KR20130015585A - 이동 통신 시스템에서 도플러 확산 추정 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수 추정을 위한 것으로, 도플러 주파수 추정 장치는, 프레임에서 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 추정부와, 상기 프레임에서 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 간 적어도 하나의 상관 값을 산출하고, 상기 상관 값을 이용하여 에일리에이징의 발생 여부를 판단하는 판단부와, 상기 에일리에이징의 발생 여부에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정하는 결정부를 포함한다.

Description

이동 통신 시스템에서 도플러 확산 추정 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING DOPPLER SPREAD IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선통신 시스템에서 도플러 확산(Doppler spread) 추정에 관한 것으로서, 특히 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple) 기반의 무선 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수를 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 무선 이동 통신 시스템에서, 신호는 빌딩이나 자동차 등과 같은 장애물 혹은 자연적인 지형지물에 의해 산란(scattering), 반사(reflection), 감쇄(attenuation) 등의 과정을 거쳐 다중 지연을 갖는 다중 경로 신호로서 전파(propagation)된다. 이러한 다중 경로 전파 환경에서 수신기, 예를 들어, 단말이 이동할 경우, 상기 단말에 도달하게 되는 다중 경로 신호 성분들의 위상이 각각 변화함으로써, 결국 수신 신호에 도플러 확산이 발생하게 된다. 단말의 이동 속도와 도플러 확산의 최대값 간의 관계는 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure pat00001
상기 <수학식 1>에서, 상기 v는 단말의 이동 속도, 상기 c는 빛의 속도, 상기 fm은 최대 도플러 주파수, 상기 fc는 반송파 주파수를 의미한다.
상기 무선 이동 통신 시스템에서는 단말의 이동에 따른 채널의 변동 상황을 정확히 파악하여 수신기에서 사용되는 필터들의 대역폭을 적응적으로 설정하기 위해 상기 단말의 이동속도에 따른 도플러 주파수를 추정하기 위한 연구가 활발히 진행되고 있다. 예를 들어, 종래에는 ZCR(Zero-Crossing-Rate), LCR(Level-Crossing-Rate), ACF(Auto-Correlation-Function), 및 COV(covariance) 등을 이용하여 도플러 주파수를 추정하는 기법들이 제안되고 있다. 여기서, 상기 ZCR과 LCR은 랜덤 페이딩 신호의 영점 교차 혹은 레벨 교차를 이용하여 최대 도플러 주파수를 추정하고, 상기 ACF는 수신 신호의 자기 상관 함수를 이용하여 최대 도플러 주파수를 추정하며, 상기 COV는 수신 신호 전력의 공분산을 이용하여 최대 도플러 주파수를 추정한다. 하지만, 상기와 같이 최대 도플러 주파수를 추정하는 기법은 SNR(Signal to Noise Ratio)이 높은 경우에는 적절한 추정 성능을 제공하나, 잡음 전력이 신호와 같은 정도의 낮은 SNR 환경에서 추정 성능이 떨어지는 결함을 가진다.
또한, PSD(Powe Spectral Denstiy)를 이용한 도플러 추정 기법도 제안된 바 있다. 상기 PSD를 이용한 기법은 시간 영역에서 전송되는 연속 파일럿(pilot) 채널(continous pilot channel)에 실리는 채널 값에 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 수행함으로써 직접 채널의 전력 스펙트럼을 계산한다. 하지만, 이와 같은 방법은 상기 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에서 추가적인 FFT를 수행해야함으로써, 하드웨어 복잡도와 계산량을 증가시키는 문제점이 있다.
반면, OFDM 방식의 시스템은 기본적으로 상기 FFT 연산을 수행하므로, 상기 전력 스펙트럼을 얻기 위하여 FFT 연산 수단을 추가적으로 구비해야할 필요가 없다. 따라서, 상기 FFT 연산의 수행을 통해 결정된 전력 스펙트럼을 이용하는 기법은 상기 OFDM 시스템에 적합하다. 하지만, 일반적으로, OFDM 시스템의 경우, 파일럿은 주파수 영역의 일부 부반송파에 삽입되기 때문에, 시간 영역에서 파일럿을 직접적으로 이용하는 것이 용이하지 아니한 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수를 추정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 방식의 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수를 추정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수 추정 시 에일리에이징 발생 여부를 판단하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수 추정 장치는, 프레임에서 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 추정부와, 상기 프레임에서 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 간 적어도 하나의 상관 값을 산출하고, 상기 상관 값을 이용하여 에일리에이징의 발생 여부를 판단하는 판단부와, 상기 에일리에이징의 발생 여부에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정하는 결정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따르면, 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수 추정 방법은, 프레임에서 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 과정과, 상기 프레임에서 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 간 적어도 하나의 상관 값을 산출하는 과정과, 상기 상관 값을 이용하여 에일리에이징의 발생 여부를 판단하는 과정과, 상기 에일리에이징의 발생 여부에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
OFDM 기반의 이동 통신 시스템에서 PSD 피크 검출 기반의 도플러 주파수 추정 시, 베셀 함수를 이용하여 에일리에이징을 효과적으로 검출함으로써, 추정 가능한 최대 도플러 주파수의 범위를 2배로 확대할 수 있으며, 이에 따라, 채널 적응 알고리즘이나 AMC(Adaptive Modulation and Coding) 동작에 정확한 채널 정보를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 참고 신호의 분포 예를 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 도플러 추정을 위해 사용되는 채널 값들의 위치를 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 평준화된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계를 나타내는 베셀 함수를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 PSD 피크 검출 기반의 도플러 추정 장치의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 에일리에이징 판단 장치의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수를 추정하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이하 본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)/OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명한다. 이하 설명의 편의를 위하여, 본 발명은 LTE 규격에서 정의하고 있는 용어 및 명칭들을 사용한다. 하지만, 본 발명이 상기 용어 및 명칭들에 의해 한정되는 것은 아니며, 다른 규격에 따르는 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 시스템에서 사용 가능한 파일럿(pilot signal)의 분포 예는 다음과 같다. 도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 참고 신호의 분포 예를 도시하고 있다. 예를 들어, 상기 도 1은 시스템 대역폭 10MHz의 FDD(Frequency Division Duplex) LTE 시스템에서 일반 CP(normal Cyclic Prefix)를 사용하는 경우에 대한 안테나 포트 0(antenna port 0)의 파일럿 할당이 될 수 있다.
상기 도 1을 참고하면, 하나의 서브프레임(subframe)은 14개의 OFDM 심벌들을 포함한다. 파일럿을 포함하는 참고 신호 심벌(reference signal symbol)은 심벌 인덱스 0, 4, 7, 11에 위치한다. 여기서, 상기 서브프레임의 길이는 1ms일 수 있다. 각 참고 신호 심벌에서 6개 부반송파들(subcarriers) 당 1개의 파일럿이 포함된다. 10MHz 대역폭의 경우, 1개의 참고 신호 심벌은 주파수 축에서 12개의 부반송파들마다 2개의 파일럿들이 동일한 위치에 할당되는 구조가 50번 반복되어 총 100개의 파일럿이 할당된다.
서브프레임 길이가 1ms라 할 때, PSD 피크 검출 방식을 위해 심벌 인덱스 0, 7의 참고 신호 심벌에서의 주파수 영역 채널 값을 입력으로 사용하여 1024 크기의 IFFT 연산을 취하면, 2kHz 속도로 시간 영역 채널 값들이 샘플링된다. 이 경우, 추정 가능한 최대 도플러 주파수 값은 1kHz이다. 그러나, 하나의 서브프레임마다 2개의 주파수 영역 채널 값들을 추출 및 IFFT 연산하고, 유효한 다중 경로를 탐색한 후, 시간 영역 채널 값들을 산출하는 경우, 계산량이 커진다. 따라서, 본 발명은 심벌 인덱스 0에서만 채널 값들을 샘플링, 다시 말해, 서브프레임 당 1개의 채널 값만을 샘플링함으로써 1kHz의 속도로 채널 값들을 샘플링한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 도플러 추정을 위해 사용되는 채널 값들의 위치를 도시하고 있다. 상기 도 2의 (a)를 참고하면, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따른 도플러 주파수 추정을 위해 사용되는 채널 추정 값들은 서브프레임 당 1개씩 추출된다. OFDM 시스템의 경우, 채널 추정은 주파수 축에서 이루어진다. 따라서, 본 발명은 IFFT 연산을 통해 주파수 축의 채널 추정 값을 시간 축 채널 추정 값으로 변환함으로써 채널의 임펄스 응답(impulse response)를 얻는다. 상기 도 2의 (a)와 같은 경우, 채널 추정 값의 샘플링 주기는 1ms이므로, 추정 가능한 최대 도플러 주파수 값은 500MHz이다. 하지만, LTE 시스템의 경우, 최대 900MHz까지의 도플러 주파수를 추정할 것이 요구되므로, 상기 추정 가능한 도플러 주파수의 범위를 확장시켜야할 필요성이 있다. 따라서, 추정 가능 도플러 주파수의 범위를 확장하기 위해, 본 발명은 에일리에이징 검출(aliasing detection)을 통해 1kHz 까지 도플러 주파수 추정 범위를 넓힌다.
본 발명은 상기 에일리에이징 검출을 위해 ACF(Auto-Correlation Function) 방식을 사용한다. 상기 ACF 방식은 주파수 영역 채널의 평준화된 시간 상관 값(normalized time correlation)을 산출하고, 상기 상관 값을 역 베셀(inverse Bessel) 함수에 대입하여 최대 도플러 주파수를 추정한다. 이때, 상기 에일리에이징 검출을 위한 상관 값 산출에 사용되는 채널 추정 값들은 상기 도 2의 (b)에 도시된 바와 같다. 상기 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이, 상기 상관 값 산출에 사용되는 채널 추정 값들은 상기 PSD 피크 검출을 위해 사용되는 채널 추정 값들보다 1/2배의 시간 간격으로 샘플링된다. 하지만, 연산량 증가를 최소화하기 위하여, 상기 상관 값 산출에 사용되는 채널 추정 값들은 일부 서브프레임에서만 샘플링된다. 상기 도 2의 (b)는 서브프레임#0 및 #5 등 2개의 서브프레임들에서 각각 2개씩의 채널 추정 값들이 사용되는 것으로 도시하고 있다. 상기 채널 추정 값들이 추출되는 서브프레임의 개수가 증가할 수 록 에일리에이징 판단의 정확도는 증가하나, 연산량도 함께 증가한다. 따라서, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 정확도 및 연산량을 고려하여 1개 또는 3개 이상의 서브프레임들에서 채널 추정 값들이 추출될 수 있다.
일반적인 무선 채널에서, 주파수 영역 채널의 평준화된 시간 상관 값과 베셀 함수의 관계는 하기 <수학식 2>와 같다.
Figure pat00002
상기 <수학식 2>에서, 상기 R(mTs)는 평준화된 시간 상관 값, 상기 N은 상관 연산에 사용되는 파일럿 쌍(pair)의 개수, 상기 Hp(k)는 심벌 인덱스 k의 채널 추정 값, 상기 m은 상관 연산에 사용되는 파일럿 쌍의 심벌 간격, 상기 J0는 제1종 0차 베셀 함수(zero-order Bessel function of the 1'st kind), 상기 fd는 최대 도플러 주파수, 상기 Ts는 하나의 심벌의 시간 길이(duration)를 의미한다.
상기 <수학식 2>와 같이 베셀 함수를 이용하는 구체적인 과정은 다음과 같다. 도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 평준화된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계를 나타내는 베셀 함수를 도시하고 있다. 상기 도 3은 mTs가 0.5ms인 경우의 베셀 함수이다. 상기 도 3에서, 가로축은 도플러 주파수로서 상기 <수학식 2>의 fd를 나타내고, 세로축은 평준화된 시간 상관 값으로서 상기 <수학식 2>의 R(mTs)를 나타낸다. 상기 도 3에 도시된 베셀 함수 중, 도플러 주파수가 0 내지 1200Hz인 영역이 본 발명의 실시 예에 따른 에일리에이징 검출을 위해 사용된다.
본 발명은 동일 서브프레임에서 추출된 2개의 채널 추정 값들간 상관 값을 산출하고, 상기 도 3와 같은 그래프를 이용하여 상기 상관 값에 대응되는 도플러 주파수 값을 찾는다. 그 결과, 본 발명은 찾아낸 도플러 주파수가 500Hz 이하이면 에일리에이징이 발생하지 않은 것으로, 500Hz를 초과하면 에일리에이징이 발생한 것으로 판단한다. 상기 도 3에 도시된 바와 같이, 도플러 주파수가 200 내지 900Hz인 영역에서, 상기 베셀 함수는 높은 기울기 및 선형성을 가진다. 상기 높은 기울기 및 선형성 특성으로 인해, 낮은 SNR의 환경이라도 에일리에이징 검출의 신뢰도가 보장된다.
상기 에일리에징 검출 결과에 따라, 최종 최대 도플러 주파수는 하기 <수학식 3>과 같이 결정된다.
Figure pat00003
상기 <수학식 3>에서, 상기 f'd는 PSD 피크 검출 방식에 따라 추정된 최대 도플러 주파수, 상기 R는 PSD 피크 검출 방식을 위한 채널 추정 값 샘플링 주파수, 상기 fd는 최종적으로 결정된 최대 도플러 주파수를 의미한다.
즉, 상기 <수학식 3>과 같이, 에일리에이징이 발생하지 아니한 경우, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따라 추정된 최대 도플러 주파수가 그대로 사용된다. 반면, 에일리에이징이 발생한 경우, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따라 추정된 최대 도플러 주파수를 채널 추정 값 샘플링 주파수에 따라 보정된 값이 최대 도플러 주파수로서 결정된다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 FFT연산부(410), 채널추정부(420), 채널값샘플링부(430), PSD도플러추정부(440), 에일리에이징판단부(450), 도플러결정부(460)를 포함하여 구성된다.
상기 FFT연산부(410)는 기저대역 수신신호에 대한 FFT 연산을 수행함으로써 시간 영역의 OFDM 심벌을 주파수 영역 신호로 변환한다. 즉, 상기 FFT연산부(410)는 부반송파별 신호들을 복원한다. 상기 도 4에 도시되지 아니하였으나, 상기 수신부는 안테나를 통해 수신되는 RF(Radio Frequency) 신호에 대한 증폭, 하향변환(down-converting) 등을 수행하고, 상기 기저대역 수신신호를 상기 FFT연산부(410)로 제공하는 RF 처리부를 더 포함할 수 있다.
상기 채널추정부(420)는 상기 FFT연산부(410)로부터 각 OFDM 심벌에 대한 부반송파별 신호들을 제공받고, 상기 부반송파별 신호들 중 파일럿을 이용하여 주파수 축에서의 채널값을 추정한다. 구체적으로, 상기 채널추정부(420)는 LS(Least Square), LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 등의 기법에 따라 파일럿의 위치의 채널 값들을 산출하고, 상기 파일럿의 위치의 채널 값들을 기초로 보간법(interpolation) 등에 따라 데이터 부반송파의 채널 값들을 계산한다. 상기 주파수 축에서의 채널 값은 매 OFDM 심벌마다 생성된다.
상기 채널값샘플링부(430)는 상기 채널추정부(420)로부터 제공되는 모든 OFDM 심벌들의 주파수 축 채널 값들 중 일부를 샘플링하여 상기 PSD도플러추정부(440) 및 상기 에일리에이징판단부(450)로 제공한다. 이때, 상기 에일리에이징판단부(450)로 제공되는 채널 값의 샘플링 주파수는 상기 PSD도플러추정부(440)로 제공되는 채널 값의 샘플링 주파수보다 빠르다. 구체적인 예로, 상기 에일리에이징판단부(450)로 제공되는 채널 값의 샘플링 주파수는 상기 PSD도플러추정부(440)로 제공되는 채널 값의 샘플링 주파수의 2배일 수 있다. 단, 상기 에일리에이징판단부(450)로 제공되는 채널 값의 개수는 상기 PSD도플러추정부(440)로 제공되는 채널 값의 개수보다 작다. 예를 들어, 1개의 프레임 동안, 상기 채널값샘플링부(430)는 매 서브프레임당 1개의 채널 값을 샘플링하여 상기 PSD도플러추정부(440)로 제공하고, #0 및 #5의 서브프레임에서 2개의 채널 값들을 샘플링하여 상기 에일리에이징판단부(450)로 제공한다. 이 경우, 서브프레임의 길이가 1ms이면, 상기 PSD도플러추정부(440)는 1ms 마다 하나의 채널 값을 제공받고, 상기 에일리에이징판단부(450)는 #0 및 #5의 서브프레임에 한해 0.5ms 마다 하나의 채널 값을 제공받는다.
상기 PSD도플러추정부(440)는 상기 채널값샘플링부(430)로부터 제공되는 주파수 축 채널 값들을 이용하여 PSD 피크 검출 기반으로 도플러 주파수를 추정한다. 상기 PSD도플러추정부(440)의 상세 구성은 도 5에 도시된 바와 같다. 도 5는 상기 PSD도플러추정부(440)의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5를 참고하면, 상기 PSD도플러추정부(440)는 IFFT연산부(502), 유효경로탐색부(504), 샘플링 및 합산부(506), FFT연산부(508), 전력스펙트럼생성부(510), 최대값검출부(512)를 포함한다. 상기 IFFT연산부(502)는 IFFT 연산을 통해 상기 주파수 축 채널 값을 시간 축의 채널 값, 다시 말해, 채널의 임펄스 응답으로 변환한다. 상기 유효경로탐색부(504)는 상기 채널의 임펄스 응답들을 이용하여 상기 임펄스 응답 중 유효 경로(path)에 대응하는 값들을 판단한다. 예를 들어, 상기 유효경로탐색부(504)는 상기 임펄스 응답을 구성하는 각 값을 복소 제곱하여 전력 값들을 산출하고, 다수의 임펄스 응답들에 대하여 지연시점 별로 평균 전력 값들을 산출한 후, 상기 평균 전력 값들 중 최대값을 스케일링(scaling)하여 임계값으로 설정하고, 상기 임계값보다 크면서 로컬 최대치(local maxima)가 되는 평균 전력 값의 위치를 유효 경로로 판단한다. 그리고, 상기 유효경로탐색부(504)는 상기 유효 경로의 위치를 나타내는 적어도 하나의 인덱스를 상기 샘플링 및 합산부(506)로 제공한다.
상기 샘플링 및 합산부(506)는 상기 유효경로탐색부(504)에 의해 검출된 유효 경로의 적어도 하나의 인덱스에 따라 상기 임펄스 응답에 포함된 채널 값들 중 적어도 하나의 유효 채널 값만을 샘플링하고, 적어도 하나의 다중 경로의 지연시점에 대한 샘플링 값을 합산한다. 즉, 상기 샘플링 및 합산부(506)는 각 OFDM 심벌의 임펄스 응답 중 적어도 하나의 유효 채널 값들을 합산함으로써, OFDM 심벌 당 하나의 채널 값을 생성한다. 상기 FFT연산부(508)는 상기 샘플링 및 합산부(506)로부터 제공되는 채널 값들을 N개 수집하고, N개의 채널 값들에 대하여 FFT 연산을 수행한다. 이후, 상기 전력스펙트럼생성부(510)는 FFT 연산 결과의 각 값을 복소 제곱함으로써 채널의 전력 스펙트럼을 산출한다. 이후, 상기 최대값검출부(512)는 상기 전력 스펙트럼의 피크 값을 검출하고, 상기 피크 값의 위치에 따라 최대 도플러 주파수를 결정한다. 예를 들어, 상기 최대값검출부(512)는 상기 피크 값에 대응되는 주파수 축의 인덱스를 샘플링 주파수와 곱하고, FFT 크기로 나눔으로써 상기 최대 도플러 주파수를 결정할 수 있다.
상기 에일리에이징판단부(450)는 상기 채널값샘플링부(430)로부터 제공되는 주파수 축 채널 값들을 이용하여 에일리에이징의 발생 여부를 판단한다. 상기 에일리에이징판단부(450)의 상세 구성은 도 6에 도시된 바와 같다. 도 6은 상기 에일리에이징판단부(450)의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 6을 참고하면, 상기 에일리에이징판단부(450)는 채널값버퍼(602), 상관연산부(604), 비교부(606)를 포함한다. 상기 채널값버퍼(602)는 상기 채널값샘플링부(430)로부터 제공되는 주파수 축 채널 값들을 임시 저장한다. 상기 상관연산부(604)는 상기 채널값버퍼(602)에 임시 저장된 채널 값들 중 연속된 2개의 주파수 축 채널 값들에 대한 상관 값을 산출한다. 즉, 상기 상관연산부(604)는 동일한 부반송파에 속한 파일럿들의 채널 값들 간의 상관 값을 산출한다. 특히, 상기 상관연산부(604)는 상기 PSD도플러추정부(440)로 제공되는 채널 값들의 시간 간격보다 짧은 시간 간격을 가지는 2개의 채널 값들 간의 상관 값을 산출한다. 예를 들어, 상기 상관연산부(604)는 동일 서브프레임에서 추출된 2개의 채널 값들 간 상관 값을 산출한다. 예를 들어, 상기 상관연산부(604)는 상기 <수학식 2>와 같은 연산을 수행한다.
상기 비교부(606)는 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계를 이용하여 상기 상관연산부(604)에 의해 산출된 상관 값에 대응되는 도플러 주파수 값을 찾는다. 여기서, 상기 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계는 상기 도 3과 같은 베셀 함수일 수 있다. 이를 위해, 상기 비교부(606)는 상기 도 3과 같은 베셀 함수를 저장하거나, 다른 블록으로부터 베셀 함수를 제공받을 수 있다. 그리고, 상기 비교부(606)는 상기 찾아진 도플러 주파수 값 및 기준 값을 비교하고, 상기 찾아진 도플러 주파수 값이 큰 경우, 에일리에이징이 발생하였다고 판단한다. 여기서, 상기 기준 값은 상기 PSD도플러추정부(440)에서 추정 가능한 최대 도플러 주파수 값일 수 있다. 예를 들어, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따른 도플러 주파수 추정을 위해 1ms 길이의 서브프레임 당 1개의 채널 값들이 샘플링된 경우, 상기 기준 값은 500MHz일 수 있다. 이때, 하나의 도플러 주파수 추정 구간 동안 다수의 상관 값들이 산출되는 경우, 상기 비교부(606)는 상기 다수의 상관 값들의 평균을 이용한다. 여기서, 상기 도플러 주파수 추정 구간은 상기 PSD도플러추정부(440)에서 도플러 주파수가 1회 추정되는 시간 구간을 의미한다.
상기 도플러결정부(460)는 상기 PSD도플러추정부(440)로부터 제공되는 PSD 피크 검출 기반으로 추정된 최대 도플러 주파수 값 및 상기 에일리에이징판단부(450)에서 판단된 에일리에이징 발생 여부의 판단 결과에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정한다. 상기 에일리에이징이 발생하지 아니한 경우, 상기 도플러결정부(460)는 상기 PSD 피크 검출 기반으로 추정된 최대 도플러 주파수 값을 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정한다. 반면, 에일리에이징이 발생한 경우, 상기 도플러결정부(460)는 상기 PSD 피크 검출 시 사용된 채널 값의 샘플링 주파수에서 상기 PSD 피크 검출 기반으로 추정된 최대 도플러 주파수 값을 감산한 값을 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정한다. 즉, 상기 PSD도플러추정부(440)에 의해 임시로 추정된 최대 도플러 주파수는 상기 에일리에이징판단부(450)에 의해 판단된 에일리에이징 발생 여부에 따라 그대로 확정되거나 또는 수정된다. 다시 말해, 상기 도플러결정부(460)는 상기 <수학식 3>과 같이 상기 최종 최대 도플러 주파수를 결정한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 이동 통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 7을 참고하면, 상기 수신단은 701단계에서 참고 신호들을 이용하여 채널 값들을 추정한다. 즉, 상기 수신단은 상기 참고 신호에 포함된 파일럿들을 이용하여 OFDM 심벌 별 주파수 축 채널 값들을 결정한다. 구체적으로, 상기 수신단은 파일럿의 위치의 채널 값들을 산출하고, 상기 파일럿의 위치의 채널 값들을 기초로 보간법 등에 따라 데이터 부반송파의 채널 값들을 계산한다.
상기 채널 값들을 추정한 후, 상기 수신단은 703단계로 진행하여 프레임 전체에서 제1주기로 샘플링된 채널 값들을 이용하여 PSD 피크 검출 방식에 따라 도플러 주파수를 추정한다. 예를 들어, 상기 제1주기는 서브프레임일 수 있다. 다시 말해, 상기 수신단은 서브프레임 당 1개의 채널 값을 샘플링할 수 있다. 구체적으로, 상기 수신단은 상기 제1주기로 샘플링된 주파수 축 채널 값을 IFFT 연산을 통해 임펄스 응답으로 변환하고, 유효 경로의 채널 값을 선별한 후, 유효 경로에 대응되는 유효 채널 값들을 합산하여 OFDM 심벌 당 한개의 채널 값을 결정한 후, 다수의 OFDM 심벌들의 채널 값들에 대한 FFT 연산을 통해 전력 스펙트럼을 산출한다. 그리고, 상기 수신단은 상기 전력 스펙트럼의 피크 값을 검출하고, 상기 피크 값의 위치에 따라 최대 도플러 주파수를 결정한다.
이어, 상기 수신단은 705단계로 진행하여 일부 서브프레임에서 적어도 하나의 채널 값을 추가로 샘플링한다. 이로 인해, 상기 PSD 피크 검출 기반의 도플러 주파수 추정에 사용된 채널 값들보다 짧은 시간 간격을 가지는 채널 값 쌍(pair)이 적어도 하나 얻어진다. 예를 들어, 상기 PSD 피크 검출 기반의 도플러 주파수 추정을 위해 각 서브 프레임에서 1번째 심벌의 채널 값들을 샘플링한 경우, 상기 수신단은 K개의 심벌들을 포함하는 서브프레임들의 일부에서 K/2+1번째 심벌의 채널 값을 추가 샘플링할 수 있다. 이 경우, 추가 샘플링을 통해 얻어진 채널 값 쌍의 샘플링 주파수는 상기 PSD 피크 검출 기반의 도플러 주파수 추정을 위한 채널 값들의 샘플링 주파수의 2배가 된다.
상기 적어도 하나의 채널 값을 추가 샘플링한 후, 상기 수신단은 707단계로 진행하여 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값을 이용하여 상관 연산을 수행한다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 PSD 피크 검출 기반의 도플러 주파수 추정에 사용된 채널 값들보다 짧은 시간 간격을 가지는 채널 값 쌍(pair)의 상관 값을 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 채널 값 쌍에서 동일한 부반송파에 속한 파일럿들의 채널 값들 간의 상관 값을 산출한다. 예를 들어, 상기 수신단은 동일 서브프레임에서 추출된 2개의 채널 값들 간 상관 값을 산출한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 2>와 같은 연산을 수행한다.
상기 상관 값을 산출한 후, 상기 수신단은 709단계로 진행하여 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계를 이용하여 상기 상관 값에 대응되는 도플러 주파수 값을 찾는다. 여기서, 상기 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계는 상기 도 3과 같은 베셀 함수일 수 있다. 즉, 상기 수신단은 상기 도 3과 같은 베셀 함수를 저장하고 있다. 상기 베셀 함수는 수식, 근사식, 룩업 테이블(look-up table) 중 적어도 하나의 형태로 저장될 수 있다.
상기 상관 값에 대응되는 도플러 주파수 값을 찾은 후, 상기 수신단은 711단계로 진행하여 찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하는지 판단한다. 즉, 상기 수신단은 상기 찾아진 도플러 주파수 값 및 기준 값을 비교한다. 여기서, 상기 기준 값은 상기 PSD도플러추정부(440)에서 추정 가능한 최대 도플러 주파수 값일 수 있다. 예를 들어, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따른 도플러 주파수 추정을 위해 1ms 길이의 서브프레임 당 1개의 채널 값들이 샘플링된 경우, 상기 기준 값은 500MHz일 수 있다. 이때, 하나의 도플러 주파수 추정 구간 동안 다수의 상관 값들이 산출되는 경우, 상기 수신단은 상기 다수의 상관 값들의 평균을 이용한다. 여기서, 상기 도플러 주파수 추정 구간은 상기 PSD 피크 검출 방식에 따른 도플러 주파수 추정이 1회 수행되는 시간 구간을 의미한다.
만일, 상기 찾아진 도플러 주파수 값이 상기 기준 값을 초과하지 아니하는 경우, 상기 수신단은 713단계로 진행하여 에일리에이징이 발생하지 아니하였다고 판단하고, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따라 상기 703단계에서 추정된 최대 도플러 주파수를 최종 최대 도플러 주파수로 결정한다. 반면, 상기 찾아진 도플러 주파수 값이 상기 기준 값을 초과하는 경우, 상기 수신단은 715단계로 진행하여 에일리에이징이 발생하였다고 판단하고, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따라 상기 703단계에서 추정된 최대 도플러 주파수로부터 최종 최대 도플러 주파수로 새로이 결정한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 PSD 피크 검출 시 사용된 채널 값의 샘플링 주파수에서 상기 703단계에서 추정된 최대 도플러 주파수 값을 감산한 값를 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정한다. 즉, 상기 PSD 피크 검출 방식에 따라 임시로 추정된 최대 도플러 주파수는 상기 에일리에이징 발생 여부에 따라 그대로 확정되거나 또는 수정된다. 다시 말해, 상기 수신단은 상기 <수학식 3>과 같이 상기 최종 최대 도플러 주파수를 결정한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (14)

  1. 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수 추정 장치에 있어서,
    프레임에서 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 추정부와,
    상기 프레임에서 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 간 적어도 하나의 상관 값을 산출하고, 상기 상관 값을 이용하여 에일리에이징의 발생 여부를 판단하는 판단부와,
    상기 에일리에이징의 발생 여부에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정하는 결정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 판단부는, 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계를 이용하여 상기 상관 값에 대응되는 도플러 주파수 값을 찾고, 찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하는지 판단한 후, 상기 찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하면 상기 에일리에이징이 발생하였음을 판단하고, 상기 찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하지 아니하면 상기 에일리에이징이 발생하지 아니하였음을 판단하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계는, 베셀 함수의 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 기준 값은, 상기 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 추정 가능한 최대 도플러 주파수의 값인 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 결정부는, 상기 에일리에이징이 발생하지 아니한 경우 상기 임시로 추정된 최대 도플러 주파수를 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정하고, 상기 에일리에이징이 발생한 경우 상기 제1주기의 샘플링 주파수에서 상기 임시로 추정된 최대 도플러 주파수 값을 감산한 값을 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1주기는, 1ms 길이의 서브프레임이며,
    상기 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값은, 0.5ms의 시간 간격을 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 추정부는, 적어도 하나의 주파수 영역 채널 값에 대한 IFFT 연산을 통해 적어도 하나의 채널의 임펄스 응답을 산출하고, 상기 적어도 하나의 임펄스 응답을 이용하여 채널의 전력 스펙트럼을 산출한 후, 상기 전력 스펙트럼에서 피크 값을 가지는 위치에 따라 상기 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 이동 통신 시스템에서 도플러 주파수 추정 방법에 있어서,
    프레임에서 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 과정과,
    상기 프레임에서 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 간 적어도 하나의 상관 값을 산출하는 과정과,
    상기 상관 값을 이용하여 에일리에이징의 발생 여부를 판단하는 과정과,
    상기 에일리에이징의 발생 여부에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 에일리에이징 발생 여부를 판단하는 과정은,
    미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계를 이용하여 상기 상관 값에 대응되는 도플러 주파수 값을 찾는 과정과,
    찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하는지 판단하는 과정과,
    상기 찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하면, 상기 에일리에이징이 발생하였음을 판단하는 과정과,
    상기 찾아낸 도플러 주파수 값이 기준 값을 초과하지 아니하면, 상기 에일리에이징이 발생하지 아니하였음을 판단하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 미리 정의된 상관 값 및 도플러 주파수의 관계는, 베셀 함수의 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 기준 값은, 상기 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 추정 가능한 최대 도플러 주파수의 값인 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 에일리에이징의 발생 여부에 따라 최종 최대 도플러 주파수를 결정하는 과정은,
    상기 에일리에이징이 발생하지 아니한 경우, 상기 임시로 추정된 최대 도플러 주파수를 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정하는 과정과,
    상기 에일리에이징이 발생한 경우, 상기 제1주기의 샘플링 주파수에서 상기 임시로 추정된 최대 도플러 주파수 값을 감산한 값을 상기 최종 최대 도플러 주파수로 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 제1주기는, 1ms 길이의 서브프레임이며,
    상기 추가 샘플링된 적어도 하나의 채널 값 및 상기 제1주기에 따라 샘플링된 적어도 하나의 채널 값은, 0.5ms의 시간 간격을 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    프레임에서 제1주기에 따라 샘플링된 채널 값들을 이용하여 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 과정은,
    적어도 하나의 주파수 영역 채널 값에 대한 IFFT 연산을 통해 적어도 하나의 채널의 임펄스 응답을 산출하는 과정과,
    상기 적어도 하나의 임펄스 응답을 이용하여 채널의 전력 스펙트럼을 산출하는 과정과,
    상기 전력 스펙트럼에서 피크 값을 가지는 위치에 따라 상기 최대 도플러 주파수를 임시로 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.


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