KR20120003883A - 다중 대역 ｃｒｌｈ 슬롯 안테나 - Google Patents
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Abstract
본 발명은, CRLH(Composite Right and Left Handed) MTM(metamaterial) 구조에 기반한 슬롯 안테나 소자에 관한 것이다.
Description
이 출원은 2009년 3월 12일자로 출원된 발명의 명칭이 "다중 대역 메타물질 슬롯 안테나{MULTIBAND METAMATERIAL SLOT ANTENNA}"인 미국 가출원 제61/159,694호의 우선권을 주장한다.
상기 출원의 개시 내용은 본원 명세서의 일부로서 원용함에 의해 본원에 포함된다.
종래의 슬롯 안테나는 일반적으로 금속판(metal plate) 등의 단편의 평면 금속면(one piece planar metal surface)으로 이루어지며, 이 금속면에는 홀(hole) 또는 슬롯이 형성되어 있다. 설계에 따라, 슬롯 안테나는 다이폴 안테나와 구조적으로 상호 보완적안 것으로 고려될 수 있다. 예를 들어, 프린트 슬롯 안테나와 형성 및 크기가 유사한 유전성 기판 상의 프린트 다이폴 안테나는 유전성 기판 상의 도전성 물질층과 슬롯 안테나의 개방된(open) 슬롯 영역을 교환하여 형성될 수 있고, 그 반대의 경우도 성립된다. 두 안테나 모두 형태 상 유사할 수 있고, 유사한 전자기파 패턴을 갖는다. 다이폴 안테나에서와 같이, 슬롯 안테나의 방사 패턴을 결정하는 요소들(factors)은 슬롯의 형상 및 크기를 포함한다. 슬롯 안테나는 그것이 종래 안테나 설계에 비해 제공하는 특정한 이점들로 인해 각종 무선 통신 시스템에 이용될 수 있다. 몇몇 이점들은 종래 다른 안테나 설계보다 작은 크기, 낮은 제조 비용, 설계 단순성, 내구성 및 집적도를 포함한다. 그러나, 슬롯 안테나의 설계는 여전히 크기 감소에 대한 제약사항을 다질 수 있는데, 이는 안테나 크기가 우선적으로 중심 주파수에 좌우되어, 어떤 특정 주파수에서는 크기 감소를 곤란하게 만들기 때문이다.
도 1 내지 도 3은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자(unit cells)에 기반한 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로(Composite Right and Left Handed Metamaterial transmission lines)의 예들을 도시한 도면이다.
도 4a는 일례 실시 양태에 따른, 도 2에 도시된 바와 같은 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로 등가 회로에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 4b는 일례 실시 양태에 따른, 도 3에 도시된 바와 같은 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로 등가 회로에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 5는 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 1차원 CRLH 메타물질 안테나를 도시한 도면이다.
도 6a는 일례 실시 양태에 따른, 도 4a에서와 같은 전송 선로(TL)의 경우와 유사한 1차원 CRLH 메타물질 안테나에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 6b는 일례 실시 양태에 따른, 도 4b에서와 같은 전송 선로(TL)의 경우와 유사한 1차원 CRLH 메타물질 안테나에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 7a 및 도 7b는 일례 실시 양태에 따른, 평형(balanced) 및 불평형(unbalanced) 경우 각각을 고려하여 도 2에서와 같은 단위 격자의 분산 곡선을 도시.
도 8은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 절단된 접지(truncated ground)를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 안테나 전송 선로를 도시한 도면이다.
도 9는 일례 실시 양태에 따른, 도 8에서와 같은 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 안테나 전송 선로의 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 10은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 안테나의 일례를 도시한 도면이다.
도 11은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로의 다른 예를 도시한 도면이다.
도 12는 일례 실시 양태에 따른, 도 11에서와 같은 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로의 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 13a 내지 도 13c는 일례 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자의 여러 도면을 도시한 도면이다.
도 14a는 일례 실시 양태에 따른, 도 13a 내지 도 13c의 슬롯 안테나 소자의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 14b는 도 13a 내지 도 13c에 도시된 기본 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 15에서는 일례 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자의 HFSS 시뮬레이트된 반사 손실(return loss)을 도시.
도 16은 일례 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자의 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 모두를 도시한 도면이다.
도 17a 내지 도 17c는 일례 실시 양태에 따른, 제2 슬롯 안테나 소자의 여러 도면을 도시한 도면이다.
도 18a는 일례 실시 양태에 따른, 도 17a 내지 도 17c의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 18b는 일례 실시 양태에 따른, 도 17a 내지 도 17c에 도시된 제2 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 19 및 도 20은 일례 실시 양태에 따른, 제2 슬롯 안테나 소자의 시뮬레이트된 반사 손실과, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 모두를 도시한 도면이다.
도 21a 내지 도 21c는 일례 실시 양태에 따른, 제3 슬롯 안테나 소자의 여러 도면을 도시한 도면이다.
도 22a는 일례 실시 양태에 따른, 도 21a 내지 도 21c의 제3 슬롯 안테나 소자의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 22b는 일례 실시 양태에 따른, 도 21a 내지 도 21c에 도시된 제3 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 23 및 도 24는 제3 슬롯 안테나 소자의 시뮬레이트된 반사 손실과, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽을 각각 도시한 도면이다.
도 25a 내지 도 25c는 일례 실시 양태에 따른, 메타물질 슬롯 안테나 소자를 도시한 도면이다.
도 26a는 일례 실시 양태에 따른, 도 25a 내지 도 25c의 메타물질 슬롯 안테나 소자의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자을 도시한 도면이다.
도 26b는 일례 실시 양태에 따른, 도 25a 내지 도 25c에 도시된 메타물질 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 27 및 도 28은 일례 실시 양태에 따른, 메타물질 슬롯 안테나 소자의 시뮬레이트된 반사 손실과 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽 각각을 도시한 도면이다.
도 29a 내지 도 29c는 일례 실시 양태에 따른, 본원에서 MTM-B1로 참조되는 도 25a 내지 도 25c에 도시된 메타물질 슬롯 안테나 소자의 변형된 버전을 도시한 도면이다.
도 30a는 일례 실시 양태에 따른, 도 29a 내지 도 29c에 도시된 MTM-B1 슬롯 안테나의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 30b는 일례 실시 양태에 따른, 도 29a 내지 도 29c에 도시된 MTM-B1 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 31 및 도 33은 일례 실시 양태에 따른, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 시뮬레이트된 반사 손실, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 모두, 및 효율 플롯을 각각 도시한 도면이다.
도 34a 내지 도 34c는 일례 실시 양태에 따른, 본원에서 MTM-B2로 참조되는 MTM-B1 슬롯 안테나 소자의 변형된 버전을 도시한 도면이다.
도 4a는 일례 실시 양태에 따른, 도 2에 도시된 바와 같은 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로 등가 회로에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 4b는 일례 실시 양태에 따른, 도 3에 도시된 바와 같은 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로 등가 회로에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 5는 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 1차원 CRLH 메타물질 안테나를 도시한 도면이다.
도 6a는 일례 실시 양태에 따른, 도 4a에서와 같은 전송 선로(TL)의 경우와 유사한 1차원 CRLH 메타물질 안테나에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 6b는 일례 실시 양태에 따른, 도 4b에서와 같은 전송 선로(TL)의 경우와 유사한 1차원 CRLH 메타물질 안테나에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한 도면이다.
도 7a 및 도 7b는 일례 실시 양태에 따른, 평형(balanced) 및 불평형(unbalanced) 경우 각각을 고려하여 도 2에서와 같은 단위 격자의 분산 곡선을 도시.
도 8은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 절단된 접지(truncated ground)를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 안테나 전송 선로를 도시한 도면이다.
도 9는 일례 실시 양태에 따른, 도 8에서와 같은 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 안테나 전송 선로의 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 10은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 안테나의 일례를 도시한 도면이다.
도 11은 일례 실시 양태에 따른, 4개 단위 격자에 기반한 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로의 다른 예를 도시한 도면이다.
도 12는 일례 실시 양태에 따른, 도 11에서와 같은 절단된 접지를 갖는 1차원 CRLH 메타물질 전송 선로의 등가 회로를 도시한 도면이다.
도 13a 내지 도 13c는 일례 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자의 여러 도면을 도시한 도면이다.
도 14a는 일례 실시 양태에 따른, 도 13a 내지 도 13c의 슬롯 안테나 소자의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 14b는 도 13a 내지 도 13c에 도시된 기본 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 15에서는 일례 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자의 HFSS 시뮬레이트된 반사 손실(return loss)을 도시.
도 16은 일례 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자의 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 모두를 도시한 도면이다.
도 17a 내지 도 17c는 일례 실시 양태에 따른, 제2 슬롯 안테나 소자의 여러 도면을 도시한 도면이다.
도 18a는 일례 실시 양태에 따른, 도 17a 내지 도 17c의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 18b는 일례 실시 양태에 따른, 도 17a 내지 도 17c에 도시된 제2 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 19 및 도 20은 일례 실시 양태에 따른, 제2 슬롯 안테나 소자의 시뮬레이트된 반사 손실과, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 모두를 도시한 도면이다.
도 21a 내지 도 21c는 일례 실시 양태에 따른, 제3 슬롯 안테나 소자의 여러 도면을 도시한 도면이다.
도 22a는 일례 실시 양태에 따른, 도 21a 내지 도 21c의 제3 슬롯 안테나 소자의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 22b는 일례 실시 양태에 따른, 도 21a 내지 도 21c에 도시된 제3 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 23 및 도 24는 제3 슬롯 안테나 소자의 시뮬레이트된 반사 손실과, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽을 각각 도시한 도면이다.
도 25a 내지 도 25c는 일례 실시 양태에 따른, 메타물질 슬롯 안테나 소자를 도시한 도면이다.
도 26a는 일례 실시 양태에 따른, 도 25a 내지 도 25c의 메타물질 슬롯 안테나 소자의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자을 도시한 도면이다.
도 26b는 일례 실시 양태에 따른, 도 25a 내지 도 25c에 도시된 메타물질 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 27 및 도 28은 일례 실시 양태에 따른, 메타물질 슬롯 안테나 소자의 시뮬레이트된 반사 손실과 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽 각각을 도시한 도면이다.
도 29a 내지 도 29c는 일례 실시 양태에 따른, 본원에서 MTM-B1로 참조되는 도 25a 내지 도 25c에 도시된 메타물질 슬롯 안테나 소자의 변형된 버전을 도시한 도면이다.
도 30a는 일례 실시 양태에 따른, 도 29a 내지 도 29c에 도시된 MTM-B1 슬롯 안테나의 특정된 인덕턴스 및 용량성 소자들을 규정하는 구성 소자들을 도시한 도면이다.
도 30b는 일례 실시 양태에 따른, 도 29a 내지 도 29c에 도시된 MTM-B1 슬롯 안테나 소자의 등가 회로 모델을 도시한 도면이다.
도 31 및 도 33은 일례 실시 양태에 따른, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 시뮬레이트된 반사 손실, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 모두, 및 효율 플롯을 각각 도시한 도면이다.
도 34a 내지 도 34c는 일례 실시 양태에 따른, 본원에서 MTM-B2로 참조되는 MTM-B1 슬롯 안테나 소자의 변형된 버전을 도시한 도면이다.
무선 통신 분야에서의 기술적 진보로 인해 지속적으로 이동 장치들의 치수(dimension)를 점차로 작게 만듦에 따라, 콤팩트한 안테나 설계가, 충족시키기에 가장 곤란한 난제들 중 하나가 되어 왔다. 예를 들어, 콤팩트한 무선 장치에서 이용가능한 공간이 제한됨으로 인해, 소형의 종래 안테나는 성능 감소 및 복잡한 기계적인 설계 조립으로 이어질 수 있으므로, 결국에는 높은 제조 비용으로 이어질 수 있다. 가능한 한 가지 설계 해결법은 도전성 면을 포함할 수 있는 종래 슬롯 안테나의 설계를 포함하되, 이런 도전성 면에는 적어도 하나의 개구(aperture)가 형성된다. 슬롯 안테나는 전형적으로 단편의 금속을 이용하여 형성되므로, 이들 유형은 일반적으로 덜 비싸고 구축하기에 더 용이하다. 슬롯 안테나의 셜계는 종래의 안테나 설계에 비해 크기 감소, 단순함, 내구성 및 콤팩트한 장치 내로의 집적도 등과 같은 기타 여러 이점을 제공할 수 있다. 그러나, 슬롯 안테나의 크기를 감소시키면 어떤 특정한 크기 제한에 이를 수 있는데, 이는 안테나 크기가 우선적으로 동작 주파수에 좌우되기 때문이다. 진행중인 안테나 크기 감소의 과제에 대처하기 위해, CRLH MTM 구조에 기반한 슬롯 안테나 설계가, 2007년 4월 27일자로 출원된 발명의 명칭이 "메타물질 구조에 기반한 안테나, 장치 및 시스템(Antennas, Devices and System Based on Metamaterial Structures)"인 미국 특허원 제11/741,674호 및 2009년 9월 22일에 허여된 발명의 명칭이 "메타물질 구조에 기반한 안테나(Antenna Based on Metamaterial Structures)"인 미국 특허 제7,592,957호에 개시된 종래의 슬롯 안테나 또는 CRLH 안테나에 비해 소형 안테나 설계를 달성하기 위한 가능한 해결법일 수 있다. 게다가, 이들 CRLH 슬롯 안테나는 낮은 제조 비용, 설계 단순함, 내구성, 집적도 및 다중-대역 동작(nulti-band operation)을 제공하여, 종래의 슬롯 안테나 및 CRLH 안테나와 유사한 성능 이점들을 공유한다.
CRLH 슬롯 안테나는 다중-안테나 시스템에서 CRLH 안테나와 결합되어 전반적으로 CRLH 안테나에 기초하거나 또는 오직 CRLH 안테나에만 기초하는 다중-안테나 시스템에 비해 특정된 성능 이점들을 달성할 수 있다. 예를 들어, CRLH 안테나는 안테나 구조에서 전류를 가지며, CRLH 슬롯 안테나는 안테나 구조에서 자류(magnetic current)를 갖기 때문에, CRLH 안테나와 CRLH 슬롯 안테나 간의 커플링은 두 CRLH 안테나 간의 커플링 또는 두 CRLH 슬롯 안테나 간의 커플링보다 사실상 작을 수 있다. 그러므로, 다중-안테나 시스템에서 MIMO/Diversity 장치와 같이, CRLH 안테나와 CRLH 슬롯 안테나를 결합시킴에 의해, 상이한 두 안테나 간에서의 커플링은 실제로 감소될 수 있어 안테나 효율 및 원거리장 영역 엔벨로프 상관관계(far-field envelope corelation)가 개선되어 안테나 시스템의 성능 개선으로 이어진다.
이 출원은 슬롯 안테나 소자 및 CRLH 구조에 기반한 슬롯 안테나 소자의 여러 실시 양태를 제공한다.
CRLH
메타물질
구조
본 명세서에서는 고려 대상(review)으로서 CRLH MTM 안테나의 기본적인 구성 소자가 제공되며 평형(balanced) MTM 안테나 소자에 이용되는 CRLH 안테나 구조의 기본 양상들을 기술하는데 도움이 된다. 예를 들어, 상기에서의 하나 이상의 안테나와 본 문헌에 기재된 다른 안테나 소자들은 RH 안테나 구조 및 CRLH 구조를 포함하여 각종 안테나 구조일 수 있다. RH 안테나 구조에서, 전자기파의 전파는 전계 E, 자계 H 및 파수 벡터 β(또는 전파 상수)를 고려하여, (E, H, β) 벡터계의 오른손 규칙을 따른다. 위상 속도 방향은 신호 에너지 전파 방향(군속도)과 동일하고, 굴절률은 양수이다. 그러한 물질들을 RH 물질이라 일컬어진다. 대부분의 자연계 물질은 RH 물질이다. 인공(artificial) 물질 또한 RH 물질일 수 있다.
메타물질은 인위적 구조일 수 있거나, 또는 앞서 설명한 바와 같이, MTM 성분을 인위적 구조로서 거동하도록 설계할 수 있다. 환언하자면, MTM 성분의 거동 및 전기적 합성을 설명하는 등가 회로는 MTM의 것과 일치한다. 구조 상의 평균 단위 격자 크기 ρ가 메타물질에 의해 안내되는 전자기 에너지의 파장 λ보다 훨씬 더 작게 설계되면, 메타물질은 안내된 전자기 에너지에 대해 균질성 매질처럼 거동할 수 있다. RH 물질과 다르게, 메타물질은 마이너스의 굴절률을 나타낼 수 있으며, 위상 속도 방향은 신호 에너지 전파 방향과는 반대일 수 있고, 여기서 (E, H, β) 벡터계의 상대 방향은 왼손 규칙을 따른다. 마이너스의 굴절률을 가지며 동시성 유전률 ε 및 투자율 μ를 갖는 메타물질을 순수 LH(Left Handed) 메타물질이라 칭한다.
다수의 메타물질은 LH 메타물질과 RH 메타물질의 혼합으로서, CRLH 메타물질이다. CRLH 메타물질은 저주파수에서는 LH 메타물질처럼 거동하고 고주파수에서는 RH 메타물질처럼 거동할 수 있다. 각종 CRLH 메타물질의 구현 및 속성은, 예를 들어, Caloz and Itoh, "Electromagnetic Metamaterials: Transmission Line Theory and Microwave Applications," John Wiley & Sons (2006)에 개시되어 있다. CRLH MTM 및 안테나에서의 그들의 응용은 Tatsuo Itoh씨에 의한 "Invited paper: Prospects for Metamaterials," Electronics Letters, Vol. 40, No. 16 (August, 2004)에서 기술되어 있다.
CRLH 메타물질은 특수 응용에 맞춤화되는 전자기적 속성들을 나타내도록 구조화 및 제작될 수 있으며, 다른 물질이 이용하기에 곤란하거나, 실행 불가능하거나, 실현 불가능할 수 있는 응용에 이용될 수 있다. 또한, CRLH 메타물질은 새로운 응용을 개발하고 RH 물질로는 가능하지 않을 수 있는 새로운 장치를 구성하는데 이용될 수 있다.
메타물질 구조는 안테나, 전송 선로 및 기타 RF 성분 및 장치들을 구성하데 이용될 수 있어, 기능성 증강, 크기 감소 및 성능 개선 등의 넓은 범위의 기술적 진보를 가능하게 한다. MTM 구조는 하나 이상의 MTM 단위 격자를 갖는다. 위에서 논의한 바와 같이, MTM 단위 격자에 대한 집중(lumped) 회로 모델 등가 회로는 RH 직렬 인덕턴스 LR, RH 분로 커패시턴스 CR, LH 직렬 커패시턴스 CL 및 LH 분로 인덕턴스 LL을 포함한다. MTM-기반 성분 및 장치들은 분산된 회로 소자, 집중 회로 소자 또는 이들 모두의 결합을 이용하여 구현될 수 있는 CRLH MTM 단위 격자에 기반하여 설계될 수 있다. 종래의 안테나와는 달리, MTM 안테나 공진은 LH 모드 존재에 의해 영향을 받는다. 일반적으로, LH 모드는 저주파수 공진의 여기 및 저주파수 공진의 양호한 매칭을 도와줄 뿐 아니라, 고주파수 공진의 매칭도 개선시킨다. MTM 안테나 구조는 "저역(low band)" 및 "고역(high band)"을 포함하여 다중 주파수 대역을 지원하도록 구성될 수 있다. 저역은 적어도 하나의 LH 모드 공진을 포함하고, 고역은 안테나 신호에 연관된 적어도 하나의 RH 모드 공진을 포함한다.
MTM 안테나 구조의 몇몇 예 및 구현예는 2007년 4월 27일자로 출원된 발명의 명칭이 "메타물질 구조에 기반한 안테나, 장치 및 시스템(Antennas, Devices and Systems Based on Metamaterial Structures)인 미국 특허원 제11/741,674호 및 2009년 9월 22일자로 허여된 발명의 명칭이 "메타물질 구조에 기반한 안테나(Antennas Based on Metamaterial Structures)인 미국 특허 제7,592,957호에 개시되어 있다. 이들 MTM 안테나 구조는 종래의 FR-4 PCB 또는 FPC 보드를 이용하여 제조될 수 있다.
MTM 안테나 구조의 한 유형이 SLM(Single-Layer Metallization) MTM 안테나 구조이며, 여기서 MTM 안테나 구조의 도전부들은 기판의 한 측 상에 형성된 단일 금속 배선층에 배치된다. 이와 같이 하여, 안테나의 CRLH 성분들은 기판의 한 면 또는 층에 인쇄된다. SLM 장치의 경우, 용량적으로 결합된 부분 및 유도성 부하 부분 모두 기판의 동일 측 상에 인쇄된다.
TLM-VL(Two-Layer Metallization Via-Less) MTM 안테나 구조는 기판의 두 평행면 상에 두 금속 배선층을 갖는 다른 유형의 MTM 안테나 구조이다. TLM-VL은 한 금속 배선층의 도전부를 다른 금속 배선층의 도전부에 연결하는 도전성 비아를 갖지 않는다. SLM 및 TLM-VL MTM 안테나 구조의 예들 및 구현예가 2008년 10월 13일자로 출원된 발명의 명칭이 "단층 금속 배선 및 비아 없는 메타물질 구조(Single-Layer Metallization and Via-Less Metamaterial Structures)인 미국 특허원 제12/250,477호에 개시되어 있으며, 이 특허의 개시 내용은 원용함에 의해 본원에 포함된다.
도 1은 4개 단위 격자에 기초한 1차원 (1D) CRLH MTM 전송 라인(TL)의 일례를 도시한 것이다. 하나의 단위 격자는 단위 패치(cell patch) 및 비아를 포함하고, 원하는 MTM 구조를 구성하기 위한 구축(buliding) 블록이다. 도시된 TL 예는 기판의 두 도전성 금속 배선층에 형성된 4개 단위 격자를 포함하며, 여기서 4개의 도전 단위 패치들은 기판의 상부 도전성 금속 배선층 상에 형성되고 기판의 나머지 측은 접지 전극으로서의 금속 배선층을 갖는다. 기판을 관통하도록 4개의 집중된(centered) 도전성 비아가 형성되어 4개의 단위 패치를 접지면에 각각 연결시킨다. 좌측 상의 단위 격자 패치는 제1 피드 라인(feed line)에 전자기적으로 결합되고, 우측 상의 단위 격자 패치는 제2 피드 라인에 전자기적으로 결합된다. 일부 구현에서, 각 단위 격자 패치는 인접 단위 격자에 직접 접촉함이 없이 인접 단위 격자 패치에 전자기적으로 결합된다. 이런 구조는 한 피드 라인으로부터는 RF 신호를 수신하고 다른 피드 라인에서는 RF 신호를 출력하는 MTM 전송 라인을 형성한다.
도 2는 도 1에 도시된 1D CRLH MTM TL의 등가 회로망을 도시한다. ZLin' 및 ZLout'은 TL 입력 부하 임피던스 및 TL 출력 부하 임피던스 각각에 대응하며, 각 단에서의 TL 커플링에 기인한 것이다. 이갓이 프린트(printed) 2층 구조의 일례이다. LR은 유전성 기판 상의 단위 패치 및 제1 피드 라인에 기인한 것이고, CR은 단위 패치와 접지면 사이에 개재되어 있는 유전성 기판에 기인한 것이다. CL은 인접한 두 단위 패치의 존재에 기인한 것이며, 비아는 LL을 유도한다.
각각의 개별 단위 격자는 직렬(SE) 임피던스 Z 및 분로 (SH) 어드미턴스 Y에 대응하는 두 공진 ωSE 및 ωSH를 가질 수 있다. 도 2에서, Z/2 블록은 LR/2 및 2CL의 직렬 결합을 포함하고, Y 블록은 LL 및 CR의 병렬 결합을 포함한다. 이들 파라미터들 간의 관계는 다음과 같이 표현된다.
도 1의 입력/출력 에지들에서의 두 단위 격자는 CL을 포함하지 않는데, 이는 CL이 인접한 두 단위 패치 간의 커패시턴스를 나타내며, 이들 입력/출력 에지에서 사라지기 때문이다. 에지 단위 격자에서의 CL부의 부재는 ωSE 주파수가 공진하는 것을 방지한다. 그러므로, ωSH 만이 m=0 공진 주파수로서 나타난다.
컴퓨터 분석(computational analysis)을 간략히 하기 위해, 도 3에 도시된 바와 같이, ZLin' 및 ZLout' 직렬 커패시터의 일부는 사라진(missing) CL부를 보상하도록 포함되고, 나머지 입력 및 출력 부하 임피던스는 각각 ZLin 및 ZLout으로 표시된다. 이런 상태 하에서, 이상적으로는 단위 격자는 도 3에서 두 개의 직렬 Z/2 블록 및 하나의 분로 Y 블록으로 표현된 동일한 파라미터를 가지며, 여기서, Z/2 블록은 LR/2와 2CL의 직렬 결합을 포함하고, Y 블록은 LL과 CR의 병렬 결합을 포함한다.
도 4a 및 도 4b는 도 2 및 도 3에 각각 도시된 바와 같이 부하 임피던스를 갖지 않는 TL 회로에 대한 2-포트(2-port) 회로망 행렬 표현을 도시한다. 입력-출력 관계를 설명하는 행렬 계수가 제공된다.
도 5는 4개 단위 격자에 기초한 1D CRLH MTM 안테나의 일례를 도시한다. 도 1의 1D CRLH MTM TL과 다르게, 도 5에 도시된 안테나는 좌측 상의 단위 격자를 피드 라인에 결합시켜 안테나를 안테나 회로에 연결시키고 우측 상의 단위 격자는 개방 회로로서, 4개 격자가 대기(the air)와 인터페이스하여 RF 신호를 송신 또는 수신한다.
도 6a는 도 5에 도시된 안테나 회로에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시한다. 도 6b는 도 5에 도시된 안테나 회로에 대한 2-포트 회로망 행렬 표현을 도시하되, 사라진 CL부가 모든 단위 격자를 동일하게 하는 것을 설명하기 위해 에지에서 변형이 이루어진 것이다. 도 6a 및 도 6b는 도 4a 및 도 4b 각각에 도시된 TL 회로와 유사하다.
행렬 표기(notations)에서, 도 4b는 아래에서 주어진 관계를 표현한다.
여기서, 도 3에 도시된 CRLH MTM TL 회로가 Vin 및 Vout 단에서 바라볼 때 대칭이므로 AN=DN이다.
도 6a 및 도 6bB에서, 파라미터 GR' 및 GR은 방사 저항을 나타내고, 파라미터 ZT' 및 ZT는 종단 임피던스를 나타낸다. ZT', ZLin' 및 ZLout' 각각은 아래에서 표현된 바와 같이 추가 2CL로부터의 기여도(contribution)를 포함한다.
방사 저항 GR 및 GR'은 안테나를 구축하거나 시뮬레이팅함으로써 도출될 수 있으므로, 안테나 설계를 최적화하는 것이 곤란할 수 있다. 그러므로, TL 접근법(approach)을 채택하여 각종의 종단 ZT를 갖는 대응하는 안테나를 시뮬레이트한다. 수학식 1에서의 관계는 도 2의 회로에 대해 유효하되, 두 에지에서 사라진 CL부를 반영하는, 수정된 값 AN', BN', 및 CN'을 갖는다.
주파수 대역은 N CRLH 격자 구조를 nπ 전파 위상 길이와 공진하게 함으로써 유도된 이산 방정식으로부터 결정될 수 있으며, 여기서, n=0, ±1, ±2,... ±N이다. 여기서, N CRLH 격자 각각은 도 2에 도시된 구조와는 다른 수학식 1의 Z 및 Y로 표현되며, 여기서, CL은 단 격자로부터 사라진다. 그러므로, 이들 두 구조에 연관된 공진들은 다르다는 것을 예측할 수 있다. 그러나, 확장된 계산에서는 모든 공진들이 n=0안 경우를 제외하고는 동일하다는 것을 보여주며, 여기서, ωSE 및ωSH는 도 3의 구조에서 공진하고, ωSH 만이 도 2의 구조에서 공진한다. 포지티브 위상 오프셋 (n>0)은 RH 영역 공진에 대응하고, 네거티브 값 (n<0)은 LH 영역 공진에 연관된다.
Z 및 Y 파라미터를 갖는 N개의 동일한 CRLH 격자의 분산 관계식이 이하에서 주어진다.
여기서, Z 및 Y는 수학식 1에서 주어지며, AN은 도 3에서와 같이 N개의 동일한 CRLH 단위 격자의 선형 케스케이드 접속으로부터 유도되며, p는 격자 크기이다. 기수 n=(2m+1) 및 우수 n=2m 공진은 AN=-1 및 AN=1 각각에 연관된다. 도 4a 및 도 6a의 AN'의 경우, 격자의 수에는 관계없이 단 격자에서의 CL의 부재로 인해 n=0 모드는 ω0 = ωSH에서만 공진하고 ωSE 및 ωSH에서는 공진하지 않는다. 고차(high-order) 주파수는 표 1에서 특정된 상이한 값들의 χ에 대한 다음 방정식으로 주어진다.
표 1에서는 N=1, 2, 3 및 4에 대한 χ를 제공한다. 고차 공진 ｜n｜>0은 풀(full) CL이 에지 격자에 존재(도 3)하거나 부재(도 2)인지에 관계없이 동일하다. 더욱이, n=0에 근사한 공진들은 작은 χ 값들(χ 하측 경계 0 근방)을 갖는 한편, 고차 공진들은 수학식 4에서 나타난 바와 같이 χ 상측 경계 4에 도달하려는 경향이 있다.
표 1: N=1, 2, 3 및 4 격자인 경우의 공진
주파수 ω의 함수로서의 단위 격자에 대한 CRLH 분산 곡선 β는 ωSE=ωSH(평형, 즉 LR CL = LL CR) 및 ωSE≠ωSH(불평형) 경우 각각에 대해 도 7a 및 도 7b에 도시된다. 후자의 경우, min(ωSE ,ωSH)과 max(ωSE , ωSH) 사이에 주파수 갭(gap)이 존재한다. 제한 주파수 ωmin 및 ωmax 값들은 수학식 5의 동일한 공진 방정식으로 주어지며, 여기서 χ는 다음 방정식에서 나타난 바와 같이 상측 경계 χ=4에 도달한다.
또한, 도 7a 및 도 7b는 분산 곡선을 따르는 공진 위치의 예들을 제시한다. RH 영역(n>0)에서, 구조 크기 ｌ=Np (여기서, p는 격자 크기)는 주파수가 감소함에 따라 증가한다. 반대로, LH 영역에서는 Np의 값이 작아짐에 따라 저주파수에 도달하므로, 크기가 감소한다. 분산 곡선은 이들 공진 주변에서의 대역폭의 임의 표시(indication)를 제공한다. 예를 들어, LH 공진은 분산 곡선이 거의 평편하므로 협소한 대역폭을 갖는다. RH 영역에서는, 대역폭은 분산 곡선이 더 가파르므로 더 넓다. 따라서, 광대역을 얻기 위한 제1 조건인 제1 BB 조건은 다음과 같이 표현될 수 있다.
여기서, χ는 수학식 4에서 주어지며, ωR은 수학식 1에서 정의된다. 수학식 4에서의 분포 식은 ｜AN｜=1일 때 공진이 나타나 수학식 7의 제1 BB 조건(COND1)에서 제로 분모로 이어지는 것을 포함한다. 상기할 사항(reminder)으로서, AN은 N개의 동일한 단위 격자(도 4b 및 도 6B)의 제1 전송 행렬 엔트리(entry)이다. 계산 결과에서는 COND1은 N과는 사실상 독립적이며 수학식 7의 제2 방정식으로 주어짐을 보여준다. 그것은 표 1에 도시된 공진에서의 χ 및 분자 값들로, 이들은 분산 곡선의 기울기 및 따라서 가능한 대역폭을 규정한다. 목표로 하는 구조는 대역폭이 4%를 초과하는 최대 Np=λ/40 크기이다. 작은 격자 크기 p를 갖는 구조체의 경우, 수학식 7은 높은 ωR 값들은 COND1, 즉 낮은 CR 및 LR 값들을 만족시키는데, 이는 n<0인 경우 공진은 표 1에서 4 부근의 χ 값들에서 발생하고, 다른 항(terms)에서는 (1- χ/4 → 0).
앞서 나타낸 바와 같이, 일단 분산 곡선 기울기가 가파른 값들을 가지면, 다음 단계(step)는 적합한 매칭(matching)을 특정하는 것이다. 이상적인 매칭 임피던스는 고정 값들을 가지며 큰 매칭 회로망 풋프린트(footprints)를 요구하지 않을 것이다. 여기서, "매칭 임피던스"란 용어는, 예컨대, 안테나에서 단일 측 피드(single side feed)의 경우에서의 피드 라인 및 종단을 일컫는다. 입력/출력 매칭 회로망을 분석하기 위해, 도 4B의 TL 회로에 대해 Zin 및 Zout을 계산할 수 있다. 도 3의 회로망은 대칭이므로, Zin=Zout인 것을 증명하는 것은 간단하다. Zin은 양의 실수 값만을 갖는 이하의 식에서 나타난 바와 같이 N과는 독립적인 것임을 증명할 수 있다.
B1/C1이 제로보다 큰 한 가지 이유는 수학식 4에서 ｜AN｜≤1인 조건에 기인한 것으로, 이는 다음의 임피던스 조건으로 이어진다:
0≤-ZY=χ≤4.
제2 광대역 (BB) 조건은, Zin을 일정한 매칭을 유지하기 위해 공진 근방의 주파수에 따라 약간 변화시키는 것이다. 실(real) 입력 임피던스 Zin'은 수학식 3에서 나타난 바와 같이 CL 직렬 커패시턴스로부터의 기여도를 포함한다. 제2 BB 조건은 아래에서 주어진다.
도 2 및 도 3의 전송 선로 예와는 다르게, 안테나 설계는 구조 에지 임피던스에 양호하지 않게 매칭되는 무한 임피던스를 갖는 개방단 측(open-ended side)을 갖는다. 커패시턴스 종단은 이하의 수학식으로 주어지며,
이는 N에 좌우되며, 순수하게 허수이다. LH 공진은 전형적으로 RH 공진보다 협소하므로, 선택된 매칭값들은 n>0 영역보다 n<0 영역에서 도출되는 것들에 더 근사하다.
LH 공진의 대역폭을 증가시키는 한 방법은 분로 캐매시터 CR을 감소시키는 것이다. 이런 감소는 수학식 7에서 설명된 바와 같이 더 가파른 분산 곡선의 더 높은 ωR 값들로 이어질 수 있다. CR을 감소시키는 각종 방법이 있는데, 1) 기판 두께를 증가시키는 것, 2) 격자 패치 면적을 감소시키는 것, 3) 상부 격자 패치 아래의 접지 면적을 감소시키는 것을 포함하여 "절단된 접지(truncated ground)" 또는 상기 기술들의 결합으로 이어지지만, 이들로만 제한되는 것은 아니다.
도 1 및 도 5의 MTM TL 및 안테나 구조는 도전층을 이용하여 전체(full) 접지 전극으로서의 기판의 전체 하부면을 커버한다. 기판면의 하나 이상의 부분을 노출하도록 패턴화된 절단된 접지 전극을 이용하여 접지 전극의 면적을 전체 기판면의 것보다 작게 감소시킬 수 있다. 이는 공진 대역폭을 증가시켜 공진 주파수를 튜닝(tune)시킬 수 있다. 절단된 접지 구조의 두 예가 도 8 및 도 11을 참조하여 논의되며, 이들 도면에서는 기판의 접지 전극 측 상의 격자 패치의 풋프린트 면적 내의 접지 전극의 양이 감소되고, 나머지 스트립 라인(비아 라인)을 이용하여 격자 패치의 비아를 격자 패치의 풋프린트 외측의 메인(main) 접지 전극에 연결시킨다. 이런 절단된 접지 접근법은 각종 구성으로 구현되어 광대역 공진을 달성할 수 있다.
도 8은 4개-격자 MTM 전송 선로를 위한 절단된 접지 전극의 일례를 도시한 것으로, 여기서 접지 전극은 격자 패치 아래에서 한 방향을 따르는 격자 패치보다 작은 치수를 갖는다. 접지 도전층은 비아에 연결되며 격자 패치 아래에서 관통되는 비아 라인을 포함한다. 비아 라인은 각 단위 격자의 격자 패치의 치수보다 작은 폭을 갖는다. 절단된 접지의 이용이, 기판 두께를 증가시킬 수 없거나 격자 패치 면적을 연관된 안테나 효율 감소 때문에 감소시킬 수 없는 상업(commercial) 장치들의 구현에서의 다른 방법에 비해 바람직한 선택일 수 있다. 접지가 절단되면, 또 다른 인덕더 LP(도 9)가 도 8에 도시된 바와 같이 비아들을 메인 접지에 연결시키는 금속 배선 스트립(비아 라인)에 의해 도입된다. 도 10은 도 8의 TL 구조와 유사한 절단된 접지를 갖는 4개-격자 안테나 대응부를 보여준다.
도 11은 절단된 접지 구조를 갖는 MTM 안테나의 또 다른 예를 도시한다. 이 예에서, 접지 도전층은 비아 라인, 및 격자 패치의 풋프린트 외측에 형성되는 메인 접지를 포함한다. 각각의 비아 라인은 제1 말단에서 메인 접지에 연결되고, 제2 말단에서 비아에 연결된다. 비아 라인은 각각의 단위 격자의 격자 패치의 치수보다 작은 폭을 갖는다.
절단된 접지 구조에 대한 방정식이 유도될 수 있다. 절단된 접지 예들에서, 분로 커패시턴스 CR은 작게 되고, 공진은 수학식 1, 5 및 6, 및 표 1에서와 동일한 방정식을 따른다. 두 접근법이 제시된다. 도 8 및 도 9는 제1 접근법인 Approach 1을 나타내며, 여기서 LR을 (LR + LP)로 치환한 후에는 공진은 수학식 1, 5 및 6, 및 표 1에서와 동일하다. ｜n｜≠0인 경우, 각각의 모드는 (1) LR을 (LR + LP)로 치환한 경우의 ω±n 및 (2) LR을 (LR + LP/N)로 치환한 경우의 ω±n에 대응하는 두 공진을 가지며, 여기서 N은 단위 격자의 수이다. 이런 Approach 1 하에서, 임피던스 방정식은 수학식 11과 같게 된다.
여기서, Zp=jωLp 및 Z, Y는 수학식 2에서 정의된다. 수학식 11의 임피던스 방정식은 두 공진 ω 및 ω'가 저 임피던스 및 고 임피던스를 각각 갖는 것을 제공한다. 따라서, 대부분의 경우에 ω 공진 근방에서 튜닝하는 것이 용이하다.
제2 접근법인 Approach 2는 도 11 및 도 12에 도시되며, LL을 (LL + LP)로 치환한 후에는 공진은 수학식 1, 5 및 6, 및 표 1에서와 동일하다. 제2 접근법에서, 결합된 분로 인더터 (LL + LP)는 증가하는 한편, 분로 커패시터 CR은 감소하여, 더 낮은 LH 주파수로 이어진다.
상기 예시적인 MTM 구조는 두 금속 배선층 상에 형성되고, 두 금속 배선층 중 하나는 접지 전극으로 사용되고 도전성 비아를 통해 다른 금속 배선층에 연결된다. 비아를 갖는 그러한 2-층 CRLH MTM TL 및 안테나는 도 1 및 도 5에 도시된 전체 접지 전극 또는 도 8 및 도 10에 도시된 절단된 접지 전극을 갖고 구성될 수 있다.
일 실시 양태에서, SLM MTM 구조는 제1 기판면 및 대향 기판면을 갖는 기판, 및 제1 기판면 상에 형성되고 둘 이상의 도전부를 갖도록 패턴화된 금속 배선층을 포함하여 유전성 기판을 관통하는 도전성 비아를 갖지 않는 SLM MTM 구조를 형성한다. 금속 배선층 내의 도전부는 SLM MTM 구조의 격자 패치, 격자 패치와 공간적으로 분리된 접지, 접지와 격자 패치를 상호연결하는 비아 라인 및 격자 패치와 직접 접촉하지 않고 격자 패치에 용량적으로 결합되는 피드 라인을 포함한다. LH 직렬 커패시턴스 CL은 피드 라인과 격자 패치 간의 갭을 통한 용량성 커플링에 의해 발생된다. RH 직렬 인덕턴스 LR은 피드 라인 및 격자 패치에서 주로 발생된다. 이런 SLM MTM 구조에서는 두 도전부 사이에 수직으로 개재되는 유전성 물질은 존재치 않는다. 결과적으로, SLM MTM 구조의 RH 분로 커패시턴스 CR은 무시할 수 있을 정도로 작게 설계될 수 있다. 격자 패치와 접지 사이에서는 여전히 작은 RH 분로 커패시턴스 CR이 유도될 수 있으며, 이들 모두 단일 금속 배선층 내에 있다. SLM MTM 구조에서의 LH 분로 인덕턴스 LL은 기판을 관통하는 비아의 부재로 인해 무시할 수 있지만, 접지에 연결된 비아 라인은 LH 분로 인덕턴스 LL과 등가인 인덕턴스를 발생시킬 수 있다. TLM-VL MTM 안테나 구조는 피드 라인 및 격자 패치를 상이한 두 층에 위치시켜 수직 용량성 커플링을 발생시킬 수 있다.
SLM 및 TLM-VL MTM 안테나 구조와 다른, 다층 MTM 안테나 구조는 적어도 하나의 비아에 의해 연결되는 둘 이상의 금속 배선층에 도전부들을 갖는다. 그러한 다층 MTM 안테나 구조의 예들 및 구현예가 2008년 11월 13일자로 출원된 발명의 명칭이 "다층 금속 배선 및 비아를 갖는 메타물질 구조(Metamaterisl Structures with Multilayer Metallization and Via)"인 미국 특허원 제12/270,410호에 개시되어 있으며, 이 문헌의 개시 내용은 원용함에 의해 본원에 포함된다. 이들 다수의 금속 배선층들은 기판, 필름 또는 플레이트 구조에 기반한 다수의 도전부를 갖도록 패턴화되고, 여기서 인접한 두 금속 배선층은 전기적으로 절연성인 물질(예를 들어, 유전성 물질)에 의해 분리된다. 다수의 금속 배선층을 위한 다수의 면들을 제공하기 위해 둘 이상의 기판을 유전성 스페이서를 갖거나 갖지 않고 적층시켜 특정된 기술적인 특징들 및 이점들을 달성할 수 있다. 그러한 다층 MTM 구조는 하나의 금속 배선층 내의 하나의 도전부를 또 다른 금속 배선층 내의 또 다른 도전부에 연결시키는 적어도 하나의 도전성 비아를 구현할 수 있다. 이는 하나의 금속 배선층 내의 하나의 도전부를 다른 금속 배선층 내의 또 다른 도전부에 연결시키는 것을 허용한다.
비아를 갖는 이중-층 MTM 안테나 구조의 구현은 제1 기판면 및 제1 기판면에 대향하는 제2 기판면을 갖는 기판, 제1 기판면 상에 형성된 제1 금속 배선층 및 제2 기판면 상에 형성된 제2 금속 배선층을 포함하며, 여기서 두 금속 배선층은 제1 금속 배선층 내의 하나의 도전부를 제2 금속 배선층 내의 또 다른 도전부에 연결시키는 적어도 하나의 도전성 비아를 갖는 둘 이상의 도전부를 갖도록 패턴화된다. 절단된 접지가 제1 금속 배선층 내에 형성될 수 있어, 그 면의 일부가 노출된 상태로 된다. 제2 금속 배선층 내의 도전부는 MTM 구조의 격자 패치 및 피드 라인을 포함할 수 있으며, 피드 라인의 말단은 격자 패치에 근접하게 위치되어 이것에 용량적으로 결합되어 안테나 신호를 격자 패치에 전송하고 격자 패치로부터의 안테나 신호를 전송한다. 격자 패치는 노출된 면의 적어도 일부와 평행하게 형성된다. 제1 금속 배선층 내의 도전부는 제1 금속 배선층 내의 절단된 접지와 제2 금속 배선층 내의 격자 패치를 기판에 형성된 비아를 통해 연결시키는 비아 라인을 포함한다. LH 직렬 커패시턴스 CL은 피드 라인과 격자 패치 간의 갭을 통한 용량성 커플링에 의해 발생된다. RH 직렬 인덕턴스 LR은 주로 피드 라인 및 격자 패치에서 발생된다. LH 분로 인덕턴스 LL은 주로 비아 및 비아 라인에 의해 유도된다. RH 분로 커패시턴스 CR은 제2 금속 배선층 내의 격자 패치와 제1 금속 배선층 상으로 돌출된 격자 패치의 풋프린트 내의 비아 라인의 일부 사이에서 주로 유도된다. 미앤더 라인(meander line) 등과 같은 추가의 도전성 라인이 피드 라인에 부착되어 광대역 또는 다중 대역 안테나 동작을 지원하기 위한 RH 단극(monopole) 공진을 유도할 수 있다.
MTM 안테나 구조에 의해 지원될 수 있는 각종 주파수 대역의 예로는, 셀 폰 및 이동 장치 응용, WiFi 응용, WiMax 응용 및 기타 무선 통신 응용을 위한 주파수 대역이 포함된다. 셀 폰 및 이동 장치 응용을 위한 주파수 대역의 예로는, 두 대역인 CDMA(824 내지 894 MHz) 및 GSM(880 내지 960 MHz) 대역을 포함하는 셀룰러 대역(824 내지 960 MHz), 및 세 대역인 DCS(1710 내지 1880 MHz), PCS(1850 내지 1990 MHz) 및 AWS/WCDMA(2110 내지 2170 MHz) 대역을 포함하는 PCS/DCS 대역(1710 내지 2170 MHz)이 있다.
CRLH 구조는 PCB 공간 제약 및 레이아웃 요소(factors), 장치 성능 요건 및 기타 사양 등의, 응용 요건에 따르도록 구체적으로 맞춤화될 수 있다. CRLH 구조 내의 격자 패치는 예를 들어, 직사각형, 다각형, 불규칙적, 원형, 타원형 또는 상이한 형상들의 결합을 포함하여 다양한 지리적 형상 및 치수를 가질 수 있다. 비아 라인 및 피드 라인은 또한, 예를 들어, 직사각형, 다각형, 불규칙적, 지그재그형, 나선형, 미앤더 또는 상이한 형상들의 결합을 포함하여 다양한 지리적 형상 및 치수를 가질 수 있다. 피드 라인의 말단은 개시 패드(launch pad)를 형성하도록 변형되어 용량성 커플링을 변형시킬 수 있다. 다른 용량성 커플링 기술은 격자 패치와 개시 패드 간의 수직 커플링 갭을 형성하는 것을 포함할 수 있다. 개시 패드는 예를 들어, 직사각형, 다각형, 불규칙적, 원형, 타원형, 또는 상이한 형상들의 결합을 포함하여 다양한 지리적 형상 및 치수를 가질 수 있다. 개시 패드와 격자 패드 간의 갭은 예를 들어, 직선, 곡선, L자형 선, 지그재그 선, 불연속 선, 밀폐 선, 또는 상이한 형태의 결합을 포함하여 각종 형태를 취할 수 있다. 피드 라인, 개시 패드, 격자 패치 및 비아 라인 중 일부는 나머지와 다른 층에 형성될 수 있다. 피드 라인, 개시 패드, 격자 패치 및 비아 라인 중 일부는 한 금속 배선층으로부터 다른 금속 배선층까지 연장될 수 있다. 안테나부는 메인 기판 위 수 밀리미터에 위치될 수 있다. 다중 격자는 직렬로 케스케이드 접속되어 다중 격자 1D 구조를 형성할 수 있다. 다중 격자는 직교 방향으로 케스케이드 접속되어 2D 구조를 형성할 수 있다. 일부 구현예에서, 다중 격자 패치에 전력을 전달하는 단일 피드 라인이 구성될 수 있다. 다른 구현예에서는, 피드 라인 또는 개시 패드에 추가의 도전성 라인을 추가할 수 있으며, 여기서 이런 추가의 도전성 라인은 예를 들어, 직사각형, 불규칙적, 지그재그형, 평면 나선형, 수직 나선형, 미앤더, 또는 상이한 형상의 결합을 포함하여 다양한 지리적 형상 및 치수를 가질 수 있다. 추가의 도전성 라인은 상층, 중간층 또는 하층에 위치될 수 있거나, 기판 위 수 밀리미터에 위치될 수 있다.
다른 유형의 MTM 안테나는 비-평면 MTM 안테나를 포함한다. 그러한 비-평면 MTM 안테나 구조에서는 MTM 안테나의 하나 이상의 안테나 섹션들을 동일한 MTM 안테나의 하나 이상의 다른 안테나 섹션들로부터 떨어지게 배열하여, MTM 안테나의 안테나 섹션들은 비-평면 구성으로 공간적으로 분산되어 휴대형 무선 통신 장치와 같은, 무선 통신 장치의 할당된 공간 또는 체적에 들어맞도록 적응되는 콤팩트한 구조를 제공한다. 예를 들어, MTM 안테나의 하나 이상의 안테나 섹션들은 유전성 기판 상에 위치되는 한편, 또 다른 기판 상에는 MTM 안테나의 하나 이상의 다른 안테나 섹션들을 위치시킬 수 있으므로, MTM 안테나의 안테나 섹션들은 L형 안테나 구성과 같은 비-평면 구성으로 공간적으로 분산된다. 각종 응용에서, MTM 안테나의 안테나부는 3차원(3D) 기판 구조에서 평행하거나 비-평행한 층들에 각종 부품을 수용하도록 배열될 수 있다. 그러한 비-평면 MTM 안테나 구조는 제품 인클로저(product enclosure) 내에 또는 그 둘레에 감겨질 수 있다. 비-평면 MTM 안테나 구조에서의 안테나 섹션들은 인클로저, 하우징 벽, 안테나 캐리어 또는 다른 패키징 구조에 맞물리도록 배열되어 공간을 절약할 수 있다. 일부 구현예에서는, 비-평면 MTM 안테나 구조의 적어도 하나의 안테나 섹션은 그러한 패키징 구조의 근방 면에 사실상 평행하게 또한 근접하에 위치되며, 여기서 안테나 섹션은 패키징 구조의 내측 및 외측에 있을 수 있다. 일부 다른 구현예에서, MTM 안테나 구조는 제품의 하우징의 내벽, 안테나 캐리어의 외면 또는 장치 패키지의 윤곽에 컴포멀하게(conformal) 될 수 있다. 그러한 비-평면 MTM 안테나 구조는 평면 구성의 유사한 MTM 안테나의 것보다 작은 풋프린트를 가질 수 있으므로, 셀룰러 폰 등의 휴대형 통신 장치에서 이용가능한 제한된 공간 내에 적합할 수 있다. 일부 비-평면 MTM 안테나 설계에서는, 회전 고리(swivel) 기구 및 슬라이딩 기구를 내장시켜 MTM 안테나의 전체 또는 일부가 접혀지거나 안으로 슬라이딩되어 비사용 시의 공간을 절약할 수 있다. 추가로, 유전성 스페이서를 갖거나 갖지 않고 적층된 기판을 사용하여 MTM 안테나의 여러 상이한 안테나 섹션들을 지원하고 적층된 기판들 간에서의 기계적 및 전기적 컨택트를 구체화함으로써 메인 보드 위의 공간을 활용할 수 있다.
비-평면, 3D MTM 안테나는 여러 구성으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 본원에 개시된 MTM 격자 세그먼트는 각종 MTM 구조 근방에 튜닝(tuning) 소자들을 형성시키는 설계를 구현하기 위한 비-평면 3D 구성으로 배열될 수 있다. 예를 들어, 2009년 5월 13일자로 출원되고 발명의 명칭이 "비-평면 메타물질 안테나 구조(Non-planar Metamaterial Antenna Structures)"인 미국 특허원 제12/465,571호에서는, MTM 구조 근방에 튜닝 소자들을 구현할 수 있는 3D 안테나 구조에 대해 개시하고 있다. 본 문헌의 개시 내용의 일부로서, 미국 특허원 제12/465,571호의 전문이 원용함에 의해 포함된다.
일 양상에서, 미국 특허원 제12/465,571호에서는, 인클로저를 형성하는 벽을 포함한 소자 하우징(device hosing) 및 소자 하우징 내에 위치되고 다른 벽보다 제1 벽에 더 근접하게 위치되는 제1 안테나 부품 및 제2 안테나 부품을 포함하는 안테나 소자를 개시하고 있다. 제1 안테나 부품은 제1 벽에 근접한 제1 평면에 배열되는 하나 이상의 제1 안테나 성분을 포함한다. 제2 안테나 부품은 제1 평면과는 다른 제2 평면에 배열되는 하나 이상의 제2 안테나 성분을 포함한다. 이 안테나 소자는 제1 안테나 부품과 제2 안테나 부품을 연결시키는 조인트(joint) 안테나 부품을 포함하여 제1 안테나 섹션의 하나 이상의 제1 안테나 성분 및 제2 안테나 섹션의 하나 이상의 제2 안테나 성분이 전자기적으로 결합되어 안테나 신호에서 적어도 하나의 공진 주파수를 지원하고 그 공진 주파수의 파장의 절반 미만의 치수를 갖는 CRLH MTM 안테나를 형성한다. 다른 양상에서, 미국 특허원 제12/465,571호에서는, 패키징 구조에 맞물리도록 구조화된 안테나 소자를 개시한다. 이 안테나 소자는 패키징 구조의 제1 평면 섹션에 근접하게 되도록 구성된 제1 안테나 섹션을 포함하고, 제1 안테나 섹션은 제1 평면 기판 및 제1 평면 기판에 연관된 적어도 하나의 제1 도전부를 포함한다. 이 안테나 소자에는 제2 안테나 섹션이 제공되며 패키징 구조의 제2 평면 섹션에 근접하게 되도록 구성된다. 제2 안테나 섹션은 제2 평면 기판 및 제2 평면 기판에 연관된 적어도 하나의 제2 도전부를 포함한다. 이 안테나 소자는 또한, 제1 안테나 부품과 제2 안테나 부품을 연결시키는 조인트 안테나 부품을 포함한다. 적어도 하나의 제1 도전부, 적어도 하나의 제2 도전부 및 조인부 안테나 섹션은 집합하여 CRLH MTM 구조를 형성하여 안테나 신호에서 적어도 하나의 주파수 공진을 지원한다. 또 다른 양상에서, 미국 특허원 제12/465,571호에서는, 패키징 구조에 맞물리도록 구조화되고, 가요성 유전성 물질을 갖는 기판 및 기판에 연관된 둘 이상의 도전부를 포함하여 안테나 신호에서 적어도 하나의 주파수 공진을 지원하도록 구성된 CRLH MTM 구조를 형성하는 안테나 소자를 개시한다. CRLH MTM 구조는 패키징 구조의 제1 평면 섹션에 근접하게 되도록 구성되는 제1 안테나 섹션 및 패키징 구조의 제2 평면 섹션에 근접하게 되도록 구성되는 제2 안테나 섹션, 및 제1 안테나 섹션과 제2 안테나 섹션 사이에 형성되고 패키징 구조의 제1 및 제2 평면 섹션에 의해 형성되는 코너 근방에서 만곡되는 제3 안테나 섹션으로 분할된다.
이 문헌에는 기본 슬롯 안테나 설계로 시작하여 다중 대역 CRLH 슬롯 안테나 설계로 끝나는 각종 슬롯 안테나 설계가 제공된다. 기본 슬롯 안테나 설계는 본원에 제시된 후속 슬롯 안테나 설계에서 공유되는 여러 개의 공통 구성 소자를 제공하며, 각각의 후속 실시 양태는 구조 및 기능성 모두에서 이전 설계 위에 구축된다.
도 13a 내지 도 13c는 일례의 실시 양태에 따른, 기본 슬롯 안테나 소자(1300)의 여러 도면을 도시한 것이다. 도 13a 및 도 13b는 상부 도전층(1300-1)의 상면도 및 하부 도전층(1300-2)의 상면도를 각각 나타낸다.
도 13a에서, 기본 슬롯 안테나 소자(1300)의 상부 도전층(1300-1)은 기판(1301)의 제1 면 상에 형성될 수 있다. 도전층의 예로는, 도전층의 각종 형상 및 크기를 규정하는 경계 또는 둘레를 갖는, 금속판, 금속 시트, 또는 다른 도전성 평면을 포함한다. 또한, 경계 또는 둘레는 하나 이상의 직선 또는 곡선으로 규정될 수 있다. 기판(1301)의 일부를 노출시키고 상이한 배향 및 크기를 갖는 인접한 여러 개구들이 상부 도전층(1300-1)의 말단에 형성되어 인접한 슬롯을 형성한다. 개구들은 기계적 또는 화학적 에칭 시스템 등의 여러 에칭 방법을 이용하여 상부 도전층(1300-1)의 특정된 섹션들을 선택적으로 제거함으로써 기판에 형성될 수 있다. 인접한 슬롯의 섹션들은 안테나 슬롯 섹션(1303), 연결용 슬롯 섹션(1304), CPW 슬롯 섹션(1307), 및 매칭 슬롯 스터브 섹션(1309)을 포함할 수 있다. 각각의 슬롯 섹션들(1303 내지 1309)은 직사각형, 삼각형, 원형 또는 다른 다각형 형상을 포함하여 상이한 형상으로 구성될 수 있다. 이 예에서는, 각각의 슬롯 섹션들(1303 내지 1309)은 직사각형 형상 또는 직사각형 형상들의 결합이 되도록 구성되지만, 배향 및 크기는 변한다. 예를 들어, 기판의 측방향(lateral) 에지에 대해, 각각의 직사각형 형상의 슬롯 섹션들(1303 내지 1309)의 배향은 수직 또는 수평으로 배향된 개구를 포함하지만, 이들에만 제한되는 것은 아니다. 다른 가능한 배향은 0°내지 360°범위에 속하는 임의 각으로 형성된 개구를 포함한다. 인접한 개구의 특징들은 각종 슬롯 섹션들(1303 내지 1309)에 대해 설명될 수 있다. 예를 들어, 안테나 슬롯 섹션(1303)은 상부 도전층(1300-1)에 개구를 형성하여 규정될 수 있고, 그 개구는 상부 도전층(1300-1)의 말단에 위치된 절결부(cutout portion; 1317) 및 상부 접지(1305-1)에 인접한 또 다른 부를 갖는다. U자형 구조를 형성하는 인접한 다수의 직사각형 개구를 포함하여, 제2 직사각형 개구는 안테나 슬롯 섹션(1303)을 CPW 슬롯 섹션(1307)의 일단에 연결하는 연결용 슬롯 섹션(1304)을 형성한다. CPW 슬롯 섹션(1307)의 다른 단은 매칭 슬롯 스터브 섹션(1309)을 형성하는 직사각형 개구의 자유 단(free end)에 연결되며, 폐쇄 단(closed end)은 상부 접지(1305-1)에 형성된다.
도 13b에서, 슬롯 안테나 소자(1300)의 하부 도전층(1300-2)은 기판(1301)의 제2 면 상에 형성될 수 있다. 인접한 슬롯의 특정한 섹션들은 하부 접지(1305-2) 등과 같은 하부 도전층(1300-2) 위로 돌출될 수 있고, 다른 섹션들은 도 13B에 도시된 바와 같이 하부 도전층(1300-2)에 형성된 절결된(clear-out) 섹션(1315) 위로 돌출될 수 있다. 절결된 섹션(1315)은 기판(1301)의 에지(1319)를 따라 시작하여 다른 에지(1321)까지 연장되는 위에서 설명된 에칭 방법에 의해 형성될 있다.
도 13a를 다시 참조해 보면, 절결된 섹션(1315) 위로 돌출되는 인접한 슬롯의 섹션들은 안테나 슬롯 섹션(1303), 연결용 슬롯 섹션(1304) 및 매칭 슬롯 스터브 섹션(1309)을 포함한다. 절결된 섹션(1315) 아래로 돌출되는 인접한 슬롯의 섹션은 CPW 슬롯 섹션(1307)을 포함한다. 상부 및 하부 접지(1305-1 및 1305-2)는 기판에 형성된 비아 어레이(도시 안 됨)에 의해 함께 연결되어 연장된 접지 평면을 형성할 수 있다.
도 13a의 상부 도전층(1300-1)을 참조해 보면, CPW 슬롯 섹션(1307)에 의해 격리되는 금속 도전성 스트립의 일부가 접지된 동일 평면 도파로(CPW) 피드(1311)를 규정한다. 이 예에서, CPW 피드(1311)의 일단은 상부 접지(1305-1)에 결합될 수 있는 한편, 다른 단부는 RF 신호 포트(1313)에 결합될 수 있다.
특수 응용을 위해 특정된 안테나 속성을 달성하기 위한 안테나를 설계함에 있어 슬롯 안테나 소자(1300)의 다수의 설계 파라미터 및 특징들을 이용할 수 있다. 일부 예들이 아래에 제공된다.
기판(1301)은 예를 들어, 100 mm × 60 mm × 1 mm(길이 × 폭 × 두께)일 수 있고, FR-4, FR-1, CEM-1 또는 CEM-3 등의 유전성 물질을 포함할 수 있다. 이들 물질은 예를 들어, 약 4.4인 유전 상수를 가질 수 있다.
CPW 피드(1311)의 치수는 약 1.4 mm × 8 mm가 되도록 설계될 수 있다. 안테나 슬롯 섹션(1303)의 치수는 약 3.00 mm × 30.05 mm가 되도록 설계될 수 있다. 연결용 슬롯 섹션(1304)의 치수는 약 0.4 mm × 6.0 mm가 되도록 설계될 수 있다. 매칭 슬롯 스터브 섹션(1309)은 상부 접지(1305-1)에 근접하여 형성될 수 있으며, 여기서 매칭 슬롯 스터브는 상부 접지(1305-1)의 상부 에지(1319)로부터 5 mm 떨어진 안테나 접지에 대해 쇼트된다. 절결된 섹션(1315)의 치수는 약 11 mm × 60 mm가 되도록 설계될 수 있다. CPW 피드(1311)는 예를 들어, 50 Ω을 포함하여 각종 임피던스를 수용하도록 설계될 수 있다.
도 13c에서는, 안테나 슬롯 섹션(1303)의 등각도가 제시되며 상부 도전층(1300-1), 기판(1301) 및 하부 도전층(1300-2)의 적층 배향이 예시된다. 슬롯, CPW 피드 및 상부 및 하부층의 접지와 같은, 도 13a 및 도 13b에 제시된 각종 소자들은 도 13c에 도시된 등각도로 제시된다.
기본 슬롯 안테나 소자(1300)를 동작시키기 위해서는, RF 소스를 CPW 피드 포트(1313) 및 안테나 접지(1305)에 연결하여 기본 슬롯 안테나 소자(1300)를 여기시킬 수 있다. 인접한 개구 및 RF 소스에 의해 공급되는 전류 흐름에 의해 형성되는 도전성 에지를 따라 직렬 인덕턴스 LR 및 분로 커패시턴스 CR이 유도될 수 있다. 인덕턴스 LR를 규정하는 구성 소자는 도 14a에 도시된 볼드 대시선(1401)으로 도시된 바와 같이, CPW 피드(1311)의 한 측 및 안테나 슬롯(1303)의 상측에 인접한 도전성 에지를 포함할 수 있다. 분로 커패시턴스 CR은 두 도전성 플레이트들(1403 및 1405) 사이에 형성된 갭에 의해 결정될 수 있어, 상부 도전층(1300-1)에서의 안테나 슬롯(1303)을 규정한다.
도 14b는 도 13a 내지 도 13c에 도시된 기본 슬롯 안테나 소자(1300)의 등가 회로 모델을 도시한다. 이 등가 회로 모델은 안테나 슬롯 섹션(1303), 연결용 슬롯 섹션(1304) 및 CPW 슬롯 섹션(1307)을 형성하는 도전성 섹션에 의해 규정되는 인덕턴스 및 커패시턴스에 대응하는 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시터 CR을 포함한다.
직렬 인덕턴스 LR 및 분로 커패시턴스 CR은 기본 슬롯 안테나 소자(1300)의 RH 영역에서 발생되는 공진에 기여할 수 있다. 시뮬레이션 모델링 툴(tools)을 기본 슬롯 안테나 소자(1300)에 적용하여 동작 주파수 및 다른 성능 데이터를 평가한다. 몇몇의 이들 성능 파라미터는 반사 손실 및 임피던스 플롯을 포함한다.
도 15에서, 기본 슬롯 안테나 소자(1300)의 HFSS 시뮬레이트된 반사 손실이 예시된다. 이 도면에서 시뮬레이트된 결과는 약 1.53 GHz에서 방사하는 동작 주파수를 나타낸다.
도 16은 CPW 피드(1313)의 개방단에서 측정된 기본 슬롯 안테나 소자(1300)의 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽을 예시한다. 허수부가 0 Ω의 입력 임피던스를 가질 때 실수부의 주파수에서 이 도면으로부터 추정될 수 있는, 안테나 공진주파수는 약 1.49 GHz이다.
시뮬에이트된 결과는 기본 슬롯 안테나 소자(1300)에 대해 적어도 하나의 공진 주파수를 갖는 실현 가능 안테나 설계가 가능하다는 것을 나타낸다. 더욱이, 이들 결과는 본 문헌에 제시된 다른 슬롯 안테나 설계에 대한 비교 기준으로 이용될 수 있다.
도 17a 내지 도 17c는 일례의 실시 양태에 따른, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 여러 도면을 도시한다. 도 17a 및 도 17b는 상부 도전층(1700-1)의 상면도 및 하부 도전층(1700-2)의 상면도를 각각 도시한 것이다. 구조적으로, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 설계는 이전에 제시된 기본 슬롯 안테나 소자(1300)와 유사하다. 그러나, 이전 슬롯 안테나 설계에 대한 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 동작 주파수에 대한 변경으로서, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 상부 도전층에 커플링 갭을 형성한다.
도 17a에서, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 상부 도전층(1700-1)은 기판(1701)의 제1 면 상에 형성될 수 있다. 도전층의 예로는, 도전층의 다양한 형상 및 크기를 규정하는 경계 또는 둘레를 갖는, 금속판, 금속 시트 또는 다른 도전성 평면을 포함한다. 또한, 경계 또는 둘레는 하나 이상의 직선이나 곡선에 의해 규정될 수 있다. 기판(1701)을 노출시키고 서로 다른 배향 및 크기를 갖는 여러 개의 인접한 개구들이 상부 도전층(1700-1)의 말단에 형성되어 인접한 슬롯을 형성한다. 개구는 기계적이거나 화학적인 에칭 시스템과 같은 각종 에칭 방법을 이용하여 상부 도전층(1700-1)의 특정 부분들을 선택적으로 제거시킴에 의해 기판에 형성될 수 있다. 인접한 슬롯의 섹션들은 안테나 슬롯 섹션(1703), 연결용 슬롯 섹션(1704), CPW 슬롯 섹션(1707) 및 매칭 슬롯 스터브 섹션(1709)을 포함할 수 있다. 각각의 슬롯 섹션(1703 내지 1709)은 직사각형, 삼각형, 원형 또는 다른 다각형 형상을 포함하여 상이한 형상으로 구성될 수 있다. 이 예에서는, 각각의 슬롯 섹션(1703 내지 1709)은 직사각형 형상 또는 직사각형 형상들의 결합이 되도록 구성되지만, 배향 및 크기는 가변적이다. 예를 들어, 기판의 한 에지에 관련하여, 각각의 직사각형 형상의 슬롯 섹션(1703 내지 1709)의 배향은 수직으로 또는 수평으로 배향된 개구를 포함하지만, 이들로만 제한되는 것은 아니다. 다른 가능한 배향은 0°와 360°사이의 범위에 속하는 임의 각도로 형성된 개구를 포함할 수 있다. 인접한 개구들의 특징들이 각종 슬롯 섹션(1703 내지 1709)에 대해 기술될 수 있다. 예를 들어, 안테나 슬롯 섹션(1703)은 상부 도전층(1700-1)에 개구를 형성함에 의해 규정될 수 있고, 그 개구는 상부 도전층(1700-1)의 말단에 위치된 절결부(1717) 및 상부 접지(1705-1)에 인접한 다른 부를 갖는다. U-형상 구조를 형성하는 인접한 다수의 직사각형 개구를 포함하여, 제2 직사각형 개구는 안테나 슬롯 섹션(1703)을 CPW 슬롯 섹션(1707)의 한 단에 연결시키는 연결용 슬롯 섹션(1704)을 형성한다. CPW 슬롯 섹션(1707)의 다른 단은 상부 접지(1705-1)에 형성된 폐쇄 단을 가지며, 매칭 슬롯 스터브 섹션(1709)을 형성하는 직사각형 개구의 자유 단에 연결된다. 인접한 슬롯들은 또한, 상부 도전층(1700-1)에 형성된 커플링 갭(1725)을 포함하여, 금속판(1727)과 상부 접지(1705-1)를 격리시킨다.
도 17b에서, 슬롯 안테나 소자(1700)의 하부 도전층(1700-2)은 기판(1701)의 제2 면 상에 형성될 수 있다. 인접한 슬롯의 특정한 섹션은 하부 접지(1705-2) 등과 같은 하부 도전층(1700-2) 위로 돌출될 수 있고, 다른 섹션은 도 17b에 도시된 바와 같이 하부 도전층(1700-2)에 형성된 절결된(clear-out) 섹션(1715) 위로 돌출될 수 있다. 절결된 섹션(1715)은 위에서 설명된 에칭 방법에 의해 형성되어 기판(1701)의 에지(1719)를 따라 시작하여 다른 에지(1321)까지 연장될 수 있다 .
도 17a를 다시 참조해 보면, 절결된 섹션(1715) 위로 돌출되는 인접한 슬롯의 섹션들은 안테나 슬롯 섹션(1703), 연결 슬롯 섹션(1704) 및 매칭 슬롯 스터브 섹션(1709)을 포함한다. 절결된 섹션(1715) 아래로 돌출되는 인접한 슬롯의 섹션은 CPW 슬롯 섹션(1707)을 포함한다. 상부 및 하부 접지(1705-1 및 1705-2)는 기판에 형성된 비아 어레이(도시 안 됨)에 의해 함께 연결되어 연장된 접지면을 형성할 수 있다.
도 17a의 상부 도전층(1700-1)을 참조해 보면, CPW 슬롯 섹션(1707)에 의해 격리되는 금속 도전성 스트립의 일부가 접지된 동일 평면 도파로(CPW) 피드(1711)를 규정한다. 이 예에서, CPW 피드(1711)의 일단은 상부 접지(1705-1)에 결합될 수 있는 한편, 다른 단부는 RF 신호 포트(1713)에 결합될 수 있다.
특수 응용을 위해 특정된 안테나 속성을 달성하기 위한 안테나를 설계함에 있어 슬롯 안테나 소자(1700)의 다수의 설계 파라미터 및 특징들을 이용할 수 있다. 일부 예들이 아래에 제공된다.
기판(1701)은 예를 들어, 100 mm × 60 mm × 1 mm(길이 × 폭 × 두께)일 수 있고, FR-4, FR-1, CEM-1 또는 CEM-3 등의 유전성 물질을 포함할 수 있다. 이들 물질은 예를 들어, 약 4.4인 유전 상수를 가질 수 있다.
CPW 피드(1711)의 치수는 약 1.4 mm × 8 mm가 되도록 설계될 수 있다. 안테나 슬롯 섹션(1703)의 치수는 약 3.00 mm × 30.05 mm가 되도록 설계될 수 있다. 연결용 슬롯 섹션(1704)의 치수는 약 0.4 mm × 6.0 mm가 되도록 설계될 수 있다. 매칭 슬롯 스터브 섹션(1709)은 상부 접지(1705-1)에 근접하여 형성될 수 있으며, 여기서 매칭 슬롯 스터브는 상부 접지(1705-1)의 상부 에지(1719)로부터 5 mm 떨어진 상부 접지(1705-)에 대해 쇼트된다. 이 구현예에서는, 커플링 갭(1725)의 치수는 약 0.5 mm × 2 mm이며, 안테나 슬롯 섹션(1703)의 말단으로부터 약 1.05 mm 떨어져 위치된다. 절결된 섹션(1715)의 치수는 약 11 mm × 60 mm가 되도록 설계될 수 있다. CPW 피드(1711)는 예를 들어, 50 Ω을 포함하여 각종 임피던스를 수용하도록 설계될 수 있다.
도 17c에서, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 등각도가 제시되며, 상부 도전층(1700-1), 기판(1701) 및 하부 도전층(1700-2)의 적층 배향이 예시된다. 슬롯, CPW 피드 및 상부 및 하부층의 접지와 같은, 도 17a 및 도 17b에 제시된 각종 소자들은 도 17c에 도시된 등각도로 제시된다.
제2 슬롯 안테나 소자(1700)는 RF 소스를 CPW 피드 포트(1713) 및 안테나 접지(1705)에 연결하여 제2 슬롯 안테나 소자(1700)를 여기시킴에 의해 동작될 수 있다. 인접한 개구 및 RF 소스에 의해 공급되는 전류 흐름에 의해 형성되는 도전성 에지를 따라 직렬 인덕턴스 LR, 분로 커패시턴스 CR 및 직렬 커패시턴스 CL이 유도될 수 있다. 제2 안테나 소자(1700)의 인덕턴스 LR 및 분로 커패시턴스 CR를 규정하는 구성 소자는 기본 안테나 소자(1300)와 유사하다. 예를 들어, 인덕턴스 LR을 규정하는 구성 소자는 도 18a에 도시된 볼드 대시선(1801)으로 도시된 바와 같이, CPW 피드(1711)의 한 측 및 안테나 슬롯(1703)의 상측에 인접한 도전성 에지를 포함할 수 있다. 분로 커패시턴스 CR은 두 도전성 플레이트들(1803 및 1805) 사이에 형성된 갭에 의해 결정될 수 있어, 상부 도전층(1700-1)에서 안테나 슬롯(1703)을 규정한다. 이 예에서는, 도 18에 도시된 바와 같이, 추가의 커패시턴스 CL은 상부 접지(1705-1)와 금속판(1727) 사이에 형성된 커플링 갭(1725)에 의해 발생될 수 있다.
도 18b는 도 17a 내지 도 17c에 도시된 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 등가 회로 모델을 도시한다. 이 등가 회로 모델은 안테나 슬롯 섹션(1703), 연결용 슬롯 섹션(1704), CPW 슬롯 섹션(1707) 및 커플링 갭(1725)을 형성하는 도전성 섹션에 의해 규정되는 인덕턴스 및 커패시턴스에 대응하는 직렬 인덕터 LR, 분로 커패시터 CR 및 직렬 커패시턴스 CL을 포함한다.
도 19 및 도 20은 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 및 시뮬레이트된 반사 손실 및, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부를 예시한다. 예를 들어, 반사 손실은 동작 주파수가 3.19 GHz에서 동작하는 것을 표시한다. 임피던스 폴롯은 안테나 공진 주파수가 3.27 GHz에서 동작하는 것을 표시한다. 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 RH 영역에서의 공진 주파수는 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시터 CR 등의 이전 설계에서 제시된 유사한 파라미터에 의해 결정될 수 있다. 도 19 및 도 20에서, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)에서 안테나 주파수의 증가를 관찰할 수 있는데, 커플링 갭(1725)에 의해 형성되는 추가의 직렬 커패시턴스 CL에 의해 유도되는 바와 같이 이전 설계에 비해 2× 시프트된다.
도 21a 내지도 21c 각각은 일례의 실시 양태에 따른, 상층(2100-1)의 상면도, 하층(2100-2)의 상면도 및 제3 슬롯 안테나 소자(2100)의 등각도를 나타낸다. 제3 슬롯 안테나 소자(2100)는, 제21a에 도시된 바와 같이 집중 커패시터(2129)와 같은 개별 RF 성분이 제1 층(2100-1) 내의 커플링 갭(2125) 중간에 설치되어 상부 접지(2105-1)를 금속판(2127)에 용량적으로 결합시키는 것을 제외하곤, 제2 기본 슬롯 안테나 소자(1700)와 기본적으로 유사하다. 집중 커패시터(2129)에 의해 제공된 이런 추가의 커패시턴스는 커플링 갭(2125)에 의해 형성된 직렬 커패시턴스 CL를 전기적으로 증가시킴으로써 안테나를 바람직한 주파수 레벨로 튜닝시킬 수 있다.
제3 슬롯 안테나 소자(2100)의 크기, 형상 및 구조는 기본적으로 이전 슬롯 안테나 소자(1700)와 유사하므로, 제2 슬롯 안테나 소자(1700)의 여러 설계 파라미터 및 특징들을 제3 슬롯 안테나 소자(2100)에 직접 적용시킬 수 있다. 이들 설계 파라미터에 대한 전반적인 설명은 이전 예에서 제시되어 있다.
제3 슬롯 안테나 소자(2100)는 RF 소스를 CPW 피드 포트(2113) 및 안테나 접지(2105-1)에 연결하여 기본 슬롯 안테나 소자(2100)를 여기시킴에 의해 동작될 수 있다. 인접한 개구 및 RF 소스에 의해 공급되는 전류 흐름에 의해 형성되는 도전성 에지를 따라 직렬 인덕턴스 LR, 분로 커패시턴스 CR, 직렬 커패시터 CL 및 직렬 커패시턴스 C1이 유도될 수 있다. 제3 슬롯 안테나 소자(2100)의 인덕턴스 LR 및 분로 커패시턴스 CR를 규정하는 구성 소자는 제2 안테나 소자(1700)와 유사하다. 예를 들어, 인덕턴스 LR을 규정하는 구성 소자는 도 22a에 도시된 볼드 대시선(2201)으로 도시된 바와 같이, CPW 피드(2111)의 한 측 및 안테나 슬롯(2103)의 상측에 인접한 도전성 에지를 포함할 수 있다. 분로 커패시턴스 CR은 두 도전성 플레이트들(2203 및 2205) 사이에 형성된 갭에 의해 결정될 수 있어, 상부 도전층(2100-1)에서 안테나 슬롯(2103)을 규정한다. 이 예에서, 총 직렬 커패시턴스는 CL 및 C1을 포함할 수 있으며, 여기서 도 21a에서 도시된 바와 같이 CL은 커플링 갭(2125)에 의해 발생되고, C1은 집중 커패시터(2129)에 기인한다.
도 22b는 도 21a 내지 도 21c에 도시된 제3 슬롯 안테나 소자(2100)의 등가 회로 모델을 도시한다. 이 등가 회로 모델은 안테나 슬롯 섹션(2103), 연결용 슬롯 섹션(2104), CPW 슬롯 섹션(2107), 커플링 갭(2125)을 형성하고 집중 커패시터(2129)를 포함하는 도전성 섹션에 의해 규정되는 인덕턴스 및 커패시턴스에 대응하는 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시터 CR을 포함한다.
도 23 및 도 24는 슬롯 안테나 소자(2100)의 및 시뮬레이트된 반사 손실 및 입력 임피던스의 실수부 및 허수부를 예시한다. 예를 들어, 반사 손실은 안테나 동작 주파수가 3.19 GHz에서 동작하는 것을 표시한다. 임피던스 폴롯은 안테나 공진 주파수가 3.27 GHz에서 동작하는 것을 표시한다. 커패시턴스 C1이 주어지는 경우, 이들 결과는 이전 안테나 소자(1700)에 비해 동작 및 안테나 공진 주파수가 적어도 40% 감소하는 것을 나타낸다. 게다가, 집중 커패시터(2129)의 다른 커패시턴스 값들은 안테나를 원하는 주파수로 튜닝시키기 위한 것으로서, 제3 슬롯 안테나 소자(2100)에서 증명된 것으로 선택될 수 있다.
이와 같이 지금까지 제시된 슬롯 안테나 소자들은 직렬 인덕턴스 LR 및 분로 커패시턴스 CR에 의해 우선적으로 결정되는, 우선적으로 RH 영역에서의 공진 주파수를 지원하는 것으로 보여졌다. 그러나, 슬롯 안테나 소자는 또한, CRLH 안테나 구조로서 구성될 수 있으므로 LH 영역에서의 제2 공진 저주파수를 지원할 수 있다. CRLH 슬롯 안테나 구조를 생성하는 한 가지 방법은 최초(original) 슬롯 안테나에 직렬 커패시터 CL 및 분로 인덕터 LL, 또는 다수의 CL 및 LL을 로딩하여 하나보다 많은 LH 공진을 생성하는 것이다. 비록 제시된 예에서는 유전 회로의 상면을 이용하지만, CRLH 슬롯 안테나의 각각의 섹션이 상이한 레벨로 위치되어 3차원(3D) 구조를 생성할 수 있다.
도 25a 내지도 25c는 일례의 실시 양태에 따른, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)를 도시한다. 도 25a 및 도 25b는 상층(2500-1)의 상면도, 하층(2500-2)의 상면도 각각을 나타낸다. 구조적으로, 슬롯 안테나 소자(2500)의 설계는 기본적으로는 이전에 제시된 슬롯 안테나 소자(2100)와 유사하다. 그러나, CRLH 안테나 구조를 구성하도록 이전 슬롯 안테나 소자(2100)에 대해 변형을 행해 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)를 형성한다.
도 25a에서, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 상부 도전층(2500-1)은 기판(2501)의 제1 면 상에 형성될 수 있다. 도전층의 예로는, 도전층의 다양한 형상 및 크기를 규정하는 경계 또는 둘레를 갖는, 금속판, 금속 시트 또는 다른 도전성 평면을 포함한다. 또한, 경계 또는 둘레는 하나 이상의 직선이나 곡선에 의해 규정될 수 있다. 기판(2501)을 노출시키고 사로 다른 배향 및 크기를 갖는 여러 개의 인접한 개구들이 상부 도전층(2500-1)의 말단에 형성되어 인접한 슬롯을 형성한다. 개구는 기계적이거나 습식 에칭 시스템과 같은 각종 에칭 방법을 이용하여 상부 도전층(2500-1)의 특정 부분들을 선택적으로 제거시킴에 의해 기판에 형성될 수 있다. 인접한 슬롯의 섹션들은 안테나 슬롯 섹션(2503), 연결용 슬롯 섹션(2504), CPW 슬롯 섹션(2507) 및 매칭 슬롯 스터브 섹션(2509)을 포함할 수 있다. 각각의 슬롯 섹션(2503 내지 2509)은 직사각형, 삼각형, 원형 또는 다른 다각형 형상을 포함하여 상이한 형상으로 구성될 수 있다. 또한, 각각의 슬롯 섹션들은 서로 다른 레벨로 위치되어 3차원(3D) 구조를 생성한다. 이 예에서, 각각의 슬롯 섹션(2503 내지 2509)은 직사각형 형상 또는 직사각형 형상들의 결합이 되도록 구성되지만, 배향 및 크기는 가변적이다. 예를 들어, 기판의 한 에지에 대하여, 각각의 직사각형 형상의 슬롯 섹션(2503 내지 2509)의 배향은 수직으로 또는 수평으로 배향된 개구를 포함하지만, 이들로만 제한되는 것은 아니다. 다른 가능한 배향은 0°와 360°사이의 범위에 속하는 임의 각도로 형성된 개구를 포함할 수 있다. 인접한 개구들의 특징들이 각종 슬롯 섹션(2503 내지 2509)에 대해 기술될 수 있다. 예를 들어, 안테나 슬롯 섹션(2503)은 상부 도전층(2500-1)에 개구를 형성함에 의해 규정될 수 있고, 그 개구는 상부 도전층(2500-1)의 말단에 위치되고 폐쇄 단에 인접한 일단 및 상부 접지(1705-1)에 인접한 다른 부를 갖는다. U-형상 구조를 형성하는 인접한 다수의 직사각형 개구를 포함하여, 제2 직사각형 개구는 안테나 슬롯 섹션(2503)을 CPW 슬롯 섹션(2507)의 일단에 연결시키는 연결용 슬롯 섹션(2504)을 형성한다. CPW 슬롯 섹션(2507)의 다른 단은 상부 접지(2505-1)에 형성된 폐쇄 단을 가지며, 매칭 슬롯 스터브 섹션(2509)을 형성하는 직사각형 개구의 자유 단에 연결된다. 인접한 슬롯들은 또한, 상부 도전층(2500-1)에 형성된 커플링 갭(2525)을 포함하여, 금속판(2527)과 상부 접지(2505-1)를 격리시킨다. 도 25a에 도시된 바와 같이 집중 커패시터(2129)가 상부 도전층(2500-1) 내의 커플링 갭(2125) 중간에 설치되어 상부 접지(2505-1)를 금속판(2527)에 용량적으로 결합시킨다.
도 25b에서, 슬롯 안테나 소자(2500)의 하부 도전층(2500-2)은 기판(2501)의 제2 면 상에 형성될 수 있다. 인접한 슬롯의 특정한 섹션은 하부 접지(2505-2) 등의 하부 도전층(2500-2) 위로 돌출될 수 있고, 다른 섹션은 도 25b에 도시된 바와 같이 하부 도전층(2500-2)에 형성된 절결된(clear-out) 섹션(2515) 위로 돌출될 수 있다. 절결된 섹션(2515)은 위에서 설명된 에칭 방법에 의해 형성되어 기판(2501)의 에지(2519)를 따라 시작하여 다른 에지(2521)까지 연장될 수 있다.
도 25a를 다시 참조해 보면, 절결된 섹션(2515) 위로 돌출되는 인접한 슬롯의 섹션들은 안테나 슬롯 섹션(2503), 연결 슬롯 섹션(2504) 및 매칭 슬롯 스터브 섹션(2509)을 포함한다. 절결된 섹션(2515) 아래로 돌출되는 인접한 슬롯의 섹션은 CPW 슬롯 섹션(2507)을 포함한다. 상부 및 하부 접지(2505-1 및 2505-2)는 기판에 형성된 비아 어레이(도시 안 됨)에 의해 함께 연결되어 연장된 접지면을 형성할 수 있다.
도 25a의 상부 도전층(2500-1)을 참조해 보면, CPW 슬롯 섹션(2507)에 의해 격리되는 금속 도전성 스트립의 일부가 접지된 동일 평면 도파로(CPW) 피드(2511)를 규정한다. 이 예에서, CPW 피드(2511)의 일단부는 상부 접지(2505-1)에 결합될 수 있는 한편, 다른 단부는 RF 신호 포트(2513)에 결합될 수 있다.
특수 응용을 위해 특정된 안테나 속성을 달성하기 위한 안테나를 설계함에 있어 슬롯 안테나 소자(2500)의 다수의 설계 파라미터 및 특징들을 이용할 수 있다. 일부 예들이 아래에 제공된다.
기판(2501)은 예를 들어, 100 mm × 60 mm × 1 mm(길이 × 폭 × 두께)일 수 있고, FR-4, FR-1, CEM-1 또는 CEM-3 등의 유전성 물질을 포함할 수 있다. 이들 물질은 예를 들어, 약 4.4인 유전 상수를 가질 수 있다.
CPW 피드(2511)의 치수는 각 측 상에 0.4 mm 갭을 갖고 약 1.4 mm × 8 mm가 되도록 설계될 수 있다. 안테나 슬롯 섹션(2503)의 치수는 약 3.00 mm × 29.05 mm가 되도록 설계될 수 있다. 연결용 슬롯 섹션(2504)의 치수는 약 0.4 mm × 6.0 mm가 되도록 설계될 수 있다. 매칭 슬롯 스터브 섹션(2509)은 상부 접지(2505-1)에 근접하여 형성될 수 있으며, 여기서 매칭 슬롯 스터브(2509)는 상부 접지(2505-1)의 상부 에지(2519)로부터 5 mm 떨어진 상부 접지(2505-1)에 대해 쇼트된다. 이 구현예에서는, 커플링 갭(2525)의 치수는 약 0.5 mm × 2 mm이며, 안테나 슬롯 섹션(2503)의 말단으로부터 약 1.05 mm 떨어져 위치된다. 절결된 섹션(2515)의 치수는 약 11 mm × 60 mm가 되도록 설계될 수 있다. CPW 피드(2511)는 예를 들어, 50 Ω을 포함하여 각종 임피던스를 수용하도록 설계될 수 있다.
도 25c에서, 메타물질 안테나 슬롯 장치(2500)의 등각도가 제시되며, 상부 도전층(2500-1), 기판(2501) 및 하부 도전층(2500-2)의 적층 배향이 예시된다. 슬롯, CPW 피드 및 상부 및 하부층의 접지와 같은, 도 25a 및 도 25b에 제시된 각종 소자들은 도 25c에 도시된 등각도로 제시된다.
메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)를 동작시키기 위해서는, RF 소스를 CPW 피드 포트(2513) 및 안테나 접지(2505)에 연결하여 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)를 여기시킬 수 있다. 인접한 개구 및 RF 소스에 의해 공급되는 전류 흐름에 의해 형성되는 도전성 에지를 따라 직렬 인덕턴스 LR, 분로 커패시턴스 CR, 분로 인덕턴스 LL 및 직렬 커패시터 CL이 유도될 수 있다. 인덕턴스 LR을 규정하는 구성 소자는 도 26a에 도시된 볼드 대시선(2601)으로 도시된 바와 같이, CPW 피드(2511)의 한 측 및 안테나 슬롯(2503)의 상측에 인접한 도전성 에지를 포함할 수 있다. 분로 커패시턴스 CR은 두 도전성 플레이트들(2603 및 2605) 사이에 형성된 갭에 의해 결정될 수 있어, 상부 도전층(2500-1)에서 안테나 슬롯(2503)을 규정한다. 이 예에서, 직렬 커패시턴스는 CL 및 C1을 포함할 수 있으며, 여기서 도 25a에서 도시된 바와 같이 CL은 커플링 갭(2525)에 의해 발생되고, C1은 집중 커패시터(2529)에 기인한다.
도 26b는 도 25a 내지 도 25c에 도시된 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 등가 회로 모델을 도시한다. 비록 구조적으로는 식별가능하지만, 이 등가 회로 모델은 도 3 및 도 9에서 설명된 1차원(1D) CRLH MTM 전송 선로(TL) 단위 격자와 유사한 단위 격자를 나타낸다. 예를 들어, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 CRLH 파라미터는 안테나 슬롯 섹션(2503), 연결용 슬롯 섹션(2504), 및 CPW 슬롯 섹션(2507)을 형성하는 도전성 섹션에 의해 규정되는 인덕턴스 및 커패시턴스에 대응하는 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시터 CR을 포함할 수 있다. 또한, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 CRLH 파라미터는 또한, 안테나 슬롯의 좌측 폐쇄 단에서 추가의 전류 흐름에 의해 유도되는 분로 인덕터 LL 및 직렬 커패시터(CL 및 C1)를 포함할 수 있으며, 여기서 CL은 커플링 갭(2525)에 의해 발생되고 C1은 집중 커패시터(2529)에 기인한다.
메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)는 CRLH 안테나 구조에 의해 규정되는 다중 공진 주파수를 포함할 수 있다. 예를 들어, 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시터 CR은 RH 영역에서 발생되는 공진에 기여할 수 있는 반면, 분로 인덕터 LL 및 직렬 커패시터(CL + C1)는 LH 영역에서 발생되는 공진에 기여할 수 있다. 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)에 Ansoft HFSS 등의 시뮬레이션 모델링 툴을 적용하여 반사 손실 및 임피던스 플롯을 포함하여 동작 주파수 및 기타 성능 데이터를 추정할 수 있다.
도 27 및 도 28은 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 시뮬레이트된 반사 손실 및 입력 임피던스의 실수부 및 허수부를 각각 예시한다. 도 27에서, 반사 손실 플롯은 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)가 약 0.825 GHz 및 3.26 GHz의 주파수 범위에서 동작하는 것을 나타낸다. 낮은 동작 주파수는 LH 모드에 기인할 수 있고, 높은 동작 주파수는 RH 모드에 기인할 수 있다. 비교하자면, 이전 슬롯 안테나 소자에서의 RH 모드는 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)에서의 RH 모드에 필적할 수 있는데, 이는 이들 슬롯 안테나 소자들 간에서의 구조적 및 전기적 유사성 때문이다.
동작 주파수 또한, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽을 보여주는 도 28로부터 추정될 수 있다. 이 도면에서 RH 및 LH 안테나 공진은, 도 27의 반사 손실 플롯에서 얻어진 주파수와 유사한, 약 0.82 GHz 및 3.495 GHz 각각에서 나타난다.
특정 안테나 소자의 구조적인 변형을 통해 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 한층 더한 튜닝 및 성능 증강이 가능할 수 있다.
도 29a 내지 도 29c는 본원에서는 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)라 칭하는, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)의 변형된 버전을 도시한다. 도 29a 내지 도 29c 각각은 일례의 실시 양태에 따른, 상층(2900-1)의 상면도, 하층(2900-2)의 상면도 및 슬롯 안테나 소자(2900)의 등각도를 나타낸다. 형태 및 기능 모두에서, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)는, 도 29a에서 도시된 바와 같이 안테나 슬롯(2903)을 두 부분으로 분리하기 위해 도전성 스트립(2951)을 포함하고, 안테나 슬롯(2903)의 분리된 부분 사이에 제2 집중 커패시터(2953)가 연결된 것을 제외하고는, 메타물질 슬롯 안테나 소자(2500)와 기본적으로 유사하다. 계속되는 시뮬레이션 결과에서 도시된 이들 추가의 구조는 메타물질 슬롯 안테나 소자(2900)를 한층 더 증강시키고 튜닝시킬 수 있다.
특수 응용을 위해 특정된 안테나 속성을 달성하기 위한 안테나를 설계함에 있어 제2 슬롯 안테나 소자(2900)의 다수의 설계 파라미터 및 특징들을 이용할 수 있다. 일부 예들이 아래에 제공된다.
기판(2901)은 예를 들어, 100 mm × 60 mm × 1 mm(길이 × 폭 × 두께)일 수 있고, FR-4, FR-1, CEM-1 또는 CEM-3 등의 유전성 물질을 포함할 수 있다. 이들 물질은 예를 들어, 약 4.4인 유전 상수를 가질 수 있다.
CPW 피드(2911)의 치수는 각 측 상에 0.4 mm 갭을 갖고 약 1.4 mm × 8 mm가 되도록 설계될 수 있다. 안테나 슬롯 섹션(2903)의 치수는 약 3.00 mm × 29.05 mm가 되도록 설계될 수 있다. 안테나 슬롯을 두 부분으로 분리하는 도전성 스트립(2951)은 약 0.4 mm × 6.0 mm일 수 있다. 연결용 슬롯 섹션(2904)의 치수는 약 0.4 mm × 6.0 mm가 되도록 설계될 수 있다. 매칭 슬롯 스터브 섹션(2909)은 상부 접지(2905-1)에 근접하여 형성될 수 있으며, 여기서 매칭 슬롯 스터브(2909)는 상부 접지(2905-1)의 상부 에지(2919)로부터 5 mm 떨어진 상부 접지(2905-1)에 대해 쇼트된다. 이 예에서, 커플링 갭(2925)의 치수는 약 약 0.4 mm × 6.0 mm이고 안테나 슬롯 섹션(2903)의 말단에서 약 1.05 mm 떨어져 위치된다. 절결된 섹션(2915)의 치수는 약 11 mm × 60 mm가 되도록 설계될 수 있다. CPW 피드(2911)는 예를 들어, 50 Ω을 포함하여 각종 임피던스를 수용하도록 설계될 수 있다.
도 29c에서, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 등각도가 제시되며, 상부 도전층(2900-1), 기판(2901) 및 하부 도전층(2900-2)의 적층 배향이 예시된다. 슬롯, CPW 피드 및 상부 및 하부층의 접지와 같은, 도 29a 및 도 29b에 제시된 각종 소자들은 도 29c에 도시된 등각도로 제시된다.
MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)는 RF 소스를 CPW 피드 포트(2913) 및 안테나 접지(2905-1)에 연결하여 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)를 여기시킴에 의해 동작될 수 있다. 인접한 개구 및 RF 소스에 의해 공급되는 전류 흐름에 의해 형성되는 도전성 에지를 따라 직렬 인덕턴스 LR, 분로 커패시턴스 CR , 분로 인덕턴스 LL 및 직렬 커패시턴스 CL이 유도될 수 있다. 인덕턴스 LR을 규정하는 구성 소자는 도 30a에 도시된 볼드 대시선(3001)으로 도시된 바와 같이, CPW 피드(2911)의 한 측 및 안테나 슬롯(2903)의 상측에 인접한 도전성 에지를 포함할 수 있다. 분로 커패시턴스는 CR 및 C2를 포함하며, 여기서 CR은 두 도전성 플레이트들(3003 및 3005) 사이에 형성된 갭에 의해 결정되어 상부 도전층(2900-1)에서 우측 안테나 슬롯(2903-1)을 규정하며, C2는 집중 커패시터(2953)에 기인한다. 또한, 도 29a에 도시된 바와 같이 직렬 커패시턴스는 CL 및 C1을 포함하며, 여기서 CL은 커플링 갭(2925)에 의해 발생되고, C1은 집중 커패시터(2929)에 기인한다. 분로 인덕턴스 LL은 볼드 도트선(3002)으로 도시된 바와 같이, 안테나 슬롯 장치(2900)의 좌측 폐쇄 단(2917)에서 추가의 전류 흐름에 의해 형성될 수 있다.
도 30b는 도 29a 내지 도 29c에 도시된 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 등가 회로 모델을 도시한다. MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 CRLH 파라미터는 안테나 슬롯 섹션(2903), 연결용 슬롯 섹션(2904), 및 CPW 슬롯 섹션(2907)을 형성하는 도전성 섹션에 의해 규정되는 인덕턴스 및 커패시턴스에 대응하는 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시터 CR을 포함할 수 있다. 이 예에서, 분로 커패시턴스는 커패시터(CR 및 C2)를 포함하며, 여기서 CR은 우측 안테나 슬롯(2903-1)의 상측 및 하측 도전성 플레이트들(3003 및 3005)에 의해 발생되고, C2는 집중 커패시터(2953)에 기인한다. 또한, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 CRLH 파라미터는 안테나 슬롯(2903)의 좌측 폐쇄 단(2917)에서 추가의 전류 흐름에 의해 유도되는 분로 인덕터 LL 및 직렬 커패시터(CL 및 C1)를 포함할 수 있으며, 여기서 CL은 커플링 갭(2525)에 의해 발생되고 C1은 집중 커패시터(2529)에 기인된다. 1차원(1D) CRLH MTM 전송 선로(TL) 단위 격자의 부품에 대해, 직렬 커패시터(CL + C1) 및 분로 인덕턴스(LL)는 단위 격자의 LH 부를 나타내며, 분로 커패시터(CR + C2) 및 직렬 인덕턴스(LR)는 단위 격자의 RH 부를 나타낸다.
도 31 및 도 33은 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 시뮬레이트된 반사 손실, 입력 임피던스의 실수부 및 허수부, 및 효율 플롯 각각을 예시한다. 도 31에서, 반사 손실 플롯은 메타물질 슬롯 안테나 소자(2900)가 LH 및 RH 모드 각각에 대응하는 약 0.88 GHz 및 1.9 GHz의 주파수 범위에서 동작하는 것을 나타낸다. 이전 예의 도 25에 도시된 시뮬레이트된 반사 손실에 비해, LH 공진에서의 시프트는 무시할 수 있을 정도로 보여지는데, 이는 직렬 커패시터(CL + C1)가 두 예에서 동일하기 때문이다. 그러나, RH 공진은 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900) 내의 추가의 집중 커패시터 C2로 인해 3.26 GHZ에서 1.9 GHz로 현저하게 시프트한다.
도 32는 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 입력 임피던스의 실수부 및 허수부 양쪽을 예시한다. LH 및 RH 안테나 공진은 약 0.88 GHz 및 1.76 GHz에서 각각 발생하며, 시뮬레이트된 반산 손실 플롯에서 얻어진 LH 및 RH 공진에 견줄만하다.
도 33은 MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 측정된 방사 효율을 예시한다. 0.88 GHz 및 1.92 GHz에서의 피크 효율은 각각 50% 및 81%로서, 이는 수용가능한 효율 레벨이 두 공진에서 가능함을 나타낸다.
전체적으로, 이들 결과에서는, LH 및 RH 공진이 CL + C1 및 CR + C2에 의해 각각 제어될 수 있고, 이런 설계는 LH 및 RH 영역 모두에서 적합한 효율 결과를 제공할 수 있음을 보여준다.
C1 및 C2를 제어하는 변형된 다른 구조는 인터디지털(interdigital) 커패시터 및 다른 커플링 갭 구성의 이용을 포함할 수 있다. 인터디지털 커패시터는, 예를 들어, 한 도전층 또는 서로 다른 도전층 상에 인쇄 또는 패턴화된 두 세트의 인터레이스형(interlaced) 도전성 금속 핑거를 포함한다. 예를 들어, 도 34a 내지 도 34c는 본원에서 MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)로 참조되는, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)의 변형된 버전을 도시한다. 도 34a 내지 도 34c 각각은 일례의 실시 양태에 따른, 상층(3400-1)의 상면도, 하층(3400-2)의 상면도 및 슬롯 안테나 소자(3400)의 등각도를 나타낸다. 형태 및 기능 모두에서, MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)는, 도전성 스트립(2951) 및 제2 집중 커패시터(2953)를 인터디지털 커패시터 C2(3451)로 치환하고, 커플링 갭(2925) 및 집중 커패시터(2929)를 연장된 커플링 갭 CL(3453)으로 치환하여 커플링 갭(2925)의 크기 및 형상을 증가시키는 것을 제외하곤, MTM-B1 슬롯 안테나 소자(2900)와 기본적으로 유사하다. 인터디지털 커패시터 C2(3451) 및 연장된 커플링 갭 CL(3453)의 치수를 제어함으로써, 도 31 내지 도 33에 도시된 바와 유사한 안테나 동작 주파수 및 효율 결과를 얻을 수 있다.
MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)의 크기, 형상 및 구조가 기본적으로 이전의 슬롯 안테나 소자(2900)와 유사하므로, 이전 슬롯 안테나 소자(2900)의 여러 설계 파라미터 및 특징들을 MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)에 직접 적용할 수 있다. 이들 설계 파라미터에 대한 전반적인 설명은 이전 예에서 제공되어 있다.
도 34c에서, MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)의 등각도가 제시되고, 상부 도전층(3400-1), 기판(3401) 및 하부 도전층(3400-2)의 적층 배향이 예시된다. 상층 및 하층의 접지, CPW 피드 및 슬롯과 같은 도 34a 및 도 34b에 제시된 각종 소자는 도 34c에 도시된 등각도로 제시된다.
MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)는 RF 소스를 CPW 피드 포트(3414) 및 안테나 접지(3405)에 연결시켜 MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)를 여기시킴으로써 동작될 수 있다. MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)의 CRLH 파라미터는 안테나 슬롯 섹션(3403), 연결용 슬롯 섹션(3404) 및 CPW 슬롯 섹션(3407)을 형성하는 도전성 섹션에 의해 규정되는 인덕턴스 및 커패시턴스에 대응하는 직렬 인덕터 LR 및 분로 커패시턴스 CR을 포함할 수 있다. 분로 커패시턴스는 커패시터(CR 및 C2)를 포함할 수 있으며, 여기서 CR은 우측 및 좌측 안테나 슬롯(3403-1 및 3403-2)의 상측 및 하측 도전성 플레이트(3408 및 3410)에 의해 발생되고, C2는 인터디지털 커패시터(3451)에 기인한다. 또한, MTM-B2 슬롯 안테나 소자(3400)의 CRLH 파라미터는 또한, 안네타 슬롯(3403)의 좌측 폐쇄 단(3417)에서 추가의 전류 흐름에 의해 유도되는, 분로 인덕터 LL 및 직렬 커패시터(CL 및 C1)를 포함할 수 있으며, 여기서 CL은 커플링 갭(3425)에 의해 발생되고, C1은 연장된 커플링 갭(3453)에 의해 결정된다. 이 예에서는, 이전 것에서와 같이, 직렬 커패시턴스(CL 및 C1) 및 분로 인덕턴스(LL)는 단위 격자의 LH 부를 나타내고, 분로 커패시턴스(CR 및 C2) 및 직렬 인덕턴스(LR)는 단위 격자의 RH 부를 나타낸다. 따라서, LH 및 RH 공진은 형상 및 크기와 같은 특정 속성을 변형시켜 연장된 커플링 갭(3453) 및 인터디지털 커패시터(3451) 각각에 영향을 미침으로써 제어될 수 있다.
이들 안테나 구조는 다중 공진을 발생할 수 있고, 단일 또는 다층 PCB 상에서의 프린팅 기술을 이용하여 제조될 수 있다. 또한, 본원에 기술된 MTM 안테나 구조는 이중-대역 및 다중-대역 동작과 같은 분리(dicconnected) 및 연결된(connected) 다중 대역을 커버할 수 있다.
비록 본 명세서가 많은 특이사항을 포함하지만, 이들은 본 발명의 사상 및 청구하고자 하는 것을 제한하려는 의도가 아니라, 특정 실시 양태에 고유한 특징들을 기술하고자 하는 것이다. 개별 실시 양태에 관련하여 본 명세서에서 기술된 특정한 특징들 또한 단일 실시 양태에서 결합하여 구현될 수 있다. 반대로, 단일 실시 양태에 관련하여 설명된 여러 특징부들은 또한, 다수의 실시 양태에서 개별적으로 또는 임의 적합한 서브결합으로 구현될 수 있다. 게다가, 특징부들이 특정 실시 양태에서 작용하는 것으로 앞서 설명되고 심지어는 그러한 것으로 청구되더라도, 청구된 결합에서의 하나 이상의 특징부들은 일부 경우에 그 결합에서 삭제될 수 있으며, 청구된 결합은 서브결합 또는 서브결합의 변형에 관련될 수 있다.
단지 몇몇의 구현예만이 개시되어 있지만, 그러나, 변형 및 개선 실시 양태가 가능할 수 있음을 이해할 수 있다.
Claims (28)
- 안테나 소자로서,
하나 이상의 직선 또는 곡선으로 규정되는 둘레를 갖는 도전층; 및
상기 도전층에 형성되어 슬롯을 규정하는 개구
를 포함하며,
상기 도전층 및 상기 슬롯은 CRLH(composite right and left handed) 구조를 형성하는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
제1 및 제2 면을 갖는 기판을 더 포함하며, 상기 도전층은 상기 기판의 상기 제1 면 상에 형성되어 제1 도전층을 형성하는, 안테나 소자. - 제2항에 있어서,
상기 기판의 상기 제2 면 상에 형성된 제2 도전층을 더 포함하는 안테나 소자. - 제3항에 있어서,
상기 제2 도전층은 상기 제1 도전층에 결합되는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 슬롯에 의해 규정되는 복수의 도전성 에지를 더 포함하는 안테나 소자. - 제5항에 있어서,
상기 안테나 슬롯에 결합된 도전성 소자를 더 포함하며, 상기 도전성 소자는 전자기 신호를 복수의 도전성 에지에 공급하는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 슬롯은 상기 도전층에 형성된 안테나 슬롯, 연결용 슬롯, CPW 슬롯, 매칭 슬롯 및 커플링 갭을 포함하는, 안테나 소자. - 제7항에 있어서,
상기 커플링 갭은 연장된 커플링 갭을 포함하는, 안테나 소자. - 제8항에 있어서,
상기 커플링 갭 및 상기 안테나 슬롯에 결합된 제1 집중(lumped) 커패시터를 더 포함하는 안테나 소자. - 제9항에 있어서,
상기 안테나 슬롯은 제2 집중 커패시터, 인터디지털(interdigital) 커패시터 또는 이들의 결합에 의해 두 섹션으로 분리되는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 슬롯은 안테나 슬롯 및 커플링 갭을 포함하고, 제1 인덕턴스가 상기 안테나 슬롯의 제1 에지에 가장 근접한 제1 도전성 소자 상에 형성되고, 제2 인덕턴스가 상기 안테나 슬롯의 제2 에지에 가장 근접한 제2 도전성 소자 상에 형성되고, 제1 커패시턴스가 상기 안테나 슬롯에 형성되고, 제2 커패시턴스가 상기 커플링 갭에 형성되는, 안테나 소자. - 제11항에 있어서,
상기 제1 인덕턴스 및 상기 제1 커패시턴스는 RH 공진 주파수를 규정하는, 안테나 소자. - 제12항에 있어서,
상기 제1 커패시턴스는 상기 제2 집중 커패시터에 의해 상기 RH 공진 주파수, 인터디지털 커패시터 또는 이들의 결합을 튜닝하도록 변경되는, 안테나 소자. - 제11항에 있어서,
상기 제2 인덕턴스 및 상기 제2 커패시턴스는 LH 공진 주파수를 규정하는, 안테나 소자. - 제14항에 있어서,
상기 제2 커패시턴스는 상기 제1 집중 커패시터, 커플링 갭 또는 이들의 결합에 의해 상기 LH 공진 주파수를 튜닝하도록 변경되는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 슬롯의 제1 에지에 가장 근접한 제1 도전성 소자는 RH 인덕터 소자를 규정하고, 상기 슬롯은 RH 커패시터 소자를 규정하고, LH 커패시터 소자는 상기 RH 인덕터 소자에 전자기적으로 결합되고, 상기 슬롯의 제2 에지에 가장 근접한 제2 도전성 소자는 RH 인덕터에 전자기적으로 결합되는 LH 인덕터 소자를 규정하는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 도전성 소자는 전자기파를 송신하거나 수신하는 동일 평면파(CPW) 피드를 포함하는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 CRLH 구조는 이중-대역 또는 다중 대역 주파수를 지원하는, 안테나 소자. - 제1항에 있어서,
상기 슬롯은 직사각형, 삼각형, 원형 또는 기타 다각형의 형상 또는 비선형 형상인 것인, 안테나 소자. - 안테나 소자로서,
슬롯 안테나;
직렬 커패시턴스; 및
분로 인덕터
를 포함하며,
상기 슬롯 안테나에 상기 커패시턴스 및 상기 인덕터를 로딩하여 CRLH 안테나를 형성하고 저주파수 공진을 여기시키는, 안테나 소자. - 제20항에 있어서,
상기 슬롯 안테나, 상기 직렬 커패시턴스, 및 상기 분로 인덕터는 유전성 기판의 단일 층 상에 인쇄되는, 안테나 소자. - 제20항에 있어서,
상기 직렬 커패시턴스 또는 상기 분로 인덕터는 개별 RF 성분인 것인, 안테나 소자. - 제20항에 있어서,
상기 슬롯 안테나, 상기 직렬 커패시턴스 및 상기 분로 인덕터는 3차원 구조를 형성하는, 안테나 소자. - 안테나 소자로서,
슬롯 안테나;
복수의 직렬 커패시턴스; 및
복수의 분로 인덕턴스
를 포함하고,
상기 슬롯 안테나에 상기 직렬 커패시턴스 및 상기 분로 인덕터를 로딩하여 CRLH 안테나를 형성하고 복수의 저주파수, 중간 주파수 또는 고주파수 공진을 여기시키는, 안테나 소자. - 제24항에 있어서,
상기 슬롯 안테나, 상기 직렬 커패시턴스, 및 상기 분로 인덕터는 유전성 기판의 단일 층 상에 인쇄되는, 안테나 소자. - 제24항에 있어서,
상기 직렬 커패시턴스 또는 상기 분로 인덕터는 개별 RF 성분인 것인, 안테나 소자. - 제24항에 있어서,
상기 슬롯 안테나, 상기 직렬 커패시턴스 및 상기 분로 인덕터는 3차원 구조를 형성하는, 안테나 소자. - 기판을 형성하는 단계;
상기 기판의 제1 면 상에 제1 도전층을 형성하는 단계로서,
하나 이상의 수평 개구에 연결된 하나 이상의 수직 개구에 의해 규정되는 복수의 도전성 에지를 형성하는 단계 및
상기 하나 이상의 수직 개구 및 상기 하나 이상의 수평 개구에 의해 규정되는 도전성 소자 - 상기 도전성 소자는 상기 복수의 도전성 에지에 전자기 신호를 공급함 - 를 형성하는 단계를 포함하는 상기 기판의 제1 면 상에 제1 도전층을 형성하는 단계; 및
상기 기판의 제2 면 상에, 상기 하나 이상의 수평 개구에 연결된 상기 하나 이상의 수직 개구에 의해 규정된 상기 복수의 도전성 에지의 일부와 중첩되도록 구조화되는 제2 도전층을 형성하는 단계
를 포함하며,
상기 기판, 상기 복수의 도전성 에지, 상기 하나 이상의 수직 및 수평 개구 및 상기 제2 도전층은 CRLH(composite right and left handed) 구조를 만들도록 구조화되는, 방법.
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