JP4645351B2 - 周期構造を有するアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、略平行な複数の金属配線を基本構造として、同一または類似の複数の単位回路をその金属配線の方向に１列に配列して互いに接続することによって構成されたダイポールアンテナと、その変形によって得られる平面アンテナやループアンテナに関する。
本発明は、周期構造を有するアンテナの小形化に大いに有用なものである。

従来技術により小形化したダイポールアンテナＡ１１の構成図を図２１に示す。２つの給電点ＦＬ，ＦＲを一組として成る給電部Ｆを中心に備えた金属配線ｐ１１が、誘電体基板ｄ１１の片面に配設されている。この構成に従えば、誘電体基板ｄ１１による波長の短縮効果により、このダイポールアンテナＡ１１のアンテナ長、即ち、金属配線ｐ１１の長さを短くすることができ、このアンテナではアンテナ長が、扱う電磁波の自由空間波長のαｄ・｜ｎ｜／２倍となったときに共振する。ただし、ここで、αｄはその時のアンテナ長の短縮率であり、その値は、誘電体基板の誘電率とｚ方向の厚さに依存して０＜αｄ＜１の範囲の値をとる。また、ｎは各共振モードに対応する自然数であり、通常は最もアンテナ長が短くできるｎ＝1 のモードが利用される。

なお、インダクタとキャパシタとを周期的に配列することによって、電磁波の伝搬における群速度と位相速度の向きを逆向きにする左手系の現象を利用した、その他の公知のアンテナの設計事例としては、例えば、下記の非特許文献１に記載されているものなどがある。この文献には、左手系の現象に係わる他の応用形態（：漏れ波アンテナの改良発明）や、そのアンテナの左手系に関する動作原理などが開示されている。
Ｌ.Lei，Ｃ.Caloz，Ｔ.Itoらの"Dominant mode leaky wave antenna with backfire to endfire scanning capability ",Electron.Lett.,vol.38,no.23,pp.1414-1416,Nov.2002.

上記の従来技術では、個々の誘電体基板に固有の誘電率とその厚さによってアンテナ長の短縮率αｄが決定されてしまうため、上記の短縮率αｄを任意に設定することは必ずしも容易とは言えない。
また、例えば１００ＭＨｚでは、自由空間に置かれた半波長ダイポール（ｎ＝１）の長さは１. ５ｍとなるが、この時、従来技術に基づいて半波長ダイポールのアンテナ長を短縮させるためには、誘電率が高く、かつ１０〜５０ｃｍ程度の厚さの誘電体基板が必要となってしまう。
そして、このような誘電体基板を低コストで製造することは必ずしも容易ではないし、また、その様なアンテナは配設可能な場所も制限される。

本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、ダイポールアンテナの小形化を容易にすることである。

上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、略平行な複数の金属配線を基本構造として、同一または類似の複数の単位回路を金属配線の方向に、１列に配列して互いに接続することによって構成されたダイポールアンテナにおいて、その各単位回路に、上記の金属配線どうしを少なくとも１つの第１のインダクタを介して互いに接続する連絡部と、上記の金属配線の内の少なくとも何れか１本の金属配線上に挿入された少なくとも１つの第１のキャパシタとを備えることである。

ただし、上記の類似の単位回路には、線対称、点対称、または回転対称などの対称変換によって得られる互いに対称的な回路を含んでいる。
また、アンテナの給電部や極（端部）などの部位に接したり、その部位を含んだりする、アンテナの中央付近または端に配置される単位回路では、他の単位回路に対して、入出力の境界条件が異なってくる場合がある。その様な特異点における境界条件の特異性を調整するために、若干の変形や素子の容量調整などを施した回路もまた、上記の類似の単位回路の中に含むものとする。したがって、その場合の類似の単位回路は、ダイポールアンテナの中央または端に配置される。

なお、上記の基本構造を構成する略平行な複数の金属配線が、合計ｍ本あった場合には、個々の単位回路には何れもそれぞれｍ−１個の連絡部が必要となり、それらの各連絡部毎にそれぞれ、上記の第１のインダクタが少なくとも１つ必要となる。
また、上記の基本構造を構成する金属配線自身に伴う浮遊インダクタンスや、それらの金属配線間に生成される浮遊キャパシタンスも、上記の単位回路を構成する回路要素になる。要するに、本発明のダイポールアンテナの等価回路は、直列接続のインダクタとキャパシタ、並びに並列接続のインダクタとキャパシタから構成される単位回路をアンテナの長手方向（即ち、双極子方向）に縦１列に配列して接続したものである。
したがって、本発明のダイポールアンテナは、これらの金属配線に伴う浮遊成分をも加味した各値（キャパシタンスやキャパシタンス）の調整や最適化などによって、設計することができる。

また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、上記のダイポールアンテナを同一の複数の単位回路から構成し、それらの各単位回路をそれぞれ何れも、上記の金属配線の方向に周期的に配列して互いに接続することである。

また、本発明の第３の手段は、上記の第１の手段において、右手系で動作する上記の単位回路と、左手系で動作する上記の単位回路とを混在させて１列に配列して互いに接続することである。ただし、この場合、右手系の共振モードも左手系の共振モードも、何れもｎ＝０の近傍の共振モードであることがより望ましい。

また、本発明の第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、上記の各金属配線の両端を、それぞれ開放端にすることである。即ち、各金属配線の両端を何れもショートさせないで、オープンにすることである。

また、本発明の第５の手段は、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段において、上記の各単位回路に、上記の第１のキャパシタに対して直列に接続された第２のインダクタを備えることである。この第２のインダクタは、上記の浮遊インダクタンスをより大きくするために配設するものである。

また、本発明の第６の手段は、上記の第１乃至第５の何れか１つの手段において、上記の各単位回路の連絡部に、上記の第１のインダクタに対して並列に接続された第２のキャパシタを設けることである。この第２のキャパシタは、上記の浮遊キャパシタンスをより大きくするために配設するものである。

また、本発明の第７の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、上記のインダクタをメアンダ状のインダクタパターンで構成することである。

また、本発明の第８の手段は、上記の第１乃至第７の何れか１つの手段において、上記のキャパシタを櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで構成することである。

また、本発明の第９の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、上記のキャパシタ及びインダクタを集中定数素子から構成することである。

また、本発明の第１０の手段は、上記の第１乃至第６の何れか１つの手段において、上記のダイポールアンテナを、誘電体基板の表面上に導体パターンを積層して形成し、かつ、その導体パターンからなるメアンダ状のインダクタパターンで、上記のインダクタを構成し、また、その導体パターンからなる櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで、上記のキャパシタを構成することである。

また、本発明の第１１の手段は、上記の第１０の手段の誘電体基板の表面上において、、誘電体基板の露出面の露出パターンと上記の導体パターンとを相互に入れ換えることである。

また、本発明の第１２の手段は、上記の第１乃至第１１の何れか１つの手段において、上記の各金属配線の両端をそれぞれ互いに接続することによって、上記の単位回路をループ状に配列して接続することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。

以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１の手段によれば、ダイポールアンテナに配置された上記の第１のインダクタと第１のキャパシタの各値（インダクタンスとキャパシタンス）の選び方により、アンテナの長さを任意に設定することが可能となる。その作用原理は、以下の通りである。

インダクタとキャパシタを上記の様に配列して接続することによって、電磁波の伝搬における群速度と位相速度の向きを逆向きにすることができる。この現象を左手系の現象と言うが、この様な左手系の現象を伴う上記の様な回路（本発明のダイポールアンテナ）においては、伝搬定数の虚部である位相定数βの値が０以下になっている。そして、この位相定数βを独立変数（横軸）とし、その回路の共振周波数ｆを従属変数（縦軸）として、上記の様な回路（本発明のダイポールアンテナ）の周波数特性のグラフを描くと、そのｆ−βダイヤグラムは、βｆ座標系の第２象限において単調増加を示す。また、この時、そのｆ−βダイヤグラムのグラフは、第２象限において上方（即ち、縦軸上の点（β，ｆ）＝（０，ｆ１）；ｆ１＞δ≧０）から、そのグラフの曲線形状に沿ってβの値を小さくするほど（即ち、βの絶対値｜β｜を大きくするほど）、横軸に平行な１本の直線ｆ＝δ（≧０）に対して略漸近的に接近する。ただし、ここで、δはその回路固有の正の定数である。

言い換えれば、本発明のダイポールアンテナでは、回路の位相定数βの値が０以下となる領域において、回路の共振周波数ｆを所定の非負定数δを下限として上記のｆ１よりも小さくするほど、回路の位相定数βの絶対値｜β｜を大きくすることができる。
一方、回路上を伝搬する信号の波長λとその回路の位相定数βとの間には、次の関係がある。
（λとβとの関係）
λ＝２π／｜β｜ …（１）
また、ダイポールアンテナのアンテナ長は、｜ｎ｜λ／２で与えられるので、本発明の第１の手段によれば、取り扱う信号の周波数ｆが小さな領域において、ダイポールアンテナの長さを効果的に短くすることができる。

この時、上記の短縮率αｄは、１以上の値にも設定できるが、実用上は小形化の観点から上記の短縮率αｄは、１以下の値に設定することが望ましい。
また、上記の本発明の第１の手段によれば、金属配線とインダクタとキャパシタとで所望のダイポールアンテナを製造することができるため、高価な誘電体基板を必ずしも用意する必要がなく、したがって本発明の第１の手段によれば、所望のダイポールアンテナを低コストに製造することもできる。

また、本発明の第２の手段によれば、アンテナの設計や構成や製造を簡単にすることができる。

また、本発明の第３の手段によれば、広帯域のアンテナを構成することができる。これは、電磁波の周波数が低くなるとともに、右手系では波長が長くなり左手系では逆に波長が短くなるためであり、この逆の作用により、左手系の単位回路と右手系の単位回路とを混在させれば、周波数の変動に応じて変更すべきアンテナ長の変更量が相互にキャンセルし合うので、上記の効果が得られる。

また、本発明の第４の手段によれば、指向性が８の字形となる｜ｎ｜＝１のときに、アンテナの給電部付近の電流が強くなるので、即ち、中央の給電部付近に共振の腹が生成されるので、給電部Ｆにおける反射波の発生や増大を良好に抑制することができる。したがって、本発明の第４の手段によれば、アンテナの入力特性を良好に確保することができる。

また、本発明の第５または第６の手段によれば、左手系の回路を構成するに当たり回路設計が容易になる。

また、上記の金属配線を導体パターンで形成し、上記の本発明の第７の手段に基づいて、その回路上のインダクタをメアンダ状のインダクタパターンで形成すれば、この様な構成によっても、アンテナ長の短縮率αｄを所望の値に設定することができる。このため、数ＧＨｚ帯で利用するアンテナでも小形のアンテナを製造することが可能となる。また、本発明の第７の手段によれば、安価な低誘電率の基板上に本発明のダイポールアンテナを形成することもできる。
なお、この本発明の第７の手段は、次の本発明の第８の手段と組み合わせて用いることが、更により望ましい。

即ち、上記の金属配線を導体パターンで形成し、上記の本発明の第８の手段に基づいて、その回路上のキャパシタを櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで形成すれば、この様な構成によっても、アンテナ長の短縮率αｄを所望の値に設定することができる。このため、数ＧＨｚ帯で利用するアンテナでも小形のアンテナを製造することが可能となる。また、本発明の第８の手段によれば、安価な低誘電率の基板上に本発明のダイポールアンテナを形成することもできる。

また、本発明の第９の手段によれば、金属配線とチップ素子でアンテナを構成することができるため、さらに低コストに所望のダイポールアンテナを製造することができる。

また、本発明の第１０の手段によれば、比較的安価な誘電体基板と導体パターンのみで所望のダイポールアンテナを形成することができる。このため、本発明の第１０の手段によれば、アンテナの低価格化と薄型化とを容易に両立することができる。

また、本発明の第１１の手段によれば、周知のバビネの原理によって、上記の第１０の手段に基づいて構成されるダイポールアンテナと略同等の特性を有する同様の平面アンテナを容易に構成することができる。

また、本発明の第１２の手段によれば、ｎ＝０の共振モードを有する無指向性のループアンテナを構成することができる。また、同時に、ｎ＝−２の共振モードにおいて８の字型の指向性を示す小形のループアンテナが得られる場合がある。

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。

本実施例１のアンテナＡＮ１の平面図を図１に示す。両端ＤＬとＤＬ′、並びに両端ＤＲとＤＲ′を左右の各端でそれぞれ短絡させた直線状の金属配線ｐ１とｑ１でフォールデッドダイポールの基本構造が形成されている。２つの給電点ＦＬとＦＲを一組として成る給電部Ｆは、金属配線ｐ１の中心に挿入されている。本図１のアンテナＡＮ１は、端子ＢＲ−ＢＲ’と端子ＣＲ−ＣＲ’の間に長さａの単位回路Ｕ１を有しており、このアンテナＡＮ１は、この様な単位回路Ｕ１をｘ軸方向に周期的に６つ接続することによって構成されている。
また、この単位回路Ｕ１は、1 つのインダクタ素子ＬＳＨ１（第１のインダクタ）、１つのキャパシタ素子ＣＳＨ１（第２のキャパシタ）、4 つのインダクタ素子ＬＳＥ１（第２のインダクタ）、および4 つのキャパシタ素子ＣＳＥ１（第１のキャパシタ）からなる。

この単位回路Ｕ１では、下の拡大図（等価回路図）にも示す様に、インダクタ素子ＬＳＨ１とキャパシタ素子ＣＳＨ１とは互いに並列に接続されて、かつ、この単位回路Ｕ１の両伝送線路を構成している２本の金属配線ｐ１、ｑ１の単位回路Ｕ１内における各部の各中点の間（よって両伝送線路の間）に挿入されており、これによって、金属配線ｐ１の一部と金属配線ｑ１の一部とを連絡する連絡部がこの単位回路Ｕ１に形成されている。
また、単位回路Ｕ１を構成する上記の金属配線ｐ１の一部と金属配線ｑ１の一部の各線上においては、この単位回路Ｕ１の４つ端ＢＲ、ＢＲ′、ＣＲ、ＣＲ′と上記の各中点との各間（計４箇所）に、互いに直列に接続されたインダクタ素子ＬＳＥ１（第２のインダクタ）とキャパシタ素子ＣＳＥ１（第１のキャパシタ）との組が、１組ずつそれぞれ挿入されている。

このアンテナＡＮ１の分散特性を図２−Ａ，図２−Ｂにそれぞれ示す。縦軸は周波数ｆを規格化周波数ｆ₀ で規格化したもの（ｆ／ｆ₀ ）である。この規格化周波数ｆ₀ と規格化波長λ₀ との間には、次のような関係にある。ただし、ここで、ｃは光速である。
（規格化波長λ₀ とｆ₀ との関係）
ｃ＝ｆ₀ λ₀ …（２）

また、アンテナＡＮ１の長さＬＬと規格化波長λ₀ は、次のような関係をもつ。
（アンテナ長ＬＬとλ₀ との関係）
ＬＬ＝λ₀ ／２ …（３）

即ち、自由空間に置かれた半波長ダイポールアンテナの周波数が、上記の規格化周波数ｆ₀ に相当する。図２−Ａの縦軸における周波数ｆは、０.15 ｆ₀ から０.35 ｆ₀ の間で変動し、図２−Ｂの縦軸における周波数ｆは、１.5ｆ₀ から3 ．5 ｆ₀ の間で変動している。一方、横軸は伝搬定数の虚部（位相定数β）に相当し、単位回路Ｕ１の配設周期ａを用いてこの虚部βにａ／πなる係数を掛けて規格化表示している。図２−Ａのグラフにはβの負値領域（β≦０なる領域）が示されており、図２−Ｂのグラフではβの正値領域（β＞０なる領域）が示されている。

また、グラフ内の実線が理論による値（設計値）であり、＊印で示した点がアンテナＡＮ１の近傍電磁界分布から読み取った値である。βの負値領域では、群速度と位相速度の向きが逆向きとなる左手系の動作が生じる。また、βの負値領域（図２−Ａ）における動作周波数ｆの方が、正値領域（図２−Ｂ）における動作周波数ｆよりも小さい。従って、βの負値領域（β≦０なる領域）において、本実施例１のアンテナＡＮ１を小型にできることが分かる。

なお、本実施例１のアンテナＡＮ１では、インダクタ素子ＬＳＨ１、キャパシタ素子ＣＳＨ１、インダクタ素子ＬＳＥ１、およびキャパシタ素子ＣＳＥ１の値は、それぞれ、８００ｎＨ、１.5ｐＦ、０.6ｎＨ、および2 ｐＦとした。また、単位回路Ｕ１の長さａを略０.05 λ₀ とした。
また、図１では、構造を分かり易く説明するために、アンテナＡＮ１がもつ単位回路Ｕ１の配設数を６としたが、図２の周波数特性は、単位回路Ｕ１の配設数を合計１０個としたときのものである。この事情は、後述の図３、図４、図６についても同様である。

図３−Ａ，−Ｂには、それぞれ規格化された波長（λ／λ₀ ）と規格化された周波数（ｆ／ｆ₀ ）との関係を示す。ただし、図３−Ａには、βが負となる場合の、また、図３−Ｂにはβが正となる場合の波長λと周波数ｆの関係をそれぞれ示している。
また、グラフ内の実線が理論による値（設計値）であり、＊印で示した点がアンテナＡＮ１の近傍電磁界分布から読み取った値である。βが負となる領域（図３−Ａ）では、周波数ｆが下がると波長λが短くなると言う、従来の右手系では見られなかった特徴が見られる。

アンテナＡＮ１は、従来技術と同様に、アンテナＡＮ１の長さＬＬが、扱う電磁波の自由空間波長（：ｃ／ｆ）のαｄ・｜ｎ｜／２倍となったときに共振する。従来技術と異なる点は、ｎが正の値だけではなく、負の値にもなるという点である。そして、位相定数βが負となる領域では、ｎは負の値となり、周波数ｆが低くなるにしたがって｜ｎ｜は大きくなる（ｎ＝−１、−２、−３、…）。一方、位相定数βが正となる領域では、ｎは正の値となり、周波数ｆが高くなるにしたがって｜ｎ｜は大きくなる（ｎ＝1 、 2、 3、…）。

アンテナＡＮ１が共振したときの近傍電磁界分布を図４−Ａ〜Ｆに示す。図４−Ａでは、ｎ＝−１、即ち半波長の共振が生じていることがわかる。このときの周波数は０.343ｆ₀ であり、自由空間の半波長ダイポールアンテナに比べ、ｎ＝−１の時、即ち｜ｎ｜＝１の時に、アンテナＡＮ１の長さＬＬが、扱う電磁波の自由空間波長の半分（：ｃ／２ｆ）の更に０.343倍となっていること、即ち、短縮率αｄが０.343となっていることがわかる。

また、図４−Ｂでは、ｎ＝−２、即ち、1 波長の共振が生じている。このときの周波数は、０.332ｆ₀ であり、ｎ＝−１のときよりも周波数が低くなっている。以下、ｎ＝−３、−４、−５、および−６のときの近傍電磁界分布を図４−Ｃ〜Ｆに示す。それぞれ、１.5波長、2 波長、2 ．5 波長、および３波長の共振が生じており、また、｜ｎ｜が増えるにつれて周波数ｆが低くなっている。
以上に示した様に、上記の本発明の実施例１の構成（アンテナＡＮ１）によれば、従来よりも小形のアンテナを安価に製造することができる。

以下、図５を用いてアンテナＡＮ１における各モードの分解／合成の関係を説明する。アンテナＡＮ１の指向性を考えるときには、図５のように共振に係わる電流を各モード毎の成分に分解して考えると都合がよい。
例えば、アンテナＡＮ１を構成する金属配線ｐ１とｑ１に流れる電流は大きさが異なっている（Ｉ）。これを金属配線ｐ１とｑ１に流れる電流が同方向となる放射モード（II）と逆方向になる伝送モード（III ）に分解することができる。放射モードはさらに、一本の金属導体と等価となる（II’）。従って、指向性を考えるときには、放射モード（II、またはII’）を考えればよい。
また、図６には、アンテナＡＮ１のｎ＝−１、周波数０.343ｆ₀ のときのｘｙ平面上における指向性を示す。ｙ軸方向に最大放射方向をもつ８の字形の指向性となっている。これは、図５の放射モード（II、またはII’）の電流分布が正弦波分布となるためである。

本実施例２のアンテナＡＮ２の平面図を図７に示す。アンテナＡＮ１に比べ、インダクタ素子とキャパシタ素子の数を減らしている。アンテナＡＮ１では、金属配線ｐ１とｑ１の両方にインダクタ素子ＬＳＥ１とキャパシタ素子ＣＳＥ１を直列に接続していたが、アンテナＡＮ２では、一方の金属配線ｐ１のみにインダクタ素子ＬＳＥ２とキャパシタ素子ＣＳＥ２を直列に接続している。また、図１のアンテナＡＮ１では、隣り合う単位回路Ｕ１の中心点の間隔には、インダクタ素子ＬＳＥ１とキャパシタ素子ＣＳＥ１をそれぞれ２つずつ直列に接続していた。アンテナＡＮ２では、同間隔にインダクタ素子ＬＳＥ２とキャパシタ素子ＣＳＥ２をそれぞれ１つずつ接続する構成とした。

なお、周期構造の端部、例えば、点ＤＲに近いインダクタ素子ＬＳＥ２’のインダクタンス値は、インダクタ素子ＬＳＥ２のインダクタンス値の０.5倍とする。同様に点ＤＲに近いキャパシタ素子ＣＳＥ２’のキャパシタンス値は、キャパシタ素子ＣＳＥ２のキャパシタンス値の２倍とする。これらの構成や値に関する条件が、他の途中の単位回路と若干異なるのは、給電部や極（端部）における単位回路ではその入出力境界条件が特異となるためである。
しかしながら、この様な構成（アンテナＡＮ２）によっても、従来よりも小形のアンテナを安価に製造することができる。

なお、上記のアンテナＡＮ２では、金属配線ｑ１の側には、集中定数素子が挿入されていないが、アンテナのｘ軸方向の中心線（即ち、辺ＤＬ−ＤＬ′の中点と辺ＤＲ−ＤＲ′の中点を通る直線、）に対して、線対称な対称形を有する単位回路を、例えば点ＣＬ、ＢＬ、ＢＲ、ＣＲなどの各位置にそれぞれ挿入する様にしても良い。この場合、金属配線ｑ１の側と金属配線ｐ１の側の双方の金属配線上に、長さａ（単位回路のｘ軸方向の長さ）を１周期として交互に、集中定数素子（第１のキャパシタと第２のインダクタ）が配置されることになる。
例えば、この様にして単位回路中の上下関係が、対称的に交互に入れ替わる周期構造を導入しても、本発明手段に基づいて本発明の作用・効果が得られる場合がある。

本実施例３のアンテナＡＮ３の平面図を図８に示す。アンテナＡＮ２と異なる点は、ｘ軸に平行な金属配線（：基本構造を構成する伝送線路）を３本にしたことである。並列に接続されるインダクタ素子ＬＳＨ３とキャパシタ素子ＣＳＨ３は、金属配線ｐ３とｑ３の間と、金属配線ｐ３とr3の間に配置される。また、直列に接続されるインダクタ素子ＬＳＥ３、ＬＳＥ３’とキャパシタ素子ＣＳＥ３、ＣＳＥ３’は金属配線ｐ３に配置されている。
そして、この様にダイポールアンテナ（アンテナＡＮ３）を構成しも、本発明の手段に基づいて本発明の作用・効果を得ることができる。

前述の実施例１のアンテナＡＮ１の単位回路Ｕ１は、本発明における第２のインダクタ（ＬＳＥ１）と第２のキャパシタ（ＣＳＨ１）とを備えているが、本発明のアンテナの単位回路においては、必ずしも本発明の第２のインダクタや第２のキャパシタを具備する必要はない。図９に本実施例４のアンテナＡＮ４の平面図を示す。このアンテナＡＮ４の単位回路Ｕ４は、実施例１のアンテナＡＮ１の単位回路Ｕ１から、第２のインダクタ（ＬＳＥ１）と第２のキャパシタ（ＣＳＨ１）とをそれぞれ省略（削除）することによって、形成されたものである。

即ち、このアンテナＡＮ４の単位回路Ｕ４の第１のキャパシタＣＳＥ４が、アンテナＡＮ１の単位回路Ｕ１の第１のキャパシタＣＳＥ１に相当し、単位回路Ｕ４の第１のインダクタＬＳＨ４が、アンテナＡＮ１の単位回路Ｕ１の第１のインダクタＬＳＨ１に相当している。
また、このアンテナＡＮ４の単位回路Ｕ４の金属配線ｐ１、ｑ１上の浮遊インダクタンスが、アンテナＡＮ１の単位回路Ｕ１の第２のインダクタＬＳＥ１に相当し、単位回路Ｕ４の金属配線ｐ１、ｑ１間の浮遊キャパシタンスが、アンテナＡＮ１の単位回路Ｕ１の第２のキャパシタＣＳＨ１に相当している。

言い換えれば、金属配線ｐ１、ｑ１の間隔や、これらの各金属配線の長さや太さ、形状、材料などを最適化することによっても、左手系（β≦０）の動作を伴う目的のダイポールアンテナを設計することができ、そして、この様にダイポールアンテナ（アンテナＡＮ４）を構成しも、本発明の手段に基づいて本発明の作用・効果を得ることができる。

実施例１のアンテナＡＮ１に関する図２−Ａのグラフ（β≦０）では、縦軸の切片の周波数ｆの値は、０.347ｆ₀ となっている。また、図２−Ｂのグラフ（β≧０）では、縦軸の切片の周波数ｆの値は、１.92 ｆ₀ となっている。即ち、双方の切片の値は異なっており、両切片の間の周波数帯（０.347ｆ₀ 〜１.92 ｆ₀ ）は、電波が伝搬しない周波数帯になっている。

しかし、このアンテナＡＮ１の各単位回路の各インダクタンスや各キャパシタンスの値を適当に調節すれば、上記の両グラフにおける各切片座標を一致させることができる。そして、この様な設定に従えば、電波が伝搬しない上記の様な周波数帯を無くすことができ、かつ、両方の領域（β≦０と０＜β）にまたがって、位相定数βを周波数ｆの変動に対して連続かつ単調に変動させることができる様になる。即ち、この構成に従えば、周波数帯域が連続した広帯域のアンテナを製造することができる。そして、この場合には、ｎ＝０に対応する共振が生じる。

以下の本実施例５では、上記の様な適当な調整に基づいて構成される、ｎ＝０の共振モードを有するアンテナの構成例を例示する。図１０は、本実施例５のアンテナＡＮ２１の平面図である。このアンテナＡＮ２１は、図９のアンテナＡＮ４の両端を開放端とし、更に、下側の金属配線ｑ１上から、即ち、給電点Ｆが設けられていない側の金属配線上から各キャパシタＣＳＥ４を１２個全て取り除いたものである。

この様にして金属配線ｑ１からキャパシタを排除することによって、配線上に生成される定在波（電流）の強度も両配線間において非対称にすることができる。そして、給電部Ｆを有する金属配線（ｐ１）と、その隣の給電部が設けられていない金属配線（ｑ１）とでは、生成される定在波の位相が逆なので、その結果、上記の構成に従えば、所望のアンテナからの放射量を効果的に増大させることができる。
また、上記の様にダイポールアンテナの両端を開放端にすることにより、給電点Ｆに定在波の山が生成されるため、給電点Ｆにおける電力の反射量が効果的に削減できる。このため、本実施例５のアンテナＡＮ２１では、給電点Ｆにおける入力インピーダンスやアンテナの感度を効果的に改善することができる。

また、上記の様な適当な調整に基づいて得ることができるｎ＝０の共振モードでは、アンテナの長さによらず、アンテナの各点での位相が均一になるため、この様な構成に準拠すれば、例えば、アンテナ上で位相が均一な１０波長程度の長いアンテナを構成することも可能となる。そして、この様な構成に従えば、略８の字型のメインローブが幅狭に絞られ、かつ、サイドローブの発生が小さく抑制された、動作の安定した感度の高いアンテナを構成することができる。

また、短い小型アンテナを構成した場合にも、ｎ＝０の共振モードでは、アンテナ上で位相が均一となるためアンテナ上に共振の節が生成されないので、アンテナを小さく構成しても実効長の長いアンテナを得ることができる。

なお、その他の共振モードについては、例えば上記の様にアンテナの両端を開放端とした場合、そのアンテナの近傍における図４−Ａ〜Ｆで例示した電磁界分布は、磁界の分布を示すことになる。即ち、先の実施例１においては、図４−Ａ〜Ｆを用いてアンテナ近傍の電界分布を示していたが、このグラフの電磁界分布を磁界分布と読み替えることにより、本実施例５のアンテナＡＮ２１の各共振特性（ｎ＝−１〜−６）を図４−Ａ〜Ｆから読み取ることができる。

図１１は、本実施例６のアンテナＡＮ２２の平面図である。このアンテナＡＮ２２は、図９のアンテナＡＮ４の両端を開放端とし、更に、下側の金属配線ｑ１上の、即ち、給電点Ｆが設けられていない側の金属配線上の各キャパシタＣＳＥ４を１２個全てインダクタＬＳＥ２２に置換したものである。言い換えれば、本実施例６のアンテナＡＮ２２は、図１０のアンテナＡＮ２１に対して、金属配線ｐ１上のキャパシタＣＳＥ２１に対峙する金属配線ｑ１上の各位置にインダクタＬＳＥ２２を追加（挿入）することによって得られる、アンテナＡＮ２１の改良装置である。
この構成によれば、シャントインダクタＬＳＨ２２と直列インダクタＬＳＥ２２と直列キャパシタＣＳＥ２２の各値を適切に選ぶことにより、給電点Ｆでのインピーダンスを最適に制御することができ、また、上記で説明したアンテナＡＮ２１の作用に基づいて更にアンテナからの放射量をも増大させることができる。従って、この構成によれば、給電点Ｆでの反射量が極めて小さいアンテナを実現することが可能となる。

例えば、先の実施例５のアンテナＡＮ２１においては、給電点Ｆにおける入力インピーダンスを４５Ω以上にすることが難しかったが、本実施例６のアンテナＡＮ２２では、上記のインダクタＬＳＥ２２の配列効果によって、給電点Ｆにおける入力インピーダンスを約５０Ωに設定することができた。

図１２に本実施例７のアンテナＡＮ２３の平面図を示す。図１０のアンテナＡＮ２１では、長さａの同一の単位回路を６個用いてアンテナを構成していたが、本実施例７のアンテナＡＮ２３では、左手系で動作する４つの単位回路ＵＬと右手系で動作する２つの単位回路ＵＲの２種類の単位回路を混在させて左右対称に配列している。
このアンテナＡＮ２３は、ｎ＝０の共振モードで動作し、その動作周波数を以下では周波数ｆｎ０と書く。ここで用いられる左手系の単位回路ＵＬは、インダクタＬＳＨＬとキャパシタＣＳＥＬを用いて構成されており、この単位回路ＵＬ単独では、その動作周波数がｆｎ０＋Δｆとなる様に、インダクタＬＳＨＬとキャパシタＣＳＥＬの各値が決定されている。
また、同様に、右手系の単位回路ＵＲは、インダクタＬＳＨＲとキャパシタＣＳＥＲを用いて構成されており、この単位回路ＵＲ単独では、その動作周波数がｆｎ０−Δｆとなる様に、インダクタＬＳＨＲとキャパシタＣＳＥＲの各値が決定されている。

この様な構成に従えば、周波数が低くなるとともに、左手系（単位回路ＵＬ）では波長が短くなり、右手系（単位回路ＵＲ）では波長が長くなるので、双方の変動分が殆ど過不足なく巧く相互にキャンセルする。このため、上記の様な左手系の単位回路と右手系の単位回路との混在構成により、アンテナの全長（図１２のアンテナ長ＬＬ）を一定にしていても広帯域の電波が受信可能なアンテナを構成することができる。

上記の各実施例では、チップ素子を用いてインダクタを構成したが、例えば図１３−Ａに示すようなメアンダ状のインダクタパターンＬｐなどを用いて各単位回路上のインダクタを構成しても良い。また、同様に、例えば図１３−Ｂに示すような櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンＣｐ１、Ｃｐ２などを用いて、各単位回路上のキャパシタを構成しても良い。

以下、誘電体基板上に展開されるその様な導体パターンを用いたアンテナの構成例を例示する。
図１４は、本実施例８のアンテナＡＮ２４の平面図である。このアンテナＡＮ２４は、図１０のアンテナＡＮ２１を誘電体基板ｄ２４の上に構成したものである。各インダクタとキャパシタは、例えば上記の図１３−Ａ，−Ｂに例示したのと同様にして、それぞれ、メアンダ状のインダクタパターンＬｐ２４とインタデジタルキャパシタパターンＣｐ２４によって構成されている。また、各金属配線は、ストリップパターンｐ２４とｑ２４によって構成されている。
この様な構成に従えば、安価な低誘電率の基板（誘電体基板ｄ２４）の上に本発明のアンテナを形成することができ、これにより、数ＧＨｚ帯で利用するアンテナでも小型化や低価格化が可能となる。

図１５に本実施例９のアンテナＡＮ２５の平面図を示す。このアンテナＡＮ２５は、図１４のアンテナＡＮ２４に関して、導体パターン（ストリップパターン）と誘電体基板の表面上の露出面の露出パターン（スロットパターン）とを相互に入れ替えることによって構成されたものである。即ち、このアンテナＡＮ２５では、メアンダ状のインダクタパターンＬｐ２５とインタデジタルキャパシタパターンＣｐ２５とスロットパターンｐ２５，ｑ２５がそれぞれ誘電体基板の表面上の露出面の露出パターンから構成されている。そして、給電部Ｆはコプレーナ線路に接続される。即ち、このアンテナＡＮ２５では、中央の導体パターンの先端Ｓが所望の信号を受信する際の入力端となり、その両脇の導体パターンＧの部位がグランドに接続される。
この構成により、例えばＲＦ回路のグランドにこのアンテナＡＮ２５を形成すれば、コンパクトなＲＦタグ等を構成することも可能になる。

図１６に本実施例１０のアンテナＡＮ２６の平面図を示す。このアンテナＡＮ２６は、図１０のアンテナＡＮ２１の両端（ＤＬとＤＲ、並びにＤＬ′とＤＲ′）を接続することによって、ループ状のアンテナを構成したものである。ただし、このアンテナＡＮ２６は、略同等の単位回路を１２個（１２周期）用いて構成されている。
通常、ループアンテナの１周の長さが１波長の場合、ループを含む面の指向性は８の字型の指向性となる。しかしながら、上記の様にアンテナＡＮ２６を構成して、かつ、ｎ＝０の共振モードが励振される様に、インダクタＬＳＨ２６とキャパシタＣＳＥ２６の各値を選べば、アンテナのループ長が略１波長となっても、そのループを含む面の指向性を無指向性とすることができる。

また、通常、ループアンテナの１周の長さが１／２波長未満の場合、ループを含む面の指向性を８の字型にすることは難しい。しかしながら、このアンテナＡＮ２６の構成に従えば、ｎ＝−２の共振モードを励振することも可能であり、その場合には、ループ長が１／２波長未満の小さなループアンテナにおいても、そのループを含む面上で８の字型の指向性を実現することができる。

なお、図１６のアンテナＡＮ２６では、給電点Ｆが外側の金属配線ｐ１上に設けられているが、給電点Ｆは内側の金属配線上に設けても良い。ただし、その場合には、給電点Ｆを設ける内側の金属配線上にのみ上記のキャパシタＣＳＥ２６を配列することが望ましい。この構成により、給電点Ｆにおける入力インピーダンスを良好に確保することができる。

〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。

（変形例１）
図１７のアンテナＡＮ２７は、図１のアンテナＡＮ１の両端を開放端にすることによって得られたものである。そして、この様な変形によっても、先の実施例５で示した作用・効果と同様にして、アンテナの給電点における入力インピーダンスを改善することができる。

また、図１８のアンテナＡＮ２８、図１９のアンテナＡＮ２９、及び図２０のアンテナＡＮ３０は、それぞれ、図７のアンテナＡＮ２、図８のアンテナＡＮ３、及び図９のアンテナＡＮ４の各アンテナの両端を開放端にすることによって得られたものである。そして、この様な変形によっても、先の実施例５で示した作用・効果と同様にして、アンテナの給電点における入力インピーダンスを改善することができる。

（変形例２）
なお、上記の変形例（即ち、アンテナＡＮ２７，ＡＮ２８，ＡＮ２９，ＡＮ３０）などについては、アンテナの端部付近の構成を一部分削除することによって、両端がインダクタで終わる構造にしても良い。また、インダクタを用いてこれらアンテナ（即ち、アンテナＡＮ２７，ＡＮ２８，ＡＮ２９，ＡＮ３０）の両端をクローズさせることによって、疑似的なフォールデッド構造のダイポールアンテナを構成する様にしても良い。

（変形例３）
また、図１４のアンテナＡＮ２４においては、誘電体基板ｄ２４の裏面に導体パターンの一部を形成する様にしても良い。例えば、導体パターンから成るストリップ線路ｑ２４は、裏面に形成することもできる。

実施例１のアンテナＡＮ１の平面図 周波数ｆと伝搬定数の虚部βとの関係（β≦０） 周波数ｆと伝搬定数の虚部βとの関係（β＞０） 波長λと周波数ｆとの関係（β≦０） 波長λと周波数ｆとの関係（β＞０） アンテナＡＮ１の近傍電磁界分布（ｎ＝−１） アンテナＡＮ１の近傍電磁界分布（ｎ＝−２） アンテナＡＮ１の近傍電磁界分布（ｎ＝−３） アンテナＡＮ１の近傍電磁界分布（ｎ＝−４） アンテナＡＮ１の近傍電磁界分布（ｎ＝−５） アンテナＡＮ１の近傍電磁界分布（ｎ＝−６） アンテナＡＮ１における各モードの分解／合成の関係を説明する概念図 アンテナＡＮ１のｘｙ平面上における指向性を例示するグラフ 実施例２のアンテナＡＮ２の平面図 実施例３のアンテナＡＮ３の平面図 実施例４のアンテナＡＮ４の平面図 実施例５のアンテナＡＮ２１の平面図 実施例６のアンテナＡＮ２２の平面図 実施例７のアンテナＡＮ２３の平面図 メアンダ状のインダクタパターンを例示する平面図 櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンを例示する平面図 実施例８のアンテナＡＮ２４の平面図 実施例９のアンテナＡＮ２５の平面図 実施例１０のアンテナＡＮ２６の平面図 アンテナＡＮ２７の平面図 アンテナＡＮ２８の平面図 アンテナＡＮ２９の平面図 アンテナＡＮ３０の平面図 従来技術により小型化したアンテナＡＮ１１の構成図

ＡＮｉ：アンテナ（ｉは実施例番号）
ＬＬ：アンテナのｘ方向の長さ
Ｆ：給電部
ｐｊ、ｑｋ：金属配線（ｊ，ｋは線番号）
ＣＳＥｉ：第１のキャパシタ素子（ｉは実施例番号）
ＬＳＨｉ：第１のインダクタ素子（ｉは実施例番号）
ＣＳＨｉ：第２のキャパシタ素子（ｉは実施例番号）
ＬＳＥｉ：第２のインダクタ素子（ｉは実施例番号）
Ｌｐ：インダクタパターン
Ｃｐ１、Ｃｐ２：キャパシタパターン

Claims (12)

1. 略平行な複数の金属配線を基本構造として、同一または類似の複数の単位回路を前記金属配線の方向に、１列に配列して互いに接続することによって構成されたダイポールアンテナであって、
   前記単位回路は、
   前記金属配線どうしを少なくとも１つの第１のインダクタを介して互いに接続する連絡部と、
   前記金属配線の内の少なくとも何れか１本の金属配線上に挿入された少なくとも１つの第１のキャパシタと
   を有する
   ことを特徴とするダイポールアンテナ。
2. 同一の複数の前記単位回路から成り、
   各前記単位回路はそれぞれ何れも、
   前記金属配線の方向に周期的に配列されて互いに接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のダイポールアンテナ。
3. 右手系で動作する前記単位回路と、左手系で動作する前記単位回路とが混在されて１列に配列されて互いに接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のダイポールアンテナ。
4. 各前記金属配線の両端が、
   それぞれ開放端となっている
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
5. 前記単位回路は、
   前記第１のキャパシタに対して直列に接続された第２のインダクタを有する
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
6. 前記単位回路の前記連絡部は、
   前記第１のインダクタに対して並列に接続された第２のキャパシタを有する
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
7. 前記インダクタは、
   メアンダ状のインダクタパターンで構成されている
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
8. 前記キャパシタは、
   櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで構成されている
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
9. 前記キャパシタ及び前記インダクタは、
   集中定数素子から構成されている
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
10. 誘電体基板の表面上に導体パターンを積層して形成したダイポールアンテナであって、
    前記インダクタは、
    前記導体パターンからなるメアンダ状のインダクタパターンで構成されており、
    前記キャパシタは、
    前記導体パターンからなる櫛形状のインタディジタルキャパシタパターンで構成されている
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のダイポールアンテナ。
11. 請求項１０に記載のダイポールアンテナを変形して得られる平面アンテナであって、
    前記誘電体基板の表面上において、
    前記誘電体基板の露出面の露出パターンと前記導体パターンとを相互に入れ換えることによって構成した
    ことを特徴とする平面アンテナ。
12. 請求項１乃至請求項１１の何れか１項に記載のダイポールアンテナを変形して得られるループアンテナであって、
    各前記金属配線の両端をそれぞれ互いに接続することによって、前記単位回路をループ状に配列して接続した
    ことを特徴とするループアンテナ。