KR20110017886A - 대기 전력을 갖는 전원장치 - Google Patents

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아식 어드밴티지 인코포레이티드
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Abstract

낮은 대기 전력 소모를 갖는 보조 전력을 위한 방법들, 시스템들 및 디바이스들이 개시된다. 통상적으로 스위칭 전력 변환기들은 스위칭 제어기(이를 테면, 게이트 구동기 포함)에 의해 구동되는 스위칭 전력 엘리먼트(이를 테면, 전력 트랜지스터)를 포함한다. 스위칭 전력 변환기의 전력 출력은 스위칭 제어기에 의해 제공되는 스위칭 신호의 함수일 수 있다. 예를 들어, 펄스-폭 변조("PWM") 신호는 스위칭 전력 엘리먼트를 구동시키는데 이용될 수 있고, 스위칭 제어기의 출력은 PWM 신호의 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조절함으로써 조절될 수 있다. 실시예들은 추가의 전하를 생성하기 위해 PWM 신호의 일부를 효과적으로 연장시키기 위한 사이클 연장 기술들을 구현한다. 추가의 전하는 보조 전력 유니트에 전력을 공급하는데 이용될 수 있다. 다음 보조 전력 유니트는 다른 내부 또는 외부 콤포넌트들에 대한 전력원을 제공하기 위해 및/또는 스위칭 제어기를 구동시키는데 이용될 수 있다.

Description

대기 전력을 갖는 전원장치{POWER SUPPLY WITH STANDBY POWER}
[0001] 본 출원은 "POWER SUPPLY WITH STANDBY POWER"란 명칭으로 2008년 5월 27일자로 출원된 공동-계류중인 미국 가특허출원 번호 61/056,109호(대리인 도켓 No. 027342-000800US) 및 "POWER SUPPLY WITH INTEGRATED SWITCHING DEVICE"란 명칭으로 2008년 5월 27일자로 출원된 공동-계류중인 미국 가특허출원 번호 61/056,112호(대리인 도켓 No. 027342- 000900US)의 우선권을 청구하며, 상기 문헌들은 본 명세서에 전체 개시되는 것처럼 사실상 참조로 본 발명에 통합된다.
[0002] 본 발명은 일반적으로 전력 회로들에 관한 것으로, 특히 전원장치(power supply) 회로들에 관한 것이다.
[0003] 많은 전자 애플리케이션들은 주 선전압(mains line voltage)(이를 테면, 110-volt, 60-hertz, AC 전압)을 원하는 애플리케이션 전압(이를 테면, 12-volt, DC 전압)으로 변환하기 위해 스위칭 전원장치들을 이용한다. 통상적으로, 스위칭 전원장치는 스위칭 콤포넌트들을 제어하기 위해 다양한 제어기들을 사용함으로써 AC-대-DC 변환을 수행할 수 있다. 제어기들은 작동을 위해 전력을 필요로 하기 때문에, 이는 전력공급중인 애플리케이션이 소위 "대기(standby)" 모드를 제공함으로써 턴오프되더라고 이들의 에너지공급(energized)을 유지하는 것이 필요할 수 있다. 최저(lowest) 전력 소모 모드(이를 테면, 대기 모드)에 있는 동안 전자 애플리케이션에 의해 소모되는 전력은 흔히 "대기 전력" 소모라 불린다.
[0004] 많은 애플리케이션들에서, 턴 온될 때 적절한 전력 소모를 제공할 수 있으면서, 대기 모드에서의 전력 소모를 감소시키는 것이 요구될 수 있다. 이를 달성하기 위해, 일부 전원장치들은 보조 전력 콤포넌트들을 제공한다. 대기 모드에서, 전원장치들은 단지 제어기에 에너지를 공급하기에만 충분한 전력을 인출(draw)할 수 있다; 그러나, "온" 상태일 때, 전원장치는 제어기를 유지하기 위해 보조 전력 회로로 그의 출력 전력을 피드백할 수 있다.
[0005] 보조 전력을 제공하기 위해 업계의 다양한 기술들이 이용될 수 있다. 그러나, 통상적으로 이러한 기술들은, 예를 들어 추가의 변압기 권선들(transformer windings)과 같이 상대적으로 값비싼 전력 콤포넌트들을 사용함으로써, 회로에 비용 및/또는 복잡성을 부가한다. 이에, 낮은 대기 전력 소모를 갖는 보조 전력을 생성하도록 동작가능한 전원장치들을 제공하는 것이 요구될 수 있다.
[0006] 특히, 낮은 대기 전력 소모를 갖는 보조 전력을 위한 방법들, 시스템들 및 디바이스들이 개시된다. 통상적으로 스위칭 전력 변환기들은 (이를 테면, 게이트 구동기를 포함하는) 스위칭 제어기에 의해 구동되는 스위칭 전력 엘리먼트(이를 테면, 전력 트랜지스터)를 포함한다. 스위칭 전력 변환기의 전력 출력은 스위칭 제어기에 의해 제공되는 스위칭 신호의 함수일 수 있다. 예를 들어, 펄스-폭 변조(PWM) 신호는 스위칭 전력 엘리먼트를 구동시키는데 이용될 수 있고, 스위칭 제어기의 출력은 PWM 신호의 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조절함으로써 조절될 수 있다. 일부 실시예들은 추가의 전하(charge)를 생성하기 위해 PWM 신호의 일부분을 효과적으로 연장시키기 위한 사이클 연장 기술들을 구현한다. 다른 실시예들은 추가의 전하를 생성하기 위해 PWM 사이클의 일부분으로부터 전하를 효과적으로 차용( steal)하기 위해 사이클 절단(truncation) 기술들을 구현한다. 각각의(either) 실시예에서, 추가의 전하는 하나 이상이 보조 전력 유니트들의 전력공급을 위해 이용될 수 있다. 다음 보조 전력 유니트(들)은 내부 또는 외부의 다른 콤포넌트들에 대한 전력원들을 제공하기 위해 및/또는 스위칭 제어기를 구동시키기 위해 사용될 수 있다.
[0007] 한 세트의 실시예들에서, 전원장치(power supply)가 제공된다. 전원장치는 부하(load) 스위칭 신호 및 보조 스위칭 신호를 생성하도록 동작가능한 스위칭 제어기 모듈을 포함한다. 부하 스위칭 신호는 펄스들을 포함하며, 부하 스위칭 신호의 각각의 펄스는 충전 기간을 한정하는 펄스 폭을 가지며, 충전 기간의 제 1 부분은 동작 부하 전력(operational load power)의 함수로서 정의되며 충전 기간의 제 2 부분은 동작 보조 전력의 함수로서 정의된다. 보조 스위칭 신호는 펄스들을 포함하며, 보조 스위칭 신호의 각각의 펄스는 충전 기간의 제 2 부분에 의해 한정되는 펄스 폭을 갖는다. 또한, 전원장치는 부하 전력 모듈 및 보조 전력 모듈을 포함하며, 부하 전력 모듈은 스위칭 제어기 모듈과 통신가능하게 접속되며 입력 전력 신호, 부하 스위칭 신호, 및 보조 스위칭 신호의 함수로서 출력 보조 전력을 생성하도록 동작가능하여 충전 기간의 제 1 부분 동안 출력 부하 전력이 생성되며, 보조 전력 모듈은 스위칭 제어기 모듈과 통신가능하게 접속되며 입력 전력 신호, 부하 스위칭 신호, 및 보조 스위칭 신호의 함수로서 출력 보조 전력을 생성하도록 동작가능하여 충전 기간의 제 2 부분 동안 출력 보조 전력이 생성된다.
[0008] 또 다른 세트의 실시예들에서, 전력을 공급하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 전력 변환기 모듈에 대해 충전 사이클을 생성하는 단계 ―상기 충전 사이클은 충전 기간을 가짐―; 전력 변환기 모듈을 사용하여 충전 기간의 제 1 부분 동안 제 1 전력 서브시스템을 충전하는 단계; 전력 변환기 모듈을 이용하여 충전 기간의 제 2 부분 동안 제 2 전력 서브시스템을 충전하는 단계; 제 1 전력 서브시스템을 이용하여 출력 부하 전력을 출력하는 단계; 및 제 2 전력 서브시스템을 이용하여 출력 보조 전력을 출력하는 단계를 포함한다.
[0009] 본 발명의 특성 및 장점에 대한 추가적 인해는 하기 도면들을 참조로 인식될 것이다. 첨부되는 도면들에서, 유사한 콤포넌트들 또는 피쳐들은 동일한 참조 라벨를 가질 수 있다. 또한, 동일한 형태의 다양한 콤포넌트들은 점선의 참조 라벨 및 유사한 콤포넌트들과 구별되는 제 2 라벨에 의해 구별될 수 있다. 명세서에서 단지 제 1 참조 라벨만이 사용되는 경우, 상세한 설명은 제 2 참조 라벨과 상관없이 동일한 제 1 참조 라벨을 갖는 유사한 콤포넌트들 중 임의의 하나에 적용될 수 있다.
[0010] 도 1은 예시적인 스위칭 전원장치에 대한 간략화된 블록 다이어그램이다.
[0011] 도 2는 보조 전력 유니트를 갖는 예시적 스위칭 전원장치에 대한 개략적 다이어그램이다.
[0012] 도 3은 도 2 전원장치 회로에서 다양한 포인트들에서 취해진 파형들에 대한 예시적 세트를 제공한다.
[0013] 도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 사이클 연장 기술들을 이용하여 보조 전력을 생성하기 위한 시스템에 대한 간략화된 블록 다이어그램을 도시한다.
[0014] 도 5는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 도 4의 시스템에 대한 실시예를 이용하여 보조 전력을 제공하는 스위칭 전원장치의 개략적 다이어그램을 도시한다.
[0015] 도 6은 도 5의 전원장치에서 다양한 포인트들에서 취해진 파형들에 대한 예시적 세트를 제공한다.
[0016] 도 7은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 사이클 연장 기술들을 이용하여 보조 전력을 생성하기 위한 예시적 방법들에 대한 간략화된 흐름도를 도시한다.
[0017] 도 8은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 사이클 절단 기술들을 이용하여 보조 전력을 생성하기 위한 시스템에 대한 간략화된 블록 다이어그램을 도시한다.
[0018] 도 9는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 도 8의 시스템의 실시예를 이용하여 보조 전력을 제공하는 스위칭 전원장치의 개략적 다이어그램을 도시한다.
[0019] 도 10은 도 9의 전원장치에서 다양한 포인트들에서 취해진 파형들의 예시적 세트를 제공한다.
[0020] 도 11은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 사이클 절단 기술들을 이용하여 보조 전력을 생성하기 위한 예시적 방법들에 대한 간략화된 흐름도를 도시한다.
[0021] 특히, 낮은 대기 전력 소모를 갖는 보조 전력을 제공하기 위한 시스템들, 디바이스들, 및 방법들이 개시된다.
[0022] 많은 전자 애플리케이션들은 입력 전압을 전자 애플리케이션과 호환가능한 원하는 애플리케이션 전압으로 변환하기 위해 전원장치들을 이용한다. 예를 들어 많은 전원장치들은 주 선전압(이를 테면, 110-volt, 60-hertz, 다수의 콘센트들(wall outlets)로부터 이용가능한 AC 전압)을 설비(appliance)에 전력공급을 위한 DC 전압(이를 테면, 5 volts, 12 volts, 등)으로 변환한다. 과거에, 선형 전원장치들은 흔히 변압기들과 같은 손실(lossy) 콤포넌트들을 사용함으로써 이러한 변환 기능을 제공했다. 예를 들어, 110-volt 신호는 5 volts 낮아져(stepped down) 정류되며, 과잉 전력은 열로써 소모된다.
[0023] 다수의 현대식 전자 애플리케이션들에서, 선형 전원장치들은 스위칭 전원장치들로 교체되었다. 스위칭 전원장치들은 입력 AC 전압을 수신하고, DC 전압으로 전압을 정류 및/또는 필터링하고, 다양한 제어기들 및 스위칭 콤포넌트들을 제어하기 위해 DC 전압을 사용할 수 있다. 다음 제어기들 및 스위칭 콤포넌트들은 원하는 평균 전력을 갖는 스위칭된(이를 테면, 펄스-폭 변조) 신호를 생성하도록 동작할 수 있다.
[0024] 도 1은 예시적 스위칭 전원장치에 대한 간략화된 블록 다이어그램을 도시한다. 전원장치(100)는 입력 전압(102)을 수신하고 원하는 평균 출력 전류를 갖는 스위칭된 출력 전압(180)을 생성한다. 전원장치(100)는 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 및 스위칭 변환기 모듈(140)을 포함한다. 일부 실시예들에서, 전압이 수신되고 입력 전압(102)을 생성하기 위해 정류된다. 전파(full-wave) 및 반파(hlaf-wave) 정류기들을 포함하는 다수 형태들의 정류기들이 업계에 공지되어 있다. 예를 들어, 110-volt AC 전압은 실질적으로 대략 156 volts(즉, 110×
Figure pct00001
)의 DC 입력 전압(102)을 생성하기 위해 전파 정류기를 통과할 수 있다. 일부 경우들에서, DC 신호는 필터링거나, 상이한 전압 레벨로 변압되거나, 분리(isolate)되거나 또는 다른방식으로(otherwise) 처리될 수 있다.
[0025] DC 입력 전압(102)은 조절기 모듈(120)에 통과되고, 스위칭 제어기 모듈(130)에 전력을 제공하고 유지하도록 동작할 수 있다. 일부 경우들에서, 조절기 모듈(120)은 스위칭 제어기 모듈(130)에 실질적으로 일정한 소스 전압 제공을 돕기 위해 (이를 테면 연산 증폭기를 포함하는) 조절기 피드백 모듈(150)을 통하는 네거티브 피드백으로 구성된 선형 조절기(이를 테면, 공핍-모드 트랜지스터)를 포함한다. 스위칭 제어기 모듈(130)에 대한 소스 전압은 제어기 소스 전압 단자(125)로서 예시된다. 조절기 피드백 모듈로부터의 피드백은 하기에서 보다 상세히 개시되는 것처럼, 증폭기 피드백 단자(145)를 통해 조절기 모듈에 의해 수신된다.
[0026] 스위칭 제어기 모듈(130)은 인에이블될 때 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하도록 동작할 수 있다. 대기 모드에서, 스위칭 제어기 모듈(130)은 인에이블 신호(113)(이를 테면, 원격 제어로부터의 "온(on)" 신호)를 예측하여 활성상태(energized)를 유지할 수 있다. 인에이블될 때, 스위칭 제어기 모듈(130)은 하나 이상의 스위칭 신호들을 생성할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 제어기 모듈(130)은 스위칭 변환기 모듈(140)에서 스위칭 디바이스의 게이트를 구동시키기 위해 게이트 구동기 단자(135)에서 스위칭된 신호들을 생성할 수 있다.
[0027] 스위칭 제어기 모듈(130)이 인에이블될 때, 스위칭 변환기 모듈(140)은 DC 입력 전압(102)을 스위칭된 출력 전압(180)으로 변환하도록 동작하기 시작할 수 있다. 통상적으로, 스위칭 변환기 모듈(140)은 펄스-폭 변조(PWM) 신호를 생성하기 위해 (이를 테면, 게이트 구동기 단자(135)를 경유하여) 스위칭 제어기 모듈(130)로부터의 정보를 사용하도록 동작가능한 스위칭 디바이스(이를 테면, 전력-MOSFET)를 포함한다. 일부 경우들에서, 스위칭 변환기 모듈(140)은 벅(buck) 제어기, 부스트(boost) 제어기, 또는 임의의 다른 형태의 제어기로서 추가로 구성될 수 있다. 보다 상세한 실시예들이 부스트 변환기들을 참조로 하기에 개시된다. 그러나, 다수의 다른 형태들의 변환기들에 동일한 발명의 개념들이 사용될 수 있다는 것이 인식될 것이다.
[0028] 전원장치(100)의 일부 실시예들에서, 출력 전압(180)(이를 테면, 스위칭 변환기 모듈(140)의 스위칭 디바이스를 통하는 전류와 같은 다른 정보)은 제어기 피드백 모듈(160)을 통해 스위칭 제어기 모듈(130)로 다시 피드백된다. 제어기 피드백 모듈(160)은 평균 출력 전압을 감지하도록 동작하고 원하는 평균 출력 전압을 유지하기 위해 스위칭 제어기 모듈(130)로 정보를 피드백할 수 있다. 예를 들어, 제어기 피드백 모듈(160)로부터의 피드백이 평균 전압이 너무 높다는 것을 표시하면, 스위칭 제어기 모듈(130)은 평균 전압 레벨을 다시 낮추기 위해 스위칭 변환기 모듈(140)의 PWM 듀티 사이클(이를 테면, 및/또는 주파수)를 조절할 수 있다.
[0029] 턴 "온"될 때, 스위칭 전원장치의 동작은 비교가능한 선형 전원장치의 동작 보다 상당히 효율적일 수 있다는 것이 인식될 것이다. 하나의 이유로는 스위칭 변환기 모듈(140)에서의 디바이스들이 이들의 오프 영역과 포화 영역 사이에서 덜 효율적인 선형 영역들에서의 많은 시간 없이도, 스위치될 수 있다는 것이다. 이는 동작 동안 전원장치(100)의 전력 소모 및 열 발생을 상당히 감소시킬 수 있다.
[0030] 일부 애플리케이션들에서, 애플리케이션이 턴 오프되더라도 특정(certain) 콤포넌트들의 에너지공급을 유지하는 것이 바람직할 수 있다. 이에, 전원장치(100)는 그의 출력 전압(180)이 0 volts에 있더라도 특정 콤포넌트들에 전력을 제공할 수 있다. 예를 들어, 텔레비젼이 콘센트에 플러깅되었고 턴 "오프"된 경우, 텔레비젼은 다시 턴 "온"되도록 원격 제어 신호를 수신하도록 동작하는 것이 요구될 수 있다. 텔레비젼의 모든 콤포넌트들이 디스에이블되었다면(즉, 완전히 "오프"), 텔레비젼은 (이를 테면, 인에이블 신호(112)를 통해) 원격 제어 신호들을 수신할 수 있는 방법이 없을 수 있다. 다른 예들로는 환경을 지속적으로 모니터하는 애플리케이션들(이를 테면, 팬이 오프되더라도 내부 온도조절장치를 유지하는 냉장고들, 신호 수신 능력을 유지하는 애플리케이션들(이를 테면, 전화기들, 네트워크들, 원격 제어 디바이스들, 등), 내부 클록들을 갖는 애플리케이션들, 충전된 내부 배터리들을 유지하는 애플리케이션들, 연속 디스플레이들을 갖는 애플리케이션들 등이 포함된다.
[0031] 출력 전압(180)이 "오프"되더라도 특정 전자 콤포넌트들의 활성상태를 유지하기 위해, 전원장치(100)는 "대기" 모드를 제공할 수 있다. 대기 모드에서(또는 전자 애플리케이션의 최저 전력 소모 모드에서) 소모되는 전력은 "대기 전력" 소모라 칭할 수 있다. 다수의 애플리케이션들에서, 턴 "온"될 때의 소모를 위해 적절한 전력을 제공하면서 대기 전력 소모를 감소시키는 것이 요구될 수 있다. 이를 달성하기 위해, 전원장치(100)는 보조 전력 콤포넌트들을 제공할 수 있다. 예를 들어, 대기 모드에서, 전원장치(100)는 단지 인에이블될 것으로 예상되는 스위칭 제어기 모듈(130)에 에너지를 공급하기에 충분한 전력을 인출할 수 있다; 그러나, 일단 인에이블되면, 전원장치(100)는 그의 출력 전압(180)을 보조 전력 모듈(170)로 피드백하여 스위칭 제어기 모듈(130)을 유지할 수 있다.
[0032] 일부 실시예들에서, 조절기 모듈(120) 및 보조 전력 모듈(170)은 전원장치(100)에 대한 시동 모드(startup mode)를 지원하도록 구성된다. 예를 들어, 전원장치(100)가 완전히 오프될 때(이를 테면, 언플러그(unplugged), 등), 입력 전압(102)은 실질적으로 제로 볼트이다. 이처럼, 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 스위칭 변환기 모듈(140), 및/또는 전원장치(100)의 다른 콤포넌트들을 유지하기에는 전압이 불충분하다. 전원장치(100)가 시동될 때, 특정 시퀀스에서 및/또는 특정 전압들로 신뢰성있게 시동되는 것이 바람직할 수 있다. 일부 실시예들에서, 시동 동안, 조절기 모듈(120) 및 조절기 피드백 모듈(150)은 적절한 동작을 위해 제어기 소스 전압 단자(125)에서 나타나는 레벨(즉, 스위칭 제어기 모듈(130)에 대한 공급 전압 레벨)을 조절한다.
[0033] 신뢰성 있는 출력을 제공할 수 있도록 하기 위해 스위칭 제어기 모듈(130)이 안정화된 후에만, 스위칭 제어기 모듈(130)은 (이를 테면, 게이트 구동기 단자(135)를 통해 스위칭 신호를 제공하기 시작함으로써) 스위칭 변환기 모듈(140)을 작동시킨다(activate). 따라서, 출력 전압(180)은 전원장치(100)가 안정하고 신뢰성있는 출력 전압(180)을 제공할 수 있을 때까지 실질적으로 제로 전압을 유지한다. 스위칭 변환기 모듈(140)이 작동된 후, 보조 전력 모듈(170)이 작동하기 시작할 수 있다. 다음 보조 전력 모듈(170)은 조절기 모듈(120) 없이 제어기 소스 전압 단자(125)에서 전압 레벨을 유지하는데 사용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 보조 전력 모듈(170)이 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨의 유지(maintenance)를 취한 후, 조절기 모듈(120)은 디스에이블된다(disabled).
[0034] 보조 전력 모듈들(170)을 제공하기 위해 업계에서 다양한 기술들이 이용될 수 있다. 그러나, 통상적으로 이러한 기술들은 회로에 대한 비용 및/또는 복잡성을 부가한다. 예를 들어, 일부 보조 전력 모듈들(170)은 추가의 변압기 권선들(windings) 및 쇼트키 다이오드들과 같은 추가의 전력 콤포넌트들을 사용한다.
[0035] 도 2는 일부 종래 기술 실시예들에 따른 보조 전력 모듈을 갖는 예시적 스위칭 전원장치의 개략도를 도시한다. 전원장치(200)는 정류된 입력 전압(102)을 수신하고 원하는 특성들(이를 테면, 원하는 평균 출력 전압 또는 출력 전력)을 갖는 스위칭된 출력 전압(180)을 생성한다. 전원장치(200)는 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 스위칭 변환기 모듈(140), 조절기 피드백 모듈(150), 제어기 피드백 모듈(150), 및 보조 전력 모듈(170)을 포함한다. 이러한 모듈들은 도 1에 도시된 각각의 모듈들과 유사할 수 있다. 명료성 강화를 위해 회로 블록들이 점선들로 둘러쌓였다는 것을 주목해볼 만하다. 그러나, 회로의 다양한 콤포넌트들은 몇 개의 회로 블록들에 의해 공유될 수 있으며, 회로 블록들 간의 명확한 구별은 어렵거나 심지어 불가능하다는 것이 인식될 것이다. 이처럼, 회로 블록 구별들은 단지 하기의 설명에 대한 명료성을 부가하기 위해 의도된 것이며, 본 발명의 범주를 제한하고자 구성된 것은 아니다.
[0036] 정류된 입력 전압(102)은 스위칭 제어기 모듈(30)에 전력을 제공하고 유지하도록 동작가능한 조절기 모듈(120)로 통과될 수 있다. 조절기 모듈(120)은 공핍-모드 전력-MOSFET으로 구현되는 선형 조절기(222) 및 선형 조절기(222)의 소스와 직렬인 레지스터(registor)(224a)를 포함한다. 초기 전력공급(power-up)시, 선형 조절기(222)는 고전압의 정류된 입력 전압(102)으로부터 제어기 소스 전압 단자(125)를 충전함으로써 시동(start-up) 전력을 제공할 수 있다. 제어기 소스 전압 단자(125)는 스위칭 제어기 모듈(130)에 조절된 소스 전압을 제공하도록 구성된다.
[0037] 레지스터(224a)는 초기의 시동 동안 선형 조절기(222)에 의해 인출되는 피크 전류(이를 테면, 돌입 전류(inrush current))를 제한하기 위해 선형 조절기(222)의 소스와 직렬로 제공된다. 예를 들어, 레지스터(224)는 그의 게이트 단자에 대해 선형 조절기(222)의 소스를 바이어스해제한다(de-biases). 선형 조절기(222)의 게이트 단자는 조절기 피드백 모듈(150)에서의 연산 증폭기(258)의 출력으로부터 유도되는(come from) 증폭기 피드백 단자(145)에 접속된다. 시동 동안, 연산 증폭기(258)의 신뢰성있는 동작을 위해 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 전압은 불충분할 수 있어, 시동 동안 예상치 못한 출력이 야기될 수 있다. 레지스터(224a)는 시동 동안 연산 증폭기(258)의 원치 않는 출력의 결과로서 선형 조절기(222)에 의해 관찰되는 전류에서의 임의의 큰 스파이크들로부터 선형 조절기(222)를 보호할 수 있다.
[0038] 또한, 조절기 피드백 모듈(150)은, 하기에서 보다 상세히 개시되는 것처럼, 적어도 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨 유지를 돕도록 구성되는 캐패시터(252a)를 포함한다. 캐패시터(252a)는 제어기 소스 전압 단자(125)와 접속되기 때문에, 많은 양의 전류는 캐패시터(252a)가 매우 빠르게 충전될 수 있게 한다. 일부 경우들에서, 이는 캐패시터(252a)의 수명을 단축시키거나, 또는 심지어 영구적 손상을 야기시킬 수 있다. 이처럼, 레지스터(224a)의 실시예들은 너무 빠른 충전 방지를 돕기 위해 캐패시터(252a)에서 관찰되는(seen) 전류를 제한하도록 구성된다. 캐패시터(252a) 및 캐패시터(252b)의 직렬 네트워크는 일부 목적들을 위해 단일 캐패시터로서 평가될 수 있으며, 캐패시터(252a)와 연관된 문제점들(issues)이 캐패시터(252b)에 적용될 수도 있다는 것이 인식될 것이다.
[0039] 조절기 피드백 모듈(150)의 일부 실시예들에서 제너 다이오드(254)에 의해 추가의 보호가 제공될 수 있다. 제너 다이오드(254)는 제어기 소스 전압 단자(125)에서 전압 레벨을 효율적으로 클램핑(clamp)하도록 구성될 수 있다. 이는 예를 들어 시동 동안, 전압이 제어기 피드백 모듈(150) 및/또는 스위칭 제어기 모듈(130)의 콤포넌트들에 대한 최대 정격(rated) 전압을 초과하지 않게 도울 수 있다.
[0040] 또한, 조절기 피드백 모듈(150)은 레지스터(224f) 및 레지스터(224g)를 갖는 레지스터 분배기 네트워크를 포함한다. 레지스터(224f) 및 레지스터(224g)가 접속되는 노드는 연산 증폭기(258)의 반전 입력과 접속된다. 연산 증폭기(258)의 비반전 입력은 전압원(256)에 의해 제공되는 안정한 기준 레벨을 모니터할 수 있다. 일 실시예에서, 전압원(256)은 대략 1.25 볼트의 안정한 밴드갭 기준 레벨을 제공한다. 레지스터(224f) 대 레지스터(224g)의 비율은 네거티브 폐루프 피드백에서, 제어기 소스 전압 단자(125)에서 원하는 레벨이 유지되도록 선택될 수 있다(이를 테면, 스위칭 제어기 모듈(130)에 대해 조절된 12-volt 공급 전압이 유지된다).
[0041] 예를 들어, 먼저 전원장치(200)가 먼저 시동될 때, 레지스터(224f)와 레지스터(224g) 사이의 노드에서의 전압은 전압원(256)에 의해 제공되는 기준 레벨 미만이다. 이러한 조건에서, 증폭기 피드백 단자(145)에서의 레벨은 실질적으로 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨로 고정된다(pegged). 조절기 모듈(120)에 의해 조절되는 전류는 캐패시터(252a)를 충전하며 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨이 상승된다.
[0042] 일부 시간 이후, 캐패시터(252a) 양단의 전압(이를 테면, 제어기 소스 전압 단자(125)에서 표시되는 레벨)은 스위칭 제어기 모듈(130)에 대해 원하는 소스 전압 레벨("Vcc")에 달한다. 레지스터(224f)와 레지스터(224g) 사이의 노드에서의 전압은 실질적으로 전압원(256)에 의해 제공되는 기준 레벨에 달할 수 있어, 연산 증폭기(258)가 증폭기 피드백 단자(145)에서 표시되는 레벨의 조절을 시작할 수 있다. 증폭기 피드백 단자(145)는 선형 조절기(222)의 게이트를 조절하도록 구성되기 때문에, 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨 변화는 선형 조절기(222)를 지나 흐르는 전류의 양에 영향을 미친다.
[0043] 이는 캐패시터(252a)의 변화를 효과적으로 조절하여, 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨을 조절한다. 이런 방식으로, Vcc가 네거티브 피드백에서 조절될 수 있다. 이로써, 이러한 콤포넌트들은 원하는 레벨로 Vcc를 유지하기 위해 증폭기 피드백 단자(145)에서 레벨을 조절하도록 동작가능한 조절기 피드백 모듈(150)을 제공할 수 있다. 결국, 이는 스위칭 제어기 모듈(130) 및/또는 제어기 소스 전압 단자(125)와 접속된 임의의 콤포넌트들에 조절된 소스 전압 제공을 보조할 수 있다.
[0044] 회로의 간명화로 인해 조절기 모듈(120)에서 선형 조절기(222)를 사용하는 것은 통상적인 것이나 이는 비효율적일 수 있다는 것을 당업자들은 인식할 것이다. 예를 들어, 정류된 입력 전압(102)이 대략 160 볼트이고 스위칭 제어기 모듈(130)에 대해 원하는 Vcc가 12 볼트이면, 조절기 모듈(120)은 대략 148 볼트로 강하되어야 한다. 전원장치(200)에 대한 전류 요구조건들이 대략 1 milliamp(다수의 애플리케이션들에 대해 통상적으로 낮은 값일 수 있음)이더라도, 조절기 모듈(120)은 대략 148 milliwatts(즉, 1 milliamp의 148 volts 배)를 소비할 수 있다. 일부 경우들에서, 조절 요구조건들은 전원장치들에 대한 전력 소모 제한치들을 단지 100 milliwatts로 설정할 수 있어, 조절기 모듈(120)은 저절로 특정한(certain) 전력 조절치(regulations)를 초과하게 된다.
[0045] 따라서, 조절기 모듈(120)에서 선형 조절기(222)의 사용을 대기 및/또는 시동 모드로만 제한하는 것이 바람직할 수 있다. 대기 모드 동안, 전원장치(200)는 콤포넌트들이 단지 (이를 테면, 인에이블 신호에 대한) 준비를 유지하기에만 충분한 전력을 소비할 수 있게 됨에 따라 "온(on)"일 때에 비해 매우 작은 양의 전력을 소비할 수 있다. 예를 들어, 전원장치(200)는 대기 모드에 있을 때 마이크로와트 범위로만 소비될 수 있다.
[0046] 동작 동안 제어기에 전력을 제공하기 위해 선형 조절기(222) 사용을 방지하기 위해, 전원장치(200)는 대신 정상(이를 테면, "온") 동작 동안 보조 전력 모듈(170)로부터 전력을 인출할 수 있다. 보조 전력 모듈(170)은 스위칭 제어기 모듈(130)을 유지하기 위한 전력처럼 사용하기 위해 다시 스위칭 변환기 모듈(140)으로부터 전력을 공급하도록 동작할 수 있다. 이런 방식에서, 선형 조절기(222)는 차단 또는 바이패스되어, 일단 보조 전력 모듈(170)이 인계되면(take over) 약간의 전력을 소비하거나 또는 전력을 소비하지 않을 수 있다.
[0047] 다양한 모드들(이를 테면, 대기 대 정상 동작)에서 전원장치(200)의 동작을 보다 이해하기 위해, 다양한 시간들에서 전원장치(200) 회로의 다양한 위치들에서의 파형들을 검사하는 것이 유용할 수 있다. 도 3은 도 2의 전원장치(200) 회로에서의 다양한 지점들에서 취해진 예시적인 파형들의 세트를 제공한다. 특정 상황들에서, 파형들은 명료성을 강화시키기 위해 간략화되거나 이상화될 수 있고, 이는 예시적 예들로써만 취급되어야 한다.
[0048] 예시된 것처럼, 일부 개시 시간(이를 테면, t=0) 이전에, 전원장치(200)가 플러그인(plugged in)되지 않아, 정류된 입력 전압(102)은 제로 볼트에 있게 된다. 개시 시간(이를 테면, t=0)에서, 전원장치(200)가 플러그인되고, 정류된 입력 전압(102)은 일부 레벨(이를 테면, 약 160 볼트)로 점프업되어, 앞서 개시되고 도 3의 제 1 그래프(302)에 도시된 것처럼 제어기 소스 전압 단자(125)는 원하는 Vcc 레벨로 점프업되기 시작한다. 원하는 Vcc 레벨은 "VCCR"(이를 테면, 조절된 Vcc 레벨)로 표시된다. 이러한 동일한 시동 기간 동안, 선형 조절기(222)의 게이트 전압, 증폭기 피드백 단자(145)에서의 레벨 또한 도 3의 제 2 그래프(304)에 도시된 것처럼 VCCR로 램프업된다. 이는 도 3의 제 3 그래프(306)에 도시된 것처럼, 선형 조절기(222)를 지난 전류가 (이를 테면, 디바이스의 정류된 전류, 및 선형 조절기(222)의 소스와 직렬인 레지스터(224a)에 의해 제한되는 것처럼) 일부 레벨로 상승(shoot up)되게 할 수 있다.
[0049] 실질적으로, 시동시, 정류된 입력 전압(102)은 1차 변압기(transformer primary)의 한쪽 단부(변압기의 제 1 측)에 직접 인가되어, 도 3의 제 6 그래프에 도시된 것처럼 전류(("IT1P")로 표시)가 1차 변압기를 지나 흐르게 한다. 이로써, 실질적으로 입력 전압(102)은 1차 변압기(242)의 다른쪽 단부에 접속되는 전력 스위칭 디바이스(246)(이를 테면, 전력 MOSFET)의 드레인에 인가된다. 시동 동안 전력 스위칭 디바이스(246)의 게이트가 OFF되어, 도 3의 제 5 그래프(310)에 도시된 것처럼, 전력 스위칭 디바이스(246)의 드레인은 실질적으로 입력 전압(102) 레벨로 풀링 업된다(pulled up). 예를 들어, 게이트 구동기 단자(135)는 스위칭 제어기 모듈(130)에 의해 실질적으로 제로 볼트로 제어되어, 도 3의 제 4 그래프(308)에 도시된 것처럼, 제어 스위칭 디바이스(246)의 게이트 전압이 실질적으로 제로 볼트로 홀딩된다.
[0050] 다이오드(244)는 전력 스위칭 디바이스(246)의 드레인 및 1차 변압기(242)의 제 2 측에 접속된 애노드와 접속된다. 이처럼, 다이오드(244)는 초기에 도전부(conduction)로 순방향 바이어스될 수 있어, 도 3의 제 8 그래프(316)에 도시된 것처럼, 다이오드(244)에 IT1P 전류가 흐르게 할 수 있다. 이는 다이오드(244)의 캐소드와 접지 사이에 접속된 부하 캐패시터(252c)가 다이오드(244)의 정류된 입력 전압(102)("IINMAX"로 표시)에 적은 효과들의 소스의 전류 제한에 의해 제한되는 최대 레이트로 충전되게 할 수 있다. 일부 시간에서, 회로가 안정화되어, 전력 스위칭 디바이스의 드레인 및 다이오드(244)의 애노드 모두 실질적으로 정류된 입력 전압(102)으로 충전된다.
[0051] 한편, 일부 시간 t = tCCR에서, 제어기 소스 전압 단자(125)(Vcc)에서의 레벨, 및 증폭기 피드백 단자(145)(선형 조절기(222)의 게이트 전압)에서의 레벨 모두는 실질적으로 Vcc에 도달한다. 조절기 피드백 모듈(150)은 실질적으로 VCCH에서 Vcc를 유지하기 위해 (이를 테면, 앞서 개시된 것처럼 네거티브 피드백에서) Vcc를 조절하기 시작할 수 있다. 이는 각각 도 3의 제 2 그래프(304) 및 제 3 그래프(306)에 도시된 것처럼, 선형 조절기(222)의 게이트 전압 및 선형 조절기(222)를 흐르는 전류가 강하되게 할 수 있다. 이러한 예시적 경우의 시점에서, 전원장치(200)는 대기 모드에서 지속되어, 인에이블 신호를 대기한다.
[0052] 이후 일부 시간 t=tSTRT에서(이를 테면, 전원장치(200)가 안정한 대기 모드에 진입된 이후), 스위칭된 출력 전압(180)을 공급하도록 스위칭 제어기 모듈(130)이 스위칭 변환기 모듈(140)의 구동을 시작하도록 지시하는 인에이블 신호(112)가 스위칭 제어기 모듈(130)로 전송된다. 도 3의 제 4 그래프(308)에 도시된 것처럼, 스위칭 제어기 모듈(130)은 (이를 테면, 게이트 구동기 단자(135) 상의 레벨을 변경함으로써) PWM 신호로 전력 스위칭 디바이스(246)의 게이트 전압의 구동을 시작한다.
[0053] 원하는 출력 전압(180)을 출력하도록 스위칭 변환기(240)의 동작이 시작될 수 있다. 예를 들어, 전류가 1차 변압기(242)에 누적(builds in)됨에 따라, 부하 캐패시터(252c) 양단의 전압이 증가될 수 있다(이를 테면, 전력 스위칭 디바이스(246)의 드레인 전압은 다이오드(244) 양단의 전압 강하보다 작다). 도 2에 도시된 부스트(boost) 변환기 구성에서, 도 3의 제 5 그래프(310)에 도시된 것처럼, 전압은 소정의 부스트 전압 레벨("VBOOST"로 표시됨)로 증가될 수 있다.
[0054] 실질적으로 동일한 시간에서, AUX OFF 단자(155)를 경유하여 스위칭 제어기 모듈(130)에 의해 신호가 조절기 피드백 모듈(150)에 출력될 수 있다. AUX OFF 단자(155)는 스위치(262)(이를 테면, N-채널 증가형-모드 트랜지스터)의 게이트 전압을 구동시킨다. AUX OFF 단자(155)에 전압 레벨을 인가함으로써, 스위치(262)가 턴 ON되어, 연산 증폭기(258)의 출력이 접지(205)에 대해 효과적으로 단락된다(shorting). 이는 선형 조절기(222)의 게이트 전압(증폭기 피드백 단자(145)에서의 레벨)을 효과적으로 제로로 구동시켜, 각각 도 3의 제 2 그래프(304) 및 제 3 그래프(306)에 도시된 것처럼, 선형 조절기(222)를 흐르는 전류를 실질적으로 제로로 구동시킨다. 이처럼, 조절기 모듈(120)은 스위칭 변환기 모듈(140)이 정상 동작에 진입한 후 효과적으로 디스에이블된다.
[0055] 특히, 일단 조절기 모듈(120)이 디스에이블되면, 도 3의 제 1 그래프(302)에 도시된 것처럼, 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 전압은 강하되기 시작할 수 있다. 도 2에 도시된 것처럼, 보조 전력 모듈은 1차 변압기(242)가 스위칭 변환기 모듈(140)에 이용되는 동일한 변압기의 2차 변압기인 권선(winding)을 포함한다. 따라서, 전력 스위칭 디바이스(246)가 스위치됨에 따라, 전류는 1차 변압기(242)에 누적(build up)되기 시작하여, 보조 전력 모듈(170)의 2차 변압기(272) 양단에 전압이 유도될 수 있다.
[0056] 보조 전력 모듈(170)은 쇼트키 다이오드(274a) 및 쇼트키 다이오드(274b)를 포함한다. 캐패시터(252a)(즉, 제어기 소스 전압 단자(125)와 접속되지 않는 캐패시터(252a) 측) 및 접지에 접속되는 캐패시터(252b) 사이의 노드에 2차 변압기(272)의 한쪽 단부가 접속된다. 2차 변압기의 다른쪽 단부는 쇼트키 다이오드(274a)의 애노드 및 쇼트키 다이오드(274b)의 캐소드에 접속된다. 쇼트키 다이오드(274a)의 캐소드는 제어기 소스 전압 단자(125)와 접속되며, 쇼트키 다이오드(274b)의 애노드는 접지(205)와 접속된다. 이러한 구성에서(이를 테면, 전압 더블러(doubler) 구성에서), 2차 변압기(272)에 유도되는 전하는 캐패시터(252a) 상에서 전하를 유지하는데 효과적으로 이용될 수 있어, 실질적으로 VCCR에서 제어기 소스 전압 단자(125)의 조절을 유지한다.
[0057] 특히, 다른 콤포넌트들이 전원장치(200)를 추가로 조절하는데 이용될 수 있다. 도 2에 도시된 것처럼, 일 실시예에서, 전류-감지 레지스터(224c)는 전력 스위칭 디바이스(246)의 소스와 접지(205) 사이에 접속된다. 레지스터(224c) 양단의 전압은 전력 스위칭 디바이스(246)를 흐르는 전류와 비례하며, 따라서, 전력 스위칭 디바이스(246)를 흐르는 전류를 조절하기 위한 전류 피드백 신호(248)로 사용될 수 있다. 추가적으로, 일 실시예에서, 레지스터 분할기 네트워크는 출력 전압(180)과 접지(205) 사이에 접속되며, 레지스터(224d) 및 레지스터(224e)를 포함한다. 레지스터(224d)와 레지스터(224e) 사이의 노드에서의 전압은 출력 전압(180)에 비례하며, 따라서 출력 전압(180)을 조절하기 위한 전압 피드백 신호(264)로 사용될 수 있다. 예를 들어, 전류 피드백 신호(248) 및/또는 전압 피드백 신호(264)는 스위칭 제어기 모듈(130)과 다시 통신할 수 있어, 결국 (이를 테면, PWM 신호의 주파수 또는 듀티 사이클을 조절함으로써) 게이트 구동기 단자(135)에 인가되는 신호를 조절할 수 있다.
[0058] 대기 모드에 있는 동안, 덜 효율적인 선형 조절기가 스위칭 제어기 모듈(130)로의 전력공급에 이용될 수 있다는 것이 인식될 것이다. 그러나, 스위칭 제어기 모듈(130)이 (이를 테면, 인에이블 신호(112)를 통해) 인에이블된 직후, 선형 조절기가 디스에이블될 수 있고 스위칭 제어기 모듈(130)은 보조 전력 모듈(170)을 통해 스위칭 변환기 모듈(140)로부터의 유도된 피드백에 의해 전력공급될 수 있다.
[0059] 스위칭 오프 동안 조절기 모듈(120)이 전원장치(200)에 효율성 증가를 제공할 수 있지만, 보조 전력 모듈(170)의 구성은 여전히 특정한 한계점들을 가질 수 있다. 하나의 한계점은 보조 전력 모듈(170) 및 다른 콤포넌트들에서의 보조 권선들이 전원장치의 복잡성 및/또는 비용을 증가시킬 수 있다는 것일 수 있다. 예를 들어, 특정한 토폴로지들의 전형적인 1-권선(one-winding) 인덕터가 2-권선 변압기로 변환될 수 있고, 또는 2-권선 토폴로지가 3-권선 변압기로 변환될 수 있다. 또 다른 한계점은 도 2에 도시된 보조 전력 모듈(170) 구성이 다수의 쇼트키 다이오드들(274) 및 캐패시터들(252)을 이용할 수 있다는 것일 수 있다. 이는 보조 전력 모듈(170) 회로의 비용 및/또는 복잡성을 추가로 증가시킬 수 있다. 또 다른 한계점은 변압기 권선 비율들의 상이한 특성으로 인해, 스위칭된 출력 전압(180)(이를 테면, VBOOST)과 보조 출력 전압 간의 소정의 상이한 비율(discrete ratio)로 보조 출력 전압이 제한될 수 있다는 것이다.
[0060] 이러한 및/또는 다른 이유들에 대해, 보조 권선 및 도 2의 보조 전력 모듈(170)과 같은 보조 전력 모듈들의 다른 콤포넌트들의 이용시 내재될 수 있는 한계점들을 방지하면서, 보조 전력 및 낮은 대기 전력 소모를 갖는 전원장치들을 제공하는 것이 바람직할 수 있다. 본 발명의 실시예들은 보조 전력 및 낮은 대기 전력 소모를 갖는 전원장치들을 제공하기 위한 사이클 연장 및/또는 사이클 절단 기술들을 이용한다. 사이클 연장 기술들을 이용하는 실시예들은 도 4-7을 참조로 하기에서 보다 상세히 개시되며, 사이클 절단 기술들을 이용하는 실시예들은 도 8-11을 참조로 하기에서 보다 상세히 설명된다.
[0061] 사이클 연장을 이용하는 실시예들
[0062] 도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 사이클 연장 기술들을 이용하여 보조 전력을 생성하기 위한 전원장치(400)의 간략화된 블록 다이어그램을 도시한다. 전원장치(400)는 입력 전압(102)을 수신하며 원하는 평균 전력을 갖는 스위칭된 출력 전압(180)을 생성한다. 전원장치(400)는 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 스위칭 변환기 모듈(140), 및 보조 전력 모듈(470)을 포함한다. 스위칭 제어기 모듈(130)은 사이클 연장기 모듈(410)을 포함한다. 일부 실시예들에서,도 1을 참조로 개시된 것처럼, 입력 전압(102)을 생성하기 위해 전압이 수신되고 정류된다.
[0063] 일부 실시예들에서, 스위칭 제어기 모듈(130)의 사이클 연장기 모듈(410)은 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하기 위해 게이트 구동기 단자(135)에서 스위칭 제어 신호를 생성한다. 스위칭 변환기 모듈(140)은 스위칭 제어 신호를 충전 사이클로 변환시킬 수 있다. 특정 실시예들에서, 스위칭 변환기 모듈(140)은 저전압 스위칭 디바이스를 포함한다. 저전압 디바이스 이용은 스위칭 변환기 모듈(140)의 일부 또는 모두가 (이를 테면, 동일한 집적회로에서) 스위칭 제어기 모듈(130)과 집적되는 것을 가능케할 수 있다.
[0064] 특정 실시예들에서, 충전 사이클은 "온(on)" 기간 및 "오프(off)" 기간을 한정하는 듀티 사이클을 갖는 PWM 사이클이다. "온" 기간 동안, 하나 이상의 충전(charge) 서브시스템들(이를 테면, 인덕터 또는 캐패시터)가 충전될 수 있다. "오프" 사이클 동안, 충전 서브시스템 또는 서브시스템들은 스위칭 변환기 모듈(140) 및 하나 이상의 보조 전력 모듈들(470)을 포함하는 하나 이상의 생성기 서브시스템들에 저장된 에너지를 부분적으로 또는 완전히 방전시킬 수 있다. 사이클 연장기 모듈(410)의 실시예들은 충전 사이클을 연장시켜, 충전 사이클의 일부에는 하나 이상의 스위칭 변환기 모듈들(140)(이를 테면, 부하 전력 생성기들)에 전력을 제공하도록 지시되며, 충전 사이클의 하나 이상의 다른 부분들에는 보조 전력 모듈(470)(이를 테면, 보조 부하를 위한, 제어기 전력을 유지하기 위한 발생기 등)에 에너지를 제공하도록 지시된다. 보조 전력 모듈(470)을 충전하기 위해 충전 사이클을 이용함으로써, 실시예들은 스위칭 변환기 모듈들(140)의 메인 스위치의 "ON 저항(resistance)"(이를 테면, 디바이스가 ON일 때 도 5에 도시된 스위칭 디바이스(246)의 저항)으로 인한 에너지 손실을 방지한다 것이 주목된다.
[0065] 시동 또는 대기 모드에서, 입력 전압(102)은 스위칭 제어기 모듈(130)에 전력을 제공 및 유지하도록 동작할 수 있는 조절기 모듈(120)을 통과한다. 일부 실시예들에서, 이러한 기능은 도 1을 참조로 개시된 기능과 실질적으로 동일하다. 특히, 일부 실시예들에서, 조절기 모듈(120)은 제어기 소스 전압 단자(125)에서 스위칭 제어기 모듈(130)에 실질적으로 일정한 소스 전압 제공을 돕기 위해 (이를 테면, 연산 증폭기를 포함하는) 조절기 피드백 모듈(150)을 통해 네거티브 피드백으로 구성된 선형 조절기(이를 테면, 공핍-모드 트랜지스터)를 포함한다. 증폭기 피드백 단자(145)를 경유하여 조절기 모듈(120)에 의해 조절기 피드백 모듈(150)로부터의 피드백이 수신된다.
[0066] 스위칭 제어기 모듈(130)은 인에이블될 때 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하도록 동작할 수 있다. 대기 모드에서, 스위칭 제어기 모듈(130)은 인에이블 신호(112)(이를 테면, 원격 제어부로부터의 "온" 신호)의 예상시 활성상태(energized)로 유지될 수 있다. 인에이블될 때, 스위칭 제어기 모듈(130)은 하나 이상의 스위칭 신호들을 생성할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 제어기 모듈(130)은 스위칭 변환기 모듈(140)에서 스위칭 디바이스의 게이트를 구동시키기 위한 게이트 구동기 단자(135)에서 스위칭된 신호들을 생성할 수 있다.
[0067] 스위칭 제어기 모듈(130)이 인에이블될 때, 스위칭 변환기 모듈(140)은 DC 입력 전압(102)을 스위칭된 출력 전압(180)으로 변환시키도록 동작하기 시작할 수 있다. 통상적으로, 스위칭 변환기 모듈(140)은 펄스-폭 변조(PWM) 신호를 생성하기 위해 (이를 테면, 게이트 구동기 단자(135)를 통해) 스위칭 제어기 모듈(130)로부터 정보를 사용하도록 동작가능한 스위칭 디바이스(이를 테면, MOSFET)를 포함한다. 일부 실시예들에서, 출력 전압(180)(또는 이를 테면, 스위칭 변환기 모듈(140)의 스위칭 디바이스를 지나는 전류와 같은 다른 정보)이 다시 제어기 피드백 모듈(160)을 통해 스위칭 제어기 모듈(130)로 공급되어 스위칭 변환기 모듈(140)의 출력이 조절된다.
[0068] 일부 실시예들에서, 스위칭 제어기 모듈(130)의 사이클 연장기 모듈(410)은 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하는 PWM 신호를 연장시켜, 제 1 충전 서브시스템을 충전하기 위해 보다 긴 PWM 신호(즉, 연장된 "온" 기간을 가짐)를 효율적으로 생성한다. "온" 기간의 연장된(즉, 부가된) 부분은 제 2 충전 서브시스템을 충전하도록 다시 지시될 수 있다. 제 1 충전 서브시스템에 의해 저장된 에너지는 스위칭 변환기 모듈(140)에 의해 사용을 위해 변환될 수 있고 제 2 충전 서브시스템에 의해 저장된 에너지는 보조 전력 모듈(470)에 의해 사용을 위해 변환될 수 있다.
[0069] 특정 실시예들에서, 보조 전력 모듈(470)에 의해 생성된 보조 전력은 스위칭 제어기 모듈(130)의 콤포넌트들에 대해 소스 전력을 유지하도록 리사이클링된다(recycled). 이러한 실시예들에서, 조절기 모듈(120)은 일단 보조 전력 모듈(470)이 제어기 소스 전압 단자(125)에서 레벨을 조절하기 시작하면 디스에이블될 수 있다. 사이클 연장기 모듈(410)의 실시예들은 게이트 구동기 단자(135) 및 보조 제어 단자(455)에서 신호들을 통해 충전 사이클(및 이를 테면 충전 사이클의 유효 연장부)를 제어한다.
[0070] 전원장치(400)를 구현하기 위한 다양한 방식들이 있다는 것을 당업자들은 인식할 것이다. 또한, 일부 실시예들에서, 전원장치(400)는 전력 관리 시스템과 같은 대형(larger) 시스템의 일부라는 것이 인식될 것이다. 도 5는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 도 4의 전원장치(400)의 실시예를 이용하여 보조 전력을 제공하는 스위칭 전원장치(500)의 개략적 다이어그램을 도시한다. 도 6은 도 5의 전원장치(500)의 다양한 포인트들에서 취한 예시적 세트의 파형들을 제공한다. 명료성을 강화시키기 위해, 도 5와 도 6이 독립적으로(in parallel) 개시된다.
[0071] 전원장치(500)는 입력 전압(102)을 수신하고 원하는 특성(이를 테면, 평균 출력 전압 또는 전력)을 갖는 스위칭된 출력 전압(180)을 생성한다. 전원장치(500)는 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 스위칭 변환기 모듈(140), 조절기 피드백 모듈(150), 제어기 피드백 모듈(160), 및 보조 전력 모듈(470)을 포함한다. 특히, 도 2의 전원장치와는 달리, 도 5의 전원장치(500)에는 2차 변압기(이를 테면 도 2의 2차 변압기(272)가 없고, 보다 적은 수의 캐패시터들(이를 테면, 도 2의 캐패시터(252b)는 없다)을 가지며 단지 하나의 쇼트키 다이오드(이를 테면, 쇼트키 다이오드(274a) 및 쇼트키 다이오드(274b)를 포함하는 도 2와는 상반됨)를 갖는 것으로 도시된다.
[0072] 정류된 입력 전압(102)은 조절기 모듈(120)을 (이를 테면, 스위칭 변환기 모듈(140)의 인덕터(542)를 통해) 통과하여, 스위칭 제어기 모듈(130)(이를 테면, 적어도 대기 또는 시동 모드들에서)에 전력을 제공하고 유지하도록 동작할 수 있다. 조절기 모듈(120)은 공핍-모드 전력-MOSFET으로 구현되는 선형 조절기(222), 및 선형 조절기(222)의 소스와 직렬인 레지스터(224a)를 포함한다. 초기 전력공급시, 선형 조절기(222)는 고전압의 정류된 입력 전압(102)으로부터 단자(125)를 충전함으로써 시동 전력을 제공할 수 있다. 단자(125)는 스위칭 제어기 모듈(130)에 조절된 소스 전압을 제공하도록 구성된다.
[0073] 초기 시동 동안 선형 조절기(222)에 의해 인출되는 피크 전류(이를 테면, 돌입 전류)를 제한하기 위해 레지스터(224a)가 선형 조절기(222)의 소스와 직렬로 제공된다. 예를 들어, 레지스터(224a)는 그의 게이트 단자에 대해 선형 조절기(222)의 소스를 바이어스해제한다. 선형 조절기(222)의 게이트 단자는 조절기 피드백 모듈(150)에서 연산 증폭기(258)의 출력으로부터 유도되는 단자(145)와 접속된다. 시동 동안, 연산 증폭기(258)의 신뢰성있는 동작을 위한 전압이 단자(125)에서 불충분할 수 있고 이는 시동 동안 출력이 예상되지 못하게 할 수 있다. 레지스터(224a)는 시동 동안 연산 증폭기(258)의 원치않는 출력의 결과로서 선형 조절기(222)에 의해 관찰되는 전류에서의 임의의 큰 스파크들로부터 선형 조절기(222)를 보호할 수 있다.
[0074] 도시된 것처럼, 선형 조절기(222)의 드레인은, 인덕터(542)의 스위칭된 측에 단자(555)로서 도시된, 인덕터(542)와 다이오드(244)의 교차점과 결합된다. 일부 실시예들에서, 인덕터(542)는 변압기(이를 테면, 도 2의 1차 변압기)의 한쪽 측면으로서 구현된다; 반면 또 다른 실시예들에서, 인덕터(542)는 인덕터 또는 다른 유사한 기능의 콤포넌트로서 구현된다. 선형 조절기(222)의 소스는 (이를 테면, 스위칭 변환기 모듈(140)의 일부로서 도시된) 스위칭 디바이스(246)의 드레인 및 (이를 테면, 보조 전력 유니트(470)의 일부로서 도시된) 쇼트키 다이오드(574)의 애노드와 접속된다. 스위칭 디바이스(246)를 통하여 (또는, 이를 테면 단자(545)를 통하여) 전류 흐름의 관점으로부터 사실상 직렬인 스위칭 디바이스(246)와 선형 조절기(222)를 이용하여, 스위칭 디바이스(246)가 저전압 디바이스로서 구현될 수 있다(즉, 선형 조절기(222)는 스위칭 디바이스(246)의 정격(rating)을 초과하는 전압 및 전력 레벨들을 견디는데 이용될 수 있다)는 것이 인식될 것이다.
[0075] 또한, 조절기 피드백 모듈(150)은 하기에 보다 상세히 개시되는 것처럼, 적어도 제어기 소스 전압 단자(125)에서의 레벨 유지를 돕도록 구성된 캐패시터(252a)를 포함할 수 있다. 캐패시터(252a)가 단자(125)와 접속되기 때문에, 다량의 전류는 캐패시터(252a)가 매우 신속하게 충전되게 할 수 있다. 일부 경우들에서, 이는 캐패시터(252a)의 수명을 단축시키거나, 심지어 영구적 손상을 야기시킬 수 있다. 이처럼, 레지스터(224a)의 실시예들은 매우 신속한 충전의 방지를 돕기 위해 캐패시터(252a)에서 관찰되는 전류를 제한하도록 구성된다. 또한, 이러한 구성에서, 쇼트키 다이오드(574)가 캐패시터(252a)의 원치않는 방전을 방지할 수 있다는 것을 당업자들은 인식할 것이다. 조절기 피드백 모듈(150)의 일부 실시예들에서 제너 다이오드(254)에 의한 추가적 보호가 제공될 수 있다. 제너 다이오드(254)는 단자(125)에서의 전압 레벨을 효과적으로 클램핑(clamp)하도록 구성될 수 있다. 이는 예를 들어, 시동 동안, 전압이 조절기 피드백 모듈(150) 및/또는 스위칭 제어기 모듈(130)의 콤포넌트들에 대한 최대 정격 전압을 초과하지 않도록 방지하는 것을 도울 수 있다.
[0076] 또한, 조절기 피드백 모듈(150)은 레지스터(224f) 및 레지스터(224g)를 포함하는 레지스터 분할기 네트워크를 포함한다. 레지스터(224f)와 레지스터(224g)가 접속되는 노드는 연산 증폭기(258)의 반전 입력과 접속된다. 연산 증폭기(258)의 비반전 입력은 전압원(256)에 의해 제공되는 안정한 기준 레벨을 모니터할 수 있다. 일 실시예에서, 전압원(256)은 대략 1.25 볼트의 안정한 밴드갭 기준 레벨을 제공한다. 레지스터(224f) 대 레지스터(224g)의 비율은 네거티브 폐루프 피드백에서, 원하는 레벨(이를 테면, "Vcc")이 단자(125)에서 유지되도록 선택될 수 있다(이를 테면, 조절된 12-볼트 공급 전압이 스위칭 제어기 모듈(130)에 대해 유지된다).
[0077] 시동 모드 및 대기 모드에서, 전원장치(500)는 도 2의 전원장치(200)와 실질적으로 유사하게 동작할 수 있다는 것이 인식될 것이다. 이는 시동 영역 및 대기 영역에서, 도 3의 제 1 그래프(302), 제 2 그래프(304), 제 3 그패프(306), 제 4 그래프(308), 제 5 그래프(310), 제 6 그래프(312), 및 제 7 그래프(314)가 각각, 도 6의 제 1 그래프(602), 제 2 그래프(604), 제 3 그래프(606), 제 7 그래프(614), 제 9 그래프(618), 제 10 그패프(620), 및 제 12 그래프(622)와 실질적으로 동일하다는 사실에 따라 예시될 수 있다. 도 2 및 도 5의 회로 구성에서의 차이점들로 인해, 동일한 파형들 중 일부는 실질적으로 도 3 및 도 6에서의 상이한 콤포넌트들에 대응하는 것으로 나타난다는 것이 주목된다. 예를 들어, 도 3의 제 3 그래프(306)는 선형 조절기(222)를 흐르는 전류를 도시하는 한편, 도 6의 제 3 그래프는 쇼트키 다이오드(574)를 흐르는 전류에 대해 실질적으로 동일한 시동 및 대기 파형을 도시한다.
[0078] 정상 동작시, 전원장치(500)는 도 2의 전원장치(200)와 완전히 상이하게 동작할 수 있다. t=tSTRT에서, 제 1 PWM 사이클은, 각각 도 6의 제 2 그래프(604) 및 제 7 그래프(614)에 도시된 것처럼, 선형 조절기(222) 및 스위칭 디바이스(246)의 게이트 전압들을 HIGH로 구동시킴으로써(이를 테면, 이들은 턴 ON시켜 전류가 흐르게 하여) 시작된다. 스위칭 디바이스(246)의 게이트는 단자(135)에서의 레벨에 의해 구동되어, 스위칭 제어기 모듈(130)의 사이클 연장기 유니트(410) 및 게이트 구동기(234)에 의해 제어될 수 있다. 선형 조절기(222)의 게이트는 단자(145)에서의 레벨에 의해 구동되어, 스위치(262) 및 스위치(562a)에 의해 제어될 수 있다.
[0079] 스위치(262)는 단자(155)에 의해 제어되며 스위치(562a)는 단자(455)에 의해 제어된다. 예를 들어, 시동 모드에서, 단자(155)는 LOW(이를 테면, n-채널 스위치(262)를 턴 OFF)일 수 있으며, 단자(455)는 HIGH(이를 테면, p-채널 스위치(562a)를 턴 OFF)일 수 있다. 스위치(262) 및 스위치(562a) 모두가 턴 OFF 됨으로써, 연산 증폭기(258)의 출력은 요구에 따라, 피드백시 단자(145)에서 레벨을 제어하는데 이용될 수 있다. 사이클 연장기 모듈(140)의 실시예들은 단자(455) 및 단자(135)에서 레벨들을 제어하여, 2개의 독립적인 스위칭 디바이스들로서 선형 조절기(222) 및 스위칭 디바이스(246)를 효과적으로 스위칭할 수 있다.
[0080] 선형 조절기(222)의 게이트 전압을 HIGH로 구동시키기 위해(이를 테면, 단자(145)에서의 레벨을 HIGH 레벨로 구동시키기 위해), 사이클 연장기 모듈(410)은 단자(455)를 LOW 레벨로 구동시켜, 스위치(562a)가 턴 ON 되게 하여, 단자(145)에서의 레벨이 실질적으로 단자(125)에서의 레벨(이를 테면 "Vcc")로 풀링된다. 선형 조절기(222) 및 스위칭 디바이스(246) 모두의 턴 ON으로 각각 도 6의 제 10 그래프(620) 및 제 12 그래프(622)에서 도시된 것처럼 인덕터(542)와 스위칭 디바이스(246)를 지나는 전류의 흐름을 개시할 수 있다. 스위칭 디바이스(246) 및 선형 조절기(222)가 정확하게 동시에 온 및 오프로 스위칭되는 경우, 스위칭 디바이스(246)(및 이를 테면 결과적으로 선형 조절기(222))의 전체(full) PWM 사이클이 충전 사이클 동안 이용될 수 있다(이를 테면, 도 2의 전원장치(200)의 동작과 유사할 수 있음)는 것이 주목된다.
[0081] 단자(125)에서의 레벨이 원하는 조절된 레벨("VCCR") 이하로 강하될 때, 선형 조절기(222)에 대한 PWM 사이클은 일부 tPWM/K에 의해 스위칭 디바이스(246)에 대한 PWM 사이클을 지나 사이클 연장기 모듈(410)에 의해 연장된다. K 값은 스위칭 변환기 모듈(140)에 의해 요구되는 최대 예상 보조 전력에 대해 선택될 수 있다. 예를 들어, K=25는 보조 전력 요구조건이 스위칭 변환기 모듈(140)에 대해 예상되는 전체 전력 출력의 약 4%라는 것을 의미할 수 있고, 이는 통상적으로 가까스로(marginally) 허용가능한 것으로 간주될 수 있다. 다른 예들에서, K=50은 약 2% 보조 전력 요구조건을 의미하는 반면, K=200은 약 0.5% 보조 전력 요구조건을 의미할 수 있다.
[0082] 스위칭 디바이스(246)는 각각의 스위칭 디바이스(246) PWM 사이클의 마직막에 턴 오프될 수 있고, 선형 조절기(222)는 선형 조절기(222)의 PWM 사이클의 연장된 기간 (이를 테면, 스위칭 디바이스(246)의 PWM 사이클의 여분의 l/25th)동안 온으로 유지될 수 있다. 이는 , PWM 사이클의 나머지(이를 테면, 비연장 부분)에 대해 궁극적으로 단자(455)를 HIGH로 구동시키기 이전에, 각각의 스위칭 디바이스(246)의 PWM 사이클의 마지막에 단자(135)를 (이를 테면, 게이트 구동기(234)를 통해) LOW로 구동시키기 위해, 그리고 선형 조절기(222)의 PWM 사이클의 연장된 기간 동안 단자(455)를 LOW로 홀딩하기 위해 사이클 연장기 유니트(410)를 이용함으로써 구현될 수 있다.
[0083] 앞서 개시된 것처럼, 단자(455)가 스위치(562a) 및 보조 전력 모듈(470)의 일부로서 도시된 스위치(562b) 모두에 결합된다는 것이 주목된다. 이처럼, 스위치(562a) 및 스위치(562b) 모두는 실질적으로 동시에 ON 된다. 스위칭 디바이스(246)가 턴 OFF되고 선형 조절기(222)가 (이를 테면, PWM 사이클의 연장된 부분에서) 온으로 유지될 때, 쇼트키 다이오드(574)는 순방향으로 바이어스되어 전류가 흐를 수 있게 된다. 앞서 개시된 것처럼, 이때 스위치(562b)는 ON이 되며, 스위치(562b)는 조절기 모듈(120)의 레지스터(224a)와 병렬이기 때문에, 스위치(562b)는 레지스터(224a)를 우회하는 차단(shunt) 전류 경로를 효과적으로 제공할 수 있다. 이는 전류가 단자(125)로 덤프(dumped)되게 하여, 캐패시터(252a)가 재충전될 수 있다. 이런 방식으로, PWM 사이클의 연장된 부분은 단자(125) 상에서 적절한 전압 레벨을 유지하기 위한 보조 전력을 생성하고, 스위칭 제어기 모듈의 동작을 유지하는데 이용될 수 있다.
[0084] 예를 들어, 도 6의 제 5 그래프(610)에 도시된 신호(즉, 단자(455)에서의 전압)가 HIGH가 될 때, 선형 조절기(222)는 턴 ON되어, 레지스터(224a)가 효과적으로 단락되어, 쇼트키 다이오드(574)를 흐르는 전류가 턴 오프되기 직전에 스위칭 디바이스(246)를 통해 흐르는 것에 의해서만 제한되게 된다. 이러한 이벤트들은 도 6의 제 3 그래프(606) 및 제 4 그래프(608)에 도시된다(도 6의 제 4 그래프(608)는 상이한 전류 스케일에서 도 6의 제 3 그래프(606)와 동일한 파형을 도시한다는 것이 주목된다). 일부 경우들에서, 대체로 전체(full) 부하 전류("ILD"로 표시됨)는, 도 6의 제 4 그래프(608)에 도시된 것처럼, 쇼트키 다이오드(574)를 통해 흐른다. 선형 조절기(222) 및 쇼트키 다이오드(574)가 ON이고, 스위칭 디바이스(246)가 OFF인 동안, 캐패시터(252a)는 신속하게 재충전되어 스위칭 디바이스(246)의 PWM 사이클(즉, PWM 기간의 비연장 부분) 동안 손실된 임의의 전압을 보충할 수 있다.
[0085] 제 9 그래프(618)는 단자(555)에서의 전압에서 글리치(glitch)를 나타내며, 이는 대략 Vcc(즉, 단자(125)에서의 전압) 플러스 쇼트키 다이오드(574) 양단의 전압 강하와 같고 선형 조절기(222) PWM 기간(이를 테면, 스위칭 디바이스(246) PWM 사이클을 지나 연장되는 선형 조절기(222)의 PWM 사이클의 1/25th, K = 25)의 연장된 부분 동안 지속된다는 것이 주목된다. 이러한 글리치는 짧은(small) 기간 동안 인덕터 전류(즉, 단자(555)를 흐르는 전류)에서의 작은 감소(small decline)를 야기시킬 수 있다. 그러나, 충분히 큰 값의 K가 선택되는 한, 글리치는 실질적으로 전원장치(500)의 출력에 영향을 미치지 않을 것이다.
[0086] 연장된 기간 동안 선형 조절기(222)를 ON으로 유지하는 기능(function)은 앞서 개시된 것처럼, 조절된 VCCR을 유지하기 위해 단자(125)의 조절을 돕도록 스위칭 제어기 모듈(130)에 보조 전력을 제공하기 위한 것일 수 있다. 이런 방식에서, 선형 조절기(222)는 전원장치(500)가 대기 또는 시동 모드에 있는 동안 선형 조절기로, 그리고 전원장치가 정상 동작 모드에 있는 동안 "뱅 뱅(bang bang)" 제어기로 작용할 수 있다. "뱅 뱅" 제어는 스위칭 디바이스(246)의 PWM 사이클 동안 캐패시터(252a)에 의해 손실된 전력을 보충하는데만 필요할 수 있기 때문에, 이는 단자가 초과된 VCCR을 갖는(또는 보다 유사하게, 단자(125)가 도 6의 제 1 그래프(602) 상에 VCCMX로 표시된 VCCR 이상의 소정의 초과된 임계량을 갖는) 사이클들 동안 스위칭 디바이스(246) 및 선형 조절기(222)의 PWM 사이클들을 동기화(즉, 쇼트키 다이오드(574)의 턴 온 방지)시키는 것이 바람직할 수 있다.
[0087] 도 6의 제 1 그래프(602)를 볼 때, 스위칭 제어기 모듈(130)의 단자(125)에서의 전압이 VCCMX 임계치를 초과하는 시간의 포인트(t=WCMX)가 제공된다. 이 시간에서, 스위칭 제어기 모듈(130)(이를 테면, 사이클 연장기 모듈(410))은 도 6의 제 2 그래프(604) 및 제 7 그래프(614)에 의해 예시된 것처럼, 선형 조절기(222) 및 스위칭 디바이스(246)가 실질적으로 동시에 턴 ON 및 OFF되게 할 수 있다. 이러한 시나리오는 상기 시간 동안 충전 사이클 전압(이를 테면, 단자(555)에서 표시되는 전압)이 글리치(glitch)가 없는 완전 충전 사이클을 갖는 것처럼 도 6의 제 9 그래프(618)에서 도시된다는 사실에 의해 추가로 예시될 수 있다. 이러한 조건은, 도 6의 동일한 트레이스들에 도시된 것처럼, 단자(125)에서의 전압이 VCCR 이하의 소정의(some) 임계 레벨인 VCCMN로 강하될 때까지 유지될 수 있다
[0088] (이를 테면, 이러한 방식에서의 "뱅 뱅" 제어기를 사용하는) 이러한 피드백 제어 방법은 다수의 피드백 제어 방법들 중 단지 하나로, 다수의 피드백 방법들이 업계에 공지되어 있다는 것이 인식될 것이다. 예를 들어, 완전 디지털 제어 방법, (이를 테면, 단자(125)에서 레벨을 모니터링하면서 폐루프 피드백에서, 예를 들어 K가 대략 25 내지 200 이상인 선형 조절기(222) PWM 사이클의 연장 기간을 제어하는) 스위칭된 완전 아날로그 제어 방법, 및/또는 다른 제어 방법들이 본 발명에 따라 사용될 수 있다. 특정 실시예들에서, 보조 전력 유니트(470)의 출력을 조절하기 위한 제어 회로는 업/다운 카운터를 사용한다. 업/다운 카운터는 선형 조절기(222) PWM 사이클 연장을 생성 및 가변시키고 측정된 원하는 보조 출력 전압과 관련하여, (이를 테면, 출력이 너무 높은 경우 작은 연장을 이용하고 출력이 너무 낮은 경우 보다 많은 연장을 이용하여) 모든(every) 연속하는 PWM 사이클 동안 연장 기간을 조절할 수 있다. 일 실시예에서, 일단 연장 기간이 소정의 프리셋 최소치(이를 테면, PWM 사이클의 l/50th)가 되면, 선형 조절기(222) PWM 사이클은 보조 전압 출력이 프리셋 최대치 미만의 레벨으로 리턴될 때까지 스위칭 디바이스(246) PWM 사이클의 기간과 실질적으로 매칭되게 설정될 수 있다. 각각의 제어 방법은 예를 들어, 애플리케이션-관련 대응성(responsiveness)의 중요도, 사용되는 콤포넌트들, 비용 사항들 등과 관련하여 더 많이 또는 덜 바람직할 수 있다.
[0089] 선형 조절기(222) PWM 사이클 연장은 각각의 스위칭 디바이스(246)의 턴-온 사이클 이전에 또는 이후에, 또는 다른 방식들로 이루어질 수 있다는 것이 추가로 인식될 것이다. 또한, 보조 출력 전압 조절의 이러한 다양한 실시예들이 스위칭된 출력 전압(180)(이를 테면, VBOOST)의 값 또는 조절 요구조건들과 관련되지 않는다는 것이 추가로 인식될 것이다. 입력 에너지 사이클 동안(이를 테면, 에너지 출력 사이클 동안과 상반됨) 보조 전력 유니트(470)에 대한 에너지 추출은 메인 전력 스위치로 인한 에너지 손실을 방지할 수 있다는 것이 인식될 것이다. 이는 잠재적으로 본 발명의 실시예들이 보조 전력에 대한 출력 사이클 에너지를 리사이클링(recycle)하는 이러한 전원장치들 보다 효율적으로 보다 많은 에너지를 구성하게 할 수 있다.
[0090] 당업자들은 하나 보다 많은 보조 전력 유니트(470)가 앞서 개시된 것과 유사한 방식으로 전원장치(500)와 접속될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 본 발명의 실시예들의 출력 전압은 부하가 요구될 수 있는 것에 대해 조절 및 조정될 수 있다. 사실상, 하나 보다 많은 보조 출력을 갖는 실시예들에서, 이러한 보조 출력들은 서로 독립적으로 조절될 수 있다. 또한, 보조 출력 또는 출력들은 메인 출력 전력 공급 전압 및/또는 그의 조절 요구조건들에 대한 관련성을 갖지 않을 수 있다. 또한, 메인 전원장치의 전력 요구가 출력 전류 수요가 요구되거나 필요하지 않는 대기상태에 있는 경우, 본 발명은 필요에 따라 선형 시동 전력 소스 모드로 복귀될 수 있다.
[0091] 도 2에 도시된 전원장치(200)와 같은 다수의 전형적 구성들의 스위칭 전원장치들은 전력 공급 회로의 상이한 부분들을 통해 전류가 흐름에 따라 높은 부하 전력을 소모하도록 2개 이상의 전력 디바이스들(이를 테면, 도 2에 도시된 스위칭 디바이스(246) 및 선형 조절기(222))을 사용할 수 있다는 것이 주목된다. 그러나 도 5의 전원장치(500)에서, 스위칭 디바이스(246)와 선형 조절기(222) 간의 효과적인 직렬 접속은 스위칭 디바이스(246)가 저-전압 디바이스로서 구현되게 할 수 있다는 것이 인식될 것이다.
[0092] 저-전압 디바이스로서 스위칭 디바이스(246)를 구현하는 전원장치(500)의 실시예들은 특정한 추가의 기능을 제공할 수 있다. 특정 실시예들에서, 저-전압 스위칭 디바이스(246)의 사용으로 스위칭 디바이스(246)가 제어기 회로 내에서 통합(이를 테면, 스위칭 제어기 모듈(130)과 통합)되게 허용된다. 예를 들어, 동일한 집적회로(IC) 구현 프로세스 및 기술들은 다른 제어기 회로처럼 스위칭 디바이스(246)과 함께 사용될 수 있다. 이는 보다 작고, 보다 싸고, 및/또는 보다 빠른 전원장치(500)의 구현을 가능케한다. 예를 들어, 일부 추정들은 전압 정격에서 매번 2 팩터 만큼의 감소를 위해(즉, 동일한 전류 흐름을 유지하기 위해) 각각의 다이 크기는 대략 4 팩터 만큼씩 감소될 수 있다는 것을 나타낸다. 이처럼, 스위칭 디바이스(246)가 (동일한 전류 흐름을 갖는) 600-volt 디바이스 대시 12-volt 디바이스로서 구현되는 경우, 스위치 디바이스(246)를 위해 요구되는 다이 크기는 대략 100배 감소될 수 있다.
[0093] 제어기 회로에 스위칭 디바이스(246) 통합은 전원장치(500)의 동작을 개선하기 위해 특정 형태들의 센서들을 보다 효율적으로 사용하기 위한 능력과 같은 추가적 능력을 제공할 수 있다. 일 실시예에서, 전원장치(500)는 통합된 스위칭 디바이스(246) 및 통합된 온도 센서를 포함한다. 스위칭 디바이스(246)가 외부(즉, 비-통합) 디바이스인 경우, 스위칭 디바이스(246)의 온도 감지는 스위칭 디바이스(246)과 온도 센서의 결합(이를 테면, 아교접착(gluing)), 센서 신호 분리(isolating), 및 IC로의 센서 신호 피드백을 요구할 수 있다. 그러나, 통합된 온도 센서로, 여분의 아교접착, 분리, 및/또는 피드백 프로세스들을 요구하지 않을 수 있다. 또 다른 실시예에서, 전원장치(500)는 통합된 스위칭 디바이스(246) 및 통합된 전류 센서를 포함한다. 예를 들어, 전류 미러 디바이스의 통합은 당업자들에게 인식될 수 있듯이, 통합된 환경에서 상당히 쉽게 구현될 수 있다.
[0094] 도 7은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 보조 전력을 생성하기 위한 예시적 방법의 간략화된 흐름도를 도시한다. 방법(700)은 블록(710)에서, 스위칭 제어기가 스위칭 제어 신호의 생성을 시작할 수 있도록 하기 위해 인에이블 신호를 수신함으로써 시작된다. 블록(720)에서, 스위칭 제어 신호는 충전 사이클 기간을 갖는 충전 사이클로 변환될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 스위칭 제어 신호는 인덕터를 주기적으로(cyclically) 충전하기 위해 트랜지스터를 사용하는 PWM 신호이며, 충전 사이클 기간은 충전 사이클의 "온(on)" 부분이다.
[0095] 블록(725)에서, 각각의 충전 사이클 동안, 충전 사이클 기간은 연장된 충전 에너지를 생성하기 위해 연장될 수 있다. 다음 블록(730)에서, 연장된 충전 에너지는 보조 출력 전력을 생성하기 위해 이용된다. 일부 실시예들에서, 블록(740)에서, 보조 전력은 스위칭 제어기에 대한 적절한 전력을 유지하는데 이용되도록 리사이클링될 수 있다.
[0096] 블록(750)에서 각각의 충전 사이클로부터 남아있는 에너지(이를 테면, 충전 사이클의 비-연장 부분으로부터의 에너지)는 부하 출력 전압을 생성하는데 이용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 출력 전압은 부하에 전력공급하기 위해 이용된다. 특정 실시예들에서, 충전 에너지는 충전 사이클 기간(이를 테면, 충전 사이클의 제 1 절반부, 여기서 충전 사이클의 듀티 사이클은 50%) 동안 인덕터를 충전함으로써 생성된다. 충전 사이클의 제 2 절반부 동안, 인덕터에 저장된 에너지는 캐패시터를 충전하는데(또는 캐패시터의 전하를 보충(replenish)하는데) 이용될 수 있다. 캐패시터에 대한 전하는 부하에 대한 이용을 위해 출력 전압으로 사용될 수 있다.
[0097] 사이클 절단을 사용하는 실시예들
[0098] 도 8은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 사이클 절단 기술들을 이용하는 보조 전력을 생성하기 위한 전원장치(800)의 간략화된 블록 다이어그램을 도시한다. 전원장치(800)는 입력 전압(102)을 수신하고 원하는 평균 출력 전압을 갖는 스위칭된 출력 전압(180)을 생성한다. 전원장치(800)는 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 스위칭 변환기 모듈(140), 및 보조 전력 모듈(870)을 포함한다. 스위칭 제어기 모듈(130) 사이클 절단 모듈(810)을 포함한다. 일부 실시예들에서, 도 1을 참조로 개시된 것처럼, 입력 전압(102)을 생성하도록 전압이 수신되고 정류된다.
[0099] 일부 실시예들에서, 스위칭 제어기 모듈(130)에서의 사이클 절단 모듈(810)은 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하기 위한 스위칭 제어 신호를 게이트 구동기 단자(135)에 생성한다. 다음, 스위칭 변환기 모듈(140)은 스위칭 제어 신호를 충전 사이클로 변환할 수 있다. 특정 실시예들에서, 충전 사이클은 "on" 기간 및 "off" 기간을 정의하는 듀티 사이클을 갖는 PWM 사이클이다. "on" 기간 동안, 하나 이상의 충전 서브시스템들(이를 테면, 인덕터 또는 캐패시터)이 충전될 수 있다. "off" 사이클 동안, 충전 서브시스템 또는 서브시스템들은 스위칭 변환기 모듈(140) 및 하나 이상의 보조 전력 모듈들(870)을 포함하는 하나 이상의 생성기 서브시스템들에 대해 저장된 에너지를 부분적으로 또는 완전히 방전할 수 있다. 사이클 절단 모듈(810)의 실시예들은 충전 사이클을 절단(이를 테면, 단축)하여, 충전 사이클의 일부가 하나 이상의 스위칭 변환기 모듈들(140)(이를 테면, 부하 전력 생성기들)에 에너지를 제공하도록 지시되며, 충전 사이클의 하나 이상의 다른 부분들은 하나 이상의 보조 전력 모듈들(870)(이를 테면, 보조 부하들에 대한 생성기, 제어기 전력을 유지하기 위한 생성기, 등)에 에너지를 제공하도록 지시된다.
[0100] 시동 또는 대기 모드에서, 입력 전압(102)은 스위칭 제어기 모듈(130)에 전력을 제공하고 유지하도록 동작할 수 있는 조절기 모듈(120)을 통과한다. 일부 실시예들에서, 이러한 기능은 도 1 및 4를 참조로 개시된 기능과 실질적으로 동일하다. 특히, 일부 실시예들에서, 조절기 모듈(120)은 제어기 소스 전압 단자(125)에서 스위칭 제어기 모듈(130)에 실질적으로 일정한 소스 전압 제공을 돕기 위해 (이를 테면, 연산 증폭기를 포함하는) 조절기 피드백 모듈(150)을 통해 네거티브 피드백으로 구성된 선형 조절기(이를 테면, 공핍-모드 트랜지스터)를 포함한다. 증폭기 피드백 단자(145)를 통해 조절기 모듈(120)에 의해 조절기 피드백 모듈(150)로부터의 피드백이 수신된다.
[0101] 스위칭 제어기 모듈(130)은 인에이블될 때 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하도록 동작할 수 있다. 대기 모드에서, 스위칭 제어기 모듈(130)은 인에이블 신호(112)(이를 테면, 원격 제어로부터의 "on" 신호)를 예상하여 에너지공급상태(energized)로 유지될 수 있다. 인에이블될 때, 스위칭 제어기 모듈(130)은 하나 이상의 스위칭 신호들을 생성할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 제어기 모듈(130)은 게이트 구동기 단자(135)에서 스위칭 변환기 모듈(140)의 스위칭 디바이스의 게이트를 구동시키기 위한 스위칭된 신호들을 생성할 수 있다.
[0102] 스위칭 제어기 모듈(130)이 인에이블될 때, 스위칭 변환기 모듈(140)은 DC 입력 전압(102)을 스위칭된 출력 전압(180)으로 변환시키도록 동작하기 시작한다. 통상적으로, 스위칭 변환기 모듈(140)은 PWM 신호를 생성하기 위해 (이를 테면, 게이트 구동기 단자(135)를 통해) 스위칭 제어기 모듈(130)로부터의 정보를 이용하도록 동작가능한 스위칭 디바이스(이를 테면, MOSFET)을 포함한다. 일부 실시예들에서, 스위칭 변환기 모듈(140)의 출력을 조절하기 위해 제어기 피드백 모듈(160)을 거쳐 스위칭 제어기 모듈(130)로 출력 전압(180)(또는, 이를 테면, 스위칭 변환기 모듈(140)의 스위칭 디바이스를 흐르는 전류와 같은 다른 정보)이 다시 피드백된다.
[0103] 일부 실시예들에서, 스위칭 제어기 모듈(130)의 사이클 절단 모듈(810)은 스위칭 변환기 모듈(140)을 제어하며, 제 1 충전 서브시스템을 충전하기 위해 단축된(shorter) PWM 신호(즉, 단축된 "on" 기간을 가짐)를 효율적으로 생성하는 PWM 신호를 절단한다. "on" 기간의 절단된 부분은 제 2(및/또는 이를테면 제 3, 제 4, 등) 충전 서브시스템을 충전하도록 재지시될 수 있다. 제 1 충전 서브시스템에 의해 저장된 에너지는 스위칭 변환기 모듈(140)에 의한 사용을 위해 변환될 수 있고 제 2 충전 서브시스템에 의해 저장된 에너지는 하나 이상의 보조 전력 모듈들(870)에 의한 사용을 위해 변환될 수 있다.
[0104] 일 실시예에서, 제 1 보조 전력 모듈(870a)에 의해 생성된 보조 전력 출력(890a)은 (이를 테면, 단자(125)를 통해) 스위칭 제어기 모듈(130)의 콤포넌트들에 대한 소스 전력을 유지하도록 리사이클링된다. 다른 보조 전력 출력들(이를 테면, 890b-890n)은 이용가능한 콤포넌트들 또는 다른 시스템들에 의해 이용된다. 조절기 모듈(120)은 일단 보조 전력 모듈(870)이 제어기 소스 전압 단자(125)에서 레벨 조절을 시작하면 디스에이블될 수 있다. 사이클 절단 모듈(810)의 실시예들은 게이트 구동기 단자(135) 및 하나 이상의 보조 제어 단자들(855)에서 신호들을 통해 충전 사이클(및, 이를 테면 충전 사이클의 효율적 절단(effective truncation))을 제어한다.
[0105] 당업자들은 전원장치(800)를 구현하는데 있어 다양한 방식들이 있다는 것을 인식할 것이다. 도 9는 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 도 8의 시스템(800)의 실시예를 이용하여 보조 전력을 제공하는 스위칭 전원장치(800)의 개략적 다이어그램을 도시한다. 도 10은 도 9의 전원장치(900)의 다양한 포인트들에서 취해진 예시적인 파형들의 세트를 제공한다.
[0106] 전원장치(900)는 입력 전압(102)을 수신하고 원하는 특성(이를 테면, 평균 출력 전압 또는 전력)을 갖는 스위칭된 출력 전압(180)을 생성한다. 전원장치(900)는 조절기 모듈(120), 스위칭 제어기 모듈(130), 스위칭 변환기 모듈(140), 조절기 피드백 모듈(150), 제어기 피드백 모듈(160), 및 보조 전력 모듈(870)을 포함한다. 특히, 도 2의 전원장치(200)와 달리, 도 9의 전원장치(900)는 2차 변압기(이를 테면, 도 2의 2차 변압기(272)가 없고, 보다 적은 수의 캐패시터들(이를 테면, 도 2의 캐패시터(252b)가 없다), 및 (이를 테면, 쇼트키 다이오드(274a) 및 쇼트키 다이오드(274b)를 포함하는 도 2와 상반되게) 단지 하나의 쇼트키 다이오드가 도시된다.
[0107] 정류된 입력 전압(102)은 (이를 테면, 적어도 대기 모드 또는 시동 모드에 있는) 스위칭 제어기 모듈(130)에 전력을 제공하고 유지하도록 동작가능한 조절기 모듈(120)을 (이를 테면, 스위칭 변환기 모듈(140)의 인덕터(942)를 통해) 통과한다. 조절기 모듈(120)은 공핍-모드 전력-MOSFET으로 구현되는 선형 조절기(222) 및 선형 조절기(222)의 소스와 직렬인 레지스터(224a)를 포함한다. 초기 전력공급(power-up)시, 선형 조절기(222)는 고-전압의 정류된 입력 전압(102)으로부터 단자(125)를 충전함으로써 시동 전력을 제공할 수 있다. 단자(125)는 스위칭 제어기 모듈(130)에 조절된 소스 전압을 제공하도록 구성된다.
[0108] 도시된 것처럼, 스위칭 디바이스(246)의 드레인은 인덕터(942)의 스위칭된 측상의 단자(945)로 도시된, 인덕터(942)와 다이오드(244)의 교차점과 연결된다. 일부 실시예들에서, 인덕터(942)는 변압기(이를 테면, 도 1의 1차 변압기(242))의 한쪽 측면으로서 구현되는 반면, 또 다른 실시예들에서, 인덕터(942)는 인덕터 또는 다른 유사한 기능의 콤포넌트로서 구현된다. 또한, 단자(945)는 쇼트키 다이오드(974)의 애노드(이를 테면, 보조 전력 유니트(870)의 일부로서 도시됨)와 접속된다. 쇼트키 다이오드(974)의 캐소드는 선형 조절기(222)의 드레인과 접속된다. 이러한 구성에서, 스위칭 디바이스(246)가 ON일 때, 쇼트키 다이오드(974)는 역방향 바이어스되며, 단자(945)로부터의 전류는 스위칭 디바이스(246)을 흐른다. 스위칭 디바이스(246)가 OFF이고 선형 조절기(222)가 ON일 때, 쇼트키 다이오드(974)는 순방향 바이어스되어, 단자(945)로부터의 전류가 선형 조절기(222)를 흐르게 된다.
[0109] 선형 조절기(222)의 게이트 단자는 조절기 피드백 모듈(150)에서 연산 증폭기(258)의 출력으로부터 유도되는 단자(145)와 접속된다. 또한, 조절기 피드백 모듈(150)은 앞서 개시된 것처럼 적어도 단자(125)에서의 레벨 유지를 돕도록 구성된 캐패시터(252a)를 더 포함할 수 있다. 이러한 구성에서, 레지스터(224a), 쇼트키 다이오드(974), 및 제너 다이오드(254)는 앞서 개시된 것처럼, 조절기 피드백 모듈(150)에 대한 추가적 조절 및/또는 보호를 제공할 수 있다. 또한, 조절기 피드백 모듈(150)은 레지스터(224f) 및 레지스터(224g)를 포함하는 레지스터 분할기 네트워크를 포함한다. 레지스터(224f) 및 레지스터(224g)가 접속되는 노드는 연산 증폭기(258)의 반전 입력과 접속된다. 연산 증폭기(258)의 비반전 입력은 전압원(256)에 의해 제공되는 안정한 기준 레벨(이를 테면, 밴드갭 기준)을 모니터할 수 있다. 레지스터(224f) 대 레지스터(224g)의 비율은 네거티브 폐루프 피드백에서, 원하는 레벨("VCCR")이 단자(125)에서 유지되도록 선택된다(이를 테면, 스위칭 제어기 모듈(130)에 대해 조절된 12-volt 공급 전압이 유지된다).
[0110] 시동 모드 및 대기 모드에서, 전원장치(900)는 도 2의 전원장치(200) 또는 도 5의 전원장치(500)와 실질적으로 유사하게 동작한다는 것이 인식될 것이다. 이는 시동 영역 및 대기 영역에서, 도 3의 제 1 그래프(302), 제 2 그래프(304), 제 3 그래프(306), 제 4 그래프(308), 제 5 그래프(310), 제 6 그래프(312), 제 7 그래프(314) 및 제 8 그래프(316)가 각각 도 10의 제 1 그래프(1002), 제 2 그래프(1004), 제 3 그래프(1006), 제 7 그래프(1014), 제 8 그래프(1016), 제 9 그래프(1018), 제 10 그래프(1020), 및 제 12 그래프(1022)와 실질적으로 동일하다는 사실에 따라 예시될 수 있다.
[0111] 정상 동작시, 전원장치(900)는 도 2의 전원장치(200), 또는 도 5의 전원장치(500)와 완전히 상이하게 동작할 수 있다. t=tSTRT에서, 제 1 PWM 사이클은 도 10의 제 7 그래프(1014)에 도시된 것처럼, 스위칭 디바이스(246)의 게이트 전압을 HIGH로 구동시킴으로써(이를 테면, 이를 턴 ON시켜 전류가 흐르게 함으로써) 시작된다. 스위칭 디바이스(246)의 게이트는 단자(135)에서의 레벨에 의해 구동되어, 스위칭 제어기 모듈(130)에서 게이트 구동기(234) 및 사이클 절단 유니트(810)에 의해 제어될 수 있다. 이는 도 10의 제 9 그래프(1018) 및 제 12 그래프(1022)에 도시된 것처럼, 인덕터(942) 및 다이오드(244)를 통해(즉, 노드(945)를 통해) 전류 흐름을 개시할 수 있다.
[0112] (이를 테면, 도 2의 전원장치(200)에서 처럼) 초기 완전 PWM 충전 사이클 동안 전류를 전도하는 스위칭 디바이스(246) 대신에, 스위칭 디바이스(246) 충전 사이클은 tPWM/K 만큼 절단될 수 있다. K값은 스위칭 변환기 모듈(140)에 의해 요구되는 예상되는 최대 보조 전력(및/또는 이를테면 다른 보조 전력 모듈들(870)의 다른 임의의 보조 전력 요구조건들)에 대해 선택될 수 있다. 예를 들어, K=25는 보조 전력 요구조건이 플라이백(flyback) 변환기에 대해 예상되는 전체 전력 출력의 대략 4%임을 의미할 수 있으며, 이는 통상적으로 가까스로(marginally) 허용가능한 것으로 간주될 수 있다. 다른 예들에서, K=50은 약 2% 보조 전력 요구조건을 의미하는 반면, K=200은 약 0.5% 보조 전력 요구조건을 의미할 수 있다.
[0113] 각각의 PWM 사이클에서, 스위칭 디바이스(246) 충전 사이클이 (이를 테면, PWM 사이클의 마지막 1/25th에 대해, 여기서 K=25) 절단된 후, 각각 도 10의 제 5 그래프(1010) 및 제 6 그래프(1012)에 도시된 것처럼, 선형 조절기(222)는 스위치(962a) 및 스위치(262)(이를 테면, 각각 단자들(855, 155)에 의해 제어됨)의 동작들에 의해 턴 ON될 수 있다. 도 10의 제 10 그래프(1010)에 도시된 신호는 스위치(962b)를 턴온시킬 수 있다. ON일 때, 스위치(962b)는 조절기 모듈(120)의 레지스터(224a)를 효과적으로 단락시켜, 선형 조절기(222)를 흐르는 전류가 (이를 테면, 도 10의 제 2 그래프(1004)에 도시된 것처럼) 턴오프되기 직전에 스위칭 디바이스(246)를 흐르는 것에 의해서만 제한되게 할 수 있다. 일부 경우들에서, 대부분 전체 인덕터(942) 전류는 도 10의 제 9 그래프(1018)에 도시된 것처럼, 단자(945)로부터 선형 조절기(222)를 지나 흐를 수 있다. 선형 조절기가 on인 동안, 캐패시터(252a)는 PWM 기간의 다른(즉, 비절단) 부분(이를 테면, PWM 사이클의 다른 24/25th, 여기서 K=25) 동안 손실된 전압을 보충하기 위해 신속하게 재충전될 수 있다.
[0114] 제 8 그래프(1016)는 제 8 그래프(1016)는 대략 단자(125)에서의 전압 플러스 쇼트키 다이오드(974)에 대한 전압 강하와 같고 PWM 기간의 절단된 부분(이를 테면, 선형 조절기(222)가 on인 동안 PWM 사이클의 1/25th, 여기서 K=5) 동안 지속되는, 단자(945)에서의 전압의 글리치(glitch)를 나타낸다는 것이 주목된다. 이러한 글리치는 짧은 기간 동안 인덕터(942)의 전류에서의 작은 감소를 야기시킬 수 있다. 그러나, 충분히 큰 값의 K가 선택되는 한, 글리치는 전원장치(900)의 출력에 실질적으로 영향을 미치지 않을 것이다. 예를 들어, VCCR가 12 볼트인 경우, 정류된 입력 전압은 대략 160 볼트이고 K=25이고, 인덕터(942) 전류는 글리치 기간 동안 대략 8% 만큼만 감소된다(즉, (l/25)/50%, 여기서 PWM 사이클의 듀티 사이클은 90%이다.
[0115] PWM 사이클의 절단된 부분 동안 선형 조절기(222)를 턴 ON 시키는 기능은 VCCR을 유지하기 위해 단자(125) 조절을 돕는 스위칭 제어기 모듈(130)에 보조 전력을 제공하기 위한 것일 수 있다. 이런 방식에서, 선형 조절기(222)는 전원장치(900)가 대기 또는 시동 모드에 있는 동안 선형 조절기로서, 그리고 전원장치가 정상 동작 모드에 있는 동안 "뱅 뱅" 제어기로서의 역할을 할 수 있다. "뱅 뱅" 제어는 각각의 PWM 사이클의 비절단 부분 동안 캐패시터(252a)에 의해 손실된 전압을 보충하기 위해서만 필요하기 때문에, 단자(125)가 초과된 VCCR을 갖는(또는 보다 유사하게, 단자(125)가 VCCR이상의 소정의 초과된 임계량(VCCMX로 표시)을 갖는) 사이클들 동안 선형 조절기(222)의 턴 on을 방지하는 것이 바람직할 수 있다. 선형 조절기(222)는 보조 전력 모듈(들)(870)을 충전하기 위한 전력 디바이스로서 및/또는 대기 또는 시동 동안 조절기로서의 사용에 따라 크기설정될 수 있다는 것이 인식될 것이다. 예를 들어, 보조 전력(890) 요구조건들이 출력 전력(180) 요구조건들에 대한 상당 부분일 때, 선형 조절기(222)가 그에 따라 크기설정될 수 있다(이를 테면, 보다 큰 전력 디바이스로서 구현될 수 있다).
[0116] 도 10의 제 1 그래프(1002)에서 볼 때, t=tVCMX인 시간 포인트가 있으며, 여기서 단자(125)에서의 전압은 VCCMX 임계치를 초과한다. 이때, 스위칭 제어기 모듈(130)은 도 10의 제 2 그래프(1004), 제 3 그래프(1006), 제 4 그래프(1008), 제 5 그래프(1010), 제 6 그래프(1012)에 의해 예시된 것처럼, PWM 사이클의 절단 부분 동안 선형 조절기(222)를 턴 온시키는 펄스를 방지할 수 있다. 이러한 시나리오는 상기 시간 동안 PWM 사이클이 글리치가 없는 완전한(절단되지 않은) 충전 사이클을 갖는 것처럼, 도 10의 제 8 그래프(1016)에 도시된다는 사실에 의해 추가로 예시될 수 있다. 이러한 조건은 도 10의 동일한 트레이스들에 도시된 것처럼, VCCR 이하의 소정의 임계 레벨인 VCCMN로 단자(125)에서의 전압이 강하될 때까지 유지될 수 있다.
[0117] 도 5 및 도 6을 참조로 앞서 개시된 것처럼, 이러한 피드백 제어 방법은 다수의 피드백 제어 방법들 중 단지 하나이며, 다수의 피드백 제어 방법들이 업계에 공지되어 있다. 예를 들어, 완전 디지털 제어 방법, (이를 테면, 단자(125)를 모니터링하는 동안 폐루프 피드백에서, 예를 들어 대략 25 내지 대략 200 이상의 K로부터, 선형 조절기(222) 턴온 펄스 폭을 제어하는) 스위칭된 완전 아날로그 제어 방법, 및/또는 다른 제어 방법이 본 발명에 따라 이용될 수 있다. 특정 실시예들에서, 보조 전력 유니트(870)의 보조 전력(890)(또는, 이를 테면 도 9에 도시된 것처럼 전속된 경우, 단자(125))를 조절하기 위한 제어 회로는 업/다운 카운터를 이용한다. 업/다운 카운터는 온-펄스 폭을 생성하고 가변시키며(이를 테면, 출력이 너무 높은 경우 보다 작은 펄스 폭을 이용하고 출력이 너무 낮은 경우 보다 큰 펄스 폭을 이용하는) 측정된 원하는 보조 출력 전압에 따라, 매 연속적인 PWM 사이클 동안 온-펄스 폭을 조절할 수 있다. 일 실시예에서, 일단 펄스 폭이 소정의 프리셋 최소치(이를 테면, PWM 사이클의 l/50th)가 되면, 온-펄스 폭은 보조 전압 출력이 프리셋 최대체 미만 레벨로 리턴될 때까지 제로로 설정될 수 있다(즉, 사이클들이 스킵될 수 있다). 각각의 제어 방법은, 예를 들어, 애플리케이션-관련 대응성(responsiveness)의 중요도, 사용되는 콤포넌트들, 비용 사항들 등과 관련하여 더 많이 또는 덜 바람직할 수 있다.
[0118] 선형 조절기(222) 턴-온 펄스는 PWM 사이클의 임의의 포인트(이를 테면, M1 턴-온)에서 발생될 수 있다는 것이 인식될 것이다. 예를 들어, 선형 조절기(222) 턴-온 펄스는 각각의 PWM 펄스의 시작부 및 중간부에서 발생될 수 있다. 보조 출력 전압 제어에 대한 이러한 다양한 실시예들은 스위칭된 출력 전압(180)(이를 테면, VBOOST)의 값 또는 조절 요구조건들과 관련없다는 것이 추가로 인식될 것이다. 입력 에너지 사이클 동안(이를 테면, 에너지 출력 사이클 동안과 상반됨) 보조 전력 유니트(870)에 대한 에너지 추출은 메인 전력 스위치로 인한 에너지 손실을 방지할 수 있다는 것이 인식될 것이다. 이는 본 발명의 실시예들이 보조 전력에 대한 출력 사이클 에너지를 리사이클링(recycle)하는 이러한 전원장치들 보다 효율적으로 잠재적으로 보다 많은 에너지를 구성하게 할 수 있다.
[0119] 본 발명의 다양한 실시예들은 전원장치(900)에 결합되는 하나 보다 많은 보조 전력 유니트(870)를 제공할 수 있다. 특정 실시예들에서, 다수의 보조 전력 유니트들(870)은 소수의(fractional) PWM 사이클 기간들을 공유하기 위해 동일한 또는 상이한 콤포넌트들을 사용할 수 있다. 추가로 일부 실시예들에서, 추가의 보조 전력 유니트들(870)의 일부 또는 모두는 스위칭 변환기 모듈(130)과 실질적으로 유사하게 구현되는 고-효율 스위칭 변환기들이다. 일 실시예에서, 콤포넌트들(이를 테면, 제 2 쇼트키 다이오드, 제 2 선형 조절기, 및 연관된 제어 및 출력 필터링 콤포넌트들)의 세트는 도 8에 도시된 것처럼, 제 2 보조 전력 출력(870b)을 생성하기 위해 단자(945)와 연결된다.
[0120] 적오도 이러한 이유들로 인해, 본 발명의 실시예들의 출력 전압은 부하가 요구될 수 있는 것에 대해 조절 및 조정될 수 있다. 사실상, 하나 보다 많은 보조 출력을 갖는 실시예들에서, 이러한 보조 출력들은 서로 독립적으로 조절될 수 있다. 또한, 보조 출력 또는 출력들은 메인 출력 전원장치 전압 및/또는 이의 조절 요구조건들과 관련되지 않을 수 있다. 또한, 메인 전원장치의 전력 요구가 출력 전류 요구가 요구되거나 필요하지 않는 대기상태에 있는 경우, 본 발명은 필요에 따라 선형 시동 전력 소스 모드로 복귀될 수 있다.
[0121] 도 2의 전원장치(200)에 추가의 보조 전력 유니트들을 제공하는 것이 가능하지 않거나 또는 상대적으로 매우 어렵다는 것이 주목된다. 하나의 이유는 출력 전압들이 모두 VBOOST에 결합되어 단지 VBOOST의 일부(fractions)만이 보조 전력 유니트들에 의해 생성될 수 있기 때문이다. 또 다른 이유는 각각의 개별 보조 전력 유니트가 추가의 변압기 권선을 요구할 수 있다는 것이다.
[0122] 도 11은 본 발명의 다양한 실시예들에 따라, 보조 전력을 생성하기 위한 예시적 방법의 간략화된 흐름도를 도시한다. 방법(1100)은 블록(1110)에서, 스위칭 제어기가 스위칭 제어 신호 생성을 시작할 수 있게 하기 위해 인에이블 신호를 수신함으로써 시작된다. 블록(1120)에서, 스위칭 제어 신호는 충전 사이클 기간을 갖는 충전 사이클로 변환될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 스위칭 제어 신호는 인덕터를 주기적으로 충전하기 위해 트랜지스터를 이용하는 PWM 신호이다.
[0123] 각각의 충전 사이클 동안, 블록(1130)에서 보조 전력 생성에 이용하기 위해 에너지의 일부가 추출될 수 있다. 일부 실시예들에서, 다수의 보조 전력 소스들의 생성에 이용하기 위해 충전 사이클의 다수의 부분들이 추출될 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서는, 블록(1140)에서, 스위칭 제어기에 적절한 전력을 유지하는데 이용하기 위해 보조 전력이 리사이클링될 수 있다.
[0124] 일부 실시예들에서는, 블록(1150)에서 출력 전압을 생성하기 위해 각각의 충전 사이클로부터의 나머지 에너지(이를 테면, PWM 사이클의 비추출 부분으로부터 에너지)가 이용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 부하에 전력공급을 위해 출력 전압이 이용된다. 특정 실시예들에서, 충전 사이클 기간(이를 테면, 충전 사이클의 제 1 절반부, 여기서 충전 사이클의 듀티 사이클은 50%임) 동안 인덕터를 충전함으로써 충전 에너지가 생성된다. 충전 사이클의 제 2 절반부 동안, 인덕터에 저장된 에너지는 캐패시터를 충전하기 위해(또는 캐패시터의 전하를 보충하기 위해) 이용될 수 있다. 캐패시터 양단의 전하는 부하에 대한 사용을 위해 출력 전압으로서 이용될 수 있다.
[0125] 앞서 언급된 방법들, 시스템들, 및 디바이스들은 단지 예들로 의도된 것임을 주목해야 한다. 특히, 초기에 인덕터를 충전하고 요구되는 전압 변환을 생성하기 위해 제어된 방식으로 이를 방전하는 임의의 스위칭 전력 변환기가 본 발명에 유용할 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 "하드 스위칭", "소프트 스위칭", 부스트, 벅(buck), 플라이백, 또는 인덕터 충전 사이클들에 기초한 임의의 다른 스위칭 전원장치들로 구현될 수 있다. 사실, 본 발명은 스위칭 전원장치들로 사용되는 것이 제한되지 않는다. 잠재적으로 본 발명은 전력원에 접속된 일부 인덕터가 이용될 수 있도록 비-분리 전원장치의 생성을 허용한다. 예를 들어, 모터 또는 변압기(본질적으로 인덕터일 수 있음)로부터의 권선(winding)은 본 발명의 콤포넌트들 및 기술들을 이용하는 보조 전원장치를 생성하는데 이용될 수 있다.
[0126] 다양한 실시예들이 적절하게 다양한 절차들 또는 콤포넌트들을 생략, 대체 또는 추가할 수 있다는 것이 강조된다. 이를 테면, 대안적 실시예들에서, 방법들은 앞서 개시된 것과 다른 순서로 수행될 수 있고, 다양한 단계들이 부가, 생략 또는 조합될 수 있다는 것을 인식해야 한다. 또한, 특정 실시예들과 관련하여 개시된 특징들은 다양한 다른 실시예들과 조합될 수 있다. 실시예들에 대한 상이한 양상들 및 엘리먼트들이 유사한 방식으로 조합될 수 있다. 또한, 기술들이 전개되고 다수의 엘리먼트들이 예시되며 이들이 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 해석하지 말아야 한다는 점을 인지해야 한다.
[0127] 하기의 시스템들, 방법들 및 소프트웨어는 개별적으로 또는 총체적으로 대형 시스템의 콤포넌트들일 수 있으며, 다른 절차들이 먼저 이루어지거나 또는 이들의 애플리케이션이 변형될 수 있다는 것을 인식해야 한다. 또한, 하기 실시예들 이전에, 이후에 또는 동시에 다수의 단계들이 요구될 수 있다.
[0128] 실시예들의 전반적 이해를 제공하기 위해 특정 사항들이 상세한 설명부에 제시되었다. 그러나, 당업자들은 상기 실시예들이 이러한 특정 사항 없이도 실행될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 예를 들어, 공지된 회로들, 프로세스들, 알고리즘들, 구조들, 파형들 및 기술들은 실시예의 불명료함을 방지하기 위해 필요없는 사항들을 빼고 도시되었다.
[0129] 또한, 상세한 설명부 전반의 다양한 포인트들에서 본 발명의 주요 사상들의 설명을 간략화시키기 위해 모든 콤포넌트들이 이상적이라는(이를 테면, 이들은 지연을 생성하지 않으며 손실이 없다) 것이 가정될 수 있다. 당업자는 공지된 엔지니어링 및 설계 기술들을 통해 비이상성들(non-idealities)이 처리될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 당업자들은 상기 실시예들이 상당한 등가물들 또는 다른 구성들로 실행될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, N-채널 트랜지스터들을 참조로 개시된 회로들은 당업자에게 공지된 변형들을 이용하여, P-채널 디바이스들로 구현될 수 있다.
[0130] 또한, 실시예들은 흐름도 또는 블록 다이어그램으로 도시된 프로세서로서 개시될 수 있다는 것이 주목된다. 각각이 순차적 프로세스로서의 동작들을 개시하지만, 다수의 동작들은 병렬로 또는 동시적으로 수행될 수 있다. 또한, 동작들의 순서가 재배열될 수 있다. 프로세스는 도면에 포함되지 않은 추가의 단계들을 포함할 수 있다.
[0131] 따라서, 상기 설명은 하기 청구항들에 개시된 것처럼, 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 인식해서는 안된다.

Claims (26)

  1. 전원장치로서,
    부하(load) 스위칭 신호 및 보조 스위칭 신호를 생성하도록 동작가능한 스위칭 제어기 모듈 ―상기 부하 스위칭 신호는 펄스들을 포함하며, 상기 부하 스위칭 신호의 각각의 펄스는 충전 기간을 한정하는 펄스 폭을 가지며, 상기 충전 기간의 제 1 부분은 동작 부하 전력의 함수로서 정의되며 상기 충전 기간의 제 2 부분은 동작 보조 전력의 함수로서 정의되며, 상기 보조 스위칭 신호는 펄스들을 포함하며, 상기 보조 스위칭 신호의 각각의 펄스는 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분에 의해 한정된 펄스 폭을 가짐―;
    부하 전력 모듈 ― 상기 부하 전력 모듈은 상기 스위칭 제어기 모듈과 통신가능하게 결합되며 상기 입력 전력 신호와 상기 부하 스위칭 신호의 함수로서 출력 부하 전력을 생성하도록 동작가능하여, 상기 출력 부하 전력이 상기 충전 기간의 상기 제 1 부분 동안 생성됨―; 및
    보조 전력 모듈 ―상기 보조 전력 모듈은 상기 스위칭 제어기 모듈과 통신가능하게 결합되며 상기 입력 전력 신호, 상기 부하 스위칭 신호, 및 상기 보조 스위칭 신호의 함수로서 출력 보조 전력을 생성하도록 동작가능하여, 상기 출력 보조 전력이 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분 동안 생성됨―
    을 포함하는, 전원장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 제어기 모듈은 동작 범위 내에서 소스 전압 레벨에 의해 전력공급되게(powered) 구성되며;
    상기 보조 전력 모듈은 상기 동작 범위내에서 실질적으로 상기 소스 전압을 유지하도록 추가로 동작가능한, 전원장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    부하 전력 피드백 모듈을 더 포함하며, 상기 부하 전력 피드백 모듈은 상기 출력 부하 전력을 모니터하고 상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 부하 전력을 유지하기 위해 상기 부하 스위칭 신호의 상기 펄스들 중 적어도 일부의 상기 펄스 폭을 조절하도록 동작가능한, 전원장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    부하 전력 피드백 모듈을 더 포함하며, 상기 부하 전력 피드백 모듈은 상기 출ㄹ겨 부하 전력을 모니터하고, 상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 부하 전력을 유지하기 위해 상기 부하 스위칭 신호의 주파수를 조절하도록 동작가능한, 전원장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    보조 전력 피드백 모듈을 더 포함하며, 상기 보조 전력 피드백 모듈은 상기 출력 보조 전력을 모니터하고, 상기 동작 보조 전력에서 실질적으로 상기 출력 보조 전력을 유지하기 위해 상기 보조 스위칭 신호의 상기 펄스들 중 적어도 일부의 상기 펄스 폭을 조절하도록 동작가능한, 전원장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    조절기 모듈을 더 포함하며, 상기 조절기 모듈은 상기 입력 전력 신호의 함수로서 조절된 소스 전압을 생성하도록 동작가능한 고-전력 조절기 디바이스를 포함하며,
    상기 부하 전력 모듈은 상기 고-전력 조절기 디바이스와 직렬인 저-전압 스위칭 디바이스를 포함하는, 전원장치.
  7. 제 6 항에 있어서
    상기 고-전력 조절기 디바이스는 상기 보조 스위칭 신호의 함수로서 스위칭되며 상기 저-전력 스위칭 디바이스는 상기 부하 스위칭 신호의 함수로서 스위칭되어, 충전 전류가 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분 동안 상기 고-전력 조절기 디바이스를 통해 상기 보조 전력 모듈로 라우팅되는, 전원장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 조절기 모듈은 전류 제한 디바이스를 더 포함하며,
    상기 보조 전력 모듈은 상기 전류 제한 디바이스와 실질적으로 평행한 스위칭된 전류 경로를 더 포함하며 상기 스위칭된 전류 경로가 오프로 전환될 때 상기 전류 제한 디바이스를 통해 전류가 라우팅되고 상기 스위칭된 전류 경로가 온으로 전환될 때 상기 스위칭된 전류 경로를 통해 전류가 라우팅되도록 구성되며,
    상기 스위칭된 전류 경로 및 상기 고-전력 조절기 디바이스는 상기 보조 스위칭 신호의 함수로서 실질적으로 동시에 스위칭되어 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분 동안 상기 보조 전력 모듈로 라우팅되는 충전 전류가 상기 스위칭된 전류 경로를 통해 라우팅되는, 전원장치.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 스위칭 제어기 모듈 및 상기 부하 전력 모듈을 포함하는 집적회로를 더 포함하는, 전원장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    조절기 모듈을 더 포함하며, 상기 조절기 모듈은 상기 입력 전력 신호의 함수로서 조절된 소스 전압을 생성하도록 동작하며,
    상기 스위칭 제어기 모듈은 제 1 모드 및 제 2 모드에서 동작하도록 구성되어, 상기 스위칭 제어기 모듈은 상기 제 2 모드에서만 상기 부하 스위칭 신호를 생성하고, 상기 스위칭 제어기 모듈은 상기 제 1 모드에서만 상기 조절된 소스 전압에 의해 전력공급되는(powered), 전원장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 스위칭 제어기 모듈은 인에이블(enable) 신호의 수신시 상기 제 1 모드로부터 상기 제 2 모드로 전환되도록 추가로 구성되는, 전원장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하 전력 모듈은 부스트(boost) 변환기를 포함하는, 전원장치.
  13. 전원 장치로서,
    펄스들을 포함하는 부하 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단 ―상기 부하 스위칭 신호의 각각의 펄스는 충전 기간을 한정하는 펄스 폭을 가지며, 상기 충전 기간의 제 1 부분은 동작 부하 전력의 함수로서 정의되며 상기 충전 기간의 제 2 부분은 동작 보조 전력의 함수로서 정의됨―;
    펄스들을 포함하는 보조 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단 ― 상기 보조 스위칭 신호의 각각의 펄스는 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분에 의해 한정되는 펄스 폭을 가짐―;
    입력 전력 신호 및 상기 부하 스위칭 신호의 함수로서 상기 충전 기간의 상기 제 1 부분 동안 출력 부하 전력을 생성하기 위한 수단; 및
    상기 입력 전력 신호, 상기 부하 스위칭 신호, 및 상기 보조 스위칭 신호의 함수로서 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분 동안 출력 보조 전력을 생성하기 위한 수단
    을 포함하는, 전원장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    출력 보조 전력을 상기 부하 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단에 인가되는 소스 전압으로 변환함으로써 상기 부하 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단에 전력을 공급하기 위한 수단을 더 포함하는, 전원장치.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력 부하 전력을 모니터링하기 위한 수단; 및
    상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 부하 전력을 유지하기 위해 상기 부하 스위칭 신호의 상기 펄스들 중 적어도 일부의 상기 펄스 퍽을 조절하기 위한 수단
    을 더 포함하는, 전원장치.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력 부하 전력을 모니터링하기 위한 수단; 및
    상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 부하 전력을 유지하기 위해 상기 부하 스위칭 신호의 주파수를 조절하기 위한 수단
    을 더 포함하는, 전원장치.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력 보조 전력을 모니터링하기 위한 수단; 및
    상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 보조 전력을 유지하기 위해 상기 보조 스위칭 신호의 상기 펄스들 중 적어도 일부의 상기 펄스 폭을 조절하기 위한 수단
    을 더 포함하는, 전원장치.
  18. 제 13 항에 있어서,
    적어도 상기 부하 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단 및 상기 출력 부하 전력을 생성하기 위한 수단을 통합적으로 하우징하기 위한 수단을 더 포함하는, 전원장치.
  19. 제 13 항에 있어서,
    적어도 상기 부하 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단, 상기 보조 스위칭 신호를 생성하기 위한 수단을 하우징하기 위한 수단을 더 포함하는, 전원장치.
  20. 전력을 공급하기 위한 방법으로서,
    전력 변환기 모듈에 대해 충전 기간을 갖는 충전 사이클을 생성하는 단계;
    상기 전력 변환기 모듈을 이용하여 상기 충전 기간의 제 1 부분 동안 제 1 전력 서브시스템을 충전하는 단계;
    상기 전력 변환기 모듈을 이용하여 상기 충전 기간의 제 2 부분 동안 제 2 전력 서브시스템을 충전하는 단계;
    상기 제 1 전력 서브시스템을 이용하여 출력 부하 전력을 출력하는 단계; 및
    상기 제 2 전력 서브시스템을 이용하여 출력 보조 전력을 출력하는 단계
    를 포함하는, 전력을 공급하기 위한 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    동작 부하 전력 및 동작 보조 전력을 결정하는 단계;
    상기 동작 부하 전력의 함수로서 상기 충전 기간의 상기 제 1 부분의 기간을 조절하는 단계; 및
    상기 동작 부하 전력의 함수로서 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분의 기간을 조절하는 단계
    를 더 포함하며, 상기 충전 기간은 실질적으로 상기 제 1 부분의 상기 기간과 상기 제 2 부분의 상기 기간의 합인, 전력을 공급하기 위한 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 전력 변환기 모듈에 대해 충전 사이클을 생성하는 단계는,
    펄스들을 포함하는 부하 스위칭 신호를 생성하는 단계 ―상기 부하 스위칭 신호의 각각의 펄스는 상기 충전 기간을 한정하는 펄스 폭을 가짐―; 및
    펄스들을 포함하는 보조 스위칭 신호를 생성하는 단계 ―상기 보조 스위칭 신호의 각각의 펄스는 상기 충전 기간의 상기 제 2 부분에 의해 한정된 펄스 폭을 가짐―
    를 포함하는, 전력을 공급하기 위한 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    동작 부하 전력을 결정하는 단계;
    상기 동작 부하 전력에 대해 상기 출력 부하 전력을 모니터링하는 단계; 및
    상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 부하 전력을 유지하기 위해 상기 부하 스위칭 신호의 상기 펄스들 중 적어도 일부의 상기 펄스 폭을 조절하는 단계
    를 더 포함하는, 전력을 공급하기 위한 방법.
  24. 제 22 항에 있어서,
    동작 부하 전력을 결정하는 단계;
    상기 동작 부하 전력에 대해 상기 출력 부하 전력을 모니터링하는 단계; 및
    상기 동작 부하 전력에서 실질적으로 상기 출력 부하 전력을 유지하기 위해 상기 부하 스위칭 신호의 주파수를 조절하는 단계
    를 더 포함하는, 전력을 공급하기 위한 방법.
  25. 제 22 항에 있어서,
    동작 보조 전력을 결정하는 단계;
    상기 동작 보조 전력에 대해 상기 출력 보조 전력을 모니터링하는 단계; 및
    상기 동작 보조 전력에서 실질적으로 상기 출력 보조 전력을 유지하기 위해 상기 보조 스위칭 신호의 상기 펄스들 중 적어도 일부의 상기 펄스 폭을 조절하는 단계
    를 더 포함하는, 전력을 공급하기 위한 방법.
  26. 제 20 항에 있어서,
    상기 출력 보조 전력의 적어도 일부를 조절된 소스 전압으로 변환하는 단계를 더 포함하며,
    상기 전력 변환기 모듈에 대해 충전 사이클을 생성하는 단계는 상기 충전 사이클을 생성하기 위한 충전 사이클 생성기를 이용하는 단계를 포함하며, 상기 충전 사이클 생성기는 상기 조절된 소스 전압에 의해 전력공급되는, 전력을 공급하기 위한 방법.
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