KR20110039346A - 중계 업링크 통신을 위한 시스템 레벨 구조 - Google Patents

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KR20110039346A
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인터디지탈 패튼 홀딩스, 인크
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Abstract

협력적 중계 시스템에서 지정된 주파수 대역에서 데이터 송신을 행하기 위한 상이한 단계(예를 들어, 시간 주기)의 할당을 위한 무선 통신 방법 및 장치가 개시된다. 단계 1에서는, 중계국(RS)은 무선 송수신 장치(WTRU)를 듣고 성공적으로 b 정보 비트를 수신한다. 단계 2에서, RS와 WTRU는 이 b 정보 비트를 협력적으로 목적지로 송신한다. 이러한 송신은 단계 1에 WTRU가 선택된 RS로 정보를 보내고, 단계 2에 상기 RS가 상기 정보를 기지국(BS)로 보내는 유니캐스트 방법으로 행해질 수 있다. 또한, 단계 1에 WTRU가 RS와 BS에 정보를 보내고 단계 2에서 상기 RS가 상기 정보의 부분집합을 상기 BS에 송신하는 멀티캐스트 방법으로도 행해질 수 있다. RS에서 BS로의 포워딩, 코히런트 협력 다이버시티, Alamouti 협력 다이버시티, 단순 협력 멀티플렉싱 및 분할 협력 멀티플렉싱을 포함하는 다중 협력 방법이 사용될 수 있다.

Description

중계 업링크 통신을 위한 시스템 레벨 구조{SYSTEM LEVEL ARCHITECTURES FOR RELAYED UPLINK COMMUNICATION}
본원은 무선 통신에 관한 발명이다.
시간 분할 멀티플렉싱(time division multiplexing,TDM) 방식으로 구성된 통신에서 중계(relayed) 다운링크(Downlink, DL) 통신을 위한 시스템 수준 구조가 광범위하게 연구되어 왔다. 데이터는 상이한 타임 슬롯(time slot)안에 무선 송수신 장치(Wireless transmit/receive unit, WTRU)나 또는 중계국(Relay Station, RS)으로 송신된다.
플랫 페이딩 채널 조건을 가지는 RS와 WTRU를 포함하는 시스템에서, DL 셀룰러 통신을 위한 여러 가지 중계 방법이 제시되었으며, 고속 다운링크 패킷 엑세스(High Speed Downlink Packet Access, HSDPA) 시뮬레이션들이 수행되었다. 제시된 이러한 중계 방법들은 셀 경계(cell-edge) WTRU의 신호 대 간섭 잡음 비율(Signal-to-interface and noise ratio, SINR) 분포를 매우 향상시키며 셀 커버리지를 확장시킨다는 것을 보여 주었다. 이러한 방법들은 두 단계로 구성되는 투홉(two-hop) 통신을 가정한다. 단계 1(T1)에서, 기지국(Base Station, BS)은 선택된 RS가 메시지를 정확히 디코드 할 때까지, WTRU를 목표로 하여, 이 선택된 RS로 메시지를 전송한다. 이 RS가 BS에 의해 전송된 수신 메시지를 디코딩하는데 성공한 후, 이 RS는 그 통신을 인수하고 WRTU가 메시지를 완전히 디코드하는데 필요한 정보를 포워드(forward)한다. 이 송신은 그 BS의 협력이 있거나 또는 없는 채로 수행될 수 있다.
이러한 중계 방법을 위해 두 개의 주요한 채널 코딩 기술이 제안되었다. 첫 번째 주요한 채널 코딩 기술은 종래의 고정비율(fixed-rate) 코딩이다. 두 번째 주요한 채널 코딩 기술은 무비율(rateless) 코딩이다.
무비율 코딩의 기본 개념은 입력 메시지를 무한히 긴 블록 길이로 인코드하는 것이다. 이 (가상적으로 무한한) 출력은 그 이후 순서대로 전송되는 유한한 크기 메시지의 무한 스트림으로 분할된다. 송신기는 수신기로부터 성공적인 디코딩 확인(ACK)를 받을 때에만 무비율 코드워드(rateless codeword) 송신을 중단한다. 정말로 무한한 코드 출력은 실제적으로 발생될 수 없으므로 어떤 실질적인 전송도 무한할 수 없다는 것을 유의하라. 오히려, 입력으로부터 필요에 따라(on the fly) 새로운 코드된 메시지가 생성 되고/되거나 시스템 인수(parameter)로서 유한개의 재전송이 성립된다. 그러나, 무비율 코드의 유효 비율은 수신기가 메시지를 정확히 디코드 한 때까지 결정되며, 고정되지 않는다. 이것은 무비율 코드가 시간에 따라 변하는 채널 (예, 페이딩 채널)이 줄 수 있는 어떠한 조건에도 적응할 수 있도록 하고, 그 채널에서의 정확한 코딩 비율을 효과적으로 정하도록 해준다. 대안적으로, 고정비율 코드 체계는 송신기측에 채널 상태 정보(Channel Status Information, CSI)가 없는 경우 그렇게 하는 것이 힘들다는 것이 알려져 있다. 더구나, 고정비율 코드 체계는 채널의 변화와 싸우고 채널 신뢰도를 높일 수 있도록 낮은 효율(즉, 저비율)로 작동되도록 강요된다. 이러한 요소들은 단독으로 중계 시스템에 무비율 코딩 적용을 권한다. 그러나, 무비율 코딩 패러다임(paradigm)은 다수의 터미널들(WTRU와 RS)간 코드 분배를 위한 자연스러운 패러다임이며, 터미널들이 최소의 동기(synchronization)로 협동적인 전송을 하는 것이 바람직하다.
업링크(uplink, UL) 통신에서, 네트워크 구성과 간섭 모델링은 DL 통신과 동일할 수 있다. 각각의 WTRU, RS, BS는 하나의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나를 가질 수 있다.
다수의 RS는 각 셀에서 하나의 WTRU를 돕도록 전용될 수 있다. 그러한 RS는 하나의 BS와 연관될 수 있다. 그러한 RS들은 하나의 WTRU를 도울 수만 있고, 같은 셀과 연관될 수 있으며 연관된 BS와 통신할 수 있다.
하나의 셀에 하나의 WTRU가 있을 수 있는데, 그러한 WTRU를 하나의 타임 슬롯(time slot)에 돕는 RS의 수는 한 개로 제한될 수 있다.
DL과 비슷하게, b는 WTRU가 BS로 전달해야 하는 정보 비트의 총수라고 표시하자. 단계 1에서 BS는 WTRU로부터 보내진 모든 b 비트를 받지 못하거나 어떠한 정보 비트도 받지 못할 수 있다. 첨자 r은 중계로의 전송, 중계로부터의 전송, 또는 두개 모두에 대한 전송이라 표시하자. u는 WTRU로부터의 전송이라 표시하자. 단계 1에서 WTRU로부터 RS로의 비율은 Rr1이라 표시하자. RS로부터 BS로의 비율은 Rr2라 표시된다. t∈{1,2}일 때, 단계 t에서 WTRU로부터 BS로의 비율은 Rut라 표시된다. Prt'은 단계 t에서 RS를 포함하는 전송을 수신기가 수신하는 평균 전력(average received power)을 나타내고, Put'는 단계 t에서 WTRU로부터 송신된 BS에서의 평균 수신 전력(average received power)을 나타낸다. gxt 와 Ixt는 단계 t의 전송 x에서 발생한 페이딩 계수(coefficient)와 셀내 간섭(Inter-cell interface, ICI)을 나타낸다. ρxt는 단계 t의 전송 x에서 발생한 ICI 전력 스펙트럼(power spectrum)을 표시하고, ρ0는 잡음 전력 스펙트럼(noise power spectrum)를 표시한다. N0는 모든 대역을 차지하는 백색 잡음 전력(white noise power)을 표시한다.
유니캐스트 투-홉(unicast two-hop) 방법에서, WTRU가 RS로 송신하는 것이 사용될 수 있다. 단계 1 동안 WTRU가 선택된 RS로 WTRU-RS 링크에 의해 지원될 수 있는 최대까지의 비율로 정보를 보낸다. 일반적으로 RS로 보내지는 정보 비트의 수는 b이다. 분할 협력 멀티플렉싱(split cooperative multiplexing)방법은 WTRU에서 bRS (b bit들의 부분집합)를 보낼 수 있도록 한다.
단계 2 동안(T2), 포워딩(forwarding)을 이용한 RS에서 BS로의 전송을 위해, RS는 송신을 인수하고 정보 비트들을 BS로 포워드한다.
코히런트 협력 다이버시티(coherent cooperative diversity)를 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, CSI는 송신기측에서 이용가능할 수 있다. 송신기들은 단계 가중치(phase-weight)를 가지고 그들의 신호를 곱하기 위해서(multiply their signals), 그리고 수신기측에서 그것들의 신호를 코히런트하게 더하기 위해서 수신기로부터의 채널 단계 정보 피드백(channel phase information feedback)을 사용할 수도 있다. 송신기들에서 협력적으로 송신된 총 비트의 수는 b이다.
Alamouti 협력 다이버시티(Alamouti cooperative diversity)를 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, Alamouti 전송 방법이 RS와 WTRU간에 가능할 수 있다. RS와 WTRU는 최선의 다이버시티와 멀티플렉싱 트레이드오프(trade-off)를 달성하기 위해 b 비트를 BS로 협력적으로 송신한다.
단순 협력 멀티플렉싱(simple cooperative Multiplexing) 방법을 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, RS와 WTRU가 두개의 분산 안테나로서 행동한다. b 비트의 정보는 링크당 용량을 보장하기 위해 WTRU와 RS에 의해 독립적으로 인코드되며, BS로 송신된다.
b = bRS + bWTRU인, 분할 협력 멀티플렉싱(split cooperative multiplexing) 방법을 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, RS와 WTRU는 각각 두 개의 분산 안테나로서 행동한다. WTRU는 새로운 정보 비트 bWTRU를 BS로 밀어넣으며, RS는 bRS 비트를 BS로 송신한다. RS와 WTRU는 두 개의 상이한 코드워드(codeword)를 사용해서 bRS와 bWTRU정보 비트를 각각 인코드한다. 링크당 용량은 이 송신에 의해 보장된다.
멀티캐스트 투홉 (multicast two-hop) 방법에서, WTRU가 RS로 송신하거나, BS로 송신하거나, 또는 두 개 모두로 송신하는 것이 사용될 수 있다. 단계 1동안, WTRU는 선택된 RS와 BS로 최대 비율(각각 R_{r1}과 R_{m1})로 정보를 보내며, 각각 WTRU-RS, WTRU-BS링크에 의해 지원가능하다. 일반적으로, RS로 보내지는 정보 비트의 수는 b이다. 분할 협력 멀티플렉싱(split cooperative multiplexing) 방법은 WTRU가 bWTRU(b 비트의 부분집합)를 보낼 수 있게 한다. WTRU-BS링크는 WTRU-RS링크보다 더 나쁠 수 있다. 이런 경우, RS는 BS가 확인(ACK)를 보내기 전에 확인(ACK)을 보낼 수 있다. 이 기간 동안에는, BS는 RS로 보내진 정보의 일부분(즉, b비트나 bRS비트의 부분집합인 b1 비트)만을 디코드한다.
단계 2동안, 포워딩을 이용한 RS에서 BS로의 송신을 위해, RS는 BS가 수신하지 못한 남아있는 b2(b2 = b - b1) 정보 비트를 포워드한다.
코히런트 협력 다이버시티(coherent cooperative diversity)를 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, 송신기측에서 CSI가 이용 가능할 수 있다. 송신기들은 단계 가중치(phase-weight)를 가지고 그들의 신호를 곱하기 위해서(multiply their signals), 그리고 수신기측에서 그들의 신호를 코히런트하게 더하기 위해서 채널 단계 정보(channel phase information)를 사용할 수 있다. 송신기들로부터 송신된 총 비트수는 b2(b2 = b - b1)이다.
Alamouti 협력 다이버시티(Alamouti cooperative diversity)를 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 전송을 위해, RS와 WTRU는 Alamouti 전송 방법으로 남아있는 b2 비트를 BS로 협력적으로 송신한다. 그럼으로써, 데이터 비율(data rate)의 손실 없이 두 레벨의 다이버시티가 얻어질 수 있다.
단순 협력 멀티플렉싱(simple cooperative Multiplexing) 방법을 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, RS와 WTRU는 남아있는 b2 비트를 두 개의 상이한 코드워드(codeword)로 멀티플렉스하고 그 비트들을 BS로 전송한다.
b = bRS + bWTRU인, 분할 협력 멀티플렉싱(split cooperative multiplexing) 방법을 사용한 RS와 WTRU로부터 BS로의 송신을 위해, 새로운 정보 비트 bWTRU는 WTRU로부터 BS로 직접 밀어 넣어진다. RS와 WTRU는 각각 두 개의 분산 안테나로서 행동하며 각각 두 개의 상이한 코드어(codeword)를 사용해서 bRS와 bWTRU를 각각 인코드한다. 링크당 용량은 이 송신에 의해 보장된다.
유사정적 플랫 페이딩 채널(quasi-static flat fading channel)이 고려될 수 있다. WTRU 하나 - RS 하나 - BS 하나 통신이라는 DL과 UL에서의 프로토콜 대칭으로 인해, 위에서 논의된 것과 같이, DL WTRU 하나 - RS 하나 통신을 위한 중계 방법은 UL WTRU 하나 - RS 하나 통신에 적용될 수 있다.
상이한 송신 단계에서의 각 링크의 개별 비율은 유사하게 도출될 수 있다.
셀 경계(cell-edge) WTRU는 중계 통신에 의해 셀-중앙(cell-center) WTRU보다 더 큰 이익을 얻는다. 그러므로, DL 통신과 마찬가지로 셀 경계 WTRU는 채널 링크 신뢰도를 높이기 위해 보통 RS의 도움을 찾는다. DL 통신과는 다르게, UL 중계 시스템에서의 첫 번째 홉 통신은 두 번째 홉보다 더 많은 ICI를 경험한다. 이것은 셀 경계 WTRU의 기하학 때문이다. 그러므로, UL 중계 시스템의 전체 성능에 대한 ICI의 영향은 DL 중계 시스템과는 다를 수 있다.
WTRU와 BS의 위치 및 주어진 방법에서의 처리량(throughput)을 최대로 하기 위해 사용가능한 RS를 어떻게 선택하는가에 대한 고려가 이루어질 수 있다.
UL 통신상의 최대 처리량을 제공하는 최적 중계 위치에 대한 고려가 이루어진다. 멀티캐스트 분할 협력 멀티플렉싱(multicast split cooperative multiplexing) 방법은 송신기측의 CSI를 필요로 하지 않고 DL중계 방법들 중에서 최선의 성능을 제공할 수 있다. UL에 대한 대응되는 방법은 도 1에서 도시된다.
멀티캐스트 분할 협력 멀티플렉싱(multicast split cooperative multiplexing) 방법의 유효 비율(effective rate)은 아래와 같이 표현된다.
Figure pct00001
Figure pct00002
Figure pct00003
Figure pct00004
Figure pct00005
BS의 수신기에 서비스 구현 능력implementation capabilities, SIC)이 구현되면, 약한 링크(WTRU-BS)로부터의 간섭은 강한 링크(RS-BS)를 수신하면서 지워질 수 있다.
수학식 1의 상한은 Rr1 = Rr2일 때 달성될 수 있다.
Figure pct00006
그러므로, WTRU와 BS간의 거리가 주어질 때, 수학식 1의 최대 비율을 구하기 위해 RS는 Rr1 = Rr2로 선택되어야 한다. 셀 경계 WTRU는 셀 중앙 WTRU보다 RS를 통한 통신에서 더 큰 이익을 얻는다. 셀 경계 WTRU를 고려하면, 투 홉 통신 은 첫 번째 홉이 두 번째 홉보다 ICI를 더 경험한다. 정해진 WTRU-BS 거리에서는, WTRU와 더 가까운 RS가 BS에 더 가까운 RS보다 더 높은 처리량을 제공한다.
수학식 6의 상한을 다시 구성하면
Figure pct00007
멀티캐스트 분할 협력 멀티플렉싱(multicast split cooperative multiplexing) 방법은 S1과 S2간의 차이로 표현된 비율에 근접한다. S1은 RS와 WTRU가 상이한 코드워드를 가지는 두 개의 독립적인 데이터 흐름(stream)을 BS에 동시에 전송하는 것을 의미하는 2X1 다중입력 다중출력(multiple-input multiple-output, MIMO) 방법의 비율을 나타낸다. S2는 대응되는 비율을 나타내는데, 단계 1에서 BS가 수신한 비트수를 해당 전송에 필요한 시간으로 나누어 계산되며, RS가 수신한 비트는 단계 2에서 WTRU로부터 재송신된 것이다. 그러므로 멀티캐스트 분할 협력 멀티플렉싱(multicast split cooperative multiplexing) 방법의 상한 비율은 b비트를 전송하는 분산 2X1 MIMO 방법에서 달성되는 비율에서, 단계 1에서 BS에 의해 수신되고 단계 2에서 WTRU에 의해 중복으로 송신되는 b의 부분집합 비트의 송신비율을 뺀 것과 동일하게 된다.
라디오 채널주파수 선택도(radio-channel frequency selectivity)에 의한 증가된 신호 오염을 겪지 않고 라디오 총 전송 대역폭을 증가시키는 하나의 방법은 다중반송파(multicarrier) 전송의 사용일 수 있다. 다중반송파 전송에서는, 더 넓은 대역 신호를 전송하는 대신, 부반송파(subcarriers)라고 지칭되는, 다수의 더 좁은 대역 신호들이 주파수 멀티플렉스되고 같은 라디오 링크(radio link)를 통해 같은 수신기로 함께 송신된다.
WTRU에서의 전송전력의 큰 순간전력(instantaneous power) 변화를 줄이기 위해서, 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(single carrier frequency division multiple access, SC-FDMA)이 롱텀에볼루션(Long term evolution, LTE) UL 통신 기술로서 채용될 수 있다. SC-FDMA 송신기 200에 대한 좋은 예가 되는 다이어그램이 도 2에 도시된다. SC-FDMA와 직교 주파수 분할 다중 접속(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)의 주요한 차이는 더욱 많은 수의 부반송파로 역이산 푸리에변환(Inverse discrete Fourier transform, IDFT) 변조에 들어가기 전에, 신호들이 더 작은 수의 점(point)들로 이산 푸리에 변환 스프레드(Discrete Fourier Transform spread, DFT spread) 된다는 것이다. 그러므로, SC-FDMA는 또한 DFT-스프레드 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (DFT-spread orthogonal frequency division multiplexing)으로 불릴 수 있다. 이 방법은 전송되는 신호에서의 순간전력(instantaneous power) 변화를 줄일 수 있지만(단일 반송파 성질), 주파수 선택도와 싸우고 FDMA 통신에서의 대역 할당의 유연성을 제공하기 위한 부반송파의 직교 성질(orthogonal property)을 가지고 있다.
WTRU의 신호대 간섭 잡음비(signal-to-interference plus noise ratio, SINR)분포를 향상시키기 위해 다중반송파 시스템에서의 중계의 사용 및 협력 중계 방법에서의 주파수 다이버시티 이용이 고려되고 있다.
다중반송파 통신 시스템에서 중계 방법의 구현이 고려되고 있다. 주파수 선택도(frequency selectivity)로 인해, 상이한 부반송파들이 상이한 페이딩 계수(coefficient)를 가진다. 처리량을 최대화하기 위해, 주어진 하나의 WTRU에 대해 일부 부반송파에 대한 중계를 사용하는 것이 가능하다. 예를 들어, 중계는 아주 나쁜 상황에 있는 부반송파(높은 페이딩 계수를 겪는 부반송파)에 대해 사용될 수 있으며, 좋은 상황에 놓인 부반송파들에 대해서 직접 송신이 행해질 수 있다. 그러므로 RS는 나쁜 WTRU-BS 링크상황을 겪는 부반송파들을 도울 수 있다. BS는 WTRU를 위해 부반송파별로 기초한 결정(per-subcarrier based decisions)을 내릴 수 있다. 그 결정들은 WTRU와 RS의 채널 정보로부터 계산된 실제적 채널 정보(effective channel information)에 기초할 수 있다. BS는 부반송파를 상이한 WTRU에 스케줄시킬 수 있고, 그 BS는 어떤 부반송파가 특정 WTRU의 직접 송신이나 RS를 통한 협력적 송신에 사용되어야 하는지 결정할 수 있다.
도 3에 이러한 절차가 예시되어 있다. BS 스케줄링 정보는 WTRU로 보내지는 제어 채널(control channel)에 실릴 수 있다. 다중 반송파 협력 방법에서는 반송파는 직접(하나의 홉, one-hop) 전송에 사용되는 f1과 협력(두개의 홉, two-hop) 전송에 사용되는 f2로 구분될 수 있다. 그룹 f1과 f2는 다르게 취급될 수 있다. 이 경우, 위에서 설명된 모든 DL 협력 방법들은 f2 그룹 반송파상의 협력적 통신을 위해 사용될 수 있다. 처리량을 최대로 하기 위해, BS는 매 채널의 질에 대한 피드백을 가져야 할 필요가 있을 수 있으며, 그렇게 하여 f1과 f2가 각각 할당된 WTRU에 대해 잘 분할된다(partitioned). 그러므로 오버헤드는 클 수 있다.
위에서 논의된 중계 방법은 투 홉(two-hop) 송신에 할당된 부반송파에 적용될 수 있다. BS의 스케줄링과 결정은 유닛이 플랫 페이딩 채널을 가지는 것으로 여겨지는 한 부반송파별 기초, 무선매체(radio bearer, RB)별 기초 (하나의 RB는 연속된 부반송파를 포함하고 각 RB는 플랫 페이딩 채널을 가진다고 여겨짐), 부대역별 기초(하나의 부대역은 연속된 RB로 구성되고 각 부대역은 플랫 페이딩 채널을 가진다고 여겨짐), 또는 다른 것을 기초로 할 수 있다.
특히, 무비율 코딩으로 구현된 중계 시스템은 송신기측의 CSI필요가 없이 비율이 이론적 한계치에 근접할 수 있다. 그 중계 시스템은 채널 통계의 변환에 대한 내성(robustness)이 증가할 수 있다. 시스템 레벨 시뮬레이션 결과는 무비율 코딩을 가지는 멀티캐스트 중계 시스템은 셀 처리량의 관점에서 종래의 코드 중계 시스템(coded relaying system)에 비하여 20%이득 까지 제공하는 것을 보여준다. 또한, 종래의 코드 중계 시스템과 비교해서 무비율 코드된 시스템은 WTRU, RS 및 BS간에 보다 더 적은 오버헤드가 필요하다. 이것은 실제적 구현에 유리하다.
유사한 장점을 UL 통신에서 달성하는 것이 바람직하다. 그러므로 몇가지 옵션들이 RS내의 TDM 작동을 가정하는 중계 UL 통신을 위한 시스템 레벨 구조에 고려되는데, 상기 RS의 수신과 송신은 동일한 타임 슬롯에서 행해질 수 없다.
협력적 중계 시스템에서 지정된 주파수 대역에서 데이터 송신을 행하기 위한 상이한 단계(예를 들어, 시간 주기)의 할당을 위한 무선 통신 방법 및 장치가 개시된다.
단계 1에서는, 중계국(RS)은 무선 송수신 장치(WTRU)를 듣고 성공적으로 b 정보 비트를 수신한다. 단계 2에서, RS와 WTRU는 이 b 정보 비트를 협력적으로 목적지로 송신한다. 이러한 송신은 단계 1에 WTRU가 선택된 RS로 정보를 보내고, 단계 2에 상기 RS가 상기 정보를 기지국(BS)로 보내는 유니캐스트 방법으로 행해질 수 있다. 또한, 단계 1에 WTRU가 RS와 BS에 정보를 보내고 단계 2에서 상기 RS가 상기 정보의 부분집합을 상기 BS에 송신하는 멀티캐스트 방법으로도 행해질 수 있다.
RS에서 BS로의 포워딩, 코히런트 협력 다이버시티, Alamouti 협력 다이버시티, 단순 협력 멀티플렉싱 및 분할 협력 멀티플렉싱을 포함하는 다중 협력 방법이 사용될 수 있다.
첨부된 도면들과 함께 예로 제시되는 다음의 상세한 설명을 통해 더욱더 세밀한 이해를 가질 수 있을 것이다.
도 1은 종래의 멀티캐스트 분할 협력 멀티플렉싱(multicast split cooperative multiplexing) 방법을 도시한다.
도 2는 종래의 SC-FDMA 송신기의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 3은 종래의 중앙 다중반송파 구현을 도시한다.
도 4는 RS와 BS안에서의 계층 다중반송파 구현을 도시한다.
도 5는 단일 데이터 흐름(stream)을 가지는 중계 포워딩을 도시한다.
도 6은 WTRU로부터의 단일 흐름을 가지는 협력 중계를 도시한다.
도 7은 WTRU로부터의 다중 흐름을 가지는 포워딩 중계를 도시한다.
도 8은 WTRU로부터의 다중 흐름을 가지는 협력 중계를 도시한다.
도 9는 WTRU로부터의 다중 흐름을 가지는 분할 협력 MIMO를 도시한다.
도 10은 적응적 FDMA(adaptive FDMA)의 포워딩 중계를 도시한다.
도 11은 적응적 FDMA(adaptive FDMA)의 협력 중계를 도시한다.
도 12는 적응적 FDMA(adaptive FDMA)의 단순 협력 MIMO를 도시한다.
도 13은 적응적 FDMA(adaptive FDMA)의 분할 협력 멀티플렉싱을 도시한다.
도 14는 협력 중계 통신을 위한 FEC(Forward error correction) 인코더를 도시한다.
도 15는 RS와 통신하는 WTRU를 도시한다.
도 16은 BS와 통신하는 WTRU를 도시한다.
도 17은 BS와 통신하는 RS를 도시한다.
이후로 언급되는 WTRU(wireless transmit/receive unit, 무선 송수신 장치)라는 용어는 사용자 장치(user equipment, UE), 이동 스테이션, 고정 또는 이동 가입자 장치, 호출기, 셀룰러 전화, 개인 디지털 어시스턴트(Personal Digital Assistant, PDA), 컴퓨터 또는 무선 환경에서 작동 가능한 다른 어떤 형태의 사용자 장치를 포함하지만 이에 한정되지 않는다.
이후로 언급되는 BS(base station, 기지국)라는 용어는 노드-B, 사이트 제어기, 접근점(access point, AP) 또는 무선 환경에서 작동 가능한 다른 어떤 형태의 인터페이스 장치를 포함하지만 이에 한정되지 않는다.
계층적 다중반송파 구현
위에서 논의되었던 종래의 방법들과는 대조적으로, BS로 보내지는 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 RS가 작은 BS로서 행동할 수 있다. BS에서는 WTRU와 RS간의 채널 정보가 필요하지 않다. BS는 주파수 대역들을 WTRU들에게 할당할 수 있고, WTRU만의 채널 정보를 기초로 하여 도움이 필요할 경우의 대응 RS를 그들에게 알려줄 수 있다. 선택된 RS는 어떤 대역이 WTRU로부터 RS로의 전송 또는 WTRU로부터 BS로의 전송에 사용되는지 결정하기 위해 할당된 WTRU로부터 보고된 채널 정보(WTRU-BS와 WTRU-RS)를 이용할 수 있다. 이러한 절차는 도 4에서 예시된다.
다중반송파 협력 방법
도 3에서 설명된 종래의 다중반송파 협력 방법에 대한 대안적 방법으로, 그룹 f1과 f2가 직접 원홉(one-hop)통신과 협력 투홉(two-hop)통신을 모두 행할 수 있도록 함께 취급되는 방법이 있다. 구현을 쉽게 하기 위해서, 상이한 WTRU들에 일정한 수의 반송파를 스케줄하도록, BS가 직접 송신의 스케줄을 행할 수 있다. RS는 그 후 할당된 반송파를 두 개의 그룹으로 분할할 수 있고 어느 그룹의 반송파가 직접 송신에 이용되고 어느 그룹이 협력 통신에 쓰일지 결정할 수 있다. BS와 RS간의 상대적인 정적인 상태로 인해, BS가 반송파를 WTRU에 스케줄하는 것은 RS보다 더 느린 비율일 수 있다. 그러므로 BS로의 피드백 오버헤드가 더 적을 수 있고, BS에 걸리는 처리와 시그널링 부담이 완화될 수 있다. 따라서, 작업이 BS로부터 RS로 이전되며, 더 많은 오버헤드가 RS로의 피드백으로 이루어져 있다 구현에 대한 예가 도 4에 예시된다.
도 4의 구현을 이용하는 여러 가지 협력 방법이 아래에 고려된다.
WTRU와 BS간의 송신에 할당된 주파수 대역(W)이 W1과 W2이며, W1은 WTRU에서 BS로의 송신(원홉 송신)에 사용될 수 있고 W2는 WTRU에서 RS로의 송신(투홉 송신)에 사용될 수 있다고 가정될 수 있다. 보다 일반적인 문맥에서, WTRU는 상이한 수신기인 RS와 BS로 데이터를 송신하기 위해 상이한 수의 부반송파를 사용할 수 있다. 이 두 전송에 할당된 부반송파는 반드시 연속적인 것은 아닐 수 있다.
하나의 송신은 두 단계로 구성될 수 있다. 단계 1에서, RS가 WTRU를 목적지로 하는 원본 메시지를 완전히 디코드할 때까지 WTRU는 선택된 RS로 W2로 송신한다. 한편, WTRU와 RS사이의 부반송파보다 더 좋은 WTRU와 BS사이의 부반송파가 있는 경우 WTRU는 W1로 얼마의 비트를 직접 BS로 송신한다. 단계 2에서, RS는 송신을 인수하고 멀티플렉싱이 있거나, 없거나 또는 양쪽 모두인 경우, 그리고WTRU와의 협력이 있거나, 없거나 또는 양쪽 모두인 경우, 또는 어떤 조합인 경우라도 BS가 메시지를 복원하는데 필요로 하는 정보를 보낸다.
WTRU 로부터의 단일 송신
단계 1에서 BS로 직접 보내진 비트는 RS에도 또한 송신될 수도 있다. BS를 목적지로 하는 모든 정보는 RS를 통하여 전해질 수 있다. 이 전송동안 BS는 WTRU로부터 정보의 부분집합을 얻을 수 있다. 이러한 유형의 방법에 깔린 기본적 개념은 WTRU로부터 오는 단 하나의 데이터 흐름이 있다는 것이다. 이러한 방법들의 공통적 절차는 아래에 주어진다.
WTRU는 b 정보 비트를 RS와 BS에 동시에 그러나 상이한 주파수로 송신하며, RS는 BS보다 더 일찍 정확한 패킷을 받을 수도 있다. RS가 WTRU로부터 신호를 성공적으로 받은 후에, 이 RS는 WTRU에 ACK를 보낸다. 이 순간에 BS는 WTRU의 직접 송신으로부터 b1비트를 정확히 얻는다. 남은 b2 비트를 송신하기 위한 세가지 옵션이 아래에 나열된다.
포워딩 중계
BS로부터 ACK를 받을 때까지 WTRU는 W1에서의 전송을 중단하고 RS는 W(W = W1 + W2이다.)를 이용하여 b2 비트를 BS로 포워드시킨다. 도 5에 이러한 예가 도시된다.
이 옵션은 RS가 성공적으로 수신한 이후에 WTRU가 자신의 패킷을 송신만 하기 때문에 WTRU측의 전력 절약이라는 장점이 있다. 또 다른 장점은, RS에서 WTRU로의 ACK와 BS에서 RS로의 ACK와 같이, WTRU측에서의 시그널링이 적게 필요하다는 것이다.
이 옵션은 RS가 WTRU로 ACK를 다시 보낸 후 RS로부터 송신이 온다는 것이 BS에 알려질 필요가 있다는 단점이 있다.
이 옵션은 다음과 같은 유효 비율(effective rate)로 특징지어진다.
Figure pct00008
Figure pct00009
Figure pct00010
Figure pct00011
Figure pct00012
Figure pct00013
협력 중계
WTRU는 W2에서 송신을 중단하지 않는다. WTRU와 RS는 소정의 분산 MIMO 모드 또는 기설정된 협력 다이버시티 모드를 이용하여 W (W=W1 + W2이다)에서 b2 비트를 협력하며 BS로 송신한다. 도 6에 이러한 예가 도시된다. 당업자는 분산 또는 협력 다이버시티가 어떻게 행해지는지에 관하여 소정의 수단은 RS와 WTRU 사이에 시그널링이 필요하지 않으며, (예를 들어 RS에서) 모드는 이미 정의되어 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
이 옵션은 성공적인 송신의 경우 더 짧은 시간을 필요로 할 수 있다는 장점이 있으며, 이것은 포워딩 중계와 비교해서 더 높은 유효 비율(effective rate)을 가질 수 있다.
이 옵션은 포워딩 중계에 비해서 WTRU측에 더 높은 전력 소모가 있다는 단점이 있다. 또한, RS로부터 WTRU로의 ACK, RS와 WTRU간의 동기화, 그리고 BS로부터 RS와 WTRU로의 ACK와 같이 더 많은 시그널링이 필요하다. 더구나, 송신모드와 송신이 WTRU와 RS로부터 온다는 것이 BS에 알려질 필요가 있다.
이 옵션은 다음과 같은 유효 비율(effective rate)로 특징지어진다.
협력 공간 다이버시티를 위해, 단계 2에서, RS와 WTRU는 증가된 다이버시티 레벨이 b2 비트의 통신 신뢰도를 강화시키도록, 예를 들어, Alamouti(송신측에서 CSI가 이용 가능하지 않은때) 또는 코히런트 조합(송신측에서 CSI가 이용 가능한 때)을 이용하여 동일한 비트(b2 비트)를 협력적으로 BS로 송신한다.
협력 주파수 다이버시티를 위해서, RS와 WTRU는 예를 들어 분산 공간-주파수 블록 코드(distributed space-frequency block code, SFBC)와 같이, W1과 W2로 같은 정보 비트, b2 비트를 병렬적으로 송신한다.
단계 2에서 협력 멀티플렉싱을 위해서, RS와 WTRU는 같은 대역폭을 통해 상이한 비트를 BS로 독립적으로 송신하고, RS와 WTRU에 의해 송신되는 총 비트수는 b2이다.
Figure pct00014
Figure pct00015
Figure pct00016
Figure pct00017
WTRU 로부터의 다중 흐름
WTRU가 BS로 정보를 송신하는 것을 도울 수 있도록 광대역에서 RS가 어떻게 사용될 수 있는지에 대해 여러 방법이 고려되었다. 이에 대한 예가 도 7 및 도 8에 예시되어 있다. 그러한 방법들에서, RS가 BS로 정보를 중계하기 전에(단계 1로 정의됨), RS가 WTRU로부터 모든 비트를 성공적으로 수신한 후 RS에서 WTRU로 ACK만이 보내질 필요가 있다. 이 방법은 시그널링 오버헤드를 줄인다. 그러나, 단계 1에서 BS는 WTRU로부터 어느정도 비트를 수신하였기 때문에, WTRU는 일부 중복된(redundant) 것인 단일 데이터 흐름만을 RS로 보낸다. DL 통신과는 대조적으로, UL에서는 WTRU의 전력 소모가 심각하게 우려된다. WTRU의 전력소모를 줄이기 위해서, 단계 1에서 WTRU에 의해서 BS로 보내진 비트는 RS로의 송신을 피하는 것이 더욱 효과적일 수 있다. 그러므로, WTRU가 각각 RS와 BS로 상이한 데이터 흐름(stream)을 송신하고, RS는 단계 1에서 BS로 직접 보내지지 않은 비트만을 WTRU로부터 수신하는 여러 방법들이 고려된다. 이러한 방법들에서, 대역폭 할당은 전송이 일어나기 전에 필요할 수 있다.
이러한 방법은 다음 내용을 포함한다:
1) WTRU는 각각 W1과 W2를 통해 독립적인 b1 정보 비트와 b2 정보 비트를 BS와 RS로 송신한다.
2) BS와 RS가 성공적으로 같은 시간에 그들의 비트를 탐지할 수 있도록 WTRU와 RS의 사이 및 WTRU와 BS의 사이 송신들간에 비트 할당, 대역폭 할당, 또는 두개 모두에 대하여 적절하게 디자인한다.
3) RS가 b2 비트를 성공적으로 가지면, 위에서 논의된 방법들과 유사하게, RS로부터 BS로 b2 비트를 송신하는 세가지 옵션이 있다. 협력 Alamouti에서는, 단계 2에서, 공간-시간 코딩(space-time coding) 방법, 예를 들어 Alamouti 공간-시간 블록 코드(space-time block code, STBC)(송신기측의 CSI가 없음)나 코히런트 조합(송신기측의 CSI있음)을 사용해서 RS와 WTRU가 동일한 비트(b2 비트)를 협력적으로 BS로 송신한다. 분산 주파수 다이버시티에서는, 단계 2에서, RS와 WTRU가 서로 다른 부반송파를 이용하여, 예를 들어 SFBC를 이용하여, 동일한 b2 비트를 협력적으로 BS로 송신한다. 협력 멀티플렉싱에서는, 단계 2에서, RS와 WTRU가 상이한 비트를 BS로 독립적으로 송신하며 RS와 WTRU에 의해 송신된 총 비트수는 b2이다. 유효 비율은 다음과 같이 표현된다.
Figure pct00018
Figure pct00019
Figure pct00020
Figure pct00021
분할 협력 MIMO
단계 1에서, WTRU는 각각 주파수 W1과 W2를 통해 b2 비트는 RS로 b1 비트는 BS로 송신한다. 이것의 예가 도 9에 도시되어 있다. WTRU-RS와 WTRU-BS의 전송들 사이에 할당되는 비트의 수는 상기 두 전송들의 대역폭 할당과 WTRU-BS 링크와 WTRU-RS 링크의 링크 품질에 의존한다. 단계 2에서, RS와 WTRU는 분산된 안테나로서 행동하며, 독립적인 b2와 b3비트를 BS로 송신한다.
이 옵션은 아래와 같은 유효 비율로 특징지어진다.
Figure pct00022
Figure pct00023
Figure pct00024
Figure pct00025
Figure pct00026
Figure pct00027
Figure pct00028
Rr1 = Rr2일 때, Reffect(split_coop_mux_multiplestreams)의 상한은 아래와 같이 달성된다.
Figure pct00029
비율을 최대화하기 위해, 아래와 같은 결론이 도출될 수 있다.
셀경계 WTRU의 위치(WTRU와 BS사이 정해진 거리)가 주어질 때, 셀 경계 사용자가 RS보다 더 많은 ICI를 경험함에 따라, (BS에 보다) WTRU에 더 가까운 RS는 BS에 더 가까운 RS보다 더 높은 비율을 제공한다.
일정량의 대역폭을 WTRU와 BS사이의 송신에 할당하는 것은 이 송신에 대역폭을 할당하지 않는 것보다 높은 비율을 가져온다. 그러므로, WTRU가 직접 일정 비트를 BS에 송신하도록 하는 것이 RS에 모든 비트를 BS로 포워드하도록 요청하는 것보다 더 낫다. 더욱이, WTRU와 BS사이의 링크보다 RS와 BS사이의 링크가 더 나으므로, Rr1 이 R1보다 더 높다. 따라서, WTRU와 BS사이의 송신(BS가 더 나쁜 링크를 가진다.)보다 WTRU와 RS사이의 송신(RS가 더 나은 링크를 가진다.)에 더 많은 대역폭을 할당하는 것이 더 높은 비율을 가져온다.
적응적 FDMA ( Adaptive FDMA ) 송신
WTRU에 할당된 반송파(carriers)가 주어질 때, 반송파는 투홉 통신그룹과 원홉통신 그룹으로 분할된다. 도 10에 한 예가 도시된다. 투홉 통신에 사용되는 반송파는 처리량을 최대화하기 위해 두 단계동안 동적으로 변화할 수 있다. 그러므로, 단계 1에서 투홉 통신 그룹에 할당된 부반송파의 수는 단계 2에서 할당된 부반송파의 수와 다를 수 있다. 따라서, 직접 송신에 할당된 부반송파는 투홉 송신의 반송파 변화에 따라 적응적으로 변화할 수 있다.
단계 1에서, WTRU는 각각 주파수 W1과 W2를 통해 b2 비트는 RS로 b1 비트는 BS로 송신한다. WTRU-RS와 WTRU-BS의 전송간에 할당된 비트수는 이러한 두 개의 전송에 할당된 대역폭과 WTRU-BS 링크와 WTRU-RS 링크의 링크 품질에 의존한다. 단계 2에서, RS는 BS로 주파수 W2'를 통해 b2 비트를 포워드한다. 이 기간 동안(T2), WTRU는 새로운 정보 비트 b3를 주파수 W1'을 통해 BS로 송신한다.
이 옵션의 유효 비율은 다음과 같이 특징지어진다.
Figure pct00030
Figure pct00031
Figure pct00032
Figure pct00033
Figure pct00034
Figure pct00035
Figure pct00036
Figure pct00037
Figure pct00038
Rr1 = Rr2일 때, Reffect(forwarding_adaptiveFDMA)의 상한은 아래와 같이 달성된다.
Figure pct00039
유효 비율 Reffect(forwarding_adaptiveFDMA)를 최적화하기 위해, 단계 1의 WTRU-BS와 WTRU-RS의 전송 대역폭 할당은 단계 2에서의 WTRU-BS와 WTRU-RS의 전송 대역폭 할당과 다를 수 있다. 이 두 단계에서의 대역폭 할당은 독립적이다. 따라서, 최적 W1(또는 W2)와 W2(또는 W1)은 개별적으로 구해질 수 있다. 일반성의 상실 없이, WTRU와 RS로부터의 송신된 전력을 각각 PWTRU와 PRS라 하자. 단계 1에서, 1W1과 W2는 유효 비율 Reffect(forwarding_adaptiveFDMA)를 최대화하기 위해 할당될 수 있다. 정의에 의해,
Figure pct00040
= Rr2 + R2이고
Figure pct00041
= Rr1 + R1이다.
그러므로,
Figure pct00042
Figure pct00043
그러므로, 유효 비율 Reffect(forwarding_adaptiveFDMA)를 최대화하는 최적의 W2를 찾기 위한 식은 다음과 같다.
Figure pct00044
Rr1 = Rr2라는 조건을 이용하면, 다음과 같이 구해진다.
Figure pct00045
유사하게, Reffect(forwarding_adaptiveFDMA)를 최대화하면 다음과 같다.
Figure pct00046
Rr1 = Rr2라는 조건을 만족하면서, 수학식 43과 수학식 44는 미디어 제어(media control, MC)를 가진 부분 포워딩(partial forwarding) 방법, Reffect( forwarding_adaptiveFDMA)의 유효 비율이 최대가 되도록 한다. 그러므로, 유도된 조건에 기초하여, RWTRU-RS = RRS-BS는, 셀경계 WTRU의 위치 (WTRU와 BS 사이의 정해진 거리)가 주어질 때, 셀경계 사용자가 RS보다 더 많은 ICI를 경험함에 따라, BS보다 WTRU에 더 가까운 RS는 BS에 더 가까운 RS보다 더 높은 비율을 제공한다는 것을 의미한다.
더구나, 수학식 44는 WTRU와 BS사이의 송신에 일정량의 대역폭을 할당하는 것은 이 송신에 대역폭을 할당하지 않는 것보다 더 높은 비율을 가져온다는 것을 의미한다. 다시 말하면, WTRU가 직접 BS에 일정 비트를 송신하게 하는 것이 BS로 모든 비트를 포워드하도록 RS에 요청하는 것보다 더 높은 유효 비율을 달성할 수 있다. 더구나, RS와 BS 사이의 링크가 WTRU와 BS 사이의 링크보다 더 나으므로, Rr1이 R1보다 높다. 그러므로, 수학식 44는 WTRU와 BS 사이의 송신(BS가 더 나쁜 링크를 가짐)보다 WTRU와 RS 사이의 송신(RS가 더 나은 링크를 가짐)에 더 대역폭을 할당하는 것이 더 높은 비율을 가져온다는 것을 또한 의미한다.
유사하게, 수학식 44는 WTRU와 BS 사이의 송신에 일정량의 대역폭을 할당하는 것이 이 송신에 대역폭을 전혀 할당하지 않은 것보다 더 높은 비율을 가져온다는 것을 의미한다; 수학식 44는 더 나쁜 링크 품질(WTRU-BS 링크)을 가진 송신보다 더 나은 링크 품질(RS-BS 링크)을 가진 송신에 더 많은 대역폭을 할당하면 더 높은 비율을 가져온다는 것을 의미한다
적응적 FDMA ( Adaptive FDMA )를 가진 협력 중계
단계 2에서, 이 방법은 협력 다이버시티 기술, 예를 들어 송신기측에서 채널 상태 정보가 이용가능한 코히런트 협력 다이버시티 또는 Alamouti STBC 협력 다이버시티를 이용하여 RS와 WTRU가 협력적으로 b2 정보 비트를 RS로 송신하도록 한다. 한 예가 도 11에 예시된다.
적응적 FDMA ( Adaptive FDMA )를 가진 단순 협력 멀티플렉싱
단계 2에서, 이 방법은 RS와 WTRU가 2X1 MISO 채널로서 행동할 수 있게 한다. RS와 WTRU는 독립적인 정보 비트를 송신하며; 총 송신 정보 비트수는 b2이다. 한 예가 도 12에 예시된다.
적응적 FDMA ( Adaptive FDMA )를 가진 분할 협력 멀티플렉싱
단계 2에서, RS와 WTRU는 분산 2X1 MIMO로 행동하며, W2'로 BS를 향해 독립적인 정보 비트를 전송한다. RS는 b2 정보 비트를 송신하며 이는 단계 1에 BS에 의해 수신된다. 한편, WTRU는 W2'로 BS를 향해 새로운 정보 비트 b3를 송신한다. W1'에서는, WTRU가 또다른 독립적인 정보 비트 b4를 BS를 향해 밀어낸다(push). 그러므로, 단계 1와 단계 2에서 BS에 의해 수신되는 총 비트의 수는 b1 + b2 + b3 + b4이다. 한 예가 도 13에 예시된다.
셀경계 WTRU가 이 부분에서 고려된다. 셀 경계 WTRU와 RS 또는 BS의 비율은 이렇게 수학식화된다.
Figure pct00047
Figure pct00048
ρ는 재사용 요소(re-use factor)를 나타내고,
Figure pct00049
는 셀경계 WTRU에서 수신된 SNR의 ICI 부분을 의미하며,
Figure pct00050
는 육각 평면형 셀룰러 시스템을 나타내고, SNR은 수신기에서 수신된 전력이다.
RS가 WTRU보다 BS에 가까움에 따라, RS와 BS사이의 통신에서 발생하는 ICI는 WTRU와 BS 사이의 통신에서 발생하는 ICI보다 훨씬 작다. 분석을 간단히 하기 위해서, RS는 BS와의 통신에서 ICI를 경험하지 않는다고 가정한다. 그러므로 다음과 같다:
Figure pct00051
LTE UL 시스템 레벨에서 사용된 시뮬레이션 인수(simulation parameter)가 앞서 사용되었다. 경로 상실(path loss)과 침투 상실(penetration loss)이 섀도잉 페이딩(shadowing fading)의 고려 없이 가정되었다. 순간 페이딩(instantaneous fading)은 가정되지 않았다. 아래의 표 1은 UL 통신에서의 시뮬레이션 가정을 도시한다.
인 수 가 정
셀의 반경 1732/3m(1732m 셀간 거리)
거리-의존 경로 상실 L = I + 37.6 log10(.R), R은 km
I = 128.1 - 2GHz
침투 상실 20dB
스펙트럼 할당 10MHz
최대 WTRU TX 전력 24dBm
소음 수치 5dB
재사용 요소(ρ) 1 과 3
협력 중계 시스템을 위한 채널 코디드 공간-시간 코드( channel coded space-time codes ) 디자인
협력 중계 시스템에는 두 단계의 통신이 있을 수 있다. 단계 1에서, RS는 WTRU를 듣고 성공적으로 b 정보 비트를 수신한다. 단계 2에서, RS와 WTRU는 협력적으로 그 b 정보 비트를 예를 들어 Alamouti 코드 또는 다른 공간-시간 코드를 사용해서 목적지로 송신한다. 정보 비트가 Alamouti 송신기로 매핑되기 전에, 두개의 병렬 채널 인코더가 정보 비트를 인코드하는데 사용될 수 있다.
도 14는 WTRU (1405)와 RS (1410)을 포함한 인코딩을 위한 무선 통신 장치를 도시한다. WTRU (1405)와 RS (1410) 모두, 같은 정보 비트가 각각 상이한 인코딩 방법을 사용하는 두개의 병렬 전방 에러 보정(forwad error correction, FEC) 인코더(즉, FEC1 과 FEC2)로 입력될 수 있다. 그러면, FEC 인코더에서 나오는 코드된 비트는 변조되고(modulated) 시그널링 운송 변환체(signalling transport converter, STC)로 매핑된다.
만약 이진 단계 시프트 키잉(binary phase shift keying, BPSK) 변조를 가정하면, 타임 슬롯 1에서 WTRU는 FEC 인코더 1의 결과물인 SS1을 송신하고 RS는 FEC 인코더 2의 결과물인 SR2를 송신한다. 다음 타임 슬롯에서, SS2는 FEC 인코더 2의 결과물을 표시하고 SS2 = SR2 일 때, WTRU는 -conj(SS2)를 송신하고, SR1은 FEC 인코더 1의 결과물이고 SR1 = SS1 일 때, RS는 conj(SR1)를 송신한다. STC 매핑은 아래 수학식 48에서 BPSK 변조 가정하에 주어진다:
Figure pct00052
그러므로, 도 14을 참조하면, WTRU (1405)는 첫 번째 인코딩 방법으로 복수의 데이터 비트를 인코딩하는 첫 번째 FEC 인코더와, 두 번째 인코딩 방법으로 복수의 데이터 비트를 인코딩하는 두 번째 FEC 인코더를 포함한다. RS (1410)은 첫 번째 인코딩 방법으로 복수의 데이터 비트를 인코딩하는 세 번째 FEC 인코더와, 두 번째 인코딩 방법으로 복수의 데이터 비트를 인코딩하는 네 번째 FEC 인코더를 포함한다. 첫 번째 FEC 인코더와 네 번째 FEC 인코더는 첫 번째 타임 슬롯 동안 인코드된 비트를 송신할 수 있고, 두 번째 FEC 인코더와 세 번째 FEC 인코더는 두 번째 타임 슬롯 동안 인코드된 비트를 송신할 수 있다.
당업자는 이것이 다른 어떤 변조 모드에도 확장될 수 있다는 것을 인식할 수 있을 것이다. 더구나, 도 14의 무선 통신 장치에서, WTRU (1405)는 UL 통신에 사용된다. 대안적으로, WTRU (1405)와 같은 구성을 가진 BS는 DL 통신에 사용될 수 있다.
이러한 방법들이 Alamouti 매핑을 가지는 단일 FEC 인코더 방법에 비해 가지는 잠재적인 장점은, Alamouti 방법에서 사용되는 코딩 비율과 같은 코딩 비율의 FEC 코더가 사용되면, 공간-시간 코드에 의해 제공되는 다이버시티 이득에 추가적으로 부가적인 채널 코딩 (중복된 버전), 이득을 얻는다는 것을 포함한다. Alamouti 방법에서와 동일한 채널 코딩 비율을 유지하기 위해, FEC1과 FEC2의 코딩 비율은 Alamouti 방법에서의 코딩비율보다 절반으로 줄어들 수 있다. 그러므로, 이 새로운 방법에 사용되는 FEC 인코더의 복잡도는 줄어든다. 수신기측(WTRU 또는 BS)의 추가적인 복잡도는 없다.
도 15는 WTRU (1500)과 RS (1550)이 통신하는 것을 도시하고 있다. WTRU (1500)은 안테나 (1505) (예를 들어, MIMO 안테나), 수신기 (1510), 프로세서 (1515)와 송신기 (1520)을 포함한다. RS (1550)은 안테나 (1555) (예를 들어, MIMO 안테나), 수신기 (1560), 프로세서 (1565) 및 송신기 (1570)를 포함한다.
도 16은 WTRU (1500)와 BS (1650)이 통신하는 것을 도시한다. BS (1650)은 안테나 (1655)(예를 들어, MIMO 안테나), 수신기 (1660), 프로세서 (1665) 및 송신기 (1670)을 포함한다.
도 17은 RS (1550)과 BS (1650)이 통신하는 것을 보이고 있다.
도 15-17을 참조하면, 지정된 주파수 대역상의 데이터 송신을 실행하기 위해 상이한 시간 주기가 할당될 수 있다. 도 15에서와 같이, WTRU (1500)안의 송신기 (1520)가 첫 번째 주파수 대역으로 RS (1550)로 데이터를 송신하고, 도 16에서와 같이, WTRU (1500)안의 송신기 (1520)가 두 번째 주파수 대역으로 BS (1650)로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기가 할당될 수 있다.
도 17에 도시된 바와 같이, RS (1550)안의 송신기 (1570)가 첫 번째 및 두 번째 주파수 대역으로 BS (1650)로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기가 할당될 수 있다.
대안적으로, 도 16 및 17에 도시된 바와 같이, RS (1550)와 WTRU (1500) 모두 첫 번째 및 두 번째 주파수 대역으로 BS (1650)로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기가 할당될 수 있다.
대안적으로, 도 17에 도시된 바와 같이, RS (1550)이 첫 번째 주파수 대역으로 BS (1650)으로 데이터를 송신하고, 도 16에 도시된 바와 같이, WTRU (1500)이 두 번째 주파수 대역으로 BS (1650)으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기가 할당될 수 있다.
대안적으로, 도 16 및 17에 도시된 바와 같이, RS (1550)과 WTRU (1500)이 첫 번째 주파수 대역으로 BS (1650)으로 데이터를 송신하고, WTRU (1500)이 두 번째 주파수 대역으로 BS (1650)으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기가 할당될 수 있다.
대안적으로, 도 16 및 17에 도시된 바와 같이, RS (1550)과 WTRU (1500)이 세 번째 주파수 대역으로 BS (1650)으로 데이터를 송신하고, WTRU (1500)이 네 번째 주파수 대역으로 BS (1650)으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기가 할당될 수 있다.
실시예
1. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
상기 첫 번째 및 두 번째 주파수 대역으로 상기 중계국이 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
2. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
상기 첫 번째 및 두 번째 주파수 대역으로 상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
3.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국이 상기 기지국으로 데이터를 송신하고, 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
4.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하고, 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
5.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
세 번째 주파수 대역으로 상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하고, 네 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
6. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
무선 송수신 장치;
중계국; 및
기지국을 포함하며,
상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
상기 중계국은 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역과 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
7.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
무선 송수신 장치;
중계국; 및
기지국을 포함하며,
상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치는 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역과 상기 두 번째 주파수 대역으로 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
8.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
무선 송수신 장치;
중계국; 및
기지국을 포함하며,
상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
상기 중계국은 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고, 상기 무선 송수신 장치는 상기 두 번째 시간 주기동안 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
9.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
무선 송수신 장치;
중계국; 및
기지국을 포함하며,
상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치는 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고, 상기 무선 송수신 장치는 상기 두 번째 시간 주기동안 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
10.지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
무선 송수신 장치;
중계국; 및
기지국을 포함하며,
상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치는 두 번째 시간 주기동안 세 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고, 상기 무선 송수신장치는 상기 두 번째 시간 주기동안 네 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
11. 데이터를 인코딩하기 위한 무선 통신 장치에 있어서,
첫 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 첫 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더와, 두 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 두 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더를 포함하는 무선 송수신 장치; 및
상기 첫 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 세 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더와, 상기 두 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 네 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더를 포함하는 중계국을 포함하는 데이터를 인코딩하기 위한 무선 통신 장치.
12. 실시예 11의 무선 통신 장치에 있어서, 상기 첫 번째 전방 에러 보정 인코더와 상기 네 번째 전방 에러 보정 인코드는 첫 번째 타임 슬롯동안 인코드된 비트를 송신하고, 상기 두 번째 전방 에러 보정 인코더와 상기 세 번째 전방 에러 보정 인코드는 두 번째 타임 슬롯동안 인코드된 비트를 송신하는 데이터를 인코딩하기 위한 무선 통신 장치.
비록 상기에서 형태(feature)와 요소(element)가 특정 조합으로 설명되었지만, 각 형태 또는 요소는 다른 형태와 요소 없이 홀로 쓰일 수 있거나 다른 형태와 요소와 함께 또는 없이 여러 조합으로 쓰일 수 있다. 여기에서 제공된 방법이나 플로차트는 컴퓨터 범용 컴퓨터나 프로세서에 의해 실행 가능한 판독가능한 저장매체안에 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 컴퓨터에 의해 판독 가능한 저장매체의 예는 읽기전용메모리(read only memory, ROM), 랜덤 접근 메모리(random access memory, RAM), 레지스터, 캐쉬 메모리, 반도체 메모리 장치, 내부 하드 디스크과 탈착 가능한 디스크와 같은 자기 매체, 자기-광 매체, 그리고 CD-ROM 디스크와 같은 광 매체, 그리고 DVD를 포함한다.
예를 들어, 적합한 프로세서는, 일반 목적 프로세서, 특수 목적 프로세서, 컨벤셔널 프로세서, 디지탈 신호 프로세서(digital signal processor, DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 연결되는 하나 또는 그 이상의 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, FPGA(Field Programmable Gate Arrays) 회로, 어떠한 다른 유형의 집적회로(IC), 그리고/또는 상태기계(state machine)를 포함한다.
소프트웨어와 연관된 프로세서는 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU), 사용자 장치(user equipment, UE), 터미널, 기지국, 라디오 망 제어기(radio network controller, RNC), 또는 어떤 다른 호스트 컴퓨터에라도 사용되는 라디오 주파수 송수신기를 구현 하는데 사용될 수 있다. 상기 무선 송수신 장치는 하드웨어 그리고/또는 소프트웨어로 구현된 예를 들어, 카메라, 비디오 카메라 모듈, 비디오폰, 스피커폰, 진동 장치, 스피커, 마이크로폰, 텔레비전 송수신기, 핸즈프리 헤드셋, 키보드, 블루투스ㄾ 모듈, 주파수 변조 라디오 장치, LCD 디스플레이 장치, 유기 발광 다이오드(organic light-emitting diode, OLED) 디스플레이 장치, 디지털 음악 재생기, 매체 재생기, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 그리고/또는 모든 무선 지역망(wireless local area network, WLAN) 또는 초광대역(ultra wide band, UWB) 모듈들과 같이 사용될 수 있다.

Claims (12)

  1. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
    첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
    상기 첫 번째 및 두 번째 주파수 대역으로 상기 중계국이 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
  2. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
    첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
    상기 첫 번째 및 두 번째 주파수 대역으로 상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
  3. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
    첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
    상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국이 상기 기지국으로 데이터를 송신하고, 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
  4. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
    첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
    상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하고, 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
  5. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 방법에 있어서,
    첫 번째 주파수 대역으로 무선 송수신 장치(wireless transmit/receive unit, WTRU)가 중계국(relay station, RS)으로 데이터를 송신하고, 두 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 기지국(base station, BS)으로 데이터를 송신하도록 첫 번째 시간 주기를 할당하고,
    세 번째 주파수 대역으로 상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하고, 네 번째 주파수 대역으로 상기 무선 송수신 장치가 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 두 번째 시간 주기를 할당하는 것을 포함하는 상이한 시간 주기를 할당하는 방법.
  6. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
    무선 송수신 장치;
    중계국; 및
    기지국을 포함하며,
    상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
    상기 중계국은 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역과 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
  7. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
    무선 송수신 장치;
    중계국; 및
    기지국을 포함하며,
    상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
    상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치는 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역과 상기 두 번째 주파수 대역으로 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
  8. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
    무선 송수신 장치;
    중계국; 및
    기지국을 포함하며,
    상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
    상기 중계국은 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고, 상기 무선 송수신 장치는 상기 두 번째 시간 주기동안 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
  9. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
    무선 송수신 장치;
    중계국; 및
    기지국을 포함하며,
    상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
    상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치는 두 번째 시간 주기동안 상기 첫 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고, 상기 무선 송수신 장치는 상기 두 번째 시간 주기동안 상기 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
  10. 지정된 주파수 대역에서 데이터 전송을 수행하도록 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치에 있어서,
    무선 송수신 장치;
    중계국; 및
    기지국을 포함하며,
    상기 무선 송수신 장치는 첫 번째 시간 주기동안 첫 번째 주파수 대역으로 상기 중계국으로 데이터를 송신하고, 상기 첫 번째 시간 주기동안 두 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고,
    상기 중계국과 상기 무선 송수신 장치는 두 번째 시간 주기동안 세 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성되고, 상기 무선 송수신장치는 상기 두 번째 시간 주기동안 네 번째 주파수 대역으로 상기 기지국으로 데이터를 송신하도록 구성된 상이한 시간 주기를 할당하는 무선 통신 장치.
  11. 데이터를 인코딩하기 위한 무선 통신 장치에 있어서,
    첫 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 첫 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더와, 두 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 두 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더를 포함하는 무선 송수신 장치; 및
    상기 첫 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 세 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더와, 상기 두 번째 인코딩 방법을 이용해서 복수개의 데이터 비트를 인코드하는 네 번째 전방 에러 보정(forward error correction, FEC) 인코더를 포함하는 중계국을 포함하는 데이터를 인코딩하기 위한 무선 통신 장치.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 첫 번째 전방 에러 보정 인코더와 상기 네 번째 전방 에러 보정 인코더는 첫 번째 타임 슬롯동안 인코드된 비트를 송신하고, 상기 두 번째 전방 에러 보정 인코더와 상기 세 번째 전방 에러 보정 인코더는 두 번째 타임 슬롯동안 인코드된 비트를 송신하는 것을 포함하는 데이터를 인코딩하기 위한 무선 통신 장치.
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