CN103548205B - 可调阻抗表面 - Google Patents

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Abstract

本文公开了一种可调阻抗表面，该可调阻抗表面包括布置在二维阵列中的多个元件；还包括可变负电抗电路装置，用于可控地改变所述二维阵列中至少选择的相邻元件之间的负电抗。

Description

可调阻抗表面
相关申请
本发明要求下面的美国临时申请的权益：（i）2011年9月21日提交的序号为61/537,488、标题为“Wideband Tunable Impedance Surfaces”的美国临时申请；（ii）2011年4月7日提交的序号为61/473,076、标题为“Wideband Adaptable Artificial ImpedanceSurface”的美国临时申请；（iii）2011年7月6日提交的序号为61/473,076、标题为“Differential Negative Impedance Converters and Inverters with TunableConversion Ratios”的美国临时申请，它们全部通过引用并入本文。
本发明还涉及2010年4月27日提交的序号为12/768,563、标题为“Non-FosterImpedance Power Amplifier”的美国专利申请，通过引用将其公开并入本文。
本发明还涉及与该申请同日提交的序号为13/441,730、标题为“DifferentialNegative Impedance Converters and Inverters with Tunable Conversion Ratios”的美国专利申请（代理人案号：626614-1），并通过引用将其公开并入本文。
技术领域
本公开涉及宽带可调阻抗表面。除此之外，本公开还涉及具有改良的带宽的可调阻抗表面。术语“可调阻抗表面”是指一类被称为人造阻抗表面（AIS）、人造磁导体（AMC）和频率可选表面（FSS）的表面，本公开涉及具有可变负电感的电路的使用，其用于不仅仅提供可调谐性，还提供比已知的现有技术中更宽的带宽。在可调阻抗表面中，空间平面波或附加的表面波所遇到的阻抗都是可变的，并且其相对于加载了可变电抗器的传统无源人造阻抗表面和现有技术的无源人造阻抗表面具有更宽的带宽性能。特别地，本公开涉及为传统无源AIS/AMC/FSS加载利用非福斯特电路（NFC）技术实现的可调负电感器。
背景技术
由于空气动力学和造型等原因，在许多移动平台上是需要共形和隐蔽天线的。这种天线已经被实现为人造阻抗表面（AIS）或被实现在人造阻抗表面上，并且已经与频率可选表面（FSS）相关联。AIS还可以被称为人造磁导体（AMC），特别是其上面只布置了一个单独的天线时。AMC、AIS、FSS都是本领域内众所周知的，并且彼此非常相似，也就是说本领域内的技术人员不必在这些术语之间保持明显的界限。一般地将AMC、AIS、FSS称为阻抗表面，如果它们是可调谐的则在本文中称为可调阻抗表面。
AIS和AMC常常具有接地平面，该接地平面与小导电板块阵列紧密相间。AIS自身可充当天线，但是在使用中，AMC常常具有一个单独的天线置于其上面。除了使用方式（以及其中一个上面特别安装了天线），AIS与AMC在其它方面基本上几乎相同。另一方面，FSS常常不具有接地平面，因此它可以对某些频率是不透光的（反光的），而对其它频率是可透光的，很像滤光器。FSS与AMC或AIS很相像，除了它通常没有接地平面。这些设备（AMC、AIS、FSS）都运行在RF频率并且在UHF和更高的频率具有许多应用。典型的现有技术的AMC、AIS、FSS或者完全是无源性质的或者使用（例如）可变电抗器来根据需要对AMC/AIS/FSS进行调整，例如：
B.H.Fong、J.S.Colburn、J.J.Ottusch、J.L Visher、D.F.Sievenpiper2010年Trans.Antennas and Propag.，vol.58,pp.3212-3221的“Scalar and TensorHolographic Artificial Impedance Surfaces”，讨论了一种无源AIS。通过引用将该文献的公开并入本文。
J.S.Colburn、A.Lai,D.F.Sievenpiper、A.Bekaryan、B.H.Fong、J.J.Ottusch、P.Tulythan2009年Proc.IEEE Antennas and Propagation Society Int.Symp.,pp1-4中的“Adaptive Artificial Impedance Surface Conformal Antennas”，讨论了可调AIS。
D.Sievenpiper、G.Tangonan、R.Y.Loo、J.H.Schaffner的2002年11月19日公布的标题为“Tunable Impedance Surface”的美国专利US6,483,480。
D.Sievenpiper、G.Tangonan、RJ.Harvey、R.Y.Loo、J.H.Schaffner的2003年3月25日公布的标题为“Tunable Impedance Surface”的美国专利US6,538,621。
但是，在VHF和UHF频率许多可能使用AIS/FSS天线技术的相关平台大约处于波长或更小尺寸的数量级，这表示天线为小电天线。因此，当进行无源匹配时，Chu限制规定的基本带宽效率权衡限制了性能。
可通过对无源人造磁导体结构加载NFC（即，负电感和负电容）实现宽带人造磁导体（AMC），一种特定情况为AIS，如D.J.Kern、D.H.Werner、M.J.Wilhelm2003年Proc.IEEEAntennas and Propagation Society Int.Symp.,pp427-430中的“Active NegativeImpedance Loaded EBG Structures for the Realization of Ultra-WidebandArtificial Magnetic Conductor”所建议的。在该论文中仅呈现了具有理想NFC的模拟结果，对于如何实现这种应用中所需要的稳定NFC，没有提供任何细节。
NFC（非福斯特电路）的命名是因为它们违反了福斯特电抗原理并通过利用负电感器或负电容器取消天线或宽带表面导抗克服了这些限制。参见上面提到的Kern的文章以及S.E.Sussman-Fort和R.M,Rudish2009年8月在IEEE Trans.Antennas and Propagat.,vol.57,no,8中的“Non-Foster impedance matching of electrically-smallantennas”。这些非无源电抗元件是使用负阻抗转换器（NIC）或负阻抗逆变器（NII）合成的。NIC是将无源电容器转换为负电容器的反馈电路，NII是将无源电容器转换为负电感器的反馈电路。也可以使用这些电路来使用无源电感器制作负电容器和负电感器，但是，由于使用半导体制造技术更容易制作负电容器，因此本文假定负电容器优选的用于生成本文所需要的负电感（使用NII）或负电容（使用NIC）。
实现NFC的主要挑战是稳定性。NIC和NII是条件稳定的，并且当导抗清除更完全时稳定裕度通常接近零。因此，文献中很少有VHF或以上频率的稳定性证明的报告。上面提到的Sussman-Fort、Rudish、K.Song、R.G.Rojas在2010年7月的Proc.IEEEAnt.Prop.Int.Symp.的“Non-Foster impedance matching of electrically smallantennas”公布了负电容电路并测量了小电单极天线中所实现的增益改善。
一类众所周知的AIS包含印刷在薄的接地的电介质衬底上的金属图案。它们可用于合成用于实现低剖面天线的窄带人造磁导体（AMC）以及用于抑制窄带上的表面波。它们可以被制作成可调谐的。例如，参见上面提到的Sievenpiper等的美国专利US6,538,621。此外，HRL展示出它们可用于构建具有任意辐射图的定向天线，以及使用具有全息印图技术的共形表面引导障碍物附近的入射能。参见上面提到的B.H.Fong等的标题为“Scalar andTensor Holographic Artificial Impedance Surfaces”的论文。现有技术中的AIS的主要问题是有效带宽，即将它们的阻抗维持在规定值附近的频率范围。本发明通过增加AIS的带宽（以及因此增加了合成AMC的带宽）解决了这个问题。本发明也可用于增加FSS的带宽。
发明内容
本发明的技术可用于对现有技术的AMC、AIS、FSS进行修改从而增加它们的带宽，但是这里主要是针对可调AIS进行了描述（AMC可以被认为是AIS的子集，因为AIS运行时本身可起到AMC的作用）。没有对可调FSS的实施例给予描述，因为相比于可接受宽带的AIS/AMC，对于可接受宽带的FSS的需求要小的多。事实上，本发明可用于增加现有技术的可调AMC、AIS、FSS的带宽，在本文中这些表面一般仅指简单可调阻抗表面。
在一个方面，本发明提供了一种可调阻抗表面，该可调阻抗表面包括：（a）布置在二维阵列中的多个元件；以及（b）可变负电感电路构造，用于对所述二维阵列中至少所选择的相邻元件之间的负电感进行可控制的改变。
附图说明
图1a图示了一个无源AIS，其中置于相邻导电板块之间的传统的电容元件被负导电载荷替代，并使用NII（一种有源非福斯特电路）用于宽带电抗匹配。
图1b示出了图1a中的实施例的俯视图，其示出了各组件之间的连接；为了便于图示，仅示出几个板块和NII。
图1c示出了图1a中的实施例的剖视透视图。
图1d示出了图1a的实施例的底面。
图2为负电感集成电路的示意图，该电路将负载电容CL转换为端子上的负电感，并实施为用于IBM8HP SiGe工艺中的IC。
图3图示了负电感电路的1x1mm2晶片。其中有两个RF触点、两个电源触点、两个控制触点。
图4为图2和图3的等效电路的示意图。
图5为图4的等效电路参数作为控制电压VR的函数。
图6为示出了VR=2.2V时第三IC测试和模拟的电路导纳的曲线图。
图7和8包含了加载了可调负电感电路的AIS的垂直入射平面波的模拟反射系数的绘图。
图9为负电感电路的方案设计，其示出了比图2的简单原理图更多的细节。
具体实施方式
非福斯特电路提供了一种超出Wheeler/Chu limit的用于增加小电天线带宽的方式。参见2010年4月27日提交的编号为12,768,563、标题为“on-Foster Impedance PowerAmplifier”的美国专利。在本文公开的实施例中，利用非福斯特电路构建宽带人造阻抗表面（AIS）和宽带频率可选择表面（FSS）。非福斯特电路的命名是因为它们事实上违反了针对无源网络的福斯特原理，并可具有作为频率的递减函数的纯电抗。它们允许在十进制带宽上创建有效的负电容器或负电感器。在根据本发明的实施例中，非福斯特负电感器与其它无源AIS5一起使用，从而获得宽带阻抗表面，该表面的反射系数随频率缓慢变化，参见图7。
将图1与现有技术的可调AIS/AMC/FSS（例如，参见上面提到的Sievenpiper的专利）进行比较，现有技术中使用的位于相邻导电板块10（其形成了可调AIS/AMC/FSS中的多个单元元件）之间的电容元件在该实施例中被使用NII12的可变负电感负载代替。板块10通常为每个边的尺寸等于大约目标频率（其可以是目标频带的中心）的十分之一的金属几何板块。并非限制性地，这些板块可以是如图1a中所示的正方形的，或者它们可以具有一些其它合适的、重复的几何形状，如上面提到的美国专利6,538,621中图示的六边形和三角形。为这些板块选择的具体的形状将有可能影响到相邻板块10之间使用的调整元件的数量。目标频率为（i）可以安装在AIS5上的天线（未示出）在AIS5充当AMC时的操作频率，或者（ii）当AIS自身作为天线运转时的频率（参见Fong的论文）。板块10安装在电介质表面20上，该电介质表面20通常具有相关联的RF接地平面25，在该实施例中板块通过金属通路导体11耦接到RF接地平面，通路导体11将每个板块10耦接到下面的RF接地平面25。如果不存在RF接地平面25（因此也不存在通路导体11），则图1a所图示的表面被称为FSS。如果存在RF接地平面25，但是没有使用通路导体11，则该表面被称为AIS。如果RF接地平面25和通路导体11二者都存在，则该表面被称为AMC。对于FSS、AIS、AMC，板块10通过位于相邻板块10之间的NII12（在某些实施例中为NIC12）与相邻板块10连接。NII提供了相邻板块10之间的负电感，而在某些实施例中可使用NIC提供相邻板块10之间的负电容。NIC（或使用的NII）12可安装在一个单独的公共表面20上，如图1a所示，或者安装在多个表面20上的多层结构中。本文公开的优选的实施例中使用了NII12，因此本公开的多数情况下非福斯特电路指的是NII，但是，应当了解，在一些实施例中将会证明用NIC代替本文提到的NII是有用的。
图1b更详细地示出了图1a中的实施例的一部分。图1b示出NII12本身优选的是安装到印刷电路板16上。在该简易图示的视图中只图示出了3个NII12，应当理解的是，通常会在相邻板块10之间横向地采用附加的NII12，如图1a中的实施例所示。印刷电路板16板块包括穿销18与NII12的连接端子之间的导电线路22，用于提供下面描述的控制信号和电压。NII12的负电感连接通过导体14与板块10连接，导体14可以是焊料或者金属板块与焊料的组合物。
为了便于图示，图1b中只图示了六个板块10，图1a中只图示了十六个板块10。应当理解的是，现实中本工艺的实施例可能会具有数百或数千甚至更多的板块10以及置于公共衬底20上的相关的NII12。
图1c示出了图1a和1b中所示的实施例的剖视透视图。为了便于图示，没有示出所有的组件（例如，为了便于图示，在该视图中只示出了一个用于将各个板块10连接到RF接地平面25的通路导体11）。并非限制性地，通过对图1a-1d中所示的符合本发明的原理的选择性实施例的理解，图1c示出穿销18优选的是通过表层30延伸到电介质20的下方，从而与印刷电路板28的布线层27连接。印刷电路板28可在它的一个表面上包含RF接地平面25，并在它的另一个表面上包含DC接地平面29。穿销18可通过例如图1c中所示出的旁路电容26耦接到RF接地平面25，也可更接近NII12使用旁路电容23从而将导线23（通过薄片12和通路导体11）耦接到RF平面25。层30可包括绝缘的或其它材料，选择这些材料的原因不是因为其电气性质。例如，层30可以与所提供的绝缘通孔（未示出）电连通，从而允许穿销18穿过它而不与它接触。
图1d示出了图1c的实施例的印刷电路板28的布线层27，并示出了印刷电路板28可包括位于穿销18与印刷电路板28边缘之间的导电线路31。此外，印刷电路板28还可包括覆盖印刷电路板28的全部或部分底面的DC接地平面29。如果DC接地平面29覆盖了印刷电路板28的全部底面，则导电线路31优选的是夹在DC接地平面29与RF接地平面25之间的多层印刷电路板28中。如果需要连接NII12，线路31可出现在一个公共层上或多个层上。
NII12优选的是利用上述的印刷电路板16实施为置于如上面所描述的图1a的表面20上的集成电路（IC）。图2为负电感集成电路的一个优选实施例的示意图，该电路将负载电容CL转换为端子YNII上的负电感。每个NII12上的端子YNII通过导体12与图1a中所示的相邻导电板块10连接。优选地，负电感IC12的核心是差动式NII（参见图2），在该实施例中其优选的是包含两对交叉耦合的差动NPN晶体管。在RF端（在集电极Q3与Q4之间），通过转换因数按比例反置NII将负载导纳（连接在集电极Q1与Q2之间）转换为它的负值。忽略输出节点的寄生：
YNII=-K2/YL
其中对于第一阶：
K2=gm 2/[(2+gmR1)(2+gmR2)]
gm为各个晶体管的跨导并假定为对于Q1-Q4是相同的，R1为发射极Q1与Q2之间的电阻，R2为发射极Q3与Q4之间的电阻。忽略全部寄生，输入电感为LNII=-CL/K2。通过改变R2调谐LNII，这是通过改变NFET M1的栅极电压VR实现的。在图2的NII的实施例中，R2包括100Ohm的定值电阻器和NFET M1的并联组合作为电阻器，其电阻取决于栅极（VR）与源极/漏极之间的电压。在该实施例中，M1与定值电阻器的并联组合产生了20-100Ohm的可变电阻。通过对电流源CS1-CS4的偏置电流进行设置，可使用控制信号VC对跨导gm进行调整，从而影响上述的K1的值。
在该实施例中，优选地，发射极Q1-Q4处的电流源CS1-CS4将静态电流设置为每晶体管2mA（可通过控制信号VC对该电流进行控制），通过共模反馈电路CMF B1和CMF B2对集电极电压进行设置。由于这些差动对是DC耦接的，基极电压等于集电极电压（除了器件失配的影响）。在图9中结合其它电路细节更详细地示出了共模反馈电路CMF B1和CMF B2。图2的电路除了VR和VC还具有Vdd和DC接地连接（除了连接到板块10的连接12）。Vdd、DC接地、VR、VC连接解释了图1c所示的四个穿销18。由于其中一个穿销耦接到DC接地，因此可将它直接耦接到DC接地平面29（如果使用的话），而不是通过布线层27中的导线31连接到DC接地。在一些实施例中可省略VC连接，因为尽管控制图2的电流发生器的能力是有用的，但是期望这对于许多实施例是不需要或不必要的。
利用IBM8HP SiGe BiCMOS工艺，将图2的电路实施在了1x1mm2晶片上（参见图3）。在该特定实施方式中，CL包括两个并联的2.5pF金属绝缘体金属（MIM）电容器，并且在该特定实施中，M1为氧化膜NFET，其宽度和长度分别为60和0.48μm。优选地，RF焊盘置于IC的左边和右边，并且它们的中心距优选地是750μm。利用图2的AIS5时，各个RF焊盘耦接到相邻板块10。优选地，同时在顶部和底部提供DC焊盘：Vdd和GND电源，VC控制静态电流，VR调节负电感。顶部焊盘是对底部DC焊盘的备用：从左到右为VR、Vdd、VC、GND。因此，该电路实施为IC，其优选的是对称的（以180度旋转），这在某些情况中对组装可能是有利的。当然，如果不需要这样的对称性，则可取消额外的焊盘布置。
图2和图3的NII12的实施例实现了稳定的可调负电感集成电路。图3图示的三个SiGe IC（与43nH电感器并联，其确保电路的稳定性并接近AIS的载荷）的1端口S参数是从30MHz至3GHz作为调节电压VR的函数测量的。随后，在后处理中，利用开路短路负载（Open-Short-Load）校准将43nH电感器从测量的S参数中移除，同时提取了负电感电路的等效电路模型参数。图4为图2、图3、图5的等效电路的示意图，其描绘出了作为VR的函数的等效电路参数。该等效电路数据对于所测试的全部三个运行的非福斯特IC模块都展示出-70nH至大约-43nH的稳定的可调负电感。根据我们的了解，这是对非福斯特IC稳定性的首次证明。
在图4中，L和R分别是负电感和电阻，它们主要由YL的负逆贡献。G与C是正的，它们主要由输出节点处的分流寄生引起。模型的导纳与从10MHz至1GHz测量和模拟（CadenceSpectre）的导纳高度一致。图6中示出了VR=2.2V时第三IC测试（NII3）与仿真的情况。图5图示了从所测试的三个运行的非福斯特IC模块提取的等效电路数值。当VR从1.5至2.6V变化时，电感被从-70至-45nH调谐。
对于图2和图3的电路以及上述的三个IC测试的额外信息，参见附录A：C.R.White,J.W.May与J.S.Colburn2012年一月的IEEE MWCL,Vol.22,No.1上的“A VariableNegative-Inductance Integrated Circuit at UHF Frequencies”，在此通过引用将其并入本文，以及附录A：D.J.Gregoire、C.R.White、J.S.Colburn的“Non-FosterMetamaterials”，在此通过引用将其并入本文。
图7和8包含了垂直入射平面波离开加载了可调负电感电路12的AIS的模拟反射系数的曲线图。所使用的AIS单元元件的几何结构为65x65mm金属板块10并具有位于板块10之间的置于1英寸泡沫衬底上的10mm的缺口。在这些仿真中，是通过全波仿真对AIS建模的，其中假定垂直入射处具有无限周期性结构，并且负电感电路被建模为用于对图2和3中的电路进行设计的完全小信号模型。这些反射结果表明，可通过较宽的宽带获得缓慢变化的阻抗。此外，可通过改变调节电压VR对该缓慢变化的阻抗进行调整。
图9中示出了另一个负电感电路的示意图，其包括对图2的电路的运转提供额外信息的解释说明，并更详细地示出了所提出的电路。
已经结合一些实施例对本发明进行了描述，本领域技术人员容易想到对本发明的修改。因此，本发明不限于所公开的各实施例，除非所附权利要求特别要求。
优选地，本文描述的所有元件、部件、步骤都被包括在本发明中。需要了解的是这些元件、部件、步骤中的任何一个都可被其它元件、部件、步骤替换或被全部删除，这对领域内的技术人员是显而易见的。
总体上，本文公开了一种可调阻抗表面，该可调阻抗表面包括布置在二维阵列中的多个元件；还包括可变负电抗电路装置，用于可控地改变所述二维阵列中至少所选择的相邻元件之间的负电抗。
概念
本文至少公开了下面的概念：
概念1.一种可调阻抗表面，该可调阻抗表面包括：（a）布置在二维阵列中的多个元件；以及（b）可变负电抗电路装置，用于可控地改变所述二维阵列中至少选择的相邻元件之间的负电抗。
概念2.如概念1所述的可调阻抗表面，还包括具有第一主要表面和第二主要表面的衬底，所述衬底在其第一主要表面上支撑接地平面并在其第二主要表面上支撑所述多个元件和可变负电抗电路装置，该衬底的厚度使得所述接地平面与所述多个元件之间的距离小于目标射频的波长。
概念3.如概念2所述的可调阻抗表面，其中可变负电抗电路装置能够响应于一个或多个控制信号而进行调整，从而空间地调谐所述可调阻抗表面。
概念4.如概念3所述的可调阻抗表面，其中所述多个元件中的每一个具有小于目标射频的波长的外径。
概念5.如概念1所述的可调阻抗表面，其中所述多个元件通过支撑所述接地平面的衬底中的通孔直接或欧姆性地耦接到接地平面、所述多个元件和所述可变负电抗电路装置。
概念6.如概念1所述的可调阻抗表面，还包括具有两个主要表面的衬底，所述衬底在其公共主要表面上支撑所述多个元件和可变负电抗电路装置。
概念7.如概念6所述的可调阻抗表面，其中所述可变负电抗电路装置中的每一个可变负电抗电路具有可调整负电抗，该可调整负电抗由控制信号控制以对可调阻抗表面进行空间地调谐。
概念8.如概念1所述的可调阻抗表面，其中所述可变负电抗电路装置包括多个负电抗集成电路，所述多个负电抗集成电路中的每个负电抗集成电路都被耦接到所述多个元件中的相邻元件之间。
概念9.如概念1所述的可调阻抗表面，其中所述可变负电抗电路装置中的每个负电抗电路由控制电压控制。
概念10.如概念1所述的可调阻抗表面，其中所述可变负电抗电路装置中的每个负电抗电路包括两对差动式耦接的晶体管、耦接到所述两对差动式耦接的晶体管中的第一对的载流电极之间的电容器，其中在所述两对差动式耦接的晶体管中的第二对的载流电极之间实现负电抗。
概念11.如概念1所述的可调阻抗表面，其中所述可变负电抗电路装置中的每个负电抗电路包括：
两对交叉耦合的晶体管；
电抗性负载及第一控制电阻，所述电抗性负载耦接到所述两对交叉耦合的晶体管中的第一对的第一载流电极，以及所述第一控制电阻耦接到所述两对交叉耦合的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第二控制电阻，其耦接到两对交叉耦合的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为每对交叉耦合的晶体管的至少一个载流电极供应电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到每对交叉耦合的晶体管的载流电极；以及
多个端子，其耦接到两对交叉耦合的晶体管中的所述第二对的载流电极，第一控制电阻和第二控制电阻的阻值的积的函数设置了电抗性负载与所述多个端子上的负载之间的转换比，所述多个端子耦接到所述二维阵列中的至少所选择的所述相邻元件。
概念12.如概念1所述的可调阻抗表面，其中所述负电抗为负电感。
附录A
非福斯特超材料
D.J.Gregoire,C.R.White and J.S.Colburn
HRL Laboratories LLC
3011Malibu Canyon Rd.
Malibu,CA90265
我们研究了加载在超材料属性上的非福斯特效应。非福斯特电路的特点是其负电抗。人工磁导体（AMC）是一种在其表面上具有的边界条件的超材料。AMC接地平面上的贴片天线的镜像电流加强天线的电流并提高其增益，然而，AMC边界条件通常仅在较窄的带宽上有效，这限制了天线的工作带宽。我们将展示加载具有负电感的AMC将如何使其带宽以超过10的系数增加。我们展示出对带宽大于150%的非福斯特加载的VHF-UHF AMC的测量。这些结果与带宽小于20%的电容加载的等效AMC进行比较。
1、引言
在本文中，我们提出了所认为的非福斯特加载的AMC的第一范例，也将其称作有源AMC（AAMC）。我们已经观察到VHF-频带的AAMC的带宽超过150％。
非福斯特电路是用于产生负电容和负电感的有源电路元件。其名称暗示了其违反福斯特电抗定理，即“无源、无损二端子（一端口）网络的电抗总是随着频率的增加而单调递增”。非福斯特电路可以被用于多种应用，包括消除小电天线的电抗[2]，或用于创建宽带人工磁导体（AMC）。
AMC是一种在有限的带宽上模拟磁导体的超材料。磁导体是一种假设的对电导体进行磁模拟的材料。其边界条件决定了磁场的正切分量在边界消失。于是，镜像电荷和并行电流与其源具有相同的极性。这样的材料（如果存在）将允许将天线放置为使其辐射电流与表面平行，从而扩大了低轮廓共形天线的设计空间[3]-[8]。
图1.AAMC概念是为了增大传统AMC结构的电感及带宽，并利用负电感使得VHF/UHFAMC在集成天线应用中变得实用。
AMC带宽通常被定义为反射波的相位处在-90°和90°之间的范围。该带宽随其基板的电感而缩放[3]。当非福斯特负电感加载AMC时，其负电感与基板电感平行，导致AMC电感及其带宽净增加。图1概念性展示了AAMC，并与在相同的频率谐振的无源电容加载的AMC进行比较。AMC由分布在厚接地电介质基片的顶部上的金属贴片阵列组成，在各贴片之间电连接有电抗性负载。非福斯特加载以及电容加载均降低了AMC的谐振频率。在此示例中，谐振频率为300MHz。电容性加载导致带宽降低，而非福斯特加载导致带宽增大。这通过查看简单LC并联电路模型可以很容易地被理解。
2、非福斯特电路
使元件实现AAMC的关键是非福斯特电路（NFC），它提供了负电感（随ωL变化的电抗，其中ω是弧频率，L是以亨为单位的电感并且为负）。该负电感可以使用负阻抗转换器（NIC）或负阻抗逆变器（NII）实现，如图2所示。NIC是一个两端口电路，其一个端口的输入阻抗是跨另一端口连接的阻抗的负值；电感被转换为负电感。另一方面，NII是个两端口电路，其一个端口的输入阻抗是跨另一端口连接的导纳的负值；电容被转换为负电感。NII对于负电感的集成电路实施方式来说是有利的选择，因为片上电容较小而且品质高，然而片上电感品质因数（Q）低而且尺寸较大。
图3给出了AAMC架构示意图。开发这种方法是为了最小化RF路径中的寄生同时使其兼容批量生产过程，最小化RF路径中的寄生对非福斯特电路的稳定性是至关重要的。非福斯特负电感被制造为集成电路，然后用倒装芯片技术将其安装到一个小的载体PCB上。这种IC可从工厂订购，其上已经安装了倒装芯片凸点。通过将RF引脚焊接到相邻的金属焊盘上，将小的载体PCB附接至AAMC顶层的金属焊盘，从底部接地平面获得偏置，底部接地平面的引脚也焊接至载体PCB构造上。这种方式允许精确地对载体PCB进行跟踪和组装，与要求较低精度并需要在较大尺寸上完成的金属片的制造完全分离开。
图4a示出了NIC的一种实现。可以通过假设具有无限跨导的理想器件（没有寄生电容，没有栅极电流，无限漏源电阻）来理解NIC的小信号操作。在这个电路中，输入端的电压等于ZL（其是负电感情况下的电感）两端的电压，输入电流等于通过ZL的电流乘以缩放因子-R2/R1。因此输入阻抗ZL’由下式给出：
图2.用来实现非福斯特阻抗的两端口电路NIC和NII
图3.AAMC构造：左侧示出了将非福斯特IC倒装到载体PCB板上的细节；右侧示出了PCB载体板如何安装到AMC表面上。
图4.NIC和NII电路：（a）NIC电路的一种实现；（b）从（a）中的NIC电路导出的NII电路；（c）ZAMC为两个NII端子之间的单位阻抗。
可以通过重新排列端口和电阻器的位置将NIC转换成NII。交换输入和负载端口，然后将负载与R1交换，则给出图4b的NII电路。NII的输入阻抗由下式给出：
所有已知的NIC和NII电路采用反馈并且为有条件稳定。这些电路的稳定性已成功地通过Middlebrook[9]的技术进行仿真而得以预测，该电路对于ZL和ZAMC是稳定的，于是环路增益T为非负实部并且<-1（这里假设负反馈）。此NII的环路增益是：
当ZAMC=-ZL’时，该增益为-1。当BL’=-BAMC时，出现与AMC相关联的零相反射，但由于辐射，跨导GAMC阻止了T变为理想负电感的负实部YL’。通过增加AMC结构的厚度或者增加单元元件的尺寸（从而减少了带宽）来降低给定频率处的BAMC。
AAMC中使用的NFC[10]采用BiCMOS技术设计，因为它会带来优异的模拟性能、低DC功耗和控制电导的更大的灵活性。使用微分拓扑结构，因为它简化了电路偏置网络并消除了会造成稳定性问题的一些组件（如隔直流电容器）。通过应用偏置电压，NFC负电感从-70nH到-40nH可调。
NFC稳定性是一个关键问题，需要格外小心以确保电路将在目标范围内稳定。例如，输出引脚的串联电阻在电路的设计中非常敏感，所以在IC布局中使用额外的通孔以尽量减少串联电阻。分析表明，保持引脚电阻小于2欧姆，使得AAMC在200-500MHz稳定工作。为了尽量减少安装结构中的寄生导致的不稳定的风险，我们采用倒装芯片技术代替引线键合。
采用IBM8HP工艺（130纳米BiCMOS）制作NFC。直接探针测试来检验NFC的稳定性和等效电路参数。这些非福斯特IC的所观察到的稳定性和振荡与仿真和设计预期相符。图5示出了安装在载体板上的NFC和等效电路模型。
使用从30MHz至1000MHz测量到的S参数数据来提取作为偏置电压的函数的等效电路模型参数。在图6中绘制了数十个NFC的相对偏置电压的参数。十分之一明显超标而被排除使用。其余的很紧密。整体上，在超过100个NFC中实现了高于80%的产率。负电感从约-70nH到-47nH调谐，非常接近于设计规格。该范围被设置为与测量探针平行的43nH电感限制为处于上端。超出该值的NFC调谐会导致电路振荡。
图5：a）具有负电感NFC和片外贴装电容器的AAMC载体PCB板；b）NFC等效电路模型，L、R均为负的并且随调谐变化。
图6.根据对于10个NFC的控制电压测量的S参数数据提取的等效电路参数。#1.43号NFC出界被排除。
3、人工磁导体
磁导体是一种假设的对电导体进行磁模拟的材料，其边界条件决定了磁场的正切分量在边界消失。典型的AMC利用由周期性分布在接地电介质层上的金属贴片的网格组成层叠结构实现[3]-[8]。
AMC最简单的特征是其谐振频率f0，其中入射波以0°相移反射，其带宽由落在范围内的反射相位的频率范围限定。对于第一阶，AMC响应可以由解析表达式确定。图7示出了具有各种电容负载的示例AMC的仿真反射相位和幅度。AMC响应可以在有限的频率范围内使用具有如下阻抗的等效并联LRC电路精确地描述：
图7：来自电容性加载的有损耗AMC的反射。
谐振频率和部分带宽为：
其中Z0是入射波的阻抗。由覆盖着加载有集总无功元件的负载金属方块网格的接地电介质基板形成的AMC可以通过图8中的传输线模型[3],[11]-[12]来表征。通过入射波看到的阻抗为：
其中Zg为网格阻抗，Zload是负载阻抗，为电介质的波阻抗，为电介质中的纵波数，d为电介质厚度，k为空间波数，ε、μ和η分别指相对介电系数、相对磁导率和波阻抗。金属方块的网格阻抗为电容性时，Zg=-j/（ωCg），并且可以被解析地估计[11]、[12]。可以将3的传输线模型中的值代入等式1的L、R和C，来使用简单的LRC模型估计AMC反射。如果负载为电容性的，等效LRC电路参数为：
L＝Z2tan(k2zd)/ω，C=Cg+Cload，以及R＝Rload (4)
如果负载为电感性的，则电路参数为：
以及R＝Rload (5)
这里没有考虑基板中的损耗，但其可以作为与电感串联的电阻包括在电路模型中[3]。
使用NFC来加载AMC时，NFC使得AMC的净电感依据下式变得更高：
LAMC＝LNFCL0/(LNFC+L0) （6）
其中LNFC、L0和LAMC分别是NFC、未加载的AMC和加载后的AMC的电感。当LNFC<0并且|LNFC|>L0>0时，LAMC>L0，导致根据等式（2）的谐振频率的降低和带宽的增加。在LNFC=-L0的极限下，LAMC趋于无穷大，谐振频率变为0，带宽变为无限。实际上，电路和AMC材料中的损耗限制了调谐并阻止了极限情况的发生。
图8.加载的AMC传输线模型
4、AAMC测量
使用图3所示的构造来制造AAMC测试构件，其中该构造具有在接地的发泡电介质基板的顶部上的金属贴片阵列。NFC连接在贴片之间。用于接地、调谐偏置和供电的四条控制线从NFC连接至接地平面后面的四平面偏置板。每个NFC需要32mW的功率。偏置线穿过接地平面中的孔，并利用100pF的电容射频耦接至接地平面，以防止相邻单元元件之间的射频耦合。从每个贴片到地的孔在NFC的每个端子处提供接地。AAMC仅针对单极性的入射波工作，因为其沿着单方向与NFC组装。沿着两个方向安装NFC可以制作与极性无关的AAMC。
优选使用横向电磁（TEM）波测量AMC反射属性。我们已经使用大VHF-UHF平行板的TEM单元（LLTC）（图9a）和紧凑的同轴TEM单元（图9b）来测量AAMC。图10a和图10b分别示出了针对每个TEM单元的对应AAMC测试构件。
PPTC中测试的AAMC是一个30厘米×60厘米的长方形面板，其具有32个单元元件和32个NFC。PPTC测试是可取的，因为它测量到AMC在有限的尺寸下最佳地表现了如何将其用在天线应用中。PPTC测试的缺点是成本高、人工操作繁复，并且面板AMC较为昂贵，因为它需要32个元件，而同轴测试仅需要8个元件。PPTC数据提取需要矩量法后处理，以将数据拟合到选定的AMC电路模型。
为了快速测量AAMC[13]，我们开发了同轴TEM单元。同轴TEM单元相对于平行板波导TEM单元的优势在于，其能够直接实时测量AMC的相对于频率的相位和振幅。同轴AMC对于入射波在共轴上呈现为单元元件的无限阵列，因为其具有径向周期性并且在共轴壁上具有PEC边界。同轴TEM单元是锥状的同轴传输线，其小直径端的终端是标准50欧姆的同轴连接器，在其大直径端具有直向的同轴部分，其接受待测器件（DUT）。40cm长的锥部由两个同心金属锥形成，两个同心金属锥通过低介电常数结构泡沫间隔件定位在任一端。锥部保持端到端的50欧姆传输线阻抗。
图9.a.）VHF-UHF平行板TEM单元b.）同轴TEM单元
图10矩形及同轴AAMC测试构件
为了使共轴TEM单元有效地作为测量AMC的精确手段，我们构造了数个加载有无源电容性元件的测试同轴AMC，其性能易于预测以及与测量进行对比。在测量中，使用VNA直接测量反射相位和幅度，并将其反嵌入到AMC平面中。测试AMC是基于用于AAMC的几何结构的。图11a示出了对加载有容差为5%的12pF的固定电容器的同轴AMC的测量。谐振频率为214MHz，±90度带宽为9.4%。这些值通过使用12.4pF负载和1.03欧姆串联电阻的仿真获得，且这两个值均在用于该负载的电容器的额定容差范围内。当AMC加载有从6到18pF变化的固定电容器时，获得类似的值。在图11b中对所有这些配置的测量和仿真的谐振频率及带宽进行比较。谐振频率和带宽二者均随着电容负载的增大而减小。这可以结合部分3的电路模型来理解。
图12示出了对符合预测性能并且确认了NFC稳定性和操作的共轴AAMC测试构件的测量结果。图12a示出了针对各种NFC设置的数个AMC相位曲线。当调谐至300MHz的目标谐振频率时（图12a中由实线代表），±90°带宽超过100%将范围从200MHz扩展至450MHz。相位曲线在450和600MHz之间的不连续表明了共轴AMC中开始耦接至TE11模式。在NFC的不稳定占据主要属性之前，谐振频率可从500MHz向下调谐至200MHz的极限。在低于250MHz的谐振频率，相位曲线中的平滑缺失明显体现了不稳定。这种不稳定已通过测量极端调谐范围下来自AMC表面的辐射而得到证实。
图11.a）来自加载有12pF电容器的同轴AMC的反射b）加载可变电抗器的无源AMC的谐振频率和带宽
图12.a）加载非福斯特负电感电路的共轴AMC的相位响应；b）AAMC和加载可变电抗器的AMC的±90°带宽的对比。
图12b比较了加载可变电抗器的AMC和加载NFC的AMC的±90°带宽。如等式2、4和6的预测，加载可变电抗器的AMC的带宽随着谐振频率而减小，而NFC带宽显著增大。在高负载水平下，NFC AMC的带宽是加载可变电抗器的AMC的带宽的超过10倍。
第二AAMC使用其等效电路参数如图6所示的NFC来制造。在图13中，将测量与使用提取的等效电路参数的AAMC的仿真进行对比。仿真的谐振频率低于测量的，但是相位曲线的特征相似。很明显，测量证实了针对f>300MHz预测的净反射增益。
在平行板TEM单元中测量图10中所示的矩形面板AAMC。初步结果见图14。这里示出的数据是通过后处理方法提取的，其中对散布在TEM单元中的AAMC使用矩量法仿真以将测量数据曲线拟合到AAMC电路模型。所得结果的特征与共轴AAMC的结果相似。其显示了在超过100MHz的频率上对AAMC的可控调谐，并且相位曲线示出了达到50%的带宽。对于一些偏置水平，反射具有f<400MHz的净增益。其区别在于谐振频率较高而调谐范围较窄。这种差别可以归结于AAMC面板的有限尺寸的影响，其可能对面板上不同位置处的NFC呈现不同的AMC阻抗。另一种因素可能是PPTC中使用的入射功率过高，而使得NFC提供非线性响应。对不同功率水平下的共轴TEM单元的测量证实了这种特性。
图13.同轴AAMC#2测量（左）和仿真（右）。使用图6的提取的NFC等效电路参数进行仿真。调谐范围低于仿真数据。通过测量明显证实了预测的f<300MHz的增益。
图14：平行板TEM单元中的AAMC测量。
5、AAMC接地平面
AMC被宣称为由于其磁边界条件而能够实现低轮廓天线的基板[3]-[8]。我们利用同轴AAMC测试了这种假设，该同轴AAMC被用作在其上方13mm处安装的天线的接地平面。结果表明AAMC确实可以用作磁导体接地平面，并便于将天线布置为紧靠AAMC的表面。
天线的测量设置如图15所示。该天线是同轴隙缝天线，其辐射为共轴TEM单元的TEM模式。通过焊接至隙缝任一侧的同轴电缆的导体来对其进行激励。共轴TEM单元中的共轴隙缝天线的辐射的特征可以通过测量两端口S参数来获得；端口一是隙缝天线的馈入共轴电缆，端口二是位于共轴TEM单元顶端的共轴输出。当相同的天线安装在金属板上方13mm处时，没有任何功率辐射到共轴，所有功率均反射回到馈入端口。图15b示出了针对不同偏置电压的由AAMC支持的共轴隙缝天线的测量的输入反射和传输系数的曲线。对于每种设置，存在功率被有效地辐射穿过共轴TEM单元的宽频带。在某些点，由于NFC的净增益，S21>0dB。
随着NFC偏置的增加，其负电感从-70nH增加至-45nH，AAMC的谐振频率相应降低。假设AAMC的谐振频率为天线的S11取最小值处是合理的（虽然尚未对此进行严格分析）。有趣的是发现此次测量中的明显谐振频率的范围从150MHz到300MHz，而针对相同偏置设置的AAMC的直接测量的范围是从250MHz到500MHz（见图12）。这是因为天线的较大金属区域的存在对AAMC增加了电容性负载，导致操作频带在频率上向下偏移。这通过仿真或应用第三部分的电路模型而得到证实。
天线电容还使得NFC稳定性的范围偏移至较宽的偏置电压范围（以及更大的负电感）。我们假设通过天线附加至AAMC的额外电容增强了NFC的稳定性。
图15：a）共轴隙缝天线及共轴TEM单元的测量设置；b）针对各种AAMC偏置设置的安装在AAMC接地平面上方13mm处的共轴隙缝天线的回射损耗（上方）及发射功率。
6、结论
以上呈现的工作表明了我们所认为的加载有非福斯特电路的有源AMC的第一例证。实现上的关键挑战在于开发稳定的负电感器，其物理上较小、具有低功耗、能够量产、并且能够被集成到无源AMC结构中而不会变得不稳定。
我们已经令人信服地展示出AAMC能够在大频率范围内调谐，具有超出100%的带宽并且能够用作低轮廓天线的磁接地平面。我们还论证了用于直接测量AMC结构的新方法。
这里所公开的AAMC技术能够应用于多种天线应用，包括1）针对结构上安装的天线减小有限接地平面边缘的影响，以改进其辐射图案或散射属性，2）减小结构上紧密排列（<1λ）的天线元件之间的耦合，3）使得能量极化辐射平行于且直接沿着结构的金属表面，以及4）增大背腔式隙缝天线的带宽和效率，同时减小腔尺寸。
尽管非福斯特电路技术为克服对带宽和电尺寸的基本限制提供了可能性，如利用AAMC所证实的，但是其还具有许多其他的电磁应用（例如，天线匹配、超材料）。当然，NFC的稳定性仍然是个大问题，对于任何应用来说需要具体解决。我们通过仿真电路和AMC设计实现了稳定性，其中该AMC设计关注于电路实现中的寄生以及由于天线几何结构、超材料构造、环境因素和偏置网络所引入的电磁负载。其通过对现实的制造公差和不可控的周围环境负载（在实际实现中必须对其进行补偿）进行补偿来实现健壮的稳定性。
对于该项目开发的负电感非福斯特电路的其他应用包括：1）VHF/UHF隙缝天线的宽带电抗取消，2）宽带适应的VHF/UHF人造阻抗表面的实现，用于全息人造阻抗表面天线或表面上的表面波传播控制的标量和张量，以及3）宽带、薄、轻的Salisbury屏幕/Jaumann吸收器的实现。
使非福斯特技术全面成熟所需的进一步研究1）研究噪声特性以及在接收应用中使其最小化的途径；2）发射应用的功率控制；3）提高线性度；和4）自适应控制以在变化的环境中保持稳定性。对这些挑战的解决方案需要在优化电路拓扑以及考虑关于Si提供固有电特性优点（例如电子迁移性、更大的带隙）的III/V（例如InP和GaN）硅基半导体技术的方面做更多工作。
7、鸣谢
本论文中使用的材料是基于在空军支持下的AFRL合约No.FA8718-10-C-0007的工作。本文中表达的任何观点、发现、结论或建议均出自作者，而并不必然反映AFRL的观点。
8、参考文献
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Claims (13)

1.一种可调阻抗表面，该可调阻抗表面包括：(a)布置在二维阵列中的多个元件；以及(b)多个非福斯特电路，用于可控地改变所述二维阵列中至少选择的相邻元件之间的负电感或负电容。
2.如权利要求1所述的可调阻抗表面，还包括具有第一主要表面和第二主要表面的衬底，所述衬底在其第一主要表面上支撑接地平面并在其第二主要表面上支撑所述多个元件和多个非福斯特电路，该衬底的厚度使得所述接地平面与所述多个元件之间的距离小于目标射频的波长。
3.如权利要求2所述的可调阻抗表面，其中多个非福斯特电路能够响应于一个或多个控制信号而进行调整，从而空间地调谐所述可调阻抗表面。
4.如权利要求3所述的可调阻抗表面，其中所述多个元件中的每一个具有小于目标射频的波长的外径。
5.如权利要求2所述的可调阻抗表面，其中所述多个元件通过支撑所述接地平面的衬底中的通孔直接或欧姆性地耦接到接地平面、所述多个元件和所述多个非福斯特电路。
6.如权利要求1所述的可调阻抗表面，还包括具有两个主要表面的衬底，所述衬底在其公共主要表面上支撑所述多个元件和多个非福斯特电路。
7.如权利要求6所述的可调阻抗表面，其中所述多个非福斯特电路中的每一个非福斯特电路具有可调整负电感或负电容，该可调整负电感或负电容由控制信号控制以对可调阻抗表面进行空间地调谐。
8.如权利要求1所述的可调阻抗表面，其中所述多个非福斯特电路包括多个负电感或负电容集成电路，所述多个负电感或负电容集成电路中的每个负电感或负电容集成电路都被耦接到所述多个元件中的相邻元件之间。
9.如权利要求8所述的可调阻抗表面，其中所述多个可变负电感或负电容电路中的每个负电感或负电容电路由控制电压控制。
10.一种可调阻抗表面，包括：
布置在二维阵列中的多个元件；以及
可变负电抗电路装置，用于可控地改变所述二维阵列中至少选择的相邻元件之间的负电抗，
其中所述可变负电抗电路装置中的每个负电抗电路包括两对差动式耦接的晶体管、耦接到所述两对差动式耦接的晶体管中的第一对的载流电极之间的电容器，其中在所述两对差动式耦接的晶体管中的第二对的载流电极之间实现负电抗。
11.如权利要求1所述的可调阻抗表面，其中所述多个非福斯特电路中的每个非福斯特电路包括：
两对交叉耦合的晶体管；
电抗性负载及第一控制电阻，所述电抗性负载耦接到所述两对交叉耦合的晶体管中的第一对的第一载流电极，以及所述第一控制电阻耦接到所述两对交叉耦合的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第二控制电阻，其耦接到两对交叉耦合的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为每对交叉耦合的晶体管的至少一个载流电极供应电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到每对交叉耦合的晶体管的载流电极；以及
多个端子，其耦接到两对交叉耦合的晶体管中的所述第二对的载流电极，第一控制电阻和第二控制电阻的阻值的积的函数设置了电抗性负载与所述多个端子上的负载之间的转换比，所述多个端子耦接到所述二维阵列中的至少所选择的所述相邻元件。
12.一种可调阻抗表面，包括：
布置在二维阵列中的多个元件；以及
多个可变负电抗电路，用于可控地改变所述二维阵列中至少选择的相邻元件之间所施加的负电抗，其中所述负电抗由负电感产生。
13.一种增加人造磁导体、人造阻抗表面和/或频率可选表面的带宽的方法，该人造磁导体、该人造阻抗表面和/或该频率可选表面包括布置在电介质表面上的金属板块或元件的二维阵列，该方法包括：在所述金属板块或元件的相邻金属板块或元件之间连接可调非福斯特电路，所述可调非福斯特电路用于在所述金属板块或元件的所述相邻金属板块或元件之间合成可变但稳定的负电感，或者在所述金属板块或元件的所述相邻金属板块或元件之间合成可调但稳定的负电容。
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