KR20100020914A - 전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 및 방법 - Google Patents

Abstract

스위칭된 전원 공급 장치(10)는, 상기 전원 공급 장치(10)에 의해 제공되는 부하(L)를 센싱하기 위한 센서(R1, R2), 및 상기 센서(R1, R2)에 의해 센싱될 때에 상기 부하(L)에 따라 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)의 상기 스위칭 주파수를 제어하기 위한 피드백 경로(22, 24, 26)를 포함한다. 상기 어레인지먼트는, 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)에 의해 생성된 상기 전자기 노이즈의 상기 스펙트럼에서의 확산을 생성하는 발진 신호를 상기 피드백 경로(22, 24, 26)에 주입하기 위한 발진기(30, 38)를 포함한다. 상기 발진 신호는, 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)의 상기 스위칭 주파수보다 실질적으로 더 낮은 주파수를 갖는 저주파 신호(예컨대, 300 Hz)이다. 무거운 부하가 존재할 경우에 상기 전원 공급 장치(10)의 출력에서의 변동들을 예방하기 위해서, 상기 발진 신호가 선택적으로 스위칭 오프되도록 스위치(34)가 제공될 수 있다.

Description

전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 및 방법{CIRCUIT AND METHOD FOR REDUCING ELECTROMAGNETIC INTERFERENCE}

본 발명은 전자기 방해(EMI; electromagnetic interference)를 감소시키는 것에 관한 것이다.

예컨대, 조명 장비를 급전(feeding)하기 위한 컨버터들에 의해 생성되는 EMI를 감소시키는데 있어서의 가능한 이용에 특히 주목하여 고안되었다.

가변적인 동작 주파수를 이용한 전원 공급들은, 오프-라인 스위칭 전원 공급들과 함께 EMI 문제들을 해결하는 실험된 접근법이다. 가변적인 동작 주파수는 주파수들의 범위에 대해 확산되는 노이즈 스펙트럼을 야기하고, 따라서 고정된 주파수 부근에서의 피크 값들을 감소시킨다.

무겁거나(heavy) 또는 보통의(medium) 부하들이 존재할 경우에는 그러한 접근법은 만족스럽다. 정류된 AC 전원 전압으로부터 직접 또는 PFC(Power Factor Correction) 입력 스테이지(stage)로부터 나오는 입력 전압은 완전하게 안정되지 않고, 입력 변동들과 무관하게 출력 전압(일정한 전압 장치들의 경우에) 또는 출력 전류(일정한 전류 장치들의 경우에)를 일정하게 유지시키기 위해서, 저 주파수 리 플(유럽에서 이용되는 바와 같이, 50 Hz 전원의 경우에는 100 Hz)이 동작 주파수를 변화시키는 피드백 루프에 의해서 제거된다. 장치에 연결된 부하에 의존하여 상기 장치가 더 많은 또는 더 적은 전원을 생성할 수 있도록 동작 주파수를 가변시키는 스위칭 컨트롤러에 의해서, 이러한 동작이 실시된다.

동일한 이유들로, 만약 입력 전압이 고정되지만 부하가 연속적으로 변화하면, 예컨대 전원 공급 장치의 출력이 저 전압 조광기(dimmer)에 연결되면, 출력을 일정하게 유지시기 위해서 제어 루프가 상기 동작 주파수를 연속적으로 변경할 것이다.

특히 "전도 노이즈(conducted noise)"의 범위(유럽 조명 장비의 경우 9 KHz 내지 30 MHz)에서의 스펙트럼 분석기로 측정되는 바와 같은 EMI 스펙트럼을 관찰함으로써, 주파수 가변의 이점들이 보다 명백해진다. 이러한 이점들을 두 개의 전원 공급 장치들을 비교함으로써 가장 잘 이해될 수 있는데, 그 중 하나는 가변적인 주파수로 동작하고(예컨대, 하프-브리지 토폴로지(half-bridge topology)를 기초로 하는 직렬 공진 컨버터), 다른 하나는 고정된 주파수에서 동작한다(예컨대, 표준 하드-스위칭 하프-브리지 컨버터(standard hard-switching half-bridge converter)).

가벼운 부하들이 존재하거나 또는 "부하가 없는(no load)" 조건들(예컨대, 전류 흡수(current absorption)가 적거나 없는 경우) 하에서, 즉 조광기에 의해서 실시되는 조광 동작 때문에 조광 레벨(dimming level)이 0%에 근접할 때 또는 부하가 완전하게 연결 해제되었을 때에는, 이러한 접근법이 만족스럽지 않을 수 있다. 이 경우에, 입력 전압은 완전하게 고정되고, 입력 커패시터(ac 가정용 전원(mains) 입력의 기간 동안에, 예컨대 10ms, 에너지를 저장함)는 약간만 방전되거나 또는 최대 값으로 완전하게 충전되어 유지되는데, 그 이유는 부하가 공급될 에너지의 매우 적은 양만을 흡수하기 때문이다. 장치가 조광기에 연결되면 이러한 상황이 또한 발생한다: 스위칭 컨트롤러는 부하 연결에 반응하려고 노력하지만, 가벼운 부하가 존재하는 경우에 출력을 안정적으로 유지하기 위해서, 상기 스위칭 컨트롤러는 상기 동작 주파수의 작은 변화만을 생성해야만 한다. 그 결과로서, EMI 스펙트럼을 관찰하는 것은 스파이크(spike)들의 작은 감소만을 나타낸다.

이러한 결점을 극복하기 위해 종래에는 많은 해결책들이 제안되어왔다.

첫 번째 해결책은, 결과로 나오는 EMI 노이즈의 범위에서 동작하는 대형 EMI 필터들을 이용하는 것을 포함한다.

이러한 필터들은 유용하지만, 다수의 본질적인 단점들을 나타낸다:

- 장치의 비용을(따라서, 가격을) 추가시키고,

- 장치의 크기를 증가시키며,

- 장치의 효율성을 매우 감소시킬 수 있다.

다른 공지된 접근법은, 전원 공급 장치의 입력부 또는 출력부에 배열된 소위 "블리더(bleeder)" 저항을 이용하는 것을 포함한다. 이 저항은 장치의 입력 커패시터를 가로질러 또는 출력 커패시터를 가로질러 배열될 수 있다.

상기 블리더 저항은 가벼운 부하들이 존재하는 경우에 있어서 효율성을 상당히 감소시키고, 허용가능한 동작을 제공하기 위해 무거운 부하들이 존재하는 경우 에는 상기 블리더 저항이 연결 해제되어야 할 수도 있다. 또한, 블리더 저항을 기초로 하는 해결책들은 다음과 같은 추가적은 단점들을 나타낸다:

- 어떠한 부하도 장치에 연결되어 있지 않거나 또는 부하에 의해 흡수되는 전원이 매우 적을 때에(예컨대, 장치가 대기 상태(standby)일 때), 상기 블리더 저항은 원하지 않게 전원을 흡수하고;

- 상기 블리더 저항은 불가피하게 비교적 큰 값을 가질 필요가 있다. 허용가능한 결과들을 획득하기 위해서(즉, 허용가능한 주파수 가변), 전원의 특정한 양이 분산되어야 하고(일반적으로, 공칭(nominal) 전원의 5-10%); 이것은, 특정 크기를 갖고 장치에서의 전원/부피(Watt/㎤) 비율을 감소시키는 저항을 필요로 한다.

또 다른 해결책은 "버스트 모드(burst mode)" 동작을 기초로 한다: 상기 동작 주파수가 최대 또는 최소의 한계 값에 도달할 때에(구현된 토폴로지 및 동작 모드에 의존하여), 컨트롤러는 구동 명령들을 컨버터에서의 전자 스위치들(예컨대, 전원 모스펫(MOSFET)들)로 보내는 것을 특정 시간 동안에 중단한다. 이러한 기술을 채용함으로써, 상기 구동 명령들이 짧은(일반적으로 기결정된) 시간 동안에만 보임에 반해, 한계 주파수는 동일하게 유지된다. 일 예로서, 10 KHz의 최소 동작 주파수에 도달하면, 상기 모스펫들로의 구동 펄스들이 중단된다. 그 결과, 그들은 오직 약 50%의 시간 동안에만 나타난다. 이전에 고려된 해결책들에서의 효율성과 관련하여 비교하여 볼 때에, 상기 결과는 본질적으로 비-분산적(non-dissipative)인 혼합형 펄스-플러스-주파수 변조(mixed pulse-plus-frequency modulation)의 종류이다.

전원 스테이지들이 특정한 시간 동안에 중단되기 때문에, "버스트 모드" 동작은 상기 노이즈 스펙트럼의 확산을 유도하지 않고, 상기 EMI 노이즈를 감소시킨다. 임의의 경우에 상기 한계 주파수가 고정되고, 만약 이 주파수(또는 다수의 주파수)가 노이즈의 근원(source)을 나타내면, 이 주파수는 EMI에 노출된 임의의 장치에 의해서 덜 "포착(captured)"된다. 이것은 향상을 유도할 수 있지만, 노이즈 에너지는 주어진 주파수에 여전히 집중되어 남아있다. 따라서, 장치가 적은 전원의 장치(20 와트 미만)이면 버스트 모드 동작이 EMI 문제들을 해결할 수 없고, EMI 필터에 의지하지 않고는 심지어 더 큰 전원들에 대해서도 일반적으로 상기 문제를 해결할 수 없을 수 있다.

또한, 가능성은, 그룹에서의 펄스들의 개수를 줄이고, 따라서 최대 또는 최소의 주파수를 더 크게 또는 더 작게 제한함으로써 버스트 구간을 증가시키는 것에 존재한다. 하지만, 이것은, 펄스들의 연속된 두 개의 그룹들 간의 거리에 기인하는 허용가능하지 않은 오디오 노이즈를 야기시키는 단점을 갖는다. 사실상, 상기 버스트 구간은 쉽게, EMI 보호를 요구하는 오디오 주파수 범위로 될 수 있다.

적은 양의 컴포넌트들에 더하여, 병렬/직렬 공진 컨버터 토폴로지들로의 변형들은 전술한 결점들을 배제하는 것을 유도할 수 있고, 그 결과 다음의 어레인지먼트들을 유도한다:

- (대형) EMI 필터들의 이용이 더 이상이 필요하지 않고, 따라서 가변 라인 또는 부하 조건들에 따른 효율성(특히, 시동 효율성)에서의 임의의 변동을 회피하고,

- 오디오 주파수 범위를 제외한 넓은 범위에서 노이즈 스펙트럼을 분산시키며,

- 매우 값싼 컴포넌트들로 구현되도록 적합한 해결책들을 유도한다.

이러한 해결책들은, 절연 변압기의 자화(magnetizing) 인덕터가 병렬로 배열된 두 개의 커패시터들과 함께 공진하는 어레인지먼트들뿐만 아니라, 절연 변압기의 공진 및 누설 인덕터의 합으로 구성되는 1차(primary) 인덕터가 출력 공진 커패시터와 함께 공진하는 공진 컨버터 어레인지먼트들을 포함할 수 있다.

도 1 및 2는 이러한 타입들의 어레인지먼트들에 관한 예들이다.

도 1 및 도 2에 도시된 어레인지먼트들 모두는, 부하(L)에 출력 전압을 제공할 목적인 전원 스테이지(10)를 포함한다.

상기 전원 스테이지(10)는 양자택일적으로 드라이빙 온 및 오프되는 한 쌍의 전자 스위치들(12a 및 12b) ― 일반적으로 전원 모스펫들의 형태를 가짐 ― 을 포함한다(도시된 예에서, 전원 스위치(12a)에 결합된 로직 인버터(14)를 참조). 입력 전압(Vin)(도 2의 배치에서, 가능하게는 입력 커패시터(Cin)에 결합됨), 및 절연 변압기(T)의 제1 와인딩(T1)에 양자택일적으로 연결되기 위해서, 해당하는 두 개의 스위치들은 하프-브리지 어레인지먼트로 두 개의 커패시터들(C1 및 C2)에 연결된다. 상기 변압기(T)의 출력 와인딩(T2)은 저역 통과 LC 필터(20)을 통해 부하(L)를 두 개의 다이오드들(16a 및 16b)을 통하여 구동한다.

도 1의 실시예에서, 상기 변압기(T)의 공진 인덕터(Lres) 및 누설 인덕터(Llkg)의 합으로 구성되는 상기 제1 인덕터는, 제2 와인딩(T2) 양단에 연결된 출 력 커패시터(Cres)와 함께 공진한다. 도 2의 어레인지먼트에서, 상기 변압기(T)의 자화 인덕터(Lm)는, 스위치들(12a 및 12b)에 결합된 두 개의 커패시터들(Cres)과 함께 공진하게 된다.

도 1 및 도 2에서, 두 개의 저항들(R1 및 R2)을 포함하는 분압기가 부하(L)를 센싱하기 위한 센서로서 상기 부하(L) 양단에 연결된다. 상기 분압기(R1 및 R2)로부터의 출력 신호(음의 신호)가 기준 전압(Vref)을 차례로 수신하는(양의 신호) 합산 노드(summing node)로 제공된다.

상기 합산 노드의 출력은 컨트롤러를 구동한다. 설명한 실시예에서, 상기 컨트롤러는, 출력이 전자 스위치들(12a 및 12b)을 구동하는 전압 제어 발진기(VCO; voltage controlled ocillator)(24)를 포함한다. 설명한 실시예에서, 상기 VCO(24)는 컨트롤러 유닛(26), 예컨대 비례/적분(PI; Proportional/Integral) 또는 비례/적분/미분(PID; Proportional/Integral/Differential) 컨트롤러에 의해 구동된다.

전술한 설명은, 전술한 다양한 어레인지먼트들에 내재하는 결점들이 없도록 하는 진보된 어레인지먼트들에 대한 요구가 절실하다는 것을 나타낸다.

본 발명의 목적은 그러한 진보된 어레인지먼트를 제공하는 것이다. 본 발명에 따라서, 후술하는 청구항들에서 기술되는 특징들을 갖는 어레인지먼트에 의해서 상기 목적이 성취된다. 또한, 본 발명은 대응하는 방법에 관한 것이다. 상기 청구항은 본 명세서에서 제공되는 본 발명의 개시의 필수적인 부분이다.

간단하게, 발명자들은, 도 1 및 도 2에 설명된 토폴로지들과 같은 토폴로지들이(그리고, 일반적으로, 전원 공급 장치에 의해 제공되는 부하를 센싱하기 위한 센서, 및 피드백 경로를 구비한 임의의 어레인지먼트, 여기서 상기 피드백 경로는 부하에 따라 스위칭된(switched) 전원 공급 장치의 스위칭 주파수를 제어함), 공진 주파수로부터 시작하여 이득(처음 최대값에 대하여 정규화됨)이 결국에는 거의 일정하게(flat) 되는 전압 이득 대 주파수 거동을 보이는 것에 주목한다. 주파수를 90KHz와 110KHz 사이에서 변화시킴으로써 공칭 값의 100% 와 10% 사이에서 현재 부하들을 다루는 일정한 전압(예컨대, 24 볼트)의 전원 공급 장치는, 아무런 부하가 없이 동작할 때에 약 200KHz의 동작 주파수에 도달할 수 있다. 이것은, 시스템으로 하여금 적은 양의 출력이라도 변화시키도록 하면, 출력 주파수에서 상당한 변화를 획득할 수 있음을 의미한다.

따라서, 본 명세서에서 설명하는 진보된 어레인지먼트의 실시예는, 전술한 바와 같은 장치의 출력부에 작은 교란(disturbance)을 주입시킨다는 개념에 기초한다(또는, 동일한 동작 원리를 기초로 하는 임의의 공진 회로 토폴로지). 일 실시예에서, 출력 분압기가 기준 전압(Vref)과 비교될 출력 신호를 나타내는 피드백 신호를 제공하는 지점에, 상기 교란이 주입된다.

일 실시예에서, 예컨대 다이오드 및 저항을 통하여 상기 전압 피드백에 약간 "영향을 미치는(affect)" 저 주파수 구형파(square wave) 발진기에 의해서, 상기 교란이 발생될 수 있다.

본 명세서에서 기술되는 어레인지먼트는, 임의의 해로운 방해를 억제하는 문제에 대한 실행가능한 해결책을 나타내는 EMI 스펙트럼에서의 효율적인 확산(spread)을 제공한다.

본 출원인에 의해 실시된 실험들은, 출력 전압의 2-3% 정도의 진폭을 갖는 100Hz - 1KHz 범위의 주파수를 갖는 교란이, EMI 스펙트럼에서의 만족스런 확산을 생성하는데에 있어 효율적이라는 것을 나타낸다.

이러한 값들(그리고, 특히 주파수)은 특정한 동작 요구들에 의존하여 적절하게 변형될 수 있다.

본 발명에 따른 회로는, 전자기 노이즈 스펙트럼에서의 확산을 생성하는 발진 신호를 피드백 경로에 주입시킴으로써, 전자기 방해(EMI)를 효율적으로 감소시킬 수 있다.

후술하는 설명에서는, 실시예들의 철처한 이해를 제공하기 위해서 다수의 특정 상세한 설명들이 제공된다. 상기 실시예들은 하나 이상의 특정 상세한 설명이 없이도 실시될 수 있고, 또는 다른 방법들, 컴포넌트들, 물질들 등으로 실시될 수도 있다. 다른 예들에서는, 상기 실시예들의 양상들을 불확실하게 하는 것을 방지하기 위해서, 잘 알려진 구조들, 물질들, 또는 동작들은 도시되지 않거나 또는 상세하게 설명되지 않는다.

본 명세서 전체에서 "하나의 실시예(one embodiment)" 또는 "실시예(an embodiment)"의 참조는, 상기 실시예와 관련하여 설명되는 특정한 특징, 구조, 또는 특성들이 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서 전체의 다양한 부분들에서의 구들 "일 실시예에서(in one embodiment)" 또는 "실시예에서(in an embodiment)"의 출현은, 반드시 모두 동일한 실시예를 지칭하는 것이 아니다. 게다가, 하나 이상의 실시예들에서, 특정한 특징들, 구조들 또는 특성들이 임의의 적절한 방법으로 결합될 수 있다.

본 명세서에서 제공되는 제목들은 오직 편리함을 위해 제공되는 것이고, 상기 제목들이 실시예들의 범위 또는 의미를 해석하지는 않는다.

도 3 내지 도 5를 통해서, 도 1 및 도 2와 관련되어 상세히 설명된 컴포넌트들의 대응하는 세트를 나타내기 위해 참조 번호 10이 이용된다. 그러한 이유들을 위해, 도 1 및 도 2에서 10으로 식별된 블록들에 포함된 다양한 엘리먼트들은 다시 설명되지 않을 것이다.

이러한 도식적 표현(도 3 내지 도 5에서 이용된 바와 같은)은, 본 명세서에서 설명되는 어레인지먼트가 도 1 및 도 2에서 예시된 컨버터 어레인지먼트들과 정확하게 대응하지 않는 컨버터 어레인지먼트들에도 또한 적용될 수 있고, 동일한 동작 원리들을 기초로 하는 컨버터 어레인지먼트들에 제공될 수 있다는 사실을 나타낸다.

도 3 내지 도 5를 통해서, R1 및 R2가, 합산 노드(22)로 피드백될 부하에서의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 제공하고 전자 스위치들(12a 및 12b) 쪽으로 상기 피드백 신호를 제공하기 위해서(예컨대, PI/PID 컨트롤러(26) 및 VCO(24)를 통하여), 전원 스테이지(10)의 출력에 배열된 분압기를 나타낸다는 것이 이해될 것이다.

도 3 내지 도 5에서, 저역 통과 필터(20)(사실상 블록 10에 포함됨)에서의 커패시터(Cout)가 별도의 엘리먼트로서 표현된다. 이것은, 부하(L)와 함께, 출력 필터의 시상수를 정의함에 있어 커패시터(Cout)에 의해 수행되는 역할을 강조하기 위해서 행해졌다.

도 3 및 도 4에서, Cf는 PI/PID 컨트롤러(26)의 적분기에 포함된 커패시터 엘리먼트(들)을 도식적으로 나타낸다.

도 3 및 도 4의 두 실시예들 모두에서, 주기 T 및 예컨대 50%의 듀티 사이클을 갖는 구형파를 생성하는 발진기(30)가 존재한다. 분압기(R1 및 R2)의 구분 지점(partition point)에 상기 구형파가 작은 "교란(disturbance)" 신호로서 주입된다(예컨대, 저항(R3) 및 다이오드(D1)를 통하여). 상기 작은 교란 신호는 저 주파 수 신호(예컨대, 300 Hz)이고: 이것은 스위치들(12a 및 12b)을 구동하는 스위칭 주파수보다 실질적으로 작다 ― 이것은 일반적으로 수십 KHz의 범위에 있으며, 그러한 것으로서 EMI의 근원이다.

따라서, 이러한 저 주파수 교란 신호가 컨트롤러의 피드백 루프로 제공되고, VCO의 출력 주파수가 대응하게 스위핑(sweeping)되도록 하며, 그 결과 컨버터에 의해 생성되는 EMI의 목적하는 확산을 생성한다.

도 3의 실시예에서, 저항(R3) 및 다이오드(D1)의 직렬 연결을 통하여 피드백 루프로 주입되는 교란(따라서, 결과로 나오는 EMI 스위핑)은 비-대칭적(non-symmetrical)이다.

도 4의 실시예에서, 저항(R3) 및 다이오드(D1)의 직렬 연결이 추가적인 저항(R4)과 병렬로 연결된다. 발진기(30)의 출력 전압이 발진기(30)의 하이(high) 상태 및 로우(low) 상태 동안에 피드백 전압에 영향을 미치는 방법과 동일한 방법으로, 저항들(R3 및 R4)의 값이 선택된다. 이러한 방법에서는, 피드백 루프에 주입되는 교란(그리고, 결과로 나오는 EMI 스위핑)이 대칭적(symmertical)이다.

가벼운 부하가 존재하는 경우 ― 예컨대, 저 전류 흡수 ―, 부하(단순함을 위해, 본 명세서에서는 순전히 부하 임피던스의 저항성 값이 가정됨)에 의해 나타나는 임피던스(Rload)가 클 것이고, 출력 필터의 시상수, 즉 Rload.Cout이 주입된 노이즈의 주기(T)보다 더 클 것이다. 이러한 조건들에서, 컨버터의 스위칭 동작에 의해 생성된 EMI의 효과적인 변화(예컨대, 확산)를 생성하는 동안에, 피드백 루프에 주입된 노이즈에 의해서 컨버터 출력에 유도되는 리플은, 임의의 경우에 무시될 수 있을 것이다.

특히, 대칭적 교란이 주입(예컨대, 도 4의 실시예)되는 경우에는 출력 전압이 일정하게 유지될 것이다. 비대칭적 교란의 경우, 전압은 매우 작은 양(예컨대, 200-300mV)에 영향을 받을 것이다.

"무거운(heavy)" 부하가 존재하는 경우에 ― 예컨대, 높은 전류 흡수 ―, 변동들이 보일 수 있고, 따라서 허용가능하지 않을 수 있다.

그러한 이유로, 인에이블/디스에이블 EMI 보정 스위치(correction switch)(32)(부하(L)의 값을 센싱하는 회로에 의하여 수동으로 세팅되거나 또는 자동으로 동작될 수 있음)는, 저 주파수 발진기(30)를 디스에이블하기 위한 트랜지스터(34)와 같은 전자 스위치로 동작할 것이다(예컨대, 출력을 단락(short-circut)시킴으로써).

도 4의 실시예에서, 종래의 3-상태(three-state) 버퍼와 같은 높은 임피던스 장치(36)가 발진기(30)의 연결 해제를 위해 이용된다: 사실상, 도 4의 예에서, 어레인지먼트의 저항(R4)이 분압기(R1 및 R2)의 구조를 변경시키기 때문에, 도 3에 도시된 트랜지스터(34)만을 포함하는 어레인지먼트는 목적하는 결과를 생성하지 못할 수 있다.

엘리먼트들(R1, R2, Cout, D1, R3 및 R4)이 고려되는 한, 도 5는 도 4의 어레인지먼트에 본질적으로 근접한 어레인지먼트의 예이다.

도 5의 어레인지먼트는, 다른 목적들(예컨대, 조광기의 일부로서)을 위해 컨트롤러(10)에 존재할 수 있는 마이크로컨트롤러(38)의 가능한 이용가능성을 고려한 다. 도 5의 블록도에서, 참조 40은, 조광 동작을 적절하게 실시하기 위해 전자 스위치(42)(예컨대, 전원 MOSFET)를 구동하는 마이크로컨트롤러(38)의 핀을 나타낸다.

그러한 경우에, 예컨대 마이크로컨트롤러(38)의 3-상태 로직 포트(44)의 출력을 토글링(toggling)함으로써 도 3 및 도 4에서의 발진기(30)의 기능이 쉽게 획득될 수 있고, 따라서 50%에 고정될 수 있는 듀티 사이클을 갖는 PWM 출력을 생성한다.

마이크로컨트롤러(38)가 일반적으로 부하(L)의 값을 "인식할(aware)" 때에, 상기 마이크로컨트롤러(38)는 발진기로서 포트(44)의 기능을 디스에이블하기 위한 위치에 있을 것이다(예컨대, 포트(44)를 높은 임피던스 상태로 둠으로써).

본 출원인에 의해 실시된 실험들은, 집적된 조광기 및 두 개의-유선 디지털 인터페이스(TX-RX)를 구비한 전원 공급 장치의 경우에, 도 5의 어레인지먼트의 만족스런 동작을 증명하였다. 처음에는 어떠한 EMI 보정이 없이도 "부하가 없는(no load)" 조건들 하에서, 그 이후에는 300 Hz, 50% 듀티 사이클을 갖는 구형파로부터 획득된 비대칭적 교란(도 3의 기본적 배치에 따라)을 적용시킴으로써, 그러한 어레인지먼트가 시험되었다. 이것은, 전원 스테이지의 피드백 노드에 작은 교란(perturbation)을 생성하는데에 이용되었다. 시험된 특정한 실험 어레인지먼트에서 23.7 KOhm의 값이 저항(R3)을 위해 선택되었다. Vout은 24 볼트였고, 기준 전압은 2.5 볼트였다. R1은 2.7 KOhm으로 선택되었고, R2는 47 KOhm으로 선택되었다. 구형파의 진폭은 3.3 볼트였고, 보상 회로로부터 나오는 전류가 약 10 μA, 예컨대, 피드백 전류의 1.1%이었음에 반해, 피드백 저항(R2)으로부터 나오는 전류는 약 900 μA였다.

그러한 어레인지먼트를 이용함으로써, 0.15-3 MHz의 범위에 대한 EMI 노이즈의 효율적인 확산이 관측되었다. 이것은 조명 장비와 관련된 넓은 범위의 어플리케이션들에 대해 허용가능한 것으로 고려된다.

본 발명의 근원적인 원리들에 대한 선입견이 없이, 첨부되는 청구항들에서 정의되는 바와 같은 본 발명의 범위를 벗어남이 없이, 예시적인 방법으로서 본 명세서에서 설명된 것에 대하여 상세한 설명들 및 실시예들이 변경, 심지어 상당히 변경될 수 있다.

첨부된 도면들과 관련하여 본 발명이 예시적인 방법으로만 기술될 것이다:

- 도 1 및 도 2는, 절연 변압기의 자화(magnetizing) 인덕터가 병렬로 배열된 두 개의 커패시터들과 함께 공진하는 어레인지먼트들뿐만 아니라, 절연 변압기의 공진 및 누설 인덕터의 합으로 구성되는 1차(primary) 인덕터가 출력 공진 커패시터와 함께 공진하는 공진 컨버터 어레인지먼트들을 포함하는 타입들의 어레인지먼트들에 관한 예들이다.

- 도 3은 본 명세서에서 기술되는 어레인지먼트의 첫 번째 실시예를 도시한다.

- 도 4는 본 명세서에서 기술되는 어레인지먼트의 두 번째 실시예를 도시한다.

- 도 5는 본 명세서에서 기술되는 어레인지먼트의 세 번째 실시예를 도시한다.

Claims (12)

1. 스위칭된(switched) 전원 공급 장치(10)로부터의 전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트로서 ― 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)는, 상기 전원 공급 장치(10)에 의해 제공되는 부하(L)를 센싱하기 위한 센서(R1, R2), 및 상기 센서(R1, R2)에 의해 센싱될 때에 상기 부하(L)에 따라 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)의 스위칭 주파수를 제어하기 위한 피드백 경로(22, 24, 26)를 포함함 ―,

   상기 어레인지먼트는 발진 신호를 상기 피드백 경로(22, 24, 26)에 주입하기 위한 발진기(30, 38)를 포함하고, 상기 발진 신호는 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)에 의해 생성된 전자기 노이즈의 스펙트럼에서의 확산을 생성하는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
2. 제1항에 있어서,

   상기 발진 신호는, 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)의 상기 스위칭 주파수보다 실질적으로 더 낮은 주파수를 갖는 저주파 신호인,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,

   상기 전원 공급 장치(10)의 출력에서의 변동들을 방지하기 위해서 상기 발진 신호를 선택적으로 스위칭 오프하기 위한 스위치(34, 36)를 포함하는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 발진기(30, 38)는 구형파 발진기인,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 발진기(30, 38)는 50% 듀티 사이클을 갖는 구형파 형태의 발진 신호를 생성하는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 발진기(30)는 비대칭적 파형을 구비한 발진 신호를 상기 피드백 경로(22, 24, 26)에 주입하는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
7. 제6항에 있어서,

   상기 발진기(30)는 저항(R3) 및 다이오드(D1)를 통하여 상기 피드백 경로(22, 24, 26)에 결합되는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
8. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 발진기(30)는 대칭적 파형을 구비한 발진 신호를 상기 피드백 경로(22, 24, 26)에 주입하는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
9. 제8항에 있어서,

   상기 발진기(30)는,

   저항(R3) 및 다이오드(D1)의 직렬 연결; 및

   추가적인 저항(R4)

   의 병렬 연결을 통하여, 상기 피드백 경로(22, 24, 26)와 연결되는,

   전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 센서는 분압기(R1, R2)인,

    전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 발진기는, 상기 전원 공급 장치(10)와 결합된 마이크로컨트롤러(38)에 포함되는,

    전자기 방해를 감소시키기 위한 회로 어레인지먼트.
12. 스위칭된(switched) 전원 공급 장치(10)로부터의 전자기 방해를 감소시키기 위한 방법으로서,

    상기 전원 공급 장치(10)에 의해 공급되는 부하(L)를 센싱하는 단계(R1, R2) 및 센싱될 때에 상기 부하(L)에 따라 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)의 스위칭 주파수를 피드백 경로(22, 24, 26)를 통해서 제어하는 단계를 포함하고,

    상기 방법은 발진 신호를 상기 피드백 경로(22, 24, 26)에 주입하는 단계를 포함하며, 상기 발진 신호는 상기 스위칭된 전원 공급 장치(10)에 의해 생성된 전자기 노이즈의 스펙트럼에서의 확산을 생성하는,

    전자기 방해를 감소시키기 위한 방법.

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