN)系统的一个主要目标是使数据带宽约增长为IEEE 802.11n系统中的数据带宽的10倍，例如，目标数据率超过1Gbps，以支持多种多媒体应用。对这种高数据率通信的需求使得扩展为使用较高带中的载波频率(例如，使用60GHz附近的载波频率)来工作的更复杂的无线系统成为必要。然而，这种方法会大幅度削减覆盖区域。
另外一种增加带宽的方法是使用MIMO技术，通过使用大量发射天线和接收天线(如位于两端的8单元天线阵列或16单元天线阵列)来扩展发射机和接收机的空间域。为了更加高效地使用高阶MIMO通信系统，对天线阵列的设计就成为系统设计中日益重要的一部分。一般来说，期望限制设备的结构因子。因此，在不牺牲信道容量的情况下，将相对大量的天线安装进相对较小的区域是一种设计上的挑战。此外，期望将天线保持在与处理逻辑器件紧密相邻处，以便于通往天线阵列的电缆分布和来自天线阵列的电缆分布。因为最终产品的面积较小，由此，一般来说，期望阵列单元之间具有高隔离性，这种高隔离性能够降低空间相关并能够增加信道容量。在设计更高阶的天线阵列时，还要考虑若干其它参数，诸如：泄漏、返回损耗、辐射图、效率、方向性和机械设计等等。
图1示出了包括接入点(AP)和用户终端(UT)的一般MIMO无线系统100。为了简单起见，在图1中仅示出了一个接入点110。如本文所使用的，术语“接入点”通常指的是与用户终端进行通信的固定站，其还可以称作为基站、节点B或一些其它术语。系统控制器130耦合到接入点并对接入点进行协调和控制。用户终端可以是固定的，也可以是移动的，其还可以称作为移动站、无线设备或一些其它术语。用户终端可以与接入点进行通信，在这种情形下，接入点和用户终端的角色是确定的。用户终端还可以采用对等的方式与另一用户终端进行通信。
MIMO系统100可以是时分双工(TDD)系统，也可以是频分双工(FDD)系统。对于TDD系统而言，下行链路和上行链路共享相同的频带。对于FDD系统而言，下行链路和上行链路使用不同的频带。下行链路是从接入点到用户终端的通信链路，上行链路是从用户终端到接入点的通信链路。MIMO系统100还使用单载波或多载波来进行数据传输。
为了增加容量和数据吞吐量，接入点和用户终端配备有较高阶的天线阵列，如具有不同极化方向的八付天线或十六付天线。在本发明的某些实施例中，用户终端可以是便携式计算机(膝上型计算机)、蜂窝电话或高清(HD)电视。在某些实施例中，使用例如高通公司开发出的天线测量平台(AMP)4×4MIMO信道探测器来执行信道测量，并强化所述信道测量以提供8×8和16×16天线配置和信道测量。
本发明的测量结果表明，使用8×8和16×16的天线阵列，在信道带宽为80兆赫兹(MHz)的情况下有可能分别达到高于45b/s/Hz和80b/s/Hz的发射信息波束形成容量的中间值。根据本发明的某些实施例，对于8×8和16×16天线阵列而言，此种特定的MIMO信道容量分别对应于约为1.8Gbps和3.2Gbps的平均可实现的物理层(PHY)数据率。
在5GHz频带中使用时分双工(TDD)无线电可实现本发明所给出的某些信道测量。针对处于具有各信噪比(SNR)的不同室内位置来收集测量数据。如本发明所描述的，以多种不同的方式对所收集的数据进行处理，以分析8×8和16×16MIMO信道的各种方面，这些信道对于设计具有高阶天线阵列的通信系统是有益的。
示例性天线设计方案
图2示出了8单元双极化缝隙辐射天线阵列的两个示例性设计方案。这两种天线阵列配置都可在5.18GHz载波频率上调谐。交叉缝隙在天线阵列的接地面中形成。通过延伸至所述交叉缝隙中的一个相应交叉缝隙之外的一对引线来形成共处一区的天线单元对，其中，每根引线都用于向相应交叉缝隙中的缝隙传送信号能量，或从相应交叉缝隙中的缝隙传送信号能量。
在配置210中，所有的交叉212(具有相同的旋转方位)都用作极化方向，而在配置220中，使用的是混合极化方向(交叉222中的一半相对于交叉212中的另一半旋转约45度)。天线阵列配置210在本文中可以称作为“x8阵列”配置或固定极化配置，天线阵列配置220可以称作为“8阵列”配置或混合极化配置。
8阵列天线配置220由于使用不同的交叉缝隙212和222从而具有较高的极化分集，在某些状况下，使用不同的交叉缝隙会产生较大的可实现的系统容量。对于上述两种天线阵列配置而言，共处一区(相邻)的单元对可以在x方向以及在y方向上彼此相互分开发射波长的二分之一。在可实现的一种结构因子的例子中，在一个实施例中，x8阵列板大小沿x方向约为2.875英寸(或约为7.302厘米)，沿y方向约为2.3125英寸(或约为5.874厘米)；而8阵列板大小沿x方向约为3.75英寸(或约为9.525厘米)，沿y方向约为2.3125英寸(或约为5.874厘米)。
对8单元天线阵列的设计构思进行延展，以实现两个16单元双极化缝隙辐射天线阵列配置，如图3所示。这些天线配置也可以在5.18GHz载波频率上调谐。在配置310，所有的交叉212再一次用作极化方向，而在配置320中，使用的是用于混合极化方向的交叉212和交叉222。天线阵列配置310可以称作为x16阵列配置或固定的极化配置，天线阵列配置320可以称作为16阵列配置或混合的极化配置。
在本发明的某些实施例中，天线缝隙被印在32毫英寸厚的ROGERS-4003材料上，其电磁导率为3.55。8单元阵列被设计为具有在印刷电路板(PCB)的激励单元侧上的小型接地面，其中，所述印刷电路板通过通路触点与天线缝隙所处的主接地面相连接。
在某些实施例中，将半刚性同轴电缆的外层屏蔽焊接到小型接地面贴片，并使得边缘安装的超小型版本A(SMA)连接器位于天线板的边缘。为避免短的同轴电缆不匹配和/或共振(由此可能无法激励天线缝隙)，移开额外的板材料，以使得边缘安装连接器能够安装到电线板上而无需任何半刚性电缆。将SMA适配器的中央导体直接焊接到天线的激励单元。将SMA适配器的接地点焊接到天线阵列的接地点(邻近天线激励单元)。
示例性测量设置和方法
本文所给出的MIMO天线配置可用于多种应用和多种设备。为了证明所述天线配置的性能和能够达到的性能，执行测量“活动(campaign)”。虽然本文给出的详细配置对应于所采取的示例性测量，然而本领域的技术人员会认识到许多其它合适的测量方法可用于测量天线性能。
在本发明的一个实施例中，使用天线测量平台(AMP)信道探测器来执行对高阶天线配置的信道测量。AMP是采用2-D移动性平台的4×4信道探测平台。AMP可用于在5.17GHz载波频率上跨越约传输信号的七个波长来收集MIMO信道的统计数据抽样。在一个实施例中，信道探测器的移动性平台利用推荐标准232(RS-232)电缆连接到固定位置信道探测机架，其中，所述机架包括：四个收发机RF机架、现场可编程门阵列(FPGA)板和C码膝上型计算机。此后将AMP和相关联的信道探测机架称作为天线测量单元(AMU)。
在一个实施例中，此后将包括相同的RF机架和FPGA板但C码略有不同且没有移动性平台的移动信道探测器机架称作为移动单元(MU)。该信道探测器机架可以在信道测量期间移至不同的室内位置，以仿真实际移动设备的移动并提供多个位置处的测量结果。AMU和MU在每次信道测量期间经由空中(OTA)来通信以控制移动性平台，并发起信道探测。
由MU终端经由OTA TDD链路来执行信道探测器的发起以及AMU的控制。例如，在AMU和MU之间定期发送TDD OFDM分组。用于所呈现的信道测量的TDD分组的持续时间为1msec，该持续时间包括222个符号，其中，每个符号包括子载波间隔为312.5kHz的64个音调。可以选择5.17GHz的中心频率来进行测量，因为该特定频率与所设计的缝隙天线的谐振频率一致。
发射机方和接收机方的天线阵列可以位于自由空间(即，没有安装在膝上型计算机模型上)，从而就可以在没有膝上型计算机干扰的情况下测量信道容量。天线阵列还可以安装在发射装置和接收装置上。例如，天线阵列可以位于链路的AMU端的可移动平台的顶部和链路的MU端的RF机架的顶部。如图7和图8所示，8单元天线阵列和16单元天线阵列可以作为MU端的组成部分位于膝上型电脑的角落。如图9A-9C所示，高阶天线阵列还可以位于MU端的膝上型计算机的外壳上，其中，在缝隙的背面有介质层以便更好的隔离。
为了获得准确的信道测量，AMU和MU终端可以同步。在一个示例性设置中，MU在每次测量的开始(即，在每个位置处)与AMU进行同步，锁相环(PLL)保持链路的两端相锁。尽管锁定了MU和AMU之间的时序，然而，帧与帧之间的抽样时间的变化小于符号周期，因为信道以缓慢的步调变化。帧的抽样时间的变化使得在根据邻近帧导出的多次信道估计之间产生了相位斜坡差异。
在信道测量处理过程中，根据每次测量位置处的第一帧，观察并校正帧与帧之间的微量相位斜坡差异。可以从脉冲响应中观察出时序并未漂移。由于不需要基准信号电缆，所以锁定空中终端具有使得MU终端在测量期间更具移动性的优势。
在本发明的一个实施例中，所使用的信道探测器机架能够测量4×4MIMO信道。为了测量使用4×4信道探测器的8×8或16×16MIMO信道，接收机开关盒用于根据多个4×4信道测量来内插较高阶的MIMO信道测量，例如，使用如下信道：
在这些方程中，是根据在不同的紧密间隔的时间执行的四个邻近4×4信道测量得出的4×4信道矩阵，是根据在不同的紧密间隔的时间执行的十六个邻近4×4信道测量得出的4×4信道矩阵。
图4示出了4-16射频(RF)开关盒的例子。RF开关盒用于执行较高阶MIMO信道测量，并可用作4×4信道探测器与8单元天线阵列和16单元天线阵列之间的接口。开关盒可由任何合适的部件构成，如四个1-4Chelton控制系统SI-14-03028开关，该类开关规定为具备如下特征：3.8dB的损耗、70dB的隔离、100nsec的开关速度。
通过在不同的室内办公位置移动MU终端而AMU终端固定在单个位置来执行信道测量活动。例如，在每个测量位置，在约20秒的持续时间可以捕获500个信道抽样。在本发明的一个实施例中，移动平台(AMP)在捕获期间以约为2cm/sec(或约为0.7874英寸/秒)的速度沿着x方向和y方向移动。
持续时间为1msec的TDD帧可用于信道测量，比方说，如图5所示的8×8天线配置的情况。例如，每个TDD帧500包括222个OFDM符号。SISO前导码510包括10个符号，MIMO前导码520包括8个符号，FCCH/RCCH控制信道530包括12个符号，剩余的192个符号表示数据字段540。在包括192个OFDM符号的数据字段中，每个符号都包括以312.5kHz的间隔分开的48个数据子载波(信息音调)。
数据字段540可以划分成8符号子帧(如图5所示的5421、5422、5423、5424等)。每个子帧后都有一个符号间隔(图5所示的5441、5442、5443等)，以便有足够的时间来切换图4所示的RF开关板。每个子帧构成单个4×4信道估计。四个子帧5421、5422、5423和5424形成一个块，在图5中表示为块546。单一块产生8×8信道估计。在这些特定的示例性测量中，有五个8×8信道估计(块)。在测量活动中仅能观察到横跨单个1msec TDD帧的极小的信道变化。类似的TDD帧结构还可用于16×16信道测量。
块内的四个4×4信道估计、十六个4×4信道估计可分别映射到方程1和方程2对8×8、16×16信道测量所描绘的单个8×8、16×16信道估计。图6A示出了用于8单元天线阵列的示例性相对端口编号。假设在通信链路的AMU端和MU端的发射机端口连接和接收机端口连接相同，那么全信道矩阵H8×8的信道子矩阵H4×4 1-4如下所示：
其中，是对块中的第一子帧到第四子帧的4×4信道估计，hmn是第m接收机端口和第n发射机端口之间的8×8信道估计的复信道系数。图6B示出了用于16单元天线阵列的示例性相对端口编号。针对16单元天线阵列可构造与针对8×8天线配置的信道子矩阵类似的信道子矩阵。
示例性数据处理
可以用不同的方式来处理MIMO信道估计，以确定空间相关、特征值、信道容量、可实现的容量、可实现的PHY数据率和脉冲响应。本文所描述的特定处理操作仅是可执行用来测量天线性能的处理操作类型中的一个例子。
在测量过程中使用的4×4信道探测器使用空时Hadamard矩阵来对发射的信号进行编码。这样一来，就可以在生成附加的误码率性能增益时，在接收机处同时获得所有十六个信道估计。在生成信道估计的过程中，由于频域I/Q增加的原因，对最终信道估计施加比例因子1/2。
可通过对Hadamard编码符号和两个邻近的信道估计(从时间上来说，在单个的子帧内)进行求和来执行信道估计。对Hadamard和信道估计求和产生的结果为：在电压域，信道估计增大八倍，噪声功率增加八倍。因此，由于信道估计而引起的SNR的总增益为9dB(假定在32μsec的持续时间内信道发生非常小的变化或不发生变化)。
对Hadamard和信道估计求和而产生的增益会致使噪声功率增加八倍。在测量活动的噪声测量阶段期间，源自于每一无线电前端的接收机噪声基底和源自于外部干扰的接收机噪声基底可通过关闭另一端的发射机来测量。经由空中接口向另一端以信号形式发送发射机关闭标志。在发射机关闭之后，针对所收集的每一个音调都将噪声抽样与对角权重矩阵相乘。可以观察到由于不同的噪声指数而导致的不同的噪声基底和四个接收机链的增益。另外，在测量活动期间，没有观察到接收频谱中的任何显著干扰。
可从噪声测量中导出可用来得出测量的SNR的平均噪声功率，比方说，通过对全部接收机天线的噪声功率、全部48个信息音调、全部192个符号(每一帧)和5个噪声测量帧取平均来获得每一位置处的单一平均噪声功率值。得出的平均噪声功率表示了接收机噪声基底。然而，该平均噪声功率是根据原始噪声测量结果计算得出的，而没有考虑由于对Hadamard和信道估计求和而导致的噪声功率的增加。为了加以补偿，在该具体的例子中，将所得出的平均噪声功率按比例增加八倍以反映出由于计算信道估计而导致的噪声功率的增加。
对横跨每一测量位置的多个帧(时间抽样)的每一音调计算复空间相关。对于接收机相关而言，添加每一参考发射机端口的抽样，以生成较大的抽样池。利用参考接收机端口对发射机相关性重复相同的过程。对多个音调和多个位置的复相关的幅值平方取平均，以生成8×8和16×16接收机和发射机相关矩阵：
其中，ρab(ij)是针对第i音调和第j位置的阵列单元a和b之间的复空间相关系数，Ntones是信息音调总数，Nlocs是测量位置总数，是阵列单元a和b之间的平均幅值平方相关(以dB为单位)。
所得出的相关矩阵表示在室内办公环境下，当使用8单元天线缝隙阵列或16单元天线缝隙阵列时的相关性。这些相关矩阵的平方根可用来对仿真的8×8和16×16独立同分布(IID)信道抽样进行相关，以根据SNR计算相关后的IID波束形成容量。
可计算每个抽样、每个音调和每个块的特征值因子HHH，其中，H是8×8信道矩阵或16×16信道矩阵，HH是信道矩阵H的共轭转置(赫米特，Hermitian)。从最大到最小来排序得到的八个特征值或十六个特征值，并将这些特征值按比例缩放以标准化特征值幂。比例可如下所示：
其中，λi是HHH的特征值，是缩放特征值，N是标准化功率(同时也是发射天线的数量)。缩放特征值随后将在8×8和16×16MIMO信道上依据平均线性SNR(相对于测得的接收机噪声基底)来按比例增加，或是依据用于容量计算的固定基准SNR来按比例增加。
通过将缩放特征值与线性SNR(相对于测得的接收机噪声基底)相乘来计算发射信息波束形成信道容量，在每一8×8MIMO信道抽样中的所有64个信道上对该发射信息波束形成信道容量取平均，或在每一16×16MIMO信道抽样中的所有256个信道上对该发射信息波束形成信道容量取平均：
其中，SNRavg是关于8×8或16×16MIMO信道的当前抽样的相对于接收机噪声基底的平均线性SNR，Nmodes是所使用的本征模的数量，是先前定义的当前信道抽样的缩放特征值。
先前的容量计算能够得出发射信息波束形成信道容量。另外，直接映射MMSE信道容量可按如下来计算：
其中，SNRi，MMSE是按如下计算的线性MMSE SNR：
其中，是相对于测得的接收机噪声基底的N个线性MMSE SNR的向量，H是当前N×NMIMO信道抽样，σ2是测得的接收机噪声基底功率，diag()指示了对角矩阵单元。
可以针对每一测量位置、帧、块使用特定的固定SNR来分别计算信道容量，但也可针对组合在一起的所有位置进行计算，这样做能够有效地移除路径损耗并生成仅具有信道变化的容量。对于前一种计算而言，可对每一个抽样的每音调容量取平均，以得到每一抽样的单一容量值，随后可使用该单一容量值来得出容量累积密度函数(CDF)。可针对不同的固定SNR值执行后一种计算，以便检查容量与SNR曲线之比。
可使用如表1所示的简单的SNR-速率映射(以比特/符号/音调来表征)来计算对可实现的发射信息波束形成容量的估计。还可以提供针对每一SNR-速率映射的调制和编码，以供参考。8×8MIMO信道和16×16MIMO信道的估计的可实现的发射信息波束形成容量可通过如下方式来计算：对关于每一单独本征模的可获得的速率求和；根据符号持续时间和载波间隔来执行标准化(这是所需的，因为表1中的速率值是针对带宽为20MHz、子载波数为64的OFDM系统而定义的)。
表1
对可实现的容量的估计可用来得出在一些特定信道带宽工作的8×8和16×16MIMO-OFDM系统的估计的可实现的PHY速率。例如，针对40MHz和80MHz带宽的、具有8单元天线阵列的可实现的PHY速率可分别依据IEEE 802.11n标准的规定使用108个数据音调来计算，以及依据提议的极高吞吐量(VHT)标准规定使用236个数据音调来计算。
对可实现的PHY速率以及相关联的小本征模(lesser eigenmode)的贡献进行检查，以确定在8×8和16×16MIMO信道中可使用的本征模的数量。这可以通过只对小模式计算可实现的PHY速率，并采用小模式的可实现的PHY速率与在使用所有8个或16个模式时信道所支持的整个PHY速率的比率来执行。逐渐增加的更多数量的小本征模可用来计算来自于这些特定本征模的贡献。可以得出，在除去最低有效本征模(the least significanteigenmode)情况下的PHY速率效率为1-x，其中，x是小本征模的贡献。
针对所有测量位置处的所有信道抽样或信道抽样子集计算脉冲响应。对每次信道估计而言，52个数据和导频音调(除保护音调以外)可用于计算脉冲响应。每个导频音调都可以使用两个邻近数据音调的平均值来替换，以得出在特定音调处的插值信道估计。对52个音调信道估计施加52点逆快速傅里叶变换(IFFT)，这样做能够防止形成由于并入清零的保护音调而造成的功率延迟分布(PDP)。计算出的脉冲响应还可用来判断系统中是否发生时序漂移。
示例性测量结果
用不同的方式处理从信道测量收集来的数据，以检查8×8和16×16天线阵列配置的各种方面。发射机和接收机空间相关可根据8×8和16×16信道估计抽样来计算。在每个测量位置计算本征模SNR CDF或遍历所有测量位置确定缩放特征值CDF。使用8×8或16×16信道容量并通过使用测得的发射机和接收机相关幅值将所述8×8或16×16信道容量和IID容量及相关IID容量相比较。
对平均接收机和发射机空间相关平方幅值(遍历多个音调和测量位置)与相对端口号之比进行计算。图6A和图6B分别示出了针对8单元天线阵列和16单元天线阵列的相对端口编号的例子。相对缝隙2的相关性表示了与共处一区(邻近或90°极化)的天线缝隙的相关性。可以看出，在天线缝隙相距最远的情况下，相关性最小。
针对每一个位置处的每一帧和音调计算8×8信道估计的特征值。由此，每一个位置处的本征模SNR(相对于接收机噪声基底而言)CDF和遍历所有位置的缩放特征值的CDF可以计算出。前者与信道容量直接相关，包含：测量设置缺陷(非平坦的频率响应)、路径损耗的变化；而后者仅仅表示遍历所有测量位置的信道变化。特征值的缩放可按方程4所指定的那样来执行，其中，缩放特征值之和等于N(标准化发射功率)，在该特定情形下，N为8或16。一旦施行了缩放操作，信道功率就不再受影响。针对一个测量位置处的所有本征模和单一音调可按时间(帧索引)计算缩放特征值功率。可以看出，主模式很稳定，而最低有效模式相对变化大。
在把所有的测量位置合起来作为单一抽样池时，可计算所有测量位置处的所有缩放特征值的CDF。由于信道探测器收发机滤波器的作用，这会使得特征值的分布免受信道路径损耗、路径损耗变化和发射机/接收机频率响应的影响。
可以计算出针对“最好”和“最坏”情形测量位置的本征模SNR分布。对于这些CDF而言，可以计算针对每个音调使用测得的接收机噪声基底的平均信道SNR，每一音调的缩放特征值与平均SNR值相乘。在此之后，将针对所有信息音调的每一音调本征模SNR与针对给定测量位置的可使用帧合起来组成单一抽样池，基于该单一抽样池能够确定本征模直方图。由此，所生成的CDF表示本征模SNR(包含测量设置的频率响应)的分布。
基于收集到的测量数据可计算发射信息波束形成信道容量、直接映射MMSE信道容量、针对“最好”和“最坏”情形位置的可实现的发射信息波束形成PHY速率、波束形成和遍历多个位置的MMSE PHY速率中间值的比较。
根据本征模SNR可计算8×8或16×16MIMO发射信息波束形成信道容量。如先前所说明的，针对每一音调和每一抽样计算该容量，随后针对多个音调取平均以得到每一抽样的单一容量值。应当注意的是，方程5给出的容量计算可得到发射信息波束形成信道容量。由此，该容量包括在测量期间发生的路径损耗的变化。对可实现的发射信息波束形成容量的估计可通过使用如前文所描述的简单的SNR-速率映射(以比特/符号/音调为表征)来确定。可实现的容量的CDF表示在测得的8×8或16×16MIMO信道抽样中相对于实际可获得容量的期望值。
针对前向传输链路和反向传输链路的“最好”和“最坏”情形的测量位置来计算信道和可实现的发射信息波束形成容量CDF。举个例子，在x8阵列和x16阵列情况下，考虑所有测量位置的可实现的信息波束形成信道容量的均值分别约为44.4b/s/Hz和80.2b/s/Hz。在发射机和接收机处的8阵列极化天线的情形下，可实现的信息波束形成信道容量的均值更高，经测量约为45.3b/s/Hz。
还能够计算直接映射MMSE信道容量。使用在最好情形测量位置和最坏情形测量位置下测得的接收机噪声基底来计算用于得到MMSE信道容量的MMSE SNR。可以看出，相对于发射信息波束形成信道容量而言，直接映射MMSE信道容量有微量变化。在x8阵列和x16阵列配置情形下，考虑所有测量位置的MMSE接收机的可实现的信息信道容量的均值分别约为32.3b/s/Hz和64b/s/Hz。在发射机和接收机处的8阵列极化天线的情形下，MMSE接收机的可实现的信息信道容量的均值略高于在x8阵列情形下的值，约为32.7b/s/Hz。
将每一测量位置的发射信息波束形成容量的中间值与直接映射MMSE容量进行比较。根据排序后的平均SNR来计算每一测量位置的这些容量。可以看出：当SNR低时，MMSE信道容量高于波束形成容量；当SNR值高时，情况相反。
采用所有测量位置的所有缩放特征值来检查固定SNR值情况下的发射信息波束形成容量。由此，测得的波束形成容量可根据SNR来计算，并与8×8或6×16IID以及相关IID波束形成信道容量进行比较(使用测得的空间相关幅值)。
可实现的容量表示在给定具体的调制和编码方案的情况下，所能获得的发射信息波束形成信道容量的估计值。在x8阵列和x16阵列配置的情形下，考虑所有测量位置的可实现的信息信道容量的均值分别约为24.2b/s/Hz和43.3b/s/Hz。在8阵列天线极化情形下，可实现的信息信道容量的均值较高，其约为24.7b/s/Hz。
从这些特定的测量可以看出，在SNR约为25dB的情况下，测得的波束形成容量低于仿真得到的8×8IID容量曲线约7b/s/Hz。使用测得的空间相关幅值仿真得到的相关IID信道波束形成容量曲线非常接近于测得的容量曲线。将测得的8×8或16×16发射信息波束形成容量与使用TGn信道模型B、C、D和E仿真得到的8×8或16×16发射信息波束形成容量进行比较。可以看出，就容量方面而言，信道模型E与测得的信道最匹配。
从所进行的测量活动的结果可以看出，使用本发明所述的具有x8阵列天线配置和8阵列天线配置、在40MHz带宽工作的8×8MIMO通信系统可分别获得约为816Mbps和836Mbps的平均PHY速率。使用具有x8阵列配置和8阵列配置、在80MHz带宽工作的8×8MIMO通信系统可分别获得约为1.78Gbps和1.82Mbps的平均PHY速率。可实现的PHY速率估计的中间值可根据排序的平均SNR来计算。
从16×16信道测量活动可以观察到相当高的(例如，几乎为两倍)PHY数据率。举个例子，使用具有x16阵列天线配置、在40MHz带宽工作的16×16MIMO通信系统可获得约为1.46Gbps的平均PHY数据率，使用具有x16阵列配置、在80MHz信道带宽工作的16×16MIMO通信系统可获得约为3.2Gbps的平均PHY速率。
在评估MIMO信道的发射信息波束形成容量和可实现的发射信息波束形成PHY速率时，找出可用本征模的数量是有益的。这可以通过分别在8×8或16×16天线配置情形下，计算关于小本征模的可实现的PHY速率与在使用所有8个或16个本征模时的总体可实现的PHY速率的比率来执行。PHY速率效率可根据本征模贡献来确定，且平均值可根据排序的平均SNR来计算。
可以看出，在具有x8阵列极化天线的8×8天线配置情形下，即便平均SNR较高的情形下，两个最低有效本征模对总体可实现的PHY速率的贡献也只约为5％。在具有x16阵列天线的16×16天线配置情形下，仅使用13个最高有效本征模就能够获得90％的估计的PHY速率效率。
可计算最低有效本征模的贡献与排序的平均SNR之比。也可计算针对最好情形的测量位置的PHY速率效率的CDF。比方说，在8×8天线配置情形下可观察到10％-20％的效率扩展。有效的本征模的数量的变化对效率分布的变化并无明显影响。
对信道估计的脉冲响应进行计算，以观察功率延迟分布(PDP)、判断是否存在时序漂移。可针对任一测量位置按时间(帧索引)确定每一单一信道的标准化PDP幅值。
针对室内办公环境中的不同测量位置，计算每个端口处的测得的发射信息波束形成信道容量和测得的平均SNR(相对于测得的接收机噪声基底而言)以及平均接收信号强度(RSS)。可在每个测量位置处计算平均接收信号强度(RSS)和平均SNR。分别针对x8阵列、8阵列和x16阵列计算出的RSS均值为-63.83dBm、-62.19dBm和-65.15dBm。比方说，针对x8阵列、8阵列和x16阵列天线配置，SNR中间值分别约为26.44dB、25.85dB和23.54dB。
所有前述的测量结果都是在8单元天线阵列位于自由空间、16单元天线阵列安装在膝上型计算机的角落的情况下(如图8所示)获得的。在天线阵列安装在膝上型计算机上的情况下，由于天线效率损耗的原因，平均可实现的容量和PHY数据吞吐量会有少量降低。例如，当x8阵列安装在MU处的膝上型计算机的角落处时，对于所给出的测量结果，针对80MHz带宽的平均PHY数据吞吐量降低约12％。遍历测量位置的针对80MHz带宽的PHY数据吞吐量的峰值和平均值分别约为2.4Gbps和1.57Gbps。
当8阵列缝隙安装在膝上型计算机的角落时，对于所给出的测量结果，针对80MHz信道带宽的平均PHY数据吞吐量只降低约4％。遍历测量位置的针对80MHz带宽的PHY数据吞吐量的峰值和平均值分别约为2.27Gbps和1.75Gbps。
当x8阵列和8阵列天线配置安装在膝上型计算机时，考虑所有测量位置的可实现的信息波束形成信道容量的均值分别约为39.61b/s/Hz和43.25b/s/Hz。当x8阵列和8阵列天线配置安装在膝上型计算机时，考虑所有测量位置的MMSE接收机的可实现的信息信道容量的均值分别约为31.19b/s/Hz和32.39b/s/Hz。当x8阵列和8阵列天线配置安装在膝上型计算机时，考虑所有测量位置的可实现的信息信道容量的平均值分别约为21.39b/s/Hz和23.74b/s/Hz。
根据测量活动，当天线阵列安装在膝上型计算机上时，分别针对x8阵列和8阵列设计计算的RSS均值约为-62.19dBm和-61.17dBm。分别针对x8阵列和8阵列的相应的SNR中间值约为23.84dB和23.99dB。可以看出，这些值在一定程度上低于天线阵列处于自由空间情况时的值。
从示例性的测量活动可以看出，具有混合极化的阵列缝隙较之具有固定极化的天线阵列缝隙具备更高的可实现的信道容量和数据吞吐量。此外，如果天线阵列是安装在膝上型计算机上的，那么在具有混合极化的天线阵列情况下的可实现的信道容量和数据吞吐量也没有针对具有固定极化的天线阵列的信道容量和数据吞吐量下降的多。这归功于具有混合极化方向的天线阵列所提供的较高的极化分集增益。
示例性天线阵列方位
针对不同类型的流行移动设备和应用可使用不同的天线阵列方位。在下面的描述中，假设使用的是较高阶的天线阵列，诸如本文所述的具有八个单元或十六个单元(具有固定的和混合的极化)的天线阵列。然而，本领域的技术人员将会认识到也可以使用不同的较高阶的天线阵列。
图7示出了膝上型计算机700，其具有并入机架710的一个或多个8单元天线阵列702。另外或作为另一种选择，天线阵列704还可以并入个人计算机存储卡国际协会(PCMCIA)卡720。膝上型计算机700上的示例性天线阵列方位示出了一对固定的8单元阵列702，而PCMCIA卡720上的8单元天线阵列配置示出了能够进行存储以及对天线方位进行手动调整的固定天线和可折叠天线。
图8示出了膝上型计算机800，其具有并入机架810的一个或多个16单元天线阵列802和在PCMCIA卡720上的一个或多个16单元天线阵列802。该例子示出了一对固定的16单元阵列802。
图9A示出了示例性8单元天线阵列的前视图，该8单元天线阵列具有直接在膝上型计算机902的外壳上打孔的缝隙904。如图9B所示，介质层912安置在缝隙背后。由此，天线馈给单元914和RF电路924与膝上型计算机外壳902隔离开。图9C示出了8单元天线阵列配置的后视图。传输线926直接与RF电路924相连。电缆922提供了RF电路和基带处理器之间的接口。
图10A示出了位于平板计算机1000上的8单元天线阵列的示例性配置。如图所示，所述阵列采取一对包括可移动“兔耳形”阵列1002和/或固定阵列1004的阵列形式。如图10B所示，平板计算机1010还包含诸如固定阵列914的16单元天线阵列和/或“兔耳形”天线1012。平板计算机中的缝隙天线阵列的方位需要是平坦的，根据单元的厚度，缝隙天线阵列可能在设备的背面。
由于移动和便携式手持设备(如蜂窝电话、智能电话)的大小，将高阶天线阵列装配进这些设备是一项挑战性的工作。然而，本文所描述的技术可用于能够并入此类设备的密集型阵列，以便为在此类设备上运行的应用程序增加数据吞吐量。图11A和11B示出了可分别用于蜂窝电话1100和智能电话1110的特定天线阵列1102和1112。在蜂窝电话上示出的“兔耳形”天线阵列1102可在需要更好的接收时(例如，当期望更高的数据率时)竖起(flipped up)。
极高数据率的无线通信系统可用于高清(HD)视频信号的传输。通过使用这种大小的HD设备(如宽屏HD电视机)，一个或多个高阶天线阵列(例如，具有八个单元或十六个单元)可并入此类设备并相应地分隔开，以改善空间分集并降低多个天线对之间的相关性。比方说，如图12所示，多个阵列1202可并入HD电视机，由此将能显著地增加数据吞吐量。
用于执行本发明所述功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件部件或者其任意组合，可以实现或执行结合本发明公开内容所描述的各种示例性的逻辑方框、模块和电路。通用处理器可以是微处理器，或者，该处理器也可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或者状态机。处理器也可能实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器与DSP内核的结合，或者任何其它此种结构。
结合本发明公开内容所描述的方法或者算法的步骤可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或其组合。软件模块可以位于本领域熟知的任何其它形式的存储介质中。可使用的存储介质的一些例子包括随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、闪存、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM等等。软件模块可以包括单个指令或许多指令，软件模块可以分布在若干不同的代码段处、不同的程序间以及多个存储介质上。存储介质可以连接至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。
本发明所公开的方法包括用以实现所述方法的一个或多个步骤或动作。在不脱离权利要求保护范围的情况下，方法步骤和/或动作可以彼此间互换。换言之，除非指定了特定的步骤或动作的顺序，否则在不脱离权利要求保护范围的情况下，可以修改特定步骤和/或动作的顺序和/或使用。
本发明所述功能可以用硬件、软件、固件或它们组合的方式来实现。当使用软件实现时，可以将这些功能作为一个或多个指令存储在计算机可读介质中。存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质。通过示例的方式而非限制的方式，这种计算机可读介质可以包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储介质或其它磁存储设备、或者能够用于携带或存储期望的指令或数据结构形式的程序代码并能够由计算机进行存取的任何其它介质。如本发明所使用的，盘和碟包括压缩光碟(CD)、激光影碟、光碟、数字通用光碟(DVD)、软盘和蓝光碟，其中盘(disk)通常磁性地复制数据，而碟(disc)则用激光来光学地复制数据。
软件或指令还可以通过传输介质来传输。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字用户线(DSL)或者诸如红外线、无线电和微波之类的无线技术从网站、服务器或其它远程源传输的，那么同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或者诸如红外线、无线电和微波之类的无线技术包括在所述传输介质的定义中。
此外，应当认识到，用于执行本发明所述方法和技术的模块和/或其它适当的单元可由用户终端和/或基站下载和/或获得(如适用的话)。例如，此类设备可以连接至服务器，以便传送用于执行本发明所述方法的方式。另外，本发明所述的各种方法可通过多种存储单元(例如，RAM、ROM、诸如压缩磁盘(CD)或软盘类的物理存储介质等等)来提供，从而使得用户终端和/或基站在将多种存储单元连接到设备或向设备提供多种存储单元时能够获得各种方法。此外，可以使用用于向设备提供本发明所述方法和技术的任何其它合适的技术。
应当理解，权利要求并不限于上文所示出的精确配置和部件。在不脱离权利要求保护范围的情况下，可以对上文所述的方法和装置的布局、操作和细节作出各种修改、改变和变形。

Claims (12)

1.一种在用户设备中在多输入多输出MIMO通信中使用的高阶天线阵列(220)，其特征在于：
接地面，具有形成四个象限的两个正交轴，所述接地面进一步包括形成于所述接地面中的至少四个交叉缝隙(212、222)，所述至少四个交叉缝隙中的每个交叉缝隙(212、222)位于所述四个象限中的一个象限中以使得相对所述接地面的所述两个正交轴来对称放置所述至少四个交叉缝隙；
至少四个相邻的天线单元对，其中，所述天线单元对是双极化的并且每一对都具有延伸至所述交叉缝隙中的一个相应的交叉缝隙之外的一对引线，每根引线都用于向所述相应的交叉缝隙中的缝隙传送信号能量或从所述相应的交叉缝隙中的缝隙传送信号能量，其中，所述至少四个交叉缝隙中的至少两个交叉缝隙(212)的旋转方位与所述至少四个交叉缝隙中的至少两个其它交叉缝隙(222)的旋转方位基本上不同。
2.根据权利要求1所述的天线阵列(220)，其中，所述至少四个交叉缝隙中的至少两个交叉缝隙(212)的旋转方位与所述至少四个交叉缝隙中的至少两个其它交叉缝隙(222)的旋转方位相差约45度。
3.根据权利要求1所述的天线阵列(220)，其中：
所述接地面具有形成于所述接地面中的至少八个交叉缝隙(212、222)；
所述天线阵列包括至少八个相邻的天线单元对。
4.根据权利要求3所述的天线阵列(220)，其中，所述至少八个交叉缝隙中的至少四个交叉缝隙的旋转方位与所述至少八个交叉缝隙中的至少四个其它交叉缝隙的旋转方位基本上不同。
5.根据权利要求4所述的天线阵列(220)，其中，所述至少八个交叉缝隙中的至少四个交叉缝隙的旋转方位与所述至少八个交叉缝隙中的至少四个其它交叉缝隙的旋转方位相差约45度。
6.根据前述权利要求中任一项所述的天线阵列(220)，其中：
针对具有相应波长λ的载波频率来调谐所述天线阵列；
共处一区的天线对中的天线单元沿着所述正交轴以λ/2为间隔彼此分开。
7.一种无线通信设备(700、800、902、1000、1010)，包括根据权利要求1至6中任一项所述的天线阵列(220)以及进一步包括用于经由所述天线阵列发射和接收多输入多输出MIMO信号的逻辑单元。
8.根据权利要求7所述的设备，其中，所述至少四个交叉缝隙中的至少两个交叉缝隙的旋转方位与所述至少四个交叉缝隙中的至少两个其它交叉缝隙的旋转方位相差约45度。
9.根据权利要求7所述的设备，其中：
所述天线阵列的所述接地面包括形成于所述接地面中的至少八个交叉缝隙；
所述天线阵列包括至少八个相邻的天线单元对。
10.根据权利要求7至9中任一项所述的设备，其中：
针对具有相应波长λ的载波频率调谐所述天线阵列；
共处一区的天线对中的天线单元沿着所述正交轴以λ/2为间隔彼此分开。
11.根据权利要求7至9中任一项所述的设备，其中，所述设备包括膝上型计算机(700、800、902)、电话或高清HD电视机。
12.根据权利要求7至9中任一项所述的设备，其中，所述天线阵列并入膝上型计算机(800)的机架中或者所述天线阵列并入所述膝上型计算机(902)的外壳上，其中，在所述天线阵列背后有介质层。
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