KR20110025047A - 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나 - Google Patents

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Abstract

향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나가 개시된다. 급전 패치는 단층 구조를 가지는 기판의 상면에 배치되어 외부로부터 신호를 공급받는다. 전송 선로는 기판의 상면에 배치된 단위셀로 이루어져 급전 패치로부터 전달된 신호를 전송한다. 접지 패치는 전송 선로를 중심으로 하여 전송 선로의 길이 방향과 동일한 방향으로 기판의 상면에 길게 형성된다. 또한 단위셀은 기판의 상면에 형성되어 신호를 공급받는 상부 패치 및 상부 패치와 접지 패치를 연결하도록 기판의 상면에 형성되며 조절 가능한 인덕턴스 값을 가지는 인덕터부로 구성된다. 본 발명에 따르면, CPW 구조를 사용하여 급전 패치와 전송 선로 및 접지 패치가 모두 단층 구조를 가지는 기판의 동일한 면에 배치되도록 함으로써 접지 비아가 필요하지 않게 되므로 간단한 구조를 가진다. 또한 기판의 특성을 이용하여 안테나의 동작 특성을 결정하는 것이 아닌 인덕터부의 인덕턴스 값 조절 및 각 부의 배치에 의해 공진 주파수에 영향을 미치는 파라미터의 값을 결정함으로써 제조 공정을 간소화시킬 수 있다. 나아가 상부 패치와 접지 패치 사이의 공간을 넓게 유지하여 캐패시턴스를 최소화시키고 인덕턴스 값을 최대화함으로써 대역폭을 향상시킬 수 있다.

Description

향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나{Small zeroth-order resonant antenna of simple fabrication with extended bandwidth and high efficiency}
본 발명은 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 공진 주파수가 안테나의 크기에 무관하게 결정되며, 작은 크기를 가지면서도 향상된 대역폭을 가져 무선통신 기기에 적용 가능한 0차 공진 안테나에 관한 것이다.
마이크로파 회로 및 안테나에 대하여 광범위하게 연구되어 온 메타물질(metamaterial)은 자연계에서 흔히 볼 수 없는 특수한 전자기적 성질을 나타내도록 인공적인 방법으로 합성된 물질이다. 메타물질은 기존의 자연 물질과 대비하여 역평행 위상(anti-parallel phase), 군속도(group velocities) 및 영 전파 상수(zero propagation constant) 등과 같은 특수한 특징을 보이며, 분할 링 공진기(split-ring resonator : SSR) 또는 복합 좌우현 전송선로(Composite Right/Left Handed Transmission Line : CRLH TL)에 의해 구현될 수 있다.
역평행 위상과 군속도의 특성을 이용함으로써 CRLH TL은 후방 및 전방복사하는 기본 모드 누설파 안테나(dominant mode leaky-wave antenna)에 적용될 수 있다. 또한, 좌현 물질 특성 중에서 영 전파 상수에 의해 공진기는 무한대의 파장을 가지며, 공진 주파수는 공진기의 크기에 독립적이다. 따라서 공진 안테나의 영 전파 상수 특성은 기존의 반파장 안테나에 비해 공진 안테나를 더욱 소형화시킬 수 있다.
도 1은 기존의 0차 공진(zeroth-order resonant : ZOR) 안테나의 일 예를 도시한 도면이다. 도 1을 참조하면, 기존의 ZOR 안테나(이하, '선행기술1'이라 함)는 복수의 단위셀로 구성되며, 각각의 단위셀은 7.3×15 mm2의 크기를 가진다. 또한 도 1에서 w1=15.0mm, w2=0.2mm로 할 수 있다. 도 1의 안테나가 두 개의 단위셀로 구성되었을 때 공진 주파수는 3.38 GHz이고, 안테나의 전기적 크기는 공진 주파수 f0에 대해 λ0/6×λ0/6×λ0/57이 된다. 따라서 ZOR 안테나는 영 전파 상수를 이용함에 따라 종래의 안테나에 비해 크기 축소의 효과를 가진다. 그러나 이러한 선행기술1에 따른 ZOR 안테나의 경우 0.1 % 이하의 대역폭을 보여 무선통신 기기에 적용하기에는 한계가 있다.
최근, ZOR 안테나의 대역폭 문제를 해결하기 위한 연구가 수행되었다. 도 2는 대역폭 개선을 위해 제안된 메타물질 링 안테나의 형태를 도시한 도면이다. 도 2에서 링 안테나(이하, '선행기술2'라 함)는 낮은 유전율을 가지는 두꺼운 기판을 포함하는 다층(multi-layer) 구조상에 구현된다. 기판은 지지 브라켓에 의해 지지되며, 슬리브 발룬(sleave balun)에 의해 대역폭이 6.8%까지 증가한다. 그러나 제작이 용이하지 않다는 단점을 가진다.
대안으로서, ZOR 안테나의 대역폭은 스트립 정합 그라운드(strip matching ground)에 의해 증가한다. 이 경우에 안테나의 비대역폭(fractional bandwidth)은 8%까지 개선된다. ZOR 안테나는 또한 낮은 유전율을 가지는 두꺼운 기판 위에 적층된 높은 유전율의 얇은 기판으로 이루어진 다층 기판에 제작될 수도 있다. 대역폭 문제를 해결하기 위한 또 다른 방법은 서로 근접한 두 개의 공진 주파수를 가지는 것이다. 이러한 안테나는 공진 주파수가 미세하게 다른 두 개의 공진기로 구성된다. 이때 대역폭은 3.1%까지 증가한다.
도 3은 개선된 대역폭을 가지는 또 다른 소형 안테나의 구조를 도시한 도면이다. 도 3에 도시된 안테나(이하, '선행기술3'이라 함)를 구성하는 각각의 단위셀은 상부 패치, 상부 패치를 접지로 연결하는 수직 비아(via) 및 인접한 단위셀과 겹쳐지는 네 개의 금속-절연체-금속(metal-insulator-metal : MIM) 캐패시터로 구성된다. 또한 접지면은 안테나 접지, 마이크로스트립 급전선 접지 및 스트립 매칭(strip matching) 접지의 세 부분으로 구분된다. 도 3에서 각 부의 구체적인 치수에 관한 사항은 생략한다. 이러한 구조를 통해 선행기술3의 안테나는 기존의 안테나에 비해 넓은 임피던스 매칭 및 작은 크기를 달성할 수 있다. 그러나 선행기술3의 안테나 역시 선행기술2와 마찬가지로 낮은 유전율의 두꺼운 기판 상에 높은 유전율의 얇은 기판이 쌓아 올려진 구조의 다층 구조를 요구한다는 문제가 있다.
위에서 설명한 선행기술들에 비해 간단한 구조를 가지며, 향상된 대역폭 및 높은 효율을 보이는 소형 안테나의 개발 필요성이 점차 소형화되고 있는 휴대용 기기의 발전과 함께 제기되고 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 구조 및 제조 공정이 간단하며 넓은 대역폭과 높은 효율을 가져 소형 통신 기기에 적용될 수 있는 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나를 제공하는 데 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나는, 단층 구조를 가지는 기판의 상면에 배치되어 외부로부터 신호를 공급받는 급전 패치; 상기 기판의 상면에 배치된 단위셀로 이루어져 상기 급전 패치로부터 전달된 신호를 전송하는 전송 선로; 및 상기 전송 선로를 중심으로 하여 상기 전송 선로의 길이 방향과 동일한 방향으로 상기 기판의 상면에 길게 형성된 한 쌍의 접지 패치;를 구비하며, 상기 단위셀은, 상기 기판의 상면에 형성되어 신호를 공급받는 상부 패치; 및 상기 상부 패치와 상기 접지 패치를 연결하도록 상기 기판의 상면에 형성되며 조절 가능한 인덕턴스 값을 가지는 인덕터부;를 구비한다.
본 발명에 따른 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나에 의하면, CPW 구조를 사용하여 급전 패치와 전송 선로 및 접지 패치가 모두 기판의 동일한 면에 배치되도록 함으로써 접지 비아가 필요하지 않으며 단층 구조를 가지는 기판을 사용하므로 간단한 구조를 가져 구현이 용이하다. 또한 기판의 특성을 이용하여 안테나의 동작 특성을 결정하는 것이 아닌 인덕턴스 값의 조절 및 각 부의 배치에 의해 공진 주파수에 영향을 미치는 파라미터의 값을 결정함으로써 제조 공정을 간소화시킬 수 있다. 나아가 상부 패치와 접지 패치 사이의 공간을 넓게 유지하여 캐패시턴스를 최소화시키고 인덕턴스를 최대화함으로써 대역폭을 향상시킬 수 있다.
도 1은 기존의 0차 공진(zeroth-order resonant : ZOR) 안테나의 일 예를 도시한 도면,
도 2는 대역폭 개선을 위해 제안된 메타물질 링 안테나의 형태를 도시한 도면,
도 3은 개선된 대역폭을 가지는 또 다른 소형 안테나의 구조를 도시한 도면,
도 4는 본 발명에 따른 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제1실시예의 구성을 도시한 평면도,
도 5a 및 도 5b는 각각 전송 선로(130)를 구성하는 단위셀에 미앤더 라인이 연결된 형태에 대한 두 가지 실시예의 구성을 도시한 도면,
도 6은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제2실시예의 구성을 도시한 평면도,
도 7은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제3실시예의 구성을 도시한 평면도,
도 8은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제4실시예의 구성을 도시한 평면도,
도 9는 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제1실시예 내지 제4실시예에 대하여 적용 가능한 기판의 하면의 구성을 도시한 도면,
도 10은 CRLH 전송선로의 등가회로 및 분산 곡선(dispersion curve)을 도시한 도면,
도 11은 전송 선로(130)를 구성하는 단위셀(135)의 등가회로를 도시한 도면,
도 12는 도 4에 도시된 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제1실시예를 실제 안테나로 구현한 형태를 나타낸 도면,
도 13은 도 12의 안테나의 주파수에 따른 반사손실을 도시한 그래프,
도 14는 도 12에 나타낸 안테나의 1.5GHz에서의 방사 패턴을 도시한 도면,
도 15는 도 12의 안테나의 전기장 분포를 도시한 도면,
도 16은 도 6에 도시된 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제2실시예를 실제 안테나로 구현한 형태를 나타낸 도면,
도 17은 도 16의 안테나의 주파수에 따른 반사손실을 도시한 그래프,
도 18은 도 16에 나타낸 안테나의 2.03GHz에서의 방사 패턴을 도시한 도면,
도 19는 도 16의 안테나의 전기장 분포를 도시한 도면,
도 20은 도 7에 도시된 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제3실시예를 실제 안테나로 구현한 형태를 나타낸 도면,
도 21은 도 20의 안테나의 주파수에 따른 반사손실을 도시한 그래프,
도 22는 도 20에 나타낸 안테나의 2.38GHz에서의 방사 패턴을 도시한 도면, 그리고,
도 23은 단위셀의 개수에 따른 주파수를 도시한 그래프이다.
이하에서 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나의 바람직한 실시예에 대해 상세하게 설명한다.
도 4는 본 발명에 따른 향상된 대역폭 및 높은 효율을 가지며 구현이 간단한 소형 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제1실시예의 구성을 도시한 평면도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 0차 공진 안테나는 기판(100)의 상면에 배치된 급전 패치(110), 접지 패치(120) 및 전송 선로(130)를 구비한다.
급전 패치(110)는 기판(100)의 상면에 배치되어 외부로부터 신호를 공급받고, 전송 선로(130)는 급전 패치(110)로부터 전달된 신호를 전송 선로(130)의 길이 방향, 즉 y축 방향을 따라 전송한다. 이때 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 단층 구조를 가지는 기판(100)을 사용함으로써 앞에서 설명한 선행기술2 및 선행기술3에 비해 제작 및 구현을 용이하게 할 수 있다.
전송 선로(130)는 기판(100)의 상면에 길이 방향으로 배치된 하나 이상의 단위셀(135-1, 135-2, …, 135-n, 이하 135)로 이루어진다. 복수의 단위셀(135)이 전송 선로(130)를 구성하는 경우, 각각의 단위셀(135)은 서로 일정한 간격을 두고 배치된다.
접지 패치(120)는 한 쌍이 형성되며, 전송 선로(130)를 중심으로 하여 전송 선로(130)의 길이 방향과 동일한 방향으로 기판(100)의 상면에 길게 형성된다. 즉, 도 4에 도시된 바와 같이 한 쌍의 접지 패치(120)는 급전 패치(110) 및 전송 선로(130)의 양측에 각각 배치된다. 또한 전송 선로(130)를 구성하는 단위셀(135)의 너비에 비해 급전 패치(110)의 너비가 좁은 경우에는 접지 패치(120)의 너비가 급전 패치(110)의 양측 부분에서는 더 넓어진다.
이와 같이 본 발명에 따른 0차 공진 안테나는 접지 패치(120)가 외부로부터 신호를 공급받는 급전 패치(110) 및 공급된 신호를 전달하는 전송 선로(130)와 기판(100)의 동일면에 배치되는 동일 평면 도파관(coplanar waveguide : CPW) 방식의 구조를 사용한다. 그에 따라 기판(100)의 하면에 접지면이 형성될 경우에 필요한 접지 비아(via)를 구비할 필요성이 없어지게 되므로 안테나의 구조 및 제작 공정을 간소화할 수 있다.
전송 선로(130)를 구성하는 단위셀(135)은 기판(100)의 상면에 형성되어 신호를 공급받는 상부 패치(210) 및 상부 패치(210)와 접지 패치(120)를 연결하는 인덕터부를 구비한다. 인덕터부는 조절 가능한 인덕턴스 값을 가지는 다양한 소자에 의해 구현될 수 있으며, 도 4에 도시된 본 발명의 제1실시예에는 인덕터부가 미앤더 라인(meander line, 220)에 의해 구현된 경우를 나타내었다. 도 5a 및 도 5b는 각각 전송 선로(130)를 구성하는 단위셀(135)에 미앤더 라인(220)이 연결된 형태에 대한 두 가지 실시예의 구성을 도시한 도면이다..
도 5a에 도시된 단위셀(135)은 사각형 형상의 상부 패치(210) 및 상부 패치(210)의 한 변에 연결된 미앤더 라인(220)을 구비하며, 도 5b에 도시된 단위셀(135)은 사각형 형상의 상부 패치(210) 및 상부 패치(210)의 서로 마주보는 두 변에 각각 연결된 한 쌍의 미앤더 라인(220)을 구비한다. 도 4에 도시된 0차 공진 안테나의 제1실시예에서 전송 선로(130)는 도 5a에 도시된 것과 같은 형태의 단위셀(135)로 이루어지며, 미앤더 라인(220)이 연결된 상부 패치(210)의 각 변은 인접한 단위셀(135)의 미앤더 라인(220)이 연결된 상부 패치(210)의 변과 마주보는 방향에 위치한다.
한편, 도 6은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제2실시예의 구성을 도시한 평면도이며, 도 6에 도시된 0차 공진 안테나의 제2실시예에서 전송 선로(130)는 도 5b에 도시된 것과 같이 미앤더 라인(220)이 상부 패치(210)의 서로 마주보는 양 변에 모두 연결된 형태의 단위셀(135)을 포함하고 있다.
도 4 및 도 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 도 5a 및 도 5b에 도시된 단위셀(135)이 기판(100)의 상면에 배치될 때에는 미앤더 라인(220)이 결합된 상부 패치(210)의 변이 접지 패치(120)의 길이 방향과 평행하게 되도록 배치된다. 따라서 미앤더 라인(220)은 상부 패치(210)와 접지 패치(120) 사이의 공간에 위치하게 된다.
도 5a에 도시된 바와 같이 하나의 미앤더 라인(220)만을 구비하는 단위셀(135)이 전송 선로(130)를 구성하는 경우, 모든 미앤더 라인(220)이 한 쌍의 접지 패치(120) 중에서 동일한 하나의 접지 패치(120)에 연결되도록 할 수도 있고 복수의 미앤더 라인(220)이 무작위로 한 쌍의 접지 패치(120) 중 어느 하나에 연결되도록 할 수도 있다. 이때 상부 패치(210)를 기준으로 하여 양쪽이 대칭되도록 미앤더 라인(220)이 연결되면 임피던스 매칭이 용이하게 된다.
따라서 도 4에 도시된 것과 같이 인접한 단위셀(135)에서 미앤더 라인(220)이 연결된 상부 패치(210)의 변과 마주보는 방향에 위치한 변에 미앤더 라인(220)이 연결되도록 하여 전송 선로(130)의 길이 방향을 따라 복수의 미앤더 라인(220)이 각각 접지 패치(120)에 교번적으로 연결되도록 하는 것이 바람직하다. 상부 패치(210)에 연결된 미앤더 라인(220)의 개수와 같은 단위셀(135)의 구조와 안테나의 동작 사이의 관계에 대하여는 뒤에서 상세하게 설명한다.
전송 선로(130)를 구성하는 단위셀(135)의 개수는 안테나의 이득에 관련된다. 앞에서 설명한 바와 같이 0차 공진 안테나는 크기에 무관한 공진 주파수를 가지므로 단위셀(135)의 개수가 많아져서 안테나의 크기가 증가하여도 안테나의 공진 주파수는 변화하지 않는다. 다만, 크기가 증가할수록 안테나의 이득은 증가하게 된다. 따라서 사용자의 요구에 따라 안테나의 크기 및 이득을 조절하여 적절한 개수의 단위셀(135)을 선택함으로써 본 발명에 따른 0차 공진 안테나를 설계할 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제3실시예의 구성을 도시한 평면도이다. 도 7을 참조하면, 상부 패치(210)와 접지 패치(120)를 연결하도록 기판(100)의 상면에 형성되는 인덕터부로서 칩 인덕터(710)가 미앤더 라인(220) 대신 사용될 수 있다. 따라서 칩 인덕터(710)의 값을 변화시키면 원하는 공진 주파수를 가지도록 안테나를 설계할 수 있다. 또한 전송 선로(130)와 접지 패치(120) 사이의 거리는 CRLH 전송선로의 병렬 캐패시턴스(CR)의 값을 최소화하여 대역폭을 넓힐 수 있는 거리로 정해진다. 병렬 캐패시턴스와 대역폭 사이의 관계는 뒤에서 상세하게 설명한다.
한편, 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 병렬 인덕턴스 값을 최대화할 수 있도록 스파이럴 인덕터에 의해 인덕터부를 구현할 수도 있다. 이 경우에도 상부 패치(210)와 접지 패치(120) 사이의 거리는 넓게 유지하여 병렬 캐패시턴스 값이 최소화되고 대역폭은 향상되도록 한다.
도 8은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제4실시예의 구성을 도시한 평면도이다. 도 8을 참조하면, 본 발명의 제4실시예에는 기판(100)의 상면에 배치되며 전송 선로(130)를 통해 전달된 신호를 외부로 출력하는 출력 패치(810)가 더 구비될 수 있다.
도 9는 본 발명에 따른 0차 공진 안테나에 대한 바람직한 제1실시예 내지 제4실시예에 대하여 적용 가능한 기판의 하면의 구성을 도시한 도면이다. 도 9를 참조하면, 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제1실시예 내지 제4실시예는 급전 패치(110), 접지 패치(120) 및 전송 선로(130)가 배치된 기판(100)의 상면에 대향하는 기판의 하면(200)에 형성된 사각형 형상의 하부 패치(140)를 더 구비한다. 하부 패치(140)는 임피던스 매칭을 향상시키기 위해 기판의 하면(200)에 배치될 수 있다.
이하에서는 도 4 내지 도 9를 참조하여 설명한 것과 같은 구성을 가지는 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 동작에 관하여 상세하게 설명한다.
먼저 0차 공진 안테나의 공진 주파수가 안테나의 크기에 무관하게 결정된다는 점에 관하여 설명한다.
도 10은 CRLH 전송선로의 등가회로 및 분산 곡선(dispersion curve)을 도시한 도면이다. 도 10의 (a)를 참조하면, 일반적인 CRLH 전송선로는 직렬 캐패시턴스(CL) 및 직렬 인덕턴스(LR), 그리고 병렬 캐패시턴스(CR) 및 병렬 인덕턴스(LL)로 구성된 단위셀이 연속으로 배치된 주기적인 구조를 가진다. 손실 CRLH 전송선로의 이미턴스(immittance)는 다음의 수학식 1과 같이 주어진다.
Figure pat00001
여기서, R 및 G는 각각 손실 CRLH 전송선로의 병렬 저항 및 병렬 컨덕턴스를 나타낸다. 직렬 및 병렬 공진 주파수는 다음의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00002
따라서 복소 전파 상수(γ) 및 특성 임피던스(ZC)는 각각 다음의 수학식 3 및 수학식 4에 의해 나타내어진다.
Figure pat00003
Figure pat00004
CRLH 전송선로는 주기적인 경계조건(boundary condition)을 가지므로 Bloch-Floquet 이론이 적용될 수 있으며, 분산 관계식은 다음의 수학식 5에 의해 결정된다.
Figure pat00005
여기서, s(ω)는 사인(sign) 함수이다.
예를 들면, ωse와 ωsh는 도 10의 (b)에 도시된 바와 같이 불균형 LC 기반 CRLH 전송선로의 분산 다이어그램에서는 상이할 수 있다. β=0일 때의 이러한 공진 주파수에서 무한대의 파장이 뒷받침될 수 있다. CRLH 전송선로를 가지는 개방형 공진기의 이론에 따르면, 공진은 다음 수학식 6을 만족하는 조건에서 발생한다.
Figure pat00006
여기서, l, n 및 N은 각각 공진기의 물리적 길이, 모드 번호 및 단위셀의 개수이다.
수학식 6에서 n=0일 때 파장은 무한대가 되고 0차 모드의 공진 주파수는 안테나의 크기에 독립적으로 된다. 이때 개방형 공진기의 최단 길이는 파장의 1/2이다. 따라서 보다 축소된 크기의 안테나가 구현 가능하다.
도 10의 (b)에 도시된 바와 같이, 불균형 CRLH 전송선로에 있어서, β=0인 두 개의 공진 주파수 ωse와 ωsh가 정합된 부하와 함께 관찰된다. ZL=∞인 개방형 전송선로를 고려하면, 공진기의 한쪽 단부로부터 다른 쪽 단부를 바라본 입력 임피던스 Zin은 다음의 수학식 7과 같다.
Figure pat00007
수학식 7로부터, 개방형 공진기의 입력 임피던스는
Figure pat00008
이고, 등가의 L, C 및 G의 값은 각각
Figure pat00009
,
Figure pat00010
및
Figure pat00011
이다. N에 무관하게 N개의 단위셀로 이루어진 개방형 0차 공진 회로의 공진 주파수는 병렬 LC 탱크(Y'shunt)로부터 유래된 공진 주파수에 의해 결정된다. 따라서 개방형 0차 공진 안테나의 공진 주파수는 수학식 2의 병렬 공진 주파수인 ωsh와 같이 결정되며, 그에 따라 공진 주파수는 단위셀의 병렬 파라미터에만 의존한다.
다음은 0차 공진 안테나의 대역폭에 관한 설명이다. 앞에서 설명한 바와 같이 개방형 공진기가 단위셀의 Y'shunt에만 의존한다는 점을 고려하면, 병렬 캐패시터 CR 에 저장된 평균 전기 에너지는 다음의 수학식 8과 같다.
Figure pat00012
여기서, V는 병렬 캐패시터에 인가된 전압이다.
또한 병렬 인덕터 LL에 저장된 평균 자기 에너지는 다음의 수학식 9와 같다.
Figure pat00013
여기서, IL은 병렬 인덕터에 인가된 전류이다.
Wm과 We가 동일할 때 공진이 일어나므로, 양호도(quality factor)는 다음의 수학식 10과 같이 산출될 수 있다.
Figure pat00014
결과적으로, 개방형인 경우에 공진기의 비대역폭은 다음의 수학식 11과 같이 얻어진다.
Figure pat00015
이러한 관계식은 입력단에서의 임피던스 매칭을 고려하고 있지 않으나, 대역폭을 효과적으로 증가시킬 수 있는 직관적인 개념을 제공한다.
앞에서도 설명한 바와 같이 일반적으로 0차 공진 안테나는 기존의 공진 안테나에 비해 좁은 대역폭의 문제를 가진다. 이는 0차 공진 안테나의 양호도가 CR과 LL에만 관계되기 때문이다. 예를 들면, 마이크로스트립(microstrip) 구조에서 LL과 CR은 상부 패치와 하부 접지 사이의 단락 핀(비아)과 평행 플레이트에 의해 구현된다. 마이크로스트립 선로에서 LL은 비아의 길이에 의존하므로, 마이크로스트립 구조는 LL의 값을 제한한다. 또한, 기판의 두께 및 크기는 평행 플레이트의 캐패시턴스를 결정하므로, 마이크로스트립 선로는 큰 값의 CR을 가진다.
그 결과, 수학식 11에 따르면, 작은 값의 LL과 큰 값의 CR로부터 좁은 대역폭이 얻어지게 되며, 마이크로스트립 기술에서의 0차 공진 안테나는 구조적인 문제에 따른 좁은 대역폭을 가지게 된다. 마이크로스트립 구조의 대역폭을 확장하기 위해서는 낮은 유전율의 두꺼운 기판이 활용되지만, 이는 앞에서도 설명한 바와 같이 공정을 어렵게 하고 설계의 자유를 제한한다.
도 4 내지 도 8에 도시된 본 발명의 제1실시예 내지 제4실시예에 의하면, 높은 LL과 낮은 CR에 의해 대역폭 문제를 해결하면서 크기가 최소화된 0차 공진 안테나를 구현할 수 있다.
수학식 2의 병렬 공진 주파수에서, 병렬 인덕턴스 LL은 인덕터부의 인덕턴스 값으로, 미앤더 라인(220)의 길이 또는 조절 가능한 인덕턴스 값을 가지는 칩 인덕터 등의 소자에 의해 결정된다. 또한 병렬 캐패시턴스 CR은 상부 패치(210)와 접지 패치(120) 사이의 캐패시턴스 값으로, 상부 패치(210)와 접지 패치(120) 사이의 공간이 넓어질수록 CR의 값은 작아진다. 또한 하부 패치(140)가 구비되어 있는 경우에는 하부 패치(140)의 너비인 W3 값에 의해서도 CR 값이 변화할 수 있으며, W3의 값이 증가하면 CR 값도 함께 증가한다.
도 11은 전송 선로(130)를 구성하는 단위셀(135)의 등가회로를 도시한 도면이다. 도 11의 (a)는 전송 선로(130)의 하나의 단위셀(135)의 각 부분에 의해 결정되는 회로 파라미터를 도시한 도면이고, (b)는 도 5b와 같은 형태를 가지는 단위셀(135)의 등가회로, (c)는 도 5a와 같은 형태를 가지는 단위셀(135)의 등가회로를 도시한 도면이다. 도 11을 참조하면, 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 병렬 파라미터들은 상부 패치(210)와 접지 패치(120) 사이의 병렬 캐패시턴스와 미앤더 라인(220)의 병렬 인덕턴스에 의해 실현된다.
또한 단위셀(135)이 도 5b와 같은 형태를 가질 때 병렬 인덕턴스 LL은 미앤더 라인의 인덕턴스 Lstub의 1/2임을 알 수 있다. 따라서 도 5a와 같이 상부 패치(210)의 한 변에만 미앤더 라인(220)이 연결되면 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 크기를 변화시키지 않고 공진 주파수의 크기를 조절할 수 있다.
구체적으로, 단위셀(135)이 도 5a와 같이 비대칭적인 형태를 가질 때의 공진 주파수와 도 5b와 같이 대칭적인 형태를 가질 때의 공진 주파수는 다음의 수학식 12와 같이 얻어진다.
Figure pat00016
여기서, ωsh - asym은 단위셀(135)이 도 5a의 형태를 가질 때의 공진 주파수이고, ωsh - sym은 단위셀(135)이 도 5b의 형태를 가질 때의 공진 주파수이다.
본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 전송 선로(130)는 마이크로스트립 선로에 비해 높은 설계의 자유를 제공하므로, 적절한 디자인을 사용함으로써 더 넓은 대역폭과 더 작은 크기 모두를 달성할 수 있다. 그러므로 미앤더 라인(220)은 큰 LL뿐 아니라 단락 스터브(short stub)의 구현을 가능하게 한다. 상부 패치(210)는 접지 패치(120)로부터 멀리 떨어진 곳에 배치되므로, CR은 마이크로스트립 구조에 비해 작으며, 대역폭이 확장될 수 있도록 한다.
인덕턴스는 미앤더 라인(220)과 같은 단락 스터프 라인의 길이에 비례하여 증가한다. 따라서 미앤더 라인(220)을 사용하게 되면 제한된 공간에서 큰 값의 LL을 실현할 수 있다. 또한 전송 선로(130)와 접지 패치(120)가 동일 평면에 배치됨으로써 상부 패치(210)와 접지 패치(120) 사이의 병렬 캐패시턴스를 용이하게 조절할 수 있다. 결과적으로, CPW 방식의 구조와 미앤더 라인(220)에 의해 단락 파라미터를 매우 용이하게 변화시킬 수 있다.
임피던스 매칭의 경우, 기판(100) 상면의 스터브와 하부 패치(140)의 일부가 활용될 수 있다. 스터브의 너비와 길이는 모두 임피던스 매칭에 있어서 중요한 역할을 한다. 또한 하부 패치(140)의 길이가 길어지면 급전 네트워크의 커플링 캐패시턴스가 증가하므로, 이는 우수한 임피던스 매칭을 얻기 위해 활용될 수 있다.
도 12는 도 4에 도시된 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제1실시예를 실제 안테나로 구현한 형태를 나타낸 도면이다. 안테나에 사용된 기판(100)으로는 유전율이 2.2인 Rogers RT/Duroid 5880 기판이 사용될 수 있다. 입력 임피던스를 50Ω으로 정합시키기 위해 50Ω의 CPW 급전 선로와 근접 결합(proximity coupling)이 급전 네트워크로서 사용된다. 앞에서 설명한 바와 같이 안테나의 공진 주파수는 Lstub와 CR에 의해 결정된다. 미앤더 라인(220)의 길이를 변화시킴에 의해 LL이 변화하며 공진 주파수가 달라지게 된다. 본 발명에 따른 0차 공진 안테나는 CPW 형태로 제작되며 비아가 없는 기판의 상면과 하면에 인쇄되므로, 제작이 용이하고 로우 프로파일(low profile) 형태를 가진다.
도 12의 안테나는 21.4mm×25.4mm×1.6mm의 작은 크기를 가지며, 1.5GHz의 공진 주파수에서 0차 공진 모드로 동작하도록 구현되었다. 안테나의 전기적 크기는 1.5GHz에서 0.107λ0×0.127λ0×0.008λ0이고, 단위셀(135)의 전기적 크기는 0.072λ0×0.04λ0이다. 또한 도 4를 참조하면 각 부의 치수는 다음과 같다. 단위는 밀리미터(mm)이다. L1=2, L2=7.8, L3=17.8, W1=3.4, W2=6, W3=9, g1=0.1, g2=g3=0.2, l1=0.2.
도 13은 도 12의 안테나의 주파수에 따른 반사손실을 도시한 그래프이다. 도 13을 참조하면, 시뮬레이션 결과로 얻어진 반사손실 값과 측정 결과로 얻어진 반사손실 값이 주파수에 따라 도시되어 있다. 여기서 0차 공진 주파수는 1.5GHz이고, 10dB 대역폭은 4.8%이다.
도 14는 도 12에 나타낸 안테나의 1.5GHz에서의 방사 패턴을 도시한 도면이다. 도 14의 (a)는 E-평면, 즉 y-z 평면에서의 방사 패턴이고, (b)는 H-평면, 즉 x-z 평면에서의 방사 패턴이다. 측정된 방사 효율은 42.5%이다. 또한 도 15는 도 12의 안테나의 전기장 분포를 도시한 도면으로, (a)는 n=-1인 경우이고, (b)는 n=0인 경우이다. 도 15의 (a)를 참조하면, n=-1일 때의 전기장은 서로 인접한 단위셀에 있어서 180° 역위상(out of phase) 분포를 보이며, 도 15의 (b)를 참조하면, n=0일 때의 전기장은 동위상(in-phase) 분포를 보인다.
도 16은 도 6에 도시된 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제2실시예를 실제 안테나로 구현한 형태를 나타낸 도면이다. 안테나의 각 부의 치수는 도 12의 안테나와 동일하게 설계된다. 도 16의 안테나에 포함된 단위셀에 대한 파라미터들은 CR=0.62pF, LL=9.26nH, 그리고 G=0.0007이다. 도 16의 안테나는 2.03GHz의 0차 공진 주파수를 가지며, 단위셀의 전기적 크기는 0.097λ0×0.053λ0이다. 또한 도 16의 안테나의 전기적 크기는 0.145λ0×0.172λ0×0.011λ0(21.4mm×25.4mm×1.6mm)이다.
도 17은 도 16의 안테나의 주파수에 따른 반사손실을 도시한 그래프이다. 도 17을 참조하면, 시뮬레이션 결과로 얻어진 반사손실 값과 측정 결과로 얻어진 반사손실 값이 주파수에 따라 도시되어 있다. 여기서 0차 공진 주파수는 2.03GHz이고, 10dB 대역폭 및 방사 효율은 각각 6.8% 및 62%이다.
도 18은 도 16에 나타낸 안테나의 2.03GHz에서의 방사 패턴을 도시한 도면이다. 도 18의 (a)는 E-평면, 즉 y-z 평면에서의 방사 패턴이고, (b)는 H-평면, 즉 x-z 평면에서의 방사 패턴이다. 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 방사 패턴의 측정 결과는 시뮬레이션 결과와 대체로 유사하게 전 방향으로 균등한 방사 패턴을 보이고 있음을 확인할 수 있다. 또한 도 19는 도 16의 안테나의 전기장 분포를 도시한 도면으로, (a)는 n=-1인 경우이고, (b)는 n=0인 경우이다. 도 19의 (a)를 참조하면, n=-1일 때의 전기장은 서로 인접한 단위셀에 있어서 180° 역위상(out of phase) 분포를 보이며, 도 19의 (b)를 참조하면, n=0일 때의 전기장은 동위상(in-phase) 분포를 보인다.
다음의 표 1은 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제1실시예 및 제2실시예, 그리고 앞에서 설명한 선행기술1 내지 선행기술3의 안테나의 구조적 특성 및 동작 특성을 비교하여 나타낸 것이다.
제1실시예 제2실시예 선행기술1 선행기술2 선행기술3
공진주파수(GHz) 1.5 2.03 3.38 1.77 1.73
전기적 크기(λ0) 0.072×0.04×0.008 0.097×0.053×0.011 0.16×0.08×0.011 0.09×0.077×0.036 0.1×0.1×0.015
대역폭(%) 4.8 6.8 ~0.1 6.8 8
효율(%) 42.5 62 70 54 -
비아 공정 불필요 불필요 필요 필요 필요
레이어 단일층 단일층 단일층 복수층 복수층
표 1을 참조하면, 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제1실시예 및 제2실시예는 선행기술1 내지 선행기술3에 비해 상대적으로 작은 전기적 크기를 가지며, 비아 공정이 불필요하여 기판(100)의 상면에 급전패치(110), 접지 패치(120) 및 전송 선로(130)가 모두 배치되므로 안테나의 제조 공정을 간소화시킬 수 있다. 또한 선행기술2 및 선행기술3에서와 같이 서로 다른 유전율을 가지는 복수의 층을 가지는 기판을 사용하지 않으므로 간단한 구조를 가진다.
안테나의 동작 특성의 측면에서는, 본 발명과 동일하게 단일층의 기판을 사용하는 선행기술1에 비해 현저하게 향상된 대역폭을 보이며, 비아 공정을 필요로 하며 복수층의 기판을 구비하는 선행기술2에 비해 높은 효율을 보인다.
도 20은 도 7에 도시된 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제3실시예를 실제 안테나로 구현한 형태를 나타낸 도면이다. 도 20의 안테나는 단락 스터브인 미앤더 라인 대신 인덕터부가 집중 소자(lumped element)인 칩 인덕터로 구현되어 있다. 도 20의 안테나는 높은 병렬 인덕턴스를 가질 수 있기 때문에 낮은 주파수를 사용하는 기기에 적합하다. 8.2nH의 인덕턴스를 가지는 고주파의 칩 인덕터에 의해 이러한 안테나를 구현할 수 있으며, 2.38GHz의 0차 공진 주파수와 77.8%의 방사 효율을 가진다. 도 20의 안테나의 각 부의 치수는 앞에서 설명한 제1실시예 및 제2실시예와 동일하다. 도 20의 안테나에 포함된 단위셀의 전기적 크기는 2.38GHz에서 0.128λ0×0.053λ0이며, 안테나 전체의 전기적 크기는 0.170λ0×0.201λ0×0.012λ0(21.4mm×25.4mm×1.6mm)이다.
도 21은 도 20의 안테나의 주파수에 따른 반사손실을 도시한 그래프이다. 도 21을 참조하면, 2.29~2.50GHz의 주파수 대역에서 반사손실은 10dB보다 낮으며, 8.9%의 10dB 대역폭을 달성할 수 있다. 또한 도 22는 도 20에 나타낸 안테나의 2.38GHz에서의 방사 패턴을 도시한 도면으로, 교차 편파(cross-polarization)이 -11dB보다 낮다.
다음의 표 2는 본 발명에 따른 0차 공진 안테나의 제1실시예 내지 제3실시예의 동작 특성을 비교하여 나타낸 것이다.
제1실시예(비대칭) 제2실시예(대칭) 제3실시예
공진 주파수(GHz) 1.5 2.03 2.38
전기적 크기(λ0) 0.072×0.04×0.008 0.097×0.053×0.011 0.128×0.07×0.012
대역폭(%) 4.8 6.8 8.9
이득(dBi) -2.15 1.35 1.54
효율(%) 42.5 62 77.8
표 2를 참조하면, 본 발명의 제1실시예 내지 제3실시예에 따라 구현된 안테나의 물리적 크기는 인덕터부를 제외하고는 모두 동일하다. 즉, 이들 안테나의 LR, CL 및 CR 값은 모두 동일하며, LL 값만 변화한다.
본 발명의 제1실시예에 따른 안테나는 비대칭적인 형태의 단위셀(135)을 가지므로, 대칭적인 형태의 단위셀(135)을 가지는 본 발명의 제2실시예에 따른 안테나로부터 각 단위셀(135)의 한 변에 결합된 미앤더 라인(220)을 제거함으로써 설계된다. 본 발명의 제1실시예의 LL 값이 제2실시예의 LL 값보다 크기 때문에, 제1실시예의 공진 주파수가 2.03GHz에서 1.5GHz로 감소하는 것을 확인할 수 있다. 그러므로 제1실시예에 따른 안테나의 전기적 크기가 제2실시예보다 작아진다. 반면, 방사 효율은 제1실시예에 따른 안테나의 전기적으로 작은 개구면(aperture)의 크기로 인해 저하된다. 표 2에서 본 발명의 제1실시예와 제2실시예에 따른 안테나의 방사 효율이 각각 62%와 42.5%임을 확인할 수 있다. 또한 본 발명의 제1실시예와 제2실시예에 따른 안테나의 최대 이득은 각각 1.35dBi 및 -2.15dBi이다.
본 발명의 제3실시예에 따라 구현된 안테나는 제2실시예에 따른 안테나의 미앤더 라인(220)을 칩 인덕터(710)로 대체함으로써 설계된다. 칩 인덕턴스는 쉽게 조절 가능하기 때문에 본 발명의 제3실시예에 따른 안테나는 원하는 공진 주파수를 가지도록 쉽게 구현된다. 표 2를 참조하면 2.38GHz에서 본 발명의 제3실시예에 따른 안테나의 방사 효율은 77.8%이고 최대 이득은 1.54dBi이다.
본 발명의 제1실시예 내지 제3실시예에 따른 안테나는 각각 5%, 6.8%, 그리고 8.9%의 확장된 대역폭을 제공한다. 본 발명의 제1실시예에 따른 안테나는 더 큰 LL 값을 가짐에도 더 좁은 대역폭을 가지는데, 이는 Y'shunt의 균형이 달성되지 않았고 G 값이 감소하였기 때문이다.
앞에서도 설명한 바와 같이 0차 공진 주파수에서 공진 조건은 개구면의 크기에 무관하다. 도 23은 단위셀의 개수에 따른 주파수를 도시한 그래프로, 단위셀의 개수가 증가하여 개구면의 크기가 커짐에도 공진 주파수는 거의 동일하게 유지되는 것을 확인할 수 있다. 반편 기존의 공진 안테나는 크기가 커짐에 따라 공진 주파수가 감소하는 특성을 보인다.
앞에서 설명한 본 발명에 따른 안테나들의 방사 패턴을 참조하면, 교차 편파의 레벨이 시뮬레이션 결과에 비해 실제 측정 결과에서 더 높게 나타났다. 시뮬레이션과 측정 결과의 차이는 순도 높은 미앤더 라인으로 인한 제작의 한계와 측정 오류로 인한 것이다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.
100 - 기판의 상면
200 - 기판의 하면
110 - 급전 패치
120 - 접지 패치
130 - 전송 선로
135 - 단위셀
140 - 하부 패치
210 - 상부 패치
220 - 미앤더 라인
710 - 칩 인덕터
810 - 출력 패치

Claims (11)

  1. 단층 구조를 가지는 기판의 상면에 배치되어 외부로부터 신호를 공급받는 급전 패치;
    상기 기판의 상면에 배치된 단위셀로 이루어져 상기 급전 패치로부터 전달된 신호를 전송하는 전송 선로; 및
    상기 전송 선로를 중심으로 하여 상기 전송 선로의 길이 방향과 동일한 방향으로 상기 기판의 상면에 길게 형성된 한 쌍의 접지 패치;를 포함하며,
    상기 단위셀은,
    상기 기판의 상면에 형성되어 신호를 공급받는 상부 패치; 및
    상기 상부 패치와 상기 접지 패치를 연결하도록 상기 기판의 상면에 형성되며 조절 가능한 인덕턴스 값을 가지는 인덕터부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 전송 선로는 연속으로 배치된 복수의 단위셀로 이루어진 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 인덕터부는 사각형 형상의 상기 상부 패치의 각 변 중에서 상기 접지 패치의 길이 방향과 평행한 한 변과 상기 접지 패치를 연결하도록 형성된 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 인덕터부가 연결된 상기 상부 패치의 변은 인접한 단위셀에서 인덕터부가 연결된 상부 패치의 변과 마주보는 방향에 위치하는 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 인덕터부는 사각형 형상의 상기 상부 패치의 각 변 중에서 상기 접지 패치의 길이 방향과 평행한 두 변과 상기 접지 패치를 각각 연결하도록 한 쌍으로 형성된 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인덕터부는 미앤더 라인인 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 미앤더 라인의 길이는 사전에 설정된 공진 주파수를 달성하기 위한 인덕턴스 값에 대응하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  8. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인덕터부는 칩 인덕터인 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  9. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 기판의 상면에 배치되며, 상기 전송 선로를 통해 전달된 신호를 외부로 출력하는 출력 패치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 한 쌍의 접지 패치는 상기 급전 패치, 상기 전송 선로 및 상기 출력 패치를 중심으로 하여 길게 형성된 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
  11. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 기판의 하면에 형성된 사각형 형상의 하부 패치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 0차 공진 안테나.
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