KR20110118150A - Mixed format media transmission systems and methods - Google Patents

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KR20110118150A
KR20110118150A KR20117020191A KR20117020191A KR20110118150A KR 20110118150 A KR20110118150 A KR 20110118150A KR 20117020191 A KR20117020191 A KR 20117020191A KR 20117020191 A KR20117020191 A KR 20117020191A KR 20110118150 A KR20110118150 A KR 20110118150A
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칸 람
데니스 무트자보그
그레그 토메자크
마크 피모프
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인터실 아메리카스 인코포레이티드
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Abstract

카메라를 동작시키는 시스템 및 방법이 설명된다. A system and method for operating a camera is described. 이미지 센서로부터 수신된 이미지 신호가 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호로서 처리될 수 있다. An image signal received from the image sensor may be processed as a plurality of video signals representing an image signal. 인코더는 케이블을 통한 전송을 위해 기저대역 및 디지털 비디오 신호를 결합할 수도 있다. The encoder may be coupled to a baseband and digital video signals for transmission over the cable. 비디오 신호는 실질적으로 등시성인 기저대역 및 디지털 비디오 신호를 포함할 수도 있다. The video signal may comprise substantially the isochronous and the baseband digital video signals. 디코더는 업스트림 신호를 복조하여 카메라의 위치 및 방향 및 기저대역 및 디지털 비디오 신호의 콘텐츠를 제어하는 제어 신를 획득한다. The decoder obtains control sinreul demodulating by controlling the content of the position and direction and the baseband digital video signal and the upstream signal of the camera. 다양한 신호를 수신하여, 신호에 관련된 동기화 정보를 제공하고, 신호의 위상 시프트 오프셋을 보정하며, 시그널링에서 사용된 인코딩 방법을 사용하거나 검출한다. It receives a number of signals, provides synchronization information relating to the signal and corrects the phase shift of the offset signal, and uses the encoding method used in the signaling or detected. 신호의 존재를 검출하는 시스템 및 방법이 설명된다. A system and method for detecting the presence of a signal is described.

Description

혼합 포맷 매체 전송 시스템 및 방법{MIXED FORMAT MEDIA TRANSMISSION SYSTEMS AND METHODS} Mixed format media transmission system and method {MIXED FORMAT MEDIA TRANSMISSION SYSTEMS AND METHODS}

본 발명은 다중 매체 전송 시스템에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 신호 케이블을 통한 표준 아날로그 비디오 및 고화질 디지털 비디오를 전송하는 시스템 및 방법에 관한 것이다. The present invention relates to a multimedia transmission relates to a system, and more particularly, to a system and method for transmitting a standard analog video and high-definition digital video via the signal cable.

디지털 방송 텔레비전 및 스트리밍 비디오 기술의 도래와 함께, 다양한 비디오 카메라, 모니터, 및 비디오 리코더가 향상된 해상도 및 향상된 특성으로 이용가능하게 되었다. With the advent of digital television broadcasting, and streaming video technology, have been made available in a variety of video cameras, monitors and video recorders is enhanced resolution and improved properties. 현재, 폐쇄회로 텔레비전 (CCTV) 시스템은 구내 감시, 장비의 접근 제어 및 원격 모니터링과 같은 애플리케이션에서의 사용을 위해 고화질 비디오 출력 및 압축된 디지털 비디오 신호를 제공한다. Currently, closed-circuit television (CCTV) system provides a high-quality video output, and a compressed digital video signal for use in applications such as on-site monitoring, access control and remote monitoring of the equipment. 그러나 구형 컴퓨터 시스템은 아직 남아있고 표준 아날로그 비디오 신호는 광범위하게 사용되며 모든 디지털, 고화질 시스템으로의 전송 동안 계속 사용될 것이다. However, older computer systems still have a standard analog video signal is widely used and will continue to be used for transmission of the all-digital, high-definition system. 특히, 동축 케이블 ("Coax")은 CCTV 카메라로부터 감시국으로 신호를 전달하기 위해 사용되어왔다. In particular, the coaxial cable ( "Coax") has been used to deliver a signal to the monitoring station from the CCTV camera. 몇몇 사용된 CCTV 카메라는 지역 네트워크, 또는 광역 네트워크를 통해 압축된 비디오 신호를 전송하며, 이들 카메라는 압축된 비디오 신호를 전송하는 통신 수단으로서 인터넷 프로토콜 ("IP")을 사용할 수도 있다. Some of the CCTV camera is used, and transmits the compressed video signal via a local area network, or wide area network, these cameras may use the Internet Protocol ( "IP") as communication means for transmitting the compressed video signal.

도 1은 표준 아날로그 비디오를 전달하기 위해 Coax를 사용하는 종래 시스템을 나타낸다. 1 shows a prior art system using a Coax to deliver the analog video standard. 통상적으로 기본 아날로그 카메라 (10)는 Coax (11)을 사용하여 300미터까지 전송될 수 있는 CVBS (composite video baseband signal)를 생성한다. Typically produces a primary analog camera 10 CVBS (composite video baseband signal) that may be transmitted by using the Coax (11) up to 300 m. 보통 CVBS 신호는 CVBS를 디지털 포맷으로 기록하는 디지털 비디오 리코더 ("DVR")을 종종 포함하는 비디오 기록 시스템에 제공된다. Normal CVBS signal is provided to the video recording system often includes a digital video recorder ( "DVR") to record a CVBS into digital format. 종래의 모니터 (14)는 DVR (12)에 접속되어 일반적으로 720×480 화소의 해상도를 갖는 표준 아날로그 비디오를 동시에 디스플레이할 수도 있다. Conventional monitor 14 may display the analog video standard is connected to a DVR (12) generally having a resolution of 720 × 480 pixels at the same time.

디지털 카메라 (16)는 일부 적용에 있어서 아날로그 카메라 (10)를 대체할 수도 있다. Digital camera 16 may be substituted for the analog camera 10 in some applications. 디지털 카메라 (16)는 대략 270 Mbps로 DVR (12)에 Coax (17)을 통해 비압축 표준 디지털 비디오를 전송하는데 사용될 수 있는 직렬 디지털 인터페이스 ("SDI")를 지원할 수도 있다. Digital camera 16 may support a serial digital interface ( "SDI") that can be used to transmit uncompressed digital video standard through Coax (17) to the DVR (12) to approximately 270 Mbps.

도 2는 현재 사용된 시스템에서 고화질 비디오 (1920×1080 화소)를 전송함에 대한 종래의 접근이다. Figure 2 is a prior art approach for in transmitting high-definition video (1920 × 1080 pixels) by the currently used system. 우선, 디지털 카메라 (20)는 1.5Gbps 레이트로 DVR (22)에 Coax (21)을 통해 비압축 고화질 디지털 비디오를 전송하는 데 사용될 수 있는 고화질 직렬 디지털 인터페이스 (HD-SDI)를 지원할 수도 있다. First, the digital camera 20 may support high-definition serial digital interface (HD-SDI), which can be used to transfer non-compressed high-definition digital video via Coax (21) to the DVR (22) as 1.5Gbps rate. 이러한 고 전송 레이트하에서 지원된 케이블 거리는 100 미터까지이다. The cable support distance under such a high transmission rate is up to 100 meters. 둘째, IP 기반 고화질 ("HD") 카메라 (24)는 100까지의 거리를 위해 표준 카테고리 5 ("CAT5") 트위스티드페어케이블 (25)을 사용하는 100Mbps 이더넷을 통해 압축된 디지털 HD 비디오 신호를 생성할 수도 있다. Second, IP-based high-definition ( "HD"), camera 24 generates a digital HD video signal is compressed by a 100Mbps Ethernet using standard Category 5 ( "CAT5") twisted pair cable 25 for a distance of up to 100 You may. 신호는 DVR (22)에 의해 수신되어 비 실시간 재생을 위해 기록된다. Signal is received by a DVR (22) is recorded for the non-real-time reproduction. 현재 Coax (26)는 CAT5-to-Coax 브리지 모뎀 (27 및 29) 또는 다른 변환 디바이스를 사용하여 카메라 (24)로부터 DVR (22)에 비디오를 전송하는데 사용될 수 있다. Current Coax (26) may be used to transfer video to the DVR (22) and the camera (24) using a CAT5-to-Coax bridge modem (27 and 29) or other conversion devices. 카메라가 디지털 비디오를 전송하게 하는 네트워크의 사용은 이들 시스템이 몇몇 업스트림 통신, 통상적으로는 제어 및 오디오 신호 (28)를 부가하도록 한다. The use of a network that will cause the camera to transfer the digital video is in these systems some of the upstream communication, typically are added to the control and audio signals (28).

본 발명의 특정 실시예는 카메라 및 시스템 및 카메라를 동작하는 방법을 제공한다. Certain embodiments of the present invention provides a method for operating a camera and camera system. 프로세서는 이미지 센소로부터 이미지 신호를 수신하여 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호를 생성할 수도 있다. The processor may generate a plurality of video signals representing an image signal by receiving the image signal from the image Senso. 인코더는 케이블을 통한 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 디지털 신호를 결합하는데 사용된다. The encoder is used to couple the baseband video signal and a digital signal as an output signal through a cable. 비디오 신호 실질적으로 등시성 (isochronous)인 디지털 비디오 및 기저대역 비디오를 포함할 수도 있다. It may comprise a digital video and video baseband video signal substantially isochronous (isochronous). 카메라는 폐쇄회로 고화질 텔레비전 카메라로서 동작할 수도 있다. The camera may operate as high-definition television camera closed circuit.

본 발명의 특정 양태에 따르는 경우, 기저대역 신호는 표준 아날로그 비디오 신호를 포함할 수 있으며, 디지털 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호와의 결합 이전에 변조될 수도 있다. In accordance with certain embodiments of the invention, the baseband signal may comprise a standard analog video signals, digital video signals may be modulated before the bonding to the base band video signal. 디지털 비디오 신호는 압축된 고화질 디지털 비디오 신호를 포함할 수 있다. The digital video signal may include a compressed high-definition digital video signal. 특히 변조된 디지털 신호가 비디오 리코더에 제공되는 경우, 디지털 비디오 신호의 프레임 레이트는 이미지 신호의 프레임 레이트 미만일 수 있다. In particular, the modulated digital signal is supplied to a video recorder, a frame rate of the digital video signal may be less than the frame rate of the image signal.

특정 실시예에서, 디코더는 다운스트림 비디오를 전달하는데 사용된 전송 케이블로부터 또는 무선 통신 네트워크로부터 수신된 업스트림 신호를 복조하도록 구성된다. In a particular embodiment, the decoder is adapted to transfer from the cable used to deliver the downstream video or demodulates the upstream signal received from the wireless communication network. 변조된 업스트림 신호는, 카메라의 위치 및 방향을 제어하는 신호, 프로세서에 의한 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호의 생성을 제어하는 신호, 기저대역 비디오 신호로서의 인코딩을 위한 이미지 신호의 부분을 선택하는 신호를 포함하는 제어 신호를 포함할 수 있다. The modulated upstream signal is a signal for selecting a part of image signals for a baseband video signal and encoded as a signal, the baseband video signal for controlling the generation of the digital video signal by the signal processor to control the position and orientation of the camera It may include a control signal including the. 또한, 제어 신호는 디지털 비디오 신호로서의 인코딩을 위한 이미지 신호의 부분을 선택하는 신호, 및 확성기와 같은 카메라의 오디오 출력을 구동하는데 사용된 오디오 신호를 포함할 수도 있다. The control signal may comprise an audio signal used to drive the audio output of the camera, such as a signal, and a loudspeaker for selecting the portion of the image signal for encoding as a digital video signal.

본 발명의 특정 실시예는 비디오 이미지를 전송하는 방법을 제공한다. A particular embodiment of the invention provides a method of transmitting a video image. 방법은 고화질 이미지 비디오로부터 수신한 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하여 변조된 디지털 신호를 획득하는 단계, 변조된 신호와 비디오 신호를 나타내는 기저대역 아날로그 신호를 결합함으로써 출력 신호를 생성하는 단계, 및 모니터 및 디지털 비디오 저장 디바이스에 출력 신호를 동시에 전송하는 단계를 포함할 수도 있다. Method comprising the steps of: generating an output signal by combining the baseband analog signal representing the phase modulated signal and the video signal to obtain a digital signal modulated by multiplexing a video signal received from a high-quality image video frequency division, and monitors and digital It may comprise the step of transmitting an output signal at the same time in the video storage device. 이들 실시예들 중 일부에서, 모니터는 비디오 신호의 기저대역 아날로그 표현을 디스플레이하며, 및/또는 디지털 비디오 저장소는 디지털 비디오 리코더를 사용하여 변조된 디지털 신호로부터 추출된 고화질 프레임의 시퀀스를 기록한다. In some of these embodiments, the monitor, and displaying a representation of the analog baseband video signal and / or a digital video storage and recording a sequence of high resolution frames extracted from the digital signal modulated using a digital video recorder. 디지털 비디오 신호는 압축될 수도 있다. The digital video signal may be compressed.

특정 실시예에서, 출력 신호를 전송하는 것은 출력 신호를 동축 케이블 및/또는 무선 전송기에 제공하는 것을 포함한다. In a particular embodiment, to transfer an output signal it includes providing an output signal to the coaxial cable and / or wireless transmitter. 동축 케이블 또는 무선 네트워크로부터 수신된 입력 신호는 복조되어 제어 신호를 획득할 수도 있다. The input signal received from a coaxial cable or a wireless network is demodulated may obtain a control signal. 기저대역 아날로그 신호는 복합 비디오 신호에서 비디오 신호의 부분을 인코딩함으로써 생성될 수도 있으며, 복합 비디오 신호에서 인코딩될 비디오 신호의 부분은 제어 신호를 사용하여 제어될 수도 있다. The baseband analog signal is encoded by the portion of the video signal from the composite video signal portion of the video signal to be encoded in the composite video signal, may be generated may be controlled by using a control signal. 제어 신호는 카메라의 위치를 제어할 수도 있다. The control signal may control the position of the camera. 입력 신호를 복조하는 것은 입력 신호로부터 오디오 신호를 추가적으로 산출할 수도 있다. It demodulates the input signal may be calculated in addition to the audio signal from the input signal.

본 발명의 특정 실시예는 카메라를 동작하는 시스템 및 방법을 제공한다. Specific embodiment of the present invention provides a system and method for operating a camera. 프로세서는 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 복수의 비디오 신호를 생성하고, 제어 로직은 카메라에 의해 수신된 제어 신호에 응답하도록 구성될 수도 있으며, 변조기는 디지털 비디오 신호를 변조하여 변조된 신호를 획득하도록 구성될 수 있다. The processor may be generating a plurality of video signals by receiving an image signal from the image sensor, and the control logic is configured to respond to the control signal received by the camera, a modulator to obtain a modulated signal by modulating a digital video signal It can be configured. 복수의 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함할 수 있다. A plurality of video signal may include a baseband video signal and a digital video signal. 복수의 비디오 신호 각각은 카메라의 시야 중 적어도 일부를 나타내며, 제어 신호는 디지털 비디오 신호 및 기저대역의 콘텐츠를 제어할 수도 있다. Each of the plurality of video signals represent at least a portion of the field of view of the camera, the control signal may control the contents of the digital video signal and the baseband. 통상적으로, 변조된 신호 및 기저대역 비디오 신호는 카메라에 의해 동시에 전송된다. Typically, the modulation signal and the baseband video signal is transmitted by the camera at the same time.

기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성일 수도 있다. The baseband and digital video signal may be substantially isochronous. 인코더는 케이블을 통한 전송용 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 변조된 신호를 결합할 수 있다. The encoder may be coupled to a baseband video signal and the modulation signal as an output signal for transmission through the cable. 제어 신호는 예를 들어, 무선 네트워크로부터 무선으로 수신될 수 있다. The control signal, for example, may be received over the air from the wireless network. 변조된 신호는 적어도 부분적으로 무선으로 전송될 수도 있다. The modulated signal may be transmitted over the air, at least in part. 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호일 수도 있으며, 압축된 디지털 비디오 신호일 수도 있다. The digital video signal may be a signal a high-definition digital video, may be the compressed digital video signal. 제어 신호는 비디오 신호 중 하나에 의해 나타난 시야 중 일부를 이동시킨다. Control signal moves some of the visual field represented by one of the video signal.

도 1은 표준 아날로그 비디오를 전달하는 Coax를 사용하는 종래 시스템을 나타낸다. 1 shows a prior art system using a Coax to deliver standard analog video.
도 2는 고화질 디지털 비디오를 전송함에 대한 종래의 접근이다. Figure 2 is a prior art approach for in transmitting the high-definition digital video.
도 3은 본 발명의 특정 양태에 따른 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 시스템을 나타낸다. Figure 3 illustrates a system for transmission of analog and digital video in accordance with certain embodiments of the invention.
도 4는 본 발명의 특정 양태에 따른 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 네트워크를 나타낸다. Figure 4 shows a network for the transmission of analog and digital video in accordance with certain embodiments of the invention.
도 5는 본 발명의 특정 양태에 따른 동축 케이블을 통한 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 대역폭 할당을 도시한다. Figure 5 illustrates a bandwidth allocation for transmission of analog and digital video over copper in accordance with certain embodiments of the invention.
도 6은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 CCTV 장비의 일 예를 나타낸다. 6 shows an example of the CCTV equipment built in accordance with certain embodiments of the invention.
도 7은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 DVR 장비에서 사용된 모뎀의 일 예를 나타낸다. 7 shows an example of the modem used in the DVR devices constructed in accordance with certain embodiments of the invention.
도 8은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 네트워크 스위치 장비에서 사용된 모뎀의 일 예를 나타낸다. Figure 8 shows an example of a modem used in a network switch device constructed in accordance with certain embodiments of the invention.
도 9는 ATSC 디지털 텔레비전에서 사용된 프레임 구조의 예이다. 9 is an example of a frame structure used in the ATSC digital television.
도 10은 종래 프레임 동기화 패킷의 일 예이다. Figure 10 is an example of a conventional frame synchronization packet.
도 11은 종래 데이터 프레임의 데이터 세그멘트의 일 예이다. 11 is an example of the data segment of the prior data frame.
도 12는 프레임 배열의 간략도를 제공한다. Figure 12 provides a simplified diagram of the frame arrangement.
도 13은 본 발명의 특정 양태에 따른 변조기의 블록도이다. 13 is a block diagram of a modulator in accordance with certain embodiments of the invention.
도 14는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 프레임 구조의 블록도이다. 14 is a block diagram of a frame structure used in a particular embodiment of the invention.
도 15는 본 발명의 특정 실시예에서의 컨벌루션 바이트 인터리버의 동작을 나타낸다. 15 shows the operation of the convolutional byte interleaver of a particular embodiment of the invention.
도 16은 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 선택적 코드 레이트 펑처 (punctured) 격자 코딩된 변조의 블록도이다. Figure 16 is a block diagram of the selective code puncture rate (punctured) coded modulation grid used in a specific embodiment of the invention.
도 17은 QAM 정합의 예를 나타낸다. 17 shows an example of QAM matching.
도 18은 프레임 동기화/모드 패킷을 나타낸다. 18 shows a frame synchronization / packet mode.
도 19는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 간단화된 프레임 구조이다. Figure 19 is a simplified frame structure used in a particular embodiment of the invention.
도 20은 본 발명의 특정 양태에 따른 복조기의 블록도이다. 20 is a block diagram of a demodulator according to certain embodiments of the invention.
도 21은 본 발명의 특정 양태에 따른 카메라측 모뎀의 블록도이다. 21 is a block diagram of a camera-side modem, in accordance with certain embodiments of the invention.
도 22는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측 모뎀의 블록도이다. 22 is a block diagram of the monitor-side modem, in accordance with certain embodiments of the invention.
도 23은 본 발명의 특정 양태에 따른 카메라측의 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 변조기를 나타낸다. Figure 23 shows a QAM modulator in the pass band on the camera side of the baseband in accordance with certain embodiments of the invention.
도 24a 및 도 24b는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측의 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 복조기를 나타낸다. Figure 24a and Figure 24b shows a QAM demodulator in the pass band in the baseband of the monitor-side according to a particular aspect of the present invention.
도 25는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프를 나타낸다. 25 shows a monitor-side digital equalizer and a carrier phase / frequency loop in accordance with certain embodiments of the invention.
도 26은 감쇄가 동축 케이블에서 주파수의 기능으로서 나타냄을 도시한다. 26 shows the indicated as a function of frequency in the coaxial cable attenuation.
도 27a는 균등화기 입력의 전력 스펙트럼 밀도 (PSD)를 나타낸다. Figure 27a shows the power spectral density (PSD) of the equalizer input.
도 27b는 수렴된 균등화기 탭 (tap)의 진폭 응답을 나타낸다. Figure 27b shows the amplitude response of the converging equalizer tap (tap).
도 28a, 도 28b, 도 29a, 및 도 29b는 상이한 주파수에서 통과대역 디지털 비디오 신호의 손실 대 경사를 나타낸다. Figure 28a, Figure 28b, Figure 29a, and Figure 29b shows the pass-band loss for the slope of the digital video signal at different frequencies.
도 30은 본 발명의 특정 양태에 따라 QAM 복조기 내부에 디지털 균등화기를 갖는 모니터측 모뎀을 나타낸다. 30 shows the monitor side modem having a digital equalization within the QAM demodulator according to certain embodiments of the invention.
도 31은 본 발명의 특정 양태에 따라 기저대역 CVBS 를 균등화하는데 적합한 아날로그 활성 필터를 나타낸다. 31 shows a right analog active filter to equalize the baseband CVBS according to certain embodiments of the invention.
도 32는 본 발명의 특정 실시예에서의 필터 응답의 예를 나타낸다. Figure 32 shows an example of a filter response of a particular embodiment of the invention.
도 33a 및 도 33b는 복소평면에서의 회전을 나타내는 QPSK 성좌도 (constellations)이다. Figure 33a and Figure 33b is a QPSK constellation (constellations) that represents the rotation in the complex plane.
도 34는 본 발명의 특정 양태에 따른 위상 보정 처리를 나타내는 블록도이다. 34 is a block diagram of a phase correction process in accordance with certain embodiments of the invention.
도 35는 본 발명의 특정 양태에 따른 적분-비례 ("IP") 필터를 나타낸다. 35 is integrated in accordance with certain embodiments of the present invention shows a proportion ( "IP") filter.
도 36은 전송된 심볼을 나타낸다. Figure 36 illustrates the transmitted symbols.
도 37a, 도 37b, 도 37c, 및 도 37d는 도 36의 전송된 심볼에 기반하여 가능한 복구된 심볼을 나타낸다. Figure 37a, Figure 37b, Figure 37c, and 37d and also is based on the transmitted symbols in FIG. 36 represents the recovered symbols as possible.
도 38은 수신된 심볼에서의 위상 이동을 나타낸다. Figure 38 shows the phase shift of the received symbol.
도 39는 프레임 동기화 심볼의 통상적인 실수부 및 허수부에 기반하여 전송된 성좌도의 예를 나타낸다. Figure 39 shows an example of the constellation sent based on a conventional real and imaginary parts of the frame synchronization symbols.
도 40은 본 발명의 특정 양태에 따라 사용된 위상 오프셋 보정기의 블록도이다. 40 is a block diagram of the phase offset compensator used in accordance with certain embodiments of the invention.
도 41은 프레임 동기화와 관련된 신뢰성을 결정하는 프로세스를 나타낸다. 41 shows a process for determining the reliability associated with the frame sync.
도 42는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프의 특정 양태를 나타낸다. 42 shows a specific embodiment of the equalizer, and carrier phase / frequency loop used in a specific embodiment of the invention.
도 43은 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 위상 에러 검출 모듈 및 슬라이서 (slicer)를 나타낸다. Figure 43 shows a phase error detection module and a slicer (slicer) used in a specific embodiment of the invention.
도 44는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 복수 지수 LUT 모듈을 나타낸다. Figure 44 shows a plurality of exponential LUT module used in a specific embodiment of the invention.
도 45a 및 도 45b는 QPSK 신호 (도 45a) 및 16-QAM 신호 (도 45b)의 균등화된 출력 중 실수부를 나타낸다. Figure 45a and Figure 45b shows part of the equalization output of the QPSK signal (Fig. 45a) and 16-QAM signal (Fig. 45b) mistake.
도 46a, 도 46b, 및 도 46c는 성좌도가 균등화기가 R=58 에서 수렴되는 일 실시예를 사용하여 생성된 QPSK (도 46a), 16-QAM (도 46b), 및 64-QAM (도 46b)인 경우, 균등화된 출력의 전력의 히스토그램이다. Figure 46a, Figure 46b, and Figure 46c is a constellation plot the equalization group R = one embodiment the QPSK (Figure 46a), 16-QAM (Figure 46b), and 64-QAM (Figure 46b) generated by using the converged at 58 If, a histogram of the power of the equalized output.
도 47은 균등화기 출력 및 반송파 위상/주파수 복구 루프 모듈 입력에서의 성좌도의 예이다. Figure 47 is an example of a constellation at the equalizer output and a carrier phase / frequency recovery loop module type.
도 48은 도시된 임계값으로의 QAM 정합의 예를 나타낸다. Figure 48 shows an example of QAM matching of the illustrated threshold.
도 49는 동일한 플롯상에서 중첩된 모든 세 개의 성좌도의 일사분면을 나타낸다. Figure 49 shows one quadrant of the overlapping of all on the same plot three constellation.
도 50은 성좌도를 결정하는 일 접근의 동작을 나타낸다. Figure 50 illustrates the operation of an approach for determining a constellation.
도 51a 및 도 51b는 신호의 중단 또는 탭을 가지며, 본 발명의 특정 양태에 따른 표준 및 고화질 비디오의 동시 전송에 위한 시스템을 나타낸다. Figure 51a and 51b has a stop or tab of the signal shows a system for the simultaneous transmission of standard and high-definition video in accordance with certain embodiments of the invention.
도 52a 및 도 52b는 본 발명의 특정 양태에 따라 노이즈 신호로부터 프레임 동기화 펄스를 생성하는 프로세스를 나타낸다. Figure 52a and Figure 52b shows a process for generating a frame sync pulse from the noise signal in accordance with certain embodiments of the invention.
도 53은 본 발명의 특정 양태에 따라 Coax 접속 지시자를 갖는 카메라측 모뎀의 블록도이다. 53 is a block diagram of a camera-side modem having a Coax connection indicator in accordance with certain embodiments of the invention.
도 54는 자동 이득 제어 루프의 특정 양태를 나타낸다. Figure 54 shows a particular embodiment of the automatic gain control loop.

본 발명의 실시예들이 당업자가 본 발명을 실시할 수 있게 하는 설명적인 예로서 제공된 도면을 참조하여 상세히 설명될 것이다. With reference to the drawings embodiments of the invention are provided by way of illustrative example to enable those skilled in the art to practice the present invention will be described in detail. 특히, 이하의 도면 및 예들은 본 발명의 범위를 단일의 실시예로 제한하도록 의도되지 않으며, 다른 실시예들이 설명되거나 도시된 구성요소 중 일부 또는 전부를 교환함에 의해 가능하다. In particular, the figures and examples below are available as by not intended to limit the scope of the invention to a single embodiment, other embodiments are described or exchange some or all of the illustrated components. 어디서든 편리하게, 동일한 참조 번호는 동면을 통해 동일하거나 유사한 부분을 지칭하도록 사용될 것이다. Where it is convenient matter, the same reference numbers will be used to refer to the same or like parts through the contact surface. 이들 실시예의 특정 구성요소가 공지된 구성요소를 사용하여 부분적으로 또는 전체적으로 구현되는 경우, 이러한 공지된 구성요소 중 본 발명의 이해를 위해 필요한 부분만이 설명될 것이며, 이러한 공지된 구성요소의 다른 부분의 상세한 설명은 본 발명을 모호하게 하지 않도록 생략될 것이다. Other parts of these embodiments, if a specific configuration elements the use of known components that are partially or fully implemented, will be a part only description necessary for understanding of this present of the known component invention, such known components a detailed description thereof will be omitted so as not to obscure the present invention. 상세한 설명에서, 단일의 구성요소를 나타내는 실시예는 제한하도록 의도되지 않으며, 본 발명은 여기서 명백히 다르게 언급되지 않는 이상 복수의 동일한 구성요소를 포함하거나 그 역인 다른 실시예를 포함하도록 의도된다. In the description, the embodiment shown of a single component is not intended to limit, the invention is intended to include the same components of the above plural unless otherwise explicitly stated otherwise herein, or that comprises a inverse another embodiment. 또한, 출원인은 상세한 설명 또는 특허청구범위에서의 임의의 단어가, 일반적이지 않거나 특정한 의미로 명백히 명시되지 않는 그와 같은 의미가 되는 것을 의도하지 않는다. In addition, the applicant does not have any words in either the detailed description or the claims, or unusual intended to be synonymous with those that are not explicitly stated in a specific sense. 또한, 본 발명은 설명에 의해 여기서 지칭된 구성요소에 대한 현재 및 미래의 균등물을 포함하지 않는다. In addition, the present invention does not include the equivalent of today's and tomorrow's for the components referred to by the description herein.

본 발명의 특정 실시예는 카메라가 Coax를 통해 표준 아날로그 비디오 및 고화질 디지털 비디오를 동시에 전송하게 하는 시스템 및 방법을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a system and method that the camera is transmitted to a standard analog video and high-definition digital video via Coax at the same time. 고화질 카메라는 디지털 비디오 신호 및 아날로그 기저대역 신호를 생성하는데 적용된다. High-definition camera is applied to generate a digital video signal and an analog baseband signal. 디지털 신호는 변조되어 기저대역 비디오 신호의 상위 주파수와 분리된 주파수 대역으로 전송된다. The digital signal is modulated and transmitted as separate from the upper frequency of the baseband video signal frequency band. 아날로그 신호는 PAL, SECAM, 및 NTSC 표준 및 이들의 변경물을 포함하는 임의의 표준에 따라 인코딩될 수도 있다. Analog signals may be encoded according to the PAL, SECAM, and NTSC standards, and any standards, including those of the water changed.

상세한 설명의 목적을 위해, coax를 통한 보안 링크 ("SLOC")를 사용하는 시스템의 예가 설명될 것이다. For the purposes of the description, it will be described an example of a system using a secure link ( "SLOC") through the coax. SLOC는 일반적으로 카메라에 대해 업스트림 및 다운스트림 신호를 갖는 것으로 설명되며, 카메라는 업스트림에 배치된다. SLOC generally for the camera is described as having upstream and downstream signals, the camera is arranged on the upstream. 상세한 설명에서, SLOC 시스템의 예는, 제 1 통과대역의 다운스트림 고화질 ("HD"), 제 2 통과대역의 업스트림 및 제어 신호, 및 다운스트림 CVBS를 제공한다. In the description, for the SLOC system, and provides the downstream high-definition ( "HD"), and the upstream control signal, and downstream of the second CVBS passes through the band-pass band. 다른 대역통과 신호 및 대역폭의 할당이 사용될 수도 있다. There is assigned a different band-pass signals and the bandwidth may be used. 예를 들어, 시스템은 표준 또는 고화질 해상도의 2개의 디지털 비디오 신호를 사용할 수도 있다. For example, the system may use two digital video signal of a standard or high definition resolution.

도 3은 본 발명의 특정 동작 이론을 설명하는 본 발명의 실시예를 나타낸다. Figure 3 illustrates an embodiment of the present invention illustrating a particular theory of operation of the present invention. 이 예는 DVR (32)에서 고화질의 비디오 복사를 기록하면서 카메라 (30)에 의해 생성된 라이브 비디오를 보는 것이 바람직한 시스템의 HD 카메라 (30)의 사용을 나타낸다. This example illustrates the use of the system while it is desired to record a high-quality video copied from DVR (32) to view the live video generated by the camera 30 HD camera 30. 이러한 시스템의 예는 보안 또는 감시 시스템이다. An example of such a system is a security or surveillance system. HD 카메라 (30)의 기능은 이하 설명될 바와 같이 원격으로 제어될 수도 있다. Function of the HD camera 30 may be remotely controlled as will be described below. HD 카메라 (30)는 고화질 신호 (332) 및 아날로그 CVBS 신호 (330)를 동시에 생성하도록 적용될 수 있다. HD camera 30 may be applied to produce a high-quality signal 332 and an analog CVBS signal 330 at the same time. 특정 실시예에서, 고화질 신호 (332) 및 아날로그 CVBS 신호 (330)는 등시성이지만, 상이한 신호를 처리하는데 있어서 지연이 동일하지 않는 경우 실질적으로 등시성일 수도 있다. In a particular embodiment, but high-quality signal 332 and an analog CVBS signal 330 is isochronous, it is according to process different signals may be substantially isochronous if delay is not the same. 일 예에서, CVBS 신호 (330)는 디지털-아날로그 변환 오버헤드로 인해 지연될 수도 있다. In one example, CVBS signal 330 is digital-to-analog conversion may be delayed due to the overhead. 또 다른 예에서, 고화질 신호 (332)는 압출될 수도 있으며, 압축 비율에 기반한 가능한 지연의 대상이 된다. In another example, the high definition signal 332 may be extruded, and are subject to delay, based on the compression ratio. 특정 실시예에서, CVBS (330) 및 고화질 신호 (332)는 카메라 (30)에 의해 생성된 보통 오디오 신호와의 일정 시간 관계에 있어서 유지되거나 동기화될 수도 있다. In a particular embodiment, CVBS (330) and high-definition signal 332 may be maintained or synchronized according to a predetermined time relationship with the normal audio signal produced by the camera 30.

카메라 (30)는 이부 컴포넌트를 부가하거나 하드웨어 및 소프트웨어를 카메라 (30)에 집적함으로써 적용될 수도 있다. Camera 30 may be applied by adding a chin components or integrated hardware and software for camera 30. 예를 들어, coax을 통한 보안 링크 모뎀 ("SLOC-T") (31)이 카메라 내부에 제공된다. For example, the secure link modem ( "SLOC-T") (31) through the coax is provided inside the camera. SLOC-T (31)은 카메라 (30)에 부가물로서 집적된 모뎀으로서 구축되거나 카메라 (30)에 이미 집적된 컴포넌트를 사용하여 구현될 수 있다. SLOC-T (31) may be implemented by building an integrated modem as additional water in the camera 30 or the use of already integrated components in the camera 30. The SLOC-T (31)는 멀티미디어 공급이 도시된 바와 같이 통신을 통해 전송 다운스트림이 되게 하며, SLOC-T (31)은 카메라 (30)에 의해 생성된 비디오를 나타내는 상이한 해상도 신호를 전달하는 복수의 신호가 동축 케이블 (330을 통해 전송되게 하는 디바이스이다. 설명의 명백함을 위해, 카메라 (30)와 같은 전송 디바이스에서 사용된 SLOC는 여기서 "SLOC-T"로서 지칭될 것이며, DVR, 네트워크와 같은 수신 디바이스에서 제공된 SLOC는 "SLOC-R"로서 지칭될 것이다. SLOC-T 및 SLOC-R의 설명은 이하 더욱 상세히 설명된다. SLOC-T (31) has a plurality of the multimedia feeds and so is sent downstream through the communication, as illustrated, SLOC-T (31) passes a different resolution signal representing the video generated by a camera 30 signal is the device to be transmitted on a coaxial cable (330. for clarity of illustration, SLOC used in the transmitting device, such as a camera 30, where will be referred to as "SLOC-T", DVR, such as network SLOC provided in the receiving device will be referred to as "SLOC-R". SLOC of SLOC-T and R-described is described in more detail below.

SLOC-T (31)은 카메라 (30)의 컴포넌트들과 협력할 수도 있으며, 및/또는 카메라 (30)가 다양한 모드에서 동작하게하는 향상된 기능을 부가할 수도 있다. SLOC-T (31) may have, and can cooperate with the camera (30) component, and / or camera 30 add enhanced capability to operate in various modes. 일 실시예에서, 카메라 (30)는 비압축 HD 디지털 비디오 출력을 생성할 수도 있으며, SLOC-T (31)는 HD 디지털 비디오 신호를 압축하는 능력을 제공할 수도 있다. In one embodiment, the camera 30 may also generate an uncompressed HD digital video output, SLOC-T (31) may provide the ability to compress the HD digital video signal. 그 결과, SLOC-T (31)는 필요에 따라 호스트 카메라 (30)의 기능성을 향상시키기 위해 변조 및 복조 이상의 성능을 제공할 수도 있다. As a result, SLOC-T (31) may provide more modulation and demodulation performance in order to improve the functionality of the host camera 30, if necessary. 따라서, 몇몇 SLOC-T 디바이스는 다양한 모드에서 동작할 수 있으며, 그 중 일부가 예시적인 방법으로 제공된다. Thus, some SLOC-T device may operate in different modes, is provided in that part of the illustrated method. 일 모드에서, SLOC-T (31)은 카메라로부터 표준 아날로그 신호 버전 및 HD 압축된 비디오 신호를 수신하여, 이 둘의 신호를 coax (33)을 통해 전송한다. In one mode, the SLOC-T (31) receives the standard version of the analog signal from the camera HD and compressed video signals, the signals of the two, and transmitted over the coax (33). 또 다른 예에서, SLOC-T (31)는 카메라 (30)로부터 표준 아날로그 신호 버전 및 비압축 HD 비디오 신호를 수신하여, coax (33)을 통해 표준 아날로그 신호와 함께 압축된 HD 디지털 신호 버전을 전송한다. In another example, SLOC-T (31) sends a standard analog signal version and uncompressed receives the HD video signal, coax (33), the compressed HD digital signal version with a standard analogue signal through the camera (30) do. SLOC-T (31)는 카메라 (30)로부터 수신된 HD 신호로부터 추출된 표준 아날로그 신호 및 HD 디지털 신호를 전송한다. SLOC-T (31) transmits the standard analog signal and the HD digital signal extracted from the HD signal received from the camera 30.

특정 실시예에서, SLOC-T (31)는 주파수 분할 다중화를 사용하여, Coax (33)상의 전송을 위한 출력 신호를 생성한다. In a particular embodiment, SLOC-T (31) using a frequency division multiplexing, and generates an output signal for transmission over Coax (33). 도 5에서 도시된 예에서, 다운스트림 디지털 신호는 주파수 f Cd 의 반송파 (53)에 중앙이 위치한 주파수 (52)의 신호 대역에 제공된다. In the example shown in Figure 5, downstream digital signals are provided to the signal in the frequency band 52, the center is located in the carrier 53 of frequency f Cd. 주파수 (52)의 대역은 기저대역 아날로그 신호 (50)의 최고 주파수 f0보다 위에서 시작한다. Band of frequencies (52) begins from above than the highest frequency f0 of the baseband analog signals (50). 이 구분된 주파수 (52)의 대역은 채널로서 지칭될 수 있다. The frequency band of the separated 52 may be referred to as a channel. 채널 (52)은 SLOC-T (31)의 용량, 사용가능한 대역폭, 신호 대역폭 및 다른 이유에 기반하여 선택될 수도 있다. Channel 52 may be based on capacity, the available bandwidth, the signal bandwidth and other reasons SLOC-T (31) is selected. 일부 실시예에서, 채널 (52)는 수신 장비와의 호환성을 위해 선택될 수도 있다. In some embodiments, the channel 52 may be selected for compatibility with the receiving equipment. 일 예에서, 신호는 표준 텔레비전에 직접 제공될 수도 있으며, 채널 (52)은 기저대역 신호로부터의 적당한 이격을 보장하기 위해 선택될 수도 있다. In one example, the signal may be provided directly on a standard television, the channel 52 may be selected to ensure the proper spacing from the baseband signal. 채널 (52)의 주파수 대역은, 신호의 표준 규정 인코딩이 사용되는 경우, 디지털 비디오 전송에 대한 표준에 기반하여 선택될 수도 있다. The frequency band of the channel 52, when the standard rules of the encoding signals that are used, may be selected based on the standard for digital video transmission. 디지털 신호의 일부를 전달하기 위해, 단일의 디지털 신호가 2개 이상의 상이한 채널을 사용하여 전송될 수도 있음이 고려된다. To transfer a portion of the digital signal, this is considered that there is a single digital signal may be sent using at least two different channels.

임의의 적당한 변조 방식이 전송가능한 디지털 신호의 버전을 생성하는데 사용될 수도 있다. Any suitable modulation scheme may be used to produce a version of the transmitted digital signal. 예를 들어, 상이한 유형의 유선 및 무선 접속이, 위상 편이 방식 (PSK; phase shift keying), 주파수 편이 방식 (FSK: frequency shift keying), 직교 진폭 변조 (QAM; quadrature amplitude modulation), 직교 주파수 분할 다중 (OFDM; orthogonal frequency division multiplexing) 등과 같은 변조 방식과 함께 사용될 수도 있다. For example, a wired and a wireless connection of a different type, phase shift keying (PSK; phase shift keying), frequency shift keying (FSK: frequency shift keying), quadrature amplitude modulation (QAM; quadrature amplitude modulation), orthogonal frequency division multiple may be used with a modulation scheme such as; (OFDM orthogonal frequency division multiplexing). 통상적으로 변조 방식은 전송에 사용된 매체, 원하는 비디오 신호의 프레임 레이트의 특성을 포함하는 요소, 및 채널 (52)의 사용가능한 대역폭에 영향을 주는 다른 요소에 기반하여 선택된다. Typically the modulation method is selected based on other factors that affect the available bandwidth of the element, and the channel 52 including the features of the medium, a desired frame rate of the video signal used in the transmission.

SLOC-R 모뎀 (35)은 DVR (32)와 같은 비디오 캡처 디바이스에 제공될 수도 있다. SLOC-R modem 35 may be provided to the video capture device, such as a DVR (32). SLOC-R 모뎀 (35)은 디지털 비디오 및 CVBS 신호를 수신할 수도 있다. SLOC-R modem 35 may receive the digital video signal and a CVBS. 통상적으로, CVBS 신호는 추출되어 카메라 (30)에 의해 캡처된 비디오 이미지의 라이브 시야를 위해 디스플레이 시스템 (33)에 직접 전달된다. Typically, CVBS signals are extracted and directly transmitted to the display system 33 for a live view of the video images captured by the camera 30. 디스플레이 시스템 (33)은 수신된 아날로그 신호의 디지털화된 버전을 수신할 수도 있을지라도, 표준 모니터가 될 수도 있다. The display system 33 may be received even if the digitized version of the received analog signal, or may be a standard monitor. 일 실시예에서, SLOC-R 모뎀 (35)은 디지털 모니터 및 적당히 장착된 컴퓨터와의 사용을 위해 아날로그 신호의 디지털화된 버전을 생성할 수도 있다. In one embodiment, SLOC-R modem 35 may generate a digitized version of the analog signal for use by the digital monitoring and suitably equipped computer. 기저대역 신호는 아날로그 컴포넌트를 사용하거나 디지털 신호 처리 기술을 통해 구현될 수 있는 로우 패스 필터를 사용하여 영향받을 수 있다. The baseband signals may be affected by using a low-pass filter that can be used analog components or implemented through digital signal processing. 디지털 HD 신호는 개별적으로 추출되어 DVR (32)의 기록 부분에 제공될 수도 있다. Digital HD signal are separately extracted may be provided in the recording portion of the DVR (32). 특정 실시예에서, 디지털 HD 비디오 신호는 기록 이전에 DVR에 압축될 수도 있다. In a specific embodiment, digital HD video signals may be compressed in the DVR on the previous history. 다수의 실시예에서, 디지털 HD 비디오 신호는 압축된 디지털 신호로서 수신된다. In many embodiments, a digital HD video signal is received as a compressed digital signal.

특정 실시예에서, SLOC-T (31) 및 SLOC-R (35)는 신호의 양방향 통신을 지원하도록 구성된다. In a particular embodiment, SLOC-T (31) and SLOC-R (35) is configured to support two-way communication of the signal. 보안 설치의 예에서, 그리고 도 6을 참조하여 이하 상세히 설명될 바와 같이, 카메라 (30)는 마이크로폰 (614), 확성기 (612), 센서 (616), 전기기계적 작동기를 제어하는 제어 인터페이스 (618), 및 다른 특징들을 포함할 수도 있다 (도 6참조). In the example of a security installation, and as will be hereinafter described in detail with reference to Figure 6, the camera 30 includes a microphone 614, a loudspeaker 612, a control interface 618 which controls the sensor 616, the electromechanical actuator , and it may also include other features (see Fig. 6). 이 예에서, 통상적으로 SLOC-T (31) 및 SLOC-R (35)는 카메라 (30)에 제어, 오디오 및 다른 데이터 (36)를 통신하도록 구성된다. In this example, typically SLOC-T (31) and SLOC-R (35) is configured to communicate control, audio and other data 36 to the camera 30.

다시 도 5를 참조하면, 일 실시예에서, 업스트림 데이터는 이용가능한 대역폭의 상부 종단에 설치된 하나 이상의 채널 (54)에서 카메라에 통신될 수 있다. Referring again to Figure 5, in one embodiment, upstream data may be communicated to the camera in one or more channels 54 provided in the upper end of the available bandwidth. 디지털 멀티미디어 신호 (52)의 통신을 위한 채널 서택, 제어 및 오디오 신호 (54) 및 다른 데이터는 이용가능한 대역폭, 채널 (52 및 54)에서 검출된 신호 대 잡음비, 신호 표준 및/또는 애플리케이션 특정 조건에 기반하여 선택될 수 있다. The channel seotaek, control and audio signals 54 and the other data is available bandwidth, the channel 52 and 54 the signal-to-noise ratio, signal standard, and / or application specific condition is detected in the for the communication of the digital multimedia signal 52 It can be selected based. 몇몇 실시예에서, 채널 구성, 대역폭 및 신호 대 잡음비는 연습 시퀀스 (training sequence)를 사용하여 SLOC-T (31) 및 SLOC-R (35)의 접속시 결정된다. In some embodiments, the channel configuration, the bandwidth and signal-to-noise ratio is determined for connecting a SLOC-T (31) and SLOC-R (35) using the exercise sequence (training sequence). 통상적으로, 연습 시퀀스는 미리 결정되거나 협상된 채널의 신호 용량을 확인하고, 디지털 비디오의 전송을 위한 채널 (52)을 선택하며, 선택된 채널 (52)에서 이용가능한 대역폭을 결정하는데 사용된다. Typically, the sequence is used to practice predetermined or check the signal capacity of the negotiated channel, determining the bandwidth available in the selected channel (52) for the transmission of digital video, and the selected channel (52). 선택된 채널 (52)의 특성은 디지털 비디오 신호에 대한 압축 레벨을 설정하는데 사용될 수도 있다. These characteristics of the channel 52 may be used to set a compression level for the digital video signal.

특정 실시예에서, 업스트림 신호 (54)는 다운스트림 (52) 및 기저대역 (50) 신호의 중앙을 제어할 수 있는 신호를 포함한다. In a particular embodiment, the upstream signal 54 is a signal that can control the center of the downstream portion 52 and the baseband (50) signal. 예를 들어, 카메라 광학 (600)은 카메라 (60)에 의해 모니터링된 어안 (fish-eye) 시야를 제공할 수도 있으며, 카메라 프로세서는 기저대역 신호 (50)로서 전송을 위한 이미지의 부분을 선택하도록 제어될 수도 있다. For example, the camera optics (600) may provide a fish-eye (fish-eye) view monitored by the camera 60, the camera processor to select the portion of the image for transmission as a baseband signal 50 It may be controlled. 통상적으로, 다운스트림 디지털 신호 (52)는 DVR상에 기록하거나 부가 처리를 위한 완전한 이미지를 제공할 수 있다. Typically, the downstream digital signal 52 may provide a complete image for recording or further processing on the DVR. 기저대역 신호 (50)는 감시하의 영역의 라이브 모니터링을 위한 기저대역 신호 (50)를 수신한다. The baseband signal 50 receives the baseband signal 50 for live monitoring of the area under surveillance. 기저대역 신호 (50)는 어안 렌즈에 의해 생성된 시각 효과를 보정하는 조정된 이미지를 포함할 수도 있다. The baseband signal 50 may comprise a scaled image to correct the visual effect produced by a fish-eye lens. 기저대역 신호 (50)의 보는 사람은, 시야를 위해 캡처된 이미지의 새로운 부분을 선택함으로써 어안 렌즈의 시야 내에서 시야를 이동시킬 수도 있다. Viewer of the baseband signal 50, it is also possible to move the field of view within the field of view of a fish-eye lens by selecting a new portion of the image captured for the view. 예를 들어, 보는 사람은 "팬-우측 (pan-right)"을 요청하여, 시야를 우측으로 이동시킬 수도 있다. For example, the viewer is - to request a "right fan (pan-right)", it may move the view to the right. 업스트림 신호 (54)에서 전송된 데이터는 카메라가 프로세서가 시야 중 원하는 부분을 추출하여 처리하게 한다. The data transferred from the upstream signal 54 to the camera are processed by the processor to extract a desired portion of the field of view. 특정 실시예에서, 기저대역 신호 (50)에 포함된 시야 이동 요청은 카메라 (60)의 물리적 이동을 유발할 수도 있다. In certain embodiments, the field of view move request contained in the baseband signal 50 may result in physical movement of the camera 60. 그 결과, 업스트림 신호 (54)의 제어 데이터는 기저대역 (50) 및 다운스트림 디지털 (52) 신호 모두의 콘텐츠에 영향을 줄 수도 있다. As a result, the control data of the upstream signal 54 may have an impact on the content of all baseband (50) and downstream digital 52 signal.

특정 실시예에서, 다운스트림 오디오는 HD 디지털 비디오 신호의 일부 및/또는 CVBS 신호의 일부로서 전송될 수 있다. In a particular embodiment, a downstream audio may be transmitted as part of the part and / or CVBS signal of the HD digital video signal. 몇몇 다운스트림 신호는 개별 전용 채널 (미도시)에서 전달될 수도 있다. Some downstream signal may be delivered in a separate dedicated channel (not shown). 특정 실시예에서, 카메라 (30)에 대한 업스트림 통신은 예를 들어, 유선 또는 무선 네트워크를 포함하는 통신 방법을 벗어나 취급될 수도 있다. In a particular embodiment, the upstream communication to the camera 30, for example, may be treated out of the communication method including a wired or wireless network. 특정 실시예가 대안 또는 부가적인 옵션으로서 다운스트림 디지털 신호 (52)를 무선으로 전송할 수도 있다. Specific embodiments may send a downstream digital signal 52 as an alternative or additional option wirelessly. 그 결과, 기저대역 신호 (50)는 Coax를 통해 전송될 수 있으며, 업스트림 (54)과 다운스트림 (52)의 몇몇 결합은 무선으로 전송된다. As a result, the baseband signal 50 may be transmitted via a Coax, some combination of the upstream 54 and downstream 52 is sent over the air. 통상적으로, 업스트림 데이터 (54)는 전송방법에 무관하게 다운스트림 (52) 및 기저대역 (50) 신호에 대한 제어 신호를 포함한다. Typically, the upstream data 54 is a control signal for independently of the downstream portion 52 and the baseband 50, the signal transmission method.

특정 실시예에서, 케이블 (33)은 아날로그 표준 비디오의 디스플레이를 위해 디스플레이 시스템 (33)에 직접 제공될 수도 있다. In a particular embodiment, the cable 33 may be provided directly to the display system 33 for display on an analog video standard. 통상적으로, 표준 모니터 또는 디스플레이 (33)는 기저대역 신호와 표준 변조된 TV 채널 사이에서 선택을 가능하게 하는 필터 회로를 포함한다. Typically, a standard monitor or display (33) comprises a filter circuit which allows a selection between the baseband signal and the modulated standard TV channels. 결국, 모니터 (330는 고주파수 디지털 인코딩된 반송파 신호를 폐기할 수도 있다. 또한, DVR (32)는, 디지털 비디오 신호가 표준 채널에서 전송되며 표준 디지털 인코딩을 사용하는 경우, 부가 처리없이 디지털 비디오 신호를 수신할 수 있다. SLOC-R (35)는 SLOC-T (31)에 의해 생성된 신호를 디코딩하여 DVR (32)에 디코딩된 HD 디지털 비디오 및 다른 신호를 제공한다. 또한, SLOC-R (35)은 카메라 (30)으로의 전송을 위한 제어, 오디오 및 다른 데이터를 인코딩할 수도 있다. As a result, the monitor (330 may be disposed a carrier signal of high frequency digital encoding Further, DVR (32) is, the digital video signal is transmitted from the standard channel digital video signals, without adding process when using a standard digital encoding may receive. SLOC-R (35) decodes the signal generated by the SLOC-T (31) and provides the HD digital video and other signals, decoding the DVR (32). in addition, SLOC-R (35 ) may encode control, audio, and other data for transmission to the camera 30.

도 4를 참조하면, 본 발명의 특정 동작 원리를 나타내는 본 발명의 실시예가 제공된다. 4, an embodiment of the present invention showing the specific operation principle of the present invention is provided. 도 4는 네트워크 스위치 (44)를 통해 네트워크상에서 비디오의 고화질 복사본을 동시에 제공하면서, 카메라 (40)에 의해 생성된 라이브 비디오를 보는 것이 바람직한 시스템에 기반한 예를 도시한다. Figure 4 illustrates an example is based on the preferred system to view the live video generated by a camera (40), providing a high-quality copy of the video at the same time on the network via a network switch (44). 일 예에서, HD 비디오 공급은 내부 또는 외부 IP 비디오 서버를 사용하여 캡처되거나 스트리밍된다. In one example, HD video feeds are captured or streaming using an internal or external IP video servers. 통상적으로 카메라 (40)는 고화질 신호 및 아날로그 기저대역 비디오 신호를 동시에 생성하도록 적용된다. Typically the camera 40 is adapted to generate a high-definition signal, and the analog baseband video signal at the same time. 카메라 (40)는 외부 컴포넌트를 부가하거나 SLOC-T (400)와 같은 하드웨어 소프트웨어를 카메라 (40)에 집적함으로써 적용될 수도 있다. Camera 40 may be applied by the addition of external components or integrated hardware and software, such SLOC-T (400) into the camera (40). SLOC-T (400)은 도 3에서 특징된 SLOC-R (31)과 같은 방법으로 동작할 수도 있다. SLOC-T (400) may operate in the same way as the SLOC-R (31) characterized in FIG. 그러나, SLOC-T (400)은 네트워크를 통한 디지털 비디오 신호의 포워딩을 용이하게 하는 방법으로 디지털 비디오 신호를 인코딩하도록 구성될 수도 있다. However, SLOC-T (400) may be configured to encode the digital video signal in a manner which facilitates the forwarding of the digital video signal from the network. 예를 들어, SLOC-T (400)은 프로그래밍되거나, 그렇지 않은 경우 IP 비디오 서버에 의해 지원된 스트리밍 포맷에 따라 디지털 비디오 신호를 제공하도록 구성될 수도 있다. For example, SLOC-T (400) is programmed or otherwise according to the stream format supported by the IP video server may be configured to provide a digital video signal.

카메라 (40)에 의해 전송된 다중화된 비디오 신호는 SLOC-R (440)이 옵션적으로 장착된 네트워크 스위치 (44)에 의해 수신될 수도 있다. The multiplexed video signal transmitted by the camera 40 may be received by the SLOC-R (440) is optionally a network switch (44) mounted. 기저대역 표준 아날로그 신호가 추출되어 디스플레이 (43)에 제공될 수 있다. The baseband standard analog signal is extracted and can be provided to the display 43. 특정 실시예에서, SLOC-R (440)은 디지털 고화질 비디오 신호를 추출하여 비디오 서버 또는 디지털 비디오 신호를 전달하는데 충분한 대역폭을 갖는 적당한 네트워크를 사용하는 다른 네트워크 디바이스에 포워딩할 수도 있다. In a particular embodiment, SLOC-R (440) may be forwarded to other network devices using a suitable network with sufficient bandwidth to extract the high-definition digital video signal carrying the video server or a digital video signal. 디지털 HD 비디오 신호는 압축된 HD 비디오 신호를 포함할 수도 있다. A digital HD video signal may comprise a compressed HD video signal. 특정 실시예에서, SLOC-R (440)에 의해 추출된 디지털 고화질 신호는 압축되거나 비디오 서버 또는 다른 네트워크 디바이스에 포워딩하기 위해 더 압축된다. In a particular embodiment, the digital high definition signal extracted by the SLOC-R (440) is compressed or is compressed further to forward the video server or other network device. SLOC-R (440)은 네트워크상의 전송을 위해 디지털 고화질 신호를 기록 및/또는 재변조하는 하드웨어 및 소프트웨어를 포함하며, 예를 들어, SLOC-R (440)은 이더넷을 통한 통신을 위해 인코딩된 H-264 신호를 생성할 수도 있다. SLOC-R (440) is an include hardware and software for modulating the recording and / or reforming a digital high definition signal for transmission on the network, for example, SLOC-R (440) are encoded for communication over the Ethernet H It may generate a signal -264.

다시 도 6을 참조하면, 본 발명의 특정 실시예는 보안 시스템에 적용가능한 향상된 성능을 제공한다. Referring again to Figure 6, a particular embodiment of the present invention provides an improved applicable to secure system performance. 도시된 예에서, 카메라 (60)는 본 발명의 특정 양태에 따라 디지털 인코딩된 멀티미디어 신호를 제공하도록 구성되고 적용된 프로세서 및 모뎀 SLOC-T (606)를 포함한다. In the illustrated embodiment, the camera 60 includes a digitally encoded multimedia signal is applied to the processor and configured to provide a modem SLOC-T (606) in accordance with certain embodiments of the invention. 순차 이미지는 당업자에게 공지된 CCD 센서 및 렌즈 시스템의 조합을 포함하는 이미지 센서 (602) 및 광학 (600)의 조합을 사용하여 캡처될 수 있다. Sequential images can be captured using the combination of the image sensor 602 and the optical 600 that comprises a combination of a CCD sensor and a lens system, known to those skilled in the art. 통상적으로 프로세서 (604)는 원하는 또는 미리 결정된 프레임 레이트에 따라 캡처된 순차 이미지를 제공하는 이미지 센서 (602)로부터 스캔 신호 (603)를 수신한다. Typically, the processor 604 receives the scanning signal 603 from the image sensor 602 to provide a sequential images captured according to a desired or predetermined frame rate.

몇몇 실시예에서, 이미지 센서 (602)는 하나 이상의 센서에 의해 캡쳐된 이미지를 나타내는 스캔된 아날로그 신호를 변환하여 디지털 비디오 신호를 생성할 수 있다. In some embodiments, image sensor 602 may convert the scanned analog signal representing the image captured by the at least one sensor to generate a digital video signal. 예를 들어, 이미지 센서 (602)는 RGB (레드, 그린, 블루) 센서를 포함할 수도 있으며, 이미지 센서 (602)는 RGB 센서 출력을 내부적으로 처리하여 이미지 센서 (602)의 출력 (603)으로서 인코딩된 컬러 비디오 신호를 생성할 수도 있다. For example, the image sensor 602 is RGB (red, green, blue), and may include a sensor, an output 603 of image sensor 602 is an image sensor to process the RGB sensor output internally 602 the encoded color may produce a video signal. 다른 실시예에서, 프로세서 (604)는 이미지 센서 (602)로부터 신호 (603)를 미리 처리하여 미처리 (raw) 디지털 비디오 신호를 획득할 수도 있다. In another embodiment, processor 604 may obtain untreated (raw) digital video signal to pre-processes the signal 603 from the image sensor (602). 미처리 디지털 비디오는, 내부적으로 획득되거나 이미지 센서 (602)로부터 수신되든, 프로세서 (604)에 의해 더 처리되어 초기 HD 디지털 비디오 신호를 획득할 수도 있다. The raw digital video is obtained internally or receiving anything from the image sensor 602, is further processed by the processor 604 may obtain an initial digital HD video signal. 아날로그 표준 신호는 미처리 디지털 비디오 신호, 센서 (602)의 출력 (603), 또는 초기 HD 디지털 비디오 신호를 처리함으로써 획득될 수도 있다. Analog standard signal may be obtained by processing the output 603, or the initial HD digital video signal of the unprocessed digital video signal, the sensor 602. 그 후, 프로세서 (604)는 초기 HD 디지털 비디오 신호를 포맷하여 방송 및 다른 표준에 부합하는 하나 이상의 HD 디지털 비디오 신호를 획득할 수도 있다. Then, the processor 604 may format the initial HD digital video signal to obtain one or more digital HD video signal conforming to a broadcast, and other standards. 예를 들어, 프로세서 (604)는 ATSC 및 DVB 표준과 같은 방송 비디오 표준에 부합하는 신호를 생성할 수도 있다. For example, processor 604 may generate a signal conforming to the broadcast video standard such as the ATSC and DVB standards. 프로세서 (604)는 디지털 비디오 신호를 추가로 압축할 수도 있다. Processor 604 may be compressed in addition to the digital video signal.

카메라 프로세서 (604)는 상업적으로 이용가능한 컴포넌트 및 맞춤형 하드웨어 및 소프트웨어의 조합을 포함할 수도 있다. Camera processor 604 may comprise a combination of commercially available components used and customized hardware and software. 일 예에서, 프로세서는 순차적인 단계, 명령 및/또는 프로그램을 수행하는 지원 로직 및 메모리와 결합하여, 하나 이상의 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서, 마이크로제어기, 시퀀서 (sequencer) 및 다른 프로그램가능한 디바이스를 포함할 수도 있다. In one embodiment, the processor is a sequential step, the command and / or in combination with a supporting logic and memory to run the program, to include one or more microprocessors, digital signal processor, microcontroller, sequencer (sequencer), and other programmable devices may. 저장부 (610)는 실생시 이 애플리케이션에서 설명한 기능 중 일부 또는 전부를 수행하는 컴퓨터 판독가능한 명령을 저장하는데 사용될 수도 있다. Storage unit 610 may be used to store computer-readable instructions for performing any or all of the features described in this application, when seedlings. 카메라 프로세서 (604)는 본 발명의 특정 실시예의 구축을 위해 사용될 수 있는 몇몇 내장 또는 "하드 코딩된" 프로세스를 포함할 수도 있다. Camera processor 604 may include some built-in or "hard-coded" process that may be used for example to build a specific embodiment of the present invention. 또한, 저장부 (610)는 프로그램 스크래치 메모리에 대해, 및/또는 구성 정보를 유지하기 위해 사용될 수도 있다. The storage unit 610 may be used to maintain, and / or configuration information for a program memory scratch. 특정 실시예에서, 저장부 (610)는 카메라 (60)에 의해 캡처된 비디오의 기록을 저장하는데 사용될 수도 있다. In a particular embodiment, the storage unit 610 may be used to store the recording of the video captured by the camera 60. 따라서, 저장부 (610)는 휘발성 및 비휘발성 메모리, 광학 및 자기 디스크, 착탈가능 전기적으로 삭제가능한 메모리, USB 메모리 드라이브 및 다른 반도체, 전자기 및 광학 저장 디바이스를 사용하여 구현될 수도 있다. Thus, the storage unit 610 may be implemented using volatile and non-volatile memories, optical and magnetic disks, removable electrically erasable memory, USB memory, drives, and other semiconductor, electronic and optical storage devices.

신호 (605)는 프로세서 (604)에 의해 SLOC-T (606)로 제공된 비디오 신호, 및 SLOC-T (606)에 의해 프로세서 (604)로 포워딩된, 업스트림 제어, 오디오 및 라인 (62)으로부터 수신된 다른 업스트림 정보를 포함한다. Received from the signal 605 SLOC-T (606) a video signal, and SLOC-T (606), the processor (604), the upstream control, audio, and line 62 forwarded to by the provided as by processor 604 the other comprises an upstream information. 업스트림 오디오 정보는, 오디오 정보가 확성기, 변환기, 또는 다른 오디오 출력 시스템 (612)레 릴레이되기 이전에 프로세서 (604)에 의해 디코딩, 처리, 및/또는 포맷될 수도 있다. Upstream audio information, the audio information has a loudspeaker, transducer, or other audio output system (612) records before the relay can also be decoded, processed, and / or formatted by the processor 604. 프로세서는 오디오 신호를 증폭하거나 오디오 출력 컴포넌트 (612)에 별개의 증폭기를 사용할 수도 있다. The processor may amplify the audio signal or use a separate amplifier to the audio output component (612). 업스트림 제어는 통상적으로 제어 인터페이스 (618)를 통해 제공되는 외부 디바이스에 대한 제어 신호 및 광학 제어 (601)를 포함할 수도 있다. Upstream control typically may include a control signal and an optical control (601) to an external device that is provided through the control interface 618. 외부 디바이스는 카메라 (60)를 해석, 회전 또는 지향하는데 사용되는 모터 또는 작동기를 포함할 수도 있다. External device may include a motor or an actuator that is used to interpret, rotation or orientation of the camera (60). 광학 제어 신호 (601) 및 외부 제어 신호 (618)는 원격 제어 시스템에 의해 미리 규정된 명령에 응답하여 생성될 수도 있다. Optical control signal 601 and the external control signal 618 may be generated in response to a prescribed command by the remote control system. 예를 들어, 원격 사용자는 조이스틱을 조정하여 카메라 (604)에 의해 "수평면에서 시계방향으로 90도 카메라를 회전하라" 는 의미로 해석되는 코딩된 일련의 명령을 생성하며, 프로세서 (604)는 카메라 (60)에 대해 수직으로 설치된 스탭핑 모터에 일련의 펄스를 전송함으로써 반응하며, 일련의 펄스는 카메라는 카메라의 수직축에 대해 원하는 회전을 유발할 수도 있다. For example, a remote user "be rotated 90 degrees to the camera in a horizontal plane in the clockwise direction" by adjusting the joystick by the camera 604 to produce a coded series of instructions to be interpreted in the sense, processor 604 camera responds by transmitting a series of pulses to the stepping motor is in the upright position for 60, a series of pulses of the camera may cause the desired rotation about the vertical axis of the camera. 유사한 명령이 광학 (600)의 초점, 줌, 및 홍채를 조절할 수도 있다. Similar commands may also adjust the focus, zoom, and iris of the optical (600).

또 다른 예에서, 명령 및 데이터가 프로세서 (604) 및/또는 센서 (602)의 기능을 제어하는데 사용될 수 있는 업스트림 제어 정보에 제공될 수도 있다. In yet another example, may be provided to the command and control information from the upstream data can be used to control the functionality of the processor 604 and / or sensor 602. The 명령 및 데이터는 업스트림 비디오 신호들 중 하나 이상에서의 인코딩을 위해 카메라 (60)의 시야 내의 영역을 선택하는데 사용될 수 있다. Commands and data may be used to select the area within the field of view of the camera (60) for encoding at least one of the upstream video signal. 특정 실시예에서, 명령 및 데이터는 인코딩될 시야의 부분을 지정하기 위해 원격으로 조정될 수 있는 하나 이상의 가상 카메라를 제공하여, 이에 의해 이 부분은 카메라 (60)의 광학에 의해 결정된 실제 시야 내에서 동작하는 가상 팬, 줌 및 기울기에 의해 선택된다. In a particular embodiment, the instruction and data by providing at least one virtual camera which can be adjusted remotely in order to specify a part to be encoded field of view, so that the portions by the operation in the actual field of view is determined by the optics of the camera 60 which is selected by the virtual pan, tilt and zoom. 특정 실시예에서, 프로세서 (604)는 카메라의 물리적 이동을 부가적으로 유발하여, 이에 의해 팬, 기울기, 및 줌 기능의 범위를 연장한다. In a particular embodiment, the processor 604 is caused by the physical movement of the camera in addition, thereby extending the range of the pan, tilt, and zoom functions.

적어도 몇몇 실시예에서, CVBS 및 디지털 신호는 각각 이미지 센서 (602)에 의해 캡처된 이미지의 부분을 전달할 수도 있다. In at least some embodiments, CVBS and a digital signal may pass a portion of the image captured by the image sensor 602, respectively. 이미지의 부분은 중첩되거나 렌즈 (600)에 의해 제공된 시야 내의 상이한 영역으로부터일 수도 있다. Portion of the image may be different from the area in the field of view provided by the overlapping or lens 600. The 또한, 특정 실시예에서, 추가적인 카메라 (60) 및/또는 추가적인 이미지 센서 (602)는 이용가능한 시야를 확장하는데 사용될 수도 있다. Further, in certain embodiments, the additional camera 60 and / or additional image sensor 602 may be used to extend the available field of view. 예를 들어, 복수의 카메라를 구성하여 영역의 파노라마 (360°) 시야를 획득하는 것이 바람직할 수도 있다. For example, configuring a plurality of cameras to acquire panoramic (360 °) field of view of the region may be desirable. 하나 이상의 프로세서 (604)는 시야 또는 시야의 부분을 나타내는 아날로그 및 디지털 신호를 제공할 수도 있다. One or more processors 604 may provide both analog and digital signals representing the portion of the field of view or visual field. 일 예에서, 완전한 파노라마 시야는 DVR 에 기록될 수도 있는 디지털 신호에 제공될 수도 있으며, CVBS 신호는 파노라마 내에 선택가능한 시야를 제공할 수도 있다. In one example, the full panoramic field of view, may be provided to a digital signal which may be recorded on the DVR, CVBS signal may provide a selectable field of view within the panorama. 선택가능한 시야는 줌, 팬, 및 다른 제어를 사용하여 제어될 수도 있다. Selectable field of view may be controlled using a zoom, pan, and other control. 또 다른 예에서, CVBS 및 디지털 신호는 파노라마 시야의 공통되거나 상이한 부분을 제공할 수도 있으며, 이 부분은 원격 시청자에 의해 독립적으로 제어될 수도 있다. In another example, CVBS and digital signal may be provided to common or different parts of the panoramic field of view, this portion may be independently controlled by a remote viewer.

도 7은 도 3에서 설명된 SLOC-R (35)와 유사하게, 보안 디지털 비디오 기록 시스템 (70)의 SLOC-R (700)의 사용의 예를 도시한다. Figure 7 shows an example of the use of SLOC-R (700) of Similarly, the secure digital video recording system 70 and the SLOC-R (35) is described in FIG. 시스템 (70)은 SLOC-R (700), 주변 기기 (710, 712, 및 714)에 접속된 DVR 프로세서 (702), 아날로그 비디오 디코더 (704), 디지털 비디오 디코더 (708), 및 HD 디지털 디스플레이 프로세서 (706)을 포함한다. System 70 SLOC-R (700), peripheral devices (710, 712, and 714), a DVR processor 702, an analog video decoder 704, the digital video decoder 708, and the HD digital display processor connected to It comprises 706. 전술한 바와 같이, SLOC-R (700)은 통상적으로 아날로그 표준 비디오 신호 및 HD 디지털 비디오 신호를 포함하는 Coax (72)로부터의 신호를 수신하여 디코딩한다. As described above, SLOC-R (700) are typically decoded by receiving a signal from the Coax (72) including an A standard video signal and the HD digital video signal. 또한, SLOC-R (700)은 Coax (72)를 통해 업스트림 오디오 및 제어 신호를 전송한다. Also, SLOC-R (700) transmits an upstream signal through the audio and control Coax (72). 통상적으로 SLOC-R은 입력신호 (72)의 HD 디지털 비디오 신호로부터 아날로그 CVBS 신호를 분할하여, 프로세서 (702)에 디지털 비디오 신호를 제공하며, 도 6에 도시된 카메라 (60)로부터의 라이브 공급으로서 표준 모니터 (74)에 CVBS를 제공한다. Typically SLOC-R is a live feed from the camera 60 shown in dividing the analogue CVBS signal from the HD digital video signal from the input signal 72, and provides the digital video signal to the processor 702, Fig. 6 It provides the CVBS standard monitor (74). SLOC-R (700)은 아날로그 비디오 디코더 (704)에 아날로그 기저대역 비디오 신호 (701)를 제공하며, 아날로그 비디오 디코더 (704)는 아날로그 기저대역 비디오 신호 (701)를 처리하여 디지털 표준 비디오 신호 (705)를 생성한다. SLOC-R (700) provides an analog baseband video signal 701 to an analog video decoder 704, an analog video decoder 704 is to process the analog baseband video signal 701 is a digital standard video signal (705 ) it generates. 디스플레이 프로세서 (706)는 디지털 표준 신호 (705)와 저장된 HD 디지털 비디오의 재생으로부터 유도된 신호 (707) 사이에서 다중화 및/또는 선택한다. Display processor 706 multiplexes and / or to choose between a standard digital signal 705, and the stored signal derived from the reproduction of the HD digital video 707. 디스플레이 프로세서는 선택된 신호를 HD 텔레비전 또는 모니터 (76)에 의해 디스플레이 가능한 포맷으로 제공한다. The display processor provides the selected signal to a displayable format by an HD television or monitor (76).

DVR 프로세서 (702)는 디지털 HD 비디오 신호 (703)를 수신하고 옵션적으로 카메라 (60)에 의해 캡처된 비디오의 기록으로서 신호의 적어도 일부를 저장한다. The DVR processor 702 has received and optionally to store at least a portion of the signal as the recording video captured by a camera 60, a digital HD video signal 703. 기록은 하드 디스크 드라이브 (714), 네트워크 저장부 (미도시), 또는 네트워크 인터페이스 (710) 및/또는 USB/파이어와이어 또는 다른 로컬 버스 (712)를 통해 접속된 다른 광학 전자기적 또는 반도체 저장부에 저장될 수도 있다. Records in the other optical electromagnetic or semiconductor storage unit connected through a hard disk drive 714, a network storage unit (not shown), or the network interface 710 and / or USB / Firewire or other local bus (712) It may be stored. 기록된 비디오는 더 압축되어 저장 공간을 세이브한다. The recorded video is being further compressed to save storage space. DVR 프로세서는 기록된 비디오를 회수하며 디지털 비디오 디코더 (708)를 사용하여 재신 신호 (707)를 제공한다. DVR processor provides the number of times the recorded video and jaesin signal using a digital video decoder 708 (707).

도 8은 도 4에서 설명된 SLOC-R (440)와 유사하게, 네트워크된 보안 디바이스 (80)의 SLOC-R (800)의 사용의 예를 도시한다. Figure 8 shows an example of the use of SLOC-R (800) of the SLOC-R and similarly, the security device 80, the network 440 described in FIG. 디바이스 (80)는 SLOC-R (800) 및 통상적으로 네트워크에 의해 IP 비디오 서버 (86)에 접속되는 네트워크 스위치 프로세서 (802)를 포함한다. The device 80 includes a network switch processor 802 which is connected to the IP video server 86 by a network SLOC-R (800) and conventional. 전술한 바와 같이, SLOC-R (800)은 통상적으로 아날로그 표준 비디오 신호 및 HD 디지털 비디오 신호를 포함하는 Coax (82)로부터의 신호를 수신하여 디코딩한다. As described above, SLOC-R (800) are typically decoded by receiving a signal from the Coax (82) including an A standard video signal and the HD digital video signal. SLOC-R (800)은 옵션적으로 Coax (82)를 통해 업스트림 오디오 및 제어 신호를 전송한다. SLOC-R (800) is optionally to be sent upstream of audio and control signals over the Coax (82). 통상적으로 SLOC-R은 입력신호 (82)의 HD 디지털 비디오 신호로부터 아날로그 CVBS 신호를 분할하여, 프로세서 (802)에 디지털 비디오 신호를 제공하며, 도 6에 도시된 카메라 (60)로부터의 라이브 공급으로서 표준 모니터 (84)에 CVBS를 제공한다. Typically SLOC-R is a live feed from the camera 60 shown in dividing the analogue CVBS signal from the HD digital video signal from the input signal 82, and provides the digital video signal to the processor 802, Fig. 6 It provides the CVBS standard monitor (84). 특정 실시예에서, SLOC-R (80)은 고화질 디스플레이 (85), 또한 도 6에 도시된 카메라 (60)로부터의 라이브 공급과 같은 디지털 디스플레이로의 사용을 위해 CVBS 신호 (801)를 디지털화하는 컴포넌트 (804, 806 등)를 포함한다. In a particular embodiment, SLOC-R (80) is a high-resolution display 85, and components that digitizes the camera (60) CVBS signal 801 for use by a digital display, such as a live feed from the shown in Figure 6 and a (804, 806, etc.). 그러나, 적당히 장착된 디스플레이 디바이스 또는 연산 디바이스가 CVBS 신호 (801)를 수신하여 신호의 디지털화를 수행할 수도 있다. However, it may be a suitably equipped display device or a computing device, perform the digitization of the signal by receiving a CVBS signal 801. 스위치 프로세서 (802)는 디지털 HD 비디오 신호 (803)를 수신하여 수신한 신호를 카메라 (60)에 의해 캡처된 비디오의 기록을 유지할 수 있는 네트워크 비디오 서버 (86)에 옵션적으로 전송한다. Switch processor 802 transmits a signal received by optionally receives a digital HD video signal 803 to the network video server 86 to maintain a record of the video captured by the camera 60. 디지털 HD 비디오 신호 (803)는 비디오 서버 (86)에 전송되지 이전에 더 압축될 수도 있다. A digital HD video signal 803 may be further compressed prior to be transferred to the video server (86).

도 5 및 도 6을 참조하면, 본 발명의 특정 실시예는 원하는 바에 따라 선택되는 다운스트림 신호 (52) 및 기저대역 아날로그 신호 (50)의 콘텐츠를 허용한다. Even when 5 and 6, a particular embodiment of the present invention allows the contents of the downstream signal 52 and a baseband analog signal 50 is selected as desired. 일 예에서, 기저대역 신호 (50) 및 다운스트림 신호 (52)는 동일한 이미지를 포함하며, 전자는 아날로그 형태이며, 후자는 디지털적으로 인코딩된다. In one example, the baseband signal 50 and the downstream signal 52 includes the same image, E is an analog form, the latter is encoded digitally. 디지털 이미지는 압축 및 비압축, 표준 및 고화질, 및 전체 프레임 또는 감소된 프레임 레이트로 옵션적이며 선택적으로 전송될 수 있다. The digital image in compressed and uncompressed, standard and high definition, and the entire frame or a reduced frame rate, and optionally can be selectively transmitted. 또 다른 예에서, 기저대역 신호 (50)는 이미지 센서 (602)에 의해 캡처된 전체 이미지 중 일부를 제공하며, 다운스트림 신호 (52)는 전체 이미지를 전달한다. In another example, the baseband signal 50 and provides a portion of the entire image captured by the image sensor 602, the downstream signal 52 passes the entire image. 또 다른 예에서, 기저대역 신호 (50)는 이미지 센서에 의해 제공된 전체 이미지를 제공하며, 다운스트림은 전체 이미지 중 일부를 포함한다. In another example, the baseband signal 50, provides the entire image provided by the image sensor, the down stream includes a portion of the total image. 결과적으로, 고도로 구성될 수 있는 시스템은 디지털 카메라의 사용자가 비디오 이미지를 디스플레이, 기록, 및 전송에 대한 옵션의 넒은 범위로부터 선택하도록 허용한다. As a result, the systems that can be highly configuration allows the digital camera user to choose from the broadest range of options for display, recording, and transmission of video images.

기저대역 신호에 대한 아날로그 균등화기 Analog equalizer for baseband signal

본 발명의 특정 실시예는 케이블 길이가 증가함에 따라 더욱 많이 주파수가 감소됨을 유발하는 케이블에서의 상당한 주파수 하강의 영향을 개선하는 시스템 및 방법을 포함한다. Specific embodiments of the invention include a system and method for improving a significant effect of lowering the frequency of the cable more and more as the cable length increases frequency a leads to reduced. 케이블에 의해 유발된 이 기울기는 기저대역 아날로그 신호 및 통과대역 디지털 비디오 신호를 열화시키고, 열화는 케이블 길이가 증가함에 따라 악화된다. This slope is caused by the cable degrade the baseband analog signal and a digital video signal and the pass band, degradation is worsened as the cable length increases. 본 발명의 특정 실시예는 통상적으로 디지털 수신기에 디지털 통과대역 신호상의 기울기를 제거하는 균등화기를 제공하여 전송된 심볼의 신뢰할 수 있는 디코딩을 인에이블한다. Certain embodiments of the present invention is typically enable reliable decoding in the number of symbols transmitted by providing an equalization to remove the slope on the digital signal to a pass band digital receiver.

본 발명의 특정 실시예는, 전술한 시스템을 포함하여, 기저대역 비디오 신호가 기저대역 비디오 신호의 디지털 표현 및 제어 신호와 결합되는 시스템 및 장치의 성능을 개선하여, 이에 의해 동축 케이블 ("coax")과 같은 신호를 통한 전송을 인에이블한다. Specific embodiments of the invention, including the foregoing systems, the baseband video signal to improve the performance of systems and devices that are combined with the digital representation and the control signal of the baseband video signal, whereby a coaxial cable by ( "coax" ) and to enable the transmission on the same signal. 도 3 및 도 4는 SLOC 시스템을 제공하는 실시예의 예를 도시하며, 도 5는 SLOC 시스템에 대한 하나의 가능한 변조 방식을 도시한다. Figure 3 and Figure 4 shows an example of embodiment provided a SLOC system, Figure 5 illustrates one possible modulation scheme of the system for SLOC. 도 3의 예를 참조하면, HD 카메라 (30)는 압축된 디지털 HD 비디오 (332)를 포함하는 출력을 제공하며, 보조 카메라 출력 (330)은 아날로그 표준 ("SD") CVBS을 포함한다. Referring to the example shown in Fig. 3, HD camera 30 provides an output including a compressed digital video HD 332, a second camera output 330 comprises a standard analog ( "SD") CVBS. 압축 비디오 신호 (332)는 기저대역 아날로그 CVBS 신호 (330)과 결합될 수 있는 변조된 신호를 제공하는 QAM 변조기를 포함하는 SLOC 카메라측 모뎀 (31)을 사용하여 통과대역 (52)으로 변조된다. Compressed video signal 332 by using the SLOC camera-side modem 31 including a QAM modulator for providing a modulated signal, which may be combined with the baseband analog CVBS signal 330 is modulated by the passband 52. The 결합된 신호는 통상적으로 300m 이상 연장될 수 있는 거리에 대해 동축 케이블 (33)을 통해 전송된 다운스트림이다. The combined signal is typically the downstream transmission via a coaxial cable 33 for a distance which can be extended more than 300m. 모니터 측에서, SLOC 모니터측 모뎀 (35)은 통과대역 다운스트림 비디오 신호 (332)의 신호 표현으로부터 기저대역 CVBS 신호를 나타내는 신호를 분리한다. In the monitor side, SLOC monitor-side modem (35) separates a signal indicating the base band signal from the CVBS signal representation of the pass-band downstream video signal 332. CVBS의 신호 표현은 지연없는 라이브 보기를 위해 SD 디스플레이 (34)에 공급된다. CVBS signal representation is supplied to the SD display 34 to the live view without delay. 고 통과대역 다운스트림 신호는 모니터 (34)상의 라이브 (아마 약간 지연됨) HD 보기 및 나중의 보기를 위한 비실시간 HD 재생을 지원하는 호스트 프로세서 및 DVR (32)에 출력이 공급되는 QAM 복조기로 복조된다. High pass band downstream signal is demodulated in the live QAM demodulator is (perhaps slightly delayed) output is applied to the host processor and the DVR (32) to support non-real-time HD reproducing for viewing the HD view, and later on the monitor (34) .

예를 들어, 업스트림 통신은, 예를 들어, IP 프로토콜에 따라 제공된다. For example, the upstream communication is, for example, is provided according to the IP protocol. 업스트림 통신은 모니터측으로부터 카메라 (30)로 오디오 및 카메라 제어 신호 (334)를 전송하는데 부가적으로 사용될 수도 있다. Upstream communication is to transmit the audio and camera control signal 334 to the camera 30 from the display side may also be used additionally. 통상적으로 업스트림 신호에 대한 비트 레이트 및 그 결과 요구된 대역폭은 다운스트림 통과대역 신호에 대해 요구되는 비트 레이트 및 그 결과 요구된 대역폭보다 상당히 낮다. Typically the bit rate and as a result the required bandwidth of the upstream signal is significantly lower than the bit rate and as a result the required bandwidth required for the downstream pass-band signal. 모니터측 SLOC 모뎀 (35)은 IP 신호를 업스트림 통과대역 (54)으로 변조하는 QAM 변조기를 포함한다. Monitor side SLOC modem 35 comprises a QAM modulator for modulating a signal to the upstream IP pass-band (54). 도 5에 도시된 바와 같이, 업스트림 통과대역 (54) 및 다운스트림 통과대역 (52)은 상이한 스펙트럼 위치에 위치한다. As shown in Figure 5, the upstream pass band 54 and the downstream pass-band (52) it is located at the different spectral position. 카메라측에서, SLOC 모뎀 (31)은 업스트림 신호를 수신하는 QAM 복조기를 포함한다. And from the camera side, SLOC modem 31 includes a QAM demodulator for receiving an upstream signal. 이 접근은 종래의 시스템 및 방법보다 아래와 같은 몇몇 이점을 제공한다. This approach provides several advantages over conventional systems and methods as shown below.

(1) 증가된 동작 범위 - 증가된 거리. (1) The increased operating range - the increased distance.

(2) 현존하는 인프라구조를 사용하며 동축케이블을 재사용하여 사용될 수 있는 시스템. (2) the use of existing infrastructure and the system that can be used to re-use the coaxial cable.

(3) 저-지연, 실시간 (라이브) 비디오의 사용가능성 (3) low-latency use, real-time (live) video possibilities

(4) 라이브 CVBS 및 HD 비디오가 개별적인 위치에서 보일 수 있음. (4) that live CVBS and HD video can be seen at individual locations.

도 21은 도 4의 SLOC 카메라측 모뎀 (49)의 부가적인 세부사항을 도시하는 간략도이다. Figure 21 is a schematic diagram showing the additional detail of SLOC camera-side modem 49 of Figure 4 details. HD 카메라 (2100)로의 IP 접속은 미디어 독립적인 인터페이스 ("MII") 모듈 (210)을 통해 QAM 변조기 (212) 및 QAM 복조기 (214)에 인터페이스된다. IP connection to the HD camera 2100 is the interface to the media independent interface ( "MII") module (210), QAM modulator 212, and QAM demodulators 214 through. 일 예에서, MII (210)은 IEEE 802.3 표준에 부합한다. In one embodiment, the MII (210) is consistent with the IEEE 802.3 standard. QAM 변조기 (212)는 기저대역 IP 데이터 스트림 (2100)을 통과대역 QAM 심볼 (2120)로 변환하는 공지된 이론을 사용하여 동작한다. QAM modulator 212 operates using the known theory of converting baseband IP data stream 2100 in the pass band QAM symbol 2120. 이들 심볼은 기저대역 CVBS 신호 (2160)와 합산되어 다이플렉서 (218)로 공급된다. These symbols are summed with the baseband CVBS signal 2160 is supplied to a diplexer 218. 다이플렉서 (218)는 coax 에 결합된 기저대역 및 저 통과대역 다운스트림 신호 (2162)를 전달하며 coax로부터 고 통과대역 업스트림 신호 (2140)를 수신하여 이를 QAM 복조기 (214)에 공급하는 이원 (2-way) 아날로그 디바일 수 있다. The diplexer 218 is two won supplied by passing the baseband and a low pass-band downstream signals 2162 coupled to a coax receives the high pass band upstream signal 2140 from the coax it to the QAM demodulator 214 ( 2-way) can be an analog Devices. 통상적으로 QAM 복조기 (214)는 모니터측으로부터 수신된 고 통과대역 업스트림 신호 (2140)를 복조하여 MII 인터페이스 (210)에 기저대역 데이터를 출력하는 공지된 이론을 사용하여 동작한다. Typically QAM demodulator 214 demodulates the high-pass band upstream signal 2140 received from the monitor side and operates using the known theory for outputting the baseband data to the MII interface 210.

도 22는 도 4의 SLOC 모니터측 모뎀 (45)의 부가적인 세부사항을 나타내는 간략도이다. Figure 22 is a schematic diagram showing the additional detail of SLOC monitor side modem 45 of Figure 4 details. 다이플렉서 (220)는 동축 케이블로부터 다운스트림 결합된 기저대역 CVBS 및 저 통과대역 IP 신호 (2200)를 수신하여, 신호 (2200)를 로우 패스 (LP) 및 하이 패스 (HP) 필터링에 의해 컴포넌트 요소 (2201-2203)로 나눈다. The diplexer 220 is downstream from the coaxial cable coupling the baseband CVBS and a low pass-band to receive the IP signal 2200, signal 2200, a low-pass (LP) and high pass (HP) component by the filter divided by the element (2201-2203). CVBS 신호 (2201)는 표준 모니터 또는 디스플레이 디바이스로 직접 전송될 수도 있다. CVBS signal 2201 may be sent directly to a standard monitor or display device. 저 통과대역 신호 (2202)는 MII 인터페이스 모듈 (226)에 공급하는 QAM 복조기 (222)에 공급될 수 있다. Low-pass-band signal 2202 may be fed to the QAM demodulator 222 is supplied to the MII interface module 226. 또한 다이플렉서는 QAM 변조기 (224)로부터 고 통과대역 신호 (2203)를 수신할 수 있으며, 이 업스트림 신호를 동축 케이블에 전달할 수도 있다. In addition, the diplexer may receive the high-pass-band signal 2203, from the QAM modulator 224 may pass the upstream signal to the coaxial cable. 통상적으로 QAM 변조기 (222)는 IP 프로토콜을 지원하는 호스트/DVR 에 연결될 수 있는 MII 인터페이스 (226)로부터 입력을 얻는다. Typically QAM modulator 222 to obtain input from the MII interface 226 that can be connected to the host / DVR that supports the IP protocol.

통상적으로 동축 케이블은 케이블 길이가 증가함에 따라 더욱 많은 고 주파수 감쇄를 유발하는 상당한 고 주파수 롤 오프 (roll off) 특성을 나타낸다. Typically a coaxial cable represents a significant high-frequency roll-off (roll off) characteristic which causes more high frequency attenuation, as the cable length increases. 이러한 "기울기 (tilt)"는 통과 대역 신호의 대역 내에서 중요할 수 있으며, 기울기는 상당한 내부 심볼 간섭 ("ISI")을 유발할 수 있다. This "inclination (tilt)" may be important in the band of the passband signals, the gradient can lead to significant internal-symbol interference ( "ISI"). 디지털 균등화가 QAM 복조기 (222)가 전송된 데이터를 정확히 복구하게 하는데 필요할 수도 있다. A digital equalization may be necessary to exactly recover the data transmitted is QAM demodulator 222.

기저대역에서 통과대역으로의 모듈 Module of the pass band in the baseband

도 23은 카메라측 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 변조기 (212) (도 21)를 더욱 상세히 도시한다. Figure 23 is a further detail showing a QAM modulator 212 (FIG. 21) of the pass band in the camera-side baseband. 예를 들어, 연관된 리스-솔로몬 코딩 (concatenated Reed-Solomon coding), 바이트 인터리빙, 및/또는 격자 코딩을 사용하여, MII (210)으로부터 수신된 데이터 스트림에 에어 방지 데이터를 부가하는 FEC 인코더/정합기에 의해 MII (210)으로부터 데이터가 수신된다. For example, associated with leased-Solomon code (concatenated Reed-Solomon coding), byte interleaving, and / or by using lattice-coding, the encoder / matching FEC for adding air to prevent data to the data stream received from MII (210) groups data is received from the MII (210) by. 정합기/인코더 (2300)는 데이터를 스트림 (2300 및 2302)으로 역다중화하며, 각각의 스트림에 대한 주어진 비트 그룹 사이즈는 실수 및 허수 방향에서 각각 QAM 심볼 진폭 레벨을 나타낸다. Matcher / encoder 2300, and demultiplexed into the data stream (2300 and 2302), the bit size of a given group for each stream, each QAM symbol represents the amplitude level in the real and imaginary direction. 고립 전송된 QAM 펄스는, The QAM transmission pulse is isolated,

Figure pct00001

에 의해 주어지며, It is given by,

여기서 d R ,m 및 d I ,m 은 2개의 독립적인 메시지 스트림에 의해 결정되며, 각각 복소 QAM 심볼의 실수부 및 허수부를 나타내고, m=1...M 은 기수 (cardinality) 2차원 QAM 성좌도를 인덱스하며, 여기서 M은 변조 반송파 주파수이며, q(t)는 루트 레이즈드 코사인 펄스 함수 (root raised cosine pulse function)이다. Wherein R d, m d and I, m is two independent is determined by the message stream, each represent a real part and an imaginary part of the complex QAM symbols, m = 1 ... M is the radix (cardinality) two-dimensional QAM constellation It is an index, where M is a modulation carrier frequency, q (t) is the root raised cosine pulse function (root raised cosine pulse function).

연속적인 일련의 전송된 QAM 펄스 s(t)는 F s =1/T S 의 레이트로 잡음 다중경로 채널을 통해 전달된다. Continuous series of the transmitted QAM pulse s (t) is transmitted through a multipath channel noise at a rate of F s = 1 / T S. 그 결과, QAM 수신기로의 입력에서의 수신 신호는 As a result, the received signal at the input to a QAM receiver

Figure pct00002
에 의해 주어지며, 여기서 *는 컨벌루션 (convolution)을 나타내며, c(t)는 채널 임펄스 응답이고, υ(t)는 부가적인 화이트 가우시안 잡음이다. Is given by, where * denotes a convolution (convolution), c (t) is the channel impulse response, υ (t) is an additional white Gaussian noise. 그 결과, As a result,

Figure pct00003

이며, 여기서, d[n]은 복소 전송된 심볼이고, f 0 및 θ 0 은 각각 f L0 =f c -f 0 가 되도록, 전송기에 관하여 수신기 통과대역에서 기저대역으로의 복조기 로컬 발진기 의 주파수 및 위상 오프셋이다. , Where, d frequency of [n] are complex, and the transmitted symbol, f 0, and θ 0 is f L0 = f c of the demodulator local oscillator to baseband in the receiver pass band with respect to the transmitter so that -f 0, respectively, and is the phase offset.

통과대역에서 기저대역으로의 복조기 Demodulator in the baseband in the pass band

도 24a는 모니터측 통고대역에서 기저대역으로의 QAM 복조기 (222) (도 22)를 더욱 상세히 도시한다. Figure 24a is a further detail showing a QAM demodulator 222 (Fig. 22) of the base band at the monitor side band notification. 신호 r(t)는 동축 케이블로부터 수신될 수도 있으며, 예를 들어, 심볼 레이트보다 높은 레이트로 샘플링되어 (240 참조) 샘플링된 신호 r(nT samp )를 유발한다. Signal r (t) may also be received from a coaxial cable, for example, it leads to the sampling at a higher rate than the symbol rate (see 240) the sampled signal r (nT samp). 아래의 샐플링 이후: After Sal sampling below:

Figure pct00004

그 후, 다운변환, 심볼 레이트 1/Ts 에서의 리샘플링, 및 정합된 필터링 이후, Since then, down-conversion, re-sampling at the symbol rate 1 / Ts, and the matched filter,

Figure pct00005

를 획득한다. To be obtained. 여기서 here

Figure pct00006
는 샘플링된 복소 필터링된 잡음이며, 완전한 심볼 레이트 샘플 타이밍과 결합된, 펄스 형상화 및 정합된 필터링 q 로 인해, It is due to a complex filtering the sampled noise, and the full symbol rate sample timing combination, pulse shaping, and the matched filter q,
Figure pct00007
는 채널 임펄스 응답 c 만으로 인한 것임을 가정한다. It is assumed that because only the channel impulse response c.

균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 Equalizer and a carrier phase / frequency loop

도 24a의 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프가 도 25를 참조하여 더욱 상세히 설명된다. A digital equalizer and a carrier phase / frequency loop of Figure 24a is described in more detail with reference to Fig. 신호 x[k]는 채널 임펄스 응답 c에 의해 유발된 기울기를 보상하는데 사용되는 선형 디지털 필터를 포함할 수 있는 어댑티브 디지털 균등화기 (250)에 인가된다. Signal x [k] is applied to the digital adaptive equalizer 250, which may include a linear digital filter which is used to compensate for the tilt caused by the channel impulse response c. 탭 가중 조정치가 LMS 알고리즘을 포함하는 하나 이상의 공지된 방법을 사용하여 획득될 수 있다. Tap weight adjustment value can be acquired using one or more known methods, including the LMS algorithm. 균등화기는 자신의 출력 y[k]를 2차원 ("2-D") 슬라이서 결정 Equalization group two-dimensional ( "2-D") the own output y [k] determined slicer

Figure pct00008
의 위상 회전 버전과 비교하여, 필터 탭 가중치의 업데이트된 세트를 계산하는데 사용되는 에러 신호를 생성한다. And compare the phase rotated version and generates an error signal that is used to calculate an updated set of filter tap weights. LMS 알고리즘은 아래아 같이 동작할 수도 있다. LMS algorithm may operate as ahraeah.

x[k]는 N 개의 긴 균등화기 입력 벡터를 나타내며, x [k] represents the N equalizer long input vector,

y[k]는 균등화기 출력 벡터 g H [k]x[k]를 나타낸다. y [k] represents the equalizer output vector g H [k] x [k ].

여기서, g H [k]는 N개의 긴 균등화기 탭 가중 벡터이며, 위첨자 H는 켤레 전치 (conjugate transposition) (헤르미이트) Where, g H [k] is the N weighted long equalizer tap vector, the superscript H is the conjugate transpose (conjugate transposition) (Herr Mii agent)

Figure pct00009

여기서, μ은 작은 단계 사이즈의 파라미터이며, 위첨자 *는 켤레 복소수를 나타낸다. Here, μ is a parameter of the small step size, superscript * denotes a complex conjugate.

통과대역 케이블 기울기의 영향을 제거하기 위해, 변환 이후, LMS 균등화기 탭은 채널 임펄스 응답 c의 역에 근접한다. In order to eliminate the influence of the pass band cable inclination, after conversion, LMS equalizer tap is close to the inverse of the channel impulse response c.

2-D 슬라이서 (252)는 원래 전송된 d[k]의 추정치인 출력 2-D slicer 252 is the output estimate of d [k] of the original transmission

Figure pct00010
및 z[k]의 실수부 및 허수부를 독립적으로 나눈다. And it is divided into a real part and an imaginary part independently of z [k]. 위상 에러 검출 모듈 (258)은 z[k] 및 Phase error detection module 258 is z [k], and
Figure pct00011
을 수시ㄴ하여 위상 에러 신호 And b at any time the phase error signal
Figure pct00012
를 형성한다. To form. 로우 패스 ("LP")필터 (256)은 루프가 위상 및 주파수 오프셋 모두를 정정하게 하는 적분 비례 필터일 수 있다. A low-pass ( "LP") filter 256 may be a proportional integral loop filter to correct both phase and frequency offset. 로우 패스 필터 (256)의 출력은 θ0 및 f0 모두를 정정하는 복소 위상/주파수 정정 요소 The output of the low pass filter 256 is a complex phase / frequency correction factor to correct both θ0 and f0
Figure pct00013
를 출력하는 복소 이산 전압 제어된 발진기 ("VCO") (254)에 공급된다. The complex is supplied to a discrete voltage controlled oscillator ( "VCO") (254) for outputting. 또한, VCO (254)은 슬라이스 출력 In addition, VCO (254) is sliced ​​output
Figure pct00014
을 "비보정"하는 출력 The "unadjusted" output
Figure pct00015
을 제공하여, 균등화기 탭 업데이트를 위한 에러 신호를 도출하는데 사용될 수 있다. The service may be used to derive an error signal for the equalizer tap update. 이는 통상적으로 균등화기가 x[k] 상에서 동작하기 때문에 요구된다. This is required because the groups to operate on a conventional leveling x [k]. 또한, 도 24a를 참조하면, 균등화기 출력 z[k]은 검출된 실수 및 허수 레벨을 비트 그룹으로 변환하는 심볼 역정합기에 공급된다. Also, Referring to Figure 24a, equalizer output z [k] is supplied to the arctangent of converting the detected level to the real and imaginary symbol bit group stapler. 그 후, 디코더는 비터비 (Viterbi) 디코딩, 바이트 역인터리빙, 및/또는 리드-솔로몬 디코딩을 실행하여, 수신된 비트 에러를 정정하며 결과적인 데이터를 MII 인터페이스에 전달한다. Then, the Viterbi decoder (Viterbi) decoding, inverse byte interleaving, and / or Reed-Solomon decoding, run, correct received bit errors and delivers the resulting data to the MII interface.

케이블 길이의 영향 Impact of cable length

수신된 비디오 신호는 주파수의 함수가 케이블의 특정 특성에 기여함에 따라 감쇄를 경험할 수 있다. The received video signal can experience attenuation as a function of the frequency contribution to the specific characteristics of the cable. 이 논의 목적을 위해, 동축 케이블의 예가 설명된다. For this discussion purposes, an example of a coaxial cable is described. 기울기로 지칭되는 감쇄의 엄정함은 통상적으로 케이블 유형 및 길이에 의존한다. Hereinafter, referred to as the attenuation of the exact slope is typically dependent on the cable type and length. 도 26a 및 도 26b는 다양한 길이의 케이블 유형 RG6 및 RG59에대한 주파수 함수로서의 감쇄를 도시한다. Figure 26a and Figure 26b shows the attenuation as a function of frequency for the cable type RG59 and RG6 of varying lengths. 기울기는 다중경로 왜곡과 균등하며, 부가 경로 및 주요 경로는 극히 작은 지연 스프레드 (spread)를 가진다. The slope is equal and the multipath distortion, the additional path and the main path has a very small delay spread (spread). 기울기가 증가함에 따라, 적지않은 다중경로 컴포넌트의 수, 및 이들 각각의 이득 또한 증가한다. As the gradient increases, the less the multipath number, and also it increases the gain of each of these components are. 다중경로 왜곡은 수신된 신호에서의 Multipath distortion in the received signal

Figure pct00016
를 유발하며, 그 결과, 전송 신뢰도를 상당히 악화시킬 수 있다. The cause and, as a result, it can significantly exacerbate the transmission reliability. 디지털 신호에서, 균등화기는 이러한 장애를 제거하기 위해 수신기에서 사용될 수 있다. In the digital signal, the equalization group may be used at the receiver to remove such failure. 도 27a 및 도 27b는 균등화기 입력의 전력 스펙트럼 밀도 (PSD) 및 수렴된 균등화기 탭의 응답을 각각 도시한다. Figure 27a and 27b, respectively showing the power spectral density (PSD) and the convergence response of the equalizer tap of the equalizer input. 특히, 도 27a는 15.98MHz (통과대역 및 상대적인 기적대역 주파수 모두 도시)의 반송파 주파수로, RG-6 케이블의 2000ft를 통한 전송 이후 균등화기 입력의 PSD 를 도시하며, 도 27b는 수렴된 디지털 균등화기 탭의 진폭 응답을 도시한다. In particular, Figure 27a shows a 15.98MHz is the carrier frequency of the (pass band frequency band, and the relative term all shown), PSD after the equalizer input transmission on the 2000ft of RG-6 cable, Figure 27b is converged digital equalizer It shows the amplitude response of the tab.

본 발명의 특정 실시예는 케이블에 의해 소개된 기울기를 언두 (undo) 할 수 있는 디지털 균등화기를 포함할 수 있어 통과대역 신호에서의 Specific embodiments of the invention in the passage can comprise a digital equalization to undo (undo) the tilt introduced by the cable band signal

Figure pct00017
를 제거할 수 있으며, 전송된 데이터의 신뢰할 수 있는 디코딩을 가능케 한다. It can be removed, and allows a reliable decoding of the transmitted data that can. 케이블의 길이가 증가함에 따라, 모니터측에서 디지털 통과대역 신호는 디지털 균등화기, 또는 연관된 리스-솔로몬 코딩 및 격자 코딩과 같은 디지털 데이터에 대한 공지된 포워드 에러 방지 방법을 사용하여 신뢰성 있게 수신될 수 있다. As the cable length increases, the digital passband signal by the monitor side, a digital equalizer, or associated lease may be received reliably by using the anti-known forward error method for digital data, such as Solomon code and trellis coded . 그러나, 케이블 기울기는 기저대역 아날로그 CVBS 신호의 고 주파수에 불리한 영향을 미쳐, 모니터측에서 보이는 컬러의 선명함 및 휘도를 감소시킨다. However, the slope of the cable had an adverse effect on the high frequency of the baseband analog CVBS signal, thereby reducing the clarity and brightness of color seen on the monitor side. 따라서, 특정 실시예는 기저대역에서의 케이블 기울기를 보상하기 위해 모니터측에서의 CVBS 신호에 인가될 수 있는, 아날로그 균등화기와 같은 적용가능한 필터를 제공한다. Thus, certain embodiments provide, analog equalization filter capable of applying the same group, which may be applied to the CVBS signal at the side monitor to compensate for cable tilt in the baseband. 특정 실시예는 기저대역에서의 기울기 총량을 측정하기 위해 통과대역 디지털 균등화기를 사용하여, 수신된 CVBS 신호에 적용될 기저대역 아날로그 필터들 중 적당한 하나의 세트를 선택한다. Specific embodiment by using a passband digital equalization to measure the amount of tilt in the baseband, and selects an appropriate one of the set of the baseband analog filters to be applied to the received signal CVBS.

통과대역 기울기의 효율적인 측정 Measurement of band-pass effective slope

신호 대역에서 기울기를 측정함에 있어서, 입력 신호의 PSD 에서의 기울기가 dB 로 수량화되는 경우 대략 선형이 될 부분에서 주파수 대역이 선택될 수 있다. As measured in a slope in the signal band, the frequency band in the part to be a substantially linear may be chosen if the slope of the input signal from the PSD is quantified in dB. 따라서, 그 결과, 통과대역 입력 신호의 13.31MHz 및 18.65MHz에 대응하는 기저대역 디지털 균등화기 입력의 -2.67MHz 내지 2.67MHz의 주파수는 적당한 범위를 제공한다. Thus, as a result, the baseband frequency of 2.67MHz -2.67MHz to the digital equalizer input corresponding to 13.31MHz and 18.65MHz in the pass band input signal provides an acceptable range. 도 26a에 도시된 바와 같이, 13.31MHz 및 18.65MHz의 기울기는 RG-6의 2000피트 (feet)에 대해 대략 3.7dB 이다. As it is shown in Figure 26a, the slope of 13.31MHz and 18.65MHz is approximately 3.7dB for a 2000 ft (feet) of RG-6. 수렴된 디지털 균등화기 필터 탭으로부터 dB 의 기울기를 측정하기 위해, 다음의 계산이 수행될 수 있다. In order to measure the slope of dB from the digital equalizer filter tap convergence, it can be the following calculations performed.

Figure pct00018

G[k]는 시간 도메인 수렴된 균등화기 필터 탭의 DFT이며, k 1 및 k 2 는 DFT의 특정 주파수 빈 (bin)에 대응한다. The G [k] is the DFT of the equalizer filter tap time domain converge, k 1 and k 2 correspond to the specific frequency of the DFT bin (bin). 도 25의 디지털 균등화기는 시간 도메인 컨벌루션으로 수행될 수도 있기 때문에, 통상적으로 FFT (또는 양 포인트에 N 개의 복소수를 곱하거나 더하는 것도 가능함)는 주어진 k1 및 k2에 대한 기울기를 측정할 목적으로 요구된다. Since it may also be performed in the digital equalization of the 25 group time-domain convolution, typically (available also multiplying or adding the N complex numbers or in both point) FFT is required for the purpose of measuring the slope of a given k1 and k2. 즉, In other words,

Figure pct00019

여기서, here,

Figure pct00020
이며, n=0, 1...N-1은 N 개의 시간 도메인 군등화기 탭이다 (시간 인덱스에 대한 의존성은 생략됨). And, n = 0, 1 ... N-1 are N time domain equalizer gundeung tab (which is not dependent on the time index). 1/N 스칼라는 이 계산에서 불필요하다. 1 / N scalar is unnecessary in this calculation. 유사한 계산이 G(k 2 )에 대해 수행될 수도 있다. A similar calculation may be performed for G (k 2). 그러나, 계산은 주파수 빈을 주의깊게 선택함으로써 상당히 감소될 수 있다. However, the calculation can be significantly reduced by carefully selecting the frequency bin. 2.67MHz의 주파수에 대응하여 K 1 =N/4 로 함으로써, 수학식 (2)의 복소 지수는 상당히 간단화된다. By corresponding to the frequency of 2.67MHz as K 1 = N / 4, the complex index of equation (2) is screen is fairly simple.

Figure pct00021

필터 주파수 응답의 실수 및 허수부는 합산을 이용하여 계산될 수 있다. The frequency response of the filter the real and imaginary part may be calculated using a summation.

Figure pct00022

Figure pct00023

최종적으로, 이 주파수 빈에서의 전력은: Finally, the power in the frequency bins:

Figure pct00024

k 1 =N/4 로 허용함으로써, 전력 계산은 상당히 간단화된다. by allowing to k 1 = N / 4, the power calculation is fairly simple screen. 유사하게, -2.67MHz의 주파수에 대응하여, K 1 =3N/4로 함으로서, 복소 지수는 다시 상당히 간단화될 것이다. Similarly, in response to the frequency of the -2.67MHz, by a K 1 = 3N / 4, the complex index will be significantly simplified again.

Figure pct00025

실수부 및 허수부는: Real and imaginary parts:

Figure pct00026

Figure pct00027

와 같으며, 전력 It equals power

Figure pct00028
는 상기와 같이 계산된다. It is calculated as described above. 도 2b에서, 수렴된 필터 탭의 (dB 의) 진폭 응답의 상승 기울기는 탭 잡음 및 64-QAM 신호 대한 보통의 SNR까지 선형이다. In Figure 2b, the rising gradient of the convergence of the filter tap (dB of) the amplitude response is linear up to 64-QAM signal and noise tab usual SNR for. 또한, 이러한 방법에서 계산시, In addition, the calculation in this way,
Figure pct00029
이며, 이는 이 3.7dB의 대역에 걸처 실제 기울기에 상당히 근접한다. And, which is very close to the actual slope of the 3.7dB geolcheo the band.

기저대역 CVBS 기울기 보정을 위한 통과대역 기울기 추정치의 이용 The use of pass-band slope estimates for the baseband CVBS deskew

디지털 비디오 신호에 대한 통과대역 기울기를 추정한 이후, 적당한 기저대역 아날로그 필터가 M 개의 상이한 필터들 중 하나로부터 선택될 수도 있다. After estimating the slope of the pass band of the digital video signal, a suitable baseband analog filter may be selected from one of the M different filters. 디지털 비디오 신호 대역의 추정된 통과대역 기울기는 기저대역 CVBS 신호의 기울기의 강도 (severity)를 나타낼 것이며, 강도는 아날로그 필터로 대략 보정될 수 있다. The pass-band slope estimate of the digital video signal band will indicate the intensity (severity) of the slope of the baseband signal CVBS, strength can be substantially corrected by the analog filter. 도 28a에서, 13.31MHz 및 18.65MHz의 디지털 비디오 신호 대역의 기울기는 RG-6, RG-11, RG-59, 및 RG-174 및 이들 케이블과 유사한 길이에 대해 도시된다. In Figure 28a, the slope of the digital video signal band of 13.31MHz and 18.65MHz is shown for RG-6, RG-11, RG-59, RG-174 and and a length similar to those cables. 도 28a는 RG-6, RG-11, RG-59, 및 RG-174 케이블 유형에 대한 통과대역 디지털 비디오 신호에서의 기울기 대 3.58MHz에서의 손실을 도시한다. Figure 28a shows the loss in the RG-6, RG-11, RG-59, RG-174 and the pass band for the slope of the digital video signal to the cable type 3.58MHz. 도 28b는 6MHz에서의 손실을 도시한다. Figure 28b shows the loss at 6MHz. 3.58MHz 및 6MHz에서의 손실은 주어진 기울기에 대해 4개의 케이블 유형에 대해 대략 동일하다. Loss at 3.58MHz and 6MHz is approximately equal for the four cable type for a given gradient. 도 29a는 RG-6, RG-11, RG-59, 및 RG-174 케이블 유형에 대한 통과대역 디지털 비디오 신호에서의 기울기 대 3.58MHz에서의 손실을 도시한다. Figure 29a shows the loss in the RG-6, RG-11, RG-59, RG-174 and the pass band for the slope of the digital video signal to the cable type 3.58MHz. 도 29b는 6MHz에서의 손실을 도시한다. Figure 29b shows the loss at 6MHz. 3.58MHz 및 6MHz에서의 손실은 주어진 기울기에 대해 4개의 케이블 유형에 대해 대략 동일함이 관측될 것이다. Loss at 3.58MHz and 6MHz will be observed is substantially the same for the four cable type for a given gradient.

추정된 통과대역 기울기가 케이블의 주파수 응답에 관한 유일한 이용가능한 정보이기 때문에, 이상적인 시나리오는, 기저대역 (CVBS 신호 대역)에서의 케이블의 주파수 응답이 케이블 유형 또는 길이에 관계없이 공지된 방법으로 통과대역 디지털 신호의 기울기에 관련된다는 것이다. Since the estimated pass-band gradient is the only available information on the frequency response of the cable, the ideal scenario, the baseband (CVBS signal band) cable of the frequency response of the pass band by the known methods, regardless of cable type or length of the is that related to the slope of the digital signal. 도 28b, 29a, 및 29b는 DC, 3.58MHz, 및 6MHz에서의 주파수 응답의 이러한 상황을 확인한다. Figure 28b, 29a, 29b, and confirms the situation of the frequency response at DC, 3.58MHz, and 6MHz. 예를 들어, 통과대역 디지털 비디오 신호의 1.5dB 의 기울기에서, DC에서의 손실, 컬러 반송파 (3.58MHz)에서의 손실, 및 6MHz에서의 손실은 모든 4 개의 케이블에 대해 각각 대략 0.68dB, 4.1dB, 및 5.3dB이다. For example, the slope of the 1.5dB passband in the digital video signal, losses in the DC, the color carrier (3.58MHz) loss, and the loss at approximately 6MHz, respectively for all four cables 0.68dB, 4.1dB in a, and 5.3dB. 그 결과, 통과대역 기울기의 1.5dB가 RG-174의 275ft., RG-59의 750ft., RG-9의 825ft., 또는 RG-11의 1825ft.로부터 유발되는지 여부에 관계없이, 동일한 아날로그 필터가 CVBS 신호의 기저대역 기울기를 언두할 수도 있다. As a result, 275ft. In the 1.5dB passband slope RG-174, with or without 750ft. Of RG-59, that 825ft. Of RG-9, or resulting from 1825ft. In the RG-11, the same analog filter It may undo the slope of the baseband signal CVBS.

M 개의 필터 세트로부터 적당한 아날로그 필터를 선택하는데 사용된 알고리즘의 일 예는 아래와 같다. One example of an algorithm used to select the appropriate analog filters from the M filter set is shown below.

Figure pct00030

α 0 =1이고, α n 의 다른 값은 1보다 작으며, 비트-이동된 부가 (bit-shifted addition)는 R n 을 계산하는데 충분하도록 선택된다. and α 0 = 1, other values of α n is smaller than 1, the bit-moved portion (bit-shifted addition) is selected to be sufficient to calculate R n. 따라서, 도 24a의 모니터측 QAM 복조기는 통상적으로 수정되어, 통과대역 QAM 복조기의 디지털 균등화기는 M개의 아날로그 CVBS 필터 응답 중 하나를 선택하는 신호를 제공한다. Accordingly, the monitor-side QAM demodulator of Figure 24a is typically modified, digital equalization of the passband QAM demodulator group provides a signal for selecting one of the M analog CVBS filter response. 도 24b는 전술한 알고리즘에 따라 동작하는 디지털 균등화기로부터의 아날로그 필터 선택 출력을 갖는 모니터측 QAM 복조기의 수정된 부분을 도시한다. Figure 24b illustrates a modification of the monitor-side QAM demodulator having an analog filter selection output from the digital equalizer operating according to the algorithm described above. 도 30은 CVBS 아날로그 균등화기 (302)에 필터 선택 신호 (305)를 제공하는 QAM 복조기 (304) 내의 디지털 균등화기를 갖는 전체 모니터측 모뎀을 도시한다. 30 illustrates a full-display-side modem having a digital equalization within the QAM demodulator 304 to provide a filter selection signal 305 to the analogue CVBS equalizer 302.

기저대역 CVBS 신호를 균등화하는데 적합한 아날로그 활성 필터의 예가 도 31에 도시된다. An example of a suitable analog active filter to equalize the baseband signal CVBS is shown in Figure 31. 이 예에서, M=3이여서, 4개의 가능한 필터링 선택이 존재한다. In this example, M = 3 yiyeoseo, there are four possible filter selection. 바람직한 필터 응답은 스위치 모듈 (310)에 접속된 각각의 RC 쌍에 차례로 접지하는 스위치 모듈 (310)의 M+1 개의 스위치 중 하나를 닫음으로써 선택된다. Desired filter response is selected by closing one of the M + 1 of the switch of the switch module 310 to the ground and then the RC of each pair connected to the switch module 310. 가능한 필터 응답은 도 32에 도시된다. Possible filter responses are shown in Figure 32.

당업자는 본 발명이 다른 통과대역 변조를 사용하는 디지털 통신 시스템 및 포워드 에러 정정 방법에 적용됨을 이해할 것이다. Those skilled in the art will appreciate that the present invention is applied to a digital communication system and a forward error correction method that uses a different pass-band modulation. 또한, 당업자는 통과대역 디지털 균등화기 탭 가중 벡터 g[n]의 FFT의 2개 이상의 포인트가 CVBS 신호에 대한 아날로그 필터를 선택하는데 사용될 수도 있으며, G 1 [k] 및 G 2 [k]의 값이 균등화 처리의 일부로서 이미 계산된 주파수 도메인 균등화기를 포함하여 통과대역 신호에 대한 다른 유형의 디지털 균등화기 설계가 사용될 수 있음을 인식할 것이다. In addition, those skilled in the art pass band digital equalizer tap at least two points of the FFT of the weighting vector g [n] a may be used to select an analog filter for a CVBS signal, G 1 value of [k] and G 2 [k] as part of this equalization process disclosed herein it may be a different type of digital equalizer designed for a pass band signal to be used, including an already calculated the frequency domain equalization. 또한, RLS 와 같이, LMS 이외의 공지된 균등화기 탭 가중 계상 방법이 사용될 수도 있다. Further, as RLS, there is a well-known equalizer tap weights boundary phase method other than the LMS may be used.

특정 실시예에서, 선택가능한 응답을 갖는 CVBS 아날로그 필터는 전술한 형태 이외의 형태를 취할 수도 있다. In a particular embodiment, CVBS analog filter having a selectable response may take the form of other than the type described above. 또한, CVBS 신호에 대한 균등화기는 CVBS가 균등화 이전에 샘플링 및 디지털화되는 디지털 필터의 형태를 취할 수도 있다. In addition, the equalization of the CVBS signal group may take the form of a digital filter that is CVBS is sampled and digitized prior to equalization. 이 경우, 디지털 필터의 탭 가중치는 M 개의 아날로그 필터 응답 중 하나를 선택하기 위해 설명된 동일한 알고리즘에 따라 소정의 M개의 가중 벡터 세트로부터 선택된다. In this case, the tap weights of the digital filter is selected from a predetermined set of the M weight vectors according to the same algorithm set forth in order to select one of the M analog filter response.

디지털 통신 시스템에서의 프레임화 Framed in a digital communication system

통상적으로 디지털 데이터는 몇몇 종류의 프레임 구조를 가져서, 데이터는 균일한 크기의 비트 또는 바이트 그룹으로 조직화된다. Typically digital data gajyeoseo some kind of frame structure, data is organized into a group of bits or bytes having a uniform size. 블록 기반 포워드 에러 정정 (FEC)을 사용하는 시스템은 에러 정정 코드 워드 사이즈 주변에서 조직화된 프레임을 가진다. System using a block-based forward error correction (FEC) has a frame organized around the error correction code words in size. 또한, 시스템이 임펄스 잡음과 싸우는 인터리빙을 사용하는 경우, 프레임 구조는 마음속의 인터리버 파라미터로 배열될 것이다. In the case of using the interleaving to combat impulse noise system, the frame structure is to be arranged in an interleaver parameter in the heart. 시스템이 플랫 (flat) 스펙트럼을 획득하기 위해 데이터 랜덤화를 사용하는 경우, 사용된 의사-랜덤 시퀀스 (pseudo-random sequence)가 각각의 프레임의 시작에서 재시작하는 프레임 구조에 동기화될 수도 있다. If the system uses the data randomized to obtain a flat (flat) spectrum, the doctor uses-random sequence (pseudo-random sequence) that may be synchronized to the frame structure to restart at the beginning of each frame.

RF 디지털 통신 시스템에 대해, 통상적으로 수신기는 우선 반송파 및 심볼 플럭 동기화 및 균등화를 획득해야 한다. For RF digital communication systems, typically the receiver must first acquire carrier and symbol synchronization and equalization flux. 그 후, 수신기는 전성된 데이터를 복구할 수 있다. Then, the receiver can recover the data integrity. 그러나 인가되는 데이터 스트림을 이해하기 위해서는, 수신기는 프레임 구조에 동기화하여야 한다. However, in order to understand the data stream applied to the receiver to be synchronized to the frame structure. 즉, 수신기는 에러 정정 코드 워드가 어디서 시작하고 종료하는지 알아야 한다. That is, the receiver should be noted that the error correction code word starts and ends where. 또한, 전송기의 인터리버 동작에 정합하기 위해 역인터리버와 같은 수신기 모듈을 동기화하여, 결과적인 역인터리빙된 비트 또는 바이트가 정확히 순서화되어야 하며, 역랜덤화기는 스펙트럼을 평탄화하기 위해 송신기에서 사용된 의사-랜덤 시퀀스의 시작 포인트에 정합한다. In addition, by synchronizing the receiver module, such as a reverse interleaver for matching the interleaver operation of the transmitter, and that the resulting reverse interleaving the bits or bytes to be exact ordering, inverse random weapon is a doctor used in the transmitter to flatten the spectrum-random It is matched to the start point of the sequence.

종래의 시스템은 종종 프레임의 시작과 종료에 고정된 길이의 공지된 패턴의 심볼을 첨부함으로써 수신기 프레임 동기화를 제공한다. Conventional systems often provide a receiver frame synchronization by appending a symbol of a known pattern of the fixed length at the beginning and end of a frame. 이 동일한 패턴은 매 프레임마다 반복되며, 선호할만한 자동-상관 특성을 갖는 2-레벨 (즉, 이진) 의사-랜덤 시퀀스로 구성된다. The same pattern is repeated every frame, preferably automatically remarkable - consists of a random sequence, a two-level (i. E., Binary) having a correlation property doctor. 이는 시퀀스의 자동-상관이 0 오프셋에서 큰 값을 산출하는 동안, 오프셋이 0이 아닌 경우, 상관값 (사이드 로브 (side-lobe))는 상당히 작음을 의미한다. This automatic sequence is for calculating a value correlated 2-0 offset, if offset is not zero, the correlation value (the side lobe (side-lobe)) refers to extremely small. 또한, 랜덤 심볼을 갖는 이 프레임 동기 시퀀스에 대한 상관은 작은 값을 산출할 것이다. In addition, the correlation on the frame synchronization sequence having a random symbol will produce a value. 따라서, 수신기가 저장된 프레임 동기 패턴 버전으로, 인가되는 심볼들의 상관을 실행하는 경우, 각각의 프레임의 정확한 시작에서만 큰 값으르 산출할 것이다. Accordingly, it would be if the receiver has to run the correlation of the symbol which is stored in frame synchronization pattern version, a value only in sluggish exact start of each frame calculated. 그 후, 수신기는 각각의 프레임의 시작 포인트를 용이하게 결정할 수 있다. Then, the receiver can easily determine the start point of each frame.

프레임 구조의 예 Examples of the frame structure

도 9를 참조시, 1996년에 채택된 ATSC 디지털 텔레비전 (DTV) 지상 전송 표준은 데이터가 프레임으로 전송되는 시스템을 제공한다. Figure 9 when the reference, the ATSC digital television (DTV) terrestrial transmission standard, adopted in 1996, provides a system in which data is transmitted in frames. 프레임 (90)은 313 개의 세그멘트를 포함하고, 각각의 세그멘트는 832개의 심볼을 포함하여, 프레임당 총 260,416개의 심볼이 포함된다. Frame 90 each segment, comprises a segment 313 including symbols 832, include a total of 260 416 symbols per frame. 각 세그멘트의 최초 4개의 심볼은 시퀀스 [+5, -5, -5, +5]를 포함하는 세그멘트 동기 심볼 (92)이다. The first four symbols in each segment are segment sync symbols 92, comprising the sequence [+ 5, -5, -5, +5]. 각각의 프레임의 최초 세그멘트는 312개의 데이터 세그멘트 (96, 98)를 갖는 프레임 동기 세그멘트 (94)이다. The first segment of each frame is a frame sync segment (94) having 312 data segments (96, 98). 도 10을 참조하면, 프레임 동기 세그멘트 (94)는 세그멘트 동기 (100), 511개의 심볼 의사-랜덤 잡음 (PN511) 시퀀스 (101), 63개의 심볼 의사-랜덤 잡음 (PN63) 시퀀스 (102), 제 2 PN63 시퀀스 (203), 및 제 3 PN63 시퀀스 (104)를 가진다. 10, the frame sync segment 94 segment sync 100, 511 symbol pseudo-random noise (PN511) sequence 101, a 63 symbol pseudo-random noise (PN63) sequence 102, the 2 has a PN63 sequence 203, and the 3 PN63 sequence 104. 이는 모드가 8개의 VSB 임을 나타내는 24개의 모드 심볼 (105)에 의해 후속된다. This mode is followed by a 24-mode symbol 105, indicating that the 8 VSB. 프리-코드 (Pre-code) 심볼 (107) 및 예약 심볼 (106)은 프레임 동기 세그멘트 (94)를 완성한다. The pre-code (Pre-code) symbol 107 and the reserved symbols 106 to complete a frame sync segment (94). 세그멘트 동기 (100) 및 PN511 (101) 심볼은 수신기에 공지되어 있으며, 상관 방법을 통해 프레임 동기화를 획득하는데 사용될 수도 있다. Segment sync 100 and PN511 (101) symbols is known to the receiver, it may be used to obtain the frame synchronization via a correlation method. 전술한 모든 심볼은 세트 {+5, -5}로부터 온다. All symbols described above comes from the set {+ 5, -5}. 이 세그멘트의 최종 12개의 심볼 세트 {-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7}로부터이며, 선행하는 데이터 필드의 최종 12개의 심볼의 복사본이다. And from a final set of 12 symbols of the segment {-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7}, a copy of the last 12 symbols of the data field which precedes. 이들은 프리코드 (precode) 심볼 (본 명세서에서는 논의하지 않음)로 지칭된다. These are referred to as pre-code (precode) symbols (not discussed herein).

또한, 도 11을 참조하면, 데이터 세그멘트로 지칭되는, 필드의 후속하는 312개의 세그멘트 각각에 대해, 4개의 세그멘트 동기 심볼 (30)에 후속하는 828개의 심볼 (32)은 한번에 2개의 비트를 취하여 이들을 3개의 비트로 격자 인코딩 (trellis encoding)한 후, 3개의 비트의 각각의 유닛을 세트 {-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7}로부터의 8 개의 레벨 심볼에 정합함으로써, 단일의 207 바이트 (1656 비트) 리드-솔로몬 (RS) 코드-워드로부터 생성된다. Also, Referring to Figure 11, for the next 312 segments of each field, it referred to as a data segment, 828 symbols (32) following the four segment sync symbols 30 at one time by taking two bits thereof three bits after trellis encoding (trellis encoding), by matching the 8-level symbols from three bits of the respective units in the set {-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7} single of 207 bytes (1656 bits), Reed-Solomon (RS) code-word is generated from.

디지털 통신 시스템에서 프레임화의 또 다른 예는 ISDB-T 시스템에서 나타난다. Another example of a screen frame in a digital communication system is shown in the ISDB-T system. 단일-반송파 ATSC 시스템과는 달리, ISDB-T 는 직교 부호화 주파수 분할 다중 방식 {COFDM; A single-carrier ATSC Unlike the system, ISDB-T is an orthogonal frequency division multiplexing encoding scheme {COFDM; coded orthogonal frequency division multiplexing}을 사용하는 다중-반송파 시스템이다. The carrier system using a multi-coded orthogonal frequency division multiplexing}. 예를 들어, ISDB-T에 대한 모드 1은 1,404개의 반송파를 사용한다. For example, mode 1 of the ISDB-T uses 1404 carriers. 프레임은 204개의 COFDM 심볼로 구성되며, 각각의 COFDM 심볼은 각각의 반송파에 대해 하나인, 1,404개의 독립적인 QAM 심볼의 조합으로 생각될 수 있다. The frame is composed of 204 COFDM symbol, each COFDM symbol can be thought of as one of, 1,404 combinations of independent QAM symbols for each carrier. 그 결과, 프레임은 204×1040=286,416 개의 QAM 심볼로 구성된다. As a result, the frame is 204 × 1040 = 286 416 consists of two QAM symbols. 이 중에서, 254,592개는 데이터이며, 31,824개는 파일롯 정보 (프레임 동기화에 사용될 수 있음) 및 공지된 패턴으로 프레임을 통해 분산되는 모드 정보를 포함한다. Of these, 254 592 dogs and data, will be 31 824 pieces includes mode information which is distributed over a frame with a (which can be used for frame synchronization) information and a pilot pattern known.

이러한 프레임 구성의 간략화된 보기가 도 12에 도시된다. Is a simplified view of such a frame structure is shown in Fig. 파일롯 및 모드 정보가 공지된 패턴으로 프레임에 대해 분산됨을 알 수 있다. It can be seen that the pilot and the mode information are distributed to the frame in a known pattern. 이 시스템은 3개의 상이한 QAM 성좌도 -QPSK, 16 QAM, 및 64 QAM 을 사용하는 모드를 가진다. The system has three different QAM constellation mode using -QPSK, 16 QAM, and 64 QAM. 또한, 이 시스템은 단일의 천공 모 코드 {punctured mother code} 에 기반하여 5개의 상이한 격자 코딩 레이트 {1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8}를 지원한다. The system also supports the drilling of a single parent code {punctured mother code} {1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8} 5 different lattice coding rate on the basis of. 이 공지된 기술은 용이하게 조정되어 특정 코드 중 5개 모두를 디코딩할 수 있는 수신기에서 단일의 비터비 (Viterbi) 디코더를 구축하는데 상당히 경제적이다. The known techniques are readily adjusted is extremely economical to build a single Viterbi (Viterbi) decoder in a receiver that can decode all five of the particular code.

전송기에서의 격자 코딩 이전에, 데이터는 204 바이트 (1,632 개의 비트) 긴 RS 블록으로 형성된다. Before the coding grid of the transmitter, the data is formed by 204 bytes (1632 bits) long RS block. 프레임 당 COFDM 심볼의 수는 언제나 일정하며, 프레임 당 RS 블록의 수는 선택된 모드에 따라 변경되지만, 가장 중요한 것은 그 수는 언제나 정수라는 것이다. COFDM number of symbols per frame and is always constant, the number of RS blocks per frame, but is changed in accordance with the selected mode, the most important thing is that you will always integers. 이는 프레임 동기가 확립되었으며 격자 코드 레이트가 공지된 경우, 수신기에서 RS 블록 동기화를 용이하게 한다. This makes it were a frame synchronization is established to facilitate RS synchronization block in the case where the lattice code rate known, the receiver. 이것이 사실이 되도록, 격자 코딩 이전의 프레임당 데이터 비트의 수는 모든 모드에 대해 1.632개로 고르게 분배되어야 한다. This is to be the case, the number of grid coding the previous data bits per frame shall be distributed evenly 1.632 pieces for all modes.

표 1은 모든 모드 (QAM 성좌도 및 격자 코드 레이트의 조합) 에 대해 프레임 당 데이터 비트의 수를 나타낸다. Table 1 shows the number of data bits per frame for all modes (QAM constellation and code rate combinations of the grid). 모든 경우에, 프레임 당 데이터 비트의 수는 1632개로 고르게 분배된다 (데이터 비트는 격자 코딩 이전의 비트를 의미함). In all cases, the number of data bits per frame is distributed evenly pieces 1632 (the data bit means a bit of the previous grid coding).

ISDB-T 에 대한 프레임당 데이터 비트 Frames per data bit for the ISDB-T

모드 mode 데이터 비트/프레임 (격자 코딩 이전) Data bit / frame (grid coding old) 격자 코딩 이후 비트/프레임 Since lattice code bits / frame
1/2 2.1 2/3 2.3 3/4 4.3 5/6 6.5 7/8 7.8
QPSK QPSK 254592 254592 336456 336456 381888 381888 424320 424320 445536 445536 509184 509184
16 QAM 16 QAM 509184 509184 678912 678912 763776 763776 848640 848640 891372 891372 1318368 1318368
64 QAM 64 QAM 763776 763776 1318368 1318368 1145664 1145664 1272960 1272960 1336608 1336608 1527552 1527552

본 발명의 특정 실시예는 디지털 통신 시스템에서 사용된 변조 시스템에 대한 프레임 구조를 제공한다. Particular embodiments of the invention provide a frame structure for the modulation system used in digital communication systems. 특히, 전술한 것들을 포함하여, 보안 시스템에서 사요될 수 있는 신호 시스템 및 방법이 제공된다. In particular, including the above-mentioned ones, there is provided a signal system and a method that can be buying in the security system. 컨벌루션 바이트 인터리버는 데이터의 프레임을 인터리빙하고, 인터리버는 프레임 구조로 동기화되며, 랜덤화기는 인터리빙된 데이터 프레임으로부터 랜덤화된 데이터 프레임을 생성하도록 구성된다. Convolutional byte interleaver is interleaving of the frame data, an interleaver is synchronized to the frame structure, a random weapon is adapted to generate the randomized data frame from an interleaved data frame. 일 예에서, 천공된 격자 코드 변조기는 랜덤화된 데이터 프레임으로부터 격자 코딩된 데이터 프레임을 생성하는 선택가능한 코드 레이트에서 동작된다. In one example, a perforated grid code modulator is operating in a selectable code rate to generate the grid-coded frame data from the randomized data frame. QAM 정합기는 격자 코딩된 데이터 프레임의 비트 그룹을 변조 심볼에 정합시켜 이에 의해 정합된 프레임을 제공하며, 동기화기는 정합된 프레임에 동기화 패킷을 부가한다. QAM matching group to match the bit groups of grid-coded data frame to the modulation symbols and provides the frame matching Thereby, synchronizer adds a synchronization packet to the matched frame. 천공된 격자 코드 변조기는 다양한 백색 잡음 조건 하에서 최적화된 네트 비트 레이트를 획득하기 위해 원하는 데로 바이패스 (bypass)될 수 있어, 이에 의해 시스템의 성능 최적화를 허가한다. The grid code modulator perforation is desired it may be as having a bypass (bypass) to obtain the net bit rate optimization under various conditions, white noise, and permits the optimization of the system performance thereby.

특정 실시예에서, 신규 프레임 구조가 단일의 반송파 통신 시스템에 제공된다. In certain embodiments, a new frame structure is provided with a single-carrier communication system. 0의 오프셋에서 프레임의 시작과 종단에서의 고정된 길이의 심볼의 공지된 패턴의 자동-상관은 큰 값을 산출하며, 오프셋이 0이 아닌 경우, 상관값 (사이드-로브 (side-lobe))는 상당히 작다. Of a known pattern of a fixed length symbols in the frame at an offset of 0, the beginning and end automatically - if correlation is calculated to a value, the offset is not zero, the correlation value (the side-lobe (side-lobe)) It is significantly smaller. 그러나, 랜덤 심볼을 갖는 이 프레임 동기 시퀀스에 대한 상관은 작은 값을 산출한다. However, the correlation of the frame synchronization sequence having a random symbol and calculates a smaller value. 따라서, 수신기가 각각의 프레임의 시작 포인트를 결정하게 하는 각각의 프레임의 정확한 시작에서 큰 값을 획득하기 위해, 수신기는 프레임 동기 패턴의 저장된 버전으로 인가되는 심볼의 상관을 수행할 수도 있다. Therefore, for the receiver to obtain a value from the exact start of each frame to determine the starting point of each frame, the receiver may perform correlation of the symbols applied to the cached version of the frame synchronization pattern. 통신 시스템은 복수의 모드 중 임의의 모드에서 동작할 수 있으며, 심볼 성좌도, 격자 코드, 및 인터리브 패턴의 다양한 조합을 사용할 수도 있다. Communication system may operate in any mode of the multiple modes, it is also possible to use various combinations of the constellation symbol, the lattice code, and interleave pattern. 수신기는 전송된 데이터를 성공적으로 복구하기 위해 모드를 인식하고 이해해야 한다. The receiver must understand and recognize the mode to successfully recover the transmitted data. 이 목적을 위해, 부가적인 모드 심볼이 프레임 동기 패턴에 부가될 수 있다. For this purpose, it can be an additional mode in addition to the symbol frame synchronization pattern. 이들 모드 심볼은, 모드 심볼이 매 프레임마다 반복적으로 전송되기 때문에 상관 방법을 사용하여 신뢰성있게 수신될 수 있다. The mode symbol, the symbol mode can be received reliably by using a correlation method, since repeatedly transmitted every frame. 블록 코드를 사용하여 모드 심볼을 인코딩함으로써 신뢰성 있는 수신이 더욱 견성해질 수 있다. The reliability in reception mode by encoding symbols using the block code can be more gyeonseong.

본 발명의 특정 양태에 따른 프레임 구조는 ISDB-T 에서 사용된 것들과 유사한 천공된 격자 코딩 및 QAM 성좌도 조합을 사용한다. Frame structure according to certain embodiments of the present invention uses a similar perforated grid coding and QAM constellation in combination with those used in the ISDB-T. 프레임당 심볼의 수는 모드에 의존하는 가변 정수일 수 있으며, 프레임당 RS 패킷의 수는 모드에 관계없는 일정한 정수이다. The number of symbols per frame is an integer variable that depends on the mode and the number of packets per frame, RS is a predetermined integer not related to the mode. 이 구조는 프레임당 RS 패킷의 수가 언제나 고정되기 때문에, 역랜덤화기 및 역인터리버와 같은 블록을 처리하는 수신기의 설계를 간단화한다. This structure screen, since fixing always the number of RS packet per frame, simplifying the design of the receiver to process the blocks, such as the fire station and an inverse random interleaver. ISDB-T 와 같은 종래 시스템에서, 프레임당 심볼의 수는 일정하며, 프레임당 RS 패킷의 수는 모드에 의존한 가변 정수이다. In a conventional system, such as the ISDB-T, the number of symbols per frame is constant, the number of packets per frame, RS is a variable integer depending on the mode. 프레임은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 전송기 구조의 도 13에서 도시된 예를 참조하여 설명될 것이다. Frame will be described with reference to the example shown in Figure 13 of the transmitter architecture constructed in accordance with certain embodiments of the invention.

RS 인코더 (1300)는 바이트 데이터 (1301) 및 315개의 리드-솔로몬 패킷 (1322)의 각각의 그룹의 시작을 나타내는 외부적으로 생성된 프레임 동기 신호를 획득한다. RS encoder 1300 is a data byte 1301 and 315 lead-in obtains the frame sync signal externally generated that indicates the start of each group of Solomon packet 1322. 도 14에 도시된 바와 같이, 각각의 패킷 (140)은 20개가 패리티 바이트 (142)인 207개의 바이트를 포함한다. Each of the packet 140, as shown in Figure 14 comprises a 207 byte, twenty parity bytes (142). 이들 315개의 리드-솔로몬 패킷은 65,205 바이트를 포함하는 포워드 에러 정정 ("FEC") 데이터 프레임 (1322)를 형성한다. These 315 Reed-Solomon packet forms a forward error correction ( "FEC") data frame 1322 containing 65 205 bytes.

컨벌루션 바이트 인터리버 (1302)는 이하와 같다. Convolutional byte interleaver 1302 is as follows. 도 15는 전송된 신호에 영향을 미치는 임펄스 잡음과 싸우는 인터리버 (1302)의 동작 모드를 나타낸다. 15 shows the operation mode of the interleaver 1302 to combat impulse noise affecting the transmitted signal. 경로 (156, 158)의 파라미터 B는 207로 설정되며, 경로 (152, 154, 156, 및 158)의 파라미터 M은 1로 설정된다. And parameter B is set to 207 in the path 156, 158, a parameter M of the route (152, 154, 156, and 158) are set to one. 프레임 동기 신호 (1303)는 입력 및 출력 정류자 (150 및 151)를 최상 위치 (1500)로 힘을 가하며, 그 결과 프레임 구조로 인터리빙을 동기화한다. Frame synchronization signal 1303 exerts a force as an input and an output rectifier (150 and 151) the best location 1500, synchronizes the interleaved and as a result the frame structure. 입력 및 출력 정류자 (150 및 151)는 바이트가 인터리버로 인가되고 상이한 바이트가 인터리버를 나오는 경우 하나의 위치 (1502)로 하강 이동한다. Input and an output rectifier (150 and 151) if the byte is applied, and the different bytes coming out of the interleaver in the interleaver moves lowered to a position 1502. 정류자 (150 및 151)가 바닥 (1508)으로 도달하는 경우, 정류자 (150 및 151)는 다시 최상 (1500)으로 이동한다. If the Commutator (150 and 151) reaching to the ground 1508, the commutator (150 and 151) is moved back to the top (1500). B 평행 경로 (1506, 1508) 각각은 도 15에 도시된 길이를 갖는 이동 레지스터 (156 및 158)을 포함한다 (경로 (1506)는 (B-2)M의 길이를 가지며, 경로 (1508)는 (B-1)M의 길이를 가진다). B comprises a parallel path (1506, 1508) each of the shift registers (156 and 158) having a length shown in Figure 15 (path 1506 has a length (B-2) M, the path 1508 is (B-1) has a length of M).

랜덤화기 (1306)는 매 프레임 동기 시간마다 PN (의사-랜덤 잡음)시퀀스 생성기를 재설정함에 의해 짧아지는 209-1길이의 PN 시퀀스를 갖는 FEC 데이터 프레임 (1324)의 65,205×8=521,640개의 비트 상에서 배타적 논리합 연산 (exclusive or operation)을 실행함으로써 FEC 데이터 프레임 (1324)의 65,205×8=521,640개의 비트상에서 동작함으로써 랜덤화된 FEC 데이터 프레임 (1328)을 생성한다. Random fire 1306 PN (pseudo-random noise) every time the frame synchronization on 65,205 × 8 = 521,640 bits of the FEC data frames 1324 with a PN sequence of length 209-1 to shorten By resetting the sequence generator It generates an exclusive OR operation the randomized data FEC frame 1328 by operating on 65,205 × 8 = 521,640 bits of the data FEC frame 1324 by executing (exclusive or operation).

선택가능한 코드 레이트 천공된 격자 코딩된 변조 ("PTCM; punctured trellis coded modulation) 모듈 (1308)의 예가 도 16에 상세히 도시된다. PTCM (1308)은 당업자에게 공지된 방법을 사용한다. 방법은 64 개의 상태 1/2 레이트 코더로 시작하며 천공을 시작하여 5개의 상이한 코드 레이트 중 임의의 하나를 획득한다. 또한, 특정 실시예에서, PTCM (1308)은 완전히 바이패스 (코드 레이트=1)될 수 있다. 이는 시스템에 대한 백색 잡음 성능과 네트 비트 레이트 사이의 선택가능한 트레이드 오프를 허용한다. 유사한 격자 코딩 기술이 ISDB-T 및 DVB-T 시스템에서 사용된다. PTCM은 입력 (1328)에 제공되는 매 비트 마다의 출력에서 2개의 비트 (1332)를 생성한다. 그러나, 출력 비트들 (1332) 중 일부는 선택된 코드 레이트 및 대응하는 천공 패턴에 따라 폐기된다. QAM 정합기 (1313)는 코더 출력 ( Selectable code rates of the perforated grid coded modulation. .; examples of ( "PTCM punctured trellis coded modulation) module 1308 is shown in detail in Figure 16 PTCM 1308 uses the technique known in the art how to 64 beginning with the half-rate coder state and start to drilling and acquires any one of the five different code rates. in addition, in certain embodiments, PTCM (1308) may be completely bypassed (code rate = 1) this allows to choose a trade-off between white noise performance of the system and a net bit rate. a similar grid coding techniques are used in the ISDB-T and DVB-T system. PTCM is every bit that is provided to an input (1328) generates two bit 1332 at an output of each, but the output bits (1332), some of which is discarded according to the puncturing pattern for code rate and a corresponding selected. QAM matcher 1313 is output coder ( 1332)로부터 2, 4, 또는 6개의 그룹으로 비트들을 취하여, 각각 QPSK, 16 QAM, 또는 64 QAM 심볼로 정합시킨다. 이러한 정합의 예는 도 17에 제공된다. Take the 2, 4, or 6 groups with bits from 1332), and each mating with QPSK, 16 QAM, or 64 QAM symbol. An example of such a matching is provided in FIG.

모듈 (1312)은 각각의 FEC 데이터 프레임 (1334)의 시작에 프레임-동기/모드 심볼 패킷 (모든 심볼은 QPSK임)을 부가한다. Module 1312 is a frame at the start of each FEC data frames 1334 - Synchronous / packet mode symbol is added to (all symbols are QPSK Im). 도 18을 참조하면, 이 패킷의 제 1 부분 (180)은 127개의 심볼을 포함하며, 심볼에 대한 실수부 및 허수부 모두에 대한 식별 이진 PN 시퀀스를 포함한다. 18, the first portion 180 of the packet comprises 127 symbols, a binary PN sequence identification for both the real and imaginary part of the symbol. 다른 PN 시퀀스 길이가 가능하며, 실수부 및 허수부는 반대 부호를 가질 수 있다. It can be different PN sequence length, and the real part and the imaginary part may have an opposite sign. 이 패킷의 제 2 부분 (182)은 전송 모드 - 선택된 QAM 성좌도 및 선택된 격자 코드 레이트를 나타내는 데이터를 포함한다. A second portion 182 of the packet transfer mode and a data indicative of the selected QAM constellation and code rate selected grid. 이 모드 데이터는 수신기에서의 부가된 신뢰성을 위해 블럭 에러 정정 코드를 사용하여 인코딩될 수 있다. The mode data may be encoded using a block error correction code for additional reliability of the receiver. 사용될 수 있는 방법들은 BCH 코딩 및 다른 블록 코드를 포함한다. A method that may be used include the BCH codes, and other block codes. 일 예에서, 바이패스를 포함하는 6개의 가능한 격자 코드 레이트가 가능하다. In one example, it is possible to six possible grid code rate comprises a by-pass. 또한, 18개의 모드를 도출하는 3개의 성좌도가 가능하다. It is also possible to derive the three constellation 18 mode. 따라서, 5개의 비트가 가능한 모드 선택 각각을 나타내는데 필요하다. Thus, there is a need to represent the five bits are available mode selected, respectively. 5개의 비트는 연장된 BCH 코드를 사용하여 16 비트 코드 워드로 인코딩될 수 있다. Five bits using the extended BCH code may be encoded in a 16 bit code word. 각각의 QPSK 심볼은 2개의 비트를 포함하므로, 8개의 모드 심볼이 요구될 수 있다. Each QPSK symbol comprises two bits, so, there are eight mode symbol may be required.

도 19는 통과대역 변조 ("PB Mod")에 제공된 프레임 구조 (1336) (도 13 참조)를 도시한다. 19 shows a frame structure 1336 (see FIG. 13) provided in the pass-band modulation ( "PB Mod"). 페이로드 (190)는 315개의 RS 패킷 (521,640 개의 비트)을 포함한다. Payload 190 may include packets 315 RS (521 640 bits). 315개의 RS 패킷이 정합되는 QAM 심볼의 수는 모드 선택에 따라 변경될 수 있다. 315 RS packet is the number of QAM symbols to be matched may be changed depending on the mode selected. 그 후, PB Mod 모듈 (1314)은 당업자에게 공지된 임의의 적합한 방법을 사용하여 통과대역으로 기저대역 QAM 심볼을 변조한다. Then, PB Mod module 1314 modulates the baseband QAM symbols in the pass band by using any suitable method known to those skilled in the art.

본 발명의 특정 양태에 따른 프레임 구조는 종래 프레임의 특정 결점 및 실패를 유리하게 극복한다. Frame structure according to certain embodiments of the present invention advantageously overcome the prior art shortcomings and failure of the particular frame. 특히, 프레임 구조는 모든 모드에 대해 ; In particular, the frame structure for all modes;

- 모드에 관계없이 프레임당 일정한 정수의 RS 패킷들, 및 - mode of certain RS packets of constant per frame, regardless of, and

- 프레임당 QAM 심볼의 수는 모든 모드에 대해 가변 정수임. - The number of QAM symbol is an integer variable for all modes per frame.

- 모든 모드에 대한 프레임당 천공 패턴 주기의 정수 - the constant pattern of perforations per frame period for all modes

를 제공한다. It provides. FEC 데이터 프레임은 I×207개의 데이터 바이트를 정확히 가져야 하기 때문에, 프레임당 정수의 QAM 심볼을 제공하는 것은 사소한 성과이며, 여기서 I는 프레임당 고정된 정수의 RS 패킷을 가지기 위해 선택된 정수이다. Because FEC data frames to have exactly the I × 207 bytes of data, providing the QAM symbols per frame is an integer and a minor, where I is an integer selected to have the RS packets of a fixed constant per frame. 따라서, 격자 코딩 이전에 프레임당 데이터 비트의 수는 정수이어야 할 뿐만 아니라, 모든 모드에 대해 207×8=1656에 이해 균등하게 분배되어야 한다. Thus, prior to grid coding the number of data bits per frame is not only to be an integer, and must be evenly distributed on the understanding 207 × 8 = 1656 for all modes. 또한, QAM 심볼당 격자 코더 출력 비트의 수는 각각 QPSK, 16 QAM, 및 64 QAM에 대해 2, 4, 및 6개의 비트이다 (격자 코드 바이패스에 대해 코드 레이트 =1을 도시한 표 2 참조). Further, QAM number of lattice coder output bits per symbol are each QPSK, 16 QAM, and 2 for 64 QAM, 4, and 6 bits (refer to a code rate = 1 for lattice codes bypass shown in Table 2) . 또한, 격자 코딩은 비트를 부가한다. Further, lattice coding is adding a bit. 격자 코딩 이전의 심볼당 데이터 비트의 수는 표 2에 도시되며, 여기서 각각의 엔트리는 아래와 같이 계산된다. Number of previous data bits per symbol lattice coding is shown in Table 2, in which each entry is calculated as shown below.

(최우측 열 엔트리- 코드 레이트) (The right-most column entry-code rate)

심볼당 데이터 비트 (정합된 QAM 심볼당 격자 코더로의 입력 비트들) Data bits per symbol (the bits of the input to the grid matched coder per QAM symbol)

성좌도 Constellation 격자 코드 레이트 Grid code rate
1/2 2.1 2/3 2.3 3/4 4.3 5/6 6.5 7/8 7.8 1 One
QPSK QPSK 1.00 1.00 4/3 4.3 1.50 1.50 5/3 5.3 1.75 1.75 2.00 2.00
16 QAM 16 QAM 2.00 2.00 8/3 3.8 3.00 3.00 13/3 13/3 3.50 3.50 4.00 4.00
64 QAM 64 QAM 3.00 3.00 4.00 4.00 4.50 4.50 5.00 5.00 5.25 5.25 6.00 6.00

심볼당 데이터 비트의 수는 단편적인 요구이며, 프레임 당 RS 패킷 사이즈 및 RS 패킷의 수는 정확히 선택된다. The number of data bits per symbol is a fragmentary required, the number of RS and RS packet size of packets per frame is correctly selected. 프레임 당 315개의 패킷 및 207의 RS 패킷 사이즈로, 프레임당 진정수의 심볼이 획득된다. In 315 packets and 207 packets per frame in the RS size, it is obtained truly symbols per frame. 표 3에 도시된 바와 같이, 각각의 엔트리는 아래와 같이 계산된다. A, with each entry, as shown in Table 3 are calculated as follows.

(프레임당 데이터 비트 수/심볼당 데이터 비트 수 = 521640/표2로부터의 엔트리) (The number of data bits / data bits per symbol per frame = 521 640 / Table 2 entry from)

프레임당 심볼 Symbols per frame

성좌도 Constellation 격자 코드 레이트 Grid code rate
1/2 2.1 2/3 2.3 3/4 4.3 5/6 6.5 7/8 7.8 1 One
QPSK QPSK 521640 521640 391230 391230 347760 347760 312984 312984 298080 298080 260820 260820
16 QAM 16 QAM 260820 260820 195615 195615 173880 173880 156492 156492 149040 149040 130410 130410
64 QAM 64 QAM 173880 173880 130410 130410 115920 115920 104328 104328 99360 99360 86940 86940

이 프레임은 모든 모드에 대해 프레임당 진정수 (integral number)의 천공 패턴 (pp/프레임) 주기 존재하는 부가적인 이점을 제공한다. The frame provides the additional advantage that there puncturing pattern (pp / frame) period of the integer (integral number) per frame for all modes. 천공된 격자 코딩된 데이터를 디코딩하기 위해, 수신기의 디코더는 어떻게 데이터로 천공 패턴이 정렬되는지를 알아야 한다. To decode the perforated grid coding data, the decoder of the receiver must know how the puncturing pattern is aligned with the data. 모 코드 (mother code)의 출력에 인가된 비트 와이즈 (bit-wise) 천공 패턴은 도 16의 표의 두번째 열에 나타난다. Mode code (mother code) the bit-wise (bit-wise) is applied to the output of the puncturing pattern is shown in the second column in the table of FIG. 각각의 천공 패턴의 1들의 수는 천공 패턴 길이이다. The number of one of each of the perforation pattern is a puncturing pattern length. 제안된 시스템에서, 천공 패턴은 언제나 FEC 데이터 프레임의 시작으로 라인업된다. In the proposed system, the drilling pattern is always line up to the beginning of the FEC data frames. 이는 수신기에서 프레임 동기의 사용을 허용하여, 비트 스트림으로 비터비 디코더에서 역-천공기를 적절히 정렬시킨다. This is to allow the use of a frame synchronization at the receiver, the Viterbi decoder in the station as a bit stream, thereby properly aligning the perforator. 바람직한 정렬이 모든 모드에 대해 pp/프레임의 진정수를 도시하는 표 4에 나타난다. A preferred alignment is shown in Table 4 showing an integer of pp / frame for all modes. 심볼당 천공 패턴 ("pp/심볼") 엔트리는 아래와 같이 계산된다. Puncturing pattern ( "pp / symbols") per symbol entry is calculated as shown below.

(pp/심볼당 격자 코더 출력의 #) (Pp / # of lattice coder output per symbol)

pp/프레임 엔트리는; pp / entry frame;

표3으로부터의 프레임당 심볼/(pp/심볼) Symbols / per frame from the Table 3 (pp / symbol)

프레임당 천공 패턴 Perforations per frame pattern

코드 code
레이트 Rate
pp pp
길이 Length
QPSK QPSK
(2개의 비트/심볼) (Two bits / symbol)
16QAM 16QAM
(4개의 비트/심볼) (4 bits / symbol)
pp/심볼 pp / Symbol pp/프레임 pp / frame pp/심볼 pp / Symbol pp/프레임 pp / frame pp/심볼 pp / Symbol pp/프레임 pp / frame
1/2 2.1 2 2 1 One 521640 521640 2 2 521640 521640 3 3 521640 521640
2/3 2.3 3 3 2/3 2.3 260820 260820 4/3 4.3 260820 260820 2 2 260820 260820
3/4 4.3 4 4 1/2 2.1 173880 173880 1 One 173880 173880 3/2 2.3 173880 173880
5/6 6.5 5 5 1/3 3.1 134328 134328 2/3 2.3 134328 134328 1 One 134328 134328
7/8 7.8 8 8 1/4 4.1 74520 74520 1/2 2.1 74520 74520 3/4 4.3 74520 74520
1 One NA NA NA NA NA NA NA NA NA NA NA NA NA NA

동일한 원하는 결과를 얻기 위해 프레임당 패킷의 수 및 RS 패킷 사이즈의 다른 조합이 사용될 수 있다. There are different combinations of the number of RS and packet size of a packet per frame may be used to achieve the same desired result. 여기서 제공된 수는 오직 설명의 목적을 위해 개시된다. Be provided here are only disclosed for illustrative purposes.

도 20에 도시된 바와 같이, 본 발명의 특정 실시예는 본 발명의 특정 양태에 따라 구성된 프레임을 취급하도록 구성된 수신기를 제공한다. As shown in Figure 20, a particular embodiment of the present invention provides a receiver adapted to handle a frame constructed in accordance with certain embodiments of the invention. 모듈 (2000)은 통과대역 신호에서 전송된 데이터를 수신하여 기저대역 QAM 심볼로 전환한다. Module (2000) receives the data transmitted in the pass band signal is converted to baseband QAM symbols. 모듈 (2000)에 의해 수행된 동작은 통상적으로 서브-모듈을 사용하여, 심볼 클럭 동기화, 균등화 (중간-심볼 간섭을 제거하기 위함), 및 반송파 복구를 포함할 수 있다. The operation performed by the module (2000) is typically a sub-use modules, symbol clock synchronization, equalization may include a (medium in order to remove the symbol interference), and carrier recovery. 따라서, 모듈 (2000)은 복구된 기저대역 QAM 심볼 (2001)을 출력하는 균등화기를 포함할 수도 있다. Thus, module 2000 may comprise an equalization and outputting the recovered baseband QAM symbols (2001). 기저대역 QAM 신호들 (2001)은 실수 방향 및 허수 방향 모두로 슬라이스하는 2-레벨 슬라이서 (2018)로 제공되어, 이에 의해 프레임-동기 모듈 (2020)에 제공되는 시퀀스 Sequences that are provided to the synchronization module 2020-QAM baseband signals (2001) the two-level slicer 2018 is provided with, whereby the frame by the slice direction in both real and imaginary direction

Figure pct00031
And
Figure pct00032
(2019)를 형성한다. It forms a (2019). 프레임 동기 모듈 (2000)은 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 별개로, 인가하는 슬라이스된 QAM 심볼 (2019)상에서 연속적인 상호-상관 (cross-correlation)동작을 수행한다. Frame synchronization module (2000) is the binary frame-synchronous to the stored copy of the PN sequence, a continuous cross-over the QAM symbol (2019) slices separately for both the real and imaginary part, application-correlation (cross-correlation) operation to be carried out. 저장된 복사본의 각각의 수는 -1 또는 +1의 값을 가진다. Number of each of the stored copy has a value of -1 or +1. 이 동작은, This behavior,

Figure pct00033

에 의해 주어진다. It is given by the.

여기서 s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스에 저장된 복사본이다. Where s is 127 long frame is a stored copy of the synchronization PN sequence. b R 또는 b I 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. b The maximum amplitude of the R or I b represents the start of a FEC data frames.

프레임 동기 시작 위치가 배치된 경우, 모드 비트 (성사도 및 격자 코드 레이트)를 포함하는 코드 워드들의 위치는 공지된다. If the frame synchronization start position location, the mode bit positions of the code words containing the (close and also lattice code rate) it is known. 코드 워드는 예를 들어, BCH 디코더에 의하거나, 수신된 코드 워드를 모든 가능한 코드 워드와 상관시키고 최상의 결과값을 산출하는 코드 워드를 선택함으로써 신뢰성있게 디코딩될 수 있다. Code words, for example, in the BCH decoder, or may be decoded reliably by selecting the code word for correlating the received code word with all possible code words and output the best result. 이 정보가 반복적으로 전송되므로, 결과가 받아들여지기 전에 동일한 결과가 복수회 발생함을 요구함으로써 부가적인 신뢰성이 획득될 수 있다. Since the information is repeatedly transmitted, the same results before the results are received can be brought additional reliability obtained by requiring that the plurality of times occur.

이 도출된 프레임-동기 신호 (2021)는, 심볼이 소프트 역-정합기 (2006)에 공급되기 이전에, 어느 심볼이 "제거 프레임-동기/모드 심볼" 모듈 (2004)에서 제거될지를 나타내는데 사용된다. The obtained frame synchronization signal 2021, the symbols are soft-station - for indicating whether removed from the "synchronous / mode symbol removed frame" module (2004) before being supplied to the matching circuit (2006), one symbol is do. 일 예에서, 127 개의 프레임-동기 심볼 및 8개의 모드 심볼이 스트림으로부터 제거되어, RS 패킷에 대응하는 심볼만이 소프트 역-정합기 (2006)에 전달됨을 보장한다. In one example, a 127 frame sync symbols are eight modes and symbols are removed from the stream, only the symbols corresponding to the RS packet is soft station - it ensures passed to matching device (2006). 소프트 역-정합기 (2006)는 예를 들어, Akay 및 Tosato에 의해 설명된 알고리즘을 포함하는 당업계에 공지된 알고리즘을 사용하여 소프트 비트 매트릭스를 계산한다. Soft back-matching device (2006), for example, using known algorithms in the art, including the algorithm described by Tosato Akay and calculates a soft-bit matrix. 정확한 동작을 위해, 소프트 역-정합기 (2006)는 어느 천공 패턴 (어느 격자 코드)가 전송기에서 사용되었는지 및 수신된 비트를 갖는 패턴의 정렬을 알아야한다. For correct operation, the soft back-matching device (2006) needs to know the alignment of the pattern that has been used in a transmitter which perforation pattern (which lattice code) and the received bit. 이 정보 (2021)는 전류 모드에 관계 없이, 천공 패턴이 정렬되는 반복 프레임 동기 신호를 제공하며 모드 정보를 디코딩하는 프레임-동기 모듈 (2020)에 의해 제공된다. The information 2021 is, regardless of the current mode, provides the repeated frame synchronization signal pattern to be punched are aligned and the frame mode to decode information - is provided by the synchronization module (2020). 이들 소프트 비트 매트릭스는 당업계에 공지된 방법으로 동작하여 전송기의 PTCM 인코더로 입력되었던 비트의 추정치에 도달하는 비터비 디코더 (2008)에 공급된다. The soft bit matrix operation by methods known in the art and is supplied to a Viterbi decoder (2008) to reach the estimate of the bit which was input to the encoder of the transmitter PTCM.

역-랜덤화기 (2013), 바이트 역-인터리버 (2014), 및 RS 디코더 (2016)는 모두 프레임-동기 신호 (2021)에 의해 동기화되고, 각각 바이트 데이터를 역-랜덤화, 역-인터리빙, 및 디코딩하여 전송기의 RS 인코더에 원래 인가되었던 데이터를 획득한다. Station-random equalizer (2013), byte reverse-interleaver 2014, and RS decoder 2016 are all frame is synchronized by a sync signal 2021, each of the bytes of data reverse-randomized, reverse-interleaved, and decoding to obtain the original data that was applied to the RS encoder of the transmitter.

반송파 위상 오프셋 상관 Carrier phase offset correlation

본 발명의 특정 실시예는 반송파 위상 오프셋 정정 시스템 및 방법을 사용한다. A particular embodiment of the invention uses a carrier phase offset correction system and method. 특정 실시예에서, 수신기는 직교 진폭 변조된 신호를 나타내는 균등화된 신호를 수신하여 균등화된 신호로부터 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기, 균등화된 신호를 슬라이스하여 실수 시퀀스 및 허수 시퀀스를 획득하는 2-레벨 슬라이서, 실수 시퀀스 및 허수 시퀀스와 저장된 프레임-동기 의사-랜덤 시퀀스의 대응 부분과의 상관을 수행하는 프레임 동기화기, 및 프레임 동기화기에 의해 위상 오프셋 보정기로 제공된 위상 보정 신호를 포함한다. In a particular embodiment, the receiver phase from the signal equalized by receiving an equalization signal representative of the quadrature amplitude modulated signal, by slicing the phase offset compensator, the equalized signal to derive a correction signal to obtain the real number sequence and the imaginary sequence 2-level slicer, the real and imaginary sequence with the stored frame sequences - a phase correction signal supplied by the frame synchronizer, frame synchronization and phase offset corrector groups by performing a correlation with a corresponding portion of a random sequence, pseudo-sync. 위상 보정 신호 상관의 최대 실수값 및 허수값에 기반한다. Based on the maximum real number value and the imaginary value of the phase correction signal correlation. 프레임 동기화기는 인가하는 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼에 대해 연속적인 상호-상관을 수행한다. For the sliced ​​quadrature amplitude modulation symbols for applying the frame synchronization groups successive cross-correlation is performed. 연속적인 상호-상관은 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본으로 실수 시퀀스 및 허수 시퀀스에 대해 개별적으로 수행된다. Successive cross-correlation is the binary frame are performed separately for the stored copy of the random noise sequence of real and imaginary sequence sequence motive doctor.

기저대역으로부터 통과대역으로의 변조 Modulation of the pass band from the baseband

방송, 무선 LAN, 및 광역 이동 시스템을 포함하는 특정 무선 디지털 통신 시스템은 몇몇 형태의 QAM을 사용한다. Specific digital radio communication system including a broadcast, a wireless LAN, and mobile broadband systems use some form of QAM. QAM은 또한, 2개의 이중-측면-대역 억제된-반송파 변조된 파를 인에이블하여 동일한 채널 대역폭을 차지하게 하며, 각각의 파는 독립적인 메시지에 의해 변조되는 구형-반송파 다중화를 사용하는 북미 및 유럽 디지털 케이블 텔레비전 표준에서 모두 사용된다. QAM is also, two double-side-band, suppressed-carrier is to enable the modulated wave and to occupy the same channel bandwidth, respectively, of the digger rectangle is modulated by an independent message-using the carrier multiplex in North America and Europe It is used in both digital cable television standard. 전술한 바와 같이, 도 23은 도 13의 예에서의 PB 모드 (mod) (1314)로서 작용할 수도 있는 단순한 QAM 변조기를 도시한다. As described above, Figure 23 shows a simple QAM modulators which may act as a PB mode (mod) (1314) in Fig. 13 for example. 고립된 전송된 QAM 펄스는, The isolated pulse is transmitted QAM,

Figure pct00034

에 의해 주어진다. It is given by the.

여기서, d R , m 및 d I ,m 은 2개의 독립적인 스트림에 의해 결정되고, 복소 QAM 심볼 (예를 들어, 도 17 참조)의 실수부 및 허수부를 각각 나타내며, m=1...M 은 기수의 2차원 QAM 성좌도를 인덱스하며, 여기서 M은 변조 반송파 주파수이며, q(t)는 루트 레이즈드 코사인 펄스 함수이다. Wherein, R d, m d and I, m is determined by the two independent streams, each represents a complex QAM symbols (e.g., see FIG. 17) of the real and imaginary parts, m = 1 ... M is a two-dimensional QAM constellation, and the index of the odd number, where M is the modulation carrier frequency, q (t) is the root raised cosine pulse function.

연속적인 일련의 전송된 QAM 펄스 s(t)는 F s =1/T S 의 레이트로 잡음 다중경로 채널을 통해 전달된다. Continuous series of the transmitted QAM pulse s (t) is transmitted through a multipath channel noise at a rate of F s = 1 / T S. 그 결과, QAM 수신기로의 입력에서의 수신 신호는 As a result, the received signal at the input to a QAM receiver

Figure pct00035
에 의해 주어지며, 여기서 *는 컨벌루션 (convolution)을 나타내며, c(t)는 채널 임펄스 응답이고, υ(t)는 부가적인 화이트 가우시안 잡음이다. Is given by, where * denotes a convolution (convolution), c (t) is the channel impulse response, υ (t) is an additional white Gaussian noise. 그 결과, As a result,

Figure pct00036

이며, 여기서, d[n]은 복소 전송된 심볼이고, f 0 및 θ 0 은 각각 f L0 =f c -f 0 가 되도록, 전송기에 관하여 수신기 통과대역에서 기저대역으로의 복조기 로컬 발진기 의 주파수 및 위상 오프셋이다. , Where, d frequency of [n] are complex, and the transmitted symbol, f 0, and θ 0 is f L0 = f c of the demodulator local oscillator to baseband in the receiver pass band with respect to the transmitter so that -f 0, respectively, and is the phase offset.

통과대역에서 기저대역으로의 복조기 Demodulator in the baseband in the pass band

도 24a는 모니터측 통고대역에서 기저대역으로의 QAM 복조기 (222) (도 22)를 더욱 상세히 도시한다. Figure 24a is a further detail showing a QAM demodulator 222 (Fig. 22) of the base band at the monitor side band notification. 신호 r(t)는 동축 케이블로부터 수신될 수도 있으며, 예를 들어, 심볼 레이트보다 높은 레이트로 샘플링되어 (240 참조) 샘플링된 신호 r(nT samp )를 유발한다. Signal r (t) may also be received from a coaxial cable, for example, it leads to the sampling at a higher rate than the symbol rate (see 240) the sampled signal r (nT samp). 아래의 샐플링 이후: After Sal sampling below:

Figure pct00037

그 후, 복조, 심볼 레이트 1/Ts 에서의 리샘플링, 및 정합된 필터링 이후, Since then, re-sampling of the demodulation, the symbol rate 1 / Ts, and the matched filter,

Figure pct00038

여기서 here

Figure pct00039
는 샘플링된 복소 필터링된 잡음이다. Is the sampled complex filtering noise. 완전한 심볼 레이트 샘플 타이밍과 결합된, 펄스 형상화 및 정합된 필터링 q로 인해, 임의의 Due to the combination with the complete symbol rate sample timing, pulse shaping, and the matched filter q, any
Figure pct00040
는 채널 임펄스 응답 c 만으로 인한 것임을 가정한다. It is assumed that because only the channel impulse response c. 복조 이후, 완전한 균등화를 가정하는 경우, 균등화기 출력에서의 근처 기저대역 복소 시퀀스 z[k]는, After demodulation, assuming the complete equalization, the complex baseband sequence z [k] in the vicinity of the equalizer output,

Figure pct00041

에 의해 획득된다. A is obtained by.

그 결과, 복구된 근처 기저대역 시퀀스는 위상 오프셋 θ 0 , 주파수 f 0 에서의 회전을 갖는 전송된 성좌도를 나타낸다. As a result, the recovered near baseband sequence represents the transmitted constellation with the rotation of the phase offset θ 0, the frequency f 0. 전송된 d R 및 d I 를 신뢰성있게 복구하기 위해, 예를 들어, 위상 및 주파수 오프셋 복구 루프와 결합된 균등화기, 이차원 슬라이서의 사용은 성좌도를 회전시키는 주파수 오프셋 f 0 을 제거해야 하며, 수신기는 성좌도를 정적 회전 위치에 둘 수도 있는 나머지 정적 위상 오프셋 θ 0 을 제거해야 한다. To recover reliably transferred d R and d I, for example, the use of the equalizer, the two-dimensional slicer coupled to the phase and frequency offset recovery loop and to remove the frequency offset f 0 for rotating the constellation, the receiver the constellation is necessary to remove the two remaining static phase offset θ 0 which may be a static rotational position.

위상/주파수 복구를 이해하기 위해, 기저대역에서의 QAM 성좌도가 이해되어야 한다. In order to understand the phase / frequency recovery, it is to be understood the QAM constellation at baseband. 도 33a의 간단한 예에서, QPSK로 공지된 QAM 변조는 4개의 심볼로 구성된다. In the simple example of Figure 33a, the QAM modulation known as QPSK is composed of four symbols. 도시된 예에서, d[k]의 실수부 및 허수부는 각각 2개의 상이한 값 (±3과 같음)을 취할 수 있다. In the illustrated example, the d [k] real and imaginary parts can each take on two different values ​​(equal to ± 3). 복구된 d[k]상의 위상 오프셋 θ 0 의 효과는 복소 평면에서의 회전을 나타내는 도 33b에 도시된다. Phase offset the effect of θ on the recovered 0 d [k] is shown in Figure 33b represents a rotation in the complex plane. f 0 의 효과는 회전이 f 0 의 부호에 의존하여 시계반대 방향 또는 시계방향으로 시간에 따라 호전함을 인식함으로써 이해된다. Effect of f 0 It is understood by recognizing the call ships with time in a counter-clockwise direction or counterclockwise direction by rotation depends on the sign of f 0.

균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 Equalizer and a carrier phase / frequency loop

도 34에서, 신호 x[k] (340)는 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 (248) (예를 들어, 도 24a 참조)dp 의해 수신된다. In Figure 34, the signal x [k] (340) is a digital equalizer and a carrier phase / frequency loop 248 (e.g., see Fig. 24a) is received by dp. 균등화기 (341) 컴포넌트는 통상적으로 선형 디지털 필터를 포함하며, LMS (least mean square)와 같은 공지되거나 소유된 방법을 사용하여, 균등화기 (341)는 균등화기 (341)의 출력 y[k]을 슬라이서 결정 Equalizer 341 component typically comprises a linear digital filter, by using a known or own method such as the LMS (least mean square), the output of the equalizer 341 is equalizer 341, y [k] determining a slicer

Figure pct00042
의 위상 회전된 버전과 비교하여, 업데이트된 필터 탭 가중치 세트를 계산하는데 사용되는 에러 신호를 생성한다. By the comparison with the phase rotated version and generates an error signal that is used to calculate an updated set of filter tap weights. 이 필터는 채널 임펄스 응답 c에 의해 유발된 The filter is caused by the channel impulse response c
Figure pct00043
를 제거한다. To be removed.

2-D 슬라이서 (342)는 z[k]의 실수부 및 허수부를 독립적으로 슬라이스하여, 원래 전송된 d[k]의 추정치인 2-D slicer 342 slices the real and imaginary parts of z [k], each independently, an estimate of the originally transmitted d [k]

Figure pct00044
를 출력한다. The outputs. z[k] 및 z [k], and
Figure pct00045
모두 위상 에러 검출 모듈 (346)으로 인가하여 Both applied to a phase error detection module 346
Figure pct00046
에 의해 주어진 위상 에러 신호를 형성한다. To form a phase error signal given by. 적분-비례 ("IP") 필터 (345)는 도 35의 필터 또는 당업자에 공지된 임의의 균등물을 포함할 수 있다. Integral-proportional ( "IP") filter 345 may comprise any equivalents thereof known to those skilled in the art or the filter of Figure 35. IP 필터 (345)는 루프가 이상 및 주파수 오프셋을 보정하도록 승인한다. IP filter 345 is approved for the loop compensation and the above frequency offset. IP 필터 (345)의 출력은 θ 0 및 f 0 모두를 보정하는 복수 위상/주파수 보정 성분 The output of the IP filter 345 is a plurality-phase / frequency correction component for correcting all θ 0 and f 0
Figure pct00047
을 출력하는 복소 전압 제어된 발진기 (VCO) (344)에 공급된다. The complex is supplied to a voltage controlled oscillator (VCO) (344) for outputting. 또한, VCO (344)는 슬라이스 출력 In addition, VCO (344) is sliced ​​output
Figure pct00048
을 "보정하지 않는" "Not corrected" the
Figure pct00049
를 출력하여, And an output,
Figure pct00050
는 균등화기 탭 업데이트에 대한 에러 신호를 도출하는데 사용될 수 있다. It may be used to derive an error signal for the equalizer tap update.

이러한 접근은 균등화기가 θ 0 및 f 0 모두를 포함하는 x[k]상에서 동작하기 때문에 나타난다. This approach is shown because it operates on the x [k] which equalization group contains all θ 0 and f 0.

특정 실시예에서, 복소 지수 룩업 테이블 (LUT; look-up table)에 공급되는 일 적분기의 지연으로 인해 이산 형태의 VCO (344)를 구현함으로써 효율성이 획득될 수 있다. In a particular embodiment, the complex index look-up table; due to the delay of an integrator which is supplied to the (LUT look-up table) can be efficiency obtained by implementing a VCO (344) in discrete form. 그러나, θ 0 에 대한 최종 보정은, 복구된 위상이 정확하거나 (오프셋=0), π/2, 오프셋 π, 또는 오프셋 3π/4를 가질 수 있음을 의미하는 모호한 π/2를 가질 수 있다. However, the final compensation for θ 0, can have a recovery phase have a vague π / 2 to correct or means (offset = 0), π / 2, the offset π, or the offset can have a 3π / 4. 이들 결과는 도 35, 및 도 37에 나타나며, 실제 전송된 심볼은 도 36에 도시되며, 각각의 오프셋을 갖는 가능한 복구된 심볼은 도 37a 및 37d에 도시된다. These results appear in Figure 35, and Figure 37, is shown in the actual transmitted symbols is 36, the recovered symbols are available with each of the offset is shown in Figure 37a and 37d. 통상적으로, 2-D 슬라이서 (342)는 가장 근접한 이웃 동작을 실행하기 때문에, 수신기는 4개의 가능한 심볼 중 어느 것이 실제로 전송되었는지 알 수 없다. Typically, since the 2-D slicer 342 is to execute the closest neighborhood operation, the receiver can not know which one of the four possible symbol is actually transmitted. 도 38은 도시된 바와 같이 전송된 심볼 a가 θ 0 로 균등화기 입력에서 38 is transmitted as illustrated in the symbol a is input to the equalizer θ 0

Figure pct00051
로서 수신된다. It is received as. 따라서, 위상 복구 루프는 신호를 회전시켜 θ 0 를 보상함으로써, Thus, the phase recovery loop by rotating the signal by compensating for θ 0,
Figure pct00052
은 a로 라인업된다. It is the line up to a. 그러나, 2-D 슬라이서 (162)의 결정은, b가 However, crystals of 2-D slicer 162, b is
Figure pct00053
에 더 근접하기 때문에 보정 심볼은 b라는 것이 될 것이다. Because closer to the calibration symbols will be called b. 이는 위상 복구 루프가, 성좌도를 회전시켜 This is the phase recovery loop, by rotating the constellation
Figure pct00054
가 b로 라인업되는 방법으로 수렴하게 할 수 있다. To the b can be made converging in such a way that the line up. 이 경우 최종 위상은 있어야 할 곳으로부터 오프셋 -π/2 이다. In this case, the offset -π / 2 from where you want to have a final phase.

본 발명의 특정 실시예는 현재 개시된 실시예의 일부에서 사용된 천공된 격자 코드 군을 포함하여, 격자 코딩된 시스템에서의 이러한 문제를 제거하거나 및/또는 최소화하는 방법을 제공한다. Certain embodiments of the present invention provides a method for including a perforated grid code groups used in some of the presently disclosed embodiment, eliminate these problems in the grid system, or coded and / or minimized. 전술한 바와 같이, 균등화기의 출력은, 프레임-동기 모듈 (2020) (도 20 참조)에 공급되는 시퀀스 As described above, the output of the equalizer, the frame sequence to be supplied to the synchronization module 2020 (see Fig. 20)

Figure pct00055
And
Figure pct00056
를 형성하는 2-D 레벨 슬라이서 (342)에 의해 실수 방향 및 허수 방향 모두로 슬라이스된다. By 2-D level slicer 342 for forming a slice is a direction both real and imaginary direction. 프레임 동기 모듈 (2020)은 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로, 인가되는 슬라이스된 QAM 심볼상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행한다. Frame synchronization module 2020 is a binary frame performs correlation operations - on a continuous cross-QAM symbol slice being individually for all of the stored copy of the synchronization with the PN sequence, the real part and imaginary part, is. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 가진다. Each member of a stored copy has a value of -1 or +1. 이 동작은 구체화될 수도 있어 결과는, This behavior may be embodied got results,

Figure pct00057

이다. to be.

여기서, s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본이다. Here, s is 127 long frame is stored copy of the synchronization with the PN sequence. b R 또는 b I 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. b The maximum amplitude of the R or I b represents the start of a FEC data frames.

최대 b R 의 부호 The sign of the maximum b R 최대 b I 의 부호 The sign of the maximum I b 필요한 위상 보정 The phase correction necessary
+ + + + 0 0
- - + + +π/2 + Π / 2
- - - - + Π
+ + - - -π/2 -π / 2

프레임 동기 심볼에 대해, 실수부 및 허수부는 동일한 부호를 가지며 실수부 및 허수부의 성좌도는 도 39에 도시된다. For frame synchronization symbols, the constellation is real and imaginary parts have the same reference numerals real and imaginary part is shown in Figure 39. 그 결과, 최대 진폭 b R 또는 b I 의 부호는 모두 0의 회전에 대해 포지티브이다. As a result, the sign of the maximum amplitude b R b or I are both positive for a rotation of zero. π의 회전에 대해, b R 및 b I 은 모두 네거티브이며, π/2의 회전에 대해, 최대 진폭 b R 은 포지티브이며, 최대 진폭 b I 은 네거티브이다. for a rotation of π, and both b and R b I is negative, for the rotation of π / 2, and the maximum amplitude R b is positive, the maximum amplitude I b is negative. 이는 상기 표 5에서 요약된다. This is summarized in Table 5. 그 결과, 최대 진폭 b R 및 b I 의 각각의 부호는 조합하여, 최종 위상 오프셋이 수렴하는 복소 평면의 사분면을 나타낸다. As a result, the maximum amplitude of each code of R b and I b are combined, it shows a quadrant of the complex plane to converge the final phase offset. 이는 도 20에 도시되는 바와 같이 신호에 적용될 부가적인 위상 보정을 허용한다. This allows for additional phase correction is applied to the signal as shown in Fig. 최대 b R 및 b I 의 부호는 상관 기반 프레임-동기 모듈로부터 위상 오프셋 보정기로 전송된다. The sign of the maximum R b and I b is a correlation-based frame is transmitted to the phase offset from the synchronous compensator module. LUT 동작 (404)가 예로서 도시되는 위상 오프셋 보정기 모듈의 동작이 도 40에 도시된다. The operation of the phase offset compensator module LUT operation 404 that is shown by way of example is shown in Figure 40.

Figure pct00058
가 주어지는 경우, 이 동작은, If given, this behavior is,

1. φ=+θ에 대해 1. For φ = + θ

Figure pct00059

2. φ=+π/2에 대해 2. For φ = + π / 2

Figure pct00060

3. φ=-π/2에 대해 3. For φ = -π / 2

Figure pct00061

로서, 실행될 수 있다. As can be executed.

도 40은 본 발명의 특정 양태에 따라 상관의 최대 실수값 및 허수값의 부호로 LUT를 인덱싱함으로써, 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기의 블록도 표현이다. Figure 40 is indexed by the LUT by the sign of the maximum real value and the imaginary value, the phase of the correlation in accordance with certain embodiments of the present invention is a block representation of the phase offset corrector for deriving the corrected signal.

다중- 모드 Multi-mode QAM 성좌도 검출 QAM constellation detection

특정 실시예는 가능한 수신된 QAM 성좌도 세트로부터 미공지 QAM 성좌도를 결정하는 시스템 및 방법을 제공한다. Specific embodiments provide a system and method for determining the unknown QAM constellation possible from the received QAM constellation set. 일 방법은 중간-심볼-간섭 (ISI; inter-symbol-interference)이 수정된 상수 계수 알고리즘 (CMA; constant modulus algorithm) 균등화기로 최소화된 이후지만, 반송파 주파수 및 위상이 완전히 복구되기 이전에 신호의 전력의 히스토그램을 사용한다. One method is a medium-to-symbol-interference (ISI; inter-symbol-interference) is a modified constant modulus algorithm (CMA; constant modulus algorithm), but since the minimum group equalization, the power of the signal prior to the carrier frequency and phase completely recovered use of the histogram. 그 후, 미공지 성좌도는 히스토그램으로부터 결정된다. Then, unknown constellation is determined from the histogram. 균등화 프로세서는 미공지 성좌도에 기반하여 Equalization processor based on the unknown constellation

Figure pct00062
를 최소화하기 위해 표준 CMA 로 재시작한다. The restart as standard to minimize CMA. 균등화기 출력은 정확하게 스케일링될 수 있으며, 이 단계 이후 감소된 성좌도 반송파 복구 (RCCR; reduced constellation carrier recovery) 및 반송파 복구에 대한 결정이 수행되어, 결합된 균등화기 반송파 주파수/위상 루프에 의해 반송파 주파수 및 위상을 복구한다. Equalizer output may be accurately scaled, the constellation carrier recovery decreased after this step; by (RCCR reduced constellation carrier recovery) and the determination of the carrier recovery is performed, the combined equalizer carrier frequency / phase loop carrier frequency and to recover the phase. 미공지 QAM 성좌도를 결정하는 또 다른 방법에서, 균등화기는 초기에, 수정된 CMA 를 사용하여 In another method of determining the unknown QAM constellation, the initial equalization group, with the modified CMA
Figure pct00063
를 최소화한다. To be minimized. 균등화기 출력이 프로세스 주 이 포인트에서 정확히 스케일링되지 않을 수도 있지만, 균등화기 반송파 주파수/위상 루프는 성좌도를 알지 못하면서 RCCR을 사용하여 반송파 주파수 및 위상을 복구한다. But the equalizer output is the main process may not be exact scaling point, equalizer carrier frequency / phase loop mothamyeonseo knowing the constellation using RCCR to recover the carrier frequency and phase. 복구된 위상은 잡음일 수 있다. The recovered phase can be a noise. 수신기는 QAM 성좌도가 전송되고 있는 신호 프레임에 내장된 정보를 판독할 수도 있다. The receiver may read the information included in the signal frame, the transmission of the QAM constellation. 그 후 균등화기 동작은 미공지 성좌도에 기반하여 표준 CMA로 재시작하며, 반송파 복구에 대한 RCCR 및 결정이 후속한다. Then equalizer Operation Restart with standard CMA based on the unknown constellation, followed RCCR and the determination of the carrier recovery.

본 발명의 특정 실시예는 전술한 ISDB-T에서 사용된 것과 유사한 천공된 격자 코딩 및 QAM 성좌도 조합을 사용한다. A particular embodiment of the invention uses a similar perforated grid QAM constellation and coding combination that was used in the above-mentioned ISDB-T. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 성좌도는 변조 방법에 있어서 가능한 심볼의 복소 평면에서의 정합을 의미하는 것으로 이해된다. As used herein, the constellation is understood to mean the registration of the complex in the plane of the symbol, the modulation method. 프레임당 심볼의 수는 모드에 의존하는 가변 정수이며, 프레임당 RS 패킷의 수는 모드에 관계없는 일정한 정수이다. The number of symbols per frame is an integer variable that depends on the mode, the number of packets per frame, RS is a predetermined integer not related to the mode. 이 구성은 위에서 더욱 상세히 설명하였고 수신기의 설계를 간단화한다. This configuration was described in detail above, it simplifies the design of the receiver.

도 20을 다시 참조하면, 프레임 동기 모듈 (2020)은 인가하는 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로, 인가하는 슬라이스된 QAM 심볼 (1219)상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행한다. Referring to Figure 20 again, a frame synchronization module (2020) is a frame that is - to the stored copy of the synchronization with the PN sequence, a continuous cross-over the QAM symbols 1219 slices for both the real and imaginary parts which individually, is - perform any operation. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 가진다. Each member of a stored copy has a value of -1 or +1. 수학식 10에 의해 주어진 이 동작이 여기서 반복된다. This behavior is given by the equation (10) is repeated here.

Figure pct00064

여기서 s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스에 저장된 복사본이다. Where s is 127 long frame is a stored copy of the synchronization PN sequence. b R 또는 b I 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. b The maximum amplitude of the R or I b represents the start of a FEC data frames.

이하 더욱 상세히 설명하는 바와 같이, 복구된 반송파 위상에는 π/2의 모호함이 있다. As will be described below in more detail, the recovered carrier phase has an ambiguity of π / 2. 이는 0, ±π/2, 또는 π의 임의의 부가적인 복구된 위상 오프셋을 유발한다. This causes any additional recovered phase offset of 0, ± π / 2, or π. 프레임 동기 심볼에 대해, 실수부 및 허수부는 동일한 부호이며, 프레임 동기 심볼에 대해 전송된 성좌도는 도 39에 도시된 바와 같다. The frame synchronization symbol, the real part and the imaginary part is as shown in a same symbols, the constellation is a 39 sent for frame synchronization symbols. 그 결과, 0의 위상 오프셋에 대해, 최대 진폭 b R 및 b I 의 부호는 모두 포지티브이다. As a result, for a phase offset of 0, the sign of the maximum amplitude b R b and I are both positive. 도 40의 표 404에 요약된 바와 같이, -π/2 오프셋은 네거티브 최대 진폭 b R 및 포지티브 최대 진폭 b I 를 산출하고, π의 오프셋에 대해, b R 및 b I 모두 네거티브일 것이며, π/2의 오프셋에 대해 최대 진폭 b R 은 포지티브일 것이며 최대 진폭 b I 는 네거티브일 것이다. As summarized in Table 404 of FIG. 40, -π / 2 offset will be negative and a positive maximum amplitude b R max, and calculate the amplitude b I, for the offset of π, both b and R b I negative, π / maximum amplitude b R for the offset of the two will be a positive maximum amplitude I b will be negative. 그 결과, 최대 진폭 b R 및 b I 의 각각의 부호는 조합하여, 최종 위상 오프셋이 수렴하는 복소 평면의 사분면을 나타낸다. As a result, the maximum amplitude of each code of R b and I b are combined, it shows a quadrant of the complex plane to converge the final phase offset. 이는 위상 오프셋 상관 모듈 (2002)의 신호에 적용될 부가적인 위상 보정을 승인한다. This admits the additional phase correction to be applied to the phase offset signal correlation module (2002). 최대 b R 및 b I 의 부호는 상관 기반 프레임-동기 모듈 (2020)로부터 위상 오프셋 보정기 (2002)로 전송될 수도 있다. The sign of the maximum R b and I b is a correlation-based frame can be sent to the phase offset compensator (2002) from the synchronization module (2020).

도 40을 참조하면, 도 20의 예의 위상 오프셋 보정기 (2002)의 특정 양태의 동작은 더욱 잘 이해될 수 있다. Referring to Figure 40, the operation of a particular embodiment of an offset phase compensator 2002 of Figure 20 may be better understood. LUT (400)는 최대 진폭 b R 및 b I 의 부호에 기반하여 출력을 생성한다 (도 40의 성분 (404) 참조). LUT (400) generates an output based on the sign of the maximum amplitude b R b and I (see component 404 of FIG. 40).

Figure pct00065
가 주어지는 경우, 동작 (402)는, If a given operation 402,

1) φ=+π에 대해 1) for φ = π +

Figure pct00066

2) φ=+π/2에 대해 2) for φ = + π / 2

Figure pct00067

3) φ=-π/2에 대해 3) for φ = -π / 2

Figure pct00068

로서, 실행될 수 있다. As can be executed.

프레임 동기 시작 위치가 배치되고 mπ/2 위상 오프셋이 보정된 경우, 모드 비트 (성좌도 및 격자 코드 레이트)를 포함하는 코드 워드의 위치가 공지된다. If the arrangement is a frame synchronization starting point is mπ / 2 phase offset is corrected, the position of the mode-bit code words including the (lattice constellation and code rate) are known. 코드 워드는 예를 들어, BCH 디코더에 의하거나, 수신된 코드 워드를 모든 가능한 코드 워드와 상관시키고 최상의 결과값을 산출하는 코드 워드를 선택함으로써 신뢰성있게 디코딩될 수 있다. Code words, for example, in the BCH decoder, or may be decoded reliably by selecting the code word for correlating the received code word with all possible code words and output the best result. 이 정보가 반복적으로 전송되므로, 결과가 받아들여기지 전에 동일한 결과가 복수회 발생함을 요구함으로써 부가적인 신뢰성이 획득될 수 있다. Since the information is repeatedly transmitted, the same results before the results are received can be regarded This additional reliability obtained by requiring that the plurality of times occur.

도 41은 프레임 동기 모듈 (2020)에 의해 수행될 수 있는 프로세스의 예를 도시한다. Figure 41 shows an example of a process that may be performed by the frame synchronization module (2020). 프레임-동기 신호 (2021)에 응답하여, 단계 (4100)에서, 수신된 성좌도 코드 워드들은 모든 유효 코드 워드와 상호-상관된다. Frame in response to a sync signal 2021, in step 4100, the received constellation codewords are mutually and all valid code words are correlated. 상호-상관은 최상의 정합을 선택하는데 사용될 수 있는 값을 산출한다. Cross-correlation yields a value that may be used to select the best match. 일 예에서, 최대 상관 값을 생성하는 유효 코드 워드는 단계 4102에서 선택된다. In one example, a valid code word for generating a maximum correlation value is selected at step 4102. 이 선택된 코드 워드는 현재 성좌도를 식별하는데 사용될 수 있다. The selected codeword may be used to identify the current constellation. 단계 4104에서, 현재 성좌도의 아이덴터티는 기록되거나 저장된 이전에 식별된 성좌도의 아이덴터티와 비교된다. In step 4104, the identity of the current constellation is recorded or compared with the identity of the stored previous constellation identified. 단계 4104에서, 현재 성좌도와 이전에 식별된 성좌도가 동일한 성좌도인 경우, 신뢰도 카운터가 증가될 수 있다. In step 4104, there is a constellation identified in the current constellation and before can be increased, reliability counter when the same constellation. 단계 4104에서, 이전에 식별된 성좌도가 현재 성좌도와 상이하다고 결정된 경우, 단계 4107에서 현재 성좌도는 이전에 식별된 성좌도로서 기록되고, 단계 4107에서 신뢰도 카운터가 감소되며, 단계 4109에서 또 다른 동기 프레임이 대기된다. In step 4104, if the constellation identified previously determined that the current different from the constellation, the current constellation in step 4107 is recorded as a constellation identified previously, and the confidence counter reduced in step 4107, another synchronization frame in step 4109 It is air. 신뢰도 카운터의 증가인 단계 4106에 후속하여, 단계4108에서 신뢰도 카운터가 시험되어, 미리 결정되거나 구성된 임계값을 초과하는 것으로 결정된 경우, 단계4110에서 신호 성좌도의 결정이 이루어질 수도 있다. Following the increase in the step 4106 of the confidence counter, the counter, the reliability test in step 4108, it may be made when it is determined to exceed a predetermined or configured threshold, the determination of the signal constellation in step 4110. 이 프로세스의 반복이 신뢰도 카운터가 미리 결정되거나 구성된 임계값을 초과하기까지 수행될 수도 있다. May be carried out to exceed the threshold value repeating the confidence counter is determined in advance or configured in this process.

균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 Equalizer and a carrier phase / frequency loop

도 42를 참조하여, 도 24a의 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 (248)의 특정 양태가 설명된다. Refer to FIG. 42 to, a particular embodiment of the equalizer, and carrier phase / frequency loop 248 of Figure 24a is described. 신호 x[k]는 선형 디지털 필터를 포함하는 균등화기 (420)를 포함할 수 있는 반송파 위상/주파수 루프 (248) 및 디지털 균등화기로 인가된다. Signal x [k] is applied to a group a carrier phase / frequency loop 248 and digital equalization, which may include equalizers (420) including a linear digital filter. 에러 계산 모듈 (422)은 당업자에게 공지된 임의의 적합한 방법을 사용하여 업데이트된 필터 탭 가중치 세트를 계산하는데 사용될 수 있는 에러 신호 e[k]를 계산한다. Error computation module 422 computes the error signal e [k] that can be used to calculate the filter tap weights set is updated by using any suitable method known to those skilled in the art. 일 예에서, LMS 알고리즘이 사용될 수도 있다. In one example, it may be used in the LMS algorithm. 필터는 채널 임펄스 응답 c에 의해 유발된 Filter caused by the channel impulse response c

Figure pct00069
를 제거한다. To be removed. 균등화기 (420)의 출력 y[k]는 임의의 나머지 반송파 위상 및 주파수 오프셋을 감소시키기 위해 (421)에서 위상 회전된다. The output y [k] of the equalizer 420 is rotated in the phase 421 in order to reduce any remaining carrier phase and frequency offset. 위상 회전된 출력 z[k]은 적분-비례 (IP) 필터 (426)에 공급되는 위상 에러 값 e θ [k]을 계산하는 위상 에러 검출기 모듈 (427) 및 슬라이서에 의해 처리된다. Phase rotated output z [k] is the integration - are processed by a proportional (IP) phase error detector module 427 to calculate the value of the phase error θ e [k] is supplied to the filter 426 and the slicer. IP 필터 (426) 출력은 반송파 위상 및 주파수 오프셋을 보정하기 위해 루프에서 사용된 복소 지수 값을 계산하는 복수 지수 LUT (424) 및 적분기로 공급된다. IP filter 426 output is supplied to the plurality of index LUT (424) and an integrator for calculating a complex exponential values ​​used in the loop to correct the carrier phase and frequency offset. 슬라이서 및 위상 에러 검출 모듈 (427)은 그 위상이 Slicer and phase error detection module 427 is that the phase
Figure pct00070
로 곱셈에 의해 "보정되지 않으며" 에러 계산기 모듈 (422)에서 사용되는 가장 근접한 이웃 2-차원 슬라이스된 심볼 결정을 출력한다. To "not corrected" by multiplying the error and outputs the nearest neighboring two-dimensional slice of symbol decisions used by the converter module 422. 에러 계산기 모듈 (422)은 이 입력뿐만 아니라 x[k]를 사용하여 에러 신호 e[k]를 계산한다. Error calculator module 422 uses, as well as the input x [k] to calculate the error signal e [k]. 도시된 바와 같이, 에러 계산기 모듈 (422) 및 슬라이스 및 위상 에러 검출기 모듈 (427)의 내부 동작은 단계 제어기 (423)에 의해 결정되는 현재 동작 단계 (1, 2, 또는 3)에 의존한다. As shown, the internal operation of the error calculator module 422 and the slice and phase error detector module 427 is dependent on the current operating phase (1, 2, or 3), which is determined by the phase controller 423.

특정 실시예에서, LMS 알고리즘이 균등화기 필터 탭 가중치를 계산하는데 사용되며 다름과 같이 동작한다: In a particular embodiment, the LMS algorithm is used to calculate the equalizer filter tap weights operates as difference:

x[k]는 N 개의 긴 균등화기 입력 벡터를 나타내고, y[k]는 균등화기 출력 벡터 y[k]=g H [k]x[k]를 나타내며, 여기서, g H [k]는 N개의 긴 균등화기 탭 가중 벡터이며, 위첨자 H는 켤레 전치 (conjugate transposition) (헤르미이트) 이다. x [k] represents the N number of long equalizer input vector, y [k] denotes the equalizer output vector y [k] = g H [ k] x [k], where, g H [k] is N one long and equalizer tap weight vector, the superscript H is the conjugate transpose (conjugate transposition) (Herr Mii set). 그 후, 예를 들어, 아래에 설명된 방법을 사용하여 에러 계산기 모듈 (422)에서 업데이트된 e[k]를 계산한다. Thereafter, for example, calculates the e [k] updated using the method described below from the error calculator module 422.

Figure pct00071

여기서, μ은 작은 단계 사이즈의 파라미터이며, 위첨자 *는 켤레 복소수를 나타낸다. Here, μ is a parameter of the small step size, superscript * denotes a complex conjugate.

단계 제어기 (423)는 3개의 동작 단계를 통해 반송파 위상/주파수 루프 (428) 및 균등화기를 취하며, 이에 의해 단계 1로부터 단계 2, 단계 3으로의 스위칭은 입력 데이터 샘플 x[k]의 간단한 카운트 임계값에 기반하여 실행된다. Stage controller 423 takes an carrier phase / frequency loop 428 and equalized through three operational steps, whereby the steps from the step 12, the switching of the step 3, the input data samples x [k] a simple count of the It is executed based on the threshold. 또한, 균등화기 출력에서의 에러의 추정치에 기반한 더욱 복잡한 단계 스위칭이 가능하다. Further, it is possible to more complex switching phases based on the estimate of the error in the equalizer output. 3개의 단계가 표 6에 요약된다. The three stages are summarized in Table 6.

균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 단계 Equalizer and a carrier phase / frequency loop step

단계 step e θ [k]계산 방법 θ e [k] Calculation e[k]계산 방법 e [k] Calculation 주파수/위상 복구 단계 Frequency / phase recovery step
1 One CMA CMA 언제나 0 Always 0 성좌도 스핀 Constellation spin
2 2 CMA CMA 김소된 성좌도에 기반함 (RCCR) Also based on a constellation GW (RCCR) 위상/주파수가 점진적으로 복구 The gradual recovery phase / frequency
3 3 DD DD 전체 성좌도에 기반함 Also based on the entire constellation 위상 잡음 감소 Reduced phase noise

슬라이서 및 위상 에러 검출기 모듈 (427)이 도 43에 더욱 상세히 도시된다. Slicer and phase error detector module 427 is more fully shown in Figure 43. 스위치 (430)는 3개의 동작 단계 (434) 중 하나에 따라 설정된다. Switch 430 is set in accordance with one of the three operation step 434. 단계 1 동안, 스위치 (430)는 최상 위치에 있어 e θ [k]=0 이다. During phase 1, switch 430 is a θ e [k] = 0 in the uppermost position. 이는 반송파 루프를 효율적으로 턴 오프하여, 이 단계 동안 반송파 위상이 존재하지 않는다. This effectively turned off by the carrier loop, the carrier phase does not exist during this phase. 단계 2 동안, 스위치 (430)는 중간 위치에 있으며, 루프는 감소된 성좌도 반송파 복구 (RCCR) 알고리즘을 사용하여 동작한다. During phase 2, switch 430 is in the intermediate position, the loop operates with a reduced constellation carrier recovery (RCCR) algorithm.

Figure pct00072
에 의해 주어진 심볼의 전력 z[k]이 임계값 ξ를 초과하는 경우, z[k]는 성좌도의 코너 심볼 중 하나이며, RCCR 은 도시된 제 2 스위치 (432)를 Power of a given symbol by the case of z [k] is greater than the threshold ξ, z [k] are one of the corners of the symbol constellation, RCCR has a second switch 432, shown
Figure pct00073
를 산출하는 상위 위치로 설정함으로써 인에이블된다. It is enabled by setting to a higher position to calculate. 또는, or,
Figure pct00074
인 경우, 제 2 스위치 (432)는 반송파 루프를 디스에이블하는 더 낮게 도시된 위치에 있다. If the second switch 432 is in a lower position shown to disable the carrier loop. 그 결과, 심볼들 중 서브세트만이 단계 2 동안 반송파 복수에 기여할 수 있다. As a result, only a subset of the symbols may contribute to multiple carriers for 2 steps. 임계값 ξ성좌도 코너 주변 영역에 더 많은 심볼을 포함하기 위해 감소될 수 있지만, 결과적인 위상 보정 텀 (term) e θ [k]은 더 잡음이 많을 것이다. Threshold ξ constellation corner, but can be reduced to include more symbols in the peripheral region, the resultant phase correction term (term) θ e [k] is a lot more noise. 단계 3 동안, 스위치 (430)는 During step 3, the switch 430 is
Figure pct00075
를 산출하는 최저로 도시된 위치에 있으며, 여기서 And in the position shown at the lowest for calculating, in which
Figure pct00076
는 가장 근접한 이웃 2-차원 슬라이스된 심볼 결정 The crystals are sliced ​​closest neighboring 2-dimensional symbol
Figure pct00077
의 켤레 복소수이다. Of the conjugate. 균등화기 탭들이 수렴하도록 충분한 시간이 흘렀으며, 슬라이드된 심볼 결정이 신뢰할만 하도록 반송파 위상이 실질적으로 보정되었음을 가정한다. Was enough time passed since the equalizer taps to converge, it is assumed that the carrier phase substantially corrected by the slide symbol decision is that only a trusted. 특히, 관계 In particular, the relationship
Figure pct00078
And
Figure pct00079
은 단일의 복소 평면 내에서 효율적으로 동작한다. It should operate efficiently within a single complex plane. 이는 전술한 바와 같이 복구된 반송파 위상에서 mπ/2의 모호함을 유발한다. This leads to ambiguity of mπ / 2 in the carrier phase recovery, as described above.

IP 필터 (도 42참조)의 예가 도 35에서 더욱 상세히 도시된다. An example of IP filters (see Fig. 42) is shown in more detail in Figure 35. IP 필터 (426)는 루프가 위상 및 주파수 오프셋 모두를 보정하게 한다. IP filter 426 to the loop compensation to both phase and frequency offset. IP 필터 (426)의 출력은 도 45에서 더욱 상세히 설명되는 적분기 미 복소 지수 LUT 모듈 (424)에 공급된다. IP output of filter 426 is supplied to the integrator US complex exponential LUT module 424 is described in more detail in Figure 45. 적분기/LUT (424)의 입력은 θ 0 및 f 0 모두를 보정하는 위상 보정 성분 (445) ( Input of the integrator / LUT (424) is a phase correction component for correcting all θ 0 and f 0 (445) (

Figure pct00080
)을 출력하는 LUT (444)로 공급되는 위상 에러 신호 θ[k]를 형성하기 위해 입력의 한 단계 지연된 (442) 버전에 모듈로 (modulo) 부가된 2π (440) (도 44 참조) 이다. ) As a module at a step delayed (442) version of the input to form the phase error signal θ [k] which is fed to the LUT (444) and outputting (modulo) added 2π (440) (see FIG. 44). LUT (444)는 슬라이서 출력 LUT (444) is a slicer output
Figure pct00081
을 "보정하지 않는" 출력 (446) ( The "do not correct" output 446 (
Figure pct00082
)을 제공하여, 출력 (446) ( ) To provide an output 446 (
Figure pct00083
)은 균등화기 탭 업데이트에 대한 에러 신호를 도출하는데 사용될 수 있다. ) It can be used to derive an error signal for the equalizer tap update. 이는 균등화기가 θ 0 및 f 0 모두를 포함하는 x[k]사에서 동작하기 때문에 필요하다. This is necessary because the equalized group operating in x [k] used to include all θ 0 and f 0.

에러 계산 모듈 및 단계 동작 요약 Error calculation module and phase behavior Summary

에러 계산기 (422)는 단계에 의존하여 e[k]를 계산하는 상이한 방법을 사용할 수 있다. Error calculator 422 is, depending on the stage can use a different method of calculating the e [k]. 단계 1 및 2에 대해, e[k]는 통상적으로 CMA; The steps 1 and 2, e [k] is typically CMA;

Figure pct00084

에 기반한 프로세스를 사용하여 계산된다. Process is calculated by using, based on. 여기서, R은, Here, R is

Figure pct00085

에 의해 주어진 미리 결정된 상수이다. A it is a predetermined constant given by.

그리고 여기서 E는 예상 동작기이며 d[k]는 심볼 (도 17참조)이다. And wherein E is a group expected behavior d [k] is the symbol (see Fig. 17). 상기 수학식 11의 탭 업데이트를 도출하는 이 e[k]는 심볼 결정 및 x[k]의 위상에 독립적이며, 균등화기 출력, 균등화기 입력, 및 성좌도의 통계에만 의존한다. And the e [k] is only dependent on the statistics of independent phase of the symbol decisions, and x [k], the output equalizer, equalizer input, and the constellation for deriving the tap update of the equation (11). 단계 1, 2, 및 3 동안, 수학식 11을 도출하는 CMA 에러의 사용은, 성좌도가 반송파 주파수 및 위상 오프셋으로 인해 스핀하는 경우에도 During stage 1, 2, and 3, the use of CMA error for deriving the equation (11) is, even when the constellation is spin due to the carrier frequency and phase offset

Figure pct00086
를 최소화하 것과 균등하다. And minimizing it as uniform.

그 결과, 단계 1 동안, 위상/주파수 복구 루프가 디스에이블되며, 균등화기는 CMA 에러 기능을 사용하여 As a result, and during step 1, a phase / frequency recovery loop is disabled, the equalization groups using the CMA the error function

Figure pct00087
를 최소화한다. To be minimized.
Figure pct00088
가 최소화된 이후, 단계 2 가 시작하여 루프는 RCCR에 대해 턴온되며, 도 43에 관하여 전술한 바와 같이, 반송파 위상/주파수 복구는 성좌도의 코너 심볼만을 사용하여 시작한다. After a minimum, a step 2 starts the loop is turned about the RCCR,, a carrier phase / frequency recovery as described above with respect to Figure 43 begins with only a corner of the symbol constellation. 단계 2의 종료시, 반송파 위상 및 주파수가 성공적으로 복구되어, 도 43의 2-차원 슬라이서 (436)는 신뢰할만한 심볼 결정 At the end of step 2, the carrier phase and frequency recovery is successful, the two-dimensional slicer 436 of Fig. 43 determines a reliable symbol
Figure pct00089
을 출력하기 시작한다. To begin to output.

결정 검출된 (DD) 에러는 단계 3에서 사용될 수도 있다. Crystal detection (DD) error may be used in step 3. DD 에러는 DD error is

Figure pct00090
로서 계산될 수도 있다. It may be calculated as. 이러한 설명의 목적을 위해, R 이 이들 성좌도 각각에 대해 상이하기 때문에, 수신기는 도 17의 3개의 성좌도 중 어느 것이 전송되고 있는지를 결정한 것으로 가정한다. For the purposes of this description, since R is different for each of these constellation, the receiver is assumed to determine whether which one of the three is transmitted constellation of FIG. 또한, RCCR은 성좌도의 지식, 특히 성좌도의 코너 심볼의 전력 지식을 요구한다. Also, RCCR requires a knowledge of the power corner symbol skill in the constellation, in particular constellation.

미공지 성좌도를 갖는 CMA CMA has an unknown constellation

본 명세서에서 설명한 예에서, 3개의 상이한 성좌도 중 하나가 전송될 수도 있으며, 전술한 균등화 및 위상/주파수 복구는 전송된 성좌도의 지식을 요구한다. In the example described herein, three different may be one of the constellation is transmitted, the above-mentioned equalization and phase / frequency recovery requires the knowledge of the transmitted constellation. 성좌도 선택은 모드 심볼에서 인코딩되며, 균등화 및 위상/주파수 복구는 프레임 동기를 선행하며 (도 20 참조), 이 정보는 전술한 바와 같이 (예를 들어, 도 28, 20 및 41 참조) 직접 디코딩될 수 있다. Constellation selection is encoded in the mode symbol, the equalization and the phase / frequency recovery preceding the frame synchronization is possible (see Fig. 20), the information as described above (e.g., see Fig. 28, 20 and 41) to be directly decoded can. 결과적으로, 특정 실시예에서, 성좌도는 균등화기 및 반송파 복구 알고리즘 자체 내에서 결정된다. As a result, in a particular embodiment, the constellation is determined in the equalizer and the carrier recovery algorithm itself.

R (수학식 12에서 제공되는 바와 같음)은 성좌도 의존적이다. R (as hereinbefore provided in equation (12)) is a constellation-dependent. 특정 실시예 및 도 17을 계속하여 참조하면, 64-QAM에 대한 심볼의 실수부 및 허수부는 세트 ±{1,3,5,7}로부터 선택되고, 16-QAM에 대한 심볼의 실수부 및 허수부는 세트 ±{2,6}로부터 선택되며, QPSK에 대한 심볼의 실수부 및 허수부는 세트 ±4로부터 선택된다. There is shown a specific embodiment and continues to 17, selected from the real part and the imaginary part set ± {1,3,5,7} of the symbol for 64-QAM, the real and imaginary symbol for 16-QAM portion is selected from a set ± {2,6}, the symbol of the real part and the imaginary part of the QPSK is selected from a set of ± 4. 수학식 12에 따라, R의 값은, According to the expression 12, the value of R is,

Figure pct00091

이다. to be.

도 17의 3개의 성좌도 중 임의의 성좌도에 대해, CMA 에러 계산에 대하 스케일링된 값 αR의 사용은 균등화기 필터 탭이 Three for any constellation of the constellation of Figure 17, the use of treating the scaled value αR for CMA error calculation is the equalizer filter tap

Figure pct00092
에 의해 스케일링된 도일한 값의 세트로 수렴되게 하며, 균등화기는 출력은 유사하게 스케일링된다. To be converged to a set degrees of values ​​scaled by and group equalization outputs are scaled similarly.
Figure pct00093
는 그럼에도 불구하고 최소화된다. Even though is it is minimized. 성좌도가 미공지된 일 예에서, R은 58로 설정될 수 있으며, 전송된 성좌도에 관계없이, In one example, the constellation is unknown, R may be set to 58, regardless of the transmitted constellation,
Figure pct00094
는 단계 1 동안 최소화될 것이다. It will be minimized during step 1. 전술한 예에 대해, 범위 32-58 내의 임의의 값 R이 사용될 수 있다. For the example described above, it may be used any of the R value in the range 32-58. 그러나 최대값 (즉, 58)의 선택은 균등화기 출력에서 초대 밀도의 성좌도 (여기서는 64-QAM)의 압축을 방지하며, 균등화기 성능에 대한 부담을 감소시킨다. However, selection of the maximum value (i.e., 58) and preventing compression of the constellation (in this case, 64-QAM) of the early density equalizer output, reducing the burden on the equalizer performance.

스케일링된 CMA 파라미터 R의 사용은 수렴된 필터 탭에 의한 균등화된 출력의 스케일링 상승을 유발하여, 균등화기 출력의 통계는, The use of the scaled parameters R CMA is caused by the increase of scaling the equalized output by the converging filter tap, statistics of the equalizer output,

Figure pct00095

일 것이며, 완전한 Will be complete

Figure pct00096
의 제거 및 성좌도와 관계없음을 가정한다. None of the assumed relationship with the removal and constellation. 그 결과, QPSK 에 대해, As a result, for QPSK,
Figure pct00097
가 단계 1 동안 최소화된 이후, 균등화기 출력은 아래와 같이 스케일링될 것이다. After the minimized during the step, the equalizer output is scaled as shown below.

Figure pct00098

도 45a는 θ 0 =f 0 =0 인 경우에 대해, QPSK 를 갖는 시스템에 대한 균등화된 출력의 실수부를 나타낸다. Figure 45a is θ 0 = f 0 = 0 for the case, represents the real part of the equalized output of the system with the QPSK. 균등화기가 Balancing group

Figure pct00099
를 제거하는 솔루션에 수렴함에 따라, R=58의 값으로 인해 출력은 As the removal converge to the solution that, due to the value R = 58 output
Figure pct00100
에 의해 스케일링된다. To be scaled by. 도 45b는 θ 0 =f 0 =0 인 경우에 대해, 16-QAM 를 갖는 시스템에 대한 균등화된 출력의 실수부를 나타낸다. Figure 45b is θ 0 = f 0 = 0 for the case, it represents the real part of the equalized output of the system with a 16-QAM.
Figure pct00101
이 상대적으로 1에 근접하기 때문에, 균등화기 출력의 실수부는 약간 스케일링된 것으로만 보인다. Since close to the relatively 1, a mistake by the equalizer output unit seems to have been only a few scales. 그 결과, 실제 스케일링은 균등화기 수렴 동안 명백하다. As a result, the actual scaling is clear for converging equalizer.

성좌도 보호 방법 Constellation protection methods

특정 실시예에서, 2 단계로 진입하기 이전에, 히스토그램이 성좌도를 결정하는데 사용될 수 있다. In certain embodiments, prior to, the histogram to entering the second stage can be used to determine the constellation. 반송파 위상 및 주파수가 아직 복구되지 않는 경우에도 성좌도는 결정될 수 있다. Even if the carrier phase and frequency that is not yet recovered constellation may be determined. QPSK, 16-QAM, 및 64-QAM 성좌도 각각에 대한 도 16a, 46b, 및 46c에 도시된 균등화기 출력 QPSK, 16-QAM, 64-QAM constellation and the equalizer output as shown in Figure 16a, 46b, and 46c for each

Figure pct00102
의 전력 히스토그램을 고려한다. Consider histogram of power. 히스토그램은 균등화기가 R=58로 수렴된 이후의 전력을 나타낸다. The histogram represents the power since the equalization groups converged to R = 58. 균등화기의 출력이 위상에 독립적이며, 각각의 성좌도에 대한 히스토그램은 실질적으로 상이하기 때문에, 전송된 성좌도는 균등화기 출력 전력 히스토그램으로부터 수신기에서 결정될 수 있다. This is independent of the phase output of the equalizer, a histogram for each of the constellation is because substantially different, the transmission constellation may be determined at the receiver from the equalizer output power histogram.

부가 또는 탭 잡음없이, QPSK 성좌도에 대해 각각의 균등화기 출력 샘플의 전력은 No additional tabs or noise, the power of each of the equalizer output samples for the QPSK constellation is

Figure pct00103
이다. to be. 16-QAM 성좌도에 해대, 균등화기 출력에 대한 확률 질량 함수는, Oceanic plateau in the 16-QAM constellation, the probability mass function for the equalizer output,

Figure pct00104

이며, 유사하게, 64-QAM 성좌도에 해대, 균등화기 출력에 대한 확률 질량 함수는, And, similarly, Oceanic plateau in the 64-QAM constellation, the probability mass function for the equalizer output,

Figure pct00105

이다. to be.

입력 신호 상의 부가적인 잡음 Additional noise on the input signal

Figure pct00106
및 탭 업데이트 잡음으로 인해, 예를 들어, 실질적인 30dB의 SNR에 대해서도 이들 값 주변에 히스토그램의 일부 확산이 존재한다. And due to the tap update noise, for example, there is some diffusion of the histogram about the substantial 30dB SNR around these values. 균등화기 출력상의 잡음을 심볼에 부가적이며 독립적으로 모델링시, 출력에는 The noise on the equalizer output to a symbol Additionally and independently during modeling, output,
Figure pct00107
가 없음을 가정하면, If the home is no,

Figure pct00108

주어진 심볼의 조건에 따르며, And depend on the condition of a given symbol,

Figure pct00109
항과 관련된 변동은 심볼 전력이 증가함에 따라 증가한다. Variation related to the term increases as the symbol power is increased. 히스토그램 형상에서, 이 현상은 증가하는 심볼 전력과 함께 증가하는 주어진 성좌도 전력 주변의 확산, 즉 변동으로 나타난다. In the histogram shape, this phenomenon appears to be spread, that is, variations in the constellation close to the given power increasing with increasing symbol power. 16-QAM 경우, 심볼 ±2.1±j2.1의 성좌도 전력에 대한 확산은 심볼 ±6.3±j6.3의 성좌도 전력에 대한 확산 미만이다. If 16-QAM, spreading for the power of the symbol constellation ± 2.1 ± j2.1 is less than the diffusion of the constellation power of the symbol ± 6.3 ± j6.3.

특정 다른 관계가 균등화기 출력 전력의 히스토그램으로부터 관측될 수 있다. Certain other relationships can be observed from the histogram of the equalizer output power.

ㆍQPSK 히스토그램의 영역 T1은 16-QAM 히스토그램의 제 2 및 제 3 영역 각각인 R2 및 R3 사이에서 대략 하강한다. And T1 is the area of ​​the histogram is approximately QPSK falling between 16-QAM second and third regions R2 and R3 in each histogram. 따라서, 어느 심볼 전력이 전송되었는지 선언하는 영역은 QPSK 및 16-QAM 성좌도에 대해 오버랩핑하지 않는다. Thus, the area to declare that any power is transmitted symbols do not overlap for the QPSK and 16-QAM constellation.

ㆍ64-QAM 히스토그램에 대한 QPSK 히스토그램의 비교는 64-QAM에 대해 Comparing the histogram for the QPSK and 64-QAM is the histogram for a 64-QAM

Figure pct00110
를 나타낸다. It represents an. 그 결과, 영역 T 1 에 대한 To that effect, areas T 1
Figure pct00111
의 비교를 위해, For comparison,
Figure pct00112
는 영역 T 1 의 외부에 있을 가능성이 높다. Is likely to be on the outside of a region T 1.

ㆍ64-QAM 예의 잡음의 부재에서, And in the absence of the 64-QAM example noise,

Figure pct00113
는 9/16의 확률로 세트 {2,18,26,34,58,98}로부터 값을 취한다. Is a value from the set {2,18,26,34,58,98} with a probability of 9/16. 그 결과, 기본적인 성좌도가 64-QAM 인 경우, 잡음을 무시하면, As a result, when the basic constellation of 64-QAM, Neglecting the noise,

Figure pct00114

여기서 here

Figure pct00115
는 OR 를 나타낸다. It represents the OR. 따라서, 전송된 성좌도가 64-QAM 이며 Thus, the transmitted constellation is a 64-QAM
Figure pct00116
가 영역 R 1 , R 2 , 및 R 3 와 비교되는 경우, When compared to the region R 1, R 2, and R 3,
Figure pct00117
는 이들 영역의 외부에 있을 가능성이 높다. Is likely to be outside of these regions.

특정 실시예는 이들 관찰에 기반하여 알고리즘을 사용한다. Specific embodiment uses an algorithm based on these observations.

Figure pct00118

균등화기가 수렴한 이후 알고리즘이 초기화되며, 첫 번째 부분에서, 균등화기 출력 전력이 N개의 균등화기 출력 샘플 위희 영역 T 1 에 있는 경우 QPSK 카운터 λ 4 [k]를 증가시킨다. And after the algorithm is initialized, a group equalization converges, in the first part increases the counter QPSK λ 4 [k] If the equalizer output power in the N number of equalizer output samples wihui area T 1. 균등화기 출력 전력이 영역 T 1 에 있지 않은 경우, 카운터는 감소한다. If the equalizer output power is not in the zone T 1, the counter is decremented. 유사하게, 16-QAM 카운터 λ 16 [k]은 Similarly, 16-QAM counter λ 16 [k] is

Figure pct00119
이 영역 R 1 , R 2 , 및 R 3 내에 있는 경우 증가하며, 그렇지 않은 경우 감소한다. Increase is within the region R 1, R 2, and R 3 and, if it is not reduced.

N개의 균등화기 출력 샘플 이후, 히스토그램은 정확히 특징지어진다. Since the N equalizer output samples, a histogram is built accurately characterized. 기본적인 성좌도가 64-QAM 인 경우, QPSK 및 16-QAM 카운터들은 훨씬 더 작아질 것이며, 전력 추정치 If the basic constellation of 64-QAM, QPSK and 16-QAM are the counter will be much smaller, the power estimate

Figure pct00120
는 QPSK 및 16-QAM 영역의 외부에 속할 것이다. It will belong to the outside of the QPSK and 16-QAM area. 전송된 성좌도가 QPSK 또는 16-QAM 인 경우, 전송된 성좌도의 카운터는 상당히 클 것이다. If the transmitted constellation is a QPSK or 16-QAM, the counter of the transmitted constellation is significant.

그 결과, As a result,

Figure pct00121

임계값 M은 실험적으로 결정될 수 있지만, N 에 비해 상대적으로 작아야 한다. Although the threshold value M may be determined experimentally, it is relatively small compared to N. 알고리즘은 극단적으로 견성하여, QPSK, 16-QAM, 또는 64-QAM 이 전송되는 경우, 낮은 신호대 잡음비 (SNR)을 신뢰성있게 선택한다. Algorithm selected so as to Extreme gyeonseong, QPSK, 16-QAM, or 64-QAM If the transmission reliability for low signal-to-noise ratio (SNR). 성좌도가 신뢰할 수 있게 결정된 경우, R은 수학식 13값을 보정하도록 설정될 수 있으며 단계 1은 완료에 도달한다. If the constellation determined reliably, R can be set to correct the value of equation (13), and step 1 will reach completion. 균등화기 출력은 적절히 스케일링될 것이며, 단계 2는 RCCR 에 요구된 임계값 ξ의 지식으로 개시할 수 있다. Equalizer output will be properly scaled, step 2 may initiate a knowledge of the required threshold ξ in RCCR.

균등화기가 단계 3으로 진입하기 이전에 성좌도를 결정하는 또 다른 방법이 설명된다. Another way to equalize the group is determined constellation prior to entering the third stage are described. 이 방법에서, 단계 1이 실행되어 R=58로 완료하도록 허용된다. In this method, the step 1 is allowed to run is completed with R = 58. 그 결과, 설명한 바와 같이, 모든 성좌도는 균등화기 출력에서 스케일링될 것이며, 이들 성좌도가 스핀할 것 같을지라도 도 47의 3개의 성좌도에서 도시된 바와 같은 y[k]을 도출한다. As a result, as described above, all constellation derives the y [k] as shown in the three constellation of Figure 47 even though the same would be would be scaled in the equalizer output, these constellation spin. 도 43에 관하여 논의된 바와 같이, 심볼의 전력이 z[k] 주어진 As it discussed with reference to FIG 43, the power of the symbol z [k] given

Figure pct00122
임계값 ξ을 초과하는 경우, 단계 2 RCCR에 대한 키는 심볼들만의 고려사항이다. If exceeding the threshold ξ, the key for the step 2 RCCR is a consideration of only the symbols. z[k]는 성좌도의 코너 심볼들 중 하나인 것으로 가정될 수도 있다. z [k] may be assumed to be one of the corners of the symbol constellation. 균등하게, Evenly,
Figure pct00123
는 코너 심볼을 나타낼 수 있다. It may represent the corner symbol. 64-QAM 성좌도에 대해 도 48a에서 설명한 바와 같이 성좌도가 공지된 경우 , ξ에 대한 값을 선택하기가 상대적으로 용이하다. If the 64-QAM constellation is known as described in Figure 48a for the constellation plot, it is relatively easy to choose values ​​for ξ. 도 48은 반송파 위성/주파수 복구 루프 모듈 입력 및 균등화기 출력에서의 3개의 성좌도를 모두 도시한다. Figure 48 shows all three satellite constellation in the carriers / frequency recovery loop module input and equalizer output. 코너 포인트에 대해 On the corner points
Figure pct00124
일 수 있다. One can. 예를 들어, 점선원 (484)에 의해 표시된 임계값 For example, a threshold value indicated by the dashed circle 484
Figure pct00125
은 코너 포인트만이 선택됨을 보장한다. Shall ensure that the corner points only choice. 유사하게, 원 (482)에 의한 Similarly, by the source (482)
Figure pct00126
및 원 (480)에 의한 And by the circle 480
Figure pct00127
은 16-QAM 및 QPSK 각각에 대해 상당한 마진으로 사용될 수 있다. It may be used as a significant margin for 16-QAM and QPSK, respectively.

도 49는 모든 3개의 성좌도 중 일사분면의 중복 표기를 나타낸다. Figure 49 shows a redundant representation of one quadrant of all three constellation.

Figure pct00128
인 경우, 점선 외부에 속하는 QPSK 및 16-QAM 대한 코너 포인트만이 RCCR에 의해 사용될 것이다. For, only QPSK and 16-QAM for the corner points that belong to the dashed lines the outside will be used by the RCCR. 그러나 64-QAM 이 수신된 경우, 5개의 성좌도 포인트 (4개의 비-코너)가 원 외부에 속하며, RCCR에 의해 사용될 것이다. However, if the 64-QAM is received, the five constellation point - belonging to the outer circle (four non-corner), will be used by the RCCR. 복구된 위상이 덜 잡음이 있기 때문에 코너 성좌도 포인트들이 사용된 경우에만 RCCR은 통상적으로 최상으로 동작한다. Since the recovered phase there is less noise only when the corner constellation point are used RCCR typically operate optimally. 그러나 위상 잡음이 발생할지라도, 일부 부가적인 포인트가 사용되는 경우에도 RCCR은 성공적으로 위상을 복구한다. However, even if the result in phase noise, even if some additional points used RCCR is successfully recover the phase. 따라서, 단계 2는 Thus, step 2
Figure pct00129
로 초기에 동작할 수 있어, 모든 3개의 성좌도에 대한 적합한 초기 반송파를 허용하며, 성좌도는 수신기에 미공지로 유지된다. As it is possible to operate initially, to allow for initial carrier suitable for all three constellation, constellation is maintained in the unknown to the receiver.

도 20에 관하여 설명한 바와 같이, 균등화기 (2000)는 2-레벨 슬라이서 (2018)에 공급하며, 2-레벨 슬라이서 (2018) 차례로 프레임 동기 모듈 (2020)에 공급한다. As described with respect to Figure 20, the equalizer (2000), and supplied to a two-level slicer 2018, and supplies the two-level slicer 2018 then frame synchronization module (2020). 프레임 동기 모듈 (2020)는 수학식 10에 의해 설명된 바와 같이, 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 인가된 슬라이스된 QAM 심볼의 부호상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행할 수 있다. Frame synchronization module 2020, the binary frame as described by the equation (10) may perform a relative motion-continuous cross-over of the synchronization code to the stored copy of the PN sequence, the authorized slice QAM symbols. 연속적인 상호-상관 동작은 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로 수행될 수 있다. Successive cross-correlation operations may be performed separately for both the real and imaginary parts. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 갖는다. Each member of a stored copy has a value of -1 or +1. b R 또는 b I 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. b The maximum amplitude of the R or I b represents the start of a FEC data frames. 여기서 유일하게 다른점은 64-QAM 성좌도에 대해, 2-레벨 슬라이서 (2018)는 몇몇 부가적인 위상 잡음을 갖는 신호상에서 동작한다는 것이다. The only difference here is for the 64-QAM constellation, the two-level slicer 2018 is that it operates on a signal that has some additional phase noise. 그러나 이 부가적인 위상 잡음은 위상 잡음의 존재시에도 상당히 견고한 2-레벨 슬라이싱 및 후속하는 상호-상관 기반 프레임 동기에 D주적인 해로운 영향을 가진다. However, the additional phase noise are mutually considerably slicing and subsequent solid two-level even in the presence of phase noise - D has a detrimental effect on the state of correlation-based frame synchronization. 성좌도 코드워드의 디코딩은 전술한 바와 같이 위상 잡음에 상당히 견성하다. Constellation decoding of code words is extremely gyeonseong in phase noise, as described above.

도 50은 다음과 같이 요약될 수 있는 성좌도를 결정하는 이 또 다른 접근의 동작을 설명한다. Figure 50 is the operation of another approach to determine the constellation, which can be summarized as follows:

(1) 균등화기 및 위상/주파수 루프는 R=58로 단계 1을 완료한 후, 단계 2 로 진입한다. (1) the equalizer and the phase / frequency loop enters the After completing the Step 1 with R = 58, Step 2.

(2) 단계 3을 대기하는 대신, 상관 기반 프레임-동기 (2020)는 단계 2 동안 입력 데이터를 수신하며, 프레임 동기를 검색하여, 성좌도 코드워드를 디코딩한다. (2) Instead of waiting for the step 3, the correlation-based frame synchronization (2020) receives the input data for stage 2, by searching for the frame synchronization, and decodes the codeword constellation.

(3) 결정된 성좌도 정보 (2021)는 결정된 성좌도에 적절히 응답하는 R 값을 사용하여 단계 2 로 돌아가는 위상/주파수 루프 및 균등화기 (2000)로 다시 전송된다. (3) the determined constellation information 2021 is sent back to the phase / frequency loop and equalizer (2000) by using the R value back to the step of appropriately responding to the determined constellation.

(4) 단계 1, 2, 및 3은 이전과 같이 완료된다. 4, step 1, 2 and 3 is completed as before.

도 50과 도 20에서 도시된 시스템의 주요 차이는 프레임-동기 (2020)로부터 성좌도 정보를 전달하는 균등화기/반송파 복구 (2000)로의 부가적인 접속 (5000)이다. Figure 50 and the main difference between the system shown in Fig. 20 Frame an additional connection (50) to the synchronous equivalent to pass from the constellation information 2020 fire / carrier recovery (2000).

Coax 보안 링크에서의 SPOT 변조 SPOT modulation in Coax secure link

본 발명의 특정 실시예는 전술한 실시예를 포함하여, 기저대역 비디오 신호가 기저대역 비디오 신호의 디지털 표현 및 제어 신호와 결합되어, 동축 케이블 (coax)과 같은 단일 케이블을 통한 전송을 인에이블할 수 있는 시스템 및 장치의 성능을 개선한다. Specific embodiments of the invention, including the embodiments described above, the baseband video signal is combined with the digital representation and the control signal of the baseband video signal, to enable transmission over a single cable such as a coaxial cable (coax) the systems and devices that can improve performance. 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예는 coax 를 통한 보안 링크 ("SLOC") 시스템을 제공한다. 4, one embodiment of the present invention provides a secure link ( "SLOC") system via the coax. 도 5는 SLOC 시스템에 대한 하나의 가능한 변조 방법을 도시한다. Figure 5 illustrates one possible method for modulating SLOC system. 예를 들어, HD 카메라 (30)는 압축된 디지털 HD 비디오 (332), 및 아날로그 SD CVBS (330)을 포함하는 보조 카메라 신호를 포함하는 IP 출력 (41)을 제공한다. For example, HD camera 30 provides the IP output 41 including a second camera signal including the compressed digital video HD 332, and an analog CVBS SD (330). 압축된 HD 비디오 IP 신호 (332)는 QAM 변조기 (도 21의 모뎀 (32)의 변조기 (212) 참조)를 포함하는 SLOC 카메라측 모뎀 (49)를 사용하여 통과대역 (52)으로 변조된다. The compressed HD video IP signal 332 is modulated with the pass band 52 using SLOC camera-side modem (49) including (see the modulator 212 of the modem 32 of Fig. 21) QAM modulator. 변조기 (212)는 기저대역 아날로그 CVBS 신호 (330)와 결합될 수 있는 변조된 신호를 제공한다. Modulator 212 provides a modulated signal, which may be combined with the analog baseband signal CVBS 330. 결합된 신호는 통상적으로 300m 이상 연장될 수 있는 거리에 대해 동축 케이블 (41)을 통해 전송된 다운스트림이다. The combined signal is typically the downstream transmission via a coaxial cable 41 for a distance which can be extended more than 300m. 모니터 측에서, SLOC 모니터측 모뎀 (45)은 통과대역 다운스트림 IP 신호 (332)로부터 기저대역 CVBS 신호 (330)를 분리한다. In the monitor side, SLOC monitor side modem 45 separates the baseband signal CVBS 330 from the pass-band downstream signals IP 332. 분리된 CVBS 신호 (330)은 지연 없는 보기인 라이브를 위해 SD 디스플레이 (43)에 공급된다. Separate CVBS signal 330 is supplied to the SD display 43 for a live view without delay. 통과대역 다운스트림 IP 신호 (332)는 호스트 네트워크 스위치 (44) 또는 프로세서/DVR (도 4에는 미도시)로 신호를 출력하는 QAM 복조기 (도 22의 복조기 (222) 참조)로 복조된다. Passband downstream IP signal 332 is demodulated by the host network switch 44 or the processor / DVR (see Fig. 22 demodulator (222 a)) QAM demodulator for outputting a signal (FIG. 4 not shown).

일 예에서, 업스트림 통신이 IP 프로토콜 요구조건에 따라 제공된다. In one example, the upstream communication is provided in accordance with the IP protocol requirements. 업스트림 통신 (334)은 모니터측으로부터 카메라 (40)로 오디오 및 카메라 제어 신호 (42)를 전송하는데 부가적으로 사용될 수도 있다. Upstream communications 334 to transmit the audio and camera control signal 42 to the camera 40 from the display side may also be used additionally. 통상적으로 업스트림 신호에 대한 비트 레이트 및 대응하는 요구된 대역폭은 다운스트림 통과대역 신호에 대해 요구되는 것보다 훨씬 낮을 것이다. Typically the requested bandwidth to the bit rate and corresponding to the upstream signal will be much lower than required for the downstream pass-band signal. 모니터측 SLOC 모뎀 (45)은 IP 신호를 업스트림 통과대역 (44)으로 변조하는 QAM 변조기 (도 22의 변조기 (224) 참조)를 포함한다. Monitor side SLOC modem 45 includes (see modulator 224 of FIG. 22) QAM modulator for modulating a signal to the upstream IP pass-band (44). 도 5에 도시된 바와 같이, 업스트림 통과대역 (54) 및 다운스트림 통과대역 (52)은 상이한 스펙트럼 위치에 위치한다. As shown in Figure 5, the upstream pass band 54 and the downstream pass-band (52) it is located at the different spectral position. 카메라측에서, SLOC 모뎀 (49)은 업스트림 신호를 수신하는 QAM 복조기 (도 21의 모뎀의 복조기 (214) 참조)를 포함한다. And from the camera side, SLOC modem 49 includes a QAM demodulator (see demodulator 214 of the modem of FIG. 21) for receiving an upstream signal. 이 접근은 증가된 동작 범위, 현존하는 coax 인프라구조를 사용하는 채택의 용이함, 저-지연, 실시간 비디오의 획득을 포함하는, 종래의 시스템 및 방법에 대한 몇몇 이점을 제공한다. This approach increases the dynamic range, the ease of using the existing coax infrastructure to adopt the low-delay provides several advantages over the conventional systems and methods, including the acquisition of real-time video. 도 21 및 도 22의 간략도는 도 4의 SLOC 카메라측 모뎀 (49) 및 도 4의 SLOC 모니터측 모뎀 (45)을 도시하며 상세히 전술되었다. 21 and showing the monitor side SLOC modem 45 of Fig. 22 SLOC of simplicity Fig. 4 is a diagram of a camera-side modem (49) and 4, and was detailed above.

도 51는 필터링된 탭 (519)이 동축 케이블 세그멘트 (512)와 동축 케이블 세그멘트 (514) 사이에 제공되어, 탭 (513) 및 케이블 세그멘트 (512 및 514)가 카메라측 장비를 모니터측 컴포넌트와 접속하도록 동작하는, 도 4에 설명된 시스템에 기반하는 SLOC 시스템을 도시한다. Figure 51 is a filter tap 519 is a coaxial cable segment 512 and the coaxial cable segment (514) is provided between the tab 513 and the cable segments 512 and 514 the side of the camera-side equipment monitors the component and the connection operative to, shows a SLOC system based on the system described in FIG. 통상적으로 필터링된 탭 (513)은 기저대역 CVBS 신호 (5100) 중 적어도 일부를 카메라측 SD 디스플레이 (5130)로 추출하는데 사용된다. The conventional filter as a tab 513 is used to extract at least a portion of the baseband signal CVBS (5100) to the camera-side SD display 5130. 디스플레이 (5130)는 테스트, 셋업 및/또는 로컬 모니터링을 위해 카메라 (510)의 근처에 제공될 수도 있다. Display 5130 may be provided close to the camera (510) for testing, set up and / or the local monitor. 통상적으로, 필터링된 탭 (513)은 디스플레이 기능 (5130)에 간섭할 수 있는 변조된 디지털, IP 및/또는 제어 신호와 같은 원하지 않는 신호를 차단하는 로우 패스 필터를 포함한다. Typically, the filter tap 513 comprises a low-pass filter to block unwanted signals, such as digital, IP and / or the control signal modulation that can interfere with the display function (5130). 또한, 탭 (513)은 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 신호의 전송을 차단하는 필터 또는 스위치를 포함할 수도 있다. In addition, the tab 513 may include a filter or switch to block the transmission of signals between the modem 511 and modem 515. 예를 들어, 테스트 모뎀 (5131)이 탭 (513)을 통해 접속되어 카메라측 모뎀 (511)의 초기 셋업 또는 고자 수리를 인에이블 할 수도 있으며, 디스플레이측 모뎀 (515)은 신호의 간섭 및/또는 열화를 방지하도록 분리될 수도 있다. For example, a test modem (5131) are connected via the tabs 513 may be enabled in the initial set-up or trying to repair a camera-side modem 511, a display-side modem 515 interfere with and / or the signal It may be separated to prevent the deterioration. 도 5에 도시된 바와 같이, 통상적으로 SLOC 카메라측 모뎀 (511)은 기저대역 CVBS 신호 (5100)에 더하여 신호 (5102)의 카메라-생성 부분에 기반하여 저 통과대역 QAM 신호를 출력하며, SLOC 모니터측 모뎀 (515)은 신호 (5170)의 제어 신호에 기반하여 고 통과대역 QAM 신호를 출력한다. 5, the normally SLOC camera-side modem 511 is a camera in addition to the signal 5102 to the baseband CVBS signal (5100) based on the generation part outputs a low-pass band QAM signal, SLOC monitor side modem 515 and outputs the band-based QAM signal by high pass signal to a control signal (5170). 하나 이상의 필터가 탭 (513)에 의해 제공되어, SD 디스플레이 (5130) 및/또는 (516)상에서 볼 수 있는 원하지 않는 간섭을 방지하며, IP 및 제어 신호를 차단할 수도 있다. At least one filter is provided by a tab 513, to prevent undesired seen that on the SD display 5130 and / or 516, may block IP and the control signal. 몇몇 디스플레이 및 모니터는 통과대역 신호에서의 (기저대역 CVBS 신호 (5100)에 대해) 더 녹은 주파수 신호를 차단하는데 필요한 필터링을 결여한다. Some displays and monitors will lack the necessary filtering to block the further molten frequency signal (for a baseband signal CVBS (5100)) in the pass band signal.

도 51b는 카메라측과 모니터측 사이의 케이블 (514)이 카메라측에서 일시적으로 분리되며, SD 디스플레이 디바이스 또는 모니터 (5130)가 케이블 세그멘트 (519)를 통해 SLOC 카메라측 모뎀 (511)에 직접 접속된, 도 3에서 설명한 시스템에 기반한 SLOC 시스템을 도시한다. Figure 51b is a cable (514) between the camera-side monitor side is temporarily disconnected from the camera side, SD display device or monitor 5130 may be connected directly to the SLOC camera-side modem 511 via the cable segment 519 , shows a SLOC system based on the system described in FIG. 테스트 모뎀 (5131)은 테스트/셋업 목적을 위해 옵션적으로 접속될 수도 있다. Test modem (5131) may be connected to the ever option for testing / set-up purposes. SD 디스플레이 디바이스 (5130)은 기저대역 CVBS 신호를 디스플레이하고, 카메라 (510)의 물리적 위치 근처의 카메라 (510)로부터 비디오를 모니터링하는 능력을 제공하며, 접속의 재구성은 셋업 및 고장 수리를 용이하게 하는데 바람직할 수도 있다. SD display device 5130 is, and display the baseband CVBS signal, and provides the ability to monitor the video from the camera 510 near the physical location of the camera 510, a reconfiguration of the connections are used to facilitate the setup and troubleshooting It may be desirable. 도 51b에서, 저 통과대역 QAM 신호 (5102)는 고 주파수 필터링을 결여하는 SD 디스플레이 (5130)상의 바람직하지 않은 시각적 간섭을 유발할 수 있다. In Figure 51b, the low pass band QAM signal 5102 can lead to undesirable visual interference on the SD display 5130, which lacks the high-frequency filter.

도 51a 및 도 51에서 도시된 예에서, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 신호의 부분적 또는 완전한 접속끊김이 발생할 수도 있다. In the example shown in Figure 51a and 51, it may cause a partial or complete disconnection of the signals between the modem 511 and modem 515. 신호의 부분적 접속끊김은 QAM 신호 전송 경로를 완전히 남긴다. Partial disconnection of the signal leaves completely the QAM signal transmission path. 그러나 몇몇 접속의 재구성은 카메라측 모뎀 (511)과 모니터측 SLOC 모뎀 (515) 사이의 QAM 신호의 분리를 유발한다. However, some reconfiguration of the connection causes the separation of the QAM signal between the camera-side modem 511 and the monitor side SLOC modem 515. 본 발명의 특정 실시예는 카메라측 모뎀 (511)이 통과대역 QAM 전송을 중단하며, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 접속이 중단된 경우 CVBS 신호만을 출력하는 메카니즘을 제공한다. A particular embodiment of the invention is the camera-side modem 511 is interrupted pass band QAM transmission, if the connection between modem 511 and modem 515, the stop provides a mechanism for outputting only the CVBS signal. 디스플레이측 모뎀에 대한 테스트 모뎀 (5131)의 일시적인 교체는, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 접속끊김, 모뎀 (511)과 모뎀 (5131) 사이의 접속의 구축, 모뎀 (511)과 모뎀 (5131) 사이의 접속끊김, 및 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 접속의 재구축을 포함하는 시퀀스를 통상적으로 포함한다. Temporary replacement of a test modem (5131) to the display-side modem, the modem 511 and modem 515 connection between the break, modem 511 and modem construction of connection between the (5131), modem 511 and modem a sequence comprising a reconstruction of connection between the connection breaks, and the modem 511 and modem 515, between the (5131) typically comprises a. QAM 신호의 접속끊김은 모뎀 (511)의 다양한 기능적인 컴포넌트를 사용하여 검출될 수도 있다. Disconnection of the QAM signal may be detected using a variety of functional components of a modem 511. The 따라서, SLOC 시스템의 동작은 이하 더욱 상세히 설명된다. Thus, the operation of SLOC system is described in more detail below.

SLOC 시스템에 대한 QAM 변조 구조 QAM modulation scheme for SLOC system

전술한 바와 같이, 도 19는 통과대역 변조 (PB 모드) 모듈 (1314) (도 13 참조)에 제공된 프레임 구조 (1336)를 나타낸다. As described above, Figure 19 shows a frame structure (1336) provided in the pass-band modulation (PB mode) module 1314 (see FIG. 13). 도 16의 격자 코딩은 비트를 부가하며, 격자 코딩 이전의 정합된 QAM 심볼당 데이터 비트의 수는 표 2에 도시된 바와 같다. Figure 16 is a lattice code of the additional bit, and the number of lattice-matched coded previous per QAM symbol data bits are as shown in Table 2. 도 14의 315개의 RS 패킷 (521640개의 비트)이 정합되는 QAM 심볼의 수는 모드 선택에 따라 변경된다. The RS 315 packets (521 640 bits) of 14 QAM symbol can be matched to it is changed in accordance with the mode selected. 표 3에 도시된 바와 같이, 프레임 당 315개의 패팃 및 207의 RS 패킷 사이즈로, 프레임당 진정수의 심볼이 획득된다. As shown in Table 3, the 315 and 207 paetit per frame to RS packet size, is obtained truly symbols per frame can. PB 모드 모듈 (1314)은 당업자에게 공지된 임의의 접합한 방법을 사용하여 기저대역 QAM 심볼을 통과대역으로 변조한다 (예를 들어, 도 24에 관하여 전술한 내용 참조). PB mode module (see the example, described above with respect to FIG 24 information) 1314 is using any of the bonding methods known to those skilled in the art to modulate the baseband QAM symbols in the passband.

전술한 바와 같이, 도 20에 관하여, 도 21 및 도 22의 QAM 복조기가 더 설명된다. , With respect to FIG. 20, the QAM demodulator 22 of FIG. 21 and is described further as described above. 모듈 (2000)은 통과대역 신호에서 전송된 데이터를 수신하여 기저대역 QAM 심볼로 전환한다. Module (2000) receives the data transmitted in the pass band signal is converted to baseband QAM symbols. 모듈 (2000)에 의해 수행된 동작은 통상적으로 서브-모듈을 사용하여, 심볼 클럭 동기화, 균등화 (중간-심볼 간섭을 제거하기 위함), 및 반송파 복구를 포함할 수 있다. The operation performed by the module (2000) is typically a sub-use modules, symbol clock synchronization, equalization may include a (medium in order to remove the symbol interference), and carrier recovery. 따라서, 모듈 (2000)은 복구된 기저대역 QAM 심볼 (2001)을 출력하는 균등화기를 포함할 수도 있다. Thus, module 2000 may comprise an equalization and outputting the recovered baseband QAM symbols (2001). 기저대역 QAM 신호들 (2001)은 실수 방향 및 허수 방향 모두로 슬라이스하는 2-레벨 슬라이서 (2018)로 제공되어, 이에 의해 프레임-동기 모듈 (2020)에 제공되는 시퀀스 Sequences that are provided to the synchronization module 2020-QAM baseband signals (2001) the two-level slicer 2018 is provided with, whereby the frame by the slice direction in both real and imaginary direction

Figure pct00130
And
Figure pct00131
(2019)를 형성한다. It forms a (2019).

프레임 동기 모듈 (2020)은 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로, 인가되는 슬라이스된 QAM 심볼상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행한다. Frame synchronization module 2020 is a binary frame performs correlation operations - on a continuous cross-QAM symbol slice being individually for all of the stored copy of the synchronization with the PN sequence, the real part and imaginary part, is. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 가진다. Each member of a stored copy has a value of -1 or +1. 이 동작은 수학식 1에 의해 주어지며, 여기서 재생성된다. This operation is given by the equation (1), will be re-created here.

{수학식 10} Equation {10}

Figure pct00132

여기서 s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스에 저장된 복사본이다. Where s is 127 long frame is a stored copy of the synchronization PN sequence. b R 또는 b I 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. b The maximum amplitude of the R or I b represents the start of a FEC data frames. 이 FEC 데이터 프레임 시작 포인트가 스트림에서 검출되는 경우, 프레임 동기 펄스 또는 다른 동기화 신호가 수신기 모듈 중 하나 이상에 통신된다. The FEC data frames if the starting point is detected in the stream, a frame sync pulse, or other synchronization signal is communicated to at least one of a receiver module.

도 52a 및 도 52b는 잡음 신호가 수신된 경우, 프레임 동기 펄스를 신뢰성있게 생성할 수 있는 프로세스의 구성요소를 나타낸다. If FIG. 52a and FIG. 52b is a noise signal is received, it shows a component of the process that can be reliably generated frame synchronization pulse. 도 52a는 프레임 길이를 결정하는 프로세서의 일부이다. Figure 52a is a part of a processor for determining a frame length. 프레임 길이는 선택된 전송 모드에 의존하여 변경될 수 있다 (표 3). Frame length may be changed depending on the transmission mode selected (Table 3). 단계 5200에서 개시하는 프로세스는 심볼이 수신시 반복적으로 실행되며, 심볼 카운터는 미리 결정된 임계값을 초과하는 값을 유발하는 실행들 사이의 심볼의 수를 기록한다. Process begins at step 5200 is executed upon receipt of repeated symbols are the symbol counter records the number of symbols between the running to cause a value that exceeds a predetermined threshold. 단계 5201에서, 상호 상관이 각각 도착하는 심볼에 대해 수행되며, 심볼 카운터는 미리 결정된 임계값이 단계 5202에서 초과되는 것으로 결정되기까지 증가한다. In step 5201, is performed for the symbol to cross-correlation are each destination, the symbol counter is incremented until determined that the predetermined threshold is exceeded in step 5202. 심볼 카운터는 임계값이 초과되기까지 각각의 심볼에 대해 증가한다 (5203). The symbol counter is incremented for each symbol until the threshold is exceeded (5203). 단계 5202에서 임계값이 초과되는 경우, 심볼 카운터는 클리어되며 (5204), 상호-상관 (5205), 심볼 카운터의 증가 (5207), 및 새로운 심볼의 수신 (5208)의 단계는 단계 5206에서 임계값이 초과되는 것으로 결정되기까지 반복된다. If the threshold is exceeded in step 5202, the symbol counter is cleared, and 5204, cross-correlation (5205), an increase in the symbol counter (5207), and the step of receiving (5208) a new symbol is the threshold in step 5206 it is repeated until determined to be greater than. 중간 심볼 카운터는 단계 5208에서 기록되며, 심볼 카운터는 단계 5209에서 재설정된다. Intermediate symbol counter is recorded in step 5208, the symbol counter is reset at step 5209. 상호-상관 (5210), 심볼 카운터의 증가 (5212), 및 새로운 심볼의 수신 (5213)의 단계는 단계 5211에서 임계값이 초과되는 것으로 결정되기까지 반복된다. Cross-correlation of step 5210, the increase of the symbol counter (5212), and receiving (5213) a new symbol is repeated until determined that the threshold is exceeded in step 5211. 단계 5214에서 심볼 카운터가 단계 5208에서 기록된 중간 심볼 카운터와 동일한 경우, 단계 5215에서 프레임 길이는 심볼 카운터의 값으로서 복귀된다. If the symbol counter in step 5214 is equal to the symbol counter recording medium in step 5208, in step 5215 the frame length is returned as the value of the symbol counter. 설명한 예에서, 프레임 길이는 2개의 연이은 일정한 카운터 이후 결정될 수 있다. In the illustrated example, the frame length may be determined after two successive constant counter. 그러나 요구된 연이은 동일한 카운터는 원하는 데로 선택될 수도 있다. But the same series of counter claims may be selected as desired.

도 52b는 수신된 신호가 상당히 잡음이 있는 경우에도 프레임 동기 모듈 (2020)이 정확히 타임이된 프레임 동기 펄스들을 생성하는 일 프로세스를 도시한다. Figure 52b, even if the received signal is in a fairly noisy frame synchronization module 2020 illustrates one process of generating a frame synchronizing pulse is accurately time. 또한, 프로세스는 일시적인 신호의 중단이 발생한 경우, 또는 전송기 전송 모드 변화가 프레임_사이즈에서의 대응하는 변화를 유발한 이후, 새로운 프레임 동기 위치의 획득을 제공한다. Further, the process provides for obtaining after causing the corresponding change, a new frame synchronization position in the case of temporary interruption signal has occurred, the transmitter or the transmission mode change, the frame _ size. 자유 진행 (free running) 카운터는 모듈로 프레임_사이즈 연산을 사용하여, 수신된 심볼을 카운트 하며, 여기서 프레임_사이즈는 도 52a와 연관하여 설명한 단계에 의해 결정되었다. Free progress (free running) counter using the frame size _ modulo operation, and counts the number of received symbols, wherein the frame _ size was determined by the steps described in connection with Fig. 52a. 수학식 10의 결과에서, 상호-상관이 선택된 임계값을 초과하는 경우, 심볼 카운터 값은 언제나 동일한 값을 가질 것이다. In the result of the equation (10), cross-correlation if the selected threshold is exceeded, the symbol counter value will always have the same value. 값이 일정한 경우, 신뢰도 카운터는 선택된 최대값-예를 들어 최대값 16가지 증가되며, 그렇지 않은 경우, 신뢰도 카운터는 최소값 0을 향해 감소된다. If the value is constant, confidence counter is selected maximum value is, for example, 16 kinds of increased maximum value. Otherwise, confidence counter is decreased toward the minimum value 0.

그 결과, 단계 5250에서 심볼의 수신시, 상호 상관은 단계 5251에서 수행되며, 단계 5252에서의 결과가 임계값을 초과하는 경우, 전류 최대값은 임계값으로 설정되며, 최대 포인트는 단계 5253에서 심볼 카운터의 전류 값으로 설정된다. As a result, upon reception of the symbol in step 5250, the cross-correlation is performed in step 5251, if the result in step 5252 exceeds a critical value, the current maximum value is set as the threshold, the maximum point in step 5253 the symbol It is set to the current value of the counter. 도시된 예에서, 신뢰도 카운터가 4이상으로 설정되며 (5254), 전류 심볼 카운터가 프레임 동기화 포인트를 나타내는 경우 (5255), 단계 5256에서 프레임 동기 신호가 출력된다. In the illustrated example, the reliability and the counter is set to not less than 4 5254, if the current symbol counter indicating the frame synchronization point (5255), the frame synchronous signal in step 5256 is output. 다음으로, 단계 5257에서 심볼 카운터가 여기서는 모듈로 4 부가를 사용하여 증가된다. Next, a symbol counter at step 5257 in this case is increased by using the modulo 4 addition. 단계 5270에서 심볼 카운터가 0으로 결정되지 않는 한, 다음 심볼은 단계 5277에서 대기한다. A symbol counter in step 5270 is not determined to be 0, the next symbol in step 5277 waits. 심볼 카운터가 0일 경우, 단계 5271에서 전류 최대값은 재설정된다. If the symbol counter is zero, the maximum current value in step 5271 is reset. 단계 5272에서, 전류 최대 포인트가 프레임 동기화 포인트와 동일한 경우, 신뢰도 카운터는 단계 5273에서 증가되고, 다음 심볼은 단계 5277에서 대기하며, 그렇지 않은 경우 신뢰도 카운터는 단계 5274에서 감소된다. In step 5272, when a current up to the same point as the frame synchronization point, confidence counter is incremented in step 5273, the next symbol, and the atmosphere in the step 5277, otherwise, the reliability counter is decremented at step 5274. 현재 설명한 예에서, 단계 5275에서 신뢰도가 2 아래로 하강한 것으로 결정된 경우, 단계 5276에서 프레임 동기화 포인트는 전류 최대 포인트로 설정된다. In the present described embodiment, when determining that the reliability is lowered to below 2, at step 5275, frame synchronization point in step 5276 is set to the maximum current points. 어떠한 경우에도, 다음 심볼은 단계 5277에서 대기된다. In any case, the next symbol is waiting at step 5277.

요약하여, 설명한 프로세스에 따르면, 신뢰도 카운터가 미리 결정된 값-예를 들어, 4를 초과하는 경우, 프레임 동기화는 신뢰성 있게 획득된 것으로 결정된다. In summary, according to the described process, the confidence counter to a predetermined value - for example, if it exceeds 4, the frame synchronization is determined to be obtained reliably. 그후, 프레임 동기 모듈은 클리어되어 정화한 시간에 프레임 동기 펄스를 제공할 수 있다. Then, frame synchronization module may provide a frame synchronization pulse per hour is a clear purification. 신뢰도 카운터가 4를 초과하는 경우에는, 잡음이 종종 수학식 10이 낮은 값을 생성하게 할지라도, 프레임 동기 펄스는 정확한 시간-통상적으로 프레임의 시작에 대응하는 시간에 출력될 것이다. If the confidence counter is greater than 4, the noise is often accurate time is even to create a low value of 10 equations, the frame synchronizing pulse to be outputted to the time corresponding to the start of the frame normally.

전송 모드가 변경되는 경우, 신뢰도 카운터는 궁극적으로 0으로 복귀할 것이다. If the transmission mode is changed, the confidence counter will eventually return to zero. 이는 새로운 프레임 길이를 결정하는 것의 프레임 길이의 재계산을 트리거하는데 사용될 수 있다 (예를 들어, 도 52a의 프로세스를 사용함). This can be used to trigger a recalculation of the frame length to determine what the new frame length (for example, using the process of Fig. 52a). 반송파 복구에 관하여 후술하는 바와 같이, 이진 부가적인 복구된 위상 오프셋 0, ±π/2, 또는 π를 유발할 수도 있는 복구된 반송파 위상에서의 π/2 의 모호함이 있을 수 있다. As discussed below with respect to carrier recovery, there may be a binary additional recovered phase offset 0, ± π / 2, or ambiguity of π / 2 in the recovered carrier phase, which may lead to π. 프레임 동기 심볼에 대해, 실수부 및 허수부는 동일한 부호를 가지며, 전송된 성좌도는 도 39에 도시된다. The frame synchronization symbol, real and imaginary parts have the same reference numerals, the transmitted constellation is shown in Figure 39.

그 결과, 0의 위상 오프셋에 대해, 최대 진폭 b R 및 b I 의 부호는 모두 포지티브이다. As a result, for a phase offset of 0, the sign of the maximum amplitude b R b and I are both positive. 표 5에 요약된 바와 같이, -π/2 오프셋은 네거티브 최대 진폭 b R 및 포지티브 최대 진폭 b I 를 산출하고, π의 오프셋에 대해, b R 및 b I 모두 네거티브일 것이며, π/2의 오프셋에 대해 최대 진폭 b R 은 포지티브일 것이며 최대 진폭 b I 는 네거티브일 것이다. As summarized in Table 5, -π / 2 offset it will be negative and a positive maximum amplitude b R calculates a maximum amplitude b and I, for the offset of π, b R b and I both negative, the offset of π / 2 the highest amplitude R b will be a positive maximum amplitude b for I will be negative. 그 결과, 최대 진폭 b R 및 b I 의 각각의 부호는 조합하여, 최종 위상 오프셋이 수렴하는 복소 평면의 사분면을 나타낸다. As a result, the maximum amplitude of each code of R b and I b are combined, it shows a quadrant of the complex plane to converge the final phase offset. 이는 위상 오프셋 상관 모듈 (2002)의 신호에 적용될 부가적인 위상 보정을 승인한다. This admits the additional phase correction to be applied to the phase offset signal correlation module (2002). 최대 b R 및 b I 의 부호는 상관 기반 프레임-동기 모듈 (2020)로부터 위상 오프셋 보정기 (2002)로 전송될 수도 있다. The sign of the maximum R b and I b is a correlation-based frame can be sent to the phase offset compensator (2002) from the synchronization module (2020).

도 40을 참조하면, 도 20의 예의 위상 오프셋 보정기 (2002)의 특정 양태의 동작은 더욱 잘 이해될 수 있다. Referring to Figure 40, the operation of a particular embodiment of an offset phase compensator 2002 of Figure 20 may be better understood. LUT (400)는 최대 진폭 b R 및 b I 의 부호에 기반하여 출력을 생성한다 (표 5참조). LUT (400) generates an output based on the sign of the maximum amplitude b R b and I (see Table 5).

Figure pct00133
가 주어지는 경우, 동작 (402)는, If a given operation 402,

1) φ=+π에 대해 1) for φ = π +

Figure pct00134

2) φ=+π/2에 대해 2) for φ = + π / 2

Figure pct00135

3) φ=-π/2에 대해 3) for φ = -π / 2

Figure pct00136

로서, 실행될 수 있다. As can be executed.

프레임 동기 시작 위치가 배치되고 mπ/2 위상 오프셋이 보정된 경우, 모드 비트 (성좌도 및 격자 코드 레이트)를 포함하는 코드 워드의 위치가 공지된다. If the arrangement is a frame synchronization starting point is mπ / 2 phase offset is corrected, the position of the mode-bit code words including the (lattice constellation and code rate) are known. 코드 워드는 예를 들어, BCH 디코더에 의하거나, 수신된 코드 워드를 모든 가능한 코드 워드와 상관시키고 최상의 결과값을 산출하는 코드 워드를 선택함으로써 신뢰성있게 디코딩될 수 있다. Code words, for example, in the BCH decoder, or may be decoded reliably by selecting the code word for correlating the received code word with all possible code words and output the best result. 이 정보가 반복적으로 전송되므로, 결과가 받아들여지기 전에 동일한 결과가 복수회 발생함을 요구함으로써 부가적인 신뢰성이 획득될 수 있다. Since the information is repeatedly transmitted, the same results before the results are received can be brought additional reliability obtained by requiring that the plurality of times occur. 도 41은 프레임 동기 모듈 (2020)에 의해 수행될 수 있는 프로세스의 예를 도시한다. Figure 41 shows an example of a process that may be performed by the frame synchronization module (2020).

도 20의 시스템에 계속하여, 프레임-동기 신호 (2021)는, 심볼이 소프트 역-정합기 (2006)에 공급되기 이전에, 어느 심볼이 모듈 (2004)에서 제거될지를 나타내는데 사용될 수 있다. Continuing with the system, the frame of Figure 20 the synchronization signal 2021, the symbols are soft-station - prior to being fed to the matching unit (2006), may be used to indicate whether any symbol is removed from the module (2004). 일 예에서, 127 개의 프레임-동기 심볼 및 8개의 모드 심볼이 스트림으로부터 제거되어, RS 패킷에 대응하는 심볼만이 소프트 역-정합기 (2006)에 전달됨을 보장한다. In one example, a 127 frame sync symbols are eight modes and symbols are removed from the stream, only the symbols corresponding to the RS packet is soft station - it ensures passed to matching device (2006). 소프트 역-정합기 (2006)는 예를 들어, Akay 및 Tosato에 의해 설명된 알고리즘을 포함하는 당업계에 공지된 알고리즘을 사용하여 소프트 비트 매트릭스를 계산한다. Soft back-matching device (2006), for example, using known algorithms in the art, including the algorithm described by Tosato Akay and calculates a soft-bit matrix. 정확한 동작을 위해, 소프트 역-정합기 (2006)는 어느 천공 패턴 (어느 격자 코드)이 전송기에서 사용되었는지 및 수신된 비트를 갖는 패턴의 정렬을 알아야한다. For correct operation, the soft back-matching device (2006) is to be understood that the alignment of the pattern with which puncturing pattern (which lattice code) is used in the transmitter and the received bit. 정보 (2021)는 전류 모드에 관계없이, 천공 패턴이 정렬되는 반복 프레임 동기 신호를 제공하며 모드 정보를 디코딩하는 프레임-동기 모듈 (2020)에 의해 제공된다. Information 2021, regardless of the current mode, provides the repeated frame synchronization signal pattern to be punched are aligned and the frame mode to decode information - is provided by the synchronization module (2020). 이들 소프트 비트 매트릭스는 당업계에 공지된 방법으로 동작하여 전송기의 PTCM 인코더로 입력되었던 비트의 추정치에 도달하는 비터비 디코더 (2008)에 공급된다. The soft bit matrix operation by methods known in the art and is supplied to a Viterbi decoder (2008) to reach the estimate of the bit which was input to the encoder of the transmitter PTCM. 역-랜덤화기 (2013), 바이트 역-인터리버 (2014), 및 RS 디코더 (2016)는 모두 프레임-동기 신호 (2021)에 의해 동기화되고, 각각 바이트 데이터를 역-랜덤화, 역-인터리빙, 및 디코딩하여 전송기의 RS 인코더에 원래 인가되었던 데이터를 획득한다. Station-random equalizer (2013), byte reverse-interleaver 2014, and RS decoder 2016 are all frame is synchronized by a sync signal 2021, each of the bytes of data reverse-randomized, reverse-interleaved, and decoding to obtain the original data that was applied to the RS encoder of the transmitter.

단계 스위칭 Switching phases

특정 실시예는 균등화기의 출력에서의 평균 제곱 에러에 기반하는 단계 스위칭을 사용한다. Specific embodiment uses a switching step that is based on the mean square error at the equalizer output. 균등화기 출력의 평균 제곱 에러 (MSE; mean square error)의 정확한 추정치는 도 42의 에러 계산 모듈 (422)에 의해 계산된 일련의 에러 e[k]로부터 획득될 수 있다. The mean square error of the equalizer output; accurate estimate of the (mean square error MSE) can be obtained from a series of error e [k] calculated by the error calculation module 422 of Figure 42. 예를 들어, 추정치는 For example, the estimate

Figure pct00137

에 의해 획득될 수도 있다. A it may be obtained by. 여기서 β<1 망각된 인자이다. Where β <1 it is the forgetting factor. e[k]를 평균화하는 다른 방법은 공지되며 사용될 수 있다. Other methods of averaging the e [k] can be used are known. 수학식 18은, 미리 결정된 임계값과 비교될 수 있으며, MSE[k]가 임계값 아래로 하강하는 경우, 단계 1에서 단계 2로 동작을 스위칭하는 도 42의 단계 제어 모듈 (423)에 의해 사용될 수 있는 결과값을 생성한다. Equation (18) is pre-determined and can be compared with the threshold value, MSE [k] is used by the threshold if the bottom falls to, also for switching the operation in two steps in step 142 of phase control module 423 of the the result which can be generated. 결과값은 제 2 미리결정된 임계값과 비교되어, MSE[k]가 제 2 임계값 아래로 하강하는 경우 단계 2에서 단계 3으로 동작을 스위칭할 수 있다. The resulting value can be switched to a second pre-determined threshold value is compared with, MSE operation to Step 3. In Step 2, if the [k] is lowered to below a second threshold.

접속 끊김 및 재접속 검출 Disconnection and reconnection detecting

특정 실시예는 통신 링크의 카메라측에서 접속 끊김 및 재접속 이벤트를 검출하는 시스템 및 방법을 제공한다. Specific embodiments provide a system and method for detecting a disconnection and reconnection event in the camera side of the communication link. 다시 도 51a 및 51b를 참조하면, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 신호의 부분적 또는 완전한 접속끊김이 일반 동작에서 발생할 수도 있다. Referring again to Figure 51a and 51b, a partial or complete disconnection of the signals between the modem 511 and modem 515 can occur in normal operation. 특정 접속끊김은 카메라측 모뎀 (511)과 모니터측 SLOC 모뎀 (515)사이의 QAM 신호에 영향을 미친다. Specific disconnection affects the QAM signal between the camera-side modem 511 and the monitor side SLOC modem 515. 특히, HD 카메라 (510)에 의해 캡처된 이미지를 전달하는 신호는 디스플레이측 모뎀 (515)으로 케이블 (514)을 통해 전송을 위해 모뎀 (511)에 의해 인코딩 및/또는 변조된다. In particular, the signal carrying the image captured by the HD camera 510 is encoded and / or modulated by the modem 511 for transmission over the cable 514 to the display-side modem 515. coax (514)에 관련된 접속끊김 및 재접속 이벤트를 검출하는 복수의 방법이 카메라측 SLOC 모뎀 (511)에 의해 수행될 수 있다. A plurality of method of detecting a disconnection and reconnection event associated with the coax (514) may be performed by the camera-side SLOC modem 511. 접속끊김 또는 재접속 이벤트에 응답하여, 모뎀 (511)은 다운스트림 통과대역 QAM 전송을 정지, 개시, 또는 재개시할 수도 있다. In response to the disconnection or reconnection event, modem 511 may be on stop, start, or restart the downstream pass-band QAM transmission. 몇몇 실시예에서, QAM 복조기 (530)로부터 QAM 변조기로 전송된 "coax 접속된" 신호는 접속-관련된 이벤트에 대한 전송을 제어하는데 사용될 수도 있다. In some embodiments, the "coax connected" signal sent to the QAM modulator from a QAM demodulator 530 is connected to - may be used to control the transmission of the associated event.

도 53을 참조하면, 예를 들어, coax 접속된 신호 (531)가 카메라측 QAM 변조기 (532)에 의해 주장되는 경우에만, 카메라측 QAM 변조기 (530)가 다운스트림 통과대역 신호 (533)를 전송하도록 구성될 수도 있다. Referring to Figure 53, for example, coax access signal 531 is sent to the camera-side QAM modulator 530, the downstream pass-band signal (533) only if the claim by the camera-side QAM modulator 532 that may be configured. 카메라측 QAM 복조기 (532)는 비터비 방법을 사용하여 모니터측 QAM 변조기 (미도시)에 의해 전송된 입력 신호 (534)의 존재를 결정할 수 있다. Camera side QAM demodulator 532 may use the Viterbi method to determine the presence of the input signal 534 sent by the monitor side QAM modulator (not shown). 통상적으로, 입력 신호 (534)의 수신이 신뢰성있게 확인되는 경우, 성좌도 식별이 확인되는 경우, 및/또는 프레임 동기의 확인이 획득시, coax 접속된 신호 (531)가 카메라측 QAM 복조기 (532)에 의해 주장된다. Typically, the input if it detects that allow the reception of the signal 534, reliability, when it is viewed constellation identification, and / or when the confirmation of frame synchronization acquisition, the signal 531, the camera-side QAM demodulator 532 connected to coax to be claimed by.

입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 방법은 자동 이득 제어 (AGC; automatic gaim control) 루프에 기반한 방법을 포함한다. Method for detecting the presence of the input signal 534 is an automatic gain control; includes a method based on (AGC automatic gaim control) loop. QAM 복조기를 포함하는 통신 수신기에서 발견되는 바와 같이, AGC는 수신기의 다양한 단계 및 포인트에서 신호 레벨을 제어하는데 사용된다. As will be found in a communication receiver comprising a QAM demodulator, AGC is used to control the signal levels at different points and the point of the receiver. 도 24의 수신기 프런트 엔드 (front end)에 부가된 AGC 루프 (540)를 도시하는 일 예가 도 27에 도시된다. An example of FIG. Showing the AGC loop 540 is added to the receiver front-end (front end) 24 is shown in Fig. AGC 루프 (540)에서, 복소 신호의 진폭이 541에서 결정되며 미리 결정된 기준 레벨 (543)로부터 541에서 차감된다. In the AGC loop 540, and the amplitude of the complex signal from the crystal 541 is subtracted in 541 from a predetermined reference level (543). 결과는 로우 패스 필터 (LPF) (544)에 의해 필터링되어 잡음 및 단기간 변경을 억제한다. The result is filtered by a low pass filter (LPF) (544) suppresses the noise and short term changes. LPF (544)는 가산기 (545) 및 지연 성분 (546)을 포함하는 누산기에 공급되는 출력을 제공한다. LPF (544) provides an output to be supplied to the accumulator containing adder 545 and delay element 546. 누산기 출력은 시스템 입력 (549)에서 이득 블록 (548)으로 다시 공급되는 이득 제어 신호 (547)로서 사용된다. The accumulator output is used as a gain control signal 547 which is fed back to the gain block 548 from the system input (549). 일 예에서, 이득 제어 신호 (547)는 이득 블록 (548)에 의해 제공된 이득을 결정하는 곱셈기 또는 이득 성분으로서 사용되어, 이득 블록 (548)에 의해 제공된 이득은 이득 제어 (547)이 증가함에 따라 미리결정된 제한 내에서 증가한다. As in one example, the gain control signal 547 is used as a multiplier or gain element to determine the gain provided by gain block 548, the gain provided by gain block 548 is a gain control 547 increases It is increased within a predetermined limit. 입력 (549)가 접속끊기는 경우 (예를 들어, coax가 접속끊기는 경우) 진폭 블록 (541)의 출력은 상당히 낮아지는 경향이 있다. If the input 549 is connected to cut off (for example, coax connection is cut off) the output of the amplitude block 541 tends to be quite low. 통상적으로, coax 접속된 신호 (531)는 진폭 블록 출력이 미리결정된 임계값을 초과하는 경우에만 주장될 수도 있다. Typically, the signal 531 is connected to coax may be asserted only when the amplitude exceeds a predetermined threshold the block output. 또한, 통상적으로 이득 제어 신호 (547)는 입력 (549)이 접속끊기는 경우에 상당히 높다. In addition, typically a gain control signal 547 is extremely high when the input 549 is connected to cut off. 그 결과, coax 접속된 신호 (531)는 이득 제어 신호가 미리 결정된 임계값 아래인 경우에만 주장될 수도 있다. As a result, the signal 531 is connected to coax may be asserted only when the gain control signal is below a predetermined threshold. AGC 루프 (540)는 루프가 QAM 복조기 (532)의 다른 곳에서 발견되는 경우에만 입력 (549)의 접속 상태를 모니터링하는데 사용될 수 있다. AGC loop 540 may be used to monitor a connection state of only the input 549 when the loop is found elsewhere in the QAM demodulator 532.

입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 방법은 도 43에서 도시된 반송파 위상/주파수 로프 단계 및 균등화기에 기반한다 (수학식 18 참조). Groups based input method for detecting the presence of the signal 534 is a carrier phase / frequency, and phase equalization rope shown in Figure 43 (see Equation 18). 특히, QAM 복조기 (532)의 QAM 변조기 단계 제어기 (434)는 (단계 1의 초기에) 수학식 18의 결과에 기반하여 단계 2로 스위칭하는 경우, coax 접속된 신호 (531)가 주장될 수도 있다. In particular, (the beginning of the step 1) is a QAM modulator stage controller 434 of the QAM demodulator 532 may also be the case that switching to the step 2 on the basis of the result of Equation (18), the signal 531 is connected to coax claims . coax가 접속되고 QAM 복조기 (532)가 모니터측 QAM 변조기로부터 업스트림 신호를 활성적으로 수신하고 있는 경우에만 단계 1에서 단계 2로의 전환이 발생한다. coax is connected and QAM demodulator 532 is generated to switch an upstream signal to the stage 2 in step 1, only when the reception from the actively monitor side QAM modulator. coax의 후속하는 접속끊김은 신호의 손실, 수학식 18에 의해 계산된 MSE에서의 증가를 유발하며, 단계 1로의 복귀를 유도할 것이다. Subsequent to disconnection of the coax is to induce an increase in the MSE calculated by the loss, Equation (18) of the signal, it will induce a return to step 1. coax 접속된 신호 (531)는 QAM 복고기 (532)가 단계 1에 있는 경우 재설정되거나 역-주장될 수 있다. The signal 531 is connected to coax it is reset if QAM meat clothing 532 is in the first step or station may be claimed. 몇몇 실시예에서, 카메라측 QAM 복조기 (532)는 coax 접속된 신호 (531)를 주장하기 이전에 획득된 단계 3을 가지기 위해 요구될 수도 있다. In some embodiments, the camera-side QAM demodulator 532 may be required to have a three-phase previously obtained to assert a signal 531 is connected to coax.

입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 또 다른 방법은 도 52b에 관하여 논의된 복조기 프레임 동기 신뢰도 카운터에 기반한다. Another method for detecting the presence of the input signal 534 is based on the demodulator a frame synchronization counter reliability discussed with reference to Figure 52b. 특히, ocax 접속된 신호 (531)는, 신뢰도 카운터가 미리결정된 임계값 보다 큰 값을 등록하는 경우에만, 카메라측 QAM 복조기 (532)에 의해 주장될 수도 있다. In particular, ocax signal 531 is connected, and only if the confidence counter registers a predetermined value greater than the threshold value, may be claimed by a camera-side QAM demodulator 532. 일 예에서, 임계값은 4일 수도 있다. In one example, the threshold may be four days. 따라서, coax 접속된 신호 (531)는, coax가 접속되며 모니터측 모뎀이 카메라에 SLOC 프레임을 전송하고 있는 경우에만 주장될 것이다. Thus, the signal 531 is connected to coax, coax, and a connection will be asserted only when the monitor side and the modem transmits a frame in SLOC camera. 프레임 동기 프로세스가 자유 진행을 계속하는 경우에는, 심볼이 수신되고 있지 않는 경우라도, 접속끊김은 신뢰도 카운터를 되돌려 결국 4 아래로 하강하게 하며, coax 접속된 신호 (531)는 역-주장될 것이다. When the frame synchronization process is still free in progress, even if it is not the symbol is being received, the disconnection is and to return the confidence counter falling eventually to 4 below, the signal 531 is connected to coax the station - will be claimed.

입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 또 다른 방법은 더 높은 층의 프로토콜에 기반한다. Another method for detecting the presence of the input signal 534 is based on the protocol of the higher layer. 도 51a를 다시 참조하면, HD 카메라 (30) 및 모니터측 호스트 시스템 (38)은 네트워킹 프로토콜을 사용하여 통신할 수도 있다. Referring again to Figure 51a, HD camera 30 and the monitor side host system 38 may communicate using a networking protocol. 이 논의의 목적을 위해, 유비쿼터스 인터넷 프로토콜 (IP)이 네트워킹 프로토콜의 예로서 사용될 수 있다. For the purposes of this discussion, the ubiquitous Internet Protocol (IP) can be used as an example of networking protocols. 몇몇 IP 모드는 본질적으로 2-방향이므로, 데이터를 업스트림 및 다운스트림 모두로 전송되게 한다. Some IP mode, because it is essentially a two-way, allowing the transfer data in both upstream and downstream. 케이블이 접속끊기는 경우, HD 카메라 (30) 및/또는 모뎀 (32)의 네트워크 제어기 또는 프로세서는 모니터측으로부터 도달하는 복귀 IP 패킷이 없음을 인식하여, 통과대역 전송을 중단하기 위해 카메라측 SLOC 모뎀 (32)에 통지할 수 있다. If the cable is cut off connection, HD camera 30 and / or a network controller of the modem 32 or the processor recognizes that there is no return IP packet arriving from the monitor side, the camera-side SLOC modem to stop the pass band transfer ( 32) it may notify the. 일 예에서, 이러한 통지는 예를 들어, 도 53에서 도시된 MII 인터페이스 (536)를 통해 HD 카메라 (30)로부터 모뎀 (32)으로 특별한 미리결정된 데이터 패킷을 전송하는 것을 포함할 수도 있다. In one embodiment, such notice, for example, may comprise also send the special predetermined data packet to the modem 32 from the HD camera 30 via the MII interface 536 is shown at 53.

본 발명의 특정 양태의 부가적인 설명 Additional description of certain embodiments of the present invention

본 발명의 앞선 설명은 설명적인 것을 의도하며 제한을 의도하는 것이 아니다. The previous description of the present invention is not intended to, and intended to limit the descriptive. 예를 들어, 당업자는 본 발명이 전술한 기능성 및 성능의 다양한 조합으로 실행될 수 있으며, 전술한 것보다 더 적거나 많은 컴포넌트를 포함할 수 있음을 이해할 것이다. For example, those skilled in the art will appreciate that it is possible to include fewer or more components than what can be performed in a variety of combinations of the above-described functionality and performance of the present invention, described above. 본 발명의 특정 부가적인 양태 및 특징들이 아래에 더 많이 주어지며, 본 발명의 개시에 의해 교시된 이후 당업자에게 이해될 바와 같이, 상기에서 더욱 상세히 설명한 기능성 및 컴포넌트들을 사용하여 획득될 수 있다. Becomes much more given under certain additional aspects and features of the invention, as will be understood by those skilled in the art after being taught by the present disclosure, it may be obtained using more fully described in the functionality and components.

본 발명의 특정 실시예는 카메라와 관련된 시스템 및 방법을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a system and method related to the camera. 이들 실시예들은 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호를 생성하는 프로세서, 및 케이블을 통한 전송을 위해 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 디지털 비디오 신호를 결합하는 인코더를 포함한다. These embodiments include an encoder for combining a baseband video signal and a digital video signal as an output signal for transmission on the processor, and the cable for generating a plurality of video signals representing an image signal by receiving the image signal from the image sensor . 이들 실시예 중 몇몇에서, 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the video signal comprises a baseband video signal and a digital video signal. 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성일 수도 있다. The baseband and digital video signal may be substantially isochronous. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라는 폐쇄회로 고화질 텔레비전 카메라이다. In some of these embodiments, the camera is a high-resolution closed circuit television camera. 이들 실시예 중 몇몇에서,기저대역 비디오 신호는 표준 아날로그 비디오 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the baseband video signal comprises a standard analog video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서,디지털 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호와 결합하기 이전에 변조된다. In some of these embodiments, the digital video signal is modulated prior to combination with the baseband video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서,디지털 비디오 신호는 압축 디지털 비디오를 포함한다. In some of these embodiments, the digital video signal comprises a compressed digital video. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호이다. In some of these embodiments, the digital video signal is a high definition digital video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호의 프레임 레이트는 이미지 신호의 프레임 레이트 미만이다. In some of these embodiments, the frame rate of the digital video signal is less than the frame rate of the image signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 변조된 디지털 신호는 비디오 리코더에 제공된다. In some of these embodiments, the modulated digital signal is provided to the video recorder.

이들 실시예 중 몇몇에서, 디코더는 케이블로부터 수신된 업스트림 신호를 복조하도록 구성된다. In some of these embodiments, the decoder is adapted to demodulate the upstream signal received from the cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복조된 업스트림 신호는 제어 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the upstream demodulated signal comprises a control signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어신호는 카메라의 위치 및 방향을 제어하는 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the control signal comprises a signal for controlling the position and orientation of the camera. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 프로세서에 의한 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호의 생성을 제어하는 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the control signal comprises a signal for controlling the base band video signal and generates a digital video signal by the processor. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 기저대역 비디오 신호로서 인코딩을 위한 이미지 신호 중 일부를 선택하는 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the control signal includes a signal for selecting a portion of the image signal for encoding as a baseband video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 디지털 비디오 신호로서 인코딩을 위한 이미지 신호 중 일부를 선택하는 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the control signal includes a signal for selecting a portion of the image signal for encoding a digital video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복조된 업스트림 신호는 카메라의 오디오 출력을 구동하는 오디오 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the upstream demodulated signal comprises an audio signal that drives the audio output of the camera.

본 발명의 특정 실시예는 비디오 이미지를 전송하는 시스템 및 방법을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a system and method for transmitting video images. 이들 실시예 중 몇몇은 고화질 이미지 디바이스로부터 수신된 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하여 변조된 디지털 신호를 획득하는 것, 변조된 디지털 신호를 비디오 신호를 나타내는 기저대역 아날로그 신호와 결합함으로써 출력 신호를 생성하는 것, 및 출력 신호를 디스플레이 시스템 및 디지털 비디오 캡처 및/또는 저장소 디바이스에 동시에 전송하는 것을 포함한다. Some of these embodiments is to produce an output signal by combining to obtain a digital signal modulated by the video signal received from a high-definition image device division multiplexed frequency modulated digital signal and a baseband analog signal is a video signal It involves, at the same time and transmit the output signal to a display system and a digital video capture and / or storage devices. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디스플레이 시스템은 비디오 신호의 기저대역 아날로그 표현으로부터 도출된 이미지를 디스플레이한다. In some of these embodiments, the display system displays an image derived from the baseband analog representation of the video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 저장부는 변조된 디지털 신호로부터 추출된 고화질 프레임의 시퀀스를 디지털 비디오 리코더를 사용하여 기록한다. In some of these embodiments, a sequence of high resolution frames extracted from the digital signal modulated digital video storage unit is recorded using a digital video recorder.

이들 실시예 중 몇몇은 비디오 신호를 압축하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for compressing the video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하는 단계는 변조 이전에 비디오 신호를 압축하는 단계를 포함한다. In some of these embodiments, the step of the digital video signal is frequency-division multiplexing comprises the step of compressing a video signal before the modulation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 출력 신호를 전송하는 것은 동축 케이블에 출력 신호를 제공하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, transmitting an output signal it includes providing an output signal on a coaxial cable. 이들 실시예 중 몇몇은 동축 케이블로부터 수신된 입력 신호를 복조하여 제어 신호를 획득하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for obtaining a control signal by demodulating an input signal received from the coaxial cable. 이들 실시예 중 몇몇은 합성 비디오 신호에서 비디오 신호의 일부를 인코딩함으로써 기저대역 아날로그 신호를 생성하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those that produce a baseband analog signal by encoding a portion of the video signal from the composite video signal. 이들 실시예 중 몇몇은 제어 신호를 사용하여, 합성 비디오 신호에서, 인코딩될 비디오 신호의 일부를 선택하는 것을 포함한다. Some of these embodiments involves using a control signal, from the composite video signal, select a portion of the video signal to be encoded. 이들 실시예 중 몇몇은 제어 신호를 사용하여 카메라의 위치를 제어하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those with a control signal for controlling the position of the camera. 이들 실시예 중 몇몇에서, 입력 신호를 복조하는 것은 입력 신호로부터 오디오 신호를 추출하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, for demodulating an input signal It involves extracting the audio signal from the input signal.

본 발명의 특정 실시예는 카메라를 동작하는 시스템 및 방법을 제공한다. Specific embodiment of the present invention provides a system and method for operating a camera. 이들 실시예 중 몇몇은, 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 복수의 비디오 신호를 생성하는 프로세서, 카메라에 의해 수신된 제어 신호에 응답하도록 구성된 제어 로직, 및 디지털 비디오 신호를 변조된 신호로서 변조하도록 구성된 변조기를 포함한다. Some of these embodiments, receives an image signal from an image sensor configured to modulate a modulated signal to the control logic, and a digital video signal that is configured to respond to the control signal received by the processor, the camera generating a plurality of video signals and a modulator. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the plurality of video signal includes a baseband video signal and a digital video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 비디오 신호 각각은 카메라의 시야 중 적어도 일부를 나타낸다. In some of these embodiments, each of the plurality of video signals represent at least a portion of the field of view of the camera. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 디지털 비디오 신호 및 기저대역의 콘텐츠를 제어한다. In some of these embodiments, the control signal controls the contents of the digital video signal and the baseband. 이들 실시예 중 몇몇에서, 변조된 신호 및 기저대역 비디오 신호는 카메라에 의해 동시에 전송된다. In some of these embodiments, the modulated signal and the baseband video signal is transmitted by the camera at the same time.

이들 실시예 중 몇몇에서, 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성이다. In some of these embodiments, the baseband and digital video signal is a substantially isochronous. 이들 실시예 중 몇몇은 케이블을 통한 전송용 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 변조된 신호를 결합하는 인코더를 포함한다. Some of these embodiments comprises an encoder coupled to a baseband video signal and the modulation signal as an output signal for transmission through the cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 무선 신호로서 수신된다. In some of these embodiments, the control signal is received as a radio signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 변조된 신호는 무선으로 전송된다. In some of these embodiments, the modulated signal is transmitted over the air. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호이다. In some of these embodiments, the digital video signal is a high definition digital video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호는 압축된 디지털 비디오 신호를 포함한다. In some of these embodiments, the digital video signal comprises a compressed digital video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 비디오 신호 중 하나에 의해 나타난 시야 중 일부를 이동시킨다. In some of these embodiments, the control signal moves some of the visual field represented by one of the video signal.

이들 실시예 중 몇몇은, 주파수에 의해 분리되며 케이블에 의해 전달되는 디지털 신호 및 기저대역 아날로그 신호로의 사용을 위한 균등화기를 제공한다. Some of these examples are, to be separated by frequency and provides an equalization for use in a digital signal and a baseband analog signal transmitted by the cable. 이들 실시예 중 몇몇은 수신기에서 수신된 디지털 신호로부터 왜곡을 제거하는 디지털 균등화기를 포함한다. Some of these embodiments include a digital equalization to remove the distortion from the digital signal received by the receiver. 이들 실시예 중 몇몇은 케이블에 의해 유발된 아날로그 신호의 감쇄를 보상하는 아날로그 균등화기를 포함한다. Some of these embodiments include an analog equalization to compensate for the attenuation of the analog signal caused by the cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 아날로그 균등화기는 기저대역 아날로그 필터 세트 중 하나를 적용하여 감쇄를 보상한다. In some of these embodiments, analog-leveling group to compensate for the attenuation by applying one of the baseband analog filter set. 이들 실시예 중 몇몇에서, 적용된 기저대역 아날로그 필터는 상이한 주파수에서의 감쇄의 차이의 디지털 균등화기에 의해 계산된 추정치에 기반하여 선택된다. In some of these embodiments, a baseband analog filter applied is selected on the basis of the estimates calculated by a digital equalization of the difference in attenuation at different frequencies.

이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 신호 및 아날로그 신호는 카메라에 내장된 전송기와 수신기 사이에서 전송되며, 수신기는 모니터에 아날로그 신호를 나타내는 균등화된 신호를 제공한다. In some of these embodiments, the digital signal and the analog signal is transmitted between a transmitter and a receiver built into the camera, the receiver provides an equalization signal representative of the analog signals to the monitor. 이들 실시예 중 몇몇에서, 케이블은 동축 케이블을 포함한다. In some of these embodiments, the cable comprises a coaxial cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 왜곡은 케이블의 길이와 함께 증가한다. In some of these embodiments, the distortion increases with the length of the cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 왜곡은 다중 경로를 포함한다. In some of these embodiments, distortion may include multiple paths. 이들 실시예 중 몇몇에서, 감쇄의 추정치는 기울기가 대략 선형인 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 주파수 대역으로부터 계산된다. In some of these embodiments, an estimate of the attenuation is calculated from a slope of a frequency band having a substantially linear power spectral density. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기는 복수의 필터 탭에 대한 고속 푸리에 변환을 사용하여 계산된다. In some of these embodiments, the slope is calculated using a fast Fourier transform on the plurality of filter taps. 이들 실시예 중 몇몇에서, 주파수 대역 내의 주파수 빈은 합산을 사용하여 디지털 균등화기의 필터의 주파수 응답의 계산을 허용하도록 선택된다. In some of these embodiments, the frequency bin in the frequency band is selected by using a summer to allow the calculation of the frequency response of the digital filter of the equalizer.

Figure pct00138

여기서, G[k]는 시간 도메인 수렴된 균등화기 필터 탭의 DFT이며, k 1 및 k 2 는 DFT의 특정 주파수 빈에 대응한다. Here, G [k] is the DFT of the time domain, the converging equalizer filter tap, k 1 and k 2 correspond to a particular frequency bin of the DFT. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 신호는 카메라에 의해 캡처된 비디오 이미지의 고화질 표현을 포함하며, 아날로그 신호는 비디오 이미지의 표준 표현을 포함한다. In some of these embodiments, the digital signal includes a high-quality representation of a video image captured by the camera, the analog signal comprises a standard representation of the video image.

본 발명의 특정 실시예는 주파수에 의해 아날로그 신호와 분리된 디지털 신호를 전달하는 케이블에서의 아날로그 신호를 균등화하는 방법을 제공한다. Certain embodiments of the present invention provides a method of equalizing an analog signal in the cable for transmitting the digital signal separated from the analog signal by a frequency. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 아날로그 및 디지털 신호를 수신하여 기저대역 비디오 신호를 출력하는 모뎀에 의해 수행된다. In some of these embodiments, the method is performed by the modem to output a baseband video signal received by the analog and digital signals. 이들 실시예 중 몇몇은 디지털 신호에서 기울기를 계산하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for calculating the slope in the digital signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기는 케이블에 기여할 수 있는 주파수의 기능으로서 감쇄를 특징화한다. In some of these embodiments, the gradient should characterize the attenuation as a function of frequency that can contribute to the cable. 이들 실시예 중 몇몇은 계산된 기울기에 기반하여 디지털 신호를 균등화하는 것을 포함한다. Some of these embodiments are based on the calculated slope involves equalizing a digital signal. 이들 실시예 중 몇몇은 계산된 기울기를 사용함으로써 아날로그 균등화기를 구성하여 기저대역 아날로그 필터 세트 중 하나를 선택하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for selecting one of the baseband analog filter configured to set an analog equalization by using the calculated inclination. 이들 실시예 중 몇몇은 선택된 기저대역 아날로그 필터를 사용하여 아날로그 신호를 균등화한다. Some of these embodiments will equalize the analog signal using the selected baseband analog filter.

이들 실시예 중 몇몇에서, 아날로그 신호는 기저대역 비디오 신호를 포함하며, 디지털 신호는 기저대역 비디오 신호의 고화질 버전을 포함한다. In some of these embodiments, the analog signal comprises a baseband video signal, the digital signal comprises a high-quality version of the baseband video signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 케이블은 동축 케이블을 포함하며, 기울기는 케이블의 길이에 따라 변한다. In some of these embodiments, the cable comprises a coaxial cable, a slope varies according to the length of the cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기는 다중-경로 왜곡으로부터 도출된다. In some of these embodiments, the slope of the multi-path distortion is derived from. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기를 계산하는 것은 기울기가 대략 선형인 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 주파수 대역 내의 감쇄를 추정하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, calculating the gradient comprises a slope estimating the attenuation in a frequency band having a substantially linear power spectral density. 이들 실시예 중 몇몇에서, 감쇄를 추정하는 것은 복수의 필터 탭에 대해 고속 푸리에 변환을 사용하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, estimating the attenuation it involves the use of a fast Fourier transform on a plurality of filter taps. 이들 실시예 중 몇몇에서, 감쇄를 추정하는 것은 주파수 대역 내의 주파수 빈을 선택하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, estimating the attenuation it involves selecting the frequency bin in the frequency band. 이들 실시예 중 몇몇에서, 선택된 주파수 빈은 기울기를 계산하는 단계의 효율성을 최적화한다. In some of these embodiments, the selected frequency bin to optimize the efficiency of the step of calculating the slope.

본 발명의 특정 실시예는 새로운 프레임 구조를 사용하는 디지털 통신 시스템을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a digital communication system using a new frame structure. 이들 실시예 중 몇몇은 데이터의 프레임을 인터리빙하는 컨벌루션 바이트 인터리버를 포함하며, 인터리버는 프레임 구조에 동기화된다. Some of these embodiments comprise a convolutional byte interleaver for interleaving a frame of data, the interleaver is synchronized to the frame structure. 이들 실시예 중 몇몇은 인터리빙된 데이터 프레임으로부터 랜덤화된 데이터 프레임을 생성하도록 구성된 램덤화기를 포함한다. Some of these embodiments include a configured to generate the randomized frame data from the interleaved data frame random fire. 이들 실시예 중 몇몇은 랜덤화된 데이터 프레임으로부터 격자 코딩된 데이터 프레임을 생성하는 선택가능한 코드 레이트에서 동작된 천공된 격자 코드 변조기를 포함한다. Some of these embodiments include a perforated grid code modulator operating in a randomized selectable code rate to generate the grid-coded data frame from the data frame. 이들 실시예 중 몇몇은 격자 코딩된 데이터 프레임의 비트 그룹을 변조 심볼에 정합하여 정합된 프레임을 생성하는 QAM 정합기를 포함한다. Some of these embodiments include a QAM matched to produce a matching frame bit groups of the coded data frame by lattice matched to the modulation symbols. 이들 실시예 중 몇몇은 정합된 프레임에 동기화 패킷을 부가하는 동기화기를 포함한다. Some of these embodiments include a synchronization adding a synchronization packet to the matched frame.

이들 실시예 중 몇몇에서, 천공된 격자 코드 변조기는 시스템의 측정된 백색 잡음 성능에 기반하여 최적화된 네트 비트 레이트를 획득하기 위해 바이패스된다. In some of these embodiments, a perforated grid code modulator will be bypassed in order to obtain a net bit rate optimization on the basis of the measured white-noise performance of the system. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동일한 동기화 패킷이 후속하는 정합된 프레임의 시퀀스 각각에 부가된다. In some of these embodiments, the sequence is added to each matched frame synchronization packet to the same follow-up. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동일한 동기화 패킷이 각각 정합된 프레임에 부가된다. In some of these embodiments, the same synchronization packet is added to each of the matched frames. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷의 일부는 127개의 심볼을 포함한다. In some of these embodiments, some of the synchronization packet includes 127 symbols. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷의 일부는 변조 심볼의 실수부 및 허수부에 대한 상이한 이진 시퀀스를 포함한다. In some of these embodiments, some of the synchronization packet includes a different binary sequence for the real and imaginary part of the modulation symbols. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷의 일부는 변조 심볼의 실수부 및 허수부 모두에 대해 동일한 이진 시퀀스를 포함한다. In some of these embodiments, the portion of the synchronization packet contains the same binary sequence for both the real and imaginary part of the modulation symbols. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷은 정합된 프레임을 위한 전송 모드를 나타내는 데이터를 포함한다. In some of these embodiments, the synchronization packet includes data representing a transmission mode for the registration frame. 이들 실시예 중 몇몇에서, 전송 모드의 표시는 선택된 QAM 성좌도 및 선택된 격자 코드 레이트를 포함한다. In some of these embodiments, the display of a transmission mode and a selected QAM constellation and code rate selected grid. 이들 실시예 중 몇몇에서, 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 일정한 진정수의 리드-솔로몬 패킷을 생성한다. In some of these embodiments, the system lead-in constant integer for each data frame, regardless of the transmission mode to produce a Solomon packet. 이들 실시예 중 몇몇에서, 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 가변 정수의 변조 심볼을 생성한다. In some of these embodiments, the system generates a modulation symbol of the variable integer for each data frame, regardless of the transmission mode. 이들 실시예 중 몇몇에서, 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 진정수의 천공 패턴 주기를 생성한다. In some of these embodiments, the system generates an integer puncturing pattern cycle of for each data frame, regardless of the transmission mode.

본 발명의 특정 실시예는 가변 네트 비트 레이트 디지털 통신 시스템에 대한 프레임화 방법을 제공한다. A particular embodiment of the invention provides a framing method for a variable net bit rate digital communication system. 이들 실시예 중 몇몇은 상이한 직교 진폭 변조 (QAM) 성좌도 세트를 제공하는 것을 포함한다. Some of these embodiments includes providing a different quadrature amplitude modulation (QAM) constellation set. 이들 실시예 중 몇몇에서, 천공된 격자 코드 조합을 사용하여 데이터 패킷 프레임을 생성하는 것을 포함하며, 각각의 조합은 관련 모드에 대응한다. In some of these embodiments, by using a perforated grid code combination comprises the creation of a data packet frame, each of the combination corresponds to the associated mode. 이들 실시예 중 몇몇은 가변 진정수의 QAM 심볼을 갖는 프레임을 제공하는 것을 포함한다. Some of these embodiments includes providing a frame having a variable number of QAM symbols calm. 이들 실시예 중 몇몇에서, QAM 심볼의 수는 선택된 모드에 대응한다. In some of these embodiments, the number of QAM symbols corresponds to the selected mode. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임당 관련 바이트 및 리드-솔로몬 패킷의 수는 상수이다. In some of these embodiments, the relevant bytes per frame, and the Reed-Solomon is a number of packets is constant. 이들 실시예 중 몇몇에서, 천공된 격자 코드 조합을 사용하여 데이터 패킷의 프레임을 생성하는 것은 관련 모드에 관계없이 데이터 프레임당 진정수의 천공 패턴 주기를 생성하는 것을 포함한다. It is in some of these embodiments, in generating a frame of the data packet using a perforated grid combination code includes generating the frame data per cycle of the puncturing pattern integer regardless of the associated mode. 이들 실시예 중 몇몇에서, 하나 이상의 모드에 대해 QAM 심볼당 데이터 비트의 수는 분수이다. In some of these embodiments, for at least one mode, the number of data bits per QAM symbol is a fraction. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임당 격자 코더 천공 패턴 주기의 수는 모든 모드에 대해 정수이다. In some of these embodiments, the number of puncturing coder grid pattern period per frame is a constant for all modes.

본 발명의 특정 예는 위상 오프셋을 보정하는 시스템을 제공한다. A specific example of the present invention provides a system for correcting the phase offset. 이들 실시예 중 몇몇은 직교 진폭 변조된 신호를 나타내는 균등화된 신호를 수신하여 균등화된 신호로부터 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기를 포함한다. Some of these embodiments from the signal equalized by receiving the equalized signal representative of a quadrature amplitude modulated signal the phase-offset and a phase corrector for deriving the corrected signal. 이들 실시예 중 몇몇은 균등화된 신호를 슬라이스하여 실수 및 허수 시퀀스를 획득하는 2-레벨 슬라이서를 포함한다. Some of these embodiments comprises a two-level slicer for slicing to the equalized signal to obtain the real and imaginary sequence. 이들 실시예 중 몇몇은 실수 및 허수 시퀀스와 저장된 프레임-동기 의사-랜덤 시퀀스의 대응하는 부분과의 상관을 수행하는 프레임 동기화기를 포함한다. Some of these embodiments are the real and imaginary sequence with the stored frame include a frame synchronization for performing a correlation between the corresponding portions of the random sequence, pseudo-sync. 이들 실시예 중 몇몇은 프레임 동기화기에 의해 위상 오프셋 보정기로 제공된 위상 보정 신호를 포함한다. Some of these embodiments includes a phase correction signal supplied to the phase offset compensator by a frame synchronization. 이들 실시예 중 몇몇에서, 위상 보정 신호는 상관의 최대 실수 및 허수값에 기반한다. In some of these embodiments, the phase correction signal is based on the maximum value of the real and imaginary correlation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화기는 인가된 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼상에 지속적인 상호-상관을 수행한다. In some of these embodiments, constant cross on a frame synchronization group is a sliced ​​quadrature amplitude modulation symbols and performs the correlation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 지속적인 상호-상관은 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본으로 실수 및 허수 시퀀스에 대해 개별적으로 수행된다. In some of these embodiments, constant cross-correlation is the binary frame are performed separately for the stored copy of the random noise sequence of real and imaginary sequence motive doctor. 이들 실시예 중 몇몇에서, 직교 진폭 변조된 신호는 천공된 격자 코드를 사용하여 변조된다. In some of these embodiments, the quadrature amplitude modulation signal is modulated with a perforated grid code. 이들 실시예 중 몇몇에서, 직교 진폭 변조된 신호는 직교 위상 시프트 키잉 변조를 사용하여 변조된다. In some of these embodiments, a quadrature amplitude modulated signal is modulated using quadrature phase shift keying modulation. 이들 실시예 중 몇몇에서, QAM 신호는 16-QAM 을 사용하여 변조된다. In some of these embodiments, QAM signal is modulated using 16-QAM. 이들 실시예 중 몇몇에서, QAM 은 64-QAM 을 사용하여 변조된다. In some of these embodiments, QAM is modulated using 64-QAM. 이들 실시예 중 몇몇에서, 직교 진폭 변조된 신호의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가지며, 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호는 균등화된 신호에서의 위상 회전을 나타낸다. In some of these embodiments, the frame synchronizing symbol in the quadrature amplitude modulated signal has the same sign, the sign of the real and imaginary maximum value of the correlation represents a phase rotation in the equalized signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화에 의해 제공된 위상 보정 신호는 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호를 포함한다. In some of these embodiments, the phase correction signal supplied by the frame synchronization, and a sign of the maximum value of the real and imaginary correlation. 위상 오프셋 보정기는 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호로 LUT를 인덱싱함으로써 위상-보정된 신호를 도출하여 위상 보정값을 결정한다. Phase offset compensator is a phase, by indexing the LUT with the sign of the maximum value of the real and imaginary correlation-determines a phase correction value to derive a corrected signal.

본 발명의 특정 실시예는 수신기에서 직교 진폭 변조된 신호의 반송파 위상 오프셋을 보정하는 방법을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a method for correcting the carrier phase offset of the quadrature amplitude modulated signal at the receiver. 이들 실시예 중 몇몇은 신호를 균등화하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for equalizing the signal. 이들 실시예 중 몇몇은 균등화된 신호를 슬라이스하는 것을 포함하여, 이에 의해 균등화된 신호로부터 실수 및 허수 시퀀스를 획득한다. Some of these embodiments, including the slice the equalization signal, and obtains the real and imaginary sequence from the signal equalized thereby. 이들 실시예 중 몇몇은 실수 및 허수 시퀀스의 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for identifying the frame synchronization sequence of real and imaginary sequence. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 저장된 의사-랜덤 시퀀스를 실수 및 허수 시퀀스와 상관시키는 것을 포함한다. In some of these embodiments, identifying the frame synchronization sequence stored in a pseudo-random sequence it includes correlating the real and imaginary sequence. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 실수 및 허수 시퀀스와 관련된 최대 상관값으로부터 프레임의 시작을 결정하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, identifying the frame synchronization sequence includes determining the start of a frame from the maximum correlation value concerning the real and imaginary sequence. 이들 실시예 중 몇몇은 최대 상관값에 기반하여 균등화된 신호의 위상 에러를 정정하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for correcting the phase error of the equalized signal based on the maximum correlation value.

이들 실시예 중 몇몇에서, 상관 단계는 일련의 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼과 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본과의 지속적인 상호-상관을 수행하는 단계를 포함한다. In some of these embodiments, the correlation step is a series of sliced ​​quadrature amplitude modulated symbols and the binary frame - and a step for performing a correlation-constant cross with the stored copy of the random noise sequence, pseudo-sync. 이들 실시예 중 몇몇에서, 상관 단계는 실수 및 허수 시퀀스로 프레임 동기화 시퀀스의 저장된 복사본에 개별적으로 지속적인 상호-상관을 수행하는 단계를 포함한다. In some of these embodiments, the correlation step are individually constant cross the saved copy of the frame synchronization sequence in the real and imaginary sequence, and a step for performing a correlation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가진다. In some of these embodiments, frame synchronization symbols of a frame synchronization sequence have the same code. 이들 실시예 중 몇몇에서, 위상 에러를 정정하는 것은 최대 상관값의 부호에 기반하여 균등화된 신호의 위상 회전을 결정하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, it is to correct the phase error includes determining a phase rotation of the signal equalization on the basis of the sign of the maximum correlation value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 균등화된 신호의 위상 에러를 보정하는 것은 실수 및 허수 최대 상관값의 부호로 LUT를 인덱싱하는 것을 포함한다. It is in some of these embodiments, the correction of the phase error of the equalized signal comprises indexing the LUT with the sign of the real and imaginary maximum correlation value.

본 발명의 특정 실시예는 직교 진폭 변조된 신호의 반송파 위상 오프셋을 보정하는 방법을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a method for correcting the carrier phase offset of the quadrature amplitude modulated signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 명령을 실행하도록 구성된 하나 이상의 프로세서들을 포함하는 시스템에서 구현될 수 있다. In some of these embodiments, the method may be implemented in a system including one or more processors configured to execute the command. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서상에서 신호를 균등화하도록 구성된 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for executing the command are configured to equalize the signals on one or more processors. 이들 실시예 중 몇몇은 균등화된 신호를 슬라이스하여, 이에 의해 균등화된 신호로부터 실수 및 허수 시퀀스를 획득하도록 구성된 명령을 하나 이상의 프로세서상에서 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those by slicing the equalized signal, to execute a command configured to obtain real and imaginary sequence from the signal equalized by this on one or more processors. 이들 실시예 중 몇몇은 실수 및 허수 시퀀스의 프레임 동기화 시퀀스를 식별하도록 구성된 명령을 하나 이상의 프로세서상에서 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for executing the command are configured to identify the frame synchronization sequence of real and imaginary sequence on one or more processors. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 실수 및 허수 시퀀스로 프레임 동기화 시퀀스의 저장된 복사본에 개별적으로 지속적인 상호-상관을 수행하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, identifying the frame synchronization sequence in the constant cross-stored copy of the frame synchronization sequence in the real and imaginary sequence individually - it includes performing a correlation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 실수 및 허수 시퀀스와 관련된 최대 상관값으로부터 프레임의 시작을 결정하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, identifying the frame synchronization sequence includes determining the start of a frame from the maximum correlation value concerning the real and imaginary sequence. 이들 실시예 중 몇몇에서, 최대 상관값에 기반하여 균등화된 신호의 위상 에러를 보정하도록 구성된 명령을 하나 이상의 프로세서상에서 실행하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, including those running on one or more processor instructions configured to correct the phase errors of the equalized signal based on the maximum correlation value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가진다. In some of these embodiments, frame synchronization symbols of a frame synchronization sequence have the same code. 이들 실시예 중 몇몇에서, 위상 에러를 보정하는 것은 최대 상관값의 부호에 기반하여 균등화된 신호의 위상 회전을 결정하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, it is to correct the phase error includes determining a phase rotation of the signal equalization on the basis of the sign of the maximum correlation value.

본 발명의 특정 실시예는 심볼의 성좌도를 식별하는 방법을 제공한다. A particular embodiment of the invention provides a method of identifying a constellation of symbols. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템의 하나 이상의 프로세서에 의해 수행된다. In some of these embodiments, the method is a multi-is carried out by one or more processors of the mode quadrature amplitude modulated communication system. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 신호의 전력 분배를 특징화하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those in which one or more processors executing the instructions to characterize the power distribution of the signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 전력 분배는 신호에서 검출된 전력 레벨의 발생을 통계적으로 추적한다. In some of these embodiments, the power distribution is statistically track the occurrence of the power level detected by the signal. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 전력 분배 내에서 전력 레벨의 하나 이상의 피크 발생을 결정하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those which one or more processors to execute the instructions to determine one or more peak occurs in the power level within the power distribution. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 피크 발생의 분배에 기반하여 성좌도를 결정하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those that run a command to determine the constellation to the one or more processors based on a distribution of the peak occurrence.

이들 실시예 중 몇몇에서, 하나 이상의 프로세서는 하나 이상의 피크 발생의 확산에 기반하여 성좌도를 결정한다. In some of these embodiments, the at least one processor determines the constellation based on the spread of the peak occurrence of one or more. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호는 균등화된 신호이며, 하나 이상의 프로세서는 전력 분배의 히스토그램의 복수의 섹션을 시험함으로써 성좌도를 결정한다. In some of these embodiments, the signal is an equalized signal, the at least one processor determines the constellation by testing a plurality of sections of the power distribution histogram. 이들 실시예 중 몇몇에서, 각각의 섹션은 복수의 성좌도 후보 중 모두가 아닌 하나와 관련된 전력 레벨의 범위에 대응한다. In some of these embodiments, each section corresponds to a range of power levels associated with one but not all of the plurality of candidate constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 성좌도 후보는 직교 위상 시프트 키 성좌도 및 QAM 성좌도를 포함한다. In some of these embodiments, the plurality of candidate constellation comprises a quadrature phase shift key constellation and a QAM constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 성좌도 후보는 16-QAM 및 64-QAM 성좌도를 포함한다. In some of these embodiments, the plurality of candidate constellation includes 16-QAM and 64-QAM constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 성좌도 후보는 256-QAM 성좌도를 포함한다. In some of these embodiments, the plurality of candidate constellation includes a 256-QAM constellation.

이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 성좌도 결정의 각각의 연속에 대한 단계를 수행함으로써 식별된 성좌도의 신뢰도를 확립하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those that run a command to establish the reliability of the constellation identified by the one or more processors to perform the steps for each successive determination of the constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 이 단계는 계속적인 결정이 성좌도의 아이덴터티를 확인하는 경우 카운터를 증가하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, this step involves increasing the counter if a continue decision confirmed the identity of the constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 이 단계는 계속적인 결정이 상이한 성좌도를 식별하는 경우 카운터를 감소하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, this step comprises decreasing the counter when a subsequent decision identify different constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 이 단계는 카운터의 값에 기반하여 신뢰도의 측정을 제공하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, this step involves, based on the value of the counter to provide a measure of reliability.

이들 실시예 중 몇몇에서, 카운터는 복수의 성좌도 후보 각각에 제공되며, 성좌도는 성좌도의 대응하는 카운터가 임계값을 초과하는 경우 식별된다. In some of these embodiments, a counter is provided for each of the plurality of candidate constellation, constellation is identified if a corresponding counter for the constellation exceeds the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 전력 레벨의 피크 발생은 성좌도의 코너 심볼에 대응한다. Peak occurs in some of these embodiments, the power level corresponds to a corner of the symbol constellation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 신호가 균등화되기 이전에 식별된다. In some of these embodiments, the constellation is identified before the signal is equalized.

본 발명의 특정 실시예는 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법을 제공한다. Certain embodiments of the present invention is a multi-provides a method for identifying a constellation of symbols in the mode quadrature amplitude modulated communication system. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 통신 시스템의 모뎀의 프로세서에 의해 수행된다. In some of these embodiments, the method is performed by a processor of the modem of the communication system. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프로세서가 모뎀에서 수신된 데이터 프레임의 시작의 검출에 응답하는 데이터 프레임으로부터 모드 정보를 추출하게 하는 명령을 수행하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, it involves the processor to perform the instruction to extract the mode information from a data frame in response to the detection of the start of the data frame received from the modem. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 복수의 잠재적 성좌도 코드들 중에서 모드 비트의 대응하는 코드에 가장 근접하게 정합하는 코드를 선택함으로써 현재 성좌도를 결정하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those that run a command to determine the current constellation by selecting the code the processor matching closest to the corresponding code to the mode bits from a plurality of potential code constellation. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 현재 성좌도가 이전에 결정된 성좌도에 정합하는 경우 이전에 식별된 성좌도와 관련된 신뢰도 매트릭을 증가하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those in which the processor executes a command to increase the reliability metric associated with the constellation identified previously if the current constellation is matched to the previously determined constellation. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 현재 성좌도가 이전에 식별된 성좌도와 상이한 경우, 현재 성좌도를 이전에 식별된 성좌도로서 기록하고 신뢰도 매트릭을 감소하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those in which the processor is currently the constellation if the constellation is different from previously identified, executing the command to the current recorded as a constellation plot identifies the constellation before and reduce reliability metric. 이들 실시예 중 몇몇은 신뢰도 매트릭이 미리 결정된 임계값을 초과하기까지, 프로세서가 모드 정보를 추출하고, 현재 성좌도를 결정하며, 후속하는 데이터 프레임에 대한 신뢰도 매트릭을 조정하게 하는 단계를 반복하는 것을 포함한다. Some of these embodiments will comprise up to exceed the reliability metric predetermined threshold, the processor extracts the mode information, and repeating the step of the current determines the constellation, and adjusting the confidence metric for the subsequent data frames do. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 성좌도 매트릭이 미리 결정된 임계값을 초과하는 경우 식별된다. In some of these embodiments, the constellation is identified, if it exceeds the threshold, the constellation predetermined metric.

이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도 코드를 선택하는 것은 프로세서가 복수의 잠재적 성좌도 코드 각각을 대응하는 코드 비트들과의 상호-상관을 수행하게 하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, selecting the code constellation is mutual with the code bits of the processor corresponding to each of a plurality of potential code constellation - involves the performed correlation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 데이터 프레임 및 후속하는 데이터 프레임을 전달하는 균등화된 신호에서 식별된다. In some of these embodiments, the constellation is identified in the equalized signal to pass the data frame and the subsequent data frames. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 프로세서가 신호로부터 반송파를 복구하고 있는 동안 식별된다. In some of these embodiments, the constellation is identified while the processor is recovering from a carrier signal. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 균등화기 필터 탭을 수렴하여 신호의 균등화를 승인하는 상수 계수 알고리즘을 사용하여 에러 신호를 계산하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for executing the command to calculate an error signal using a constant modulus algorithm to the processor accepts the equalization of the signal by taking the equalizer filter tap. 이들 실시예 중 몇몇에서, 에러 신호는 스케일링된 CMA 파라미터를 사용하여 계산되어 균등화 성능을 개선한다. In some of these embodiments, the error signal is computed using the CMA scaling parameters to improve the equalization performance. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호의 균등화를 수행하는 것은 균등화된 신호의 전력의 히스토그램을 분석하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, to perform equalization of the signals it comprises analyzing the histogram of the equalized signal power. 이들 실시예 중 몇몇에서, 히스토그램을 분석하는 것은 확률 질량 함수를 사용하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, the histogram analyzing it involves the use of a probability mass function. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호의 균등화를 수행하는 것은 프로세서가 균등화된 신호의 복수의 심볼과 관련된 전력을 계산하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, to perform an equalization of the signal includes executing a command to calculate a power related to a plurality of symbols of the processor, the equalization signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호의 균등화를 수행하는 것은 프로세서가 임계 전력 레벨을 사용함으로써 성좌도의 코너 심볼을 식별하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. In some of these embodiments, to perform an equalization of the signal it involves the processor executes the instructions to identify the corner of the symbol constellation by using the threshold power level. 이들 실시예 중 몇몇에서, 임계 전력 레벨은 성좌도의 아이덴터티를 나타낸다. In some of these embodiments, the threshold power level indicates the identity of the constellation.

본 발명의 특정 실시예는 비디오로부터 각각 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스는 나타내는 2개의 신호를 수신하고, 2개 중 하나의 신호를 합성 통과대역 비디오 신호로서 전송하며, 다른 신호를 기저대역 신호와 중첩하지 않는 통과대역 비디오 신호로서 변조 및 전송하도록 구성된 카메라측 모뎀을 포함하는 비디오 신호를 전송하는 시스템을 제공한다. Specific embodiments of the invention and the sequence of the image captured by each camera from the video receives the two signals shown, and transmits one signal of the two as a composite passband video signals, and other signals baseband signals and a pass-band that does not overlap a video signal provides a system for transmitting a video signal including a camera-side modem configured to modulation and transmission. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라측 모뎀은 기저대역 및 통과대역 비디오 신호를 결합하여 전송 신호를 제공하는 혼합기를 포함한다. In some of these embodiments, the camera-side modem includes a mixer for providing a transmission signal by combining the baseband and passband video signals. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라측 모뎀은 통신 라인을 통해 전송 신호를 전송하며 전송 라인으로부터 수신된 통과대역 신호를 추출하도록 구성된 다이플렉서 (diplexer)를 포함한다. In some of these embodiments, the camera-side modem comprises a diplexer (diplexer) configured to transmit and extract a band pass signal is received from the transmission line for transmitting signals over a communication line. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라측 모뎀은 카메라측 모뎀을 모니터링하며, 수신된 통과대역 신호가 식별된 경우 인에이블 신호를 생성하는 검출기를 포함한다. In some of these embodiments, the camera-side modem comprises a detector for generating an enable signal when the monitor and the camera-side modem, the received passband signal identification. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호 중 적어도 하나의 전송을 제어한다. In some of these embodiments, the enable signal controls the transfer of at least one of the baseband video signal and a pass-band video signal.

이들 실시예 중 몇몇에서, 통과대역 비디오 신호는 인에이블 신호가 생성되는 경우에만 전송된다. In some of these embodiments, which are transmitted only when the pass-band video signal is the enable signal generation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 수신된 통과대역 신호는 직교 진폭 변조된다. In some of these embodiments, the received passband signal is a quadrature amplitude modulation. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 직교 진폭 변조기에서의 평균 제곱 에러의 추정치를 모니터링하며, 인에이블 신호는 추정치가 임계값을 초과하는 경우 생성된다. In some of these embodiments, the detector monitors the estimate of the mean square error in the quadrature amplitude modulator, the enable signal is produced if the estimate exceeds the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 성좌도 검출기를 모니터링한다. In some of these embodiments, the detector monitors the constellation detector. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 성좌도 검출기에 의해 제공된 신뢰도의 측정에 기반하여 생성된다. In some of these embodiments, the enable signal is generated on the basis of measurement of the reliability provided by the constellation detector. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신뢰도의 측정은 프레임 동기화의 시퀀스에 기반한다. In some of these embodiments, a measure of reliability is based on the sequence of frame synchronization. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 균등화기의 평균 제곱 에러의 추정치를 모니터링한다. In some of these embodiments, the detector monitors the estimate of the mean square error of the equalizer. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 추정치가 임계값을 초과하는 경우 생성된다. In some of these embodiments, the enable signal is produced if the estimate exceeds the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 카메라측 모뎀의 자동 이득 제어 모듈의 이득 성분을 검출한다. In some of these embodiments, the detector detects the gain components of the camera-side modem, an automatic gain control module. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 이득 성분이 임계값 미만의 값을 갖는 경우 생성된다. In some of these embodiments, the enable signal is generated when the gain components having a value less than the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 수신된 통과대역 신호의 진폭을 모니터링한다. In some of these embodiments, the detector monitors the amplitude of the received passband signal. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 진폭이 임계값을 초과하는 값을 갖는 경우 생성된다. In some of these embodiments, the enable signal is generated when having the value of the amplitude exceeds the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 수신된 통과대역 신호는 인터넷 프로토콜에 따라 인코딩된 데이터를 포함한다. In some of these embodiments, the received passband signal comprises the encoded data according to Internet Protocol.

본 발명의 특정 실시예는 보안 시스템에서 신호를 제어하는 방법을 제공한다. A particular embodiment of the invention provides a method for controlling a signal from the security system. 이들 실시예 중 몇몇은 업스트림 모뎀에서, 동축 케이블 상에서 전송된 합성 신호에서 업스트림 QAM 신호의 존재를 검출하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those for detecting the presence of the upstream QAM signal from the synthesized signal sent on the upstream modem, a coaxial cable. 이들 실시예 중 몇몇은 엄스트림 모뎀이, 업스트림 QAM 신호가 존재하는 것을 결정되는 경우, 동축 케이블상에서 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호를 전송하게 하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those that moth stream modem, if it is determined that the upstream QAM signal is present, sends a composite video baseband signal and the passband video signals on the coaxial cable. 이들 실시예 중 몇몇에서, 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호는 비디오 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스의 동시 표현이다. In some of these embodiments, the composite baseband video signal and a pass-band video signal is a simultaneous representation of the sequence of images captured by a video camera. 이들 실시예 중 몇몇은 업스트림 모뎀이 동축 케이블 상에서 합성 기저대역 비디오 신호를 전송하게 하며, 업스트림 QAM 신호가 부재하는 것으로 결정되는 경우, 통과대역 비디오 신호의 전송을 방지하게 하는 것을 포함한다. Some of these embodiments include those upstream modem and transmits the composite baseband video signal on a coaxial cable, when it is determined that the upstream QAM signal member, which prevents the transmission of the pass-band video signal.

이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 자동 이득 제어 신호의 이득값이 임계값을 초과하는 경우 존재하는 것으로 결정된다. In some of these embodiments, the upstream QAM signal is determined to be present if the gain of the automatic gain control signal exceeds a threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 업스트림 QAM 신호의 진폭의 추정치가 임계값 미만인 경우 존재하는 것으로 결정된다. In some of these embodiments, the upstream QAM signal is determined by an estimate of the amplitude of the upstream QAM signals, if less than the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 균등화기의 평균 제곱 에러의 추정치가 임계값을 초과하는 경우 부재하는 것으로 결정된다. In some of these embodiments, the upstream QAM signal is determined to be a member if the estimate of the mean square error of the equalizer exceeds the threshold value. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 인터넷 프로토콜 데이터 패킷이 업스트림 QAM 신호에서 식별되는 경우 부재하는 것으로 결정된다. In some of these embodiments, the upstream QAM signal is determined to be a member if the internet protocol data packet identified in the upstream QAM signal.

본 발명의 특정 실시예는 비디오 신호를 전송하기 위해 자동으로 구성될 수 있는 시스템을 제공한다. Particular embodiments of the present invention provides a system that can be automatically configured to transmit video signals. 이들 실시예 중 몇몇은 비디오 카메라로부터 2개의 신호를 수신하도록 구성된 업스트림 모뎀을 포함한다. Some of these embodiments comprises an upstream modem configured to receive the two signals from the video camera. 이들 실시예 중 몇몇에서, 각각의 신호는 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스를 나타낸다. In some of these embodiments, each signal represents a sequence of images captured by the camera. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 모뎀은 2개의 신호 중 하나를 합성 기저대역 비디오 신호로서 전송하며, 다른 신호를 기저대역 신호와 중첩되지 않는 통과대역 비디오 신호로서 변조 및 전송하도록 구성된다. In some of these embodiments, the upstream modem transmits one of the two signal as a composite baseband video signal, and is a pass-band video signal does not overlap the other signal and the baseband signal configured to modulation and transmission. 이들 실시예 중 몇몇은 업스트림 모뎀으로부터 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호를 수신하여, 업스트림 모뎀에 업스트림 통과대역 신호를 전송하도록 구성된 다운스트림 모뎀을 포함한다. Some of these embodiments is to receive the composite baseband video signal and a pass-band video signal from the upstream modem, comprises a downstream modem configured to transmit an upstream signal pass band on the upstream modem. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 모뎀은, 업스트림 모뎀이 업스트림 통과대역 신호에서 저하 (degradation)를 검출하는 경우, 2개의 신호 중 적어도 하나의 전송을 중단한다. In some of these embodiments, an upstream modem, if the modem is detected upstream the reduction (degradation) in the upstream passband signal, 2 stops the transmission of at least one of the two signals.

본 발명이 특정 예시적인 실시예를 참조하여 설명되었지만, 다양한 변경물 및 수정물이 본 발명의 광범위한 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 이루어질 수 있음을 당업자에게 명백할 것이다. Although the invention has been described with reference to specific exemplary embodiments, it will be apparent to those skilled in the art that various modifications and modifications may be made without departing from the broader spirit and scope of the invention. 예를 들어, 압축된 디지털 HD 비디오를 기저대역 아날로그 비디오 신호와 함께 동시에 제공하는 시스템이 설명되었다. For example, a system has been described which provides at the same time with the compressed digital video and the HD baseband analog video signals. 본 발명의 또 다른 실시예는 동시 표준 디지털 및 아날로그 공급을 제공한다. Another embodiment of the invention provides a concurrent standard digital and analog supplies. 다른 실시예는 기저대역 아날로그 비디오와 함께 전체 프레임 레이트 디지털 HD 비디오 아날로그를 제공한다. Another embodiment provides a full-frame rate digital HD video with analog baseband analog video. 따라서, 상세한 설명 및 도면은 제한의 의미가 아닌 설명의 의미로 간주되어야 한다. Accordingly, the specification and drawings are to be regarded as a means of illustration, not a limiting sense.

Claims (109)

  1. 이미지 센서로부터 이미지 센서를 수신하여 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호를 생성하되, 상기 비디오 신호는 기저대역 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함하는, 프로세서; But it receives the image sensor from the image sensor to generate a plurality of video signals representing an image signal, the video signal including a baseband signal and a digital video signal, comprising: a processor; And
    케이블을 통한 전송을 위해 출력 신호로서 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 디지털 비디오 신호를 결합하는 인코더를 포함하는, 카메라. As an output signal for transmission over the cable, including an encoder for combining the baseband video signal and the digital video signal, a camera.
  2. 제 1항에 있어서, According to claim 1,
    상기 결합된 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성인, 카메라. The combined baseband and digital video signals are substantially isochronous, camera.
  3. 제 1항에 있어서, According to claim 1,
    상기 기저대역 비디오 신호는 표준 아날로그 비디오 신호를 포함하는, 카메라. The baseband video signal, the camera comprises a standard analog video signal.
  4. 제 1항에 있어서, According to claim 1,
    상기 디지털 비디오 신호는 상기 기저대역 비디오 신호와의 결합 이전에 변조되는, 카메라. The digital video signal is coupled to the camera, which is modulated prior to and the baseband video signal.
  5. 제 4항에 있어서, 5. The method of claim 4,
    상기 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호인, 카메라. The digital video signal is of high quality, digital video camera signal.
  6. 제 4항에 있어서, 5. The method of claim 4,
    상기 디지털 비디오 신호의 프레임 레이트는 상기 이미지 신호의 프레임 레이트 미만인, 카메라. Frame rate of the digital video signal is less than the frame rate of the image signal, a camera.
  7. 제 4항에 있어서, 5. The method of claim 4,
    상기 변조된 디지털 신호는 비디오 캡처 디바이스에 제공되는, 카메라. The modulated digital signal, a camera provided to the video capture device.
  8. 제 1항에 있어서, According to claim 1,
    상기 케이블로부터 수신된 업스트림 신호를 복조하도록 구성된 디코더를 더 포함하며, 상기 복조된 업스트림 신호는 제어 신호들을 포함하는, 카메라. Further comprising: a decoder configured to demodulate a signal received from the cable upstream, the upstream demodulated signal including a control signal, the camera.
  9. 제 8항에 있어서, The method of claim 8,
    상기 제어 신호는 상기 카메라의 위치 및 방향을 제어하는 신호를 포함하는, 카메라. The control signal, the camera including a signal for controlling the position and orientation of the camera.
  10. 제 8항에 있어서, The method of claim 8,
    상기 제어 신호는 프로세서에 의해 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 디지털 비디오 신호의 생성을 제어하는 신호를 포함하는, 카메라. The control signal, the camera including a signal for controlling the generation of the baseband video signal and the digital video signal by the processor.
  11. 제 10항에 있어서, 11. The method of claim 10,
    상기 제어 신호는 상기 기저대역 비디오 신호를 인코딩하는 상기 이미지 신호의 일부를 선택하는 신호를 포함하는, 카메라. The control signal, the camera including a signal for selecting a portion of the image signal encoding the baseband video signal.
  12. 제 10항에 있어서, 11. The method of claim 10,
    상기 제어 신호는 상기 디지털 비디오 신호로서 인코딩하는 상기 이미지 신호의 일부를 선택하는 신호를 포함하는, 카메라. The control signal, the camera including a signal for selecting a portion of the image signal to encode as the digital video signal.
  13. 제 8항에 있어서, The method of claim 8,
    상기 복조된 업스트림 신호는 상기 카메라의 오디오 출력을 구동하는 오디오 신호를 포함하는, 카메라. The demodulated upstream signal, a camera including an audio signal that drives the audio output of the camera.
  14. 비디오 이미징 비디오로부터 수신된 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하여 변조된 디지털 신호를 획득하는 단계; The video signal received from the video imaging video comprising: obtaining a digital signal modulated by frequency division multiplexing;
    상기 변조된 디지털 신호를 상기 비디오 신호를 나타내는 기저대역 아날로그 신호와 결합함으로써 출력 신호를 생성하는 단계; Generating an output signal by combining the modulated digital signal and a baseband analog signal representing said video signal; And
    디지털 비디오 캡처 디바이스 및 상기 기저대역 아날로그 신호로부터 도출된 비디오 이미지를 디스플레이하는 디바이스를 포함하는 하나 이상의 디바이스에 상기 출력 신호를 전송하는 단계를 포함하는, 비디오 이미지 전송 방법. And video image transmission method for transmitting the output signals to one or more devices including a digital video capture device, and a device for displaying a video image derived from the baseband analog signal.
  15. 제 14항에 있어서, 15. The method of claim 14,
    상기 디지털 비디오 캡처 디바이스는 상기 변조된 디지털 신호로부터 추출된 프레임의 시퀀스를 기록하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Wherein the digital video capturing device is a signal control method, a security system which records a sequence of frames extracted from the modulated digital signal.
  16. 제 14항에 있어서, 15. The method of claim 14,
    상기 디지털 비디오 캡처 디바이스는 비디오 서버를 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Method of signal control, security system of the digital video capturing device comprises a video server.
  17. 제 14항에 있어서, 15. The method of claim 14,
    상기 디지털 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하는 단계는, Further comprising: multiplexing the frequency dividing said digital video signal,
    상기 비디오 신호를 압축하는 단계; Thereby compressing the video signal; And
    상기 압축된 비디오 신호를 반송파상에 변조하는 단계를 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Comprising the step of modulating the compressed video signal on a carrier, wherein the signal control of the security system.
  18. 제 14항에 있어서, 15. The method of claim 14,
    상기 출력 신호를 전송하는 단계는, 동축 케이블에 상기 출력 신호를 제공하는 단계, 및 상기 동축 케이블로부터 수신된 입력 신호를 복조하여 제어 신호를 획득하는 단계를 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Transmitting the output signal, providing said output signals on a coaxial cable, and a signal control method, the security system including the steps of: obtaining a control signal by demodulating an input signal received from the coaxial cable.
  19. 제 18항에 있어서, 19. The method of claim 18,
    합성 비디오 신호에서 상기 비디오 신호 중 일부를 인코딩함으로써 상기 기저대역 아날로그 신호를 생성하는 단계; In the composite video signal to produce the baseband analog signal by encoding a portion of the video signal; And
    상기 제어 신호를 사용하여 상기 합성 비디오 신호에서 인코딩될 상기 비디오 신호 중 일부를 선택하는 단계를 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Method of signal control, security system including the steps of: using said control signal selecting a portion of the video signal to be encoded in the composite video signal.
  20. 제 18항에 있어서, 19. The method of claim 18,
    상기 제어 신호를 사용하여 상기 카메라의 위치를 제어하는 단계를 더 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Signal control method, the security system further comprising controlling the position of the camera by using the control signal.
  21. 제 18항에 있어서, 19. The method of claim 18,
    상기 입력 신호를 복조하는 단계는 상기 입력 신호로부터 오디오 신호를 추출하는 단계를 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Demodulating the input signal is the control signal, the security system comprising the step of extracting the audio signal from the input signal.
  22. 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 복수의 비디오 신호를 생성하되, 상기 복수의 비디오 신호 각각은 카메라의 시야 중 적어도 일부를 나타내고, 상기 복수의 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함하는, 프로세서; But generates a plurality of video signals by receiving an image signal from the image sensor, each of the plurality of video signals represent at least a portion of the field of view of the camera, the plurality of video signal including a baseband video signal and a digital video signal, processor;
    상기 카메라에 의해 수신된 제어 신호에 응답하도록 구성된 제어 로직으로서, 상기 제어 신호는 상기 기저대역 및 디지털 비디오 신호의 컨텐츠를 제어하는, 상기 제어 로직; A control logic configured to respond to the control signal received by the camera, the control signal, the control logic for controlling the content of the baseband and digital video signals; And
    상기 디지털 비디오 신호를 변조하도록 구성된 변조기를 포함하며, 상기 변조된 디지털 비디오 신호 및 상기 기저대역 비디오 신호는 상기 카메라에 의해 동시에 전송되는, 카메라. And a modulator configured to modulate the digital video signal and the modulated digital video signal and the baseband video signal, the camera by the camera is transmitted at the same time.
  23. 제 22항에 있어서, 23. The method of claim 22,
    상기 제어 신호는 상기 복수의 비디오 신호 중 적어도 하나에 의해 나타나는 시야 중 일부를 이동시키는, 카메라. The control signal for moving a part of the field of view represented by at least one of the plurality of video signals, the camera.
  24. 제 22항에 있어서, 23. The method of claim 22,
    상기 제어 신호는 무선 신호로서 수신되는, 카메라. The control signal, the camera is received as a radio signal.
  25. 제 22항에 있어서, 23. The method of claim 22,
    상기 변조된 디지털 비디오 신호는 무선으로 전송되는, 카메라. The modulated digital video signal, the camera that is sent over the air.
  26. 제 22항에 있어서, 23. The method of claim 22,
    상기 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성인, 카메라. The baseband and digital video signals are substantially isochronous the camera.
  27. 케이블을 통한 전송을 위해 출력 신호로서 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 변조된 디지털 비디오 신호를 결합하는 인코더를 더 포함하는, 카메라. As an output signal for transmission over the cable further includes an encoder coupled to the baseband video signal and the modulated digital video signal, a camera.
  28. 주파수에 의해 분리되며 케이블에 의해 전달되는 디지털 신호 및 기저대역 아날로그 신호로의 사용을 위한 시스템으로서, 상기 시스템은, It is separated by a frequency as a system for use with a digital signal and a baseband analog signal transmitted by the cable, the system comprising:
    수신기에서 수신된 상기 디지털 신호로부터 왜곡을 제거하는 디지털 균등화기; A digital equalizer for removing distortion from the digital signal received by the receiver; And
    상기 케이블에 의해 상기 아날로그 신호의 감쇄를 보상하는 아날로그 균등화기를 포함하며, Includes an analog equalization to compensate for the attenuation of the analog signal by the cable,
    상기 아날로그 균등화기는 기저대역 아날로그 필터 세트 중 하나를 적용하여 상기 감쇄를 보상하며, 상기 적용된 기저대역 아날로그 필터는 상이한 주파수에서 감쇄에서의 차이의 디지털 균등화기에 의해 계산된 추정치에 기반하여 선택되는, 시스템. The analog-leveling groups baseband analog filter system is selected on the basis of the estimates calculated by a digital equalization of the difference in attenuation at different frequencies and compensating for the damping by applying one of the baseband analog filter set, and the applied.
  29. 제 28항에 있어서, 29. The method of claim 28,
    상기 디지털 신호 및 상기 아날로그 신호는 수신기와 카메라에 내장된 전송기 사이에 전송되며, 상기 수신기는 모니터에 상기 아날로그 신호를 나타내는 균등화된 신호를 제공하는, 시스템. The digital signal and the analog signal is transmitted between a transmitter and a receiver built into the camera, the receiver providing an equalization signal representative of the analog signal to a monitor, system.
  30. 제 29항에 있어서, 30. The method of claim 29,
    상기 케이블은 동축 케이블을 포함하는, 시스템. The cables, the system comprising a coaxial cable.
  31. 제 30항에 있어서, 31. The method of claim 30,
    상기 왜곡은 상기 케이블의 길이와 함께 증가하는, 시스템. The distortion is, systems that increase with the length of the cable.
  32. 제 28항에 있어서, 29. The method of claim 28,
    상기 왜곡은 다중경로 왜곡을 포함하는, 시스템. The distortion is a system including a multi-path distortion.
  33. 제 32항에 있어서, 33. The method of claim 32,
    상기 감쇄에서의 차이는 기울기 (tilt)가 대략 선형인 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 주파수 대역으로부터 계산된 추정치를 포함하는, 시스템. The difference in the attenuation slope (tilt) is, the system containing the estimates calculated from the band having a substantially linear power spectral density.
  34. 제 33항에 있어서, 35. The method of claim 33,
    상기 기울기는 복수의 필터 탭에 대해 고속 푸리에 변환을 사용하여 계산되는, 시스템. The slope is, the system is calculated using a fast Fourier transform on a plurality of filter taps.
  35. 제 33항에 있어서, 35. The method of claim 33,
    상기 주파수 대역 내의 주파수 빈들 (bins)은 합산: Frequency bins (bins) within the frequency band are combined:
    Figure pct00139

    Figure pct00140

    을 사용하여 상기 디지털 균등화기의 주파수 응답을 승인하도록 선택되며, Use is selected to accept the frequency response of the digital equalizer,
    여기서, G[k]는 시간-도메인 수렴된 균등화기 필터 탭의 고속 푸리에 변환 (DFT)이며, k1 는 상기 DFT의 특정 주파수 빈에 대응하는, 시스템. Here, G [k] is time-and fast Fourier transform (DFT) domain of the converging equalizer filter tap, k1, the system corresponding to a particular frequency bin of the DFT.
  36. 제 28항에 있어서, 29. The method of claim 28,
    상기 디지털 신호는 카메라에 의해 캡처된 비디오 이미지의 고화질 표현을 포함하며, 상기 아날로그 신호는 상기 비디오 이미지의 표준 표현을 포함하는, 시스템. Wherein the digital signal comprises a high-quality representation of a video image captured by the camera, the analog signal, a system including a standard representation of the video image.
  37. 주파수에 의해 아날로그 신호로부터 분리된 디지털 신호를 전달하는 케이블에서의 아날로그 신호를 균등화하는 방법으로서, 상기 방법은 상기 아날로그 신호 및 상기 디지털 신호를 수신하여 기저대역 비디오 신호를 출력하는 모뎀에 의해 수행되고, 상기 방법은, A method of equalizing an analog signal in the cable for transmitting the digital signal separated from the analog signal by a frequency, the method being performed by the modem to output a baseband video signal by receiving the analog signal and the digital signal, the method comprising the steps of:
    상기 디지털 신호에서 기울기를 계산하는 단계로서, 상기 기울기는 상기 케이블에 기여하는 주파수의 함수로서 감쇄를 특징화하는, 상기 기울기를 계산하는 단계; Comprising the steps of: calculating the slope in the digital signal, the slope calculating the slope characterizing the attenuation as a function of the frequency which contributes to the cable;
    상기 계산된 기울기에 기반하여 상기 디지털 신호를 균등화하는 단계; The step of equalizing the digital signal on the basis of the calculated gradient;
    상기 계산된 기울기를 사용함으로써 아날로그 균등화기를 구성하여 기저대역 아날로그 필터들의 세트 중 하나를 선택하는 단계; Selecting one of the set of the baseband analog filters constituting the analog equalization by using the slope of the calculated; And
    상기 선택된 기저대역 아날로그 필터를 사용하여 상기 아날로그 신호를 균등화하는 단계를 포함하는, 아날로그 신호 균등화 방법. The selected baseband analog signal equalization method using the analog filter comprising the step of equalizing the analog signal.
  38. 제 37항에 있어서, 38. The method of claim 37,
    상기 아날로그 신호는 기저대역 비디오 신호 및 상기 기저대역 비디오 신호의 고화질 버전을 포함하는 상기 디지털 신호를 포함하는, 아날로그 신호 균등화 방법. The analog signal is an analog signal equalization method including the digital signal including a high-quality version of the baseband video signal and the baseband video signal.
  39. 제 38항에 있어서, 39. The method of claim 38,
    상기 케이블은 동축 케이블을 포함하며, 상기 기울기는 상기 케이블의 길이에 따라 변하는, 아날로그 신호 균등화 방법. The cable comprises a coaxial cable, the slope of the analog signal equalization method that varies according to the length of the cable.
  40. 제 39항에 있어서, 40. The method of claim 39,
    상기 기울기는 다중-경로 왜곡들로부터 도출되는, 아날로그 신호 균등화 방법. The slope of the multi-analog signal equalization method is derived from the distortion path.
  41. 제 37항에 있어서, 38. The method of claim 37,
    상기 기울기를 계산하는 단계는, 기울기가 대략 선형인 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 주파수 대역 내의 감쇄를 추정하는 단계를 포함하는, 아날로그 신호 균등화 방법. Calculating the slope, the analog signal equalization method including the steps of estimating an attenuation in the slope of the band having a substantially linear power spectral density.
  42. 제 41항에 있어서, 42. The method of claim 41,
    상기 감쇄를 추정하는 단계는 복수의 필터 탭에 대해 고속 푸리에 변환을 사용하는, 아날로그 신호 균등화 방법. Estimating the attenuation, the analog equalized signal using a fast Fourier transform on a plurality of filter taps.
  43. 제 42항에 있어서, 43. The method of claim 42,
    상기 감쇄를 추정하는 단계는 상기 주파수 대역 내의 주파수 빈들 (bins)을 선택하는 단계를 포함하며, 상기 선택된 주파수 빈들은 상기 기울기를 계산하는 단계의 효율성을 최적화하는, 아날로그 신호 균등화 방법. Estimating the attenuation comprises the step of selecting the frequency bins (bins) within the frequency band, wherein the selected frequency bins, the analog signal equalizing method for optimizing the efficiency of calculating the slope.
  44. 데이터의 프레임을 인터리빙하며, 프레임 구조에 동기화된 컨벌루션 바이트 인터리버 (convloutional byte interleaver); And interleaving the data frame, the synchronization to the frame structure convolutional byte interleaver (convloutional byte interleaver);
    상기 인터리빙된 데이터 프레임으로부터 랜덤화된 데이터 프레임을 생성하는 랜덤화기; Random weapon to produce a randomized data frame from the interleaved data frame;
    상기 랜덤화된 데이터 프레임으로부터 격자 코딩된 데이터 프레임을 생성하는 선택된 코드 레이트에서 동작하는 천공된 격자 코드 변조기 (punctured trellis code modulator); The randomized perforated grid code modulator operating at a selected code rate to generate the grid-coded data frame from the data frame (punctured trellis code modulator);
    상기 격자 코딩된 데이터 프레임에서의 비트 그룹을 변조 심볼들에 정합시켜, 정합된 프레임을 제공하는 QAM 정합기; QAM matching device by which the matching of the modulation bit group in the lattice coded data symbol frames, provided the registration frame; And
    상기 정합된 프레임에 동기화 패킷을 부가하는 동기화기를 포함하는, 디지털 통신 시스템. Comprising a synchronization adding a synchronization packet to the matched frames, a digital communication system.
  45. 제 44항에 있어서, 45. The method of claim 44,
    상기 천공된 격자 코드 변조기는 상기 시스템의 측정된 백색 잡음 성능에 r반하여 최적화된 네트 (net) 비트 레이트를 획득하도록 바이패스되는, 디지털 통신 시스템. The perforated grid code modulator, a digital communication system in which a by-pass so as to obtain a optimized r against the measured white noise performance network (net) bit rate of the system.
  46. 제 44항에 있어서, 45. The method of claim 44,
    상기 동기화 패킷은 정합된 프레임의 시퀀스 각각에 부가되는, 디지털 통신 시스템. The synchronization packet is a digital communication system is added to a sequence of each of the matched frames.
  47. 제 46항에 있어서, 47. The method of claim 46,
    상기 동기화 패킷의 일부는 상기 변조 심볼 중 실수부 및 허수부에 대해 상이한 이진 시퀀스를 포함하는, 디지털 통신 시스템. Some of the synchronization packet, the digital communication system including a different binary sequence for the real and imaginary part of the modulation symbols.
  48. 제 46항에 있어서, 47. The method of claim 46,
    상기 동기화 패킷의 일부는 상기 변조 심볼 중 실수부 및 허수부에 대해 동일한 이진 시퀀스를 포함하는, 디지털 통신 시스템. Some of the synchronization packet, the digital communication system including the same binary sequence for the real and imaginary part of the modulation symbols.
  49. 제 48항에 있어서, 49. The apparatus of claim 48,
    상기 동기화 패킷은 상기 정합된 프레임에 대한 전송 모드를 나타내는 데이터를 포함하는, 디지털 통신 시스템. The synchronization packet is a digital communication system containing data representing a transmission mode for the matched frame.
  50. 제 49항에 있어서, 50. The method of claim 49,
    상기 전송 모드를 나타내는 데이터는 선택된 QAM 성좌도 및 선택된 격자 코드 레이트를 포함하는, 디지털 통신 시스템. Digital communication system for data indicative of the transmission mode comprises a selected QAM constellation and code rate selected grid.
  51. 제 44항에 있어서, 45. The method of claim 44,
    상기 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 상수 진정수 (integral number)의 리드-솔로몬 (Reed-Solomon) 패킷들을 생성하는, 디지털 통신 시스템. The system lead-in constant integer (integral number) for each data frame, regardless of the transmission mode-Solomon (Reed-Solomon), a digital communication system for generating a packet.
  52. 제 44항에 있어서, 45. The method of claim 44,
    상기 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 진정수의 변조 심볼을 생성하는, 디지털 통신 시스템. The system includes a digital communication system for generating a modulation symbol of the integer for each data frame, regardless of the transmission mode.
  53. 제 44항에 있어서, 45. The method of claim 44,
    상기 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 진정수의 천공 패턴 주기를 생성하는, 디지털 통신 시스템. The system comprising: a digital communication system for generating a puncturing pattern cycle of the integer for each data frame, regardless of the transmission mode.
  54. 가변 네트 비트 레이트 디지털 통신 시스템에 대한 프레임화 방법으로서, A framing method for a variable net bit rate digital communications system,
    상이한 직교 진폭 변조 (QAM) 성좌도 세트를 제공하는 단계; Comprising the steps of: providing a different quadrature amplitude modulation (QAM) constellation set;
    각각 관련된 모드에 대응하는 천공된 격자 코드 조합을 사용하여 데이터 패킷들의 프레임을 생성하는 단계; The step of using a perforated grid code combination corresponding to the respective associated mode generates frames of data packets; And
    가변 진정수의 QAM 심볼을 갖는 프레임을 제공하는 단계를 포함하며, Comprising the steps of: providing a frame having a QAM symbols of the variable integer,
    상기 QAM 심볼의 수는 선택된 모드에 대응하며, 프레임당 관련된 바이트 및 리드-솔로몬 패킷의 수는 상수인, 가변 네트 비트 디지털 통신 시스템용 프레임 방법. The number of said QAM symbols corresponds to the selected mode, and the read byte associated per frame - the number of Solomon packet is constant, the method for varying the frame the net bit digital communications system.
  55. 제 54항에 있어서, 55. The method of claim 54,
    상기 천공된 격자 코드 조합을 사용하여 데이터 패킷들의 프레임을 생성하는 단계는, 상기 관련된 모드에 관계없이 데이터의 프레임당 진정수의 천공 패턴 주기를 생성하는 단계를 포함하는, 가변 네트 비트 디지털 통신 시스템용 프레임 방법. Wherein for using a perforated grid code combining step of generating a frame of the data packet, which includes the step of generating a per frame of data puncturing pattern cycle of the integer regardless of the related mode, the variable net-bit digital communication system how frame.
  56. 제 54항에 있어서, 55. The method of claim 54,
    상기 프레임당 격자 코더 천공 패턴 주기의 수는 모든 모드에 대해 정수인, 가변 네트 비트 디지털 통신 시스템용 프레임 방법. The number of lattice coder puncturing pattern period per frame is the frame method for integer variable net bit digital communications system for all modes.
  57. 제 55항에 있어서, The method of claim 55, wherein
    하나 이상의 모드에 대해 QAM 심볼당 데이터 비트의 수는 분수인, 가변 네트 비트 디지털 통신 시스템용 프레임 방법. For at least one mode number of data bits per QAM symbol is a fractional, a method for varying the frame the net bit digital communications system.
  58. 직교 진폭 변조된 신호를 나타내는 균등화된 신호를 수신하며, 상기 균등화된 신호로부터 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기; And receiving the equalization signal representative of the quadrature amplitude modulated signal, the equalized signal from the phase-phase offset compensator to derive a correction signal;
    상기 균등화된 신호를 슬라이스하여 실수 및 허수 시퀀스를 획득하는 2-레벨 슬라이서; The equalization signal to the slice level 2 for obtaining real and imaginary sequence slicer;
    상기 실수 및 허수 시퀀스와 저장된 프레임-동기 의사-랜덤 시퀀스의 대응하는 부분과의 상관을 수행하는 프레임 동기화기;및 The real and imaginary sequence with the stored frame-synchronous pseudo-response frame synchronizer for performing a correlation of the portion of the random sequence; and
    상기 프레임 동기화기에 의해 상기 위상 오프셋 보정기로 제공된 위상 보정 신호를 포함하며, 상기 위상 보정 신호는 상기 상관의 최대 실수 및 허수값에 기반하는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. By said frame synchronization, and a phase correction signal supplied to said phase offset compensator, the phase correction signal is a system for communicating digital video signals based on the maximum of the real and imaginary values ​​of the correlation.
  59. 제 58항에 있어서, The method of claim 58, wherein
    상기 프레임 동기화기는 인가하는 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼상에 지속적인 상호-상관을 수행하는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. Any system, the communication of digital video signals for performing-lasting mutual onto the sliced ​​quadrature amplitude modulation symbols for applying the frame synchronization group.
  60. 제 59항에 있어서, 60. The method of claim 59,
    상기 지속적인 상호-상관은 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본으로 상기 실수 및 허수 시퀀스에 대해 개별적으로 수행되는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. The constant cross-correlation is the binary frame-synchronous pseudo-system for communicating a digital video signal to be individually performed on the real and imaginary sequence with a stored copy of the random noise sequence.
  61. 제 58항에 있어서, The method of claim 58, wherein
    상기 직교 진폭 변조된 신호는 천공된 격자 코드를 사용하여 변조되는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. The quadrature amplitude modulated signal is a system for communicating digital video signals that are modulated using a perforated grid code.
  62. 제 58항에 있어서, The method of claim 58, wherein
    상기 직교 진폭 변조된 신호는 직교 위상 시프트 키잉 변조를 사용하여 변조되는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. The quadrature amplitude modulated signal is a system for communicating a digital video signal which is modulated using quadrature phase shift keying modulation.
  63. 제 58항에 있어서, The method of claim 58, wherein
    상기 직교 진폭 변조된 신호는 16-QAM을 사용하여 변조되는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. The quadrature amplitude modulated signal is a system for communicating digital video signals that are modulated using 16-QAM.
  64. 제 58항에 있어서, The method of claim 58, wherein
    상기 직교 진폭 변조된 신호는 64-QAM을 사용하여 변조되는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. The quadrature amplitude modulated signal is a system for communicating digital video signals that are modulated using 64-QAM.
  65. 제 58항에 있어서, The method of claim 58, wherein
    기 직교 진폭 변조된 신호의 프레임 동기 심볼들은 동일한 부호를 가지며, 상기 상관의 최대 실수 및 허수값은 상기 균등화기 신호의 위상 회전을 나타내는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. Group quadrature amplitude modulated symbols of the frame synchronization signals which the system have the same sign, communication up to the real and imaginary values ​​of the correlation is, the digital video signal representing a phase rotation of the signal equalizer.
  66. 제 65항에 있어서, The method of claim 65, wherein
    상기 프레임 동기화기에 의해 제공된 위상 보정 신호는 상기 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호를 포함하는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. The phase correction signal is a system for communicating digital video signals including the sign of the real and imaginary maximum value of the correlation provided by said frame synchronization.
  67. 제 65항에 있어서, The method of claim 65, wherein
    상기 위상 오프셋 보정기는 상기 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호로 룩업 테이블을 인덱싱함으로써 위상-보정된 신호를 도축하며 위상 보정 값을 결정하는, 디지털 비디오 신호를 통신하는 시스템. It said phase compensator is a phase offset by indexing a look-up table by the sign of the real and imaginary maximum value of the correlation-system of slaughter the corrected signal, and for determining a phase correction value, the communication of digital video signals.
  68. 수신기에서 직교 진폭 변조된 신호의 반송파 위상 오프셋을 보정하는 방법으로서, 상기 방법은, As a method for correcting the carrier phase offset of the quadrature amplitude modulated signal in a receiver, the method comprising:
    신호를 균등화하는 단계; The method comprising equalizing the signal;
    균등화된 신호를 슬라이스하여, 상기 균등화된 신호로부터 실수 및 허수 시퀀스를 획득하는 단계; By slicing the equalized signal, obtaining real and imaginary sequence from said equalized signal; And
    상기 실수 및 허수 시퀀스에서 프레임 동기 시퀀스를 식별하는 단계를 포함하며, Comprising the step of identifying the frame synchronization sequence in the real and imaginary sequence,
    상기 프레임 동기 시퀀스를 식별하는 단계는, The step of identifying the frame synchronization sequence,
    저장된 의사-랜덤 시퀀스를 상기 실수 및 허수 시퀀스와 상관시키는 단계; Stored pseudo-random sequence and the step of correlating the real and imaginary sequence;
    상기 실수 및 허수 시퀀스와 관련된 최대 상관값으로부터 프레임의 시작을 결정하는 단계; Determining a start of a frame from the maximum correlation value concerning the real and imaginary sequence; And
    상기 최대 상관값에 기반하여 상기 균등화된 신호에서의 위상 에러를 보정하는 단계를 포함하는, 방법. The method comprises the step of correcting a phase error in said equalized signal based on the maximum correlation value.
  69. 제 68항에 있어서, The method of claim 68, wherein
    상기 상관 단계는, 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 복사본으로 일련의 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼상에 지속적인 상호-상관을 수행하는 단계를 포함하는, 방법. The correlation step, the binary frame-synchronous pseudo-, comprising the step of performing a correlation-constant cross-on sequence of the sliced ​​quadrature amplitude modulation symbols with a copy of the random noise sequence.
  70. 제 68항에 있어서, The method of claim 68, wherein
    상기 상관 단계는, 상기 실수 및 허수 시퀀스로 개별적으로 프레임 동기화 시퀀스의 저장된 복사본상에 지속적인 상호-상관을 수행하는 단계를 포함하는, 방법. The correlation steps of continuous cross bonsang the copy stored in the individual frame synchronization sequence in the real and imaginary sequence, the method comprising the step of performing a correlation.
  71. 제 70항에 있어서, The method of claim 70, wherein
    상기 프레임 동기화 시퀀스의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가지는, 방법. How the frame synchronization symbols of the frame synchronization sequence having the same symbols.
  72. 제 71항에 있어서, The method of claim 71 wherein
    상기 위상 에러를 보정하는 단계는 상기 최대 상관값의 부호에 기반하여 상기 균등화된 신호의 우상 회전을 결정하는 단계를 포함하는, 방법. Correcting the phase error, determining a rotation of the upper right the equalized signal based on the sign of the maximum correlation value.
  73. 제 72항에 있어서, The method of claim 72, wherein
    상기 균등화된 신호에서 상기 위상 에러를 보정하는 단계는 실수 및 허수 최대 상관값으로 룩업 테이블을 인덱싱하는 단계를 포함하는, 방법. Method, the step of correcting said phase errors in said equalized signal comprises the step of indexing a look-up table in the real and imaginary maximum correlation value.
  74. 직교 진폭 변조된 신호의 반송파 위상 오프셋을 보정하는 방법으로서, 상기 방법은 명령을 실행하도록 구성된 하나 이상의 프로세서를 포함하는 시스템에서 구현되며, 상기 방법은, As a method for correcting the carrier phase offset of the quadrature amplitude modulated signal, wherein the method is implemented in a system comprising at least one processor configured to execute a command, the method comprising:
    상기 하나 이상의 프로세서상에서, 상기 신호를 균등화하도록 구성된 명령을 실행하는 단계; On the one or more processors, the method comprising: executing the command that is configured to equalize said signals;
    상기 하나 이상의 프로세서상에서, 상기 균등화된 신호를 슬라이스하여, 상기 균등화된 신호로부터 실수 및 허수 시퀀스를 획득하도록 구성된 명령을 실행하는 단계; Comprising: on the one or more processors, configured to execute the command by slicing the said equalized signal, obtaining real and imaginary sequence from said equalized signal;
    상기 하나 이상의 프로세서상에서, 상기 실수 및 허수 시퀀스에서 프레임 동기화 시퀀스를 식별하도록 구성된 명령을 실행하는 단계로서, 상기 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은, It is a step of executing the command that is configured to identify the frame synchronization sequence in the real and imaginary sequence, on the one or more processors to identify the frame synchronization sequence,
    상기 실수 및 허수 시퀀스로 개별적으로 상기 프레임 동기화 시퀀스의 저장된 복사본상에 지속적인 상호-상관을 수행하는 것; Individually in constant mutual bonsang stored copy of the frame synchronization sequence in the real and imaginary sequence of performing a correlation; And
    상기 실수 및 허수 시퀀스와 관련된 최대 상관값으로부터 프레임의 시작을 결정하는 것을 포함하는, 상기 Above, which includes determining the start of a frame from the maximum correlation value concerning the real and imaginary sequence
    상기 하나 이상의 프로세서상에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하도록 구성된 명령을 실행하는 단계; Comprising: on the one or more processors, configured to execute the command identifies the frame synchronization sequence; And
    상기 하나 이상의 프로세서상에서, 상기 최대 상관값에 기반하여 상기 균등화된 신호에서 위상 에러를 보정하도록 구성된 명령을 실행하는 단계를 포함하며, Includes the step of executing the command configured to correct the phase errors in said equalized signal based on the maximum correlation value on said one or more processors,
    상기 프레임 동기화 시퀀스의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가지며, 사이 위상 에러를 보정하는 것은 상기 최대 상관값의 부호에 기반하여 상기 균등화된 신호의 위상 회전을 결정하는 것을 포함하는, 반송파 위상 오프셋 보정 방법. It is, carrier phase offset correction method, comprising: determining a phase rotation of said equalized signal based on the sign of the maximum correlation value is corrected through the phase error frame synchronization symbols of the frame synchronization sequence having the same symbols.
  75. 심볼들의 성좌도를 식별하는 방법으로서, 상기 방법은 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템의 하나 이상의 프로세서에 의해 수행되며, 상기 방법은, A method for identifying a constellation of symbols, the method comprising: a multi-is done by one or more processors of the mode quadrature amplitude modulated communication systems, the method comprising:
    상기 하나 이상의 프로세서가 신호에서의 전력 분배를 특징짓게 하는 명령을 실행하는 단계로서, 상기 전력 분배는 상기 신호에서 검출된 전력 레벨의 발생을 통계적으로 추적하는, 상기 전력 분배를 특징짓게 하는 명령을 실행하는 단계; A step of executing an instruction to cause the one or more processors summed characterized the power distribution in the signal, the power distribution is executing a command that summed characteristic for the power distribution, the statistical tracking in the generation of the power level detected by the signal the method comprising;
    상기 하나 이상의 프로세서가 상기 전력 분배 내의 전력 레벨의 하나 이상의 피크 발생을 결정하게 하는 명령을 실행하는 단계; The method comprising the at least one processor executing the instructions to determine one or more peak occurs in the power level within the power distribution; And
    상기 하나 이상의 프로세서가 상기 피크 발생의 분배에 기반하여 상기 성좌도를 결정하게 하는 명령을 실행하는 단계를 포함하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The method identified constellation of symbols comprises the step of the at least one processor executing the instructions to determine the constellation based on the distribution of the peak occurrence.
  76. 제 75항에 있어서, According to claim 75,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 하나 이상의 피크 발생의 확산에 기반하여 상기 성좌도를 결정하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The one or more processors, a method of identifying constellation symbol based on a diffusion of the at least one peak occurs determines the constellation.
  77. 제 75항에 있어서, According to claim 75,
    상기 신호는 균등화된 신호이며, 상기 하나 이상의 프로세서는 상기 전력 분재의 히스토그램의 복수의 섹션을 시험함으로써 상기 성좌도를 결정하며, 상기 섹션 각각은 복수의 성좌도 후보 중 모두가 아닌 하나와 관련된 전력 레벨의 범위에 대응하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The signal is an equalized signal, wherein the at least one processor is configured to determine the constellation by testing a plurality of sections of the histogram of the power bonsai, wherein each section is in the range of power levels associated with one but not all of the plurality of constellation candidates the method identified constellation of symbols corresponding to.
  78. 제 77항에 있어서, The method of claim 77, wherein
    상기 복수의 성좌도 후보는 직교 위상 시프트 키 성좌도 및 직교 진폭 변조 (QAM) 성좌도를 포함하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The method identified constellation of symbols for the plurality of candidate constellation comprises a quadrature phase shift key constellation and quadrature amplitude modulation (QAM) constellation.
  79. 제 78항에 있어서, The method of claim 78, wherein
    상기 복수의 성좌도 후보는 16-QAM 및 64-QAM 성좌도를 포함하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The method identified constellation of symbols for the plurality of candidate constellation comprises a 16-QAM and 64-QAM constellation.
  80. 제 78항에 있어서, The method of claim 78, wherein
    상기 복수의 성좌도 후보는 256-QAM 성좌도를 포함하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The method identified constellation of symbols for the plurality of candidate constellation comprises a 256-QAM constellation.
  81. 제 75항에 있어서, According to claim 75,
    상기 하나 이상의 프로세서가 성좌도 결정의 연속 각각에 대한 단계를 수행함으로써 식별된 성좌도의 신뢰도를 확립하게 하는 명령을 실행하는 단계를 더 포함하며, 상기 성좌도 결정의 연속 각각에 대한 단계는, And cause the one or more processors further comprises the step of executing a command to establish the reliability of the identified constellation by performing the steps for each successive constellation decision step for each of the successive constellation is determined,
    후속하는 결정이 상기 성좌도의 아이덴터티를 확인하는 경우 카운터를 증가시키는 단계; A determination that a subsequent step of increasing the counter if verified the identity of the constellation;
    후속하는 결정이 상이한 성좌도를 식별하는 경우 카운터를 감소시키는 단계; If the decision to identify the different constellation subsequent step of reducing the counter; And
    상기 카운터의 값에 기반하여 신뢰도의 측정을 제공하는 단계를 포함하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The method identified constellation of symbols comprises the step of, based on the value of the counter provides a measure of reliability.
  82. 제 81항에 있어서, The method of claim 81, wherein
    상기 성좌도는 상기 카운터가 임계값을 초과하는 경우에 신뢰성있게 식별되는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The constellation is, how to identify constellation of symbols identified reliably if the counter exceeds a threshold value.
  83. 제 81항에 있어서, The method of claim 81, wherein
    복수의 성좌도 후보 각각에 대해 카운터가 제공되며, 상기 성좌도는 상기 성좌도의 대응하는 카운터가 임계값을 초과하는 경우 신뢰성있게 식별되는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. A counter is provided for each of a plurality of candidate constellation, the constellation is identified how constellation of symbols, identified reliably if the counter corresponding to the constellation exceeds the threshold value.
  84. 제 75항에 있어서, According to claim 75,
    상기 전력 레벨의 피크 발생은 상기 성좌도의 코너 심볼에 대응하는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. Peak occurs in the power level of the identified constellation method, symbols corresponding to a corner of the symbol constellation.
  85. 제 75항에 있어서, According to claim 75,
    상기 성좌도는 상기 신호가 균등화된 이후 식별되는, 심볼들의 성좌도 식별 방법. The constellation is, how to identify constellation of symbols which identify the signal after the equalization.
  86. 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법으로서, 상기 방법은 상기 통신 시스템의 모뎀에서의 프로세서에 의해 수행되며, Multi-A method for identifying a constellation of symbols in the mode quadrature amplitude modulated communication system, the method is performed by a processor of the modem in the communication system,
    상기 모뎀에서 수신된 데이터 프레임의 시작을 결정에 응답하여, 사이 프로세서가 상기 데이터 프레임으로부터 모드 정보를 추출하게 하는 명령을 실행하는 단계;상기 프로세서가 복수의 잠재적 성좌도 코드들로부터 상기 모드 정보의 대응 코드에 가장 근접하게 정합하는 코드를 선택함으로써 현재 성좌도를 결정하게 하는 명령을 실행하는 단계; In response to the start of the data frame received from the modem to the decision, further comprising: between the processor executes the instruction to extract the mode information from the data frame, corresponding to the code of the mode information from the processor to a plurality of potential constellation code by selecting a code that matches most closely to the step of executing the command to determine the current constellation;
    상기 현재 성좌도가 이전에 결정된 성좌도에 정합하는 경우, 상기 프로세서가 상기 이전에 식별된 성좌도와 관련된 신뢰도 매트릭을 증가시키게 하는 명령을 실행하는 단계; When the current constellation matching the constellation previously determined, wherein the processor executes the command to increases the reliability metric associated with the constellation identified in the previous;
    상기 현재 성좌도가 이전에 식별된 성좌도와 상이한 경우, 상기 프로세서가 상기 신뢰도 매트릭을 감소시키고, 상기 이전에 식별된 성좌도로서 상기 현재 성좌도를 기록하게 하는 명령을 실행하는 단계; If the current constellation is the constellation differs from previously identified, the method comprising the processor and reduce the reliability metrics, running a command to record the current constellation as a constellation identified in the previous; And
    상기 신뢰도 매트릭이 미리 결정된 임계값을 초과하기까지, 상기 프로세서가 모드 정보를 추출하고, 현재 성좌도를 선택하며, 후속하는 데이터 프레임에 대한 상기 신뢰도 매트릭을 조정하게 하는 단계를 반복하는 단계를 포함하며, 상기 성좌도는 상기 신뢰도 매트릭이 상기 미리 결정된 임계값을 초과하는 경우 식별되는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. Up to above this the reliability metric predetermined threshold, comprising the steps of: the processor extracts the mode information, and repeating the steps that selects the current constellation, adjusting the reliability metric for the subsequent data frames, wherein the constellation is a multiple, which is identified if said confidence metric is greater than the predetermined threshold, method of identifying a constellation of symbols in the mode quadrature amplitude modulated communication system.
  87. 제 88항에 있어서, The method of claim 88, wherein
    상기 성좌도 코드를 선택하는 단계는 상기 프로세서가 상기 대응 코드 비트들로 상기 복수의 잠재적인 성좌도 코드에 대해 상호-상관을 수행하게 하는 단계를 포함하는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. Selecting the constellation code, the processor with the corresponding code bits cross the potential constellation code of the plurality-of symbols in a communication system, the mode quadrature amplitude modulation comprising the step of perform a correlation, the multi- how to identify a constellation.
  88. 제 86항에 있어서, The method of claim 86, wherein
    상시 성좌도는 상기 데이터 프레임 및 후속하는 데이터 프레임을 전달하는 균등화된 신호에서 식별되는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. Constellation is constant multiple, identified in the equalized signal to transmit the data frame and the subsequent data frame-method of identifying a constellation of symbols in the mode quadrature amplitude modulated communication system.
  89. 제 88항에 있어서, The method of claim 88, wherein
    상기 성좌도는 상기 프로세서가 상기 신호로부터 신호를 복구하는 동안 식별되는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. Wherein the constellation is a multiple, which is identified during which the processor recover the signal from the signal-method of identifying a constellation of symbols in the mode quadrature amplitude modulated communication system.
  90. 제 88항에 있어서, The method of claim 88, wherein
    상기 프로세서가 상기 신호의 균등화를 승인하기 위해 상수 모듈 알고리즘 (CMA)을 사용하여 균등화기 필터 탭을 수렴하게 하는 명령을 실행하는 단계를 더 포함하는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. Of the symbol on the mode quadrature amplitude modulation communication system wherein the processor is constant module algorithm, multiple, further comprising the step of executing a command to converge the equalizer filter tap using (CMA) to confirm the equalization of the signal how to identify a constellation.
  91. 제 88항에 있어서, The method of claim 88, wherein
    상기 에러 신호는 스케일링된 CAM 파라미터를 사용하여 계산되어 균등화 성능을 개선하는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. The error signal is calculated using the scaled parameters CAM equalization performance improvement, to a multi-method of identifying a constellation of symbols in the mode quadrature amplitude modulation communication system.
  92. 제 88항에 있어서, The method of claim 88, wherein
    상기 신호의 균등화를 수행하는 단계는 상기 균등화된 신호의 전력의 히스토그램을 분석하는 단계를 포함하며, 상기 히스토그램을 분석하는 단계는 화률 질량 함수를 사용하는 단계를 포함하는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. Performing an equalization of the signal comprises analyzing the histogram, comprising the step of analyzing the histogram of the power of the equalized signal, comprising the step of using the hwaryul mass function multi-modes Quadrature Amplitude Modulation method of identifying a constellation of symbols in a communication system.
  93. 제 88항에 있어서, The method of claim 88, wherein
    상기 신호의 균등화를 수행하는 단계는 상기 프로세서가, Performing equalization of the signals which the processor,
    상기 균등화된 신호에서 복수의 심볼과 관련된 전력을 계산하고; And calculate the power associated with the plurality of symbols from said equalized signal; And
    임계 전력 레벨을 사용함으로써 상기 성좌도의 코너 심볼을 식별하게 하는 명령을 실행하는 단계를 포함하며, 상기 임계 전력 레벨은 상기 성좌도의 아이덴터티를 나타내는, 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법. By using the threshold power level comprises the step of executing the command to identify the corner of symbols of the constellation, the threshold power level that represents the identity of the constellation, the multi-symbol constellation in the mode quadrature amplitude modulated communication system method of identifying.
  94. 비디오 카메라로부터 각각 상기 비디오 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스를 나타내는 2개의 신호를 수신하여, 상기 2개의 신호 중 하나를 합성 기저대역 비디오 신호로서 전송하며, 다른 신호를 상기 기저대역 신호와 중첩하지 않는 통과대역 비디오 신호로서 변조 및 전송하도록 구성된 카메라측 모뎀을 포함하는 비디오 신호를 전송하는 시스템으로서, 상기 카메라측 모뎀은, It receives two signals each indicating a sequence of images captured by the video camera from the video camera, and send one of the two signal as a composite baseband video signal, does not overlap the other signal and the baseband signal the pass band as a system for transmitting a video signal including a camera-side modem arranged to modulate and transmit a video signal, the camera-side modem,
    강기 기저대역 비디오 신호와 상기 통과대역 비디오 신호를 결합하여 전송 신호를 제공하는 혼합기; Combine Chezy baseband video signal and the pass-band video signal mixer to provide a transmitted signal;
    전송 라인을 통해 상기 전송 신호를 전송하며, 상기 전송 라인으로부터 수신된 통과대역 신호를 추출하도록 구성된 다이플렉서 (diplexer); And transmitting the transmission signal via the transmission line, the diplexer (diplexer) configured to extract a band pass signal received from the transmission line; And
    상기 카메라측 모뎀을 모니터링하여, 상기 수신된 통과대역 신호가 식별되는 경우, 인에이블 신호를 생성하는 검출기를 포함하며, To monitor the camera-side modem, in the case where the received passband signal identification, comprising: a detector for generating an enable signal,
    상기 인에이블 신호는 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 통과대역 비디오 신호 중 적어도 하나의 전송을 제어하는, 비디오 신호 전송 시스템. The enable signal, the video signal transmission system for controlling at least one transmission of the baseband video signal and the pass-band video signal.
  95. 제 94항에 있어서, The method of claim 94, wherein
    상기 통과대역 비디오 신호는 상기 인에이블 신호가 생성되는 경우에만 전송되는, 비디오 신호 전송 시스템. The pass-band video signal is a video signal transmission system that is sent only when the enable signal generation.
  96. 제 94항에 있어서, The method of claim 94, wherein
    상기 수신된 통과대역 신호가 직교 진폭 변조되는, 비디오 신호 전송 시스템. The received passband signal is a quadrature amplitude modulation, a video signal transmission system.
  97. 제 96항에 있어서, The method of claim 96, wherein
    상기 검출기는 직교 진폭 복조기의 평균 제곱 에러의 추정치를 모니터링하며, 상기 인에이블 신호는 상기 추정치가 임계값을 초과하는 경우 생성되는, 비디오 신호 전송 시스템. The detector monitors the estimate of the mean square error of the quadrature amplitude demodulator, the enable signal is a video signal transmission system that is generated when said estimate exceeds a threshold.
  98. 제 96항에 있어서, The method of claim 96, wherein
    상기 검출기는 성좌도 검출기를 모니터링하며, 상기 인에이블 신호는 상기 성좌도 검출기에 의해 제공된 신뢰도의 측정에 기반하여 생성되는, 비디오 신호 전송 시스템. The detector monitors the constellation detector, the enable signal is a video signal transmission system is generated based on a measurement of the reliability provided by the constellation detector.
  99. 제 96항에 있어서, The method of claim 96, wherein
    상기 신뢰도의 측정은 프레임 동기화의 시퀀스에 기반하는, 비디오 신호 전송 시스템. Measurement of the reliability is based on the sequence of frame synchronization, the video signal transmission system.
  100. 제 94항에 있어서, The method of claim 94, wherein
    상기 검출기는 균등화기의 평균 제곱 에러의 추정치를 모니터링하며, 상기 인에이블 신호는 상기 추정치가 임계값을 초과하는 경우 생성되는, 비디오 신호 전송 시스템. The detector monitors the estimate of the mean square error of the equalizer, the enable signal is a video signal transmission system that is generated when said estimate exceeds a threshold.
  101. 제 94항에 있어서, The method of claim 94, wherein
    상기 검출기는 상기 카메라측 모뎀의 자동 이득 제어 모듈의 이득 성분을 모니터링하며, 상기 인에이블 신호는 상기 이득 성분이 임계갑 미만인 경우 생성되는, 비디오 신호 전송 시스템. The detector receives the video signal transmission system that is generated when the gain is less than the component imgyegap monitors the gain element of an automatic gain control module of the camera-side modem, the enable signal.
  102. 제 94항에 있어서, The method of claim 94, wherein
    상기 검출기는 상기 수신된 통과대역 신호의 진폭을 모니터링하며, 상기 인에이블 신호는 상기 진폭이 임계값을 초과하는 값을 갖는 경우 생성되는, 비디오 신호 전송 시스템. The detector monitors the amplitude of the received passband signal, the enable signal is a video signal transmission system that is generated when having the value of said amplitude exceeds a threshold value.
  103. 제 94항에 있어서, The method of claim 94, wherein
    상기 수신된 통과대역 신호는 인터넷 프로토콜에 따라 인코딩된 데이터를 포함하는, 비디오 신호 전송 시스템. The received passband signal, the video signal transmission system including the encoded data according to Internet Protocol.
  104. 동축 케이블 상에서 전송된 합성 신호의 업스트림 QAM 신호의 존재를 결정하는 업스트림 모뎀을 포함하며, Comprises an upstream modem, for determining the presence of the upstream QAM signal of the composite signal transmitted on the coaxial cable,
    상기 업스트림 QAM 비디오 신호가 존재하는 것으로 결정된 경우, 상기 업스트림 모뎀이 동축 케이블 상에서 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호를 전송하게 하는 단계로서, 상기 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호는 비디오 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스의 동시 표현인, 상기 전송하는 단계; The upstream QAM video when the signal determined to exist, and the upstream modem comprising transmits the composite baseband video signal and a passband video signals on a coaxial cable, the composite baseband video signal and a pass-band video signal is a video camera the co-expression of a sequence of images captured by the step of the transmission; And
    상기 업스트림 QAM 신호가 부재로 결정된 경우, 상기 업스트림 모뎀이 상기 동축 케이블 상에서 상기 합성 기저대역 비디오 신호를 전송하게 하며, 상기 통과대역 비디오 신호의 전송을 방지하게 하는 단계를 포함하는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. When the upstream QAM signal determined in the absence and signal the control of the upstream modem, the security system comprising the step of preventing the transmission of the pass-band video signal and transmits the composite baseband video signal, on the coaxial cable Way.
  105. 제 104항에 있어서, The method of claim 104, wherein
    상기 업스트림 QAM 신호는 자동 이득 제어 신호의 이득값이 임계값을 초과하는 경우 존재하는 것을 결정되는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. The upstream signal is QAM signal control, security system that is determined to exist if the gain of the automatic gain control signal exceeds a threshold value.
  106. 제 104항에 있어서, The method of claim 104, wherein
    상기 업스트림 QAM 신호는 상기 업스트림 QAM 신호의 진폭의 측정이 임계값 미만인 경우 존재하는 것으로 결정되는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. The upstream signal is QAM signal control, security system, it is determined that the measurement of the amplitude of the upstream QAM signals, if less than the threshold value.
  107. 제 104항에 있어서, The method of claim 104, wherein
    상기 업스트림 QAM 신호는 균등화기의 평균 제곱 에러의 추정치가 임계값을 초과하는 경우 부재하는 것으로 결정되는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. The upstream signal is QAM signal control, security system, it is determined that the member if the estimate of the mean square error of the equalizer exceeds the threshold value.
  108. 제 104항에 있어서, The method of claim 104, wherein
    상기 업스트림 QAM 신호는 인터넷 프로토콜 데이터 패킷이 상기 업스트림 QAM 신호에서 식별되는 경우 부재하는 것으로 결정되는, 보안 시스템의 신호 제어 방법. Signal control method for a security system it is determined that the member when the upstream QAM signal is an Internet Protocol data packet identified in the upstream QAM signal.
  109. 비디오 카메라로부터 각각 상기 비디오 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스를 나타내는 2개의 신호를 수신하며, 상기 2개의 신호 중 하나를 합성 기저대역 비디오 신호로서 전송하며, 다른 신호를 상기 기저대역 신호와 중첩하지 않는 통과대역 비디오 신호로서 변조 및 전송하도록 구성된 업스트림 모뎀; Receives two signals each indicating a sequence of images captured by the video camera from the video camera, the second, and send one of the two signal as a composite baseband video signal, it does not overlap the other signal and the baseband signal passband modulation and the upstream modem configured to transmit a video signal; And
    상기 업스트림 모뎀으로부터 상시 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호를 수신하여, 상기 업스트림 모뎀에 상기 업스트림 통과대역 신호를 전송하도록 구성된 다운스트림 모뎀을 포함하며, Receiving a composite baseband video signal at all times, and the pass band video signal from the upstream modem, comprising: a downstream modem configured to transmit the upstream signal in the pass band modem upstream,
    상기 업스트림 모뎀은 상기 업스트림 모뎀이 상기 업스트림 통과대역 신호의 열화를 검출하는 경우 상기 2개의 신호 중 적어도 하나의 전송을 중단하는, 비디오 신호를 전송하는 자동 재구성가능 시스템. The upstream modem the upstream modem automatically reconfigurable system for transmitting a video signal to interrupt the transmission of at least one of the two signals the detection of the deterioration of the upstream passband signal.
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