KR20100014640A - 범용 텔레비전 수신기 - Google Patents

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KR20100014640A KR1020097020251A KR20097020251A KR20100014640A KR 20100014640 A KR20100014640 A KR 20100014640A KR 1020097020251 A KR1020097020251 A KR 1020097020251A KR 20097020251 A KR20097020251 A KR 20097020251A KR 20100014640 A KR20100014640 A KR 20100014640A
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Abstract

다양한 아날로그 및 디지털 방송 표준들에 따라 방송되는 텔레비전 채널 신호들을 프로세싱할 수 있는 범용 텔레비전 수신기를 위한 다양한 실시예들이 본원에 기재된다.

Description

범용 텔레비전 수신기{A UNIVERSAL TELEVISION RECEIVER}
본 출원은 출원일은 2007년 3월 14일이고 출원번호는 제60/894,832호인 미국 특허 가출원 및 출원일은 2008년 2월 27일이고, 출원번호는 제12/038,781호인 미국 특허 출원에 우선권의 이익을 주장한다.
여기서 설명되는 시스템들, 시스템 블록들 및 대응하는 방법들의 다양한 실시예들은, 상이한 텔레비전 방송 표준(standard)들에 따라 방송되는 텔레비전 신호들을 프로세싱할 수 있는 범용(universal) 텔레비전 수신기에 관한 것이다.
텔레비전 신호들은 몇몇 상이한 유형들의 텔레비전 방송 표준들에 따라 방송된다. 이러한 텔레비전 방송 표준들은 아날로그 신호들에 대한 NTSC, SECAM 및 PAL의 변형물(variation)들을 포함하고, 디지털 신호들에 대해 ATSC, DVB-T 및 ISDB-T를 포함한다. 이러한 텔레비전 방송 표준들은 대역폭, 변조 유형 및 아날로그 신호들의 경우에 오디오의 위치와 같은 상이한 특성들을 가진다. 따라서, 전통적인 텔레비전 수신기들은 특정 텔레비전 방송 표준에 기반하여 특정 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위해 특별히 만들어졌다. 전통적인 텔레비전 수신기들은 수신되고 있는 텔레비전 신호의 대역폭에 대응하는 통과 대역을 가지는 매우 날카로운 주파수 응답을 가진 SAW 필터를 일반적으로 사용한다. SAW 필터는 칩 상에 집 적화될 수 없는 상대적으로 비싼 컴포넌트이고, 추가적인 특별화된 프로세싱 없이, 텔레비전 수신기가 상이한 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송되는 텔레비전 신호들을 수신하도록 쉽게 허용하지 않는다.
본 발명의 일 실시예에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는 원하는(desired) 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 수신되는 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공한다. 텔레비전 수신기는 제 1 신호를 생성하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략(coarse) 필터링 및 증폭을 제공하기 위한 아날로그 프로세싱 블록 - 상기 정교하지 않은 필터링은 원하는 텔레비전 채널 신호 및 아날로그 회로 변화성에 주파수 시프트(shift)들을 제공하기에 충분한 넓은 통과 대역들을 사용하도록 구성됨 - 제 2 신호를 생성하기 위해 제 1 신호를 디지털화하기 위한 아날로그 프로세싱 블록에 연결되는 아날로그 대 디지털 변환기; 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 제 2 신호를 프로세싱하기 위한 아날로그 대 디지털 변환기에 연결되는 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 수신기는 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적(track)하고, 캐리어 주파수에서 주파수 시프트들을 보상하기 위해 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하고 적용하도록 구성된다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 텔레비전 수신기에서 수신되는 텔레비전 신호들을 프로세싱하는 방법을 제공한다. 그 방법은:
제 1 신호를 생성하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호에 정교하지 않은 필터링 및 증폭을 제공하는 단계 - 정교하지 않은 필터링은 텔레비전 수신기에서 원하는 텔레비전 채널 신호 및 아날로그 회로 변화성에서 주파수 시프트들을 제공하기에 충분한 넓은 통과 대역들을 사용하도록 구성됨 -;
제 2 신호를 생성하기 위해 제 1 신호를 디지털화하는 단계; 및
원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적함으로써 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 제 2 신호를 프로세싱하고, 캐리어 주파수에서 주파수 시프트들을 보상하기 위해 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하고 적용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기 - 텔레비전 신호들은 다양한 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송됨 - 를 제공한다. 텔레비전 수신기는, 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블록; 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 정교하지 않은 채널 신호를 디지털화하기 위해 아날로그 프로세싱 블록에 연결되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 프로세싱하기 위해 ADC에 연결되는 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대해, 프로세싱은 비디오 필터의 정규화(normalize)된 통과대역에 일반적으로 대응하기 위해 원하는 텔레비전 채널 신호의 정규화된 대역폭을 조절하기 위해, ADC에 의해 이용되는 샘플링 레이트에 관하여, 제 1 새로운 샘플링 레이트에서 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호의 프로세싱된 버전을 리-샘플링하는 동작을 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명된 실시예들의 적어도 하나는, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법 - 텔레비전 신호들은 다양한 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송됨 - 을 제공한다. 방법은, 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링 및 증폭하는 단계; 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 정교하지 않은 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 프로세싱하는 단계를 포함한다. 아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대해, 프로세싱은, 비디오 필터의 정규화된 통과대역에 일반적으로 대응하기 위해 원하는 텔레비전 채널 신호의 정규화된 대역폭을 조절하기 위해, 디지털화 동안 이용되는 샘플링 레이트에 관하여, 제 1 새로운 샘플링 레이트에서 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호의 프로세싱된 버전을 리-샘플링하는 동작을 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명된 실시예들 중 적어도 하나는, 다양한 방송 표준들에 따라 전송되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하기 위한 범용 텔레비전 수신기를 제공한다. 범용 텔레비전 수신기는, 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 광대역 텔레비전 신호로부터 얻어지는 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블록; 가변적인 양의 아날로그 증폭을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA); 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 정교하지 않은 채널 신호를 디지털화하기 위해 아날로그 프로세싱 블록에 연결되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호의 준(quasi) 피크 측정을 생성하고 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위해 피드백 루프에서 준 피크 측정을 이용하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블록을 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 다양한 방송 표준들에 따라 전송되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 방법은:
정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 광대역 텔레비전 신호로부터 얻어지는 멀티-채널 텔레비전 신호에 대해 아날로그 필터링 및 아날로그 증폭을 수행하는 단계 - 아날로그 증폭은 가변적인 양의 아날로그 증폭을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)를 사용하는 것을 포함함 -;
디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 아날로그 대 디지털 변환기(ADC)를 사용하여 정교하지 않은 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및
디지털화된 정교하지 않은 채널 신호의 준 피크 측정을 생성하는 단계, 그리고 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위해 피드백 루프에서 준 피크 측정을 이용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 다양한 방송 표준들에 따라 전송되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하기 위한 범용 텔레비전 수신기를 포함한다. 범용 텔레비전 수신기는, 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 광대역 텔레비전 신호로부터 얻어지는 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블록; 가변적인 양의 아날로그 증폭을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA); 디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 정교하지 않은 채널 신호를 디지털화하기 위한 아날로그 프로세싱 블록에 연결되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭(metric)에 기반하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 개시 이득 계수를 설정하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블록 - 메트릭은 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는지 여부에 부분적으로 의존하여 선택됨 - 을 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 다양한 방송 표준들에 따라 전송되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 방법은:
정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 광대역 텔레비전 신호로부터 얻어지는 멀티-채널 텔레비전 신호에 대해 아날로그 필터링 및 아날로그 증폭을 수행하는 단계 - 아날로그 증폭은 가변적인 양의 아날로그 증폭을 제공하기 위해 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)를 사용하는 것을 포함함 -;
디지털화된 정교하지 않은 채널 신호를 생성하기 위해 아날로그 대 디지털 변환기(ADC)를 사용하여 정교하지 않은 채널 신호를 디지털화하는 단계;
원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기반하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하는 단계 - 메트릭은 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는지 여부에 부분적으로 의존하여 선택됨 - 를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 텔레비전 수신기에 대한 자동 이득 제어 시스템을 제공하고, 자동 이득 제어 시스템은 텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 아날로그 증폭의 양을 제어하기 위해 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블록 및 텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 디지털 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 디지털 증폭의 양을 제어하기 위해 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공하도록 구성되는 디지털 이득 제어 블록을 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 텔레비전 수신기에서 자동 이득 제어를 위한 방법을 제공하고, 여기서 방법은:
텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 아날로그 증폭의 양을 제어하기 위해 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공하는 단계; 및
텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 디지털 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 디지털 증폭의 양을 제어하기 위해 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 아날로그 방송 표준에 따라 방송되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 위상-조절된 비디오 정보를 제공하기 위해 입력 신호를 프로세싱하기 위한 픽처(picture) 캐리어 복구 블록을 제공한다. 픽처 캐리어 복구 블록은, 필터링된 픽처 캐리어 신호를 제공하기 위해 입력 신호를 필터링하기 위한 캐리어 복구 필터; 필터링된 픽처 캐리어 신호를 수신하고 위상-조절된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 제 1 위상 조절을 제공하기 위해 캐리어 복구 필터에 연결되는 제 1 위상 회전기(rotator); 필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해 입력 신호를 필터링하기 위한 잔류 측파대(Vestigial Side Band; VSB) 필터; 필터링된 비디오 정보를 수신하고 위상-조절된 비디오 정보를 생성하기 위해 제 2 위상 조절을 제공하기 위해 VSB 필터에 연결되는 제 2 위상 회전기; 및 제 1 및 제 2 위상 회전기들에 연결되는 캐리어 복구 블록을 포함한다. 캐리어 복구 블록은 위상 섭동(perturbation)들을 보상하고 제 1 및 제 2 위상 조절의 양을 제어하기 위해 제 1 및 제 2 위상 회전기들에 제공되는 위상 제어 신호를 생성하기 위해 위상-조절된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하도록 구성된다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 아날로그 방송 표준에 따라 방송되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 위상-조절된 비디오 정보를 제공하기 위해 입력 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 그 방법은:
필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 입력 신호를 필터링하는 단계;
위상-조절된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 필터링된 픽처 캐리어 신호에 제 1 위상 조절을 적용하는 단계;
필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해 입력 신호를 필터링하는 단계;
위상-조절된 비디오 정보를 생성하기 위해 필터링된 비디오 정보에 제 2 위상 조절을 적용하는 단계; 및
위상 섭동들을 보상하기 위해 그리고 제 1 및 제 2 위상 조절의 양을 제어하기 위한 위상 제어 신호를 생성하기 위해 위상-조절된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공한다. 텔레비전 수신기는 제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 제 1 신호를 디지털화하도록 구성되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC), 및 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 제 2 신호를 프로세싱하도록 구성되고 ADC에 연결되는 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 사용하는 동안 간섭자는 디지털화로 인해 원하는 텔레비전 채널에 앨리어싱(aliase)될 수 있고, 텔레비전 수신기는 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어진 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트하기 위해 샘플링 레이트를 조절하도록 구성되고, 디지털 프로세싱 블록은 조절된 샘플링 레이트를 보상하기 위해 리샘플링 비율들을 적용하도록 구성된다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 그 방법은:
제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 제 1 신호를 디지털화하는 단계;
원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 제 2 신호를 디지털적으로 프로세싱하는 단계; 및
원하는 텔레비전 채널로부터 떨어진 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트하기 위해 샘플링 레이트를 조절하는 단계 및 조절된 샘플링 레이트를 보상하기 위해 디지털 프로세싱 동안 리샘플링 비율들을 적용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 원하는 텔레비전 채널을 가지는 수신된 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공한다. 수신기는, 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹스하도록 구성되는 RF 프로세싱 블록 - RF 프로세싱 블록은 믹싱을 위해 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 로컬 오실레이터를 가지는 믹싱 스테이지를 포함함 -; 원하는 텔레비전 채널을 가지는 제 1 신호를 생성하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호에 정교하지 않은 필터링 및 증폭을 제공하도록 구성되는 아날로그 프로세싱 블록; 제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 제 1 신호를 디지털화하도록 구성되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및 ADC에 연결되고, 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 제 2 신호를 프로세싱하도록 구성되는 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 정교하지 않은 필터링은 원하는 텔레비전 채널에서 주파수 시프트들을 제공하기 위해 적어도 하나의 보호대역(guardband)만큼 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 큰 정교하지 않은 통과 대역들을 사용하고, 간섭자가 믹싱으로 인한 원하는 텔레비전 채널을 방해할 때, 수신기는 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어진 간섭자를 주파수 시프트하기 위해 가변 발진 주파수를 변화하도록 구성되고, 디지털 프로세싱 블록은 원하는 텔레비전 채널에서 주파수 시프트들을 추적하도록 구성된다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 원하는 텔레비전 채널을 가지는 수신되는 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법을 제공한다. 그 방법은:
수신되는 텔레비전 신호들을 증폭하고 믹싱함으로써 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하는 단계 - 믹싱은 믹싱을 위해 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 로컬 오실레이터를 사용하는 것을 포함함 -;
원하는 텔레비전 채널을 가지는 제 1 신호를 생성하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호에 정교하지 않은 필터링 및 증폭을 적용하는 단계;
제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 제 1 신호를 디지털화하는 단계; 및
원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 제 2 신호를 디지털적으로 프로세싱하는 단계를 포함한다.
정교하지 않은 필터링은 믹싱으로 인한 원하는 텔레비전 채널에서 주파수 시프트들을 제공하기 위해 적어도 하나의 보호대역만큼 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 큰 정교하지 않은 통과 대역들을 사용하고, 방법은 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어진 간섭자를 시프트하기 위해 가변 발진 주파수를 변화하는 단계 및 디지털 프로세싱 동안 원하는 텔레비전 채널에서 주파수 시프트들을 추적하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 입력 신호 내에서 포함되는 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하도록 구성되는 비디오 프로세싱 블록을 제공한다. 텔레비전 채널 신호 컴포넌트는 아날로그 방송 표준에 따라 방송된다. 비디오 프로세싱 블록은 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 외부(extraneous) 신호 컴포넌트들 및 출력 다운-시프트된 주파수 컴포넌트들을 제거하기 위해 입력 신호를 프로세싱하도록 구성되는 제 1 신호 프로세싱 패스웨이(passway); 및 제 1 신호 프로세싱 패스웨이에 연결되고 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-시프트된 주파수 컴포넌트들을 수신하고, 텔레비전 채널 신호의 다운-시프트된 주파수 컴포넌트들에서 픽처 캐리어 신호 주파수를 잠그고(lock onto), 복조된 텔레비전 채널 신호를 제공하도록 구성되는 픽처 캐리어 복구 블록을 포함한다. 픽처 캐리어 복구 블록은 과변조(overmodulation)의 존재에서 픽처 캐리어 신호 주파수를 잠글 때 동작을 변경하는 과변조 핸들링 모드에서 동작하도록 추가적으로 구성된다.
본 발명의 다른 양상에서, 여기서 설명되는 실시예들 중 적어도 하나는, 입력 신호 내에서 포함되는 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법을 제공한다. 텔레비전 채널 신호 컴포넌트는 아날로그 방송 표준에 따라 방송된다. 그 방법은:
외부 신호 컴포넌트들을 제거하고 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-시프트된 주파수 컴포넌트들을 가지는 중간(intermediate) 신호를 생성하기 위해 입력 신호를 프로세싱하는 단계;
텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-시프트된 주파수 컴포넌트들에서 픽처 캐리어 신호 주파수를 잠그는 단계;
과변조의 존재에서 잠그는 단계 동안 동작을 변경하기 위해 과변조 핸들링 모드를 적용하는 단계; 및
복조된 텔레비전 채널 신호를 제공하는 단계를 포함한다.
여기서 설명된 다양한 실시예들의 더 양호한 이해를 위해, 그리고 어떻게 그들이 효과적으로 수행될 수 있는지를 더 명확하게 보여주기 위해, 오직 예로써 첨부되는 도면들에 대해 이제 참조될 것이다.
도 1A는 전체 텔레비전 대역의 스펙트럼 다이어그램이다;
도 1B는 수신된 텔레비전 신호들에 대해 예시적인 신호 강도의 범위를 보여 주는 블록킹 프로파일의 다이어그램이다;
도 2는 범용 텔레비전 수신기의 예시적인 실시예의 하이-레벨 블록 다이어그램이다;
도 3은 범용 텔레비전 수신기에서 사용될 수 있는 RF 프로세싱 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 4는 범용 텔레비전 수신기에서 사용될 수 있는 아날로그 프로세싱 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 5A-5C는 도 4의 아날로그 프로세싱 블록에서 다양한 위치들에서의 신호들의 스펙트럼 플롯들이다;
도 6A-6B는 아날로그 프로세싱 블록에서 필터들에 대해 사용될 수 있는 예시적인 필터 전달 함수(function)들의 스펙트럼 플롯들이다;
도 7은 범용 텔레비전 수신기에서 사용될 수 있는 디지털 프로세싱 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 8은 텔레비전 전송 방송 표준들을 검출하기 위한 표준들 검출 방법의 예시적인 실시예의 플로우 차트 다이어그램이다;
도 9는 디지털 프로세싱 블록에서 사용될 수 있는 입력 필터링 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 10은 디지털 프로세싱 블록에서 사용될 수 있는 비디오 프로세싱 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 11A, 11B 및 11C는 각각 일반적으로 원하는 텔레비전 채널 신호, 아날로 그 텔레비전 방송 표준에 따른 원하는 텔레비전 채널 신호 및 디지털 텔레비전 방송 표준에 따른 원하는 텔레비전 채널 신호의 스펙트럼 다이어그램들이다;
도 11D, 11E 및 11F는 비디오 프리-다상(polyphase) 필터, 비디오 다상 필터 및 비디오 프로세싱 블록에서 사용되는 메인 비디오 필터의 동작을 도시하는 스펙트럼 플롯들을 도시한다;
도 11G, 11H 및 11I는 비디오 프로세싱 블록의 VSB 필터에 의해 프로세싱되는 신호의 크기, 실수부 및 허수부를 도시한다;
도 11J, 11K 및 11L은 비디오 프로세싱 블록의 VSB 필터의 주파수 응답의 크기, 실수부 및 허수부를 도시한다;
도 12A는 비디오 프로세싱 블록에서 사용될 수 있는 캐리어 복구 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 12B는 과변조의 현상을 도시하는 다이어그램이다;
도 12C는 과변조를 처리하기 위한 제 1 기술을 도시하는 다이어그램이다;
도 12D는 과변조를 처리하기 위한 제 2 기술을 도시하는 다이어그램이다;
도 13A는 디지털 프로세싱 블록에서 사용될 수 있는 오디오 필터링 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 13B는 디지털 프로세싱 블록에서 사용될 수 있는 오디오 필터링 블록의 대체적 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 14는 디지털 프로세싱 블록에서 사용될 수 있는 오디오 프로세싱 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 15는 도 3의 범용 텔레비전 수신기에 의해 이용될 수 있는 이득 제어 방법의 예시적인 실시예의 플로우 차트 다이어그램이다;
도 16A는 대체적인 이득 제어 방법을 이용하기 위해 사용될 수 있는, 도 9의 아날로그 이득 제어 블록의 예시적인 실시예의 블록 다이어그램이다;
도 16B는 도 16A에서 도시되는 리키(leaky) 피크 검출기의 블록 다이어그램이다;
도 16C는 도 16A의 아날로그 이득 제어 블록에 의해 사용되는 이득 제어 방법에 대한 RF/IF 테이크-오버(take-over)를 도시하는 예이다.
도 17A는 범용 텔레비전 수신기의 다른 실시예의 블록도이다.
도 17B는 디지털 텔레비전 복조기의 실시예의 블록도이다.
도 18은 범용 텔레비전 수신기의 다른 실시예의 블록도이다.
도 19A는 앨리어싱(aliasing) 방지를 이용하는 범용 텔레비전 수신기의 다른 실시예의 블록도이다.
도 19B는 도 19A의 가변적 위상 고정 루프에 대한 실시예의 블록도이다.
도 19C는 앨리어싱에 기인한 원하는 텔레비전 채널의 간섭을 설명하는 스펙트럼 플롯(plot)이다.
도 19D는 샘플링 레이트 조정을 이용하여 원하는 텔레비전 채널에서의 앨리어싱된 간섭의 방지를 설명하는 스펙트럼 플롯이다.
도 20A는 믹싱 왜곡 산물(mixing distortion product)들에 기인한 원하는 텔레비전 채널의 간섭을 설명하는 스펙트럼 도면이다.
도 20B는 로컬 오실레이터 주파수 시프트를 이용하여 원하는 텔레비전 채널의 왜곡 간섭의 방지를 설명하는 스펙트럼 플롯이다.
도 21A는 왜곡 산물들의 믹싱에 기인한 원하는 텔레비전 채널의 간섭을 설명하는 다른 스펙트럼 플롯이다.
도 21B는 로컬 오실레이터 주파수 시프트 및 샘플링 레이트 조정을 이용하여 원하는 텔레비전 채널의 왜곡 간섭의 방지를 설명하는 스펙트럼 도면이다.
설명의 단순성과 명확성을 위해 도면들에 도시되는 요소들이 필수적으로 일정한 비율로 확대되거나 축소되도록 도시되지는 않음이 이해되어야 한다. 게다가, 도면들 중에서 적절하다고 판단되는 곳에서 대응하거나 또는 유사한 요소들을 나타내기 위해 도면 번호들이 반복될 수도 있다. 추가적으로, 본 명세서에 기술되는 다양한 실시예들의 실시에 대한 적절한 이해를 제공하기 위해서, 다수의 구체적인 설명들이 기술된다. 하지만, 이러한 구체적인 설명들이 없어도 본 명세서에서 기술되는 다양한 실시예들이 당업자에 의해 실시될 수 있음이 이해되어야 한다. 다른 예들, 몇몇 방법들, 과정들 및 요소들이 본 명세서에 기술되지 않는데, 이는 이것들이 당업자에게 잘 알려진 것이기 때문이다. 추가적으로, 본 명세서에서 이용되는 용어 "예시적"이 장치 또는 방법의 예시적 실시예들을 나타내는 것으로 이용되고 장치 또는 방법의 선호되는 구현을 필수적으로 나타내는 것은 아니다.
도 1A를 참조하면, 광대역 텔레비전 신호(10)의 스펙트럼 특성들이 도시된다. 상기 광대역 텔레비전 신호(10)는, 42 내지 862 MHz의 범위를 갖는 양의 컴포 넌트 및 -42 내지 -862 MHz의 범위를 갖는 대응하는 음의 컴포넌트에서 본질적으로 연속적이다. 각각의 텔레비전 신호는 6-8 MHz 범위의 대역폭을 갖고, 상기 대역폭은 상기 텔레비전 신호가 따르는 텔레비전 방송 표준에 의존한다. 예컨대, 북 아메리카에서 이용되는 NTSC 텔레비전 신호들은 6 MHz의 대역폭을 갖지만, 그 이외의 지역에서 이용되는 텔레비전 신호들은 7 또는 8 MHz의 대역폭을 가질 수 있다. 몇몇 나라들에서는, 텔레비전 대역의 서로 다른 부분들에서 서로 다른 대역폭들이 이용될 수도 있다. 당업자에게 잘 알려진 바와 같이, 서로 다른 텔레비전 방송 표준들에 대해 다른 파라미터들이 또한 변화할 것이다.
텔레비전 신호 품질은, 텔레비전 수신기에서 수신되는 텔레비전 신호들의 전력 차이들에 의해 나타내어질 수 있다. 상기 전력 차이는, 텔레비전 수신기에 대한 송신기들의 로컬 지리 및 위치에 의존한다. 좋은 텔레비전 신호 품질의 측정이 상기 텔레비전 방송 표준에 의존하는 SNR에 의해서 특정될 수 있다. 예컨대, 아날로그 NTSC 텔레비전 신호들은, CVBS(Composite Video Baseband Signal) 출력에 대한 좋은 신호 품질을 위한 45 dB 이상의 SNR로부터 이득을 얻을 수 있다. 한편, ATSC의 경우에 좋은 신호 품질을 위하여 디지털 텔레비전 신호들은 15 dB 정도의 캐리어 대 잡음비를 필요로 할 수 있는데, 이는 디지털 텔레비전 신호들의 프로세싱이 에러 검출 및 수정을 이용하기 때문이다.
도 1B를 참조하면, US ATSC A/74 수신기 성능 가이드라인(Receiver Performance Guideline)들을 기초로 하는 텔레비전 신호 블로킹 프로파일(20)이 도시되고, 이는 널리 인정된 표준으로서 기대된다. 도 1B는, 가까운 주파수들에서의 다른 채널들의 세기에 관하여, 원하는 텔레비전 채널 신호(22)의 세기에 대해 넓은 범위가 존재할 수 있다는 것을 도시한다. 예컨대, 디지털 수신기들을 위한 ATSC 성능 가이드라인들에 따르면, 정확하게 수신되어야 할 원하는 텔레비전 채널 신호(22)에 대한 최소의 신호 세기가 -83 dBm임에 반해, 최대의 신호 세기는 -4 dBm이다. 게다가, 원하는 텔레비전 채널 신호(22)는 33 dB의 상대적 전력에 직접적으로 인접하는 강한 목적하지 않은 텔레비전 채널 신호들(24 및 26)을 가질 수 있다. 연속적인 인접한 텔레비전 채널들(28 내지 46)은, 수신이 여전히 가능한 지점인 57 dB까지 각각의 추가적인 채널 분리에 대해 4 dB씩 전력이 증가할 수 있다. 상기 텔레비전 수신기의 조정 스테이지의 입력에서 추적 필터 라이트(tracking filter right)를 이용하여 상기 수신된 텔레비전 신호의 주요 부분을 필터링함으로써, 종래의 텔레비전 수신기들은 이러한 기술적 도전을 부분적으로 다루었다.
도 2를 참조하면, 범용 텔레비전 수신기(100)의 예시적 실시예의 하이-레벨 블록도가 도시되고, 상기 범용 텔레비전 수신기(100)는 다양한 방송 신호들에 따라 전송되는 디지털 및 아날로그 텔레비전 신호들을 수신하여 프로세싱할 수 있고, 따라서 서로 다른 텔레비전 채널 신호 대역폭을 갖는다. 상기 텔레비전 수신기(100)는 RF 프로세싱 블록(102), 아날로그 프로세싱 블록(104), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(106), 디지털 프로세싱 블록(108), 및 디지털-아날로그 변환기(DAC) 블록(110)을 포함한다. 상기 텔레비전 수신기(100)는 상기 광대역 텔레비전 신호(10)를 수신하고, 프로세싱된 버전의 원하는 텔레비전 채널 신호(112)를 제공한다. 후술할 바와 같이, 상기 디지털 프로세싱 블록(108)은 상기 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102 및 104) 및 상기 ADC(106)에 제어 신호들을 제공한다. 게다가, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 텔레비전 방송 표준에 의존하여, 상기 디지털 프로세싱 블록(108)은 변조된 디지털 신호(112')를 출력할 수 있다. 상기 DAC 블록(110)은 필요로 하는 출력의 타입에 의존하는 몇몇 디지털-아날로그 변환기들을 포함할 수 있다. 예컨대, CVBS 출력에 대한 하나의 DAC가 있을 수 있고, 또는 사운드 IF 출력에 대한 적어도 하나 이상의 DAC가 있을 수 있다. 대안적으로, 다른 실시예들에서, 상기 범용 텔레비전 수신기(100)에 의해 제공되는 몇몇 출력 신호들이, 이러한 출력 신호들에 대한 DAC의 필요가 없는 경우에 다운스트림 컴포넌트 상에서의 직접직인 디지털 결합에 제공될 수 있다.
상기 RF 프로세싱 블록(102), 아날로그 프로세싱 블록(104) 및 디지털 프로세싱 블록(108)은 커스텀(custom) 블록들이다. 하지만, 대안적인 실시예에서, 몇몇 동작 파라미터들 및 상기 아날로그 및 디지털 프로세싱 블록들(104 및 108) 및 상기 ADC(106)에서의 프로세싱에서의 대응하는 변화들과 함께, 기성의(off-the-shelf) RF 프로세싱 블록이 이용될 수 있다. 이러한 대안적인 실시예는 도 17A 및 도 17B와 관련하여 이하에서 보다 상세히 기술된다. 상기 ADC(106)는 12 비트들의 SNR 및 -72 dBc의 풀 스케일의 신호들에 대한 선형성을 가질 수 있다.
상기 텔레비전 수신기(100)는 SAW 필터를 포함하지 않는다. 오히려, 상기 텔레비전 수신기(100)는 원하는 텔레비전 채널 신호를 격리시키기 위하여 아날로그 및 디지털 영역들 모두에서 분산된 필터링을 이용한다. 이러한 접근법은, SAW 필터가 이용되지 않을 때에 다양한 프로세싱 콤포넌트들에 대한 감소된 성능 제한들 을 이용하여 상기 텔레비전 수신기(100)를 구현할 수 있을 뿐만 아니라, 단일의 집적 회로(IC) 상에서 상기 텔레비전 수신기(100)의 완전한 실현을 가능하게 한다. 따라서, 감소된 차수 및 감소된 Q로서 필터들이 구현될 수 있고, 그러므로 IC 상에 실현될 때에 더 적은 면적을 필요로 하게 된다. 게다가, 그러한 설계는 프로세스 변화들 및 변화하는 동작 조건들, 예컨대 온도 및 전압에 덜 민감하다. 하지만, 몇몇 대안적인 실시예에서 SAW 필터가 또한 이용될 수도 있다.
도 3을 참조하면, 상기 RF 프로세싱 블록(102)의 예시적 실시예의 블록도가 도시된다. 상기 RF 프로세싱 블록(102)은 안테나(120), 저잡음 증폭기(LNA)(122), 제1 가변 이득 증폭기(VGA)(124), 전력 미터(126), 믹서(mixer)(130) 및 주파수 합성기(132)를 포함하는 믹싱 스테이지(128), 및 제2 가변 이득 증폭기(VGA)(134)를 포함한다. 상기 전력 미터(126)는, 이용되는 자동 이득 제어 방법 - 이후에 상세히 기술함 - 에 의존하여 선택적이다. 상기 원하는 텔레비전 채널 신호(22)를 포함하는 약 수십 개의 텔레비전 채널 신호들을 포함할 수 있는 멀티-채널 텔레비전 신호(136)를 제공하기 위해서, 상기 RF 프로세싱 블록(102)은 상기 광대역 텔레비전 신호(10)를 수신하여 프로세싱한다. 따라서, 경우에 따라, 상기 RF 프로세싱 블록(102)은 이득 또는 감쇠(attenuation)뿐만 아니라 제1 레벨의 필터링을 제공한다. 대안적인 실시예들에서, 케이블 결합, 위성 안테나 또는 다른 무선 연결이 상기 안테나(120)를 대신하여 이용될 수 있다.
상기 광대역 텔레비전 신호(10)가 상기 안테나(120)에 의해 수신되어 상기 LNA(122) 및 상기 VGA(124)에 의해 증폭된다. 상기 LNA(122) 및 상기 VGA(124)에 의해 제공되는 이득의 양은, 상기 광대역 텔레비전 신호(10)의 특정 특성들 및 광범위하게 변화할 수 있는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 기초하여 변화한다. 하지만, 몇몇 경우들에서, 상기 수신된 텔레비전 신호(10)가 감쇠되어야할 수도 있다. 상기 LNA(122) 및 상기 VGA(124)에 의해 제공되는 이득의 결합된 양은 -20 dB 내지 50 dB의 범위를 가질 수 있다. 따라서, 증폭기들(122 및 124) 모두는 넓은 동적 진폭 범위를 갖는다. 상기 VGA(124)에 의해 제공되는 이득의 양은 상기 AGC 제어 신호(138)에 의해 제어된다. 신호(138)가 아날로그로서 도시되었지만, 아날로그 또는 디지털일 수 있다.
상당한 왜곡 없이 몇몇 고조파와 함께 상기 수신된 텔레비전 신호를 통과시키기 위해서, 상기 LNA(122) 및 상기 VGA(124)의 주파수 응답이 약 1 GHz까지 확장될 수 있다. 하지만, 대안적인 실시예들에서, 휴대 전화 및 단파 무선 신호들과 같은 원하지 않는 신호들을 제거하기 위해서, 적어도 하나의 추가적인 필터(즉, 스위칭 가능한 필터, 추적 필터, FM 노치 필터, 또는 개량된 FM 성능에 대한 FM 대역 필터)가 상기 LNA(122)의 이전에 삽입될 수 있다. 게다가, FM 무선 신호들이 또한 필터링 아웃(filter out)될 수 있다. 대안적으로, 무선 기능이 또한 필요로 한다면, FM 무선 신호들이 포함될 수 있다. 대안적인 실시예에서, 상기 LNA(122) 및 VGA(124)가 결합되어 하나의 가변 이득 스테이지로 구현될 수 있다.
상기 믹싱 스테이지(128)는 상기 VGA(124)의 출력을 GHz 정도의 더 높은 주파수 범위로 믹싱한다. 이러한 높은 주파수 범위에서, 상기 아날로그 프로세싱 블록(104)의 컴포넌트들을 구현하는 것은 용이하다. 추가적으로, 상기 믹싱 스테이 지(128)의 고조파는 매우 높은 주파수들을 갖고, 따라서 임의의 간섭 이미지들을 야기할 수 있는 텔레비전 대역과의 임의의 잠재적인 중첩을 방지한다. 또한, 이러한 주파수 범위에서, 상기 아날로그 신호 프로세싱 블록(104)에서 이용되는 다양한 신호 프로세싱 기술들 때문에, 다른 텔레비전 신호들로부터의 간섭이 최소화될 수 있다. 예컨대, 원하는 텔레비전 채널 신호(22)가 1.125 GHz(도 5A 참조) 부근에서 중심을 두도록 상기 VGA(124)의 출력을 믹싱하기 위해서, 상기 믹싱 스테이지(128)는 하이-사이드(high-side) 믹스를 제공할 수 있다. 이것을 성취하기 위해서, 상기 주파수 합성기(132)는 조정 가능하고, 몇몇 경우들에서 1.16 GHz 내지 1.9 GHz 범위의 주파수를 갖는 조정 가능한 신호를 제공할 수 있다. 예컨대, 1.167 GHz의 발진 주파수를 이용하면 상기 텔레비전 대역의 로우 엔드(예컨대, -42 MHz)가 1.125 GHz에서 나타나고, 1.987 GHz의 발진 주파수를 이용하면 상기 텔레비전 대역의 하이 엔드(예컨대, -862 MHz)가 1.125 GHz에서 나타난다. 상기 주파수 합성기(132)는, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호(22)의 주파수 및 상기 아날로그 프로세싱 블록(104)에 의한 프로세싱에 대해 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 주파수 컨텐츠가 대체되어야 할 주파수에 기초하여, 상기 디지털 프로세싱 블록(108)으로부터 조정 제어 신호(140)를 수신한다.
상기 주파수 합성기(132)는 로컬 오실레이터(LO)로서 동작하고, PLL 설계에 기초할 수 있으며, 예컨대 4 MHz 또는 16 MHz의 주파수를 갖는 수정 오실레이터(crystal oscillator)로부터 발진 신호가 유도될 수 있다. 상기 원하는 채널 신호를 찾아내기 위해서, 상기 주파수 합성기(132)는 상기 디지털 프로세싱 블 록(108)에 의해 해결될 필요가 있는 특정한 양의 오프셋 에러를 가질 것이다. 하지만, 상기 아날로그 프로세싱 블록(104)에 제공되는 개략(coarse) 필터링 및 상기 디지털 프로세싱 블록(108)에 의해 제공되는 상기 신호 프로세싱 때문에, 믹싱 이후에 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 정확한 위치에 많은 양의 오프셋이 존재하도록 상기 주파수 합성기(132)가 더 개략적이고 더 큰 단계 크기(step size)로 실현될 수 있다(즉, 1.125 GHz의 중심으로부터 큰 시프트). 특히, 상기 오프셋이 개략적인 합성기 단계 크기에 기인할 때에 일반적으로 상기 텔레비전 수신기(100)는 1 MHz 이상의 오프셋들을 허용할 수 있는데, 이는 이 경우의 오프셋이 알려져 있고 프로세싱 체인에서의 추가적인 다운스트림으로 보상될 수 있기 때문이다. 이것은 좀더 후술하기로 한다.
상기 믹싱 스테이지(128)는 또한 몇몇 이득 및 필터링을 제공할 수 있다. 몇몇 구현들에서는, 1.125 GHz 근방의 필터링을 제공하기 위해서, 상기 믹서(130)는, 약 10-20 dB의 이득을 제공할 수 있고 한 쌍의 LC 탱크 필터들과 같은 반응성 부하를 포함할 수 있는 차동 이득 스테이지를 포함할 수 있다. 상기 인덕터들이 IC 상에서 구현되기 때문에 상기 필터링은 정교하지 않고, 상기 LC 탱크 필터들의 Q는 특정한 주파수들에서 6 내지 12의 범위를 가질 수 있다. 따라서, 상기 믹싱 스테이지(128)에 제공되는 필터링의 대역폭은 대략 백 MHz일 수 있고, 상기 믹싱 스테이지(128)의 출력은 10개 이상의 텔레비전 채널들을 포함할 수 있다. 대안적으로, 10 또는 그 이상까지의 Q-값들을 획득하기 위해서, 본드-와이어(bond-wire)들이 상기 인덕터들을 위해 이용될 수 있다. 적어도 몇몇의 경우들에서, 외부 인 덕터들이 또한 더 큰 선택도를 위해 이용될 수 있다.
상기 믹싱 스테이지(128)의 출력이, 표준 VGA일 수 있는 VGA(134)에 의해 증폭된다. 약 10-30 dB의 이득을 제공하기 위해, 상기 VGA가 일반적으로 이용될 수 있다. 상기 VGA (134)에 의해 제공되는 이득의 양은, 상기 믹싱 스테이지(128)에 의해 제공되는 이득 및 필터링의 양뿐만 아니라 상기 VGA(124)에 의해 제공되는 이득에 기초하여 선택될 수 있다. 상기 VGA들(124 및 134)에 대한 이득 제어는 후술된다. 대안적인 실시예에서, 상기 VGA(124) 이후에 필터링이 존재하지 않거나 또는 추가적인 이득이 필요하지 않으면, 상기 VGA(134)는 선택적이고 배제될 수 있다.
도 4를 참조하면, 상기 아날로그 프로세싱 블록(104)의 예시적 실시예의 블록도를 도시한다. 개략적인 채널 신호를 생성하기 위해서, 상기 아날로그 프로세싱 블록(120)은 일반적으로 멀티-채널 텔레비전 신호(136)를 필터링하고 증폭한다. 이용되는 서로 다른 다양한 타입들의 아날로그 및 디지털 방송 표준들에 기인한 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 서로 다른 대역폭들을 수용하기에 충분한 필터들에 대해 대역폭들이 이용된다는 점에서, 상기 필터링은 개략적 필터링(coarse filtering)으로 지칭된다. 상기 대역폭들은, 아날로그 회로에 기인한 임의의 가변성뿐만 아니라 원하는 텔레비전 채널 신호에서의 임의의 주파수 시프트들 또는 오프셋들을 수용하기에 충분히 넓거나 또는 크도록 선택될 수 있다. 이러한 가변성은, 컴포넌트 오차(component tolerance)들, 온도 및 전압 변화들(절대 주파수 및 신호 경로의 대역폭에서의 변화를 야기할 수 있음), 필터들의 밴드 에지들 근처에 서 발생하는 불규칙성들(상기 에지들을 푸시하지 않을 때에 효과들을 최소화하는 광대역을 이용함), 및 정밀한 아날로그 설계의 어려움의 용이화(보다 구체적으로, 필터들의 대역 통과를 정밀하게 설정하고 유지하는데 필요로 하는 조정)를 포함한다. 아날로그 및 디지털 방송 표준들에 대한 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적함으로써, 주파수에서의 이러한 변화들이 또한 허용될 수 있다. 아날로그 방송 표준들에 대해서, 상기 캐리어 추적은 원하는 텔레비전 채널에 대한 픽처 캐리어 및 오디오 캐리어를 추적하는 것과 유사하다(도 13B와 관련하여 후술할 바와 같이, 몇몇 실시예들에서는 오디오 캐리어 추적이 픽처 캐리어 추적에 종속될 수 있음에도 불구하고). 디지털 방송 표준들에 대해서, 상기 캐리어 추적은 선택적이지만, 실행될 때에는 중심 주파수와 같은 특정된 주파수를 추적하는 것과 유사하다. 예컨대, DVB-T 신호들이 8192개의 캐리어들을 갖는 것으로서 고려될 수 있음에도 불구하고, 상기 8192개의 캐리어 주파수들에 대한 중심 주파수를 특정하고 중간 캐리어 주파수를 추적함으로써 조정이 수행될 수 있다. 상기 캐리어 주파수 추적은 도 10, 12A, 13A, 13B, 17A 및 17B에서 후술한다. 수행될 때에, 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하기 위해 상기 캐리어 추적이 이용되고, 이는 원하는 텔레비전 채널 신호가 상기 디지털 프로세싱 블록(108)에서의 필터링 컴포넌트들의 대역폭에 남아있도록 보증한다. 이는 도 10과 관련하여 좀더 후술한다.
상기 아날로그 프로세싱 블록(102)은 제1 개략 대역통과 필터(150), 제3 VGA(152), 샘플 및 홀드 회로(154), 이산-시간 개략 대역통과 필터(156)(스위칭된 커패시터 구현에 기초할 수 있음), 이산-시간 VGA(158) 및 주파수 합성기(160)를 포함한다. 상기 VGA들(152 및 158)에 대한 이득 제어는 후술한다. 몇몇 예들에서, 상기 VGA들(152 및 158) 중에서 하나는 선택적이어서 대안적인 실시예들에서는 배제될 수도 있다. 만약 상기 개략 대역통과 필터(150)가 존재하지 않으면, 상기 VGA(152)는 필요하지 않다. 만약 상기 이산-시간 대역통과 필터(156)가 필요하지 않으면, 상기 VGA(158)는 필요하지 않을 것이다. 추가적으로, 상기 개략 대역통과 필터(150)는 별개의 또는 통합된 방식으로 구현될 수 있다. 상기 아날로그 프로세싱 블록(102)의 대안적인 실시예에서, 연속-시간 대역통과 시그마-델타 ADC가 이용되면, 상기 샘플-및-홀드 회로(154)가 필요하지 않고 상기 ADC는 다른 필터들에 대한 필요를 잠재적으로 배제하는 고유의 앤티-앨리어싱(anti-aliasing)을 갖는다. 또한, 상기 필터(156)는 연속-시간 필터이고, 상기 VGA(158)는 연속 시간 가변적 이득 증폭기이다.
일반적으로, 상기 아날로그 프로세싱 블록(104)은 개략 채널 신호(162)를 제공하기 위해 멀티-채널 텔레비전 신호(136)를 프로세싱하는데, 상기 개략 채널 신호(162)는 하나 이상의 인접한 텔레비전 채널 신호들의 부분들, 또는 전체뿐만 아니라 상기 원하는 텔레비전 채널 신호(22)의 주파수 내용을 포함한다. 몇몇 구현들에서, 상기 개략 채널 신호(162)는 10-20 MHz의 범위를 갖는 대역폭을 가질 수 있고, 몇몇 경우들에서는 약 10 MHz일 수 있으며, 따라서 몇몇 텔레비전 방송 표준들은 하나의 완전한 채널 및 두 개의 부분적 채널들(예컨대 도 5B 참조) 또는 두 개의 완전한 텔레비전 채널 신호들을 포함할 수 있다. 상기한 다양한 이슈들을 해결하는데 충분한 대역폭에 상기 개략 채널 신호(162)를 제공하기 위해서, 상기 아 날로그 프로세싱 블록(104)은 분산된 개략 필터링을 이용한다. 이것에 대해서는 후술한다.
상기 개략 대역통과 필터(150)는 연속적인 이산 시간 샘플링에 기인한 앨리어싱을 방지하기 위해서뿐만 아니라 원하지 않는 텔레비전 채널 신호들을 제거하기 위해서, 다른 레벨의 필터링을 제공한다. 또한 상기 개략 대역통과 필터(150)는, 상기 믹싱 스테이지(128)가 상기 원하는 텔레비전 채널 신호를 믹싱하는 주파수에 거의 집중된다. 상기 개략 대역통과 필터(150)의 대역통과의 크기는 중요한 개략 주파수 영역(170c)(도 5C 참조)을 통과할 만큼 충분히 크고, 이는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호 및 적어도 하나 또는 그 이상의 인접한 텔레비전 채널 신호들의 적어도 일부들을 포함한다.
다른 믹서가 중요한 개략 주파수 영역을 IF로 시프트될 필요가 없도록 서브-샘플링을 이용하게, 상기 샘플 및 홀드 회로(154)의 샘플링 레이트 및 상기 개략 대역통과 필터(150)의 대역폭이 선택될 수 있다. 상기 샘플링 레이트는 상기 중요한 개략 주파수 영역(170c)의 대역폭 - 일반적으로 약 10-20 MHz 범위일 수 있음 - 의 두 배 이상으로 선택된다. 하지만, 상기 개략 대역통과 필터(150)가 기가 헤르츠 범위의 중심 주파수를 갖는 10-20 MHz의 대역폭을 갖는 것은 실용적이지 않다. 오히려, 상기 샘플 및 홀드 회로(154)의 상기 샘플링 레이트는 상기 중요한 개략 주파수 영역(170c)의 두 배 이상보다 더 높게 설정될 수 있고, 이는 개략 대역통과 필터(150)의 대역통과, 천이 대역, 및 저지대역 필요조건들이 완화되도록 한다. 게다가, 상기 통과대역에서의 상기 개략 통과대역 필터(150)의 진폭 응답 또한 일 정할 필요가 없는데, 이는 도 9와 관련하여 후술할 바와 같이 상기 진폭 응답이 디지털로 교정될 수 있기 때문이다. 하지만, 다른 실시예들에서는, 직접 샘플링, 또는 서브-샘플링보다는 오버-샘플링과 같은 다양한 타입의 샘플링들이 이용될 수 있다.
상기 샘플 및 홀드 회로(154)에 의해 이용되는 샘플링 주파수, 중요한 주파수 영역(170c)의 대역폭, 및 ADC(106)에 대해 필요로 하는 분해능(resolution)의 양과 관련하여, 상기 개략 대역통과 필터(150)에 의해 제공되는 감쇠(attenuation)의 양이 선택된다. 예를 들면, 상기 샘플 및 홀드 회로(154)가 500 MHz의 샘플링 레이트를 이용하고, 상기 개략 대역통과 필터(150)의 통과대역이 약 500 MHz이며, 상기 믹싱 스테이지(128)가 상기 원하는 텔레비전 채널 신호를 1.125 GHz로 믹싱한다고 가정한다. 언더샘플링으로도 알려진 이러한 서브-샘플링은, 원래는 1.125 GHz 영역에 있었던 원하는 텔레비전 채널 신호의 이미지를 125 MHz로 위치시키고, 250 MHz의 배수에 중점을 둔 상기 개략 대역통과 필터(150)의 출력 신호(170)의 다른 이미지들(170a 및 170b)은 도 5C에 도시된 바와 같이 125 MHz로부터 떨어지도록 위치시킨다. 알 수 있는 바와 같이, 상기 개략 대역통과 필터(150)에 의해 제공되는 감쇠는, 서브-샘플링된 버전의 출력(170)이 이미지들(170a 및 170b)과 중첩되도록 한다. 하지만, 상기 개략 대역통과 필터(150)에 의해 제공되는 감쇠는, 서브-샘플링된 버전의 상기 중요한 개략 주파수 영역(170c) 및 상기 이미지들(170a 및 170b)의 경계(skirt)들 사이의 중첩 영역에 있도록 선택되고, 상기 ADC(106)가 중요한 주파수 영역을 샘플링할 때에 애일리어싱 없이 적절한 양의 분해능을 제공하 기 위해서, 상기 이미지들(170a 및 170b)의 경계들이 충분히 감쇠된다. 예를 들면, 적어도 몇몇 경우들에서, 상기 ADC(106)가 12-비트의 분해능을 갖도록 보증하기 위해, 감쇠의 양은 +/- BW/2에서 적어도 -74 dB일 수 있고, 여기서 BW/2는 상기 개략 대역통과 필터(150)의 대역폭의 절반이다. 더 높은 Q를 갖는 인덕터들이 이용되면, 더 작은 대역폭이 상기 개략 대역통과 필터(150)에 대해 선택될 수 있음이 주목되어야 한다. 예컨대, Q를 5까지 증가시키고 대역폭을 약 250 MHz 정도로 감소시키기 위해서, Q-향상된 인덕터들, 본드-와이어들 등이 이용될 수 있다.
몇몇 구현들에서, 상기 개략 대역통과 필터(150)는 6차 필터(도 6A 참조)로서 구현될 수 있고, 상기 6차 필터는 상기 믹싱 스테이지(128)에서 이용되는 상기 LC 탱크 필터들과 유사한 2차 LC 탱크 필터 스테이지들 3개를 직렬로 연결하여 구현될 수 있다. 상호 간의 작용을 방지하기 위해서, 각각의 탱크 필터 스테이지는 버퍼에 의해 분리될 수 있다. 각각의 연속한 LC 탱크 필터 스테이지로 신호 전력이 감소될 때에 적당한 신호 레벨을 유지하는 것을 돕기 위해서, 각각의 버퍼는 이득 제어의 분산된 소스로서 이용될 수 있다. 상기 대역통과 필터(138)의 전체 Q는 약 12일 수 있다. 상기 개략 대역통과 필터(150)는 당업자에 의해 널리 알려진 바와 같은 다른 방법들을 이용하여 구현될 수도 있다.
상기 샘플 및 홀드 회로(154)는 서브 샘플링을 수행하기 위해서 상기 주파수 합성기(160)에 의해 타이밍 신호를 제공받는다. 필요하면 서브-샘플링의 레이트가 변화될 수 있도록, 상기 주파수 합성기(160)는 상기 디지털 프로세싱 블록(108)로부터 타이밍 제어 신호(166)를 수신한다. 구경 윈도우(aperture window)는 상기 샘플 및 홀드 회로(154)와 관련되고, 상기 멀티-채널 텔레비전 신호(136)가 상기 ADC(106)의 최하위비트로 변화될 수 있도록 상기 구경 윈도우의 길이가 선택될 수 있다. 상기 샘플 및 홀드 회로(154) 이후의 모든 블록들이 이산-시간 컴포넌트들로 구현됨이 이해되어야 한다.
상기 개략 대역통과 필터(156)는 다른 레벨의 필터링을 제공하기 위해 이용될 수도 있다. 이러한 예를 위해서, 상기 개략 대역통과 필터(156)는 125 MHz에 중심을 둔 통과대역을 갖는 스위칭된 커패시터 필터로서 구현될 수 있다. 유사하게, 상기 개략 대역통과 필터(156)는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 개략 채널 신호 출력을 제공할 수 있다. 하지만, 인접한 텔레비전 채널 신호가 원하는 텔레비전 채널 신호보다 35 내지 40 dB 더 클 수 있는(이것은 텔레비전 방송 표준에 따름) 보다 극단적인 블로킹 프로파일들을 다루기 위해서 상기 개략 대역통과 필터가 더 많은 양의 감쇠(즉, 롤오프(rolloff)가 더 큼)를 제공한다는 점에서, 상기 개략 대역 통과 필터(156)는 상기 개략 대역통과 필터(150)보다 더 정밀한 전달 함수(transfer function)를 갖는다. 몇몇 구현들에서, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 신호대잡음비(SNR)를 더 향상시키기 위해서, 상기 개략 대역통과 필터(156)는 상기 개략 대역통과 필터(150)의 롤오프보다 더욱 경사진(steep) 롤오프를 갖는 8차 필터(도 6B 참조)로서 실현될 수 있다. 몇몇 경우들에서, 상기 ADC(106)의 분해능이 개략 채널 신호를 디지털화하고 원하는 텔레비전 채널 신호를 필수적인 정확도로 변화시키는데 충분하도록 상기 개략 채널 신호(162)의 전력을 제한하기 위해서, 상기 개략 대역통과 필터(156)이 또한 이용될 수 있다.
상기 VGA들(152 및 158)은 개략 대역통과 필터들에 의해 수행되는 필터링의 양 및 수신된 신호의 레벨에 기초하여, 상기 개략 대역통과 필터들(150 및 156) 각각의 출력으로 적절한 양의 이득을 제공할 수 있다. 게다가, 다양한 RF 신호 블로킹 프로파일들(예컨대, 도 1B에 도시된 것 중 하나)에 기인하여, 다양한 이득 조합들이 향상된 성능을 얻기 위해 선택될 수 있다. 따라서, VGA들(124, 134, 152, 158)은 이득 또는 감쇠의 분배량(distributed amount)을 더 효율적으로 적용하기 위하여 디지털 프로세싱 블록(108)으로부터 이득 제어 신호들(138, 142, 164, 168)을 수신한다.
디지털 프로세싱 블록(108)은 이득/감쇠의 양과 최적 분배를 결정한다. 디지털 프로세싱 블록(108)은 다수의 방식들로 이득 분배를 결정할 수 있다. 예컨대, 디지털 프로세싱 블록(108)은 전력 미터(126)에 의하여 측정된 측정치들에 기초하여 이득 분배를 결정할 수 있다. 이러한 경우에, 전력 미터(126)는 디지털 프로세싱 블록(108)에 아날로그 신호 정보(144)를 제공한다(이는 디지털 방식으로 제공될 수 있다). 대안적으로, 디지털 프로세싱 블록(108)은 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)의 이득을 제어하기 위하여 다른 방법들을 사용할 수 있으며, 이 경우 전력 미터(126)는 선택적일 수 있다.
일반적으로, RF 프로세싱 블록(102) 및 아날로그 프로세싱 블록(104)에 의하여 제공된 이득량은 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)의 다양한 위치들에서의 신호들의 민감도(sensitivity) 및 왜곡에 영향을 주기 위하여 조정될 수 있다. 아날로그 프로세싱 블록(104)에 의하여 제공된 이득량은 블록들(102, 104)의 왜곡량을 제어하면서 ADC(106)의 입력 레인지(range)가 완전하게 이용되도록 조정될 수 있다. 어떤 경우에, RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)에 의하여 제공된 전체 이득량은 100dB 정도일 수 있다. 사용될 수 있는 이득 제어 기술들은 도 15 및 도 16A-16C를 참조로 하여 이하에서 더 상세히 기술된다.
ADC(106)는 디지털화된 개략 채널 신호(172)를 제공하기 위하여 아날로그 프로세싱 블록(104)의 출력을 디지털화한다. 디지털화된 개략 채널 신호(172)는 원하는 텔레비전 채널 신호, 및 텔레비전 방송 표준에 따른 하나 이상의 인접한 텔레비전 채널 신호들의 부분들을 포함한다. RF 프로세싱 블록(102) 및 아날로그 프로세싱 블록(104)의 다양한 컴포넌츠들에 의하여 제공되는 개략 필터링은 ADC(106)을 위하여 필요한 비트들의 수를 지시(dictate)한다. 만일 믹싱 스테이지(130) 및 개략 채널 필터들(150, 156)이 더 큰 필터링을 제공하면, ADC(106)는 적은 수의 비트들로 구현될 수 있다. 따라서, 이들 컴포넌츠들의 필터링 특징들을 선택하는 것은 필터링시 보다 큰 선택도를 제공하기 위한 복잡도 대 ADC(106)의 높은 분해능을 제공할 필요성간의 균형을 제공하기 위한 것이다.
ADC(106)는 11 또는 12개의 유효 비트들(1비트는 샘플링된 신호에 대하여 약 6dB의 분해능/이득을 제공한다)을 제공할 수 있는 대역통과 델타 시그마(BDS) ADC로 실현될 수 있다. BDS ADC는 디지털화를 위한 11 또는 12개의 유효 비트들을 생성하기 위하여 3-4개의 실제 비트들을 사용하여 매우 높은 레이트에서 오버샘플링한다. BDC ADC는 IF 주파수의 데이터를 출력한다. 그러나, 다른 구현들에서는 12-비트 나이퀴스트(Nyquist) 레이트 ADC를 사용하여 ADC(106)를 실현하는 것이 가 능할 수 있다.
대안 실시예들에서, 샘플 및 홀드 회로(154)와 개략 대역통과 필터(156)는 만일 연속-시간 대역통과 시그마-델타 변환기가 ADC(106) 대신에 사용되면 통상적인 연속-시간 VGA를 가진 VGA(158)와 연속-시간 필터로 실현될 수 있다. 어떤 경우에, 로패스 ADC는 아날로그 프로세싱 블록(104)에서의 적절한 필터링이 로패스 ADC에 선행하는 경우에 사용될 수 있다. 입력 중간 주파수는 또한 변경될 수 있다.
또한, 대안 실시예들에서, 원하는 텔레비전 채널 신호의 주파수 범위 뿐만아니라 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)에 의하여 사용되는 임의의 믹싱 또는 다른 주파수 시프팅에 따라, 아날로그 프로세싱 블록(102)과 관련하여 기술된 개략 대역통과 필터들의 적어도 일부분을 개략 로패스 필터들로 대체하는 것이 가능하다.
이제 도 7를 참조하면, 도 7에는 디지털 프로세싱 블록(108)의 예시적인 실시예의 블록도가 도시되어 있다. 디지털 프로세싱 블록(108)은 입력 필터링 블록(180), 비디오 프로세싱 블록(182), 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들(184, 186), 및 오디오 프로세싱 블록(188)을 포함한다. 디지털 프로세싱 블록(108)은 또한 디지털 프로세싱 블록(108)의 다양한 블록들을 제어하는 것 뿐만아니라 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)의 다양한 컴포넌츠들에 타이밍 및 제어 신호를 제공하는 제어 블록(190)을 포함한다. 디지털 프로세싱 블록(108)의 임의의 부분들은 샘플 및 홀드 클록 회로(154)에 의하여 사용된 샘플링 레이트에 따라 동작 하나, 다른 샘플링 레이트들이 또한 다운샘플링 또는 보간법을 사용함으로써 사용된다. 디지털 프로세싱 블록(108)은 일반적으로 아날로그 방송 표준에 따라 전송되는 신호들을 처리하는 아날로그 동작 모드 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는 신호들을 처리하는 디지털 처리 모드에서 동작하도록 구성된다.
디지털 프로세싱 블록(108)은 일반적으로 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 복구하기 위하여 디지털화된 개략 채널 신호(172)를 처리한다. 처리는 원하는 텔레비전 채널 신호를 전송하기 위하여 사용된 텔레비전 방송 표준을 고려한다. 디지털 프로세싱 블록(108)은 특정 구현에 따라 다양한 출력들을 생성할 수 있다. 이들 출력들은 일반적으로, 상이한 실시예들에서, PAL/SECAM/NTSC 포맷들의 CVBS(합성 비디오 기저대역 신호) 출력, 좌측 및 우측 채널 오디오 출력들, 오디오 검출기(도시안됨)에 의하여 추가로 처리될 수 있는 사운드 IF 출력, 및 예컨대 MPEG-2 디코더와 같은 다른 엘리먼트에 의하여 처리될 수 있는 디지털 트랜스포트 스트림을 제공하기 위하여 디지털 텔레비전 복조기에 의하여 처리될 수 있는 디지털 비디오 출력의 디지털화된 버전들의 다양한 조합들을 포함한다. 디지털 트린스포트 스트림은 하나 이상의 텔레비전 프로그램들의 오디오 및 비디오 정보를 나타내는 압축된 디지털 데이터를 포함한다. 부가적으로, 디지털 IF 출력은 외부 디지털 복조기에 제공될 수 있다. CVBS, 기저대역 오디오, 사운드 IF 및 디지털 IF 출력들의 디지털화된 버전들은 DAC 블록(110)을 사용하여 아날로그 형식으로 변환될 수 있다. 대안 실시예들에서, 이들 신호들은 추가 변환에 대한 필요성없이 다음 프로세싱 스테이지들에 디지털 형식으로 전송될 수 있다.
특히, 디지털화된 개략 채널 신호(172)는 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)를 제공하기 위하여 입력 필터링 블록(180)에 의하여 처리된다. 입력 프로세싱 블록(180)은 일반적으로 하향 변환(down conversion), 프리-필터링 및 다운샘플링의 조합을 제공한다. 입력 필터링 블록(180)은 또한 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)의 다양한 가변 이득 증폭기들의 이득을 세팅하는 컴포넌츠들을 포함한다. 그러나, 대안 실시예들에서, 이러한 기능은 제어 블록(190)에 의하여 제공될 수 있다. 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)는 원하는 출력 포맷에 따라 출력 신호들(194)을 제공하는 비디오 프로세싱 블록(182)에 의하여 처리된다. 출력 신호들(194)은 텔레비전 방송 표준이 아날로그인 경우에 단지 비디오 정보만을 포함한다. 그러나, 만일 텔레비전 방송 표준이 디지털이면, 출력 신호들(194)은 방송 표준에 따라 변조되는 포맷으로 비디오 및 오디오 콘텐츠를 포함한다. 게다가, 비디오 프로세싱 블록(182)은 2개의 동작 모드, 즉 원하는 텔레비전 채널 신호(22)가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될때 이 원하는 텔레비전 채널 신호(22)를 처리하기 위한 아날로그 동작 모드, 및 원하는 텔레비전 채널 신호(22)가 디지털 방송 표준에 따라 전송될때 이 원하는 텔레비전 채널 신호(22)를 처리하기 위한 디지털 동작 모드를 가진다. 이는 이하에서 더 상세히 설명된다.
만일 원하는 텔레비전 채널 신호(22)가 아날로그 방송 표준에 따라 전송되면, 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)는 또한 중간 오디오 신호들(196, 198)중 적어도 하나를 제공하는 제 1 및 제 2 오디오 분리 블록들(184, 186)중 적어도 하나에 의하여 처리된다. 대안 실시예들에 있어서, 도 13B와 관련하여 이하에서 더 상세히 설명되는 바와같이, 신호(192)를 수신하는 대신에, 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들(184, 186)은 비디오 프로세싱 블록(182)에 의하여 제공되는 신호의 처리된 버전을 수신할 수 있다. 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들(184, 186)은 또한 사운드 IF 신호들(SIF1, SIF2)을 제공할 수 있다. 그 다음에, 중간 오디오 신호들(196, 198) 및 사운드 IF 신호들(SIF1, SIF2)은 원하는 출력 포맷에 따라 오디오 출력 신호(200)를 제공하기 위하여 오디오 프로세싱 블록(188)에 의하여 처리된다. 제 1 및 제 2 오디오 분리 블록들(184, 186) 둘다는 아날로그 텔레비전 방송 표준이 2개의 오디오 캐리어들의 사용을 지시하는 상황들에 대하여 사용될 수 있다. 대안적으로, 이러한 경우에, 단일 오디오 분리 블록은 동시에 양 캐리어들을 분리하고, 추가 처리를 위하여 이들을 단일 SIF 접속을 통해 다운스트림 오디오 장치에 제공하기 위하여 사용될 수 있다. 단일 오디오 캐리어를 이용하는 아날로그 방송 표준들에서는 제 1 및 제 2 오디오 분리 블록들(184, 186)중 단지 하나만이 제어 블록(190)에 의하여 인에이블된다.
적어도 일부의 경우에, 제어 블록(190)은 또한 원하는 텔레비전 채널 신호에 대하여 사용된 텔레비전 방송 표준이 아날로그인지 또는 디지털인지를 결정하기 위하여 비디오 프로세싱 블록(182) 및 디지털 복조기로부터 신호들(B1, B2)을 각각 수신할 수 있다. 예컨대, 비디오 프로세싱 블록(182)은 우선 아날로그 동작 모드에서 동작될 수 있으며, 픽처 캐리어에의 로크(lock)가 적절한 기간에서 이루어지는 경우에 이러한 로크는 제어 블록(190)이 아날로그 동작 모드동안 디지털 프로세싱 블록(108)의 다양한 컴포넌츠들을 구성할 수 있도록 신호(B1)를 통해 식별된다 (도 12A 참조). 만일 로크가 획득되지 않으면, 제어 블록(90)은 디지털 동작 모드에서 동작하도록 비디오 프로세싱 블록(182)을 구성할 수 있으며, 원하는 텔레비전 채널 신호가 적절하게 복조되는지를 결정할 수 있다. 이와 관련하여, 디지털 복조기의 컴포넌츠(도 17B 참조)는 신호(B2)의 성공적인 복조를 표시할 수 있다.
제어 블록(190)은 또한 특정 타입의 아날로그 또는 디지털 텔레비전 방송 표준을 결정한다. 텔레비전 방송 표준을 결정하기 위한 한가지 방식은 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)에 포함되는 오디오 정보의 타입을 검출하는 것이다. 대안적으로, 텔레비전 수신기(100)는 특정 방송 표준을 위하여 구성될 수 있다. 이와 관련하여, 텔레비전 수신기(100)의 구조는 수신기(100)가 대량생산되도록 한후 임의의 파라미터들을 세팅하여 임의의 방송 표준에 따라 전송된 텔레비전 신호들을 처리할 수 있게 구성되도록 한다.
이제 도 8을 참조하면, 도 8에는 광대역 텔레비전 신호(10)를 전송하기 위하여 사용된 텔레비전 전송 방송 표준을 검출하기 위하여 사용될 수 있는 표준 검출 방법(250)의 예시적인 실시예의 흐름도가 도시되어 있다. 표준 검출 방법(250)은 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 텔레비전 신호인지를 검출하기 위한 디지털 검출 모드와 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 신호인지를 검출하기 위한 아날로그 검출 모드를 포함한다. 이는 비디오 및 오디오 프로세싱 블록들(182-188)로부터 피드백을 수신하는 것을 포함한다. 일단 원하는 텔레비전 채널 신호의 대역폭이 발견되면, 제어 블록(190)은 디지털 프로세싱 블록(108)에 대한 동작 모드 및 대역폭(BW)을 세팅한다.
단계(252)에서, 표준 검출 방법(250)은 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준으로 전송되었는지의 여부를 결정하기 위하여 디지털 검출 모드로 진입한다. 제 1 디지털 방송 표준이 선택되며, 방법(250)은 당업자에게 공지된 방법들을 사용하여 선택된 디지털 방송 표준에 따라 원하는 텔레비전 채널 신호를 복조하고 디코딩하는 것을 시도한다. 만일 로크가 획득되면, 방법(250)은 단계(256)로 이동하며, 디지털 수신 모드동안 비디오 프로세싱 블록(182)의 다양한 블록들에서 사용되는 대역폭을 세팅한다. 만일 로크가 획득되지 않으면, 방법(250)은 체크(check)할 임의의 다른 디지털 방송 표준들이 존재하는지를 결정하기 위하여 단계(258)로 이동한다. 만일 그렇다면, 다른 디지털 방송 표준이 체크되며, 방법(250)은 단계(254)로 다시 이동한다. 만일 체크할 디지털 방송 표준들이 더 존재하지 않으면, 방법(250)은 단계(260)로 이동한다.
단계(260)에서, 방법(250)은 아날로그 검출 모드로 진입한다. 단계(262)에서, 방법(250)은 캐리어 주파수에 로크하는 것을 시도한다. 만일 캐리어 주파수가 로크되면, 방법(250)은 캐리어 주파수가 오디오 캐리어가 아니고 픽처 캐리어 주파수라는 것을 확인해야 한다. 캐리어 주파수에 로크하고 이것이 픽처 캐리어라는 것을 확인하기 위하여 여러 기술들이 사용될 수 있다. 이들 기술들중 한 기술은 동기 정보가 로크된 캐리어 주파수와 연관되는지를 결정하기 위하여 동기 디코딩의 개략적 버전을 사용하는 것을 포함한다. 만일 로크가 픽처 캐리어 주파수에 대하여 이루어졌다면 방법(250)은 단계(264)로 이동하며, 그렇치 않으면 방법(250)은 픽처 캐리어 주파수에 로크하는 것을 계속해서 시도한다. 개략 동기 검출 방법은 로크된 캐리어가 픽처 캐리어라는 것을 검증하기 위하여 필드당 라인들을 계수하는 단계를 포함한다.
단계(264)에서, 방법(250)은 오디오 캐리어의 위치를 결정하는 것을 시도한다. 이를 달성하기 위하여, 아날로그 방송 전송 표준에 기초하여 오디오 캐리어의 가능한 위치들을 포함하는 룩-업 테이블이 참고될 수 있다. 방법(250)은 오디오 캐리어가 그 위치에서 존재하는지를 결정하기 위하여 픽처 캐리어 주파수로부터 가장 멀리 떨어져 배치된 오디오 캐리어에서 시작할 수 있다. 만일 신호가 오디오 캐리어 주파수에서 발견되면, 오디오 신호가 있는 것으로 가정되나 개략 동기 디코딩을 수행함으로써 그것이 다른 픽처 캐리어가 아닌지를 확인하기 위하여 체크될 수 있다. 만일 오디오 캐리어의 위치가 결정되지 않으면, 방법은 위치결정된 픽처 캐리어로부터 두번째로 멀리 떨어져 있는 오디오 캐리어를 조사하며 오디오 캐리어를 디코딩할때까지 이러한 프로세스를 반복한다. 만일 오디오 캐리어가 검출되면, 방법(250)은 일부 아날로그 방송 표준들이 2개의 오디오 캐리어들을 사용하기 때문에 제 2 오디오 캐리어를 탐색할 수 있다. 일단 단일 또는 이중 오디오 캐리어들이 검출되면, 방법(250)은 디지털 프로세싱 블록(108)에 대한 동작 모드 및 BW를 세팅하기 위하여 단계(256)로 이동한다. BW는 오디오 신호가 비디오 경로에서 충분히 감쇠되도록 하기 위하여 (픽처 캐리어 주파수 및 오디오 캐리어 주파수간의 차이) - (수백 KHz)이도록 세팅될 수 있다.
만일 오디오 캐리어의 위치가 단계(264)에서 결정되지 않으면, 방법(250)은 다음 픽처 캐리어 신호를 탐색하기 위하여 단계(266)로 이동한다. 다음 픽처 캐리 어 신호에 대한 탐색 레인지는 아날로그 방송 전송 표준들에서 사용되는 가장 넓은 대역폭 및 보호 대역(guard band)일 수 있다. 만일 픽처 캐리어 신호의 위치가 결정되지 않으면, BW는 아날로그 방송 전송 표준들에 대한 최대 대역폭으로 세팅될 수 있다. 만일 다른 픽처 캐리어가 발견되면, 대역폭은 초기에 위치 결정된 픽처 캐리어 주파수와 비교하여 새로이 위치결정된 픽처 캐리어 주파수의 거리에 기초하여 결정될 수 있다.
원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 검출된 텔레비전 방송 표준에 기초하여, 제어 블록(190)은 비디오 프로세싱 블록(182)의 동작 모드를 제어하기 위하여 비디오 프로세싱 블록(182)에 비디오 제어 정보 신호(202)를 제공한다. 제어 블록(190)은 또한 제 1 및 제 2 오디오 분리 블록들(184, 186)과 오디오 프로세싱 블록(188)에 오디오 제어 정보 신호들(204, 206, 208)을 제공한다. 일반적으로, 오디오 제어 정보(204, 206, 208)는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대하여 사용된 텔레비전 방송 표준이 아날로그일때 블록들(184, 186, 188)을 인에이블한다. 이러한 경우에, 오디오 제어 정보(204, 206)는 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)에서의 오디오 캐리어들의 수에 따라 오디오 블록들(184, 186)중 적어도 하나를 인에이블한다. 오디오 제어 정보(204, 206, 208)는 이하에서 더 상세히 논의되는 다른 동작 파라미터 값들을 포함할 수 있다. 제어 블록(190)은 또한 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)에 제어 및 타이밍 정보 신호들(210)을 제공한다. 이러한 정보는 텔레비전 수신기(100)의 사용자가 보기를 원하는 텔레비전 채널에 기초하여 입력 정보(212)로부터 유도된다. 제어 및 타이밍 정보(210)는 다양한 합성기들의 주파수들 뿐만아니라 샘플링 레이트들을 제어하기 위하여 사용된다.
이제 도 9를 참조하면, 도 9에는 입력 필터링 블록(180)의 예시적인 실시예의 블록도가 도시되어 있다. 입력 필터링 블록(180)은 회전 제어 신호(302)를 수신하는 주파수 회전기(즉, 하향-변환기 또는 디지털 믹싱이기)(300), 데시메이션 필터링 블록(304), 이퀄라이저(306) 및 아날로그 이득 제어 블록(308)을 포함한다. 대안 실시예들에서, 아날로그 이득 제어 블록(308)은 상이한 블록에 배치될 수 있다는 것에 유의해야 한다. 게다가, 일부 대안 실시예들에서, 아날로그 이득 제어 블록(308)의 기능은 제어 블록(190)에 의하여 제공될 수 있다.
주파수 회전기(300)는 관심 개략 주파수 레인지(170c)가 지금 DC에 대하여 중심에 배치되도록 기저대역에 대하여 하향 변환을 수행함으로써 디지털화된 개략 채널 신호(172)를 처리한다. 하향-변환량은 프리 러닝(free-running) 이산 시간 오실레이터(도시안됨)에 의하여 제공되는 회전 제어 신호(302)에 의하여 제어된다. 관심 레인지의 중심 주파수의 4배인 샘플링 레이트의 선택은 회전이 90도 증가하여 발생하기 때문에 회전기(300)가 곱셈기들에 대한 필요성없이 구현될 수 있도록 한다. 주파수 회전기(300)는 처리 효율성을 개선하기 위하여 직교 신호들, 즉 동위상(I) 및 직교위상(Q) 신호들을 생성한다. 이때, I 및 Q 신호들은 당업자에게 공지된 바와같이 개별 I 및 Q 신호 경로들에 의하여 처리된다. 두배/두꺼운 라인들을 가진 단지 하나의 신호 경로만이 설명을 단순화하기 위하여 I 및 Q 신호 경로들을 나타내기 위하여 도시된 것에 유의해야 한다. 그러나, 2개의 I 및 Q 입력들과 2개의 I 및 Q 출력들을 가진 블록들이 실제로 2개의 블록들로 구현된다는 것을 이 해해야 하며, 여기서 하나의 블록은 I 신호를 처리하며, 다른 블록은 Q 신호를 처리한다. 이러한 명명법(nomenclature)이 또한 다른 도면들에서 사용된다.
데시메이션 필터링 블록(304)은 원치않는 신호 성분들을 제거하고 샘플링 레이트를 감소시켜 다음 프로세싱 스테이지들을 단순화하기 위하여 주파수 회전기(300)의 출력에 일부 로패스 필터링 및 다운-샘플링을 제공한다. 필터링은 ADC(106)에 의하여 제공된 디지털화로부터 발생하는 양자화 잡음을 제거한다. 만일 대역통과 시그마 델타 변환기가 ADC(106) 대신에 사용되면, 필터링은 주파수 회전기(300)의 I 및 Q 출력 신호들의 잡음형 스펙트럼 레인지들을 감쇠시키도록 설계될 수 있다. 그 다음에, 데시메이션 필터링 블록(304)은 디지털 프로세싱 블록(108)의 다른 블록들이 더 효율적으로 동작할 수 있도록 다운-샘플링을 수행한다. 예컨대, 다운샘플링은 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)와 연관된 샘플링 레이트가 대략 31.25MHz에 있도록 수행될 수 있다. 데시메이션 필터링 블록(304)에 의하여 제공된 로패스 필터링의 양은 또한 당업자에게 공지된 바와같이 다운샘플링의 양에 비례한다.
그 다음에, 데시메이션 필터링 블록(304)의 출력은 이퀄라이저(306)에 의하여 처리된다. 이퀄라이저(306)는 선택적이며, 등화 기능이 다른 하단 엘리먼트에 의하여 제공될 수 있는 경우에 필요치 않다는 것에 유의해야 하며, 예컨대 등화는 비디오 프로세싱 블록(182)의 출력 신호(194)를 수신하는 디지털 복조기(도시안됨)에 의하여 제공될 수 있다. 이퀄라이저(306)의 기능은 또한 출력 신호(194)에 대하여 요구된 성능 레벨에 따라, 아날로그 방송 표준에 따라 전송되는 텔레비전 신 호들을 처리할때 선택적일 수 있다. 따라서, 어떤 경우들에서, 이퀄라이저(306)는 디스에이블되거나 또는 포함되지 않을 수 있다.
이퀄라이저(306)는 아날로그 프로세싱 블록(104)의 필터들(152, 156)에 의하여 제공된 비이상적인 필터링을 보상하기 위하여 다운샘플러의 I 및 Q 출력을 처리한다. 따라서, 이퀄라이저(306)는 마치 필터들(152, 156)이 평탄한(flat) 인밴드 응답 및 개선된 그룹 지연 응답을 가지는 것처럼 보이게 하도록 등화를 달성한다. 이퀄라이저(306)는 단일-종단(single-ended) 실제 출력 신호(192)를 제공하기 위하여 I 및 Q 신호들을 결합할 수 있다. 대안적으로, 일부 대안 실시예들에 있어서, 이퀄라이저(306)는 디지털 프로세싱 블록(108)의 다른 블록들에 의하여 적절하게 처리되는 I 및 Q 출력 신호들을 제공할 수 있다.
이퀄라이저(306)는 당업자에게 공지된 다양한 방식들로 구현될 수 있다. 예컨대, 이퀄라이저(306)는 등화를 수행하기 위하여 실수 또는 허수 FIR 필터를 포함할 수 있으며, 이퀄라이저(306)의 필터들이 더 효율적으로 구현될 수 있도록 샘플링 레이트의 임의의 부분만큼 신호를 시프트시키기 위하여 여러 캐스케이드(Cascaded) 필터들 뿐만아니라 주파수 회전기를 포함할 수 있다. 이러한 경우에, 블록들(182, 184, 186)은 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)를 다시 기저대역으로 시프트시키기 위하여 대응하는 주파수 회전기를 포함한다.
ADC(106)의 출력은 또한 아날로그 이득 제어 블록(308)에 제공된다. 아날로그 이득 제어 블록(308)의 목적은 RF 및 IF 스테이지들의 이득 세팅들을 조절하여 ADC(106)에 제공된 신호의 레벨을 조절함으로써 결국 원하는 텔레비전 채널 이득의 품질을 향상시키는 것이다. 이는 ADC(106)로부터의 출력 레벨이 측정되어 미리 세팅된 기준 레벨과 비교되는 피드백 루프를 사용하여 수행될 수 있다. 만일 측정된 레벨이 기준 레벨보다 낮으면 이득이 증가되는 반면에, 만일 측정된 레벨이 기준 레벨보다 높으면 이득은 감소된다. 따라서, 기준 레벨은 안테나(120)로부터의 신호 레벨이 변화할때조차 루프가 유지하기 위하여 찾는 타겟 레벨로서 간주될 수 있다. 아날로그 이득 제어 블록(308)은 도 16A-16C와 관련하여 더 상세히 기술되는 상기 이득 제어 기술을 수행할 수 있다.
아날로그 이득 제어 블록(308)은 디지털적으로 구현되며, RF 프로세싱 블록(102)에서 RF 이득 제어 신호들(138, 142)을 각각 VGA들(124, 134)에 제공한다. 아날로그 이득 제어 블록(228)은 또한 만일 증폭기들이 존재하는 경우(증폭기들은 선택적이라는 것에 유의해야 한다) 아날로그 프로세싱 블록(104)의 VGA들(152, 158)에 각각 IF 이득 제어 신호들(164, 168)을 제공한다. 아날로그 이득 제어 블록(308)은 도 15를 참조로하여 기술된 이득 제어 방법 또는 이하에서 더 상세히 기술되는 다른 방법들을 수행할 수 있다. 대안 실시예들에서, 전력 미터(126)에 의하여 제공된 정보를 이용하는 이득 제어 시스템이 구현될 수 있으며, 이 경우에 아날로그 이득 제어 블록(308)은 또한 아날로그 신호 정보(144)를 수신한다.
이제 도 10을 참조하면, 도 10에는 비디오 프로세싱 블록(182)의 예시적인 실시예의 블록도가 도시되어 있다. 비디오 프로세싱 블록(182)은 캐리어 주파수 복구, 리샘플링 및 필터링을 일반적으로 수행함으로써 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)를 처리한다. 비디오 프로세싱 블록(182)은 또한 스퍼(spur)들 등에 의하여 유발된 잡음 및 시스템적 변형을 포함하는 위상 섭동(perturbation)들을 보상함으로써 위상 잡음 감소를 수행할 수 있다. 언급된 바와같이, 비디오 프로세싱 블록(182)은 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 전송되는지 또는 아날로그 텔레비전 방송 표준에 따라 전송되는지의 여부에 따라 디지털 동작 모드 또는 아날로그 동작 모드에서 동작한다.
비디오 프로세싱 블록(182)은 제 1 주파수 회전기(350), 비디오 전-다상(pre-polyphase) 필터(352p), 제 1 비디오 다상 필터(352), 비디오 리샘플링 제어 블록(354), 비디오 필터(356), 디지털 VGA(358), 다중화기(360), 디지털 이득 제어 블록(362), 제 2 주파수 회전기(364), 픽처 캐리어 복구 블록(366), 출력 이퀄라이저(388), 제 2 비디오 다상 필터(368), 업-샘플링 블록(370), 및 디지털 대 아날로그 변환기(DAC)(372)를 포함한다. 비디오 전-다상 필터(352p), 제 1 비디오 다상 필터(352), 비디오 리샘플링 제어 블록(354) 및 비디오 필터(356)는 비디오 필터 스테이지인 것으로 고려될 수 있다. 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 캐리어 복구 필터(374), 제 1 위상 회전기(376), 캐리어 복구 블록(378), AGC 필터(380), 제 2 위상 회전기(382), 잔류 측파대(VSB: Vestigial Side Band) 필터(384), 제 3 위상 회전기(386), 과변조(overmodulation) 필터(406), 및 과변조 진폭 검출기(408)를 포함한다.
제어 블록(190)은 비디오 프로세싱 블록(182)이 아날로그 동작 모드에서 동작하는지 또는 디지털 동작 모드에서 동작하는지를 제어하기 위하여 모드 제어 신호(388)를 제공한다. 모드 제어 신호(388)는 어느 이득 제어 신호가 디지털 VGA(358)에 제공되는지를 선택하기 위한 선택 입력으로서 다중화기(360)에 제공된다. 이는 이하에서 더 상세히 기술된다. 모드 제어 신호(388)는 또한 아날로그 동작 모드동안 픽처 캐리어 복구 블록을 인에이블하거나 또는 디지털 동작 모드동안 이 블록을 디스에이블하기 위하여 픽처 캐리어 복구 블록(366)에 제공된다.
디지털 및 아날로그 동작 모드들에서, 주파수 회전기(350)는 일반적으로 원하는 텔레비전 채널이 DC에 대하여 중심에 배치되도록 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)의 주파수 콘텐츠를 시프트시킨다. 아날로그 수신의 경우에, 원하는 채널의 잔류 측파대를 포함하는 비디오 정보는 DC에 대하여 중심에 배치된다. 디지털 수신의 경우에, 전체 채널이 유사하게 중심에 배치된다. 이들 양 경우는 일반적으로 도 11A에 도시된다. 주파수 회전기(350)는 또한 동위상 I 및 직교 위상 Q 신호들을 생성하며, 비디오 프로세싱 블록(182)의 대부분은 I 및 Q 신호들을 처리하기 위하여 2개의 신호 경로들을 포함한다. 그러나, 알려진 그리고 알려지지 않은 엘리먼트들로 인하여 원하는 텔레비전 채널의 주파수 콘텐츠의 위치에서 어느 정도 오프셋이 존재한다. 오프셋 정도는 일부 상황들에서 디지털 동작 모드와 비교하여 아날로그 동작 모드에 대하여 클 수 있다. 오프셋의 일부분은 주파수 합성기(132)에서 개략 스텝 크기 또는 정밀 스텝 크기를 사용함으로 인하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 주파수 콘텐츠의 개략적 포지셔닝(positioning)으로부터 유발된다. 그러나, 부가적인 오프셋은 주파수 합성기(132), 및 목표된 텔레비전 채널 신호(22)를 수신기(100)에 전송하는 전송기, 또는 다른 하드웨어의 주파수 허용 오차들로부터 발생한다. 이들 오프셋들은 공지되지 않았고 또한 수정되어야 한다.
디지털 동작 모드에서, 오프셋 수정은 디지털 복조기(도시되지 않음) 같은 다른 구성요소에 의해 추후 스테이지에서 수행될 수 있다. 당업자는 디지털 방송 표준에 따라 방송하는 텔레비전 채널 신호들에 대한 오프셋을 수정하기 위해 디지털 복조기에 사용될 수 있는 기술들과 친밀하다. 따라서, 몇몇 실시예들에서, 디지털 동작 모드 동안 주파수 회전기(rotator)(350)에 제공된 피드백 신호가 없다. 오히려 비디오 프로세싱 블록(182)은 고정되거나 공지된 주파수 시프트가 오프셋에도 불구하고 DC에 관한 개략 주파수 영역의 중심을 맞추기 위해 신호를 기저대역에 시프트하도록 처리되어 디지털화된 개략 채널 신호(192)에 적용되는 경우 개루프 또는 프리 러닝 방식으로 동작할 수 있다. 따라서, RF 프로세싱 블록(102)에 사용된 오실레이터의 개략 단계 크기 또는 정밀 단계 크기의 사용으로 인한 에러들 또는 임의의 다른 공지된 주파수 오프셋 에러들로 인한 에러들 같은 캐리어 주파수의 공지된 주파수 오프셋 에러들은 이런 방식으로 주파수 회전기(350)를 통하여 대응 공지된 주파수 시프트를 적용하여 보상될 수 있다. 공지되지 않을 수 있는 다른 오프셋들의 수정은 다운스트림 디지털 복조기(도시되지 않음)에 의해 수행될 수 있다. 선택적으로, 디지털 복조기(예를 들어 도 17A 및 17B 참조)를 포함하는 다른 실시예들에서, 디지털 복조기는 처리되어 디지털화된 개략 채널 신호(192)에 적용된 시프트를 조절하기 위해 주파수 회전기(350)에 피드백 신호를 제공함으로써 오프셋에 무관하게 DC에 관하여 중심이 맞추어진다.
아날로그 동작 모드에서, 주파수(f1 내지 f2)의 아날로그 방송 텔레비전 신호 부분은 주파수 회전기(350)에 의해 DC 중심에 맞추어져야 한다. 예를 들어, 도 11B는 북미에서 사용된 바와 같은 NTSC 아날로그 텔레비전 채널 신호에 대한 주파수들(f1 내지 f2) 위치를 도시한다. 이것은 제 1 및 제 2 주파수 회전기들(350 및 364) 및 특정 캐리어 복구 블록(366)을 포함하는 피드백 루프를 사용하여 달성된다. 주파수 회전기(350)는 DC에 관한 목표된 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보 주파수 콘텐트의 중심을 맞추기 위해 처리되어 디지털화된 개략 채널 신호(192)에 가변 주파수 시프트를 적용한다. 초기 동작 중, 주파수 회전기(350)는 초기 주파수 시프트를 적용한다. 초기 주파수 시프트의 선택은 도 12A를 참조하여 보다 상세히 논의된다. 주파수 회전기(364)는 의 고정된 주파수 시프트를 적용하여 픽처 캐리어는 주파수 범위(f1 내지 f2)가 주파수 회전기(350)의 출력에서 DC에 관련하여 중심이 맞추어질 때 DC로 시프트된다. 처음에 픽처 캐리어가 오프셋 에러로 인해 DC에 정확하게 시프트될 수 없다는 것이 주지된다. 그 다음 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 픽처 캐리어 신호의 실수 위치를 검출함으로써 주파수 오프셋 에러를 추적하고 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)를 생성하며, 상기 피드백 신호(390)는 제공하는 주파수 시프트 양을 조절하기 위하여 주파수 회전기(350)에 제공된다. 시간에 걸쳐, 주파수 시프트의 이런 조절은 주파수 회전기(364)에 의해 제공된 고정된 주파수 시프트가 픽처 캐리어 신호를 DC로 이동하게 한다. 캐리어 복구 블록(366)의 동작은 하기에 추가로 상세히 기술된다.
주파수 회전기(350)의 출력은 원하지 않는 스펙트럼 성분들을 제거하기 위하여 로우 패스 필터링을 제공하는 비디오 전-다상 필터(352p)에 의해 처리된다. 비디오-전-다상 필터(352p)의 출력은 비디오 전-다상 필터(352p)의 출력에 대한 데이 터 샘플들의 수를 변경하기 위하여 보간을 제공하는 비디오 다상 필터(352)에 의해 처리된다. 비디오 다상 필터(352p)에 의해 수행된 보간 동작은 비디오 전-다상 필터(352p)의 출력의 다른 샘플된 버전을 제공하고 여기서 비디오 다상 필터(352)의 출력의 데이터 샘플들은 다른 일시적 위치들에 있고 비디오 전-다상 필터(252p)의 출력에 비견되는 다른 일시적 간격을 가진다. 비디오 다상 필터(352)의 최종 효과는 새로운 샘플링 레이트에 관련하여 정규화된 목표된 텔레비전 채널 신호의 대역폭이 비디오 필터(356)의 대역폭과 매칭하기 위하여 변환되도록 비디오 다상 필터(352)의 출력에서의 샘플링 레이트를 변경하는 것이다. 따라서, 비디오 다상 필터들(352 및 368)은 리샘플링 엘리먼트들로서 동작한다. 보간 양(즉, 리샘플링 양)은 리샘플링 제어 신호들(392 및 394)을 각각 비디오 다상 필터들(352 및 368)에 제공하는 비디오 리샘플링 제어 블록(354)에 의해 지시된다. 요구된 보간 정도는 제어 블록(190)에 의해 제공된 비디오 제어 정보(202)로부터 유도된 방송 정보 신호(286)에 의해 지시된, 제어 블록(190)에 의해 결정된 방송 전송 표준에 관련된다. 대안적인 실시예들에서, 비디오 리샘플링 제어 블록(354)의 기능은 제어 블록(190)에 의해 제공될 수 있다.
비디오 필터(356)의 고정된 차단 주파수인 파라미터(Wnull=fnull/fs(다상 출력))는 새로운 샘플링 레이트(fs(다상 출력))와 관련하여 정규화된다. 비디오 리샘플링 제어 블록(354)은 새로운 샘플링 레이트(fx(다상 출력))에 대한 값을 구성하여 fnull은 DC에 관하여 중심이 맞추어진 복소수 신호이기 때문에 목표된 텔레비전 채널 신호 대역폭의 절반에 대응한다. 파라미터(fnull)에 대한 값은 텔레비전 방송 표준을 바탕으로 가변한다. 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해, 목표된 텔레비전 채널 신호는 특정 방송 표준에 의해 정의된 특정 캐리어 주파수보다 큰 비디오 정보(fv), 및 모두 MHz의 픽처 캐리어 주파수 아래에 배치되고 도 11B에 도시된 잔류(vestigial) 측대역 부분(fVSB)를 포함한다. 따라서, fnull은 다음 공식에 의해 제공될 수 있다.
비록 다른 값들 또한 가능할 수 있지만, fVSB의 값은 다음 예들에서 0.75 MHz로 가정된다. Wnull의 값은 예를 들어 이런 특성을 가진 필터가 설계 고려 상에서 실제 트레이드-오프를 나타내기 때문에 설계적으로 0.31로 설정될 수 있다. 몇몇 예들은 다양한 아날로그 텔레비전 방송 표준들을 위해 아래에 도시된다.
DVB-T를 포함하는 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대해, 목표된 텔레비전 채널 신호의 대역폭은 다음 예들(fVSB는 적용되지 않음)에 의해 도시된 바와 같이 전체 채널 폭이다. 이전 예들에서처럼, fnull은 신호가 자연적으로 복소수이기 때문에 이런 대역폭의 절반으로서 얻어진다.
따라서, 가변 대역통과 필터로서 비디오 필터(356)를 구현하기 보다, 비디오 프로세싱 블록(182)은 비디오 필터(356)에 대해 고정된 대역폭을 이용하고 비디오 필터(356)에 제공된 데이터의 효과적인 샘플링 레이트를 변화시킨다. 비디오 다상 필터(352)의 출력은 동일한 물리적 클럭 레이트에 있지만 비디오 필터(356)의 통과 대역과 매칭하기 위하여 목표된 텔레비전 채널 신호의 스펙트럼 또는 대역폭을 조절하도록 새로운 유효 샘플링 레이트에 있다. 이런 프로세싱은 날카롭고 고정된 필터링 블록이 마치 가변 통과대역 크기를 가진 것처럼 사용되게 한다. 이것은 텔레비전 방송 표준들의 각각과 매칭하기 위해 다수의 다른 필터 전달 함수들에 대한 계수들이 필요하지 않기 때문에 보다 효과적으로 구현되게 한다. 오히려 비디오 필터(356)에 대해 단지 한 세트의 계수들이 저장된다. "리샘플링 처리" 비디오 프로세싱 블록(182)이 동일한 고정된 필터를 사용하여 6,7, 또는 8 MHz 같은 다른 대역폭들을 가진 텔레비전 채널 신호들을 필터링하게 한다. 게다가, 비디오 필터(356), 이퀄라이저(306), 및 아날로그 필터들(150 및 156)에 의해 제공된 필터링이 종래 텔레비전 수신기들에 통상적으로 사용된 SAW 필터에 의해 제공된 필터링과 근사하다는 것이 주지되어야 한다. 데시메이션(decimation) 필터링은 또한 데이터 샘플들의 수, 및 이에 따라 비디오 필터(356)에 사용된 계수들의 수를 감소시키기 위해 비디오 필터(356) 이전에 사용될 수 있다.
동일한 필터 계수들은 디지털 및 아날로그 동작 모드들에서 비디오 필터(356)에 의해 사용될 수 있다. 아날로그 수신 모드에서, 샘플 레이트는 비디오 필터(356)가 이전에 기술된 바와 같이 잔류(vestigial) 측대역 부분을 포함하는 목표된 텔레비전 채널의 비디오 정보를 분리하도록 조절된다. 디지털 수신 모드에서, 동일한 레이트는, 비디오 및 오디오 정보가 멀티플렉스된 데이터 스트림으로서 함께 전송되기 때문에, 비디오 필터(356)가 전체 디지털 채널을 통과시키도록 조절 된다. 도 11C는 북미에서 사용된 바와 같은, ATSC 디지털 방송 표준에 따르는 목표된 텔레비전 채널에 대한 예시적인 도면을 도시한다. 이 경우, 유효 대역폭은 비디오 필터(356)가 목표된 텔레비전 채널의 대역 에지들 상에 영향을 주지 않고 수신된 목표된 텔레비전 채널의 실제 주파수의 다소의 오프셋이 허용될 수 있도록, 목표된 텔레비전 채널의 대역폭보다 약간 넓게 설정될 수 있다. 비록 약간 넓은 필터 대역폭이 몇몇 경우들에서 도움을 줄 수 있지만, 만약 강력한 인접 채널이 존재하면 성능을 떨어뜨릴 수 있다. 좁은 필터 옵션은 목표된 텔레비전 채널과 정렬된 비디오 필터(356)의 유효 대역폭을 유지하기 위하여 디지털 복조기로부터 주파수 회전기(350)로 주파수 오프셋 피드백을 적용함으로써 적어도 몇몇 실시예들에서 원하는 효과들 없이 사용될 수 있다. 비디오 필터(356)는 당업자에게 일반적으로 공지된 바와 같이, 보다 효과적인 필터링 처리를 위해 보다 작은 필터들의 파이프라인으로 구현될 수 있다.
비디오 전-다상 필터(352p), 비디오 다상 필터(352) 및 비디오 필터(356)의 동작은 도 11D-11L(주파수 도메인은 이들 도면들에서 정규화된 주파수들이 아닌 실제 주파수들(Hz)로 표현됨)을 참조하여 보다 상세히 지금 기술될 것이다. 주파수 회전기(350)의 출력은 비디오 전-다상 필터(352p)에 의해 우선 처리된다. 도 11D에 도시된 바와 같이, 주파수 회전기(350)의 출력은 목표된 텔레비전 채널 신호 및 범위 밖 대역의 성분들을 포함한다. 비디오 전-다상 필터(352p)는 비디오 다상 필터(352)에 의해 리샘플링 후 일명 목표된 텔레비전 채널 신호 대역인 범위 밖 대역 및 관심 밖 스펙트럼 성분들 모두를 실질적으로 제거한다. 따라서, 비디오 전-다 상 필터(352p)는 주파수 회전기(350)의 출력의 고주파수 성분들을 감쇠시킨다. 전-다상 필터(352p)의 주파수 응답은 도 11D에서 점선으로 도시된다. 응답은 목표된 텔레비전 채널 신호의 대역 내에서 평탄하다. 전-다상 필터(352p)의 저지대역은 다상 필터(352)의 서브샘플링 비율을 지정한다. 전-다상 필터(352p)의 입력에서 스펙트럼 성분들이 다상 필터(352)의 출력에서 샘플링 레이트의 절반보다 클 때, 이들 성분들은 다상 필터(352)의 출력에 앨리어싱(aliasing)된다. 따라서, 다상 필터의 출력에서 최소 가능한 샘플링 레이트는 이런 앨리어싱을 회피하기 위해 필요한 만큼 제한된다. 이들 가능한 앨리어싱된 성분들은 경계 경우(즉, 다상 샘플링 fs(다상 출력min) 후 가능한 최소 샘플링)에 대해 점선들에 의해 도시된다.
비디오 다상 필터(352)는 입력 데이터 샘플들의 레이트(fs(다상 입력))를 출력 샘플링 레이트(fs(다상 출력))로 감소시킨다. 리샘플링 비율은 fs(다상 출력)/fs(다상 입력)이다. 비디오 다상 필터(352)는 다음과 같이 비디오 전-다상 필터(352p)의 저지대역 주파수(Fboundary(전-다상 필터)) 및 목표된 텔레비전 채널 신호(Fboundary(목표된 텔레비전 채널 신호))에 의해 제한된 만큼 특정 범위 내에서 샘플링 레이트를 변경할 수 있다.
Fs(다상 출력) - Fboundary(전-다상 필터) > Fboundary(목표된 텔레비전 채널 신호)
실제 주파수들(Hz)의 다상 필터(352) 이후 스펙트럼은 도 11E에 도시된다. 지금 목표된 텔레비전 채널 신호의 대역폭은 메인 비디오 필터(356)의 대역폭과 매칭하고 목표된 텔레비전 채널 신호가 임의의 앨리어싱된 신호들에 의해 손상되지 않는다. 다른 텔레비전 채널 신호들 및 대역 밖 앨리어싱된 스펙트럼 성분들은 전-다상 필터(352p)에 의해 적어도 부분적으로 감쇠된다.
비디오 다상 필터(352)의 출력은 비디오 필터(356)에 의해 처리된다. 이런 어레인지먼트의 목적은 샘플링 레이트를 변경함으로써, 필터 자체가 고정되지만 비디오 필터(356)의 유효 대역폭이 변화될 수 있다는 것이다. 비디오 필터(356)는 통과 대역 및 저지 대역 사이의 매우 날카로운 전이부를 가진 거의 직사각형 주파수 응답을 가진 비-가변 로우 패스 필터이다. 주파수 응답 및 대역폭은 정규화된 주파수 도메인(f/fs)에서 일정하지만, 절대 주파수 도메인에서 샘플링 레이트를 변경하지 않고 효과적으로 가변된다. 출력 샘플링 레이트(fs(다상 출력))는 비디오 필터(356)의 유효 통과대역이 목표된 텔레비전 채널 신호의 대역폭과 매칭하고 임의의 목표된 스펙트럼 성분들이 제거되도록 선택된다. 다른 텔레비전 방송 표준들에 대해, 목표된 텔레비전 채널 신호는 다른 대역폭을 가질 수 있다. 주파수 회전기(350)의 동작은 DC에 관한 목표된 텔레비전 채널 신호 중심에 맞추는 것이고 출력 샘플링 레이트(fs(다상 출력))을 제어함으로써, 비디오 필터(356)의 유효 대역폭은 목표된 텔레비전 채널 신호의 대역폭과 매칭하도록 변형된다.
비디오 필터(356)는 관심 개략 주파수 영역에 있는 인접 텔레비전 신호들 부분들을 거절하면서, 목표된 텔레비전 채널 신호의 주파수 콘텐트를 통과시키기 위하여 비디오 다상 필터(352)의 출력을 필터링한다. 비디오 필터(356)는 고정밀도로 목표된 채널 신호를 추출한다. 비디오 필터(356)는 샘플링 레이트에 관련하여 정규화된 주파수 도메인에서 일정한 가파른 직사각형 필터이다. 비디오 필터(256) 의 주파수 응답은 도 11E 및 도 11F에 도시되고 비디오 필터(256)의 출력은 도 11F에 도시된다.
그 다음 디지털 VGA(358)는 비디오 필터(356)의 출력을 증폭한다. 아날로그 동작 모드에서, 디지털 VGA(358)에 의해 제공된 디지털 이득 양은 디지털 VGA(358)에 디지털 이득 제어 신호(398)를 제공하는 디지털 이득 제어 블록(362)에 의해 지시된다. 디지털 동작 모드에서, 디지털 VGA(358)에 의해 제공된 이득 양은 디지털 이득 제어 신호(400)를 디지털 VGA(358)에 제공하는 다운스트림 디지털 복조기 블록(예를 들어 도 19A 및 19B 참조)에 의해 지시된다. 모드 제어 신호(388)는 만약 동작 모드가 아날로그 동작 모드이면 디지털 이득 제어 신호(398)를 선택하기 위하여 멀티플렉서(360)에 제공되고, 만약 동작 모드가 디지털 동작 모드이면 디지털 이득 제어 신호(400)를 선택하기 위하여 멀티플렉서(360)에 제공된다. 이들 신호들의 생성은 하기에 보다 상세히 기술된다.
디지털 동작 모드에서, 디지털 VGA(358)로부터 I 및 Q 출력 신호들은 디지털 프로세싱 블록(182)의 출력 신호(194)로서 제공된다. 그 다음 이들 I 및 Q 신호들은 예를 들어 다운스트림 디지털 복조기, 또는 당업자에게 잘 공지된 다른 프로세싱 엘리먼트들에 의해 목표된 바와 같이 추가로 처리될 수 있다. 디지털 복조기는 디지털 전달 스트림을 제공하는데, 상기 디지털 전달 스트림은 이후 비디오를 형성하기 위하여 MPEG-2 같은 다른 엘리먼트에 의해 동작될 수 있다.
아날로그 동작 모드에서, 디지털 VGA(358)의 I 및 Q 출력들은 목표된 텔레비전 채널 신호의 비디오 성분에 대한 픽처 캐리어 신호가 DC로 시프트되도록 주파수 시프트를 제공하는 주파수 회전기(364)에 제공된다. 이를 달성하기 위하여, 주파수 회전기(364)는 비디오 필터(356)의 중심 주파수 및 픽처 캐리어 주파수의 예상 위치 사이의 차와 동일한 고정된 주파수 시프트( )를 제공한다.
주파수 회전기(364)의 I 및 Q 출력 신호들은 주파수 회전기(350)가 DC에 관한 목표된 텔레비전 채널 신호의 주파수 콘텐트의 중심을 맞출 수 있도록 아날로그 모드 주파수 시프트 복구 블록(366)에 대한 값을 결정하기 위하여 픽처 캐리어 복구 블록(366)에 제공된다. 제어 블록(190)은 픽처 캐리어 복구 블록(366)이 모드 제어 신호(388)를 통하여 아날로그 동작 모드에서 동작하게 한다. 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 출력 신호(194)로서 CVBS 출력을 제공하기 위해 주파수 회전기(364)의 입력에서 아날로그 비디오 정보를 복조하도록 픽처 캐리어 주파수를 사용한다.
특히, 주파수 회전기(364)의 출력은 캐리어 복구 필터(374), AGC 필터(380), VSB 필터(384), 및 과변조 필터(406)에 제공된다. 대안적인 실시예들에서, 이들 블록들은 레지스터들(register)들 같은 필터링에 요구된 재사용 엘리먼트들에 의한 개선된 효율성을 위하여 하나의 블록으로 구현될 수 있다. 게다가, 몇몇 경우들에서, 몇몇의 필터들(374,380 및 406)은 하기에 기술된 바와 같이 동일한 필터 계수들을 사용하여 구현될 수 있다.
캐리어 복구 필터(374)는 목표된 텔레비전 채널 신호의 나머지로부터 픽처 캐리어 신호를 분리하도록 상기 픽처 캐리어 신호만을 통과시키기에 충분히 넓은 대역폭을 가진 DC에서 중심이 맞추어진 협대역 필터이다(도 11B 참조). 캐리어 복 구 필터(374)는 그의 입력을 필터링하여 필터된 픽처 캐리어 신호를 형성한다. 그 다음 필터된 픽처 캐리어 신호의 위상은 주파수 회전기(364)의 출력에서 위상 잡음을 보상하기 위하여 위상 회전기(376)에 의해 회전된다. 위상 회전기(376)는 위상-조절 필터된 픽처 캐리어 신호를 형성하여 캐리어 복구 블록(378)에 제공되는 위상 조절을 적용한다. 캐리어 복구 블록(378)의 위상 잡음 및 동작은 도 12A에 관련하여 보다 상세히 기술된다. 다른 실시예들에서, 제어 블록(190)은 이런 협대역 필터의 대역폭을 제어하기 위해 대역폭 제어 신호(도시되지 않음)을 제공할 수 있다. 대역폭은 획득 스테이지 대 록(lock) 스테이지 같은 픽처 캐리어 복구 처리의 다른 스테이지들 동안 제어될 수 있다; 이것은 도 12A를 참조하여 보다 상세히 논의된다.
AGC 필터(380)는 목표된 텔레비전 채널 신호의 주파수-시프트 버전인 주파수 회전기(364)의 출력을 전 처리하기 위해 사용된다. AGC 필터(380)는 잡음 및 위조(spurious) 신호들을 제거하기 위해 전 처리를 수행한다. 몇몇 경우들에서, AGC 필터(380)는 캐리어 복구 필터(374)와 동일한 필터 계수들을 가질 수 있다. AGC 필터(380)는 다른 필터된 픽처 캐리어 신호를 형성하기 위하여 그의 입력을 필터링하고, 상기 캐리어 신호의 위상은 주파수 회전기(364)의 출력에서 위상 잡음을 보상하기 위해 위상 회전기(382)에 의해 로테이트된다. 따라서, 위상 회전기(382)는 디지털 이득 제어 블록(362)에 제공된 다른 위상 조절된 필터된 픽처 캐리어 신호를 형성하기 위하여 위상 조절을 적용한다. 따라서, 동기 펄스들 동안, 목표된 텔레비전 채널 신호가 피크 레벨일 때, 디지털 이득 제어 블록(362)은 디지털 이득 제어 블록(362)이 디지털 이득 제어 신호(398)를 통해 디지털 VGA(358)에 적용된 이득 양을 적당하게 조절하도록 잡음 또는 신호 스파이크들보다 목표된 텔레비전 채널 신호의 피크 레벨에 반응할 수 있다. 따라서, 디지털 이득 제어 블록(362)은 동기 펄스들을 검출하기 위하여 동기 검출기를 포함할 수 있고 디지털 이득 제어 신호(398)의 값을 조절할 수 있다. 다른 실시예들에서, 위상 회전기(382)는 크기 함수가 위상에 둔감하기 때문에 디지털 이득 제어 블록(362)이 AGC 필터(380)의 출력 크기를 계산할 때 제거될 수 있다.
게다가, 디지털 이득 제어 블록(362)에 의해 제공된 이득은 각각의 동기 펄스 크기를 검출함으로써 라인 단위로 조절될 수 있다. 게다가, 디지털 VGA(358)에 의해 적용되어야 하는 이득 양을 결정하기 위하여, 목표된 타켓 레벨은 설정될 수 있다. 목표된 타켓 레벨 및 목표된 텔레비전 채널 신호의 검출된 피크 레벨 사이의 차이는 상기 차이가 영이도록 디지털 이득 제어 신호(298)의 값을 결정하기 위해 사용될 수 있다.
과변조 필터(406)는 주파수 회전기(364)의 출력에서 잡음 및 위조 신호들을 제거하기 위하여 사용된다. 크기 레벨 검출기(408)는 과변조 필터(406) 출력의 I 및 Q 성분들의 크기를 결정하고 크기 레벨 신호(402)를 캐리어 복구 블록(378)에 제공하는데, 그 목적은 도 12A에 관련하여 하기에 추가로 기술된다.
주파수 회전기(364)의 출력으로부터의 비디오 신호는 VSB 필터(384)에 의해 처리된다. VSB 필터(384)는 필터된 비디오 정보, 즉 목표된 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 형성하기 위하여 주파수 회전기(364)(즉, 목표된 텔레비전 채널 신 호의 주파수 시프트 버전)의 출력을 필터링한다. VSB 필터(384)의 출력은 위상 회전기(386)에 의해 처리되고 적용된 위상 수정 값(404)은 캐리어 복구 블록(378)에 의해 계산된다. VSB 필터(384) 및 위상 회전기(386)는 함께 입력 복소수 잔류 측대역 신호를 실수 CVBS 비디오 신호로 전환한다. 캐리어 복구 록이 획득되는 조건 하에서, 즉 위상 회전기(386)의 출력에서, 픽처 캐리어는 DC로 시프트되고 위상은 0이므로, 완전히 실수 신호이고, CVBS 신호는 음의 주파수들을 가진 허수 부분 스펙트럼 성분들의 부호를 반전시킴으로써 얻어질 수 있고, 변화되지 않은 양의 주파수 성분들을 남기며 모두가 복소수 입력 신호의 실수부에 부가된다. 복소수 입력 신호의 스펙트럼은 도 11G 내지 11I에 도시되고 VSB 필터(384)의 주파수 응답은 도 11J 내지 11L에 도시된다. 위상 회전기(386)에 의한 최종 위상 로테이션이 복소수 VSB 필터(384) 후에 수행되기 때문에, VSB 필터(384)는 위상 회전기(386)에 대한 입력으로서 제공된 실수부 및 허수부들을 생성하여야 한다. CVBS 신호는 위상 회전기(386)의 실수 출력이다. 실수 출력을 생성하기 위하여, VSB 필터(384)는 VSB 필터(384)의 주파수 응답의 허수부( )에 의해 입력 신호 스펙트럼의 허수부( )를 곱셈하고, 그 곱은 VSB 필터(384)의 입력 신호의 실수부( )와 주파수 응답의 실수부의 곱( )에 부가된다. VBS 필터(384)의 주파수 응답의 실수부( )가 모든 주파수들에서 동일한 것이 주지되어야 한다. 허수 출력을 생성하기 위하여, VSB 필터(384)는 VSB 필터(384)의 주파수 응답의 허수부( )에 의해 입력 신호 스펙트럼의 실수부( )를 곱셈하고, 그 곱은 VBS 필터(384)의 입력 신호의 허수부( ) 및 주파수 응답의 실수부( )에 가산된다. 그 다음 위상 회전기(386)는 주파수 회전기(364)의 출력에서 위상 잡음을 보상한 위상-조절 비디오 정보를 형성하기 위하여 VSB 필터(384)의 출력 위상에 위상 조절을 적용한다. 위상 회전기(386)의 "실수부만"의 출력은 목표된 텔레비전 채널 신호에 대한 텔레비전 방송 표준들에 따라 그룹 지연 수정을 적용하는 출력 이퀄라이저(388)에 제공된다. 출력 이퀄라이저(388)의 출력은 비디오 다상 필터(368)에 제공되어, 신호는 본래 샘플링 레이트에 대응하도록 보간된다. 그 다음 비디오 다상 필터(368)의 출력은 업-샘플링 블록(370)에 의해 업-샘블링되고 DAC(372)에 의해 아날로그 형태로 전환되고 이 경우 아날로그 CVBS TV 출력 신호인 출력 신호(194)로서 제공된다.
캐리어 복구 블록(378)은 주파수 회전기(350)에 의해 제공된 주파수 회전 양을 조절하기 위하여 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)를 제공한다. 조절은 주파수 회전기(364)에 의해 제공된 주파수 시프트가 DC에서 픽처 캐리어를 정렬하도록 한다. 캐리어 복구 블록(378)은 위상-록킹 루프와 유사하고 도 12A에 관련하여 추가로 논의된다. 그러나, 이 예시적인 실시예에서, 캐리어 복구 블록(378)은 또한 적용된 위상 회전 양을 제어하기 위하여 위상 회전기들(376,382 및 386)에 위상 제어 신호(404)를 제공한다. 위상 회전기는 위상 에러들을 수정하기 위하여 출력 위상을 조절하는 복소수 믹싱기이다. 그러나, 몇몇 경우들에서, 이들 위상 회전기들은 선택적일 수 있다. 따라서, 대안적인 실시예들에서, 이들 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 위상 회전기들(376, 382 및 386)을 포함하지 않고 캐리어 복구 블록(378)은 위상 제어 신호(404)를 제공하지 않는다.
이런 예시적인 실시예에서, 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 처리되어 디지털 화된 개략 채널 신호(192)의 주파수 오프셋 에러들을 고려하는 주파수 수정, 및 처리되어 디지털화된 개략 채널 신호(192)에서 위상 잡음을 감소시키기 위해 위상 혼란들을 보상하기 위한 위상 잡음 보상을 수행한다. 위상 잡음 감소는 자극들 및 등등에 의해 발생되는 위상 잡음 및 시스템적 변화들을 포함하는 위상 혼란들을 보상하는 것을 포함한다. 통상적으로, 텔레비전 동조기는 인입 텔레비전 신호(10)에 위상 잡음을 가한다. 위상 잡음은 통상적으로 처리된 텔레비전 신호의 백색 잡음으로서 나타난다. 만약 위상 잡음이 200 kHz 미만이거나 등등이면, 위상 잡음은 추적 및 감쇠된다. 통상적인 텔레비전 수신기들은 위상 잡음을 추적하거나 보상하지 않는다. 픽처 캐리어 복구 블록(picture carrier recovery block)(366)에 의해 제공되는 위상 잡음(phase noise) 감소는 원하는 텔레비전 채널 신호를 얻기 위해 복조되어야 하는 입력 신호를 필터링하기 위한 상이한 기술을 이용하는 다른 텔레비전 수신기들과 함께 사용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 이러한 경우, 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 필터링된 입력 신호에 인가될 수 있고 픽처 캐리어 복구 블록(366)은 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)를 생성하지 않는다.
따라서, 아날로그 동작 모드에서 동작할 때, 비디오 프로세싱 블록(182)에는 실제로 2개의 프로세싱 루프가 제공된다. 주파수 회전기(frequency rotator)(350), 비디오 전-다상(pre-polyphase) 필터(352p), 비디오 다상 필터(352), 비디오 필터(356), 디지털 VGA(358), 주파수 회전기(364), 및 주파수 추적(tracking) 루프처럼 작용하는 픽처 캐리어 복구 블록(366)을 포함하는 외부(outer) 루프가 제공된다. 또한, 위상 회전기들(376, 382, 386) 및 위상 추적 루프로서 작용하는 캐리어 복구 블록(378)을 포함하는 내부(inner) 루프가 제공된다. 주파수 추적 루프는 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수(carrier frequency)를 추적하고 주파수 오프셋(offset) 에러들에 대해 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 주파수로 록킹되도록 교정한다. 위상 추적 루프는 원하는 텔레비전 채널 신호에서 위상 잡음을 추적 및 감소시킨다. 위상 추적 루프는 위상 잡음에 대해 신속하게 반응하도록 높은 대역폭을 요구한다. 따라서, 위상 추적 루프에 이용되는 필터들은 감소된 개수의 필터 탭들(taps)을 가지며 이러한 루프에서의 다른 지연들(delays)이 최소로 유지된다. 주파수 록킹(lock) 루프는 위상 잡음을 추적할 수 없으며, 이는 주파수 록킹 루프는 수행되는 필터링의 양 및 형상으로 인해 상당히 지연되기 때문이다.
제 1 주파수 회전기(350), 비디오 전-다상 필터(352p), 제 1 비디오 다상 필터(352), 비디오 리샘플링(resampling) 제어 블록(354), 비디오 필터(356), 디지털 VGA(358) 및 제 2 주파수 회전기(364)는 외부로부터의(extraneous) 신호 콤포넌트들을 제거하고 픽처 캐리어 신호 및 주파수를 포함하는 원하는 텔레비전 채널 신호 콤포넌트(component)의 다운-시프트된(down-shifted) 주파수 콤포넌트들을 출력하기 위해, 주파수 시프트(shifting) 및 필터링을 점진적으로 제공하는 신호 프로세싱 경로의 엘리먼트들인 것으로 간주될 수 있다. 또한, 비디오 전-다상 필터(352p) 및 제 1 비디오 다상 필터(352)는 새로운 샘플링 레이트(sampling rate)에서 신호를 리샘플링하기 위한 비디오 다상 필터 스테이지인 것으로 간주될 수 있다. 일반적으로 픽처 캐리어 복구 블록(266)은 텔레비전 채널 신호 콤포넌트의 다 운-시프트된 콤포넌트들을 수신하고, 픽처 캐리어 신호 주파수에 록킹하고(lock), 복조된 텔레비전 채널 신호를 제공한다. 적어도 일부 실시예들에서, 록킹(locking) 프로세스 동안, 픽처 캐리어 복구 블록(366)의 동작은 픽처 캐리어 상에서의 록킹이 이루어질 때, 과변조(overmodulation) 처리 모드에서의 동작이 과변조의 존재를 처리할 때 변조될 수 있다.
캐리어 복구 블록(366)은 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호중 적어도 하나에 대한 가중치(weight)를 적용함으로써 또는 이전의 교정 값을 이용함으로써, 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호중 적어도 하나를 추적할 때, 필터링된 픽처 캐리어 신호에서 과변조의 존재시 이들의 동작을 변조시킨다. 위상 에러 신호는 필터링된 픽처 캐리어 신호의 위상을 위상 기준(reference) 신호와 비교함으로써 생성된다. 단지 주파수 추적만이 주파수 에러 신호의 추적에 의해 이용되고, 단지 위상 잡음 감소만이 위상 에러 신호 추적에 의해 이용되는 실시예들 뿐만 아니라 도 12A에 도시된 것처럼 주파수 및 위상 추적 모두가 이용되는 실시예들이 제공될 수 있다. 따라서, 신호 처리 경로에 제공되는 피드백 신호(390)를 생성하는 동안 과변조의 존재시 픽처 캐리어 복구 블록(366)의 동작이 변조되는 실시예들이 제공될 수 있다. 또한, 위상 잡음을 감소시키기 위해 위상 제어 신호(404)를 생성하는 동안, 과변조의 존재시 픽처 캐리어 복구 블록(366)의 동작이 변조되는 실시예들이 제공될 수 있다. 또한, 피드백 신호(390)와 위상 제어 신호(404) 모두를 생성하는 동안, 픽처 캐리어 복구 블록(366)의 동작을 과변조 동안에 변조시킬 수 있는 실시예들이 제공될 수 있다. 하기 설명은 위상 제어 신호(404) 및 피드백 신호(390)의 생성을 위해 과변조 처리가 이용되는 실시예에 관한 것이지만, 앞서 언급된 것처럼 상기 2개 신호들중 단지 하나의 신호의 생성을 위해 과변조 처리가 적용됨으로써 변조될 수도 있다.
도 12A를 참조로, 일반적으로 위상 교정(correction) 스테이지, 주파수 교정 스테이지 및 상태(status) 스테이지를 포함하는 캐리어 복구 블록(378)의 예시적 실시예의 블록 다이아그램이 도시된다. 위상 교정 스테이지는 위상 제어 신호(404)를 생성하기 위해 캐리어 복구 필터(374)의 위상 회전 출력 및 크기 레벨(magnitude level) 신호(402)를 처리한다. 또한, 주파수 교정 스테이지는 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)를 생성하기 위해 캐리어 복구 필터(374)의 위상 회전 출력 및 크기 레벨 신호(402)를 처리한다. 상태 스테이지는 위상 록킹(lock) 및/또는 주파수 록킹(lock)이 있는지를 결정하기 위해, 위상 및 주파수 교정 스테이지들로부터 각각 위상 및 주파수 에러 신호들을 수신한다. 이들 스테이지 각각에 대해 보다 상세히 개시된다.
위상 교정 스테이지는 코르딕(cordic) 블록(450), 위상-주파수 검출기(detector)(452), 로패스(lowpass) 필터(454), 위상 조절(adjustment) 블록(456), 위상 루프 증폭 기(458), 및 위상 오실레이터(oscillator) 블록(460)을 포함한다. 위상 조절 블록(456)은 위상 반전(inversion) 검출기(462) 및 위상 반전 블록(464)을 포함한다. 위상 오실레이터 블록(460)은 위상 누산기(accumulator)(466) 및 코르딕 블록(468)을 포함한다.
코르딕 블록(450)은 캐리어 복구 필터(374)의 위상 회전 출력의 I 및 Q 신호 들을 수신하고 해당(corresponding) 위상 신호(470)를 생성한다. 다음 위상-주파수 검출기(452)는 제로 위상 잡음에 대해 예상되는 위상 기준 신호를 위상 신호(470)와 비교함으로써 위상 에러 신호(472)가 생성되도록 위상 신호(470)를 처리한다. 위상 기준 신호는 통상적으로 I 축을 따라 놓여있는 위상 벡터이다.
위상-주파수 검출기(452)는 전체(full) 위상 추적 모드, 및 과변조 처리 모드를 포함하는 상이한 위상 추적 모드들에서 동작할 수 있다. 과변조 처리 모드는 제 1 과변조 처리 모드 또는 제 2 과변조 처리 모드일 수 있다. 과변조 처리 모드의 사용은 아날로그 방송 텔레비전 신호들에 대해 픽처(picture) 캐리어 신호의 과변조에 대한 보호를 제공한다. 이를 테면, NTSC 텔레비전 신호에 대해, 네거티브 과변조가 사용되며 NTSC 텔레비전 신호는 싱크 간격(sync interval) 동안 가장 높은 신호 레벨을 갖는다. 그러나 과변조로 인해 초백색(very white)의 텔레비전 콤포넌트들이 전송될 때와 같은 일부 경우들에서, 픽처 캐리어 신호의 진폭은 잡음 레벨 미만으로 매우 작은 제로를 향하는 경향이 있을 수 있고, 혹은 심지어 180도 위상 반전을 겪을 수도 있다. 다음에는, 위상을 추적하는 것이 어려워지게 되며 주의를 기울이지 않을 경우, 픽처 캐리어 대신 잡음이 추적될 수 있다. 실제 픽처 캐리어의 레벨이 더 커져 검출될 때, 현재 추적되는 위상에 따라 위상이 이탈(out of)될 수 있다. 이러한 과변조 상황은 위상 동기화(synchronization) 없이 정확한 결과들을 얻기 위해 이용될 수 있는 크기(magnitude) 레벨 신호(402)에 반영될 수 있다.
도 12B는 예시적인 신호를 나타내며 비디오 변조의 퍼센테이지를 정의한다. 대부분의 사양들(specifications)은 도 12B에 도시된 것처럼 87.5% 이상의 변조로서 과변조를 정의한다. 그러나 일부 텔레비전 신호들은 87.5%보다 큰 변조량으로 전송되며 일부 경우들에서는 심지어 100% 이상의 변조를 가질 수 있다. 변조가 100% 이상인 텔레비전 신호들의 부분들 동안, 픽처 캐리어의 위상은 반전된다(reversed).
위상-주파수 검출기(detector)(452)는 과변조에 대한 보상을 위해 제 1 과변조 모드 또는 제 2 과변조 모드에서 동작할 수 있다. 이들 2개의 모드들은 과변조를 검출하고 처리하기 위한 논-코히런트(non-coherent) 방식이다. 이들 2개의 모드들은 과변조가 발생되는 시기를 결정하고 신뢰성 없는 위상 정보를 차단하기(gate off) 위해, 필터링된(filtered) 픽처 캐리어 신호 레벨인 크기 레벨 신호(402)에 의해 제공되는 크기 레벨(magnitude level)을 이용한다. 따라서, 과변조 필터(406)는 로패스 필터로, 여기서 차단 주파수(cutoff frequency)는 픽처 캐리어 신호에서의 급격한 변환들(rapid transitions) 및 허위(spurious) 전환들이 제거되도록 설정된다. 필터링된 픽처 캐리어 신호의 위상은 어느쪽의 과변조 모드에서도 이용되지 않는다. 또한, 픽처 캐리어 복구 블록(366)에 대한 입력은 복조된 출력(즉, VSB 필터(384)의 출력)이라기 보다는 과변조를 검출하기 위해 이용된다.
도 12C를 참조로, 도 12C에는 제 1 과변조 처리 모드의 그래픽 표현(graphical representation)이 도시된다. 크기 레벨 신호(402)의 값은 과변조가 발생하는지를 결정하기 위해 임계치(Noise_thresh)와 비교된다. 크기 레벨 신 호(402)가 임계치 이하로 떨어질 때, 캐리어 복구 블록(378)은 루프 동결(loop frozen) 모드로 진입되고 본질적으로는 루프 동결 모드에 진입하기 이전에 최후(last) 또는 사전(previous) 위상 교정값 및 주파수 교정 값을 사용함으로써, 위상 제어 신호(404) 및 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)를 일정하게 유지한다. 이는 프리 러닝(free-running) 위상 추적으로도 간주될 수 있다. 따라서, 이 경우, 필터링된 픽처 캐리어 신호의 크기가 작고 신뢰성이 없을 때, 위상-주파수 검출기(452)에 의해 측정되는 신뢰성없는 위상 정보가 위상 및 주파수 교정 스테이지들에 의해 추가로 처리되는 것이 방지된다. 크기 레벨 신호(402)가 임계치 보다 클 때, 주파수-위상 검출기(452)는 과변조 처리 모드를 벗어나며, 위상 제어 신호(404) 및 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)는 위상 및 주파수 에러들을 활성적으로 추적하기 위해 다시 활성화된다. 위상 및 주파수 에러들의 전체(full) 값이 이용되며 이 경우 1의 값을 가지는 가중치(weight)가 이들 에러들에 적용되는 것으로 간주될 수 있다.
임계치(Noise_thresh)의 값은 과변조가 약 90%일 때, 즉 백색 레벨에 해당하는 크기 레벨이 정규화 원리(normalized basis)에 따라 90% 과변조된 비디오에 대해 10%일 때, 크기 레벨 신호(402)의 백색 레벨에 대해 예상되는 값인 것으로 선택될 수 있고, 임계치(Noise_thresh)는 정규화 크기(normalized magnitude)와 관련하여 0.1로 설정될 수 있다, 즉, 임계치(Noise_thresh)는 약 10%의 정규화된 크기 레벨과 같은 크기 레벨에 있게 된다. 이러한 정규화(normalization)는 크기 검출기(408) 또는 다른 적절한 엘리먼트에 의해 수행될 수 있다. 또한, 이러한 임계치 는 위상 및 주파수 교정 스테이지들(즉, 위상 및 주파수 교정 루프들)이 획득(acquisition) 상태에서 동작하고 개략(coarse) 위상 및 주파수 설정치들(settings)을 결정하도록 시도되는지 여부에 따라, 또는 이들이 록킹(lock) 상태에서 동작하고 현재의 위상 및 주파수 동작 포인트들을 결정하는 경우, 변경될 수 있다. 이를 테면, 임계치(Noise_thresh)는 획득 상태 동안 캐리어 복구가 빈번하게 추적되도록 록킹 상태 동안 보다는 획득 상태 동안 보다 낮은 값으로 설정될 수 있다. 대안적으로, 다른 실시예들에서, 임계치(Noise_thresh)는 획득 및 록킹 상태들 모두 동안 동일한 값을 가질 수 있다.
부가적으로, 가중치를 적용하는 시기 또는 과변조 검출과 관련하여 이전의 위상 또는 주파수 교정 값을 이용하는 시기는 불균일하거나(skewed)(즉, 경과되거나 또는 늦거나), 또는 연장될 수 있다. 따라서, 시간 블록인 캐리어 복구 블록(378)은 과변조 검출의 개시 및 종료와 관련하여 불균일하거나 또는 연장될 수 있는, 보호 주파수대(guard band)를 적용할 수 있어, 보호 주파수대 동안에는 위상 및 주파수 에러들이 활성적으로 추적되지 않는다. 불균일(skewing) 또는 연장(stretching) 양은 주파수 회전기(364)의 출력에서의 잡음 심각도(severity of noise)에 기초할 수 있다. 이는 보다 엄격한 위상 잡음 조건들 하에서, 이를 테면 다중경로 시나리오들 하에서 견고성(robustness)을 제공한다. 일부 실시예들에서, 과변조의 개시와 관련하여(샘플들의 수와 관련하여) 초기에 과변조를 보상하고 과변조 종료와 관련하여(일단 샘플들의 수와 다시 관련하여) 소정 시간 이후 과변조 보상을 지속하기 위한 보호 주파수대 시기는 동일할 수 있다. 과변조 검출 개시 또는 종료와 관련하여 과변조 보상으로의 진입 또는 과변조 보상을 배출의 전진(advance) 또는 지연에 대한 샘플들의 수의 수는 8 내지 15개 샘플들의 범위일 수 있다. 또한, 보호 주파수대는 하기 논의되는 제 2 과변조 처리 모드에서 사용될 수 있다.
도 12D를 참조로, 도 12D에는 제 2 과변조 처리 모드의 그래픽 표현이 도시된다. 제 2 과변조 처리 모드는 과변조 동안 위상/주파수 검출기(452)에 의해 측정되는 신뢰성 없는 위상 정보를 차단하기 위해 소프트(soft) 방식을 이용한다. 제 2 과변조 처리 모드는 나머지 위상 및 주파수 교정 스테이지들에서 사용되기 이전에 위상 에러 신호(472) 및 주파수 에러신호(494)에 가중치를 적용한다.
일부 실시예들에서, 가중치(weighting)는 도 12D에 도시된 것처럼, 크기 레벨 신호(402)의 값에 기초한 구분적(piece-wise) 선형 함수이다. 최대 가중치는 1로, 이는 측정된 위상 및 주파수 에러들이 주파수 및 위상 교정 스테이지들에서 위상 및 주파수를 활성적으로 추적하기 위해 이용될 때 전체(full) 위상 추적 모드와 유사하다. 임계치(Noise_thresh) 이하에서의 동작은 제로의 가중치를 위상 에러 신호(472) 및 주파수 에러 신호(494)에 적용함으로써 위상 제어 신호(404) 및 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)가 일정하게 유지되는 제 1 과변조 처리 모드에 대한 루프 동결 동작과 다소 유사하다. 이 경우, 필터(454)의 출력은 루프 동결 동작의 기간에 따라 제로로 감소된다. 일반적으로, 크기 레벨 신호(402)가 클 때, 위상 에러 신호(472) 및 주파수 에러 신호(494)에는 큰 가중치가 적용되며, 크기 레벨 신호(402)가 작을 때, 위상 에러 신호(472) 및 주파수 에러 신호(494)에 는 작은 가중치가 적용된다. 경사진 영역들에서의 동작은 소프트(soft) 위상 추적으로서 간주될 수 있다.
구분적 가중치 함수의 형상은 임계치들(Noise_thresh, OM1_thresh, 및 OM2_thresh), 제 1 가중치, 제 2 가중치에 대한 상이한 값들을 설정함으로써, 그리고 2개의 기울기에 대해 상이한 값들을 이용함으로써 변경될 수 있다. 대안적 실시예들에서, 3개 이상의 임계치 값들이 이용되며 추가의 임계치들은 미세한 단위들(granularities)로 소프트 위상 추적의 양을 결정하는데 이용된다. 또한, 위상 및 주파수 교정 스테이지들이 록킹(lock) 상태에서 동작하고 현재의 위상 및 주파수 동작 포인트들이 결정될 때와 비교하면, 위상 및 주파수 교정 스테이지들이 획득 상태에서 동작하고 개략(coarse) 위상 및 주파수 설정치들을 결정하기 위해 시도되는 경우 이러한 파라미터들에 대해 상이한 값들이 선택될 수 있다.
본 예시적인 실시예에서, 가중치 곡선의 기울기는 최대 가중치에 도달될 때까지 크기와 함께 증가된다. 제 1 가중치는 noise_w에서 설정되며, 임계치 Noise_thresh는 약 5% 내지 10%의 정규화된 크기 레벨과 같은 크기 레벨의 범위에 있다. 임계치 OM1_thresh는 임계치 Noise_thresh 보다 크게 선택되며 일반적으로 0.3의 정규화된 크기 레벨과 같은 크기 레벨 미만이다. 제 2 가중치는 제 1 가중치보다는 크게 선택되며 일반적으로는 0.2의 정규화된 크기 레벨과 같은 크기 레벨 미만이다. 임계치 OM2_thresh는 제 2 임계치보다는 크게 선택되며 1.0의 정규화된 크기 레벨과 같은 크기 레벨 미만이다. 가중치 곡선이 상이한 임계치/가중치 쌍들과 서로 접속되는 구분적 선형 함수가 되도록 기울기들이 선택된다. 일반적으로, 가중치 함수는 획득 및 록킹 상태들 동안 동일할 수 있다. 그러나, 획득 상태 동안 보다 많은 위상 추적을 위해, 임계치들이 보다 낮게 설정될 수 있고 가중치들은 록킹 상태에서 사용되는 임계치들 및 가중치들에 대한 설정치보다 높게 설정될 수 있다. 제 1 과변조 처리 모드에서 개시된 것들과 유사하게 타이밍 변화들이 제 2 과변조 처리 모드에서 사용될 수 있고 사용되지 않을 수도 있다.
모든 위상 추적 모드들에서, 위상 교정 루프는 위상 추적 스테이지가 위상 기준(reference) 신호에서 록킹되고(lock) 위상 에러 신호(472)에서의 변화들에 응답하는 속도와 위상 추적 스테이지의 대역폭 간의 절충안(compromise)을 제공하기 위해 (멀티플라이어(multiplier)로서 구현될 수 있는 위상 루프 증폭기(amplifier)(458)에 대해 선택되는 이득값(gain value)(GPh)으로 작동된다. 로패스 필터 블록(454)에 의해 제공되는 필터링 양은 위상 추적 스테이지에 대해 원하는 속도 및 대역폭을 얻도록 조절될 수 있다. 또한, 위상 추적 스테이지가 여전히 록킹상태(lock)로 유지되는 동안 이득값(GPh)은 허용가능한 위상 에러의 양을 제공하도록 선택된다. 또한, GPh의 값은 위상 추적 스테이지의 동작을 개선시키기 위해, 위상 또는 주파수 록킹이 발생되는지 여부에 따라 동작하는 동안 변조될 수 있다. 경험칙(rule of thumb)에 따라, 이득 및 루프 대역폭은 스텝(setp) 응답 조건하에서, 잔류 위상 에러가 제로로 설정되기 이전에 다수의 진동들(oscillations)을 산출하지 않도록 선택된다.
제 2 과변조 처리 모드의 선형 영역들에서, 일반적으로 위상-주파수 검출기(452)는 위상 에러를 1 미만인 포지티브 비제로 가중치와 곱함으로 써(multiplying) 동작하여, 위상 교정 루프의 유효(effective) 이득값(GPh)은 전체(full) 위상 추적 모드에서 사용되는 것보다 작은 값으로 설정된다. 이는 위상 추적 스테이지가 위상 에러 신호(472)에서 보다 천천히 변화되도록 반응하게 허용하며, 이는 위상 에러 신호(472)는 크기 레벨 신호(402)의 보다 낮은 값으로 인해 잡음에 의해 영향받기가 더 쉽기 때문이다.
각각의 위상 추적 모드들에서, 위상 에러 신호(472)는 필터링된 위상 에러 신호(474)를 얻기 위해 로패스 필터(454)에 의해 필터링된다. 필터링된 위상 에러 신호(474)는 루프 이득(458)에 의해 증폭되며 위상 조정(adjustment) 블록(456)으로 통과된다. 필터링된 위상 에러 신호(474)는 필터링된 위상 에러 신호(474)에서 발생할 수 있는 180도 위상 동기화(synchronization)를 보상하는 위상 조정 블록(456)에 의해 처리된다. 180도 위상 동기화는 잡음 조건들에 대해 매우 높은 신호하에서 시스템 초기화 동안 이루어질 수 있으며, 캐리어 복구 블록(366)은 180도 동작 포인트 상에서 록킹될 수 있다. 이러한 예시적 실시예에서, 위상 조정 블록(456)은 디스에이블(disabled) 또는 인에이블(enabled)될 수도 있다.
위상 반전 검출기(462)는 위상 에러에서 +/-180도 위상 시프트가 있는지를 결정하기 위해 필터링된 위상 에러 신호(474)를 검사한다. 위상 반전 검출기(462)는 필터링된 위상 에러 신호(474)가 얼마나 오랫동안 +/-180도 영역에 있는지 검사한다(이는 카운터(counter)를 사용하여 이루어질 수 있다). 필터링된 위상 에러 신호(474)가 일정 시간 기간 동안 +/-180도 영역에 이는 경우, 위상 루프는 180도 만큼 오프되는(off) 동작 포인트에서 작동된다(running). 다음 위상 반전 검출 기(462)는 이러한 180도 위상 동기화가 이루어졌는지 여부를 나타내기 위해 180도 위상 반전 검출 신호(476)를 생성한다. 또한, 필터링된 위상 에러 신호(474)는 증폭된 위상 에러 신호(478)를 생성하기 위해 위상 루프 증폭기(458)에 의해 증폭된다. 위상 반전 블록(464)은 180도 위상 반전 검출 신호(476) 및 증폭된 위상 에러 신호(478) 모두를 수신한다. 180도 위상 동기화가 검출되지 않는다면, 위사 조정 블록(456)의 출력은 증폭된 위상 에러 신호(478)가 된다; 즉, 위상 반전 블록(464)에 의한 교정이 적용되지 않는다. 180도 위상 동기화가 검출되면, 위상 조정 블록(456)의 출력은 180도 위상 조정된 신호가 된다; 즉 위상 반전 블록(464)에 의한 180도 위상 교정이 제공된다.
위상 오실레이터(oscillator) 블록(460)은 위상 조정 블록(456)의 출력을 기초로 위상 제어 신호(404)를 생성한다. 위상 누산기(accumulator)(466)는 통합된(integrated) 위상 값을 얻기 위해, 180도 위상 동기화에 대해 교정된 증폭된 위상 에러 신호의 값들을 누적한다. 일부 구현들에서 가중될 수 있는 이러한 누적 도는 통합은 위상 추적 스테이지가 위상 에러 신호(472)에서의 순간적 변화들에 대해 느린 비트(bit)로 응답하여 보다 안정한 형태로 동작할 수 있게 한다. 다음 통합된 위상 값은 위상 제어 신호(404)로서 출력되는 코르딕(cordic) 블록(468)에 의해 I 및 Q 신호들로 변환되고 위상 회전기들(376, 382, 386)에 제공된다. 통합된 위상 에러가 제로를 향하는 경향이 있을 때, 위상 추적 스테이지는 록킹되고 원하는 텔레비전 채널 신호에서의 위상 잡음이 보상된다.
또한, 주파수 교정 스테이지는 코르딕 블록(450), 위상-주파수 블록(452), 합산기(summer)(480), 데시메이션(decimation) 필터링 블록(482), 주파수 루프 증폭기(484), 및 주파수 오실레이터 블록(486)을 포함한다. 주파수 오실레이터 블록(486)은 주파수 누산기(488), 주파수 클립핑(clipping) 블록(490), 위상 누산기(510), 및 코르딕 블록(492)을 포함한다. 또한, 위상 교정 스테이지는 전체 주파수 추적 모드에서 동작하고, 위상 교정 스테이지의 경우에서처럼, 소프트 주파수 추적 및 프리 러닝 주파수 추적을 이용할 수 있다. 주파수 교정 스테이지는 위상 교정 스테이지보다 느린 루프이다. 따라서, 주파수 루프 이득(-Gfr)에 대한 값 및 주파수 루프의 대역폭은 이러한 루프에 대한 스텝 응답이 극소 오버슈트(little overshoot)로 완화되도록(dampended) 선택된다. 주파수 교정 스테이지는 주파수 오프셋(offset) 에러를 고려하여 실제 픽처 캐리어 주파수의 500kHz 이내에서 추적될 수 있어야 한다.
위상-주파수 검출기(452)는 주파수 에러 신호(494)를 생성한다. 주파수 에러 신호(494)는 위상 에러 신호(472)로부터 유추되며, 주파수 에러 신호(494)에서의 값들은 일련의 델타-위상 에러들이며, 이는 주파수는 위상의 도함수(derivative)이기 때문이다. 주파수 에러 신호(494)는 주파수 회전기(364)의 출력에서 DC로부터의 픽처 캐리어 주파수의 오프셋을 나타낸다. 위상 회전기들(376, 382, 386)은 신호가 캐리어 복구 블록(378)으로 진입되기 이전에 소정량의 주파수 에러를 교정할 수 있다. 결과적으로, 주파수 루프에 의해 원하는 주파수 교정량은 위상 회전기들(376, 382, 386)에 의해 교정되는 위상 에러의 양을 고려한다. 이러한 정보는 조절된 주파수 에러 신호(496)를 생성하기 위해 합산기(480)를 통해 위 상 조정 블록(456)의 출력에 주파수 에러 신호(494)를 부가함으로써 고려된다.
다음, 조절된 주파수 에러 신호(496)는 필터링된 주파수 에러 신호(498)를 생성하기 위해 데시메이션 필터링 블록(482)에 의해 필터링되고 데시메이팅된다. 데시메이션 필터링 블록(482)은 조절된 주파수 에러 신호(496)에서의 값들이 평활해지도록(smooth out) 로패스 필터링을 제공한다. 구현 효율을 증가시키기 위해 본 예시적 실시예에서는 선택적인 데시메이션이 사용된다. 필터링된 주파수 에러 신호(498)는 증폭된 주파수 에러 신호(500)를 생성하기 위해, 멀티플라이어(multiplier)로서 구현될 수도 있는 주파수 루프 증폭기(484)에 의해 증폭된다. 데시메이션 필터링 블록(482)에 의해 제공되는 필터링량 및 주파수 루프 증폭기(484)에 의해 제공되는 증폭량은 대역폭 및 주파수 추적 스테이지의 속도를 제어하기 위해 조절될 수 있다.
다음 증폭된 주파수 에러 신호(500)는 증폭된 주파수 에러 신호(500)에 기초하여 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)을 생성하는 주파수 오실레이터 블록(486)에 제공된다. 증폭된 주파수 에러 신호(500)는 현재 주파수의 추적을 지속하고 주파수 조절 신호(502)를 생성하도록 이를 증폭된 주파수 에러 신호(500)에서의 현재 값으로 갱신하는 주파수 누산기(488)에 의해 먼저 처리된다. 일부 구현예들에서, 주파수 누산기(488)는 현재의 주파수 값을 조절하기 이전에 증폭된 주파수 에러 신호(500)에서의 연속(consecutive) 값들을 평균화할 수 있다. 일부 경우들에서, 가중화된 평균화가 사용될 수 있다. 증폭된 주파수 에러 신호(500)는 앞서 개시된 주파수 오프셋 에러를 보상할 수 있다. 주파수 누산기(488)에는 초기 주파수 값이 제공되며, 초기 주파수 값은 대략 DC로 중심설정하기 위해 처리되어 디지털화된 개략(coarse) 채널 신호(192)에 적용되는 것으로 예상되는 주파수량이다. 초기 동작에서, 현재 주파수 값은 초기 주파수 값에 기초하여 설정되고 이후 증폭된 주파수 에러 신호(500)에서의 값들에 기초하여 업데이트된다.
주파수 클리핑 블록(490)은 주파수 추적이 픽처 캐리어 복구를 위해 동작하는 주파수들의 범위를 한정하기 위해, 주파수 조절 신호(502)에 대한 상한치 및 하한치를 지정한다. 증폭된 주파수 에러 신호(500)는 주파수 누산기(488)에서 현재의 주파수에 부가되고, 결과는 주파수 클리핑 블록(490)에서의 최대 및 최소 주파수와 비교된다. 산출되는 주파수가 최대 클립퍼 주파수보다는 크고 최소 클립퍼 주파수보다는 작은 경우, 주파수 누산기 값은 각각 최대값 한계치 또는 최소값 한계치; 따라서 주파수 클리핑 블록(490)으로부터 주파수 누산기(488)로의 피드백 신호(512)로 클리핑(즉 제한)된다. 대안적인 실시예에서는, 클리핑 함수가 래핑 함수로 대체될 수 있는데, 그 래핑 함수에서는, 픽처 캐리어가 동기되지 않고도 하나의 주파수 제한치가 도달될 때, 주파수 누산기(488)에 의해 사용되는 현재 주파수가 피드백 접속을 통해 반대 제한치로 설정된다. 주파수 클리핑 블록(490)의 출력은 위상 누산기(510)에 제공되고, 이어서 위상 누산기(510)는 코르딕(cordic) 블록(492)에 입력을 제공하며, 이어서 코르딕 블록(492)은 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호(390)를 생성한다. 위상 누산기(510)는 현재 위상을 추적한다. 주파수 누산기(488)는 위상 누산기(510)가 주파수 클리핑 블록(490)에 의한 처리 이후에 각각의 사이클에서 구현되게 하는 값을 제공한다. 주파수가 높을수록, 더 욱 신속하게 위상이 누산될 것이다.
상태 스테이지는 동기 디코더(504)를 포함한다. 동기 디코더(504)는 필터링된 위상 오차 신호(474) 및 필터링된 주파수 오차 신호(498)를 수신하고, 위상 및 주파수 추적을 위해 동기가 발생하였는지 여부를 결정한다. 동기 디코더(504)는 위상 동기 상태 신호(506) 및 주파수 동기 상태 신호(508)를 제공한다. 이러한 값들은 비디오 프로세싱 블록(182)과 연결된 상태 레지스터들에 저장될 수 있다. 이어서, 그 값들은 위상 및 주파수 추적 스테이지들에서의 일부 파라미터들뿐만 아니라 주파수 복구 필터(374) 및 AGC 필터(380)의 대역폭과 같은 픽처 캐리어 복구 블록(366)에서의 블록들의 일부 파라미터들을 변경하기 위해서 사용될 수 있다. 비디오 프로세싱 블록(182)은 위상 또는 주파수 포착-대-위상 또는 주파수 동기 동안에 파라미터들의 상이한 세트를 이용할 수 있다(즉, 더 개략적이거나 혹은 더 엄격한 탐색 범위들뿐만 아니라 더 빠르거나 혹은 더 느린 응답을 구현하기 위해서). 적어도 일부 실시예들에 있어서, 동기 검출기(504)는 사진 화상에 대해 동기가 이루어졌음을 알리기 위해 사용되는 신호 B1를 또한 생성할 수 있고, 도 7을 참조하여 앞서 설명된 바와 같이 신호 B1을 제어 블록(190)에 통신할 수 있다.
앞서 설명된 바와 같이, 아날로그 신호들에 존재하는 오디오 정보를 위해 여러 오디오 표준들이 사용된다. 북아메리카의 경우에는, 텔레비전 신호와 사용되는 단지 하나의 오디오 캐리어가 존재하지만, 그 오디오 캐리어는 스테레오 오디오 정보를 전달할 수 있다. 유럽에서는, 아날로그 텔레비전 신호와 함께 포함된 디지털적으로 인코딩된 오디오 신호인 NICAM 표준이 사용될 수 있다. 그러나, 다른 표준 들은 "우측" 오디오 정보 및 "좌측" 오디오 정보를 인코딩하기 위해서 두 개의 아날로그 오디오 캐리어 신호들을 사용한다. 이러한 시나리오들 각각은 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들(184 및 186)과 오디오 프로세싱 블록(188)에 의해서 처리될 수 있다. 만약 단지 하나의 오디오 캐리어 신호만이 사용된다면, 단지 제 1 오디오 필터링 블록(184)만이 인에이블된다. 디지털 방송 표준 텔레비전 신호들은 다중화된 오디오 및 비디오 정보를 포함한다. 이러한 예시적인 실시예에서, 이러한 텔레비전 신호들은 비디오 프로세싱 블록(182)에 의해서 처리되고, 그 비디오 프로세싱 블록(182)은 비디오 및 오디오 정보를 포함하고 있는 디지털 출력을 출력 신호로서 제공한다. 이어서, 그 비디오 및 오디오 정보는 예컨대 다운스트림 디지털 복조기(미도시)와 같은 다른 엘리먼트에 의해서 추가적으로 처리될 수 있다. 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들(184 및 186)과 오디오 프로세싱 블록(188)에 의해서 제공되는 처리과정은 SIF(Sound Intermediate Frequency 신호) 또는 기저대역 사운드 출력들을 제공할 수 있다. SIF 신호 출력을 통해, 다른 오디오 디코더는 오디오 정보를 처리하기 위해서 수신기(100)에 접속될 수 있다.
제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들(184 및 186)의 구조는 유사하다. 따라서, 단지 제 1 오디오 필터링 블록(184)만이 도 13A에 도시된 제 1 실시예 및 도 13B에 도시된 대안적인 실시예를 참조하여 더 상세히 설명될 것이다. 사운드 캐리어 신호는 수반하는 비디오 정보와는 분리되어 있는 협대역 신호이다(예컨대 도 11B를 참조). 제 1 오디오 필터링 블록(184)에는 비디오 프로세싱 블록(182)과 동일한 처리되어 디지털화된 개략적 채널 신호(192)가 제공되거나 또는 도 13B와 관 련하여 아래에서 설명되는 바와 같은 다른 신호가 제공된다. 오디오 신호들은 대역폭 내에서 넓은 변차를 가질 수 있는데, 오디오 대역폭 범위는 대략 50 kHz부터 700 kHz까지 연장한다. 따라서, 제 1 오디오 필터링 블록(184)은 고정된 필터가 자신이 가변적인 대역폭을 갖는 것처럼 보이게 하기 위해서 리샘플링과 함께 사용된다는 점에서 비디오 프로세싱 블록(182)과 다소 유사한 처리 방법을 이용한다. 게다가, 제 1 오디오 필터링 블록(184)은 일반적으로 아날로그 텔레비전 방송 표준들을 위한 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하기 위해 구성된 제 2 주파수 추적 루프를 이용하고, 그 오디오 필터링 블록은 오디오 캐리어 주파수에서 공지된 주파수 오프셋을 보상하기 위해서 제 2 공지된 주파수 시프트를 적용하도록 구성된다. 그러나, 대안적인 실시예들에서는, 오디오 필터링 블록에서의 주파수 추적이 도 13B와 관련하여 설명되는 바와 같이 비디오 프로세싱 블록(182)에 의해 이용되는 주파수 추적에 종속될 수 있다.
이제 도 13A를 참조하면, 제 1 오디오 필터링 블록(186)의 예시적인 실시예가 도시되어 있다. 제 1 오디오 필터링 블록(186)은 주파수 회전기(550), 제 1 데시메이션 필터링 블록(552), 오디오 전-다상 필터(554p), 제 1 오디오 다상 필터(554), 오디오 리샘플링 위상 제어 블록(556), 제 2 데시메이션 필터링 블록(558), 제 3 데시메이션 필터링 블록(560), 다중화기(562), 오디오 필터(564), 오디오 다상 필터(566), 주파수 복조기(568) 및 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)을 포함한다. 오디오 전-다상 필터(554p) 및 제 1 오디오 다상 필터(554)는 새로운 샘플링율로 신호로 리샘플링하기 위한 오디오 다상 필터 스테이지인 것으로서 간주될 수 있다. 데시메이션 필터링 블록(552), 오디오 전-다상 필터(554p), 제 1 오디오 다상 필터(554), 오디오 리샘플링 위상 제어 블록(556), 제 2 데시메이션 필터링 블록(558), 제 3 데시메이션 필터링 블록(560), 다중화기(562), 오디오 필터(564), 및 오디오 다상 필터(566)는 오디오 필터 스테이지로서 지칭될 수 있다. 또한, 제 2 주파수 추적 루프는 주파수 회전기(550), 오디오 필터 스테이지, 주파수 복조기(568) 및 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)을 포함한다.
주파수 회전기(550)는 처리되어 디지털화된 개략적 채널 신호(192)를 수신하고, 이러한 신호의 주파수 컨텐트를 시프트하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오의 주파수 컨텐트가 DC에 대해서 대략적으로 센터링된다(centered). 그러나, 주파수 오프셋 불확실성으로 인해서, DC에 대해 정확한 센터링이 달성되지 않을 수도 있다. 이어서, 주파수 회전기(550)의 출력은 데시메이션 필터링 블록(552)에 의해서 필터링되고 다운샘플링된다. 데시메이션 필터링 블록(552)의 출력은 오디오 전-다상 필터(554p)에 의해서 필터링되고, 후속적으로 제 1 리샘플링 제어 신호(572)에 기초하여 오디오 다상 필터(554)에 의해 리샘플링된다. 오디오 전-다상 필터(554p)는 비디오 전-다상 필터(352p)와 유사한 방식으로 구성되고 사용된다. 데시메이션 필터링 블록(552)의 기능은 오디오 전-다상 필터(554p) 및/또는 오디오 다상 필터(554)의 기능에 선택적으로 포함될 수 있다는 점이 주시되어야 한다. 오디오 리샘플링 제어 블록(556)은 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 텔레비전 방송 전송 표준과 상응하는 오디오 방송 표준에 기초하여 제 1 리샘플링 제어 신호(572)를 위한 값을 제공한다. 이어서, 오디오 다상 필터(554)는 오디오 전-다상 필 터(554p)의 출력을 리샘플링하여, 그것의 대역폭이 원하는 오디오 신호의 대역폭을 고정된 오디오 필터(564)의 대역폭과 매칭시키도록 변환되게 하고; 이러한 동작은 비디오 프로세싱 블록(182)에서의 동작과 유사하며 따라서 추가적으로 설명될 필요가 없다. 대안적인 실시예에서, 오디오 리샘플링 제어 블록(556)의 기능은 제어 블록(190)에 의해 제공될 수 있다.
그러나, 원하는 오디오 신호의 대역폭이 50 kHz 내지 700 kHz의 범위에 있고, 비교적 큰 샘플링율이 사용되고 있기 때문에, 오디오 필터링 블록(184)은 더욱 효율적인 처리과정을 위해서 데시메이션 필터링 블록들(558 및 560) 및 다중화기(562)를 이용한다. 이러한 블록들은 대역폭 제어의 범위를 추가적인 2 옥타브들만큼 확장하기 위해 사용된다. 블록들(558 및 562)은 만약 오디오 다상 필터(554)가 오디오의 이런 상이한 주파수 범위들을 처리하도록 구성된다면 필요하지 않다.
이러한 예시적인 실시예에서는, 다중화기(562)를 통해서 오디오 다상 필터(554)로부터 오디오 필터(564)로의 3개의 오디오 신호 경로들이 존재한다. 오디오 리샘플링 제어 블록(556)은 그 3개의 오디오 경로들 중 하나를 선택하기 위해서 오디오 경로 선택 제어 신호(574)를 다중화기(562)에 제공한다. 제 1 오디오 경로는 오디오 다상 필터(554)의 출력으로부터 오디오 필터(564)까지 존재한다. 제 2 오디오 경로는 오디오 다상 필터(554)의 출력으로부터 데시메이션 필터링 블록(558)을 통해 오디오 필터(564)까지 존재한다. 제 3 오디오 경로는 오디오 다상 필터(554)의 출력으로부터 데시메이션 필터링 블록들(558)을 통해 오디오 필터(564)까지 존재한다.
제 1 오디오 경로는 어떤 다운샘플링도 제공하지 않는 반면에, 제 2 오디오 경로는 제 1 양의 다운샘플링을 제공하고, 제 3 오디오 경로는 상기 제 1 양의 다운샘플링보다 큰 제 2 양의 다운샘플링을 제공한다. 따라서, 제 1 오디오 경로는 원하는 오디오 신호가 오디오 대역폭 범위의 상단에 있는 높은 대역폭을 가질 때 선택될 수 있다. 제 2 오디오 경로는 원하는 오디오 신호가 오디오 대역폭 범위의 하부 및 상부 제한치들 사이의 임의의 곳에 있는 중간 대역폭을 가질 때 선택된다. 제 3 오디오 경로는 원하는 오디오 신호가 오디오 대역폭 범위의 하단에 있는 작은 대역폭을 가질 때 선택될 수 있다. 일반적으로, 더 많거나 혹은 더 적은 수의 데시메이션 스테이지들이 지원될 원하는 범위의 오디오 대역폭들에 따라 구성될 수 있다.
오디오 필터(564)는 비디오 필터(356)와 유사한 방식으로 동작하며, 따라서 상세히 설명될 필요가 없다. 오디오 필터(564)의 출력은 오디오 다상 필터(566)에 제공되고, 그 다상 필터(566)는 오디오 신호를 업샘플링하여 사운드 IF(SIF) 신호(576)를 생성한다. 그 SIF 신호(576)는 오디오 프로세싱 블록(188)에 의해 추가로 처리될 수 있다. 오디오 다상 필터(566)의 출력은 또한 주파수 복조기(568)에 제공될 수 있고, 그 주파수 복조기(568)는 그 출력을 복조하여 중간 오디오 신호(196)를 생성한다. 주파수 복조기(568)는 통상적으로 당업자들에게 널리 공지되어 있는 FM 복조기이다. 만약 원하는 오디오 신호가 모노(mono) 오디오 신호라면, 그 중간 오디오 신호(196)는 기저대역 오디오 신호이다. 다른 오디오 방송 표준들의 경우에, 그 중간 오디오 신호(196)는 다른 변조된 오디오 신호이다. SIF 신호 및 중간 오디오 신호(196)와 연관된 샘플링율은 잡음 성능을 향상시키기 위해서 대략 1.536 MHz일 수 있다.
오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)은 오디오 프로세싱 블록(188)(도 14와 관련하여 설명됨)으로부터 사운드 IF 캐리어 복구 신호(578)를 수신하는데, 그 오디오 프로세싱 블록(188)은 오디오 캐리어 신호를 추적하기 위해 사용된다. 대안적인 실시예에서, 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)은 주파수 복조기(568)의 출력 신호를 수신할 수 있다. 그러나, 사운드 IF 캐리어 복구 신호(578)는 보다 적은 잡음을 갖는 더 나은 품질의 신호이다. 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)은 원하는 텔레비전 채널 신호에 상응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하고, 또한 기저대역 복조를 수행할 때 오디오 캐리어 주파수를 DC로 시프트하고 SIF 전용 처리과정 동안에 오디오 정보의 주파수 컨텐트를 DC로 시프트하기 위해서 주파수 회전기(550)에 오디오 주파수 시프트 피드백 신호(580)를 제공한다. 대안적인 실시예에서, 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)은 사운드 IF 캐리어 복구 신호(578)에 의존하지 않고 오히려 주파수 회전기(550)가 고정된 주파수 시프트를 제공하도록 하기 위해서 프리 러닝 모드에서 동작하도록 구성된다. 이러한 경우에, 오디오 캐리어 복구는 주파수 회전기(550)로의 피드백이나 또는 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)으로의 피드백이 없이 나중의 스테이지에서 수행될 수 있다. 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)의 구현은 당업자들에게 공지되어 있다.
대안적인 실시예에서, 오디오 필터링 블록들(184 및 186)은 도 13B에서 오디오 필터링 블록(184)에 의해 도시된 것과 상이한 구성을 갖는다. 그 오디오 필터 링 블록(184)으로의 입력은 처리되어 디지털화된 개략적 채널 신호(192) 대신에 비디오 프로세싱 블록(182)에 있는 주파수 회전기(350)의 출력이다. 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)의 동작은 또한 주파수 회전기(350)의 출력으로 제공되는 주파수 시프트를 보상하기 위해 변경된다. 게다가, 오디오 신호가 비디오 프로세싱 블록(182)의 캐리어 복구 블록(387)에 의해서 제공되는 위상 오차 추적으로부터 이익을 얻을 수 있도록 하기 위해서, 위상 누산기(510)의 출력은 주파수 회전기(550)에 의해 자신의 입력 신호(즉, 주파수 회전기(350)의 출력)에 적용되는 주파수 시프트를 제어하는 오디오 주파수 시프트 신호(580)를 생성하기 위해서 사용된다. 이는 캐리어 복구 블록(378)에 있는 위상 누산기(510)의 출력을 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)에 있는 유사한 위상 누산기(미도시)의 출력에 더함으로써 달성된다. 따라서, 오디오 IF 캐리어 복구 블록(570)은 주파수에 의하여 주파수 회전기(550)에 인가되는 프리 러닝 주파수를 여전히 생성하지만, 오디오 주파수 시프트 신호(580)를 생성하기 위해 위상 누산기(510)의 출력에 의해서 위상 정정이 제공된다. 최종적인 결과로, 주파수 회전기(550)의 출력은 그 주파수 회전기(550)로의 입력이 주파수 회전기(350)의 출력으로부터 오지 않는 경우에 이루어지는 것과 동일한 방식으로 DC로 시프트된다(즉, 도 13A에 현재 설명된 바와 같이). 이러한 방식으로, 오디오 캐리어 복구는 픽처 캐리어 복구에 효과적으로 종속된다. 주파수 회전기(350)의 출력과 위상 누산기(510)의 출력 사이에 있는 비디오 경로에는 무시할 수 없는 처리 지연이 존재할 수 있음을 주시하자. 만약 주파수 회전기(350)의 출력과 주파수 회전기(550)의 입력 사이에 유사한 양상의 지연이 삽입된다면 오디오 경로에서 위상 잡음의 감소에 대한 추가적인 이득이 달성될 수 있다. 이러한 방식으로, 회전기(350)에 의해 제공되는 주파수 정정 및 위상 누산기(510)에 의해 제공되는 위상 정정은 효과적으로 동시에 발생한다.
이제 도 14를 참조하면, 오디오 프로세싱 블록(188)의 예시적인 실시예가 블록도로 도시되어 있다. 오디오 프로세싱 블록(188)은 제 1 데시메이션 필터링 블록(600), 디-엠퍼시스 필터(de-emphasis filter)(602), 제 1 다중화기(604), 및 제 1 오디오 다상 필터(606)를 포함하는 제 1 처리 경로를 갖는다. 그 오디오 프로세싱 블록(188)은 또한 제 2 데시메이션 필터링 블록(608), 디-엠퍼시스 필터(610), 제 2 다중화기(612) 및 제 2 오디오 다상 필터(614)를 포함하는 제 2 처리 경로를 포함한다.
제 1 및 제 2 데시메이션 필터링 블록들(600 및 608) 각각은 데시메이션 필터링을 수행하는 제 1 및 제 2 스테이지들을 갖는다. 제 1 데시메이션 필터링 블록(600)의 제 1 스테이지의 출력은 파일럿 복구 및 오디오 추출 블록(616)에 연결된다. 파일럿 복구 및 오디오 추출 블록(616)의 출력은 제 2 데시메이션 필터링 블록(608)의 제 2 스테이지의 입력에 연결된다.
제 1 및 제 2 오디오 다상 필터들(606 및 614)의 출력들은 믹싱 블록(618)에 연결된다. 제 1 및 제 2 오디오 다상 필터들(606 및 614)의 출력들은 또한 합산기(624)에 모두 연결되는 주파수 회전기들(620 및 622)에 각각 연결된다. 믹싱 블록(618) 및 합산기 블록(624)의 출력들은 제 3 다중화기(626)에 제공된다. 제 3 다중화기(626)는 제 3 오디오 다상 필터(628)에 연결된다. 오디오 프로세싱 블 록(188)은 NICAM 프로세싱 블록(630), FIFO(632) 및 NICAM 샘플링 제어 블록(634)을 또한 포함한다. NICAM 프로세싱 블록(630)은 NICAM 복조기 및 디코더의 결합체이다.
동작 시에, 오디오 프로세싱 블록(188)에는 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 제공하기 위해 사용되는 오디오 방송 표준에 따라 다양한 입력 신호들이 제공될 수 있다. 이를테면, 만약 하나의 오디오 캐리어가 원하는 텔레비전 채널 신호를 위해 사용된다면, 제 1 데시메이션 필터링 블록(600)에는 제 1 오디오 중간 오디오 신호(196)가 제공된다. 대안적으로, 만약 두 개의 오디오 캐리어들이 원하는 텔레비전 채널 신호를 위해 사용된다면, 제 1 및 제 2 데시메이션 필터링 블록들(600 및 608)에는 제 1 및 제 2 중간 오디오 신호들(196 및 198)이 각각 제공된다. 제 1 및 제 2 디-엠퍼시스 필터들(602 및 610)에는 또한 아래에서 추가로 설명되는 NICAM 데이터가 제공될 수 있다.
각각의 데시메이션 필터링 블록(600 및 608)의 제 1 스테이지는 2차 오디오 프로그램(SAP) 및 L-R(Left-Right) 오디오 정보가 유지되도록 하기 위해서 제 1 양의 필터링 및 다운샘플링을 제 1 샘플링율에 제공한다. SAP 및 L-R 오디오 정보가 대략 15 KHz 내지 대략 90 KHz 사이에 존재한다. 각각의 데시메이션 필터링 블록(600 및 608)의 제 2 스테이지는 SAP 및 L-R 오디오 정보가 제거되도록 하기 위해서 제 2 양의 필터링 및 다운샘플링을 제 2 샘플링율에 제공한다. 제 2 샘플링율은 제 1 샘플링율의 1/4이다. 데시메이션 필터링 블록들(600 및 608)의 제 2 스테이지들의 출력은 FM 복조된 오디오 기저대역 신호이다. 제 1 데시메이션 필터링 블록(600)의 제 2 스테이지의 출력은 사운드 IF 캐리어 시프트 신호(578)를 제 1 오디오 필터링 블록(184)에 제공한다. 마찬가지로, 제 1 데시메이션 필터링 블록(608)의 제 2 스테이지의 출력은 사운드 IF 캐리어 시프트 신호(578')를 제 2 오디오 필터링 블록(186)에 제공한다.
FM 복조된 오디오 기저대역 신호인 사운드 IF 캐리어 시프트 신호(578)의 임의의 DC 레벨은 주파수 회전기(550)의 믹싱 주파수가 캐리어 주파수로 정확히 설정되지 않았다는 것을 나타낸다. 이는 FM 변조가 변조 신호의 순간 레벨에 기초하여 캐리어 주파수를 변경하기 때문에 이해될 수 있다. 만약 (전송기에서의)변조 신호가 DC 레벨에 있다면, 이는 약간 상이한 주파수에 있는 변조된 캐리어 신호와 구별될 수 없을 것이다. 따라서, 사운드 IF 캐리어 시프트 신호(578)에 존재하는 임의의 DC는 주파수 회전기(550)의 믹싱 주파수가 실제 전송된 캐리어 주파수와 상이하기 때문이어야 하며, 오디오 캐리어 IF 복구 블록(570)은 오디오 주파수 시프트 피드백 신호(580) 내의 이러한 차이를 고려한다.
파일럿 복구 및 오디오 추출 블록(616)은 데시메이션 필터링 블록(600)의 제 1 스테이지로부터 SAP 및 L-R 오디오 정보를 수신하고, 그 L-R 오디오 정보를 복조하기 위해 파일럿 톤에 동기한다. 파일럿 복구 및 오디오 추출 블록(616)은 또한 SAP 복조를 위한 동기된 캐리어를 제공할 수 있다. 최대로 단지 대략 15 KHz의 컨텐트를 갖는 복조된 L-R 오디오 정보(즉, BTSC L-R 오디오 신호(638))가 데시메이션 필터링 블록(608)의 제 2 스테이지에 들어가고, 필터링되어 48 KHz로 다운샘플링된다. 당업자들은 파일럿 복구 및 오디오 추출 블록(616)의 구현에 익숙하다.
SAP 및 L-R 오디오 정보는 North American BTSC 신호로 제공된다(이 오디오 표준은 NTSC 비디오 표준에 어느 정도 대응한다). 북아메리카에서의 브로드캐스터들은 SAP 또는 스테레오 정보를 전송할 필요가 없다. 다른 나라들에서 다른 표준들을 통해서는, FM 신호가 다른 정보를 포함할 수 있거나, 또는 다른 포맷으로 그 정보를 가질 수 있다. 예컨대, 일본에서는, L-R 오디오 정보는 BTSC 신호와 마찬가지로 그 L+R 오디오 정보 바로 위의 FM 복조된 신호에 위치하지만, AM 변조되는 대신에 FM 변조된다. 일부 표준들은 또한 오디오 부분 바로 위에 있는 FM 복조된 신호 내에서 "모드 톤"을 전송한다. 이는 스테레오 신호가 존재하는지를 나타내거나 또는 어쩌면 제 2 언어가 전송되고 있는지를 나타내기 위해 사용된다.
FM 오디오 신호들은 FM 전송에 있어 고유한 고주파수 잡음 위의 FM 오디오 신호들의 고주파수 컨텐트를 부스팅(boost)하는 사전-엠퍼시스를 통해 방송된다. 따라서, 디-엠퍼시스 필터들(602 및 610)은 FM 오디오 신호의 주파수 컨텐트를 그것의 본래 레벨로 복구하기 위해서 반대 동작, 디-엠퍼시스 또는 고주파수들의 감쇄를 수행하는데 사용된다. L-R 오디오 정보는 사전-엠퍼시스를 제거하는 상응하는 디-엠퍼시스 기능(wDBX)을 필요로 하는 더욱 복잡한 사전-엠퍼시스 기능을 사용하여 방송된다. 디-엠퍼시스 필터들(602 및 610)에 의해서 수행되는 디-엠퍼시스 기능들은 당업자들에게 공지되어 있다.
파일럿 복구 및 오디오 추출 블록(616)의 출력은 SAP 및 EIAJ(일본 표준) L-R 오디오 정보를 제공할 수 있다. EIAJ 오디오 신호는 기저대역 오디오 정보 위의 FM 복조된 스펙트럼 내에서 FM 변조된다. 제 2 오디오 필터링 블록(186)은 이러한 신호를 FM 복조하기 위해서 사용될 수 있다. 예컨대, EIAJ에서는, 제 1 오디오 필터링 블록(184)이 0-15 KHz의 오디오 정보, ~31 KHz에 센터링된 FM 변조된 오디오 정보, 및 추가적인 오디오 정보를 포함하는 방송 FM 신호를 복조한다. 이러한 신호는 그 추가적인 오디오 정보를 추출하기 위해서 FM-복조되도록 제 2 오디오 필터링 블록(186)에 라우팅된다.
다중화기(604)의 입력들은 디-엠퍼시스 필터(602)의 출력 및 제 1 오디오 필터링 블록(184)에 의해서 제공되는 SIF1 신호이다. 마찬가지로, 다중화기(612)의 입력들은 디-엠퍼시스 필터(610)의 출력 및 제 2 오디오 필터링 블록(186)에 의해서 제공되는 SIF2 신호이다. SIF1 및 SIF2 신호들 중 어느 하나가 다중화기들(604 및 612)의 출력들로서 선택되거나, 디-엠퍼시스 필터들(602 및 610)의 출력들이 미리 정해지거나 혹은 사용자에 의해 정해질 수 있는 선택 제어 입력(640)에 따라 선택된다.
이어서, 다중화기들(604 및 612)의 출력들은 ADC(106)의 클록율을 2로 나눈 것의 거듭제곱으로 샘플링율을 복구하는 오디오 다상 필터들(606 및 614)에 제공된다. 그러나, NICAM 오디오 신호들이 원하는 텔레비전 채널 신호를 동반할 때는, 다상 필터들(606 및 614)의 리샘플링율이 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이 상이한 방식으로 선택된다.
오디오 다상 필터들(606 및 614)의 출력들이 믹싱 블록(618)에 제공된다. 그 믹싱 블록(618)은 2개의 채널 출력들(즉, 좌측 및 우측 출력들)을 생성하기 위해서 2개의 오디오 채널 신호들을 병합한다.
대안적으로, 오디오 프로세싱 블록(188)이 SIF 오디오 출력을 제공할 때, SIF1 및 SIF2 오디오 신호들이 다중화기들(604 및 612)에 의해서 각각 선택되고, 오디오 다상 필터들(606 및 614)에 의해서 리샘플링되며, 주파수 회전기들(620 및 622)에 제공된다. 이어서, SIF1 및 SIF2 오디오 신호들은 IF 주파수 시프트 신호들(642 및 644)에 따라 주파수에 있어 시프트되고, 이어서 합산기(624)에 의해 합산된다. 주파수 회전기들(620 및 622) 모두는 두 개의 사운드 캐리어들이 원하는 텔레비전 채널 신호와 방송될 때 인에이블된다.
다중화기(626)는 선택 제어 신호(646)에 기초하여 믹싱 블록(618)의 출력과 합산기 블록(624)의 출력 중에서 선택하는데, 그 선택 제어 신호(646)는 그것이 제공되어야 하는 오디오 정보의 타입을 지시하는 수신기(100)의 동작 모드에 따라 사전에 정해지거나 또는 사용자에 의해 프로그래밍될 수 있다. 대안적으로, 적어도 일부 경우들에 있어는, 그 제어 신호들은 방송 전송 표준이 검출되었을 때 제어 블록(190)에 의해서 제공될 수 있다. 다중화기(626)는 오디오 프로세싱 블록(188)이 오디오 기저대역 신호를 출력하도록 구성될 때 믹싱 블록(618)의 출력을 선택한다. 다중화기(626)는 오디오 프로세싱 블록(188)이 SIF 오디오 신호를 출력하도록 구성될 때 합산기(624)의 출력을 선택한다. 그 두 경우들에 있어서, 다중화기(626)의 출력은 오디오 다상 필터(628)에 제공되고, 그 오디오 다상 필터(628)는 ADC(106)의 클록율과 상응하도록 오디오 정보를 리샘플링하며, 출력 오디오 신호(200)를 생성한다. 따라서, 오디오 다상 필터(628)의 출력은 믹싱 블록(618)에 의해서 결정되는 모노 또는 스테레오일 수 있는 기저대역 오디오 신호이거나, 또는 일부 프로 그램가능한 주파수들에 있는 최대 두 개의 FM 캐리어들로 구성될 수 있는 SIF 신호이다.
NICAM은 디지털 오디오 전송 표준이다. NICAM 프로세싱 블록(630)은 SIF1 및 SIF2 신호들 중 하나를 처리하여 심볼율에 동기시키고, 전송된 디지털율을 추출하여 디코딩함으로써, 디코딩된 NICAM 오디오 신호(636)를 생성한다. 당업자들은 NICAM 복조 및 디코딩에 익숙하다. 그러나, 심볼율에 대한 심볼 타이밍/기간은 원하는 텔레비전 채널 신호를 전송한 전송기에서 정해지고, 수신기(100)에서 사용되는 샘플율들과는 관련이 없다. 그럼에도 불구하고, 디코딩된 NICAM 오디오 신호(636)는 전송기에 비동기적인 DAC(110)에 의해서 동일한 속도(rate)로 정확하게 출력되어야 한다.
정확한 출력율이 FIFO(632)을 통해 NICAM 샘플링 제어 블록(634)에 의해서 결정될 수 있다. 이어서, FIFO(632)의 출력이 디-엠퍼시스 필터들(602 및 610)에 제공된다. FIFO(632)는 데이터 구조이고, 대안적인 실시예에서는, 디지털 프로세싱 블록(108)의 온-칩 메모리(미도시)와 같은 메모리 엘리먼트로 대체될 수 있다. 정확한 출력율이 FIFO(632)의 "충만도(fullness)"를 관측함으로써 결정될 수 있다. 이를테면, 만약 FIFO(632)가 디코딩된 NICAM 오디오 데이터로 절반 이상이 채워졌다면, 디코딩된 NICAM 오디오 데이터의 출력율은 너무 느리다. 이 경우에, NICAM 샘플링 제어 블록(634)은 디코딩된 NICAM 오디오 데이터를 더 빠른 속도로 출력하기 위해서 오디오 다상 필터들(606 및 614)에 의해 적용되는 샘플율을 증가시킬 수 있다. 대안적으로, 만약 FIFO(632)가 디코딩된 NICAM 오디오 데이터로 절반 미만 이 채워졌다면, 디코딩된 NICAM 오디오 데이터의 출력율은 너무 빠르다. 이 경우에는, NICAM 샘플링 제어 블록(634)이 디코딩된 NICAM 오디오 데이터를 더 느린 속도로 출력하기 위해서 오디오 다상 필터들(606 및 614)에 의해 적용되는 샘플율을 감소시킬 수 있다.
NICAM 처리과정의 동작을 초기화하기 위해서, FIFO(632)가 "절반(half-fullness)"에 도달하는데 필요한 시간의 길이가 측정된다. 이어서, 이 시간은 오디오 다상 필터 블록들(606 및 614)에서 사용되는 초기의 공칭적인 샘플링율을 설정하기 위해 사용된다. 리샘플링 레이트의 설정 및 "절반" 시간의 측정은 NICAM 샘플링 제어 블록(634)에 의해 실행된다. 다시 말해, NICAM 데이터가 생성되는 레이트는, 이러한 데이터가 출력될 필요가 있는 레이트가 결정될 수 있도록 측정된다. NICAM 프로세싱과 관련하여, 오디오 다상 필터(628)는 고정된 업샘플링 레이트를 가지며, 조절가능한 오디오 다상 필터들(606 및 614)은 고정된 출력 레이트를 갖도록 구성된다. 따라서, 오디오 다상 필터들(606 및 614)의 리샘플링 레이트의 변화는 FIFO(632)의 "절반"을 유지하기 위해 FIFO(632)로부터의 입력 데이터의 다상 필터들의 소비 레이트만을 변화시킨다.
수신기(100)의 대안적인 실시예들에서, 단지 단일 SIF 출력 신호와 같이, 원하는 출력 신호(112)의 타입에 의존하여, 단지 하나의 입력 오디오 필터링 블록은 물론 오디오 프로세싱 블록(188)의 단지 일부가 요구되는 것을 주목해야 한다. 특히, 만일 SIF 출력이 필요한 전부라면, 단지 멀티플렉서(604)(SIF1이 언제나 입력으로서 선택됨), 오디오 다상 필터(606), 주파수 회전기(620), 합산기(624)(주파수 회전기(622)로부터의 입력이 현재 없어서 합산기(624)는 단일 통과 블록이 됨), 멀티플렉서(626)(합산기(624)의 출력이 언제나 선택된 입력이 됨) 및 오디오 다상 필터(628)가 요구된다. 이러한 실시예들에서, 사운드 IF 캐리어 시프트 신호(578)는 제공되지 않을 것이다. 이러한 경우, 오디오 캐리어 복구는 앞서 설명된 바와 같이, 비디오 프로세싱 블록(182)에서 실행되는 비디오 캐리어 복구에 대해 종속적일 수 있어서, 일단 비디오 캐리어 신호에 대해 록이 생성되면, 유사한 록이 픽처 캐리어 신호에 대해 생성될 수 있다. 대안적으로, 제1 오디오 필터링 블록(184)은 프리 러닝(free running) 모드에서 동작할 수 있으며, 이 경우, 일단 록이 비디오 캐리어 신호에 대해 생성되면, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대해 텔레비전 방송 표준에 의해 정의되는 픽처 캐리어 신호와 오디오 캐리어 신호 사이의 주파수 관계가 오디오 주파수 시프트 피드백 신호(580)에 대해 적절한 값들을 결정하기 위해 사용된다.
범용 텔레비전 수신기(100)는 아날로그 도메인(즉, (후술되는 바와 같이) RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102 및 104)) 및 디지털 도메인(즉, 비디오 프로세싱 블록(108) 및 오디오 필터링 블록들(184 및 186)) 모두에서 가변 이득을 제공하는 2단 이득 제어 기술을 구현한다. 수신기(100)의 아날로그 이득 제어 블록 및 디지털 이득 제어 블록은 아날로그 및 디지털 이득 증폭의 레벨을 제어하기 위해 사용되는 이득 제어 시스템의 컴포넌트로 고려될 수 있다. 따라서, 가변 이득은 RF 및 아날로그 프로세싱 블록(102 및 104)에만 적용된다. 그러나 범용 텔레비전 수신기(100)는 이득 제어에서 다른 레벨의 유연성을 제공하기 위해 아날로그 및 디지털 도메인 모두에서 가변 이득을 제공하며, 이는 원하는 텔레비전 채널 신호(112)에서 개선된 신호 품질을 초래한다.
아날로그 이득 제어 블록(308)은 수신기에서 적어도 하나의 아날로그 VGA에 의해 적용된 아날로그 증폭의 양을 제어하기 위해 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공한다. 디지털 이득 제어 블록은 수신기에서 적어도 하나의 디지털 VGA에 의해 적용된 디지털 증폭의 양을 제어하기 위해 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공한다. 디지털 이득 제어 블록은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 디지털 VGA에 대한 이득 계수를 설정할 수 있다. 메트릭은 신호대 잡음비, 신호대 잡음+왜곡비 및 비트 에러 레이트 중 하나일 수 있다. 메트릭은 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는 지에 의존하여 부분적으로 선택된다. 디지털 이득 제어 블록은 블록(362) 또는 디지털 복조기의 이득 제어 블록(도17 참조)일 수 있다. 일부 실시예들에서, 아날로그 이득 제어 블록(308)은 제1 및 제2 모드로 동작가능하다. 제1 모드에서, 아날로그 이득 제어 블록(308)은 원하는 텔레비전 채널 신호의 디지털화된 버젼의 준 피크 측정을 생성하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위해 피드백 루프에서 준 피크 측정을 사용한다. 제2 모드에서, 아날로그 이득 제어 블록(308)은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 초기 이득 계수를 설정하도록 구성된다. 대안적인 실시예들에서, 아날로그 이득 제어 블록(308)은 제1 모드 또는 제2 모드에서만 동작한다.
아날로그 도메인에서, 다양한 VGA들에 제공된 이득 제어 신호들은, 이득이 더욱 효율적인 방식으로 다양한 VGA들 사이에서 분포되도록 제어될 수 있다. 이는 제1 및 제2 모드들에서 다양한 기술들을 이용하여 행해질 수 있다. 제1 모드는 ADC(106)의 입력 범위가 두 경우에 효과적으로 사용되도록 아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에서의 차이점들의 인식에 기초하고, 효과적인 아날로그 이득 분포를 결정할 때 이러한 차이점에 대처하는 기술을 사용한다. 이러한 기술은 도16A-16C와 관련하여 더욱 상세하게 설명된다. 제2 모드는 신호 및 잡음 정보, 및 왜곡을 고려하는 디지털 및 아날로그 메트릭들을 사용하는 기술을 이용한다. 이러한 기술은 도15와 관련하여 더욱 상세하게 설명된다. 대조적으로, 통상의 기술들은 단지 측정된 출력 레벨들을 이용함으로써 둘 이상의 아날로그 VGA들을 제어하는데, 측정된 출력 레벨에서 출력들은 단지 원하는 텔레비전 채널 신호 외의 신호를 포함하며, 아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에서의 차이점들을 고려하지 않는다.
디지털 도메인에서, 디지털 가변 이득 증폭은 비디오 필터(356)에 의한 필터링 이후 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 적절한 신호 레벨을 보장하기 위해 사용된다. 비디오 필터(356)에 의해 실행된 필터링의 양은 연역적으로 알려지지만, 원하는 텔레비전 채널 신호의 신호 레벨에 영향을 미칠 간섭원들의 레벨들은 변화할 것이다. 그러므로, 디지털 VGA(358)는 아날로드 동작 모드에서 동작할 때 원하는 텔레비전 채널 신호의 레벨을 증가시키기 위한 이득을 적용시킬 수 있다. 수신기가 다운스트림 디지털 복조기(미도시)에 접속된 실시예들에서, 비디오 프로세싱 블록(182)이 디지털 동작 모드에서 동작할 때, 복조기는 적절한 증폭을 위한 디지 털 이득 제어 신호(400)를 조절할 수 있다. 비록 도시되지는 않았지만, 디지털 VGA(358)와 유사한 디지털 VGA가 필터링으로 인한 오디오 레벨의 감소 및 현존하는 간섭원들의 레벨을 보상하기 위해 오디오 필터(564)와 오디오 다상 필터(566) 사이에 접속될 수 있다. 이러한 경우, 오디오 이득 제어는 원하는 오디오 레벨에 기초하여 독립적으로 제어되거나, 디지털 이득 제어 신호(398)에 종속할 수도 있다.
실시예에서, 사용된 이득 제어 방법은 신호 레벨들에만 의존하는 것이 아니라, RF 프로세싱 블록(102), 아날로그 프로세싱 블록(104) 및 디지털 프로세싱 블록(108)의 다양한 위치들에서 이득 설정들을 더욱 효율적으로 세팅하기 위해 복조된 비디오 신호들에 대한 성능 표준을 사용한다. 사용되는 성능 기준은 디지털 방송 텔레비전 신호들을 위한 비트 에러 레이트, 및 아날로그 방송 텔레비전 신호들에 대한 신호대 잡음비(SNR) 또는 신호대 잡음+왜곡비(SNDR)일 수 있다. 통상의 이득 제어 방식들은 가변 이득 증폭기의 출력에서 신호 강도 정확성을 참조하기만 하고, 신호 강도가 소정의 설정된 레벨 미만인 정도와 상응하는 이득의 양을 적용시킨다. 그러나 가변 이득 증폭기의 출력에서의 신호가 관심 신호 외의 신호를 포함할 수 있으며, 결국 측정된 레벨은 신호 레벨의 실제 측정이 아니라는 것을 주의하는 것은 중요하다. 그러므로, 본 명세서에 기재된 이득 제어 방법들 중 하나는 복조된 비디오 신호의 신호 품질을 결정함으로써 다양한 가변 이득 증폭기들의 이득을 제어하며, 적어도 일부의 경우들에서, 왜곡 결과들로부터 유도된 신호 인공물들이 허용가능하고 측정가능한 양 이상으로 원하는 텔레비전 채널 신호에 영향을 주지 않는다고 가정하여 왜곡의 소정 레벨이 발생하게 할 수 있다.
도15를 참조하면, RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102 및 104)에서 다양한 VGA들에 대한 설정들을 결정하기 위해 범용 텔레비전 수신기(100)에 의해 사용될 수 있는 이득 제어 방법(650)의 실시예의 흐름도가 도시된다. 이득 제어 방법(650)은 범용 텔레비전 수신기(100)가 처음 사용될 때 조정 측정을 실행하는 단계, 및 임의의 환경 변화들에 대처하기 위해 이후 때때로 조정을 반복하는 단계를 포함한다. 예를 들어, 조정은 파워업 시 실행되거나 채널들을 변경시 실행될 수 있다. 이득 제어 방법(650)은 또한 예를 들어, 인접하여 비행하는 비행기들과 같은 일시적인 간섭을 대처할 수 있다.
이득 제어 방법(650)은 원하는 텔레비전 채널이 선택되는 단계(652)에서 시작한다. 이어 방법(650)은 이득들의 제1 결합이 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102 및 104)의 VGA들에 적용되는 시점인 단계(654)로 이동한다. 단계(656)에서, 복조된 원하는 텔레비전 채널 신호의 품질이 성능 메트릭을 이용하여 측정된다. 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 표준에 따라 방송될 때, 성능 메트릭은 신호 증폭 및 신호 왜곡에 대한 정보를 제공하기 위한 SNR 또는 SNDR과 같은 아날로그 메트릭일 수 있다. 예를 들어, SNDR 메트릭은 왜곡을 측정하기 위해 사용될 수 있다. 대안적으로, 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 표준에 따라 방송될 때, 성능 메트릭은 BER과 같은 디지털 메트릭일 수 있다. 신호 품질(SNR, SNDR, BER 등)이 디지털 프로세싱 블록(108)에서 측정되고, 이러한 메트릭을 개선하기 위해 다양한 아날로그 및 디지털 가변 이득 증폭기의 이득을 제어하기 위해 사용된 이득 제어 신호들에 대한 조정들이 행해진다. 단계(654)에서 VGA들의 이득 을 변화시킬 경우, 이득 계수들에 대한 변화들이 ADC(106)를 오버로드하지 않도록 주의하면서 행해진다. 예를 들어, 만일 단계(654)에서, 이득이 앞선 단계에서 VGA에 대해 증가되면, ADC(106)를 오버로드하는 것을 방지하기 위해, 이후 단계에서 VGA에 대한 비례적인 감소가 요구될 수도 있다.
단계(658)에서, 방법(650)은 다양한 VGA들의 이득값(즉, 이득 설정들 또는 이득 계수들) 조합들의 원하는 세트에 대해 측정들이 행해졌는지를 결정한다. 만일 그렇지 않다면, 방법(650)은 단계(654)로 진행하여 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102 및 104)에서의 VGA들 및 디지털 VGA(358)에 대해 이득값들의 다른 결합을 적용한다. 만일 원하는 이득 값 조합들 모두가 시도되었다면, 방법(650)은 단계(660)로 진행하는데, 단계(660)에서 현재 텔레비전 채널에 대한 이득 설정들의 최적의 조합이 디지털 프로세싱 블록(108)의 메모리의 룩업 테이블에 저장된다. ADC(106)의 입력 범위가 효율적으로 사용되고, 성능 메트릭들 및 허용가능한 신호 품질 기준(이는 텔레비전 방송 표준들로부터 획득될 수 있음)에 의해 결정된 복조된 원하는 텔레비전 채널 신호에서 신호 품질의 허용가능한 레벨이 존재하도록, 이득 설정들의 최적의 결합이 선택된다. 이어 아날로그 VGA들에 대한 이러한 초기 이득 계수 설정들이 이득 계수 테이블에서 주어진 텔레비전 채널에 대해 저장될 수 있다. 테이블은 텔레비전 채널 신호에 따라 인덱싱될 수 있으며, 동작 동안 이득 계수 설정들은 원하는 텔레비전 채널 신호에 기초하여 이득 계수 룩업 테이블로부터 선택될 수 있다. 이득 계수 테이블은 본질적으로 룩업 테이블이다. 단계(662)에서, 방법(650)은 다른 텔레비전 채널들에 대한 이득 설정들이 조정되어야 하는 지를 결정한다. 만일 그렇다면, 방법(650)은 단계(652)로 진행하며, 그렇지 않다면, 방법(650)은 단계(664)로 진행한다.
실시예에서, 단계들(654 내지 660)은 개략적인 채널 신호(162)에 대해 원하는 공칭 전력 값을 위해 적어도 하나의 VGA에 관한 제1 이득 계수를 결정하는 단계, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 메트릭을 측정하는 단계, 몇몇 상이한 이득 계수들 및 원하는 전력 값들을 원하는 공칭 전력 값 이상 및 이하로 설정 및 측정을 반복하는 단계, 및 메트릭에 대한 최적 값을 제공하는 이득 계수를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.
대안적으로, 모든 이득 조합들에 대한 측정된 메트릭들을 유지하고 최적의 메트릭을 유도하는 이득 계수들을 선택하는 대신에, 메트릭이 이득 계수 변경 이후 감소하는지를 관측함으로써, 조정이 실행됨에 따라 최적의 이득 계수들은 추적될 수 있으며, 만일 감소가 발생한 경우, 이득 계수(들)는 1회 반복으로 복귀할 수 있다. 이러한 이득 계수 선택의 방법은, 완료될 때까지, RF 단계(즉, RF 프로세싱 블록)에서 VGA들의 이득 계수들에 대해 처음 또는 모든 VGA들에 대한 이득 계수들 및 IF 단계(즉, 아날로그 프로세싱 블록)에서 VGA들의 이득 계수들에 대해 실행될 수 있다.
특정 프로세싱 블록으로 인한 왜곡의 소스는 결코 알려지지 않으며, 결국 전형적으로 이러한 기술을 이용하여 소정의 반복적인 조절들을 실행한다. 따라서, 단계들(654 내지 658)에서, 다른 방식이 다양한 아날로그 및 디지털 VGA들에 대한 다양한 이득 계수 설정들을 통해 반복되고 측정된 메트릭에서 감소 없이 최대 이득 을 결정할 수 있을 것이다. 그 다음에, 이득 제어 신호들이 얼마나 높게 설정될 수 있는 지를 결정하기 위해 의도적인 왜곡을 삽입함으로써, 복조 이후 원하는 텔레비전 채널 신호의 품질 및 아날로그 또는 디지털 메트릭들에 의해 측정된 신호 품질에 왜곡이 감지될 수 있을 정도로 영향을 미치지 않도록, 각각의 VGA에 대한 이득 계수는 아날로그 또는 디지털 메트릭에 대한 영향을 결정하기 위해 사정에 따라 상향 및 하향 조절될 수 있다.
다른 대안적인 실시예에서, 개략적인 채널 신호(162)에 대한 원하는 전력값을 달성하기 위해 VGA의 제1 이득 계수를 측정하고, 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 대해 원하는 값을 달성하기 위해 상기 VGA의 제2 이득 계수를 측정하고, 제1 및 제2 이득 계수들의 차이로부터 이득 계수 차 또는 오프셋을 계산함으로써, 현재 이득 계수가 얻어진다. VGA가 이제 조정되었다. 조정 후, 사용 동안, 조정된 VGA의 출력의 전력이 측정될 수 있으며, 그 다음 제3 이득 계수가 원하는 전력값을 달성하기 위해 계산될 수 있으며, 그 다음 제3 이득 계수가 조정된 VGA에 대한 이득 계수 차에 의해 조절될 수 있다. 그 다음 조절된 제3 이득 계수가 VGA에 대한 이득 계수로서 사용된다. 이러한 조정 프로세스는 둘 이상의 VGA에 대해 실행될 수 있다.
이득 계수 룩업 테이블이 아날로그 및 디지털 VGA들에 대한 이득 계수 설정들을 포함할 수 있도록 다양한 이득 계수 선택 방법들이 임의의 디지털 VGA들에 대해 실행될 수 있다. 앞서와 같이, 테이블은 텔레비전 채널 신호에 따라 인덱스(index)될 수 있으며, 동작 동안 아날로그 및 디지털 VGA들에 대한 이득 계수 설 정들은 선택되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 기초하여 선택될 수 있다.
단계(664)에서, 이득 설정들은 모든 텔레비전 채널들에 대해 조정되었다. 이 시점에서, 방법(650)은, 예를 들어, 근접 비행하는 비행기와 같은 임의의 일시적인 간섭들이 존재하는 지를 모니터링한다. 만일 존재하지 않는다면, 방법(650)은 단계(668)로 이동한다. 간섭을 결정하는 일 기술은 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 희망 전력 레벨을 결정하는 단계, 및 그 다음 희망 전력 레벨로부터의 임의의 변화들에 대해 사용 동안 원하는 텔레비전 채널 신호의 전력 레벨을 모니터링하는 단계를 포함한다. 만일 일시적인 간섭이 단계(664)에서 검출되면, 방법(650)은 단계(666)로 이동하여 일시적인 간섭을 보상하기 위해 아날로그 이득 제어 설정들을 이용한 조절을 실행한다. 예를 들어, 이득 조절은 일시적인 간섭에 대처하기 위해 VGA(158)과 같은 단일 VGA에 대해 행해질 수도 있다. VGA(158)가 자신의 이득 설정들에 대해 정밀 스텝 크기를 갖는 "정밀" 아날로그 VGA일 수 있는 반면, 다른 아날로그 VGA들에는 자신들의 이득 설정들에 대해 개략적인 스텝 크기가 제공될 수 있다. 대안적으로, 둘 이상의 VGA는 정밀 설정 제어를 가질 수 있다. 대안적으로, 연속적으로 가변하는 이득 계수를 갖는 하나 이상의 VGA들이 사용될 수 있다. 일시적인 간섭의 경우, VGA(158)의 이득은 프로세싱된 텔레비전 채널 신호(112)에 대한 간섭의 영향을 최소화하기 위해 조절될 수 있다. 일시적 간섭이 사라질 때, VGA(158)의 이득 설정은 룩업 테이블에 기초하여 설정될 수 있으며, 방법(650)은 단계(668)로 이동한다. 만일 단일 VGA에 대한 이득 계수의 변경이 검출된 일시적 간섭을 보상하기 위해 충분한 이득 변화를 제공하지 않으면, 아날로그 이득 제어 블록은 검출된 일시적인 간섭을 보상하기 위해 VGA들 중 적어도 다른 하나의 이득 계수를 조절한다. 다른 VGA들에 대한 이득 계수들의 조절은 한 번에 하나씩 행해질 수 있는데, 즉, 제1 추가 VGA의 경우, 만일 이득 계수가 간섭을 보상하기 위해 충분한 이득 변화를 제공하지 않으면, 다른 VGA에 대한 이득 계수가 조절되는 식으로 이득 계수가 조절된다.
단계(668)에서, 방법(650)은 다른 조정을 실행할 때인지를 결정한다. 만일 그렇다면, 방법(650)은 단계(652)로 이동한다. 만일 그렇지 않다면, 방법은 단계(664)로 진행하여 임의의 일시적인 간섭들을 모니터링한다. 이러한 조정은 주기적인 방식으로 행해질 수 있다.
따라서, 디지털 및 아날로그 가변 이득 증폭기들의 이득을 설정하기 위해 디지털 및 아날로그 메트릭들을 이용하는 기술은, 이득 계수들이 다양한 VGA들에 대해 설정되는 초기 시점을 결정하기 위해 사용된다. 이러한 경우, 초기 이득 계수들은 통상적으로 행해지는 바와 같이 VGA의 출력의 전력 레벨에 단순히 의존하기 보다는 변조되는 원하는 텔레비전 채널 신호의 품질의 관점으로부터 선택된다. 이러한 이득 계수들은 다음 조정이 실행될 때까지 사용될 수 있다. 대안적으로, VGA에 대한 현재 이득 계수는 원하는 텔레비전 채널 신호의 현재 측정 전력 레벨에 기초하여 이전의 이득 계수를 증가 또는 감소시킴으로써 생성될 수 있다. 다음 조정을 하자마자, 이전 이득 계수는 조정으로부터 얻어진 초기 이득 계수이다.
전술한 바와 같이, 아날로그 이득 제어 블록(308)의 목적은 원하는 텔레비전 채널 신호의 품질을 향상시키도록 ADC(106)에 제공된 신호의 레벨을 조정하기 위해 RF 및 IF 단계들에서 이득 설정들을 조절하는 것이다. 대안적으로, 앞서 설명된 제1 모드에 따라, ADC(106)의 출력 레벨이 측정되고 아날로그 및 디지털 방송 전송 표준들에 대한 기준 레벨들에 비교되는 아날로그 이득 제어 피드백 루프를 이용하여 상기 조절이 행해질 수 있다. 만일 측정된 레벨이 기준 레벨보다 낮으면, 하나 이상의 이득 제어 신호들이 증가되는 반면, 측정된 레벨이 기준 레벨보다 높으면, 하나 이상의 이득 제어 신호들이 감소된다. 따라서, 심지어 안테나(120)로부터의 신호 레벨, 또는 경우에 따라서는, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대해 방송 전송 표준이 변화하거나 다른 입력 수단이 변화할 때에도, 기준 레벨은 아날로그 이득 제어 피드백 루프가 유지하기 위해 탐색하는 목표 레벨로서 간주될 수도 있다.
그러나 본 명세서에서 각각 아날로그 및 디지털 방송 텔레비전 신호들로 지칭되는, 아날로그 및 디지털 방송 표준들 하에서 전송되는 텔레비전 신호들의 특성들은 근본적으로 서로 상이하며, 그에 따라 디지털화를 위한 최상의 레벨은 각각의 경우 상이하다. 정상적으로(부정적으로) 변조된 아날로그 방송 텔레비전 신호는 동기 펄스들의 전송 동안 자신의 가장 높은 레벨(예를 들어, 도12B 참조)이다. 이러한 기간들 동안, 화상 캐리어 신호는 3dB의 피크대 평균 전력비를 갖는 순수 사인곡선을 닮는다. 이러한 신호는 자신의 피크들이 클리핑되지 않고 ADC(106)의 전체 스케일 범위에 대해 소정 양의 최소 헤드룸(headroom)이 유지되도록 신호의 진폭을 조절함으로써 ADC(106)에 의해 최적으로 디지털화될 수 있다. 실질적으로, 헤드룸의 몇몇 dB은 측정 에러 및 동적 효과들을 고려하기 위해 제공되어야 한다. 역으로, 디지털 방송 신호들은 10-15 dB 또는 그 이상의 피크대 평균 전력비들을 가질 수도 있다. 이러한 타입들의 신호들을 디지털화할 때, 비록 소정 양의 클리핑이 허용될 수도 있지만, 이러한 신호들의 진폭은 추가의 클리핑이 발생하지 않도록 조절되어야 한다. 만일 ADC(106)로부터의 출력 레벨이 단지 평균 전력 레벨에 의존해서만 계산되면, 기준 레벨은 아날로그 방송 텔레비전 신호들을 디지털화하거나, 디지털 방송 텔레비전 신호들을 디지털화하기 위해 최적으로 설정될 수 있지만, 둘 모두에 대해서 설정되는 것은 아니다. 더욱이, ADC(106)에 제공된 개략적인 채널 신호(162)가 아날로그 방송 신호 및 디지털 방송 신호 모두를 동시에 포함할 수도 있기 때문에, 레벨의 측정으로서 평균 전력을 사용하는 것은 최적이지 않다. 마찬가지로, 측정으로서 피크 전력의 사용도 또한 최적이지 않다.
도16A를 참조하면, ADC(106)의 출력에 대한 신호 레벨의 측정을 제공하기 위해 준 피크(quasi peak) 검출기를 사용하는 아날로그 이득 제어 블록(700)의 실시예의 블록도가 도시된다. 신호 레벨 측정은 아날로그 및 디지털 방송 텔레비전 신호 모두를 디지털화할 때 더욱 효과적인 레벨 제어를 제공하기 위해 사용된다. 더욱이, 레벨 제어는, ADC(106)로의 입력이 원하는 텔레비전 채널 신호 또는 인접한 텔레비전 채널 신호에 의해 지배되는 지의 여부에 무관하게, 그리고 우세한 텔레비전 채널 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준들을 이용하여 전송되는 지에 무관하게 효과적이다. 아날로그 이득 제어 블록(700)은 일반적으로, 아날로그 방송 텔레비전 신호들에 대해 간격들을 동기화하는 동안 RMS 레벨에서 7-10 dB 백오프를, 디지털 방송 텔레비전 신호들에 대한 RMS 레벨에서 12 내지 15 dB 백오프를, 그리고 ADC(106)로부터의 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)가 동시에 두 신호 타입 들을 포함할 때 이들 사이의 어딘가에 유지되도록 시도한다. 백오프는 ADC(106)의 전체 스케일 범위에 대해 측정된다. 또한 아날로그 이득 제어 블록(700)은, RF 프로세싱 블록(102)의 가변 이득 증폭기들과 아날로그 프로세싱 블록(104)의 IF 가변 이득 증폭기들 사이에서 계산된 이득을 분할하도록 시도한다.
아날로그 이득 제어 블록(700)은, 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될 때 간격들을 동기화하는 동안 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)에 기초하여 평균 제곱 레벨과 실질적으로 동일한 레벨을 따르고, 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 전송될 때 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)에 기초하여 평균 제곱 레벨보다 실질적으로 더 큰 레벨을 따르기 위해 준 피크 측정을 생성하도록 구성된다. 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될 때, 기준 레벨은, 디지털화된 개략적인 채널 신호의 제곱 평균 제곱근과 간격들을 동기화하는 동안 ADC(106)의 전체 스케일 범위 사이에서 헤드룸의 제1 양을 제공하도록 선택된다. 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 전송될 때, 선택된 기준 레벨은 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)의 제곱 평균 제곱근과 ADC(106)의 전체 스케일 범위 사이에서 헤드룸의 제2 양을 제공한다. 제2 양은 제1 양보다 더 크다.
아날로그 이득 제어 블록(700)은 전력 검출기(PD)(702), 로패스 필터(704), 및 리키 피크 검출기(706)를 포함하는데, 이들은 함께 ADC(106)의 출력 레벨의 확실한 측정을 제공한다. 아날로그 이득 제어 블록(700)은 또한 비교기(708), 데시메이션 블록(710), 저역 필터(712), 스위치(714), IF 이득 조절 경로 및 RF 이득 조절 경로를 포함한다. IF 이득 조절 경로는 곱셈기(716), 합산기(718), 누산기(720) 및 DAC(722)를 포함한다. RF 이득 조절 경로는 곱셈기(724), 합산기(726), 누산기(728) 및 DAC(730)을 포함한다. 아날로드 이득 제어 블록(700)은 또한 ADC(106)의 구현에 의존하여 최적인 불안정성 모니터(732)를 포함할 수 있다. ADC(106)가 불안정할 때 리키 피크 검출기(706)로부터의 측정 신호가 크게 되도록 저역 필터(704)의 대역폭이 선택될 수 있기 때문에 불안정성 모니터(732)로부터의 이득 제어 경로가 또한 턴오프될 수 있으며, 이 경우 아날로그 이득 제어 블록(700)은 ADC(106)가 안정 상태로 되돌아 가도록 아날로그 이득 제어 블록이 제공하는 아날로그 이득 제어 신호들을 감소시키도록 구성된다. 그러나 불안정성 모니터(732)는 ADC(106)가 불안정할 때 ADC(106)를 검출 및/또는 리셋하도록 사용될 수 있다.
스위치(714) 및 RF 이득 조절 경로는 이득 제어 신호를 수신할 수 없고 자신 고유의 이득 제어를 제공하는 RF 프로세싱 블록을 갖는 수신기와 함께 아날로그 이득 제어 블록(700)이 사용되는 경우, 스위치(714) 및 RF 이득 조절 경로는 또한 선택적일 수 있다.
전력 제어 검출기(702)는 ADC(106)로부터 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)를 수신하고 이러한 신호의 실수 및 허수 성분들의 크기를 제곱함으로써 이러한 신호의 전력을 결정한다. 전력 검출기(702)는 저역 필터(704)에 의해 필터링되는 전력 신호를 제공한다. 저역 필터(704)는 1계 광역 MR 필터(a first order wide-band MR filter)일 수 있다. 그 다음 필터링된 전력 신호는 저역 필터(704) 의 출력의 피크를 추적하고 측정 신호를 출력하는 리키 피크 검출기에 의해 프로세싱된다. 입력 신호가 리키 피크 검출기(706)로 제공되기 전에 저역 필터(704)에 의해 필터링되기 때문에, 리키 피크 검출기(706)는 진폭이 입력 신호의 특성 및 저역 필터링의 양에 의존하는 준 피크들을 추적할 것이지만, 준 피크는 시간 기간에 대해 입력 신호의 실제 피크보다 낮다. 따라서, 리키 피크 검출기(706)의 출력은 아날로그 방송 표준들에 대한 간격들을 동기화하는 동안 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)의 평균 전력(평균 제곱 전압)을 따르도록 구성될 수 있다. 리키 피크 검출기(706)의 출력은 디지털 방송 표준들에 대해 디지털화된 개략적인 채널 신호(172)의 평균 전력보다 더 큰 레벨을 따를 것이다.
도16B를 참조하면, 리키 피크 검출기(706)의 실시예에 대한 기능을 나타내는 블록도가 도시된다. 리키 피크 검출기(706)는 자신의 입력의 피크 및 시간에 대한 "리크들"을 추적한다. 리키(leaky) 피크 검출기(706)는 기능적 관점에서, 비교기(732), 곱셈기(734), 합산기(736), 레지스터(738), 스위치(740), 감산기(742), 레지스터(744), 곱셈기(746) 및 스위치(748)를 이용하여 구현될 수 있다. 리키 피크 검출기(706)는 또한 몇가지 파라미터들을 사용한다: 일정한 저속 감쇠(small decay) 파라미터, 고속 감쇠(fast decay) 파라미터 및 어택(attack) 파라미터. 리키 피크 검출기(706)는 도 16B에 도시된 블록들의 기능을 구현하고 DSP에 의해 실행되는 컴퓨터 코드를 통해 또는 전용 하드웨어를 이용하여 구현될 수 있다.
비교기(732)는 리키 피크 검출기(706)에 대한 입력 신호의 레벨을 레지스터(738)에 저장된 이전 피크값과 비교한다. 입력 레벨이 이전 피크값보다 더 크 면, 곱셈기(734)를 통해 입력 레벨과 이전 피크값 간의 차가 어택 파라미터와 곱해지고, 합산기(736)에 의해 이전 피크값에 가산되며, 리키 피크 검출기(706)의 출력으로서 스위치(740)에 의해 제공된다. 스위치(740)는 입력 레벨이 이전 피크값보다 더 큰 것으로 비교기(732)에 의해 통지될 때 이러한 기능을 수행한다. 이러한 현재 피크값은 또한 비교기(732)의 다음 동작을 위해 이전 피크값으로서 레지스터(738)에 저장된다. 어택 파라미터에 의한 비교기(732)의 출력의 스케일링은 리키 피크 검출기(706)가 얼마나 빨리 입력 신호의 피크값들에 대해 반응하는지를 결정한다.
한편, 입력 레벨이 이전 피크값보다 더 작으면, 피크 출력값은 현재 감쇠 파라미터만큼 감산된다. 이 경우, 현재 감쇠 파라미터는 감산기(742)에 의해 이전 피크값으로부터 감산되고, 이러한 감소된 피크값은 스위치(740)에 제공되어 리키 피크 검출기(706)의 출력으로서 이러한 감소된 피크값을 제공한다. 또한, 이전 피크값은 이러한 감소된 피크값(즉, 감산된 이전 피크값)으로 업데이트된다. 스위치(748)는 레지스터(744)에 저장된 현재 감쇠 파라미터로서 고속 감쇠값의 곱셈된 버전 또는 일정한 저속 감쇠값을 선택한다. 고속 감쇠값은 레지스터(744)에 저장된 현재 감쇠 파라미터만큼 곱해진다. 스위치(748)는 입력 신호 레벨이 특정 시간 주기 동안 이전 피크값 미만일 때 고속 감쇠값의 곱셈 버전을 선택하고, 그렇치 않으면 일정한 저속 감쇠값이 스위치(748)에 의해 선택된다.
일반적으로, 어택 파라미터의 값은 리키 피크 검출기(706)가 피크값들에 적절히 반응하지만 잡음에 과잉-반응하지는 않는다. 감쇠 파라미터의 값은 아날로그 방송 비디오 콘텐츠로 인한 변동들(fluctuations)을 방지하기 위해 일정하도록 선택된다. 감쇠 파라미터가 정상 동작 하에서 작기 때문에, 리키 피크 검출기(706)는 입력 신호의 진폭에서 현저한 강하의 이벤트시 입력 신호의 피크를 감쇠시키고 감지(catch)하는데 오랜 시간이 걸릴 것이다. 따라서, 파라미터들에 대한 일반적인 규칙은 리키 피크 검출기(706)의 동작이 콘텐츠 독립적이어야 하기 때문에 고속 어택 및 저속 감쇠 상수들을 갖는 것이다(즉, 리키 피크 검출기(706)의 출력은 액티브 비디오 라인들 동안 너무 많이 가변되지 않는다). 성능을 개선하기 위해, 리키 피크 검출기(706)는 특정 시간 주기 내에서 피크를 발견하지 못할 때 고속-감쇠 모드로 진입하도록 구성된다. 고속-감쇠 모드에서, 고속 감쇠 파라미터의 값은 피크 출력 신호가 특정 양만큼 입력 신호 레벨과 상이할 때까지 곱셈기(746)에 의해 반복적으로 스케일링되며, 피크 출력 신호가 특정 양만큼 입력 신호 레벨과 상이한 지점에서, 레지스터(744)에 저장된 현재 감쇠값이 일정한 저속 감쇠 파라미터의 값으로 업데이트된다.
예를 들어, 288 MHz에서의 동작을 위해, 감쇠 파라미터는 0.0000004768 내지 1의 값으로 가변될 수 있다. 적어도 몇몇 실시예들에서, 감쇠 파라미터의 값은 0.0000004768 내지 0.000005로 가변될 수 있다. 적어도 몇몇 실시예들에서, 0.0000008의 값이 감쇠 파라미터에 대해 선택될 수 있다. 감쇠 파라미터는 리키 피크 검출기(706)의 출력이 너무 많이 변동되지 않아야 하기 때문에 작은 값을 가져야 한다. 고속 감쇠 파라미터는 일반적으로 1 내지 4096의 값으로 가변될 수 있다. 적어도 몇몇 실시예들에서, 고속 감쇠 파라미터의 값은 2 내지 512로 가변될 수 있다. 적어도 몇몇 실시예들에서, 레거시(legacy)(즉, 목표된 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 송신됨) 네거티브 변조된 신호들에 대하여, 256 값이 고속 스텝 응답을 위해 선택될 수 있다. 그러나, 레거시 포지티브 변조된 신호들에 대하여, 비디오 콘텐츠가 동기 팁(sync tip)을 초과하기 때문에, 텔레비전 신호 콘텐츠 변화로 인한 피크값의 갑작스런 강하를 방지하기 위해, 고속 감쇠 파라미터는 2와 같은 작은 값을 가져야 한다. 디지털 방송 표준에 따라 송신되는 목표된 텔레비전 채널 신호에 대해, 고속 스텝 응답을 위해 고속 감쇠 파라미터가 256의 값으로 선택될 수 있다. 어택 파라미터는 일반적으로 0.000000476 내지 1의 값으로 가변될 수 있다. 적어도 몇몇 실시예들에서, 어택 파라미터의 값은 0.00003 내지 0.02로 가변될 수 있다. 실제 값은 입력 신호 통계치(statistic)에 기초하여 선택된다. 적어도 몇몇 실시예들에서, 레거시 신호들에 대하여, 리키 피크 검출기(706)가 피크값을 추적하여 0.002 값이 어택 파라미터로서 선택될 수 있다. 디지털 방송 표준에 따라 송신되는 목표된 텔레비전 채널 신호에 대하여, 리키 피크 검출기(706)는 RMS 값에 보다 근접하게 추적하여, 0.0002 값이 어택 파라미터로서 선택될 수 있다. 본 발명에서 제공되는 이러한 파라미터들의 범위는 디지털 회로 설계에서 비트 수(즉, 정밀도)에 의해 정해진다는 점을 유의해야 한다.
도 16A를 다시 참조하면, 비교기(708)는 측정 신호를 기준 레벨과 비교함으로써 이득(gain) 에러 신호를 생성한다. 기준 레벨은 아날로그 이득 제어 블록(700)이 ADC(106)의 출력 레벨을 추적하려고 시도하는 타겟 레벨이다. ADC(106)가 예를 들어 288 MHz와 같은 높은 주파수에서 동작하기 때문에, 이득 에러 신호가 상당히 오버샘플링된다. 더욱이, AGC 이득 제어 블록(700)이 그러한 높은 레이트에서 IF 이득 및 RF 이득을 제어할 필요가 없기 때문에, 이득 에러 신호는 수백 kHz의 크기로 훨씬 더 낮은 레이트로 보간부(decimation block)(710)에 의해 보간된다. 이는 또한 로패스 필터(712)에 대해 요구되는 비트 정밀도를 감소시킨다.
기준 레벨은 아날로그 방송 텔레비전 신호들에 대한 정상 폐쇄 루프 동작 동안, RF 및 IF VGA들의 이득이 조절되어, 동기화 간격들 동안 ADC(106)에 대한 입력 신호의 RMS 레벨과 ADC(106)의 풀 스케일(full scale) 범위 간에 약 7-10dB의 백오프(back-off)를 제공할 것이다. 리키 피크 검출기(706)는 디지털 방송 텔레비전 신호들에 대한 평균 전력보다 더 높은 레벨을 추적하기 때문에, ADC(106)에 대한 입력 신호의 RMS 레벨 및 ADC(106)의 풀 스케일 범위는 아날로그 방송 텔레비전 신호들 보다 디지털 방송 텔레비전 신호들에 대해 더 넓다. "백오프" 양의 이러한 차이는 아날로그 및 디지털 방송 신호들 간의 추적 레벨의 차이와 동일하다. 로패스 필터(704)와 리키 피크 검출기(706)의 구성에 따라, 그 차이는 5 dB 크기일 수 있고 디지털 방송 텔레비전 신호들에 대해 총 12-15 dB의 백오프를 초래한다. 이러한 방식으로, 백오프는 아날로그 또는 디지털 방송이 수신되고 있는지 여부의 사전 지식 없이, 수신되는 신호의 타입의 효과적인 디지털화를 위해 자동으로 조정(adapted)된다. 이는 또한 개략(coarse) 채널 신호(162)가 두 신호 타입들을 포함할 수 있고 이들 간의 상대 전력이 알려지지 않을 경우에 효과적이다.
이때 이득 에러 신호는 필터링된 이득 에러 신호를 생성하기 위해 로패스 필터(712)에 의해 필터링된다. 그러나, 불안정성 모니터(732)를 포함하는 실시예들 에서, 아날로그 이득 제어 블록(700)은 로패스 필터(712)에 의해 필터링되는 신호로서, 비교기(708)로부터의 이득 에러 신호 내지 불안정성 모니터(732)에 의해 제공되는 이득 조절 신호를 선택하도록 구성된다. 어느 경우든, IF 및 RF 아날로그 이득 제어 신호들이 이에 따라 변화될 것이다. 또한, IF 및 RF 아날로그 이득 제어 신호들은 동작 동안 요구될 경우 이전에 계산된 값으로 유지될 수 있다. 불안정성 모니터(732)의 동작은 이하에서 추가로 상세히 논의된다.
그 다음, 필터링된 이득 에러 신호는 IF 루프 이득에 의해 스케일링 및 IF 이득 조절 경로에서 누적되거나, 또는 RF 루프 이득에 의해 스케일링 및 스위치(714)의 동작에 따라 RF 이득 조절 경로에서 누적된다. 스위치(714)는 도 16C에 도시된 것처럼 전환 지점(take-over point) 및 입력 신호 레벨에 기초하여 동작한다. 입력 신호 레벨은 RF 프로세싱 블록(102)에서 측정된다. 기동(power up)시에, 즉 초기화시에, RF 및 IF 이득 제어 신호들은 최소 이득 레벨에 있으며, 이루어질 임의의 이득 조절들이 먼저 RF 이득 제어 신호에 적용된다. 입력 신호 레벨이 보다 낮아짐에 따라, RF 이득 제어 신호의 레벨은 전환 지점에서 최대 레벨에 도달할 때까지 증가한다. 그 다음, 이득 조절의 추가적인 증가들이 IF 이득 제어 신호에 적용된다. 대안적으로, 본 도면은 낮은 입력 신호 레벨들에 대해, 입력 신호 레벨의 증가에 따라 감소되는 지점에서 입력 신호 레벨이 전환 지점에 접근할 때까지 RF 이득이 최대 레벨로 유지됨을 보여준다. 또한, IF 이득의 양은 약한 입력 신호들에 대해 최대이지만, 입력 신호 레벨이 증가함에 따라, IF 이득 레벨이 최소 레벨에서 일정하게 유지되는 지점에 전환 지점이 교차될 때까지 IF 이득의 양 이 감소된다. 이러한 이득 조절 방식은 약한 입력 신호들에 대해 최대량의 이득이 아날로그 신호 처리 체인에 보다 선행하여 인가될 수 있도록 하고, 강한 입력 신호들에 대해 최소량의 이득이 인가될 수 있도록 한다. 전환 지점의 우측에 대한 동작 영역은 RF 이득 제어 모드로서 지칭될 수 있으며, 전환 지점의 좌측에 대한 동작 영역은 IF 이득 제어 모드로서 지칭될 수 있다. 대안적으로, 수신기가 그 자신의 AGC 레귤레이션(regulation)을 수행하는 제3자 튜너(tunner)를 사용하는 실시예들에서 RF 이득 제어는 디스에이블될 수 있다.
로패스 필터(712)의 조합된 루프 이득 및 대역폭에 따라 아날로그 이득 제어 블록(700)의 응답 시간이 결정된다. 로패스 필터(712)의 루프 이득 및 대역폭은 AM 변조된 텔레비전 채널 신호들에 대한 AGC 추적을 향상시키기 위해 증가될 수 있다. 그러나, 로패스 필터(712)의 루프 이득 및 대역폭을 너무 많이 증가시키는 것은 아날로그 이득 제어 블록(700)이 잡음에 취약하게 하거나 불안정하게 할 수 있다. IF 이득 조절 경로에 대한 루프 이득은 곱셈기(716) 및 증폭 인자 IF 이득에 의해 제공된다. 마찬가지로, RF 이득 조절 경로에 대한 루프 이득은 곱셈기(724) 및 증폭 인자 RF 루프 이득에 의해 제공된다.
스위치(714)가 IF 이득의 양을 조절하도록 구성될 때, 로패스 필터(712)에 의해 생성되는 필터링된 이득 에러 신호는 IF 이득 조절 경로에 제공되며, 그 지점에서 IF 루프 이득만큼 곱해진 다음, 이전 IF 이득값에 대하여 합산기(718) 및 누산기(720)에 의해 누적된다. 이는 또한 아날로그 IF 이득 제어 신호의 레벨이 감소되어야 할 때 네거티브 방식으로 수행될 수도 있다. 이때, 누적된 IF 이득값은 아날로그 IF 이득 제어 신호를 생성하기 위해 DAC(722)에 제공된다. DAC(722)는 저해상도 DAC를 통해 높은 대역내 비트 해상도를 달성하기 위해 양자화 잡음이 고주파수들로 시프트되는 4비트 시그마-델타 변조된 DAC일 수 있다. 따라서, 이 경우, 아날로그 로패스 필터(미도시됨) 또한 DAC(722)의 출력에서 대역외 잡음을 감쇠시키기 위해 포함되며, 4 dB 백오프가 안정성 목적으로 사용된다.
스위치(714)가 RF 이득량을 조절하도록 구성될 때, 로패스 필터(712)에 의해 생성되는 필터링된 이득 에러 신호는 RF 루프 이득에 의해 곱해지는 지점에서 RF 이득 조절 경로에 제공된 다음, 이전 RF 이득값에 대하여 누산기(728) 및 합산기(726)에 의해 누적된다. 이는 또한 아날로그 RF 이득 제어 신호의 레벨이 감소되어야 할 때 네거티브 방식으로 수행될 수도 있다. 그 다음, 누적된 RF 이득값은 아날로그 RF 이득 제어 신호를 생성하기 위해 DAC(730)에 제공된다. DAC(730)는 1비트 시그마-델타 변조된 DAC일 수 있으며, 이 경우 아날로그 로패스 필터(미도시됨)가 DAC(730)의 출력에서 대역외 잡음을 감쇠시키기 위해 포함되고, 0.45 dB 백오프가 안정성 목적으로 사용된다.
ADC(106)에 대해 시그마-델타 변조된 ADC를 사용하는 수신기(100)의 실시예들에서, 불안정성 모니터(732)는 불안정성을 감지하기 위해 ADC(106)의 양자화된 출력 및 아날로그 QnOverRange 및 QnUnderRange 상태 비트들을 검사하기 위해 사용된다. 불안정성 모니터(732)는 ADC(106)의 출력 레벨이 ADC(106)의 최대 및 최소 풀-스케일 레벨들에 도달하는 횟수들을 검사하기 위해 제 1 슬라이딩 윈도우를 사용한다. 불안정성 모니터(732)는 또한 QnOverRange 또는 QnUnderRange 상태 비트 가 하이(high)인 횟수들을 검사하기 위해 제 2 슬라이딩 윈도우를 사용한다. 이러한 상태 비트들은 ADC(106)가 불안정할 수 있음을 나타낸다. 각각의 슬라이딩 윈도우의 길이는 ADC(106)의 샘플링 레이트 대 IF의 목표된 텔레비전 채널의 중심 주파수의 비율에 기초하여 설정될 수 있으며, 목표된 텔레비전 채널 신호의 주어진 주기 동안 ADC(106)가 불안정해지는 횟수들의 표시를 제공한다. 각각의 슬라이딩 윈도우는 또한 불안정성이 부정(spurious) 값들로 인하여 너무 일찍 또는 너무 늦게 검출되지 않도록 선택된 값으로 임계치를 사용한다. 몇몇 경우들에서, 50%의 임계값이 사용될 수 있다.
불안정성 모니터(732)는 ADC(106)에 대해 불안정성을 검출할 때, 아날로그 이득 프로세싱 블록(700)은 ADC(106)가 안정 상태로 되도록 RF 또는 IF 이득을 이에 따라 감소시킬 수 있다. 이득 조절의 양은 불안정성의 전술한 각각의 슬라이딩 윈도우에서 불안정 표시들의 퍼센티지의 가중 합인 불안정성의 심도(severity)에 의해 결정된다. 가중된 불안정성 표시들이 프로그래밍가능한 임계치를 초과할 때, 불안정 신호가 어서트(assert)될 것이다. RF 및 IF 이득들이 최저 레벨들로 감소되지만 불안정 신호가 여전히 어서트되고 있으면, 아날로그 이득 제어 블록이 신호를 출력하여 ADC(106)를 리셋시킬 수 있다.
도 16A는 하나의 아날로그 IF 이득 제어 신호 및 하나의 아날로그 RF 이득 제어 신호만을 도시하지만, 아날로그 이득 제어 블록(700)은 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(102, 104)에서 몇몇 가변 이득 증폭기들의 레벨을 설정하기 위해 변형될 수 있다. 또한, 아날로그 이득 제어 블록(700)은 비디오 프로세싱 블록(182)에 서 사용된 디지털 이득 증폭기에 대하여 이득이 분배될 수 있도록 변형될 수도 있다. 이는 도 16B에 도시된 것과 유사한 방식으로 보다 많은 전환 지점들을 이용하여 수행될 수 있으며, 부가적인 전환 지점들은 IF 섹션에서 하나 보다 많은 가변 이득 증폭기 간에 이득 제어량을 스위칭하고 RF 섹션에서 하나 보다 많은 가변 이득 증폭기 간에 이득 제어량을 스위칭하기 위해 부가된다. 즉, 이득 제어는 이득 제어가 다른 가변 이득 증폭기로 스위칭되는 지점에서 최대/최소 설정에 도달할 때까지 가변 이득 증폭기에 대해 변형된다.
이제 도 17A를 참조하면, 범용 텔레비전 수신기(750)의 다른 예시적인 실시예의 블록도가 도시된다. 범용 텔레비전 수신기(750)는 44 MHz(북미), 59 MHz(일본) 또는 36 MHz(그외)에 중심을 둔 IF 멀티-채널 텔레비전 신호(136')를 제공하는 기존의(off-the shelf) RF 프로세싱 블록(752)을 사용한다. IF 멀티-채널 텔레비전 신호(136')는 목표된 텔레비전 채널 신호 및 하나 이상의 인접한 텔레비전 채널 신호들의 주파수 성분의 적어도 일부분을 포함한다. 일반적으로, 수신기(750)의 컴포넌트들은 수신기(100)의 컴포넌트들과 유사한 방식으로 동작하며, 차이점들은 이하에서 설명된다. 예를 들어, 아날로그 프로세싱 블록(754) 및 디지털 프로세싱 블록(756)은 범용 텔레비전 수신기(100)의 대응 블록들과 비교되는 유사한 구조 및 동작을 가지며, 동작 주파수와 처리 방법에 있어서 약간의 변화들이 이루어진다.
아날로그 프로세싱 블록(754)에서, 스위칭된 커패시터 필터들은 사용되지 않으므로, 연속적인 시간 서브-샘플링이 수행되지 않는다. 또한, 기존의 RF 프로세싱 블록(752)은 SAW 필터를 사용할 수 있지만, 필터들(150, 156)과 유사한 개 략(coarse) 대역통과 필터들은 전형적으로 감쇠 및 앨리어싱(aliasing)-방지를 위해 여전히 필요하며, 관심있는 개략 주파수 영역 근처에서 신호 성분들(샘플링으로 인한)을 오버랩핑하기 위해 충분한 감쇠량을 제공하기 위해 충분한 롤오프(rolloff)가 존재하는 요구조건을 갖는다. 그러나, RF 프로세싱 블록(752)이 충분한 감쇠를 제공하는 경우, 부가적인 필터링이 필요하지 않을 수 있다. 아날로그 프로세싱 블록(754)의 이러한 필터들은 RF 프로세싱 블록(752)의 IF 주파수에서 중심 주파수를 갖는다. ADC(106)를 위해 사용되는 샘플링 레이트는 IF 주파수의 몇배로 선택될 수 있다. 예를 들어, 샘플링 레이트는 288 MHz의 크기일 수 있다.
디지털 프로세싱 블록(756)에 대하여, 사용되는 다운샘플링의 양 및 샘플링 레이트에 따라, 주파수 회전기(rotator)와 같은 본 디지털 프로세싱 블록의 컴포넌트들의 순서, 및 필터와 다운샘플러의 조합 중 일부는 개선된 처리 효율성을 위해 반대일 수 있다. 또한, 디지털 프로세싱 블록(756)에서, 디지털 복조기(758)가 이러한 기능을 제공하는 경우에 균등화가 수행될 필요가 없다. 더불어, 텔레비전 신호들을 송신하는 송신기들 뿐만 아니라 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들(752, 754)의 주파수 합성기들에 사용되는 기준 주파수들의 불확실성으로 인하여 아날로그 캐리어 복구가 여전히 수행된다. 더욱이, 디지털 프로세싱 블록(756)은 비디오 프로세싱 블록(182)에 상응하는 비디오 프로세싱 블록을 갖는다. 따라서, 목표된 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준을 이용하여 송신되는 경우, 디지털 프로세싱 블록(756)은 특정 아날로그 방송 표준에 따라 하나 이상의 출력 신호들(112)을 생성하는 출력 신호를 DAC 블록(110)에 제공한다. 목표된 텔레비전 채널 신호가 디 지털 방송 표준을 이용하여 송신되는 경우, 디지털 프로세싱 블록(756)은 디지털 변조된 비디오 신호(112')를 제공하며, 디지털 복조기(758)는 이를 처리하여 디지털 전송 스트림 출력(762)을 생성한 다음, MPEG-2 디코더에 의해 처리되어 비디오를 생성할 수 있다. 이러한 처리는 목표된 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수의 추적을 포함한다. 이전에 언급된 것처럼, 추적은 주어진 디지털 방송 표준에 대해 사용될 수 있는 모든 캐리어들에 대한 중심 캐리어 주파수와 같은 특정 주파수에 적용된다.
디지털 복조기(758)는 디지털 프로세싱 블록(756)의 비디오 프로세싱 블록의 제 1 주파수 회전기에 디지털 모드 주파수 시프트 피드백 신호(756)를 제공하여, 주파수 오프셋 에러와 무관하게 DC에 대하여 중심에 있도록 처리된 디지털화된 개략 채널 신호(192)에 인가되는 주파수 시프트를 조절한다. 디지털 모드 주파수 시프트 피드백 신호(760)는 통상의 당업자에게 공지된 것처럼 소프트웨어 또는 하드웨어를 통하여 비디오 프로세싱 블록의 제 1 주파수 회전기에 제공될 수 있다. 디지털 복조기(758)는 동작 동안 다양한 시간들에서 디지털 모드 주파수 시프트 피드백 신호(760)의 값을 업데이트할 수 있다. 예를 들어, 디지털 복조기(758)는 범용 텔레비전 수신기(750)가 상이한 텔레비전 채널로 조정(tune)될 때마다 디지털 모드 주파수 시프트 피드백 신호(760)의 값들을 업데이트할 수 있다. 다른 실시예들에서, 디지털 복조기(758)는 온도 변화 등으로 인하여 주파수 오프셋 에러의 편차(drift)를 계산하기 위해 디지털 모드 주파수 시프트 피드백 신호(760)를 업데이트할 수도 있다.
더욱이, 2-스테이지 이득 제어 방법은 범용 텔레비전 수신기(750)에 의해 사용될 수 있으며, 여기서 이득 제어는 아날로그 스테이지(즉, 아날로그 회로) 및 디지털 스테이지(즉, 디지털 회로) 둘다에서 가변 이득 증폭을 위해 사용된다. 도 15 및 16A-16C와 관련하여 논의된 아날로그 이득 제어 기술들이 사용될 수 있다. 또한, 디지털 복조기(758)는 이하에서 기술되는 것처럼, 디지털 이득 제어 신호(400)를 제공할 수도 있다.
이제 도 17B를 참조하면, 디지털 복조기(758)에 대한 예시적인 실시예의 블록도가 도시된다. 일반적으로, 디지털 복조기(758)는 복조기 블록(770), 에러 수정 블록(772) 및 디지털 이득 제어 블록(774)을 포함한다. 이러한 일반적인 도면은 임의의 디지털 복조기를 포함한다. 예를 들어, DVB-T 디지털 복조기에 대해, 복조기 블록(770)은 OFDM 복조기이고, 에러 수정 블록(772)은 비터비(Viterbi) 디코더 및 리드-솔로먼(Reed-Solomon) 디코더를 포함한다. 통상의 당업자는 주어진 디지털 텔레비전 방송 표준에 대한 복조기 블록(770), 에러 수정 블록(772) 및 디지털 이득 제어 블록(774)의 구현에 익숙하다.
복조기 블록(770)은 디지털 프로세싱 블록(756)의 비디오 프로세싱 블록에 의해 제공되는 비디오 정보(112')를 복조한다. 복조기 블록(770)은 또한 목표된 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수에 고정(lock)될 수 있으며, 선택적으로 디지털 모드 주파수 시프트 피드백 신호(760)를 생성하여, 디지털 프로세싱 블록(756)의 비디오 프로세싱 블록이 디지털 동작 모드에서 동작할 때 주파수 오프셋 에러들을 보상할 수 있다. 그 다음, 복조기 블록(770)의 출력이 에러 수정 블록(772)에 의해 처리되어 디지털 텔레비전 채널 정보의 임의의 에러들을 보정하고 디지털 전송 스트림(762)을 생성한다. 몇몇 경우들에서, 에러 수정 블록(772)은 목표된 텔레비전 채널 신호가 적절히 복조되었음을 표시하기 위한 신호(B2)를 생성할 수 있으며, 신호(B2)를 도 7과 관련하여 이전에 설명된 것처럼 제어 블록(190)으로 다시 통신할 수 있다.
디지털 이득 제어 블록(774)은 디지털 복조기(758)에 대한 입력 데이터의 신호 품질에 기초하여 디지털 이득 제어 신호(400)를 생성한다. 예를 들어, 디지털 이득 제어 블록(774)은 일 실시예에서, 디지털 복조기(758)에 대한 입력 데이터의 레벨을 목표된 레벨과 비교하고, 디지털 이득 제어 신호(400)에 대한 적정 값을 생성하여, 입력 신호가 비디오 프로세싱 블록에 의해 증폭 또는 감쇠되어 이러한 레벨을 달성한다. 디지털 이득 제어 블록(774)은 경우에 따라서, 복조기 블록(770)에 의해 처리되기 이전의 입력 신호에 기초하여 이러한 증폭 또는 감쇠의 양을 결정하도록 구성된다. 대안적으로, 디지털 이득 제어 블록(774)은 디지털 계측값을 이용하여 입력(112')의 신호 품질을 측정함으로써 디지털 이득 제어 신호(400)를 생성할 수 있으며, 적절한 신호 품질이 달성되는 것을 보장하기 위해 디지털 이득 제어 신호(400)의 값을 조절할 수 있다. 이는 또한 도 15와 관련하여 기술된 것처럼 이득 계수 표를 이용하는 것을 포함할 수 있다.
이제 도 18을 참조하면, 수신기(800)의 다른 실시예가 도시된다. 수신기(800)는 아날로그 프로세싱 블록(802), ADC(106), 디지털 프로세싱 블록(804), FIFO 블록(806) 및 DAC 블록(110)을 포함한다. 수신기(800)는 제3자 텔레비전 튜 너로부터 IF 신호(808)를 수신하고, 이러한 신호를 처리하여 텔레비전 방송 표준이 디지털인지 또는 아날로그인지 여부에 따라 출력 신호들(112 또는 112')을 제공한다. DAC 블록(110)에 대한 입력은 디지털 포맷으로 출력 신호(112')를 생성하는 FIFO 블록(806)에 제공되는 아날로그 텔레비전 방송 표준을 위한 비디오 출력의 디지털 표시이다. SIF 출력이 중간 주파수(IF)에 있을 때 비-변조된 오디오에 대해 유사한 배열이 사용될 수 있다.
IF 신호(808)는 목표된 텔레비전 채널 신호 및 다른 텔레비전 채널 신호들을 포함하고, 일반적으로 종래의 수신기들 이후에 SAW 필터 및 고정-이득 증폭기가 후속되어 SAW 필터에서의 손실을 보상한다. 그러나, 수신기(800)에서는, SAW 필터 및 고정-이득 증폭기가 요구되지 않는다. 대신에, 수신기(800)는 전세계에 걸쳐서 중간 주파수들에 대해 사용되는 표준들의 차이점들의 장점을 갖는다: 북미의 44 MHz, 일본의 59 MHz 및 대부분의 나머지 나라에서 36 MHz. 따라서, 수신기(800)의 컴포넌트들은 수신기(750)의 대응 컴포넌트들에 대해 기술되었던 것과 실질적으로 유사한 방식으로 동작하며, IF 신호(808)를 제공하는 제3자 텔레비전 튜너를 수용하기 위한 몇가지 변화들이 있다. 예를 들어, 아날로그 프로세싱 블록(802)은 선택적인 감쇠기 및 신호 레벨 제어를 위한 가변-이득 증폭기를 포함한다. 대안적인 구현예들에서, ADC(106)는 전술한 IF 주파수들 중 하나에 중심을 둔 그 입력을 갖는 대역통과 시그마-델타 ADC로서 구현된다. 그렇치 않으면, 아날로그 프로세싱 블록(802) 및 디지털 프로세싱 블록(804)은 수신기(750)의 대응 블록들에 대해 기술된 것처럼 동작한다. 수신기(800)는 제3자 튜너가 RF 이득 제어 신호를 허용하 지 않는 이벤트에서, 이전에 기술된 것처럼 이루어진 변형들로 도 15 및 16A-16C의 이득 제어 기술들을 적용할 수도 있다. FIFO 블록(806)은 출력 데이터 플로우를 다운스트림 디지털 성분으로 조절하기 위해 사용된다. 여기에 도시된 다른 수신기 실시예들은 이러한 목적을 위해 유사한 FIFO 블록을 사용할 수 있다는 점을 유의해야 한다.
여기에 기술된 수신기 실시예들에 사용되는 클럭 또는 다른 동작 주파수들은 목표된 텔레비전 채널 신호의 처리를 방해하는 주파수 영역에서 큰 에너지를 갖기 때문에 유효 SNR을 손상시킨다는 점을 유의해야 한다. 이는 아날로그 신호들을 디지털 표시로 변환하는 프로세스 동안 발생할 수 있다. 예를 들어, 288MHz의 샘플링 레이트 및 36 MHz에 중심을 둔 목표된 텔레비전 채널에서, 252 MHz 또는 324 MHz의 신호들이 목표된 텔레비전 채널로 엘리어싱(aliased)된다. 목표된 텔레비전 채널이란 용어는 목표된 텔레비전 채널 신호의 주파수 용량을 포함하는 주파수 대역을 지칭한다는 점을 유의해야 한다. 이러한 주파수들은 입력 주파수로부터 떨어져 있지만, 텔레비전 시스템들의 광대역 특성은 신호 전력이 그곳에 존재할 수 있음을 나타낸다.
원하는 텔레비전 채널 신호에도 간섭하는 결합 신호들이 있을 수도 있다. 예를 들어, 임의의 결합된 RF/믹싱 신호 시스템에서 칩 내에서 신호들이 간섭하는 문제는 끝없는 도전이다. 내부 오실레이터들, 클록들과 회로는 임의의 하나의 주파수가 그 자신에 대해 또는 칩 내의 다른 주파수들과 결합될 때 간섭을 일으킬 수 있는 주파수들의 과잉(plethora)을 생성할 수 있다. 흔히 스퍼(spur)로 지칭되는 결과 신호들은 종래에는 실리콘에서만 어드레싱된다.
종래의 텔레비전 튜너들은 높은 앨리어싱(aliasing) 주파수들에서 전력을 감소시키는데 도움이 되는 어느 정도의 필터링을 이행한다. 그러나 이 필터링은 튜너로부터의 로컬 오실레이터 누설 또는 설명한 위조(spurious) 신호들에 영향을 미치지 않는다. 누설 전력이 어떤 텔레비전 채널들만큼 클 수 있긴 하지만, 누설 전력은 종래에 ADC(106) 전에 SAW 필터(들)와 안티-앨리어싱 필터들의 결합에 의해 감소한다. 그러나 여기서 설명한 아날로그 프로세싱 블록들의 각종 실시예에서는 SAW 필터들이 사용되지 않고 최소한의 안티 앨리어스 필터링이 이용되며, 따라서 로컬 오실레이터 신호는 충분한 강도로 나타나고 앨리어싱 주파수(즉, 처리중에 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 주파수 범위에 앨리어싱되는, 즉 원하는 텔레비전 채널 신호에 앨리어싱되는 주파수)에 있을 수도 있다. 이점에 관해서는, 단일 톤이라도 특정 방송 표준들에 따라 전송된 텔레비전 신호들에 대해 문제가 될 수 있다.
이러한 서로 다른 타입의 간섭의 영향을 완화하기 위해, 간섭은 특정 주파수들에서 발생하고, 이러한 주파수들이 원하는 텔레비전 채널에 부합하지 않는다면 제어 블록(190)이 클록 및 샘플링 레이트들을 시프트할 수 있어 원하는 텔레비전 채널 신호가 처리되고 있는 주파수 영역에 더 이상 간섭이 있지 않으며 원하는 텔레비전 채널 신호의 처리에 더 이상 악영향을 주지 않는 것으로 가정될 수 있다. 샘플링 레이트 주파수 시프트의 조정은 간섭자(interferer)의 앨리어싱된 버전을 원하는 텔레비전 채널과는 멀리 시프트한다. 후술하는 바와 같이 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해 리샘플링 비가 사용된다. 클록 주파수의 시프트는 믹싱 신호들의 주파수 값과 샘플링 레이트에 영향을 준다. 그러나 개략(coarse) 필터링의 사용, 개략 채널 신호들, 비디오 및 오디로 프로세싱 블록들에서 수행되는 캐리어 주파수 복구 때문에, 여기서 설명한 각종 실시예의 ADC, 디지털 프로세싱 블록, DAC 및 LO가 함께 동작하여 전체 수신기의 샘플링 레이트를 변화하게 할 수 있다. 보통은, 종래의 수신기들에서 샘플링 레이트는 일정하다. 그러나 여기서 설명하는 수신기들에 의해 샘플링 레이트 변동의 기술이 사용되어, 샘플링의 성질로 인해 뒤로 폴딩 또는 앨리어싱한 주파수 영역들을 원하는 텔레비전 채널로 시프트함으로써 다양한 클록킹 영역들에 의해 생성된 잠재적인 앨리어스 신호들 및 위조 신호들의 회피를 가능하게 할 수 있다. 간섭자들을 추가로 다루기 위해 수신기의 다른 컴포넌트들에는 다른 시프트들이 사용될 수 있으며 이는 뒤에 더 논의된다.
도 19A를 참조하면, 원하는 텔레비전 채널에 앨리어싱될 수 있는 간섭을 피하기 위해 클록 주파수 및 샘플링 레이트에 시프트들을 이용하는 일반적인 수신기(900)의 대안적인 실시예가 도시된다. 이 기술은 수신기(900)를 참조로 설명되지만, 이 기술은 여기서 설명하는 다른 수신기 실시예들에도 사용될 수 있다. 수신기(900)는 아날로그 프로세싱 블록(902), ADC(106), 디지털 프로세싱 블록(904), DAC 블록(110) 및 FIFO(906)를 포함한다. 이들 블록은 일반적으로 후술하는 앨리어싱 회피 샘플링 레이트 조정의 추가 특징과 함께, 수신기(750, 800)의 대응하는 블록들과 비슷한 방식으로 동작한다. 수신기(900)는 또한 가변 위상 고정 루프(PLL)(916) 및 제어 블록(190)을 포함한다.
앨리어싱된 간섭의 영향을 피하거나 완화하기 위해, 동작중 수신기(900)의 샘플링 레이트는 변경될 수 있다. ADC(106)의 샘플링 레이트는 일정하지 않기 때문에, 디지털 프로세싱 블록(904)은 ADC(106)의 변경된 샘플링 레이트에 대응하는 샘플링 레이트로 동작하도록 구성된다. 이는 DAC 블록(110)에 대해서도 성립한다. 전체 디지털 신호 경로는 일정한 클록 레이트를 유지한다. 상기한 바와 같이, 수신기(100)의 설명에서 디지털 프로세싱 블록(904)의 입력 및 출력 가까이에는 다상 필터들이 있다. 특히, 비디오 프로세싱 블록(182)은 다상 필터(352, 368)를 포함하고, 오디오 필터링 블록(184, 186)은 다상 필터(554, 566)를 포함하며, 오디오 프로세싱 블록(188)은 다상 필터(606, 614, 628)를 포함한다. 이는 디지털 프로세싱 블록(904)에 대해서도 성립한다. 이 다상 필터들(352, 368, 554, 566, 606, 614, 628)은 이들 블록 내에서의 필터링 및 처리 특성들이 사용되는 실제 물리적 샘플링 레이트와 무관하게 일관됨을 보장하기 위해 신호 샘플링 레이트들이 내부적으로 물리적 클록 레이트에 대해 적절한 비를 유지하도록 이용되는 유효 샘플링 레이트를 변화시키는데 사용된다. 따라서 비디오 프로세싱 블록(182), 오디오 필터링 블록(184, 186) 및 오디오 프로세싱 블록(188)의 입력에서의 다상 필터(352, 554)는 이들 블록 내에서의 처리가 마치 물리적 샘플링 레이트가 결코 변경되지 않았던 것처럼 발생하도록 유효 샘플링 레이트의 제 1 변환을 제공한다. 이들 블록(182-188)의 출력에서의 다상 필터(368, 566, 606, 614, 628)는 아날로그 출력 신호들을 적절히 생성하기 위해 DAC 블록(110)에 의해 사용된 물리적 샘플링 레이트로 다시 변환하도록 유효 샘플링 레이트의 제 2 변환을 적용한다. 대안으로, 표 준 디지털 출력 데이터 레이트가 지원되어야 했다면 다른 출력 레이트가 사용될 수 있다. 따라서 이러한 간섭 회피 기술은 조정된 샘플링 레이트를 입력 및 출력 다상 필터들 간의 처리 엘리먼트들에 사용될 것이었던 공칭 처리 레이트로 변환하기 위해 "입력" 다상 필터(352, 554)에 제 1 입력 리샘플링 비를 사용하는 것과 공칭 처리 레이트를 조정된 샘플링 레이트 또는 다른 샘플링 레이트로 변환하기 위해 "출력" 다상 필터(368, 566, 606, 614, 628)에 적어도 하나의 출력 리샘플링 비를 사용하는 것(수신기(900)의 다른 출력들이 다른 레이트들로 제공된다면 더 많은 출력 리샘플링 비가 사용될 수 있다)을 포함한다.
따라서 디지털 프로세싱 블록(904)은 앨리어싱된 간섭자들을 피하는데 사용되는 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해 리샘플링 비들을 적용하도록 구성된다. 이 기술은 다른 간섭자들의 앨리어싱된 버전들에 적용될 수 있으며 수신기기와 함께 사용되는 튜너의 로컬 오실레이터에 의해 생성된 간섭자들에 한정되지 않는다. 예를 들어, 원하는 텔레비전 채널 신호의 IF 픽처 캐리어의 고조파뿐만 아니라 수신기의 각종 컴포넌트의 변조음(distortion product)들 또한 주파수 및 앨리어싱된 버전들의 주파수가 연역적으로 알려지고 따라서 이 기술로 처리될 수 있는 간섭자들의 예측 가능 소스들이다.
추가로, 이 앨리어싱 회피 기술은 여기서 설명하는 튜너 구현들뿐 아니라 임의의 튜너 구현에 사용될 수 있음을 주지해야 한다. 예를 들어, 이 기술은 단일 변환 튜너들, 이중 변환 튜너들 및 수퍼-헤테로다인 튜너들에 적용될 수 있다.
앨리어싱된 간섭을 피하기 위해 샘플링 레이트를 시프트하는 기술은 여러 가 지 형태를 수반한다. 첫째, 물리적 샘플링 레이트가 변경되었지만 원하는 텔레비전 채널 신호는 ADC(106)에 대해 동일한 입력 주파수를 유지하고 있기 때문에, 원하는 텔레비전 채널 신호는 이제 정규화된 주파수와 관련하여 예상되는 위치로부터 더 오프셋된다. 상술한 바와 같이, 여기서 설명하는 각종 수신기 실시예들에 이용되는 구조는 원하는 텔레비전 채널의 주파수 위치에 어느 정도의 시프트를 허용한다. 주파수 변경은 제어 블록(190)에 의해 결정된다. 제 2 형태는 서로 다른 방송 표준들에 대한 서로 다른 채널 대역폭들을 취급하기 위해 상기한 주파수 리샘플링 기술에 이 기술이 사용될 때 이어지는 고정-폭 필터링 스테이지들에 의한 처리를 위해 신호들을 주파수 이동/변환하기 위해 다상 필터(352, 554)에 의해 사용되는 유효 샘플링 레이트를 변경하는 것을 포함한다. 이를 위해, 원래의 샘플링 레이트 대 새로운 원하는 샘플링 레이트의 비인 제 1 또는 입력 리샘플링 비가 적용되어 새로운 물리적 샘플링 레이트로 인해 변경된 상대값들을 반영한다. 세 번째로, 디지털 프로세싱 블록(182)의 출력에서, 제 2 또는 출력 리샘플링 비를 적용함으로써 DAC 블록(110)에 의한 아날로그 영역으로의 신호 변환 전에 샘플링 레이트가 원래 상태로 돌아온다. 제 2 비는 통상적으로 제 1 비의 역이지만, 출력 레이트가 그 밖의 다른 레이트인 것이 바람직하다면 제 2 리샘플링 비에 다른 값이 사용될 수 있다.
표 1은 예를 들어 NTSC 텔레비전 신호를 수신하도록 구성되는 동시에, 간섭 회피의 다양한 모드를 제공하기 위해 ADC 및 DAC의 물리적 샘플 레이트들이 변경될 때 일관된 동작을 제공하도록 리샘플링 레이트들이 어떻게 변경되는지를 설명한다. 표 1의 모든 값은 Fs3/Fs2 및 Fs5/Fs4의 비를 제외하고 ㎒ 단위이다. ADC(106)의 샘플 레이트는 원하는 텔레비전 채널로의 간섭자들이 앨리어싱을 피하기 위해 변화하기 때문에, 다상 필터(352)에 대한 입력 또한 8의 팩터에 의해 다운 샘플링되기 전에 변경된다. 그러나 비디오 다상 필터(352)에 의해 제공되는 리샘플링의 양은 ADC(106)의 샘플 레이트의 변화와 비슷한 방식으로 변경되기 때문에 비디오 다상 필터(352)의 출력에 대한 샘플 레이트는 일정하게 유지된다. 이는 비디오 다상 필터(352)와 비디오 다상 필터(368) 간의 컴포넌트들이 마치 ADC(106)의 샘플 레이트에 변화가 없었던 것처럼 동작하게 할 수 있다. 비디오 다상 필터(368)는 비디오 다상 필터(368)의 출력의 샘플 레이트가 비디오 다상 필터(352)의 입력의 샘플 레이트와 매치하도록 대응하는 변환된 리샘플링 비를 적용한다(4 및 6 행에서 대응하는 번호들은 서로의 역이다). 마찬가지로, DAC(372)에 대한 입력의 샘플 레이트는 ADC(106)의 출력의 샘플 레이트와 동일하다. 그러나 언급한 바와 같이, 어떤 경우에는 비디오 다상 필터(368)가 다른 리샘플링 비를 적용하여 DAC(372)에 대한 입력의 샘플링 레이트가 ADC(106)의 출력의 샘플 레이트와 다르다. 앨리어싱을 피하기 위한 이러한 샘플 레이트의 변경은 샘플링 레이트 조정 기술이 이용되는 특정 수신기 구조에 따라 도 10에 관해 설명한 다중 채널 처리를 위한 샘플 레이트의 변화와 무관하게 또는 추가로 이루어질 수 있다.
표 1. 리샘플링 비들에 대한 예시적인 값들(모두 ㎒ 값)
예시적인 실시예에서, 물리적 클록 및 샘플링 레이트를 시프트하기 위해, 수 신기(900)는 가변 PLL(916)을 사용하며, 가변 PLL(916)은 제어 블록(190)으로부터 수신된 샘플링 레이트 제어 신호를 기초로 여러 개의 고정 출력 주파수를 생성할 수 있다. 샘플링 레이트 오프셋이 필요한지 여부를 결정하기 위해, 제어 블록(190)은 수신기(900)에 의해 사용되는 모든 로컬 오실레이터에 의해 사용되는 주파수들은 물론, 전단 튜너와 같이 수신기(900)에 접속된 회로들에 사용되는 로컬 오실레이터들에 의해 사용되는 주파수들도 고려한다. 제어 블록(190)은 로컬 주파수들 및 이러한 로컬 오실레이터 주파수들의 고조파들을 간섭자로 간주한다. 그리고 제어 블록(190)은 선택될 수 있는 다수의 샘플링 레이트와 관련된 앨리어싱 대역들을 고려한다. 앨리어싱 대역들은 디지털화되고 있는 원하는 텔레비전 채널을 기초로 결정되고, 이들 앨리어싱 대역은 기본적으로 샘플링 레이트의 정수 배에서 원하는 텔레비전 채널에 대응하는 IF 주파수 범위를 더하거나 뺀 값에서 발생한다(제 1 정수 배에서의 앨리어싱 대역의 예에 대해 도 19C 및 도 19D를 참조한다). 공칭 샘플링 레이트를 사용할 때 제어 블록(190)이 적어도 하나의 간섭자가 앨리어싱 대역에 있다고 결정하면, 제어 블록(190)은 앨리어싱 대역들이 간섭자를 포함하지 않는 다른 샘플링 레이트들을 체크한 다음 리샘플링 비들에 대해 요구되는 값들을 계산한다. 이에 따라, 간섭자의 진폭이 연역적으로 알려지지 않지만, 원하는 텔레비전 채널 내의 앨리어싱된 간섭자의 존재는 원하는 텔레비전 채널의 품질에 악영향을 줄 것이고 제거되어야 하는 것으로 가정된다.
예를 들어, 가변 PLL(916)는 5개의 고정 출력 주파수: 280 ㎒, 284 ㎒, 288 ㎒, 292 ㎒, 296 ㎒에서 클록 신호를 생성할 수 있다. 공칭 동작 주파수는 5개의 값의 중간, 즉 288 ㎒로 설정될 수 있다. 제어 블록(190)이 288 ㎒ 샘플링 레이트의 앨리어싱 대역에 간섭자가 있다고 결정하면, 제어 블록(190)은 앨리어싱 대역에 간섭자가 존재하지 않는 변경된 클록 신호를 생성할 것을 가변 PLL(916)에 지시할 수 있다. 변경된 클록 신호는 조정된 샘플링 레이트를 제공하는데 사용된다. 변경된 클록 신호는 ADC(106), 디지털 프로세싱 블록(904) 및 DAC 블록(110)에 제공된다.
도 19B에 나타낸 예시적인 실시예에서, 가변 PLL(916)은 위상/주파수 검출기(PFD)(920), 전하(Q) 펌프(922), 전압 제어 오실레이터(VCO)(924) 및 디비전 제어 블록(926)을 포함한다. PFD(920)는 기준 클록 신호 및 VCO(924)에 의해 출력된 오실레이터 신호의 주파수 분할된 버전을 수신한다. PFD(920)는 기준 신호에 대한 주파수 분할된 신호의 위상 에러를 결정하고, 이 위상 에러를 전하 펌프(922)에 제공한다. 전하 펌프(922)는 가변 PLL(916)의 원하는 출력 주파수를 추적하기 위해 출력 전압을 생성한다. VCO(924)는 전하 펌프(922)의 출력 전압을 수신하고 발진 신호를 생성한다. 발진 신호의 주파수는 원하는 샘플링 레이트를 기초로 제어 블록(190)으로부터 제공된 샘플링 레이트 제어 신호에 따라 디비전 제어 블록(926)에 의해 더 낮은 레이트로 시프트된다. 디비전 제어 블록(926)은 원하는 샘플링 레이트에서의 샘플링을 위해 원하는 클록 신호를 제공한다.
도 19C를 참조하면, 앨리어싱 회피 기술이 사용되지 않을 때 앨리어싱된 간섭의 영향을 나타내는 스펙트럼 도표가 도시된다. 이 예에서, 288 ㎒의 공칭 샘플링 레이트가 아날로그-디지털 변환에 사용되고, 원하는 텔레비전 채널 신호는 중심 이 36 ㎒인 유럽 8 ㎒ 와이드 텔레비전 채널이다. ADC(106)는 또한 샘플링 레이트의 1/8인 36 ㎒를 중심으로 한다. 323 ㎒에서 간섭 신호가 나타나고, 이는 예를 들어 제3자 튜너(즉, RF 프로세싱 블록)로부터의 로컬 오실레이터(LO) 신호일 수 있으며, (간섭자가 앨리어싱 대역의 중심에서 1 ㎒ 떨어져 있기 때문에) 이 신호의 앨리어싱된 버전이 IF에서 관심 있는 개략 영역의 중심에서 1 ㎒ 떨어져 나타나고, 이는 원하는 텔레비전 채널 신호의 유효 SNR을 감소시킨다. 그러나 가변 PLL(916)에 의해 제공된 클록 신호의 주파수를 변경함으로써, 샘플링 레이트는 도 19D에 나타낸 것과 같이 변경될 수 있다. 예컨대, 샘플링 레이트가 296 ㎒로 증가한다면, 관심 있는 디지털화된 개략 영역의 중심은 37 ㎒이고, 원하는 텔레비전 채널은 여전히 32 ㎒와 40 ㎒ 사이이다. 그러나 323 ㎒의 간섭 신호의 앨리어싱된 버전은 관심 있는 디지털화된 개략 영역의 중심에서 10 ㎒ 떨어지고, 따라서 27 ㎒의 등가 주파수에 있다. 대안으로, 샘플링 레이트는 관심 있는 디지털화된 개략 영역이 36.5 ㎒를 중심으로 하는 경우에 292 ㎒로 변경될 수 있다. 원하는 텔레비전 채널은 여전히 32-40 ㎒이지만 앨리어싱된 간섭자는 31 ㎒의 주파수로 이동한다. 대안으로, 샘플링 레이트는 앨리어싱된 간섭자를 43 ㎒의 주파수로 시프트한 280 ㎒로 변경될 수 있다.
대안으로, 샘플링 레이트의 변경 외에도, 앨리어싱된 간섭자를 원하는 텔레비전 채널에서 멀리 이동시키도록 이루어질 수 있는 다른 변형은 또 로컬 오실레이터 주파수를 시프트하는 것이다. 예컨대, 샘플링 레이트가 변경되더라도, 앨리어싱된 간섭자는 원하는 텔레비전 채널의 에지에 있을 수 있다. 이 경우, 샘플링 레 이트 수는 제한될 수 있기 때문에 추가 주파수 시프트를 제공하여 앨리어싱된 간섭자를 원하는 텔레비전 채널에서 멀리 이동시키기 위해, 로컬 오실레이터가 간섭자의 원인일 때 로컬 오실레이터의 주파수는 약간 이동될 수 있다. 이런 식으로 로컬 오실레이터의 주파수를 시프트하는 효과는 또한 원하는 텔레비전 채널의 IF 주파수에서의 시프트이다. 그러나 이러한 시프트는 수신기(900)에 의해 이용되는 필터링의 개략 특성뿐 아니라, 수신기(100)에 대해 설명한 비디오 및 오디오 프로세싱 블록들에 의해 사용되는 주파수 로킹으로 인해 묵인될 수 있다.
다른 대안으로, 샘플링 레이트의 변경 외에도, 앨리어싱된 간섭자를 관심 있는 개략 주파수 영역에서 멀리 이동시키도록 이루어질 수 있는 다른 변형은 개략 주파수 영역(즉, ADC(106)의 포착 대역폭) 내에서 원하는 텔레비전 채널의 중심 주파수의 오프셋을 계산하는 것이다. 이 오프셋은 도 10을 참조로 설명한 바와 같이 비디오 프로세싱 블록(182)에 의해 이루어지는 주파수 추적을 기초로 입수될 수 있다. 앨리어싱된 간섭자가 관심 있는 개략 주파수 영역의 일부와 오버랩할 수 있더라도 원하는 간섭자가 원하는 텔레비전 채널과 오버랩하지 않도록 샘플링 레이트는 이에 따라 조정될 수 있다.
다른 실시예에서, 수신기는 믹싱 스테이지에서 사용된 로컬 오실레이터(LO)에 대한 왜곡, 커플링 등으로 인한 간섭들과 같이 앨리어싱되지 않은 간섭자들을 어드레싱하도록 변형될 수 있다. 이에 따라, 이러한 타입의 간섭자들은 원하는 텔레비전 채널에서, LO 주파수로부터의 이미지에서 또는 IF 주파수에서 끝낼 수 있는 임의의 왜곡 컴포넌트들을 포함한다. 이들은 고조파, 상호 변조 또는 믹싱 결과에 기인할 수 있고 이들 셋의 임의의 결합일 수도 있다. 예컨대, 간섭은 RF 프로세싱 블록(즉, 튜너)의 로컬 오실레이터가 주파수 소스들 중 하나인 변조음에 기인할 수 있다. 대안으로, 간섭은 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 캐리어 및/또는 오디오 캐리어의 임의의 결합이 LO의 이미지 주파수에서 결합한 다음 원하는 텔레비전 신호에 배치되는 강력한 상호 변조 톤 또는 고조파 곱을 생성했을 때 발생할 수 있다.
수신기는 샘플링 레이트 조정에 의해 또는 샘플링 레이트 조정 없이 믹싱 스테이지의 LO 주파수를 시프트함으로써 변형될 수 있다. 간섭자들을 원하는 텔레비전 채널에서 멀리 주파수 시프트하기 위해, 상술한 샘플링 레이트를 조정하는 기술을 이용하지 않고 LO 주파수가 우선 시프트된다. 이러한 주파수 시프트로 인해 원하는 텔레비전 채널은 이동할 수 있지만, 이는 RF 및 아날로그 프로세싱 블록들에 이용되는 개략 필터링의 사용으로 인해 특정량까지의 주파수 시프트에 대한 어려움은 없다. 종래의 SAW 필터들을 갖는 수신기 구조들은 SAW 필터들이 매우 주파수 특정적이며 어떠한 정보의 손실도 없이 적절히 필터링될 수 있도록 원하는 텔레비전 채널 신호의 정확한 배치를 필요로 하기 때문에 LO 주파수에서 이러한 시프트를 전혀 지원할 수 없다. 그러나 여기서 설명한 수신기 구조의 다양한 실시예는 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 넓은 개략적 통과 대역들을 갖는 부정확하거나 개략적인 필터들을 사용하고, 따라서 튜너의 출력(즉, RF 프로세싱 블록의 출력) 및 복조기에 대한 입력(즉, 아날로그 프로세싱 블록에 대한 입력)에서의 IF에서 원하는 텔레비전 채널의 주파수에 시프트를 지원할 수 있다.
이러한 구조로, 로컬 오실레이터는 간섭자의 위치에 따라 시프트될 수 있는 가변 발진 주파수를 제공한다. LO 주파수가 시프트되기 때문에 간섭자 톤의 위치가 이동될 것이다. 간섭자와 원하는 텔레비전 채널의 위치 간의 주파수 차가 작다면, 아날로그 프로세싱 블록에 사용된 필터들의 개략 통과 대역들의 범위 내에 원하는 텔레비전 채널을 유지하면서, 단지 LO 주파수의 조정이 원하는 텔레비전 채널에서 간섭자를 제거하기에 충분한 변화를 야기할 것이다. 주파수 시프트의 양은 간섭자의 타입을 기초로 연역적으로 알려질 수 있다. 예컨대, 간섭자가 로컬 오실레이터 또는 그 이미지의 주파수 위치와 결합한 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 및/또는 오디오 캐리어 중 적어도 하나의 변조음에 기인한다면, 가변 발진 주파수에서 시프트의 양은 간섭자를 원하는 텔레비전 채널 또는 그 이미지에서 멀리 시프트하는데 필요한 양이다.
예를 들어, 도 20A를 참조하면, 왜곡으로 인한 원하는 텔레비전 채널의 간섭을 설명하는 스펙트럼 도표가 도시된다. 이 경우, 로컬 오실레이터에 의한 믹싱 전에, 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 및 오디오 캐리어들은 각각 76.25 ㎒ 및 81.75 ㎒의 주파수를 갖는다. 로컬 오실레이터 주파수는 115.15 ㎒이고, 픽처 및 오디오 캐리어들은 믹싱 후 각각 38.9 및 33.4 ㎒를 갖는다(즉, LO 주파수 - 픽처 캐리어 주파수 및 LO 주파수 - 오디오 캐리어 주파수). 그러나 믹싱 후 제 1 간섭 또한 37.35 ㎒에 나타난다. 이 간섭은 왜곡의 믹싱에 기인하는데, 다시 말하면 152.5 ㎒에서 픽처 캐리어의 고조파(즉, 2*76.25 ㎒)는 LO 주파수와 믹싱되었다. 또한, LO와 믹싱한 픽처 및 오디오 캐리어들의 상호 변조로 인한 제 2 간섭자가 42.85 ㎒에서 나타난다. 오디오 캐리어의 고조파(즉, 2*오디오 캐리어 주파수) 또는 픽처 및 오디오 캐리어 주파수(즉, 오디오 캐리어 주파수 - 픽처 캐리어 주파수)로 인한 (도시하지 않은) 다른 왜곡이 왜곡의 주파수 값 및 LO 주파수에 따라 LO에 의해 원하는 텔레비전 채널과 믹싱될 수 있다는 점을 주지한다. 이 경우, 37.35 ㎒에서의 제 1 간섭자는 문제가 될 수 있다. 또한, 이 경우 ADC에 대해, 샘플링 레이트는 288 ㎒이고, 샘플링 대역 중심은 36 ㎒이며, 샘플링 대역의 하한은 31 ㎒이고 샘플링 대역의 상한은 41 ㎒임을 주지해야 한다. 이는 도 20A에 ADC 샘플링 대역으로서 도시된다.
도 20B를 참조하면, 로컬 오실레이터 주파수 시프트를 적용함으로써 도 20A의 왜곡 간섭의 회피를 설명하는 스펙트럼 도표가 도시된다. 이 경우, 픽처 캐리어, 오디오 캐리어 및 왜곡은 믹싱 이전에 76.25 ㎒, 81.75 ㎒ 및 152.5 ㎒의 주파수와 동일하지만, LO 주파수는 113.65 ㎒로 약간 시프트되었다. 이에 따라, 믹싱 후 픽처 및 오디오 캐리어들은 각각 37.4 및 31.9 ㎒의 주파수를 갖는 한편, 제 1 간섭자는 38.85 ㎒의 주파수를 갖고 제 2 간섭자는 44.35 ㎒의 주파수를 갖는다. 따라서 이 경우 간섭자들 모두 LO 주파수에 작은 주파수 시프트를 적용함으로써 원하는 텔레비전 채널로부터 멀리 주파수 시프트되어, 원하는 텔레비전 대역 내에는 간섭자가 직접적으로 위치하지 않는다. 또한, ADC의 샘플링 특성들은 변경되지 않았다.
원하는 텔레비전 채널이 더 이상 아날로그 프로세싱 블록의 개략 통과 대역들 내에 있지 않도록 LO의 가변 발진 주파수에 훨씬 더 큰 시프트가 필요한 경우, 아날로그 프로세싱 블록에 의해 사용된 개략 필터들의 개략 통과 대역 내에서 원하는 텔레비전 채널을 여전히 포착하면서 간섭자가 확실히 원하는 텔레비전 채널로부터 멀리 시프트되게 하기 위해 샘플링 레이트를 조정하는 기술이 사용된다. 샘플링 레이트 조정은 관심 있는 대역의 중심(즉, ADC(106)에 의해 포착된 것)을 이동시키고, 따라서 오실레이터 주파수의 변화로 인한 원하는 텔레비전 채널에서의 결과적인 주파수 시프트를 수용한다. 이에 따라, 원하는 텔레비전 채널이 ADC(106)의 포착 대역폭 밖으로 이동하게 하는 양만큼 LO 주파수가 변경되었을 때, ADC(106)의 포착 대역폭의 중심을 적절한 양만큼 이동시켜 원하는 텔레비전 채널을 포함하고 간섭자를 배제하도록 샘플링 레이트의 조정이 사용될 수 있다.
예컨대, 이제 도 21A를 참조하면, 왜곡 때문에 원하는 텔레비전 채널에 대한 간섭을 나타내는 스펙트럼 플롯이 도시된다. 이러한 경우에 로컬 오실레이터(local osillator)에 의한 믹싱(mixing) 이전에, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 및 오디오 캐리어들은 69.25MHz와 74.75MHz의 주파수들을 각각 갖는다. 로컬 오실레이터 주파수는 108.2MHz이고, 상기 픽처 및 오디오 캐리어들을 믹싱한 이후에 38.9 및 33.4MHz의 주파수들을 각각 갖는다(즉, LO 주파수 - 픽처 캐리어 주파수 및 LO 주파수 - 오디오 캐리어 주파수). 그러나, 믹싱 이후에 간섭자(3)가 30.35MHz에 존재한다. 이러한 간섭자는 왜곡의 믹싱 때문에 일어난다, 즉 138.5MHz(즉, 2*69.25MHz)에서의 픽처 캐리어의 하모닉이 상기 LO 주파수와 믹싱된다. 35.85MHz에는 간섭자(4)가 또한 존재하는데, 상기 간섭자는 상기 LO와 믹싱된 상기 픽처 및 오디오 캐리어들의 상호 변조 때문에 일어난다. 이러한 경우에 35.85MHz에서의 간섭자(4)는 문제성일 수 있다. ADC를 위한 이러한 경우에, 샘플링 레이트가 288MHz이고, 샘플링 대역 센터가 36MHz이고, 샘플링 대역의 하한이 31MHz이고 상기 샘플링 대역의 상한이 41MHz임이 또한 주지되어야 한다.
이제 도 21B를 참조하면, 로컬 오실레이터 주파수 편이(local oscillator frequency shift)를 적용함으로써, 도 21A의 왜곡 간섭의 방지를 나타내는 스펙트럼 플롯이 도시된다. 이러한 경우에, 픽처 캐리어, 오디오 캐리어 및 왜곡은 믹싱 이전에 69.25MHz, 74.75MHz, 138.5 및 144MHz의 동일한 주파수들에 있으나, 상기 LO 주파수는 이제 110.3MHz으로 살짝 편이되었다. 따라서, 믹싱 이후에, 픽처 및 오디오 캐리어들은 41 및 35.5MHz의 주파수들을 각각 갖고, 반면에 간섭자(3)는 이제 28.25MHz의 주파수를 갖고, 간섭자(4)는 33.75MHz의 주파수를 갖는다. 따라서, 이러한 경우에 간섭자가 원하는 텔레비전 대역 내에 바로 놓이지 않도록, LO 주파수에 작은 주파수 편이를 적용함으로써, 상기 간섭자들 둘다 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 멀어지게 주파수 편이되었다. 그러나, 텔레비전 대역은 또한 상기 텔레비전 대역이 ADC의 샘플링 대역에 대응하지 않도록 편이되었다. 따라서, 이러한 경우에, ADC의 샘플링 특성들(the sampling properties)은 샘플링 레이트가 이제 296MHz이고 샘플링 대역 센터가 이제 37MHz에 있고 샘플링 대역의 하한이 이제 32MHz에 있고 상기 샘플링 대역의 상한이 이제 42MHz에 있도록 변경된다. 이는 상기 편이된 원하는 텔레비전 채널이 정보 손실 없이 적절하게 디지털화되도록 한다. 도 20A, 20B, 21A 및 21B에 도시된 진폭들 및 주파수 간격(frequency spacing)이 스케일링되지 않은 것이 주지되어야 한다.
프로세싱 방법론 및 대응하는 구조의 다양한 양상들이 텔레비전 수신기의 여러 상이한 실시예들에 대하여 이곳에서 제공되었다는 것이 주지되어야 한다. 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조는 다양한 아날로그 또는 디지털 방송 표준들에 따라서 전송될 수 있는 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위하여 광대역 텔레비전 채널 신호들을 프로세싱하기 위해 기술되었다. 이것은, 주 고정 비디오 필터 또는 주 고정 오디오 필터가 다양한 대역폭들의 텔레비전 채널 신호들을 프로세싱하기 위해 사용될 수 있도록, 특정한 방송 표준에 기초하여 구성될 수 있는 리샘플링을 적용하는 단계를 포함한다. 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조는 또한 아날로그 및 디지털 가변 이득 제어의 결합을 포함하는 가변 이득 제어를 이용하기 위해 기술되었다. 동작 동안에 이득이 어떻게 가변되는지를 결정하기 위한 여러 상이한 기법들이 이곳에서 제공된다. 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조는 또한, 아날로그 방송 표준 하에서 전송될 때 상기 원하는 텔레비전 채널 신호 내의 임의의 위상 잡음을 보상하기 위하여 위상 잡음 감소를 이용하기 위해 기술되었다. 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조는 또한 이곳에서 기술된 바와 같이 전송 주파수 또는 하드웨어로 인한 다양한 변경들을 수용하기 위하여 주파수 추적을 사용하는 것뿐만 아니라 필터링 및 믹싱을 위한 다양한 "개략 기법들(coarse techniques)"을 사용하기 위해 기술되었다. 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조는 또한 샘플링 레이트 조정, 일정한 발진 주파수들 편이 또는 샘플링 레이트 조정 및 일정한 발진 주파수들 편이 모두에 기초한 간섭 방지를 위해 기술되었다. 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조는 또한 과변조를 보상하기 위해 기술되었 다. 이러한 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조 각각을 위한 다양한 실시예들이 이곳에서 기술되었다. 이러한 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조가 모두 하나의 실시예에서 함께 사용될 수 있거나, 또는 이러한 프로세싱 기법들 및 대응하는 구조의 다양한 하위-조합들이 적절하다면 이곳에서 기술된 바와 같이 사용될 수 있거나, 또는 이러한 기법들 중 하나 이상이 적절하다면 다른 수신기 아키텍처들에서 사용될 수 있음이 주지되어야 한다(즉, "적절하다면"은 최종 결과물이 운행 실시예임을 의미한다).
텔레비전 수신기(100) 내의 다양한 블록들에 의해 수행되는 필터링 및 다운샘플링이 여러 필터들 및 다운샘플러들을 직렬로 캐스케이딩함으로써 구현될 수 있다는 것이 주지되어야 한다. 이는 향상된 구현 효율성 및 더 커다란 프로세싱 효율성을 유도하는데, 그 이유는 더 소수의 필터 탭들을 갖는 필터들이 사용될 수 있기 때문이다. 추가로, 다양한 필터들, 다운샘플러들 및 주파수 회전기들의 샘플링 레이트들, 다운샘플링의 정도(degree) 및 시퀀스 순서가 더욱 효율적인 구현을 위해 조정될 수 있음이 주지되어야 한다. 또한, 디지털 프로세싱 블록(108)은 디지털 신호 프로세서, 레지스터들 및 메모리 등등과 함께 주문형 반도체의 조합으로서 구현되는 것이 주지되어야 한다. 따라서, 디지털 프로세싱 블록(108) 내의 블록들의 기능은 하드웨어 및 소프트웨어의 조합을 이용하여 구현된다. 추가로, 디지털 프로세싱 섹션 내의 이러한 다양한 블록들이, 이곳에 도시된 바로부터 동일한 기능이 유지되는 한, 하드웨어든 또는 소프트웨어든 상이한 구조로 구현될 수 있음이 이해되어야 한다. 유사하게, 기본 기능이 유지되는 한, RF 및 아날로그 프롯싱 블 록들에 수정들이 이루어질 수 있다.
또한, 이곳에 기술된 수신기들의 다양한 실시예들이 NTSC, SECAM, 및 PAL을 포함하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들과 ATSC, DVB-T, DMB-T 및 ISDB-T를 포함하는 디지털 텔레비전 방송 표준들을 프로세싱하도록 일반적으로 구성됨이 주지되어야 한다. 또한, 증폭 회로란 용어가 가변 이득 증폭기들 또는 가변 이득을 갖지 않는 증폭기들을 포함하도록 해석될 수 있음이 주지되어야 한다.
일 양상에서, 이곳에 기술된 실시예들 중 적어도 하나는, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위하여, 수신된 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공한다. 상기 텔레비전 수신기는 제 1 신호를 생성하기 위하여 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략 필터링(coarse filtering) 및 증폭을 제공하기 위한 아날로그 프로세싱 블록 - 상기 개략 필터링은 원하는 텔레비전 채널 신호 내의 주파수 편이들 및 아날로그 회로 가변성을 수용하기에 충분히 넓은 통과 대역들을 사용하도록 구성됨 -; 제 2 신호를 생성하기 위하여 상기 제 1 신호를 디지털화하기 위한, 상기 아날로그 프로세싱단에 결합된 아날로그-디지털 변환기; 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위하여 상기 제 2 신호를 프로세싱하기 위한, 상기 아날로그-디지털 변환기에 결합된 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 상기 수신기는 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적하고, 상기 캐리어 주파수에서의 주파수 편이들을 보상하기 위하여 주파수 편이 피드백 신호를 생성 및 인가하도록 구성된다.
상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 캐리어 주파수 내에서 알려진 주파수 오프셋 오류들에 대하여 알려진 주파수 편이를 추가적으로 적용하도록 구성될 수 있다.
상기 수신기는 방송 텔레비전 신호들을 수신하고, 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위하여 증폭, 필터링 및 믹싱하기 위한, 상기 아날로그 브로세싱 블록에 결합된 RF 프로세싱 블록을 추가로 포함할 수 있고, 여기서 상기 RF 프로세싱 블록은 개략 스텝 사이즈(coarse step size) 또는 파인 스텝 사이즈(fine step size)를 갖는 오실레이터를 구비한 믹싱단을 포함하고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 공지된 주파수 편이를 생성할 때 상기 오실레이터의 상기 스텝 사이즈를 보상하기 위하여 추가로 구성된다.
상기 아날로그 프로세싱 블록은 아날로그 필터링을 제공하기 위해 적어도 하나의 개략 대역통과 필터 또는 적어도 하나의 개략 로패스 필터를 포함한다.
텔리비전 수신기가 RF 프로세싱 블록을 포함한다면, 믹싱단은 아날로그 필터링의 추가적인 레벨을 제공하기 위한 소자들을 포함할 수 있다.
상기 디지털 프로세싱 블록은 또한 상기 아날로그 및 RF 프로세싱 블록들 중 적어도 하나에서 비-이상적 아날로그 필터링을 보상하기 위한 이퀼라이제이션을 제공하도록 추가로 구성될 수도 있다.
상기 제 1 신호는 개략 채널 신호이고, 상기 제 2 신호는 디지털화된 개략 채널 신호이며, 상기 디지털 프로세싱 블록은 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하도록 추가로 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적하기 위한 주파수 추적 루프를 구비한 비디오 프로세싱 블록을 포함한다. 상기 주파수 추적 루프는 알려진 주파수 편이에 기초하여 및 추가로 아날로그 방송 전송 표준들에 대한 주파수 편이 피드백 신호에 기초하여 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 편이시키기 위한 제 1 주파수 회전기; 상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 비디오 필터단; 및 상기 비디오 필터단의 출력을 증폭하기 위한 디지털 가변 이득 증폭기를 포함한다.
상기 수신기는 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 디지털 전달 스트림을 제공하기 위하여 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력을 프로세싱하고 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적하기 위한, 상기 디지털 프로세싱 블록에 결합된 디지털 복조기를 추가로 포함할 수 있다.
이러한 경우에, 상기 디지털 복조기는, 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 방송될 때, 상기 주파수 편이 피드백 신호를 생성하여 상기 제 1 주파수 회전기에 제공하도록 추가로 구성될 수 있다.
상기 주파수 추적 루프는 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력을 주파수 편이시키기 위한, 상기 디지털 가변 이득 증폭기에 결합된 제 2 주파수 회전기; 및 상기 제 1 및 제 2 주파수 회전기들에 결합된 픽처 캐리어 복구 블록을 추가로 포함하고, 이때 상기 필처 캐리어 복구 블록은 상기 제 2 주파수 회전기의 출력을 수신하고, 주파수 편이 피드백 신호를 생성하여 상기 제 1 주파수 회전기에 제공하고, 아날로그 방송 전송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정 보를 제공하도록 구성된다.
상기 픽처 캐리어 복구 블록은 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위하여 상기 제 2 주파수 회전기의 출력을 필터링하도록 구성된 캐리어 복구 필터; 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위하여 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 위상 조정을 적용하도록 구성된 제 1 위상 회전기; 및 상기 제 1 위상 회전기 및 상기 제 1 주파수 회전기에 결합된 캐리어 복구 블록을 포함하고, 이때 상기 캐리어 복구 블록은 위상 잡음을 보상하기 위하여 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하도록, 및 위상 조정의 양을 제어하기 위하여 상기 제 1 위상 회전기에 제공되는 위상 제어 신호를 생성하도록 구성되고, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 편이 피드백 신호를 생성하도록 추가로 구성된다.
상기 캐리어 복구 블록은 상기 제 2 주파수 회전기의 출력에 기초하여 입력 위상 신호를 수신하고 상기 입력 위상 신호를 기준 위상 신호와 비교함으로써 위상 오류 신호를 생성하고 및 상기 위상 오류 신호에 기초하여 주파수 오류 신호를 생성하도록 구성된 위상-주파수 검출기; 조정된 주파수 오류 신호를 생성하기 위하여 상기 주파수 오류 신호 및 상기 위상 오류 신호의 한 버전을 합산하도록 구성된 합산기; 상기 조정된 주파수 오류 신호에 기초하여 증폭된 주파수 오류 신호를 제공하도록 구성된 주파수 루프 증폭기; 및 상기 증폭된 주파수 오류 신호에 기초하여 주파수 편이 피드백 신호를 생성하도록 구성된 주파수 오실레이터 블록을 포함한다.
상기 주파수 오실레이터 블록은 주파수 조정된 신호를 생성하기 위하여 사이 증폭된 주파수 오류 신호에 기초하여 현 주파수를 갱신하도록 구성된 주파수 누산기; 및 상기 주파수 조정된 신호에 대하여 상한치 및 하한치를 특정하도록 구성된 주파수 클리핑 블록을 포함하고, 상기 주파수 조정된 신호가 상기 제한치들 중 하나를 초과할 때, 상기 주파수 클리핑 블록은 상기 주파수 조정된 신호를 상기 제한치로 제한하도록 구성된다. 상기 주파수 편이 피드백 신호는 주파수 클리핑 블록의 출력에 기초하여 생성된다.
상기 캐리어 복구 블록은 필터링된 위상 오류 신호를 생성하기 위하여 상기 위상 오류 신호를 필터링하도록 구성된 로패스 필터; 및 상기 위상 오류 신호의 상기 버전을 생성하기 위하여 상기 필터링된 위상 오류 신호를 증폭하도록 구성된 위상 루프 증폭기를 추가로 포함한다.
상기 디지털 프로세싱 블록은 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호 중 오디오 캐리어 주파수를 추출하도록 구성된 제 2 주파수 추적 루프를 구비한 오디오 필터링 블록을 추가로 포함하고, 상기 오디오 필터링 블록은 상기 오디오 캐리어 주파수 내에서 알려진 주파수 오프셋을 보상하기 위하여 제 2의 알려진 주파수 편이를 적용하도록 구성된다.
상기 제 2 주파수 추적 루프는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 편이시키기 위한 제3 주파수 회전기; 상기 제3 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 오디오 필터단; 상기 오디오 필터단의 출력을 복조하고 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위한, 상기 오디오 필터단에 결합된 주파수 복조기; 및 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 사운드 IF 캐리어 복구 신 호 중 하나에 기초하여 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하고, 상기 제3 주파수 회전기에 제공되는 오디오 주파수 편이 피드백 신호를 생성하도록 구성되는 오디오 IF 캐리어 복구 블록을 포함한다.
대안적으로, 상기 디지털 프로세싱 블록은 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하기 위하여 상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 프로세싱하도록 구성되는 오디오 필터링 블록을 추가로 포함하고, 상기 프로세싱은 상기 위상 제어 신호에 기초한다.
상기 대안예에서, 오디오 필터링 블록은 주파수 편이 피드백 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 편이시키기 위한 제3 주파수 회전기; 상기 제3 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 오디어 필터단; 상기 오디오 필터단의 출력을 복조하고 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위한 주파수 복조기; 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하도록 구성되는 오디오 IF 캐리어 복구 블록을 포함한다.
다른 양상에서, 이곳에 기술되는 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위하여 텔레비전 수신기에서 수신 텔레비전 신호들을 프로세싱하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 제 1 신호를 제공하기 위하여 개략 필터링 및 증폭을 멀티-채널 텔레비전 신호에 제공하는 단계 - 상기 개략 필터링은 원하는 텔레비전 채널 신호에서의 주파수 편이들 및 텔레비전 수신기에서의 아날로그 회로 변동성을 수용하기에 충분히 넓은 통과 대역들을 사용하도록 구성됨 -; 제 2 신호를 제공하기 위하여 상기 제 1 신호를 디지털화 하는 단계; 및 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적하고 캐리어 주파수에서의 주파수 편이들을 보상하기 위해 주파수 편이 피드백 신호를 적용함으로써, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위하여 상기 제 2 신호를 프로세싱하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 캐리어 주파수에서 알려진 주파수 오프셋 오류들에 알려진 주파수 편이를 적용하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 방송 텔레비전 신호들을 수신하고, 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위하여 증폭, 필터링 및 믹싱을 제공하기 위한 RF 프로세싱 블록을 활용하는 단계를 포함할 수 있고, 이때 상기 RF 프로세싱 블록은 개략 스텝 사이즈 또는 파인 스텝 사이즈를 갖는 오실레이터를 구비한 믹싱단을 포함하며, 상기 방법은 알려진 주파수 편이를 생성할 때 상기 오실레이터의 스텝 사이즈를 보상하는 단계를 더 포함한다.
개략 필터링 및 증폭을 제공하는 스텝은 아날로그 필터링을 제공하기 위한 적어도 하나의 개략 대역통과 필터 또는 적어도 하나의 개략 로패스 필터를 활용하는 단계를 포함한다.
RF 프로세싱 블록을 사용할 때, 상기 방법은 추가 레벨의 아날로그 필터링을 제공하기 위한 소자들을 상기 믹싱단에 제공하는 단계를 더 포함한다.
프로세싱 스텝은 비-이상적 아날로그 필터링을 보상하기 위한 이퀄라이제이션(equalization)를 제공하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 제 1 신호는 개략 채널 신호이고, 상기 제 2 신호는 디지털화된 개략 채널 신호이고, 상기 방법은 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하는 단계; 알려진 주파수 편이에 기초하여 및 아날로그 방송 전송 표준들에 대한 주파수 편이 피드백 신호에 추가로 기초하여 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 편이시키는 단계; 필터링된 신호를 생성하기 위하여 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 편이된 주파수 콘텐트를 비디오 필터단으로 필터링하는 단계; 및 증폭된 신호를 생성하기 위하여 상기 필터링된 신호를 증폭하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 디지털 전송 스트림을 제공하기 위해, 원하는 텔레비전 채널 신호의 증폭된 신호를 프로세싱하고 캐리어 주파수를 추적하기 위하여 디지털 복조기를 사용하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 경우에, 상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 방송될 때 주파수 편이 피드백 신호를 생성 및 제공하기 위하여 상기 디지털 복조기를 사용하는 단계를 더 포함할 수 있다.
아날로그 방송 전송 표준들의 경우, 상기 방법은 주파수 편이된 증폭 신호를 생성하기 위하여 상기 증폭된 신호를 주파수 편이시키는 단계; 상기 주파수 편이된 증폭 신호에 기초하여 주파수 편이 피드백 신호를 생성하고 상기 주파수 편이 피드백 신호를 제 1 주파수 회전기에 제공하는 단계; 및 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하기 위하여 상기 주파수 편이된 증폭 신호를 필터링하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위하여 상기 주파수 편이된 증폭 신호를 필터링하는 단계; 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위하여 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 위상 조정을 적용하는 단계; 및 위상 조정 양을 제어하기 위해 사용되는 위상 제어 신호를 생성하기 위하여 그리고 주파수 편이 피드백 신호를 생성하기 위하여, 위상 잡음을 보상하기 위한 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 주파수 편이된 증폭 신호에 기초하여 입력 위상 신호를 수신하는 단계; 상기 입력 위상 신호를 기준 위상 신호와 비교함으로써, 위상 오류 신호를 생성하는 단계; 상기 위상 오류 신호에 기초하여 주파수 오류 신호를 생성하는 단계; 조정된 주파수 오류 신호를 생성하기 위하여, 상기 주파수 오류 신호와 위상 오류 신호의 한 버전을 합산하는 단계; 증폭된 주파수 오류 신호를 생성하기 위하여, 위상 조정된 주파수 오류 신호를 증폭시키는 단계; 및 상기 증폭된 주파수 오류 신호에 기초하여 주파수 편이 피드백 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다.
주파수 편이 피드백 신호를 생성하는 단계는, 주파수 조정된 신호를 생성하기 위하여 증폭된 주파수 오류 신호에 기초하여 현재 주파수를 업데이트하는 단계; 주파수 조정된 신호가 상한치 또는 하한치를 각각 초과할 때, 주파수 조정된 신호를 상기 상한치 또는 하한치로 제한시키는 단계; 및 상기 제한된 주파수 조정된 신호에 기초하여 주파수 편이 피드백 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 필터링된 위상 오류 신호를 생성하기 위하여 위상 오류 신호를 필터링하는 단계; 및 위상 오류 신호의 상기 버전을 생성하기 위하여 상기 필터링 된 위상 오류 신호를 증폭시키는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은, 오디오 캐리어 주파수에서 알려진 주파수 오프셋을 보상하기 위해 제 2의 알려진 주파수 편이를 적용함으로써, 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하기 위하여 제 2 주파수 추적 루프를 사용하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 주파수 편이시키는 단계; 필터링된 신호를 생성하기 위하여 오디오 필터링단을 사용하여 상기 주파수 편이된 신호를 필터링하는 단계; 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위하여 상기 필터링된 신호를 복조하는 단계; 및 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 사운드 IF 캐리어 복구 신호 중 하나에 기초하여 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하고, 주파수 편이 스텝에서 사용되는 오디오 주파수 편이 피드백 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다.
대안적으로, 상기 방법은 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하기 위하여 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 편이된 주파수 콘텐트를 프로세싱하는 단계를 더 포함한다.
이러한 대안예에서, 상기 방법은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 편이된 주파수 콘텐트를 기저대역으로 주파수 편이시키는 단계; 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위하여 상기 필터링된 신호를 복조하는 단계; 및 상기 제 1 중간 오디오 신호에 기초하여 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리 어 신호를 추적하는 단계를 더 포함한다.
다른 양상에서, 이곳에 기술되는 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대항 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위하여 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공하고, 상기 텔레비전 신호들은 다양한 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송된다. 상기 텔레비전 수신기는 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블록; 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 개략 채널 신호를 디지털화하기 위한, 상기 아날로그 프로세싱 블록에 결합된 아날로그-디지털 변환기(ADC); 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하기 위한, 상기 ADC에 결합된 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들의 경우, 상기 프로세싱은, 비디오 필터의 정규화된 통과대역에 일반적으로 대응하는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 정규화된 대역폭을 조정하기 위하여, 상기 ADC에 의해 사용된 샘플링 레이트에 비하여 새로운 제 1 샘플링 레이트에서, 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 프로세싱된 버전을 리-샘플링하는 단계를 포함한다.
아날로그 텔레비전 방송 표준들의 경우, 상기 디지털 프로세싱 블록은, 오디오 필터의 정규화된 통과대역에 일반적으로 대응하는 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보의 상기 정규화된 대역폭을 조정하기 위하여, 새로운 제 2 샘플링 레이트에서 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 프로세싱된 버전을 리-샘플링하도 록 추가로 구성된다.
상기 디지털 프로세싱 블록은 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하기 위한 입력 필터링 블록; 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보 또는 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 및 비디오 정보를 제공하기 위하여, 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 수신 및 프로세싱하도록 구성되는 비디오 프로세싱 블록; 및 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 콘텐트를 제공하기 위하여, 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 편이된 버전을 수신 및 프로세싱하도록 구성되는 오디오 프로세싱단을 포함한다.
한 관점에서 볼 때, 상기 비디오 프로세싱 블록은 관계없는(extraneous) 신호 컴포넌츠를 제거하고, 원하는 텔레비전 채널 신호의 다운-편이된 주파수 컴포넌츠를 출력하고 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 주파수를 잠그기 위해 주파수 오프셋 오류들을 정정하도록 구성되는 주파수 추적 루프; 및 원하는 텔레비전 채널 신호 내의 위상 잡음을 감소시키도록 구성되는 위상 추적 루프를 포함하고, 여기서 상기 위상 추적 루프는 위상 잡음에 신속히 반응하기 위하여 높은 대역폭을 갖는다.
또다른 관점에서, 비디오 프로세싱 블록은 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보의 주파수 컨텐츠가 복소 기저대역에 중심을 두도록, 상기 프로세싱되고 디지털화된 개략(coarse) 채널 신호를 주파수 시프트하기 위한 제 1 주파수 회전기(rotator), 상기 제 1 주파수 회전기에 연결되며 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준에 기초하여 제 1 새로운 샘플링 레이트로 상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 리샘플링하도록 구성되는 비디오 다상(polyphase) 필터 스테이지, 상기 비디오 다상 필터의 출력을 필터링하기 위해 비디오 다상 필터 스테이지에 연결된 비디오 필터, 및 상기 비디오 필터의 출력을 증폭시키기 위해 상기 비디오 필터에 연결된 디지털 가변 이득 증폭기를 포함한다.
디지털 텔레비전(DTV) 방송 표준들을 위해, 디지털 가변 이득 증폭기의 출력은 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공한다.
몇몇 경우들에서, 상기 수신기는 가변 이득 증폭기의 출력을 수신하고 프로세싱하기 위한 디지털 텔레비전 복조기를 더 포함한다.
더욱이, 디지털 이득 증폭기는, 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준들에 따라 전송되는 경우, 디지털 가변 이득 증폭기의 출력의 측정된 레벨에 기초하여 이득을 적용하도록 구성될 수 있다.
디지털 이득 증폭기는 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준들에 따라 전송되는 경우, 위상 잡음에 대한 보정 이후에 디지털 이득 증폭기의 출력의 주파수 시프트된 버전의 필터링된 버전에 기초하여 이득을 적용하도록 구성될 수 있다.
비디오 프로세싱 블록은 디지털 가변 이득 증폭기의 출력의 주파수 시프트를 위해 디지털 가변 이득 증폭기에 연결된 제 2 주파수 회전기 및 상기 제 1 및 제 2 주파수 회전기들에 연결된 픽처 캐리어 복구 블록을 더 포함하며, 상기 픽처 캐리어 복구 블록은 상기 제 2 주파수 회전기의 출력을 수신하고, 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호를 제 1 주파수 회전기에 제공하고, 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송되는 경우 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하도록 구성된다. 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호는 상기 제 2 주파수 회전기의 출력에서의 픽처 캐리어 신호를 DC 쪽으로 시프트시키기 위해 생성된다.
픽처 캐리어 복구 블록은 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 제 2 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 캐리어 복구 필터, 필터링된 픽처 캐리어 신호를 수신하고 제 1 위상 조정을 제공하여 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어를 생성하기 위해 상기 캐리어 복구 필터에 연결된 제 1 위상 회전기, 및 상기 제 1 위상 회전기 및 상기 제 1 주파수 회전기에 연결된 캐리어 복구 블록을 포함하며, 상기 캐리어 복구 블록은 위상 잡음을 보상하기 위해 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하고 상기 제 1 위상 조정의 양을 제어하기 위해 상기 제 1 위상 회전기에 제공된 위상 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 상기 캐리어 복구 블록은 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 추가로 구성된다.
픽처 캐리어 복구 블록은 필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해 제 2 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 잔류 측파대(VSB) 필터, 및 필터링된 비디오 정보를 수신하기 위해 상기 VSB 필터에 연결되고, 필터링된 비디오 정보에 제 2 위 상 조정을 제공하여 위상-조정된 비디오 정보를 생성하도록 위상 제어 신호를 수신하기 위해 캐리어 복구 블록에 연결된 제 2 위상 회전기를 더 포함할 수 있다. 비디오 프로세싱 블록은 상기 위상-조정된 비디오 정보를 수신하고 원하는 샘플링 레이트로 리샘플링하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 생성하기 위해 픽처 캐리어 복구 블록에 연결된 비디오 다상 필터를 더 포함할 수 있다.
오디오 프로세싱 스테이지는 프로세싱된 디지털화된 개략(coarse) 채널 신호 혹은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버전을 수신하고 프로세싱하여 제 1 중간 오디오 신호 및 제 1 사운드 중간 주파수(SIF) 신호 중 적어도 하나를 제공하도록 구성되는 제 1 오디오 필터링 블록을 포함하며, 상기 오디오 프로세싱 스테이지는 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준에 따라 방송될 때 동작가능하다.
오디오 프로세싱 스테이지는 추가로 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 내철 신호 혹은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버전을 수신하고 프로세싱하여 제 2 중간 오디오 신호 및 제 2 SIF 신호를 제공하도록 구성되는 오디오 필터링 블록, 및 상기 제 1 및 제 2 중간 오디오 신호들 중 적어도 하나 및 상기 제 1 및 제 2 SIF 신호들 중 적어도 하나를 수신하고 프로세싱하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들에 연결된 오디오 프로세싱 블록을 추가로 포함한다. 상기 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들 중 오직 하나만이 하나의 오디오 캐리어 신호를 채택하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해 동작 가능하며, 상기 제 1 및 제 2 오디오 필터링 블록들 모두는 2개의 오디오 캐리어 신호들을 채택하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해 동작가능하다.
제 1 오디오 필터링 블록은 입력 신호의 주파수 컨텐츠를 기저대역으로 시프트하기 위한 제 1 주파수 회전기, 제 2의 새로운 샘플링 레이트로 상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 리샘플링 하기 위해 상기 제 1 주파수 회전기에 연결된 오디오 다상 필터 스테이지, 제 1 오디오 다상 필터에 연결된 오디오 필터 - 상기 오디오 필터는 상기 오디오 다상 필터 스테이지의 출력 혹은 상기 오디오 다상 필터 스테이지의 출력의 수정된 버전을 필터링하도록 구성됨 - , 및 제 3의 새로운 샘플링 레이트로 오디오 필터의 출력을 리샘플링 하기 위해 오디오 필터의 출력에 연결된 오디오 다상 필터를 포함한다. 입력 신호는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 혹은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버전이며, 상기 리샘플링은 일반적으로 상기 오디오 필터의 정규화된 통과대역에 대응하는 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 조정하기 위해 상기 제 2의 새로운 샘플링 레이트로 수행되며, 상기 재 샘플링은 제 1 SIF 신호를 생성하기 위해 상기 제 3의 새로운 샘플링 레이트로 수행되며, 상기 제 1 및 제 2의 샘플링 레이트로의 리샘플링은 각각 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준 및 오디오 정보에 대한 원하는 출력 포맷 타입에 기초한다.
제 1 오디오 필터링 블록은 상기 오디오 다상 필터의 출력을 복조하고 상기 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위해 상기 오디오 다상 필터에 연결된 주파수 복조기를 추가로 포함한다.
상기 제 1 오디오 필터링 블록은 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 IF 사운드 캐리어 복구 신호 중 하나를 수신하고, 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리오 신호를 추적하여 기저대역 복조 수행시 상기 오디오 캐리어 주파수를 DC로 시프트시키고 SIF 단일 프로세싱을 위해 상기 오디오 정보의 주파수 컨텐츠를 DC로 시프트시키기 위해 오디오 주파수 시프트 피드백 신호를 제 1 주파수 회전기에 생성하도록 구성된 오디오 IF 캐리어 복구 블록을 추가로 포함한다.
오디오 프로세싱 스테이지는 상기 제 1 및 제 2 SIF 오디오 신호들 중 적어도 하나를 수신하고 텔레비전 방송 표준이 NICAM 오디오 포맷을 채택하는 경우 디코딩된 오디오 신호를 제공하기 위한 NICAM 프로세싱 블록, 및 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호와 연관된 데이터를 저장하기 위해 NICAM 프로세싱 블록에 연결된 데이터 구조를 추가로 포함한다. 디코딩된 NICAM 오디오 신호의 출력 레이트는 상기 데이터 구조에 저장된 데이터량에 기초하여 조정되며, 상기 출력 레이트는 상기 데이터 구조가 절반(half full)보다 덜 차는 경우 증가되고 상기 출력 레이트는 상기 데이터 구조가 절반보다 더 차는 경우 감소된다.
상기 오디오 프로세싱 블록은 텔레비전 방송 표준에 따라 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 수신하고 프로세싱하기 위한 제 1 프로세싱 경로를 추가로 포함한다. 제 1 프로세싱 경로는 제 1 및 제 2 스테이지들을 구비한 제 1 데시메이션 필터링 블록을 포함하는데, 제 1 스테이지는 제 1 오디오 샘플링 레이트에 대한 제 1 필터링 및 다운샘플링 양을 제공하고, 제 2 스테이지는 제 1 스테이지의 출력에 2 오디오 샘플링 레이트에 대한 제 2의 필터링 및 다운샘플링 양을 제공하고, 디-엠퍼시스(de-emphasis) 필터는 제 2 스테이지의 출력에 디-엠퍼시스를 적용하기 위해 상기 제 1 데시메이션 필터링 블록에 연결된다. 상기 오디오 프로세싱 블록은 상기 제 1 스테이지의 출력을 프로세싱하기 위해 제 1 스테이지에 연결된 파일럿 복구 및 오디오 블록, 및 텔레비전 방송 표준에 따라 상기 디코딩된 NICAM 신호 및 상기 제 2 중간 오디오 신호 중 적어도 하나를 수신하고 프로세싱하기 위한 제 2 프로세싱 경로를 추가로 포함한다. 상기 제 2 프로세싱 경로는 병렬인 제 3 및 제 4 스테이지들을 구비한 제 2 데시메이션 필터링 블록, 및 제 4 스테이지의 출력에 디-엠퍼시스를 적용하기 위해 제 2 데시메이션 필터링 블록에 연결된 제 2 디-엠퍼시스 필터를 포함하는데, 상기 제 3 스테이지는 제 3 오디오 샘플링 레이트에 대한 제 3의 필터링 및 다운링크 양을 제공하고, 제 4 스테이지는 상기 제 3 스테이지의 출력에 제 4 오디오 샘플링에 대한 제 4의 필터링 및 다운샘플링 양을 제공한다.
모노, 스테레오, 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호들을 프로세싱하기 위해, 오디오 프로세싱 블록은 제 1 디-엠퍼시스 필터의 출력을 수신하고 리샘플링 하기 위한 제 1 오디오 다상 필터, 제 2 디-엠퍼시스 필터의 출력을 수신하고 리샘플링하기 위한 제 2 오디오 다상 필터, 상기 제 1 및 제 2 오디오 다상 필터들에 대한 출력들을 믹싱하기 위해 상기 제 1 및 제 2 오디오 다상 필터들에 연결된 믹싱 블록, 및 상기 믹싱 블록의 출력을 수신하고 리샘플링하기 위해 출력 오디오 신호를 제공하기 위한 제 3 오디오 다상 필터를 추가로 포함한다.
SIF 신호들을 프로세싱하기 위해, 오디오 프로세싱 블록은 제 1 SIF 신호를 수신하고 리샘플링하기 위한 제 1 오디오 다상 필터, 제 2 SIF 신호를 수신하고 리샘플링하기 위한 제 2 오디오 다상 필터, 제 1 오디오 다상 필터의 출력에 제 1 주파수 시프트를 적용하기 위한 제 1 주파수 회전기, 제 2 오디오 다상 필터의 출력에 제 2 주파수 시프트를 적용하기 위한 제 2 주파수 회전기, 상기 제 1 및 제 2 주파수 회전기의 출력들을 믹싱하기 위한 합산기, 및 상기 합산기의 출력을 수신하고 리샘플링하여 출력 오디오 신호를 제공하기 위한 오디오 다상 필터를 추가로 포함한다.
제 1 오디오 프로세싱 모드에서, 제 1 데시메이션 필터링 블록은 제 1 중간 오디오 신호를 프로세싱하고, 상기 제 1 스테이지의 출력을 통해 제 2 오디오 프로그램(SAP, Secondary Audio Program) 및 L-R(좌우; Left-Right) 오디오 정보를 제공하고, 제 2 스테이지의 출력을 통해 FM 복조된 오디오 기저대역 신호를 제공하며, 파일럿 복구 및 오디오 블록은 SAP 및 L-R 오디오 정보를 수신하고, 상기 기저대역으로의 필터링 및 다운샘플링을 위해 제 4 스테이지에 복조된 SAP 및 L-R 오디오 정보를 제공하도록 구성된다.
수신기는 광대역 텔레비전 신호를 수신하고 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해 아날로그 프로세싱 블록에 연결된 RF 프로세싱 블록을 추가로 포함할 수 있다. RF 프로세싱 블록은 광대역 텔레비전 신호를 수신하고 증폭하기 위한 증폭 회로, 상기 증폭 회로의 출력을 믹싱하기 위해 상기 증폭 회로에 연결된 믹싱 스테이지, 및 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해 상기 믹싱 스테이지의 출력을 증폭하기 위해 상기 믹싱 스테이지에 연결된 가변 이득 증폭기를 포함한다.
몇몇 경우들에서, 아날로그 프로세싱 블록은 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하기 위한 개략 대역통과 필터, 제 1 개략 대역통과 필터의 출력을 증폭하기 위해 상기 제 1 개략 대역통과 필터에 연결된 가변 이득 증폭기, 제 1 가변 이득 증폭기의 출력의 이산-시간 버전을 제공하기 위해 상기 제 1 가변 이득 증폭기에 연결된 샘플 및 홀드 회로, 상기 샘플 및 홀드 회로의 출력을 필터링하기 위해 상기 샘플 및 홀드 회로에 연결된 이산-시간 개략 대역통과 필터, 및 제 2 개략 대역통과 필터의 출력을 증폭하여 개략 채널 신호를 제공하기 위해 상기 제 2 개략 대역통과 필터에 연결된 이산-시간 가변 이득 증폭기를 포함한다.
몇몇 경우들에서, ADC는 연속-시간 대역통과 시그마-델타 변환기이며, 아날로그 프로세싱 블록은 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하기 위한 개략 대역통과 필터, 제 1 개략 대역통과 필터의 출력을 증폭하기 위해 상기 제 1 개략 대역통과 필터에 연결된 가변 이득 증폭기, 가변 이득 증폭기의 출력을 필터링하기 위해 상기 가변 이득 증폭기에 연결된 연속-시간 필터, 및 상기 연속 시간 필터의 출력을 증폭하여 개략 채널 신호를 제공하기 위해 상기 연속-시간 필터에 연결된 연속 시간 가변 이득 증폭기를 포함한다.
다른 양상에서, 여기서 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하도록 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법을 제공하며, 상기 텔레비전 신호는 다양한 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송된다. 상기 방법은 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링 및 증폭하여 개략 채널 신호를 생성하는 단계, 상기 개략 채널 신호를 디지털화하여 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하는 단계, 및 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하여 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하는 단계를 포함한다. 아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대해, 상기 프로세싱은 디지털화 동안에 채택된 샘플링 레이트에 대해, 제 1의 새로운 샘플링 레이트로 디지털화된 개략 채널 신호의 프로세싱된 버전을 리샘플링하여 일반적으로 비디오 필터의 정규화된 통과대역에 대응하는 원하는 텔레비전 채널 신호의 정규화된 대역폭을 조정하는 단계를 포함한다.
아날로그 텔레비전 방송 표준을 위해, 상기 방법은 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 프로세싱된 버전을 제 2의 새로운 샘플링 레이트로 리샘플링하여 일반적으로 오디오 필터의 정규화된 통과대역에 대응하는 원하는 텔레비전 신호의 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 조정하는 단계를 추가로 포함한다.
상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하는 단계는 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하여 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하는 단계, 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들을 위한 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보 또는 디지털 텔레비전 방송 표준들을 위한 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 및 비디오 정보를 제공하는 단계, 및 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버전을 프로세싱하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들을 위한 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 컨텐츠를 제공하는 단계를 포함한다.
일 관점으로부터, 상기 비디오 정보를 제공하는데 사용된 프로세싱은 외부 신호 컴포넌트들을 제거하고, 원하는 텔레비전 채널 신호의 하향-시프트된 주파수 컴포넌트들을 출력하고, 주파수 오프셋 에러들을 보정하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 주파수로 고정하도록 주파수 추적 루프를 사용하는 단계, 및 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에서 위상 잡음을 제공하도록 구성된 위상 추적 루프를 사용하는 단계를 포함하며, 상기 위상 추적 루프는 위상 잡음에 신속하게 반응하기 위해 높은 대역폭을 가진다.
또다른 관점으로부터, 상기 비디오 정보를 제공하는데 사용되는 프로세싱은 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 복소(complex) 기저대역에 있는 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보의 중심 주파수 컨텐츠로 주파수-시프트하는 단계, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준에 기초하여 제 1의 새로운 샘플링 레이트로 상기 주파수-시프트된 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 리샘플링하는 단계, 비디오 필터를 사용하여 상기 리샘플링된 신호를 필터링하는 단계, 및 상기 비디오 필터의 출력을 증폭시키는 단계를 포함한다.
상기 방법은 추가적으로 디지털 텔레비전(DTV) 방송 표준들을 위해 상기 증폭된 신호로부터 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 및 오디오 정보를 획득하는 단계를 추가로 포함한다.
상기 방법은 추가적인 프로세싱을 위해 상기 증폭된 신호를 디지털 텔레비전 복조기로 제공하는 단계를 추가로 포함할 수 있다.
상기 증폭 단계는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준들에 따라 전송되는 경우 증폭된 신호의 측정된 레벨에 기초하여 이득을 적용하는 단계를 포함할 수 있다.
대안적으로, 상기 증폭 단계는 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준들에 따라 전송되는 경우, 상기 증폭된 신호를 주파수 시프트시키고 위상 잡음을 보상한 이후 이득을 적용하는 단계를 포함할 수 있다.
비디오 정보를 제공하기 위해 사용되는 프로세싱은 증폭된 신호를 주파수 시프트시키는 단계, 및 상기 주파수 시프트된 중독된 신호를 처리하여 제 1 주파수 시프트 단계 동안 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호를 제공하고, 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준에 따라 전송되는 경우 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하는 단계를 추가로 포함하며, 여기서 상기 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호는 상기 주파수-시프트된 증폭된 신호의 픽처 캐리어 신호를 DC 쪽으로 시프트하기 위해 생성된다.
주파수 시프트된 증폭된 신호를 프로세싱하는 단계는 주파수-시프트된 증폭된 신호를 필터링하여 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하는 단계, 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 제 1 위상 조정을 적용하여 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하는 단계, 및 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하여 위상 잡음을 보상하고 상기 제 1 위상 조정을 제어하는 위상 제어 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
상기 주파수-시프트된 증폭된 신호를 프로세싱하는 단계는 주파수-시프트된 증폭된 신호를 필터링하여 필터링된 비디오 정보를 생성하는 단계, 상기 필터링된 비디오 정보에 제 2 위상 조정을 적용하여 위상-조정된 비디오 정보를 생성하는 단계, 및 상기 위상-조정된 비디오 정보를 원하는 샘플링 레이트로 리샘플링하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하는 단계를 추가로 포함한다.
상기 방법은 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버전을 프로세싱하여 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 따라 방송되는 경우, 제 1 중간 오디오 신호 및 제 1 사운드 중간 주파수(SIF) 신호 중 적어도 하나를 제공하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 혹은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버전을 프로세싱하여 제 2 중간 오디오 신호 및 제 2 SIF 신호를 제공하는 단계, 및 상기 제 1 및 제 2 중간 오디오 신호들 중 적어도 하나 및 상기 제 1 및 제 2 SIF 신호들 중 적어도 하나를 프로세싱하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 생성하는 단계를 추가로 포함한다. 상기 제 1 및 제 2 중간 오디오 신호들 및 제 1 및 제 2 SIF 신호들은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 2개의 오디오 캐리어 신호들을 사용하는 아날로그 텔레비전 방송 표준으로 전송되는 경우 생성된다.
상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 혹은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버전을 프로세싱하여 제 1 중간 오디오 신호 및 제 1 SIF 신호를 제공하는 단계는 입력 신호의 주파수 컨텐츠를 기저대역으로 주파수-시프트하는 단계, 상기 주파수-시프트된 신호를 제 2의 새로운 샘플링 레이 트로 리샘플링하여 일반적으로 오디오 필터의 정규화된 통과대역에 대응하는 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 조정하는 단계, 상기 오디오 필터를 사용하여 상기 리샘플링된 신호 혹은 상기 리샘플링된 주파수-시프트된 신호의 수정된 버전을 필터링하는 단계, 및 상기 필터링된 신호를 제 3의 새로운 샘플링 레이트로 리샘플링하여 제 1 SIF 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 상기 입력 신호는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 혹은 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버전이며, 상기 제 1 및 제 2 샘플링 레이트들로의 리샘플링은 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준 및 상기 오디오 정보에 대한 원하는 타입의 출력 포맷에 각각 기초한다.
상기 방법은 상기 제 1 SIF 신호를 복조하여 제 1 중간 오디오 신호를 생성하는 단계를 추가로 포함한다.
상기 방법은 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 사운드 IF 캐리어 복구 신호 중 하나를 수신하는 단계, 및 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하여, 기저대역 복조 수행시 상기 오디오 캐리어 주파수를 DC로 시프트시키고 SIF 단독 프로세싱을 위해 상기 오디오 정보의 주파수 컨텐츠를 DC로 시프트시키기 위해 주파수 시프트 단계에서 사용되는 오디오 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하는 단계를 추가로 포함한다.
상기 방법은 제 1 및 제 2 SIF 오디오 신호들 중 적어도 하나를 수신하고 텔레비전 방송 표준이 NICAM 오디오 신호를 채택하는 경우 디코딩된 NICAM 오디오 신호를 제공하는 단계, 데이터 구조에 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호와 연관된 데 이터를 저장하는 단계, 및 데이터 구조에 저장된 데이터 량에 기초하여 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호의 출력 레이트를 제어하는 단계를 추가로 포함하며, 상기 출력 레이트는 상기 데이터 구조가 절반보다 덜 차는 경우 증가하고, 상기 출력 데이터 레이트는 상기 데이터 구조가 절반보다 더 차는 경우 감소한다.
상기 제 1 및 제 2 중간 오디오 신호들 중 적어도 하나 및 상기 제 1 및 제 2 SIF 신호들 중 적어도 하나를 프로세싱하여 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 생성하는 단계는, 제 1 필터링 및 다운 샘플링 양을 사용하여 제 1 오디오 샘플링 레이트로 제 1 신호를 생성하고, 이후 제 2 필터링 및 다운 샘플링 양을 제 1 신호에 적용하여 제 2 오디오 샘플링 레이트로 제 2 신호를 생성함으로써, 텔레비전 방송 표준에 따라, 제 1 중간 오디오 신호 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호를 처리하는 단계, 상기 제 2 신호에 디-엠퍼시스를 적용하여 제 5 신호를 생성하는 단계, 제 3 필터링 및 다운 샘플링 양을 사용하여 제 3 오디오 샘플링 레이트로 제 3 신호를 생성하고, 이후 상기 제 3 신호에 제 4 필터링 및 다운샘플링 양을 적용하여 제 4 오디오 샘플링 레이트로 제 4 신호를 생성함으로써, 텔레비전 방송 표준에 따라, 상기 제 2 중간 오디오 신호 및 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 프로세싱하는 단계, 및 상기 제 4 신호에 디-엠퍼시스를 적용하여 제 6 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
모노, 스테레오, 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호들을 프로세싱하기 위해, 상기 방법은 제 5 신호를 리샘플링하는 단계, 제 6 신호를 리샘플링하는 단계, 리샘플링된 제 5 및 제 6 신호를 믹싱하여 믹싱 신호를 형성하는 단계, 및 상기 믹싱 신호를 리샘플링하여 출력 오디오 신호를 제공하는 단계를 추가로 포함한다.
SIF 신호들을 프로세싱하기 위해, 상기 방법은 제 1 SIF 신호를 리샘플링하는 단계, 제 2 SIF 신호를 리샘플링하는 단계, 제 1 리샘플링된 SIF 신호에 제 1 주파수 시프트를 적용하는 단계, 제 2 리샘플링된 SIF 신호에 제 2 주파수 시프트를 적용하는 단계, 상기 제 1 및 제 2 주파수 시프트된 리샘플링된 SIF 신호들을 합산하여 합산 신호를 생성하는 단계, 및 상기 합산 신호를 리샘플링하여 출력 오디오 신호를 생성하는 단계를 추가로 포함한다.
제 1 오디오 프로세싱 모드에서, 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 프로세싱하는 단계는 상기 제 1 중간 오디오 신호를 프로세싱하여 제 1 신호를 통해 제 2 오디오 프로그램(SAP) 및 L-R (좌우, Left-Right) 오디오 정보를 제공하고, 제 2 신호를 통해 FM 복조된 오디오 기저대역 신호를 제공하는 단계, 상기 SAP 및 L-R 오디오 정보를 복조는 단계, 및 상기 복조된 SAP 및 L-R 오디오 정보에 기저대역으로의 제 4의 필터링 및 다운샘플링 양을 적용하여 제 4 오디오 샘플링 레이트로 제 4 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
몇몇 경우들에서, 상기 방법은 광대역 텔레비전 신호를 수신하고 증폭하는 단계, 증폭된 신호를 믹싱하는 단계, 및 가변 이득 증폭기를 사용하여 상기 믹싱된 신호를 증폭하여 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하는 단계를 추가로 포함한다.
몇몇 경우들에서, 멀티-텔레비전 채널 신호를 필터링하고 증폭하는 단계는 개략 대역통과 필터를 사용하여 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하는 단계, 필터링된 멀티-채널 텔레비전 신호를 증폭하는 단계, 증폭된 신호에 서브-샘플링을 적 용하여 이산-시간 신호를 제공하는 단계, 이산-시간 개략 대역통과 필터를 사용하여 상기 이산-시간 신호를 필터링하는 단계, 및 이산-시간 가변 이득 증폭기를 사용하여 상기 필터링된 이산-시간 신호를 증폭하여 개략 채널 신호를 제공하는 단계를 포함한다.
디지털화 단계가 연속-시간 대역통과 시그마-델타 아날로그 대 디지털 변환기를 사용하는 단계를 포함하는 경우들에서, 멀티-텔레비전 채널 신호를 필터링하고 증폭하는 단계는 제 1 개략 대역통과 필터를 사용하여 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하는 단계, 필터링된 멀티-채널 텔레비전 신호를 증폭하는 단계, 연속-시간 필터를 사용하여 상기 증폭된 신호를 필터링하여 제 2 필터링된 신호를 생성하는 단계, 및 연속-시간 가변 이득 증폭기를 사용하여 상기 제 2 필터링된 신호를 증폭하여 개략 채널 신호를 제공하는 단계를 포함한다.
일 양상에서, 본 명세서에 개시되는 실시예들 중 적어도 하나는 다양한 방송 표준들에 따라 송신되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하기 위한 범용 텔레비전 수신기를 제공한다. 범용 텔레비전 수신기는 개략(coarse) 채널 신호를 생성하기 위하여 광대역 텔레비전 신호로부터 유도되는 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하여 증폭시키기 위한 아날로그 프로세싱 블럭; 가변 아날로그 증폭량을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA); 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위한 개략 채널 신호를 디지털화하기 위한 아날로그 프로세싱 스테이지에 결합되는 아날로그-디지털 변환기(ADC); 및 디지털화된 개략 채널 신호의 준 피크(quasi peak) 측정치를 생성하 고, 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 피드백 루프에서 준 피크 측정치를 이용하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블럭을 포함한다.
아날로그 이득 제어 블럭은 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 송신될 때 간격들을 동기화시키는 동안 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 평균 제곱 레벨과 실질적으로 동일한 레벨을 추적하기 위하여, 그리고 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 송신될 때 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 평균 제곱 레벨보다 실질적으로 큰 레벨을 추적하기 위하여 준 피크 측정치를 생성하도록 구성된다.
기준 레벨은 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 송신될 때 간격들을 동기화시키는 동안 ADC의 풀 스케일(full scale) 범위 및 디지털화된 개략 채널 신호의 제곱 평균 레벨 사이의 제1 양의 헤드룸(headroom) 및 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 송신될 때 ADC의 풀 스케일 범위와 디지털화된 개략 채널 신호의 제곱 평균 레벨 사이의 제2 양의 헤드룸을 제공하도록 선택되며, 디지털 방송 표준에서 제2 양은 제1 양보다 많다.
아날로그 이득 제어 블럭은 이득 에러 신호를 제공하고, 이득 에러 신호를 필터링하고, 루프 이득으로 필터링된 이득 에러 신호를 스케일링하며, 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하도록 이전 이득 값과 스케일링된 필터링된 이득 에러 신호를 결합하기 위하여, 기준 레벨과 준 피크 측정치를 비교하도록 추가로 구성된다.
수신기는 광대역 텔레비전 신호를 수신하고 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성 하기 위한 RF 프로세싱 블럭을 더 포함하며, 적어도 하나의 아날로그 VGA는 RF 프로세싱 블럭의 무선 주파수(RF) 아날로그 VGA 및 아날로그 프로세싱 블럭의 중간 주파수(IF) 아날로그 VGA를 포함하고, 아날로그 이득 제어 블럭은 RF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 RF 이득 제어 신호 및 테이크-오버(take-over) 지점에 대하여 RF 및 IF VGA들에 인가된 이득 및 디지털화된 개략 채널 신호의 레벨에 기초하여 IF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 IF 이득 제어 신호 중 적어도 하나를 제공하도록 추가로 구성된다.
아날로그 이득 제어 블럭은 불안정성에 대하여 ADC를 모니터링하고, 불안정이 검출될 때 적어도 하나의 VGA의 증폭을 감소시키도록 구성되는 불안정성 모니터를 더 포함할 수 있다.
대안적으로, 아날로그 이득 제어 블럭은 불안정성에 대하여 ADC를 모니터링하고, 불안정성이 검출될 때 ADC를 리셋시키도록 구성되는 불안정성 모니터를 더 포함할 수 있다.
아날로그 이득 제어 블럭은 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 전력 신호를 제공하도록 구성되는 전력 검출기; 필터링된 전력 신호를 제공하도록 전력 신호를 필터링하도록 구성되는 제1 로우 패스 필터; 및 준 피크 측정치를 제공하기 위하여 필터링된 전력 신호에서 전력 레벨의 피크를 추정하도록 구성되는 누설(leaky) 피크 검출기를 포함한다.
필터링된 전력 신호가 이전 피크 값보다 클 때, 누출 피크 검출기는 이전 피크 값과 필터링된 전력 신호 사이의 차를 공격 파라미터와 곱셈하는 것에 기초하여 이전 피크 값을 증분시키고, 준 피크 측정치로서 증분된 이전 피크 값을 제공하며, 증분된 이전 피크 값으로 이전 피크 값을 업데이트시키도록 구성된다.
필터링된 전력 신호가 이전 피크 값보다 작을 때, 누출 피크 검출기는 전류 감쇠 파라미터만큼 이전 피크 값을 감소시키고, 감소된 이전 피크 값을 준 피크 측정치로서 제공하며, 감소된 이전 피크 값으로 이전 피크 값을 업데이트시키도록 구성된다.
필터링된 전력 신호가 특정 시간 기간 동안 이전 피크 값 미만일 때, 현재 감쇠 파라미터는 곱셈된 버전의 빠른(fast) 감쇠 값이고, 필터링된 전력 신호가 특정 시간 기간 동안 이전 피크 값 이상이라면, 현재 감쇠 파라미터는 일정한 작은 감쇠 값이다.
수신기는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 디지털화된 개략 채널 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 ADC에 결합되는 디지털 프로세싱 블럭을 더 포함하며, 필터링은 방송 표준에 따라 수행된다.
다른 양상에서, 본 명세서에 개시되는 실시예들 중 적어도 하나는 다양한 방송 표준들에 따라 송신되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 방법은 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 광대역 텔레비전 신호로부터 유도된 멀티-채널 텔레비전 신호상에 아날로그 필터링 및 아날로그 증폭을 수행하는 단계 - 상기 아날로그 증폭은 가변 아날로그 증폭량을 제공하기 위하여 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)를 사용함 - ; 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 아날로그-디지털 변환기로 개략 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 준 피크 측정을 생성하고, 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위해 피드백 루프에서 준 피크 측정을 이용하는 단계를 포함한다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 송신될 때 간격들을 동기화시키는 동안 디지털화되는 개략 채널 신호에 기초하여 평균 제곱-레벨과 실질적으로 동일한 레벨을 추적하고, 디지털 방송 표준에 따라 원하는 텔레비전 채널 신호가 송신될 때 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 평균 제곱 레벨보다 실질적으로 큰 레벨을 추적하기 위하여 준 피크 측정치를 생성하는 단계를 더 포함한다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 송신될 때 간격들을 동기화시키는 동안 ADC의 풀 스케일 범위와 디지털화된 개략 채널 신호의 제곱-평균 값 사이에 제1 양의 헤드룸을, 그리고 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 송신될 때 ADC의 풀 스케일 범위와 디지털화된 개략 채널 신호의 제곱-평균 레벨 사이의 제2 양의 헤드룸을 제공하기 위하여 기준 레벨을 선택하는 단계를 포함하고, 여기서, 제2 양은 제1 양보다 크다.
방법은 이득 에러 신호를 제공하기 위하여 기준 신호와 준 피크 측정치를 비교하는 단계, 이득 에러 신호를 필터링하는 단계, 루프 이득으로 필터링된 이득 에러 신호를 스케일링(scale)하는 단계, 및 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 이전 이득 값과 스케일링된 필터링된 이득 에러 신호를 비교하는 단계를 더 포함한다.
적어도 하나의 아날로그 VGA가 무선 주파수(RF) 아날로그 VGA 및 중간 주파수(IF) 아날로그 VGA를 포함할 때, 방법은 RF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 RF 이득 제어 신호, 및 테이크-오버 포인트에 관하여 RF 및 IF VGA들에 인가된 이득 및 디지털화된 개략 채널 신호의 레벨에 기초하여 IF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 IF 이득 제어 신호 중 적어도 하나를 제공하는 단계를 더 포함한다.
방법은 불안정성에 대하여 ADC를 모니터링하는 단계 및 불안정성이 검출될 때, 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 감소시키는 단계를 포함할 수 있다.
대안적으로, 방법은 불안정성에 대하여 ADC를 모니터링하는 단계 및 불안정성이 검출될 때 ADC를 리셋하는 단계를 더 포함할 수 있다.
방법은 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 전력 신호를 생성하는 단계; 필터링된 전력 신호를 제공하도록 전력 신호를 로우 패스 필터링하는 단계; 및 준 피크 측정치를 제공하기 위하여 필터링된 전력 신호에서 전력 레벨의 피크들을 추적하는 단계를 더 포함한다.
필터링된 전력 신호가 이전 피크 값보다 클 때, 방법은 필터링된 전력 신호와 이전 피크 값 사이의 차와 이전 피크 값의 곱셈에 기초하여 이전 피크 값을 증분시키는 단계, 증분된 이전 피크 값을 준 피크 측정치로서 제공하는 단계, 및 증분된 이전 피크 값으로 이전 피크 값을 업데이트하는 단계를 포함한다.
필터링된 전력 신호가 이전 피크 값보다 작을 때, 방법은 이전 피크 값을 현재 감쇠 파라미터만큼 감소시키는 단계, 감소된 이전 피크 값을 준 피크 측정치로 서 제공하는 단계, 및 이전 피크 값을 감소된 이전 피크 값으로 업데이트하는 단계를 포함한다.
방법은 특정 시간 기간 동안 필터링된 전력 신호가 이전 피크 값 미만일 때, 현재 감쇠 파라미터로서 곱셈된 버전의 빠른 감쇠 값을 사용하는 단계를 포함하고, 특정 시간 기간 동안 필터링된 전력 신호가 이전 피크 값 이상이라면, 현재 감쇠 파라미터에 대한 일정한 작은 감쇠 값을 사용하는 단계를 포함한다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 디지털화된 개략 채널 신호상에 디지털 필터링 및 증폭을 수행하는 단계를 더 포함하며, 디지털 필터링은 방송 표준에 기초한다.
또 다른 양상에서, 본 명세서에 개시된 실시예들 중 적어도 하나는 다양한 방송 표준들에 따라 송신되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하기 위한 범용 텔레비전 수신기를 제공한다. 범용 텔레비전 수신기는 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 광대역 텔레비전 신호로부터 유도되는 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블럭; 가변 아날로그 증폭량을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA); 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 개략 채널 신호를 디지털화하기 위한 아날로그 프로세싱 스테이지에 결합되는 아날로그-디지털 변환기(ADC); 및 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블럭을 포함하며, 메트릭은 부분적으로 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 송신되는지 여부에 따라 선택된다.
메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하기 왜곡비 및 비트 에러율 중 하나일 수 있다.
현재 이득 계수는 원하는 텔레비전 채널 신호의 측정된 전력 레벨에 기초하여 이전 이득 계수를 증분시키거나 감소시킴으로써 생성될 수 있다.
대안적으로, 현재 이득 계수는 조정(calibration) 동안에, 개략 채널 신호에 대하여 원하는 전력 값을 달성하기 위하여 적어도 하나의 VGA의 제1 이득 계수를 측정하는 단계, 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 대한 원하는 값을 획득하기 위하여 적어도 하나의 VGA의 제2 이득 계수를 측정하는 단계, 및 제1 이득 계수와 제2 이득 계수의 차로부터 차 이득 계수를 계산하는 단계와, 사용 시, 적어도 하나의 VGA의 전력을 측정하는 단계, 원하는 전력 값을 획득하기 위하여 제3 이득 계수를 계산하는 단계, 및 차 이득 계수만큼 제3 이득 계수를 조정하는 단계에 의하여 획득될 수 있다.
적어도 몇몇 경우들에 있어서, 수신기는 다수의 아날로그 VGA들을 포함하고, 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블은 텔레비전 채널 신호에 따라 인덱싱되는 다수의 아날로그 VGA들에 대한 최초 이득 계수들을 가지며, 여기서, 동작 동안에, 아날로그 이득 제어 블럭은 원하는 텔레비전 채널 신호에 기초하여 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블의 값들을 사용하여 다수의 VGA들의 이득 계수들을 설정하도록 구성된다.
수신기는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 일시적 간섭을 모니터링하도록 구성될 수 있으며, 일시적 간섭이 검출될 때, 아날로그 이득 제어 블럭은 일시적 간섭을 보상하기 위하여 다수의 아날로그 VGA들 중 하나의 이득 계수를 변경하도록 구성된다.
이러한 경우에, 다수의 아날로그 VGA들 중 하나가 검출된 일시적 간섭을 보상하기에 충분한 이득 편차를 제공하지 않는다면, 아날로그 이득 제어 블럭은 검출된 일시적 간섭을 보상하기 위하여 다수의 아날로그 VGA들 중 적어도 다른 하나의 이득 계수를 조정하도록 구성된다.
원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 최초 이득 계수는 개략 채널 신호에 대해 공칭의(nominal) 원하는 전력 값에 대한 적어도 하나의 VGA의 제1 이득 계수를 결정하는 단계; 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 메트릭을 측정하는 단계; 다수의 상이한 이득 계수들 및 공칭의 원하는 전력 값 초과 또는 미만의 원하는 전력 값들에 대한 설정 및 측정을 반복하는 단계; 및 메트릭에 대한 최상의 값을 제공하는 이득 계수는 선택하는 단계에 의하여 결정될 수 있다.
수신기는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 디지털화된 개략 채널 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 ADC에 결합되는 디지털 프로세싱 블럭을 더 포함하며 필터링은 방송 표준에 따라 수행된다.
또 다른 양상에서, 본 명세서에 개시된 실시예들 중 적어도 하나는 다양한 방송 표준들에 따라 송신되는 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 방법은 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 광대역 텔레비전 신호로부터 유래된 멀티-채널 텔레비전 신호상에 아날로그 필터링 및 아날로그 증폭을 수행하는 단계 - 상기 아날로그 증폭은 가변 아날로그 증폭량을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)를 사용함 - ; 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 아날로그-디지털 변환기(ADC)로 개략 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하는 단계를 포함하며, 여기서, 메트릭은 부분적으로 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 송신되는지 여부에 따라 선택된다.
메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하기 왜곡비, 및 비트 에러율 중 하나일 수 있다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호의 측정된 전력 레벨에 기초하여 이전 이득 계수를 증분시키는 단계 또는 감소시키는 단계에 의하여 현재 이득 계수를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
대안적으로, 방법은 조정 동안에, 개략 채널 신호에 대한 원하는 전력 값을 달성하기 위하여 적어도 하나의 VGA의 제1 이득 계수를 측정하는 단계, 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 대한 원하는 값을 달성하기 위하여 적어도 하나의 VGA의 제2 이득 계수를 측정하는 단계, 및 제1 이득 계수 및 제2 이득 계수의 차로부터 차 이득 계수를 계산하는 단계와, 사용 시, 적어도 하나의 VGA의 전력을 측정하는 단계, 원하는 전력 값을 달성하기 위하여 제3 이득 계수를 계산하는 단계, 및 차 이득 계수만큼 제3 이득 계수를 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
다수의 아날로그 VGA들이 존재한다면, 방법은 텔레비전 채널 신호에 따라 인 덱싱된 다수의 아날로그 VGA들에 대한 최초 이득 계수들을 갖는 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블을 사용하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 여기서, 동작 동안에, 방법은 원하는 텔레비전 채널 신호에 의하여 인덱싱된 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블의 값들을 사용하여 다수의 VGA들의 이득 계수들을 설정하는 단계를 포함한다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 일시적 간섭을 모니터링하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 일시적 간섭이 검출될 때, 방법은 일시적 간섭을 보상하기 위하여 다수의 VGA들 중 하나의 이득 계수를 변경하는 단계를 포함한다.
이러한 경우에, 다수의 아날로그 VGA들 중 하나가 검출된 일시적 간섭을 보상하기에 충분한 이득 편차를 제공하지 않는다면, 방법은 검출된 일시적 간섭을 보상하기 위하여 다수의 아날로그 VGA들 중 적어도 다른 하나의 이득 계수를 조정하는 단계를 더 포함한다.
방법은 개략 채널 신호에 대해 공칭의 원하는 전력 값에 대한 적어도 하나의 VGA의 제1 이득 계수를 결정하는 단계; 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 메트릭을 측정하는 단계; 공칭의 원하는 전력 값 미만의 또는 초과의 원하는 전력 값들 및 다수의 상이한 이득 계수들에 대한 설정 및 측정 단계들을 반복하는 단계; 및 메트릭에 대한 최상의 값을 제공하는 이득 계수를 선택하는 단계에 의하여 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 최초 이득 계수를 설정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 디지털화된 개략 채널 신호상에 디지털 필터링 및 증폭을 수행하는 단계 를 더 포함할 수 있으며, 디지털 필터링은 방송 표준에 기초한다.
또 다른 양상에서, 본 명세서에 개시된 실시예들 중 적어도 하나는 텔레비전 수신기에 대한 자동 이득 제어 시스템을 제공하며, 여기서, 자동 이득 제어 시스템은 텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 가변 이득 증폭기(VGA)에 의하여 인가되는 아날로그 증폭량을 제어하기 위하여 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블럭; 및 텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 디지털 가변 이득 증폭기(VGA)에 의하여 인가되는 디지털 증폭량을 제어하기 위하여 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공하도록 구성되는 디지털 이득 제어 블럭을 포함한다.
디지털 이득 제어 블럭은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 디지털 VGA의 이득 계수를 설정하도록 구성될 수 있고, 메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하게 왜곡비, 및 비트 에러율 중 하나이며, 메트릭은 부분적으로 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 원하는 텔레비전 신호가 송신되는지 여부에 따라 선택된다.
대안적으로, 아날로그 이득 제어 블럭은 제1 모드와 제2 모드에서 동작가능할 수 있으며, 여기서, 제1 모드에서 아날로그 이득 제어 블럭은 원하는 텔레비전 채널 신호의 디지털화된 버전의 준 피크 측정치를 생성하고 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 피드백 루프의 준 피크 측정치를 이용하도록 구성되고, 제2 모드에서 아날로그 이득 제어 블럭은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하도록 구성 된다.
또 다른 양상에서, 본 명세서에 개시된 실시예들 중 적어도 하나는 텔레비전 수신기의 자동적 이득 제어를 위한 방법을 제공하고, 방법은 텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)에 의하여 인가되는 아날로그 증폭량을 제어하기 위한 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공하는 단계; 및 텔레비전 수신기에서 적어도 하나의 디지털 가변 이득 증폭기(VGA)에 의항 인가되는 디지털 증폭량을 제어하기 위하여 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공하는 단계를 포함한다.
방법은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 디지털 VGA의 이득 계수를 설정하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하게 왜곡비, 및 비트 에러율 중 하나이고, 메트릭은 부분적으로 아날로그 또는 원하는 텔레비전 신호가 디지털 방송 표준에 따라 송신되는지 여부에 따라 선택된다.
대안적으로, 방법은 제1 모드 및 제2 모드를 사용하여 적어도 하나의 VGA의 이득을 제어하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 제1 모드에서 방법은 원하는 텔레비전 채널 신호의 디지털화된 버전의 준 피크 측정치를 생성하는 단계 및 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 피드백 루프의 준 피크 측정치를 이용하는 단계를 포함하고, 제2 모드에서 방법은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기초하여 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하는 단계를 포함한다.
다른 양상에서, 본 명세서에 개시되는 적어도 하나의 실시예들은 아날로그 방송 표준에 따라 방송되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위하여 입력 신호를 프로세싱하기 위한 픽처 캐리어 복구 블럭을 제공한다. 픽처 캐리어 복구 블럭은 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위하여 입력 신호를 필터링하기 위한 캐리어 복구 필터; 필터링된 픽처 캐리어 신호를 수신하고, 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위하여 제1 위상 조정을 제공하기 위한 캐리어 복구 필터에 결합되는 제1 위상 회전기; 필터링된 비디오 정보를 생성하기 위하여 입력 신호를 필터링하기 위한 VSB(Vestigial Side Band) 필터; 필터링된 비디오 정보를 수신하고, 위상-조정된 비디오 정보를 생성하기 위하여 제2 위상 조정을 제공하기 위하여 VSB 필터에 결합되는 제2 위상 회전기; 및 제1 및 제2 위상 회전기에 결합되는 캐리어 복구 블럭을 포함한다. 캐리어 복구 블럭은 위상 섭동(perturbation)들을 보상하고, 제1 및 제2 위상 조정의 양을 제어하기 위하여 제1 및 제2 위상 회전기들에 제공되는 위상 제어 신호를 생성하기 위하여 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하도록 구성된다.
캐리어 복구 블럭은 위상 에러 신호를 생성하기 위하여 위상 기준 신호와 위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 비교함으로써 위상 섭동들을 봇아하고, 위상 에러 신호를 증폭시킴으로써 위상 에러 신호의 진폭을 조정하며, 증폭된 위상 에러 신호의 버전에 기초하여 위상 제어 신호를 생성하도록 구성된다.
캐리어 복구 블럭은 과변조 처리 모드 및 적어도 하나의 임계 레벨에 관한 입력 신호의 필터링된 버전의 레벨에 기초하여 프리 러닝 위상 추적(free running phase tracking) 모드 및 소프트 위상 추적 모드 중 하나와 전상(full phase) 추적 모드를 포함하는 다수의 위상 추적 모드들에서 동작하도록 구성된다.
소프트 위상 추적 모드는 위상 에러 신호의 증폭량에 영향을 미치고, 프리 러닝 위상에서, 캐리어 복구 블럭은 이전 위상 보정 값을 사용하도록 구성된다.
캐리어 복구 블럭은 위상 에러 신호를 증폭하기 이전에, 위상 에러 신호를 필터링하도록 추가로 구성된다.
캐리어 복구 블럭은 위상 에러 신호를 증폭한 이후에, 위상 반전을 위해 보정하도록 추가로 구성된다.
캐리어 복구 블럭은 위상 반전 보정 이후에 증폭된 위상 에러 신호를 적분하고, 적분에 기초하여 위상 제어 신호를 생성하도록 추가로 구성된다.
캐리어 복구 블럭은 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호에 기초하여 이상 신호를 수신하고, 기준 위상 신호와 위상 신호를 비교함으로써 위상 에러 신호를 생성하기 위한 위상-주파수 검출기; 필터링된 위상 에러 신호를 생성하기 위하여 위상 에러 신호를 필터링하기 위한 위상-주파수 검출기에 결합되는 로우 패스 필터; 필터링된 위상 에러 신호를 증폭시키고, 증폭된 위상 에러 신호를 생성하기 위하여 로우 패스 필터에 결합되는 위상 루프 증폭기; 증폭된 위상 에러 신호에서 위상 반전을 위해 보정하기 위하여 로우 패스 필터 및 위상 루프 증폭기에 결합되는 위상 조정 블럭; 및 위상 조정 블럭의 출력에 기초하여 위상 제어 신호를 생성하기 위하여 위상 조정 블럭에 결합되는 위상 오실레이터 블럭을 포함한다.
위상 조정 블럭은 필터링된 위상 에러 신호를 수신하고, 필터링된 위상 에러 신호에서 180도의 잘못된 위상 시프트들을 나타내기 위하여 위상 반전 검출 신호를 제공하기 위한 위상 반전 검출기; 및 위상 반전 검출 신호 및 증폭된 위상 에러 신호를 수신하고, 위상 반전 검출 신호에 기초하여 증폭된 위상 에러 신호에 180도의 위상 시프트를 제공하기 위한 위상 루프 증폭기 및 위상 반전 검출기에 결합되는 위상 반전 블럭을 포함한다.
위상 오실레이터 블록은 위상 조정 블록의 출력을 통합하기 위한 위상 누산기를 포함하고, 상기 위상 제어 신호는 상기 통합된 위상 조정 블록의 출력에 기초한다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 아날로그 방송 표준에 따라 방송되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위해서 입력 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 필터링된 픽처 캐리어 신호(picture carrier signal)를 생성하기 위해서 상기 입력 신호를 필터링하는 단계, 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해서 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 제 1 위상 조정을 적용시키는 단계, 필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해서 상기 입력 신호를 필터링하는 단계, 위상-조정된 비디오 정보를 생성하기 위해서 상기 필터링된 비디오 정보에 제 2 위상 조정을 적용시키는 단계, 및 위상 섭동들(phase perturbations)을 보상하고, 상기 제 1 및 제 2 위상 조정의 양을 제어하기 위한 위상 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하는 단계를 포함한다.
상기 프로세싱 단계는 위상 에러 신호를 발생시키기 위해서 상기 위상 조정 된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 위상 기준 신호와 비교함으로써, 상기 위상 섭동들을 보상하는 단계, 상기 위상 에러 신호를 증폭시킴으로써 상기 위상 에러 신호의 진폭을 조정하는 단계, 및 상기 증폭된 위상 에러 신호의 버전에 기초하여 상기 위상 제어 신호를 발생시키는 단계를 포함한다.
상기 방법은 적어도 하나의 임계 레벨에 대하여 상기 필터링된 입력 신호의 버전의 레벨에 기초하는 프리 러닝(free running) 위상 추적 모드 및 소프트 위상 추적 모드 중 하나, 및 완전 위상 추적 모드를 포함하는 몇몇 위상 추적 모드들 및 과변조 핸들링 모드로 동작하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 완전한 위상 및 소프트 위상 추적 모드에서 상기 위상 에러 신호의 증폭의 양에 영향을 미치는 단계, 및 상기 프리 러닝 위상 추적 모드에서 이전의 위상 수정 값을 사용하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 상기 위상 에러 신호를 증폭시키기 전에, 상기 위상 에러 신호를 필터링하는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 상기 위상 에러 신호를 증폭시킨 후에, 위상 반전을 수정하는 단계를 더 포함한다.
위상 반전을 수정하는 단계는 상기 필터링된 위상 에러 신호에서 180도의 잘못된 위상 변이가 검출되는 경우, 상기 증폭된 위상 에러 신호로 180도의 위상 변이를 제공하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 위상 반전 수정 후에 상기 증폭된 위상 에러 신호를 통합시키는 단계, 및 상기 통합에 기초하여 상기 위상 제어 신호를 발생시키는 단계를 더 포함 한다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해서 제 1 신호를 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공한다. 상기 텔레비전 수신기는 제 2 신호를 생성하기 위해서 샘플링 레이트로 상기 제 1 신호를 디지털화하도록 구성된 아날로그-디지털 변환기(ADC), 및 상기 ADC에 연결되고, 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해서 상기 제 2 신호를 프로세싱하도록 구성된 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 사용 중에 간섭자(interferer)는 디지털화로 인하여 원하는 텔레비전 채널로 앨리어싱(aliase)될 수 있고, 상기 텔레비전 수신기는 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 엘리어싱된 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 샘플링 레이트를 조정하도록 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해서 리샘플링 비를 적용시키도록 구성된다.
상기 제 1 신호는 로컬 오실레이터를 가지는 튜너(tuner)에 의해 제공될 수 있는데, 상기 간섭자는 상기 로컬 오실레이터의 발진 신호의 기본적 그리고 조화적 컴포넌트들 중 적어도 하나의 피드-스루(feed-thru)의 결과이고, 상기 수신기는 상기 발진 신호의 기본적 그리고 조화적 컴포넌트들 중 적어도 하나에 기초하여 상기 앨리어싱된 간섭자에 대한 잠재적 주파수 위치들을 결정하고, 잠재적 주파수 위치들 중 하나가 원하는 텔레비전 채널과 동시에 발생하는 경우, 상기 샘플링 레이트를 조정하고, 상기 리샘플링 비를 적용시키도록 구성된다.
대안적으로, 상기 제 1 신호는 로컬 오실레이터를 가지는 튜너에 의해 제공 될 수 있는데, 상기 간섭자는 상기 로컬 오실레이터의 왜곡 곱(distortion product)의 결과이고, 상기 수신기는 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 상기 왜곡 곱의 앨리어싱된 버전을 변이시키기 위해서 상기 샘플링 레이트를 조정하고, 상기 리샘플링 비를 적용시키도록 구성된다.
상기 튜너는 단일 변환 튜너, 듀얼-변환 튜너, 및 슈퍼-헤테로다인 튜너(super-heterodyne tuner) 중 하나일 수 있다.
상기 수신기는 멀티-채널 텔레비전 신호를 발생시키기 위해서 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱하도록 구성된 RF 프로세싱 블록 ― 상기 RF 프로세싱 블록은 믹싱하는데 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 로컬 오실레이터를 가지는 믹싱 스테이지(mixing stage)를 포함함 ― , 및 상기 제 1 신호를 생성하기 위해서 상기 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략 필터링(coarse filtering) 및 증폭을 제공하도록 구성된 아날로그 프로세싱 블록을 더 포함할 수 있다. 상기 수신기는 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 상기 앨리어싱된 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 샘플링 레이트를 조정할 뿐만 아니라, 가변 발진 주파수를 변경하도록 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 리샘플링 비를 적용시키고, 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 변이들을 추적하도록 구성된다.
추가적으로, 가변 발진 주파수에서의 보다 큰 변경들에 대하여, 상기 샘플링 레이트는 상기 계략 필터링에 의해 채용되는 계략 통과 대역들 내에서 원하는 텔레비전 채널을 유지하도록 추가적으로 조정되고, 상기 리샘플링 비를 대응하는 변경들이 수행된다.
상기 수신기는 예상되는 위치로부터 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 앨리어싱된 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 주파수 오프셋에 기초하여 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비를 조정하도록 추가적으로 구성될 수 있다.
대안적으로, 일부 경우들에서, 상기 수신기는 예상되는 위치로부터 원하는 탤레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 상기 주파수 오프셋에 기초하여 (a) 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비, 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나를 조정하도록 추가적으로 구성된다.
전형적으로, 디지털 프로세싱 블록은 입력 및 출력 다상 필터들, 및 상기 필터들 사이의 프로세싱 엘리먼트들을 포함하고, 여기서 입력 리샘플링 비는 프로세싱 엘리먼트들에서 사용되는 공칭의 프로세싱 레이트로 상기 조정된 샘플링 레이트를 변환하기 위해서 상기 입력 다상 필터에 적용되고, 출력 리샘플링 비는 상기 조정된 샘플링 레이트 또는 다른 샘플링 레이트로 상기 공칭의 프로세싱 레이트를 변환하기 위해서 상기 출력 다상 필터링에 적용된다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해서 제 1 신호를 프로세싱하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 제 2 신호를 생성하기 위해서 샘플링 레이트로 상기 제 1 신호를 디지털화하는 단계, 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해서 상기 제 2 신호를 디지털적으로 프로세싱하는 단계, 및 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 앨리어싱된 간섭자를 주파수 변이하기 위 해서 상기 샘플링 레이트를 조정하고, 상기 조정된 심플링 레이트를 보상하기 위해서 상기 디지털 프로세싱하는 동안 리샘플링 비를 적용시키는 단계를 포함한다.
상기 방법에서, 상기 제 1 신호는 로컬 오실레이터를 가지는 튜너에 의해 제공되고, 상기 간섭자는 로컬 오실레이터의 발진 신호의 기본적 그리고 조화적 컴포넌트들 중 적어도 하나의 피드-스루의 결과이며, 상기 방법은 상기 발진 신호의 기본적 그리고 조화적 컴포넌트들 중 적어도 하나에 기초하여 상기 앨리어싱된 간섭자에 대한 잠재적 주파수 위치들을 결정하는 단계, 및 상기 잠재적 주파수 위치들이 원하는 텔레비전 채널과 동시 발생하는 경우, 상기 샘플링 레이트를 조정하고, 상기 리샘플링 비를 적용시키는 단계를 더 포함한다.
대안적으로, 상기 방법에서, 상기 제 1 신호는 로컬 오실레이터를 가지는 튜너에 의해 제공되고, 상기 간섭자는 상기 로컬 오실레이터의 왜곡 곱의 결과이며, 상기 방법은 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 왜곡 곱의 앨리어싱된 버전을 변이하기 위해서 상기 샘플링 레이트를 조정하고, 상기 리샘플링 비를 적용시키는 단계를 더 포함한다.
상기 방법은 멀티-채널 텔레비전 신호를 발생시키기 위해서 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱하는 단계 ― 상기 믹싱은 가변 발진 주파수를 제공하는 로컬 오실레이터의 사용을 포함함 ― , 및 상기 제 1 신호를 생성하기 위해서 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략 필터링 및 증폭을 적용시키는 단계를 더 포함할 수 있다. 이러한 경우, 상기 방법은 상기 샘플링 레이트를 조정하는 단계 뿐만 아니라, 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 앨리어싱된 간섭자를 주파수 변이하기 위 해서 가변 발진 주파수를 변경하는 단계, 상기 리샘플링 비를 적용시키는 단계, 및 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 변이들을 추적하는 단계를 더 포함한다.
게다가, 가변 발진 주파수에서의 보다 큰 변경들에 대하여, 상기 샘플링 레이트는 개략 필터링에 의해 채용되는 개략 통과 대역들 내에서 원하는 텔레비전 채널을 유지하도록 추가적으로 조정되고, 상기 리샘플링 비에 대응하는 변경들이 수행된다.
상기 방법은 예상되는 위치로부터 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계, 및 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 앨리어싱된 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 주파수 오프셋에 기초하여 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비를 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
대안적으로, 상기 방법은 예상되는 위치로부터 원하는 탤레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계, 및 상기 주파수 오프셋에 기초하여 (a) 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비, 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나를 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법에서, 상기 디지털 프로세싱은 입력 및 출력 다상 필터들, 및 상기 필터들 사이의 프로세싱 엘리먼트들을 사용하는 단계를 포함하고, 상기 방법은 상기 프로세싱 엘리먼트들에서 사용되는 공칭의 프로세싱 레이트로 상기 조정된 샘플링 레이트를 변환하기 위해서 상기 입력 다상 필터링에 입력 리샘플링 비를 적용시키는 단계, 및 상기 조정된 샘플링 레이트 또는 다른 샘플링 레이트로 상기 공칭의 프로세싱 레이트를 변환하기 위해서 상기 출력 다상 필터에 출력 리샘플링 비를 적 용시키는 단계를 더 포함한다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널을 가지는 수신된 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 텔레비전 수신기를 제공한다. 상기 수신기는 멀티-채널 텔레비전 신호를 발생시키기 위해서 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱하도록 구성된 RF 프로세싱 블록 ― 상기 RF 프로세싱 블록은 믹싱하는데 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 로컬 오실레이터를 가지는 믹싱 스테이지를 포함함 ― , 원하는 텔레비전 채널을 가지는 제 1 신호를 생성하기 위해서 상기 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략 필터링 및 증폭을 제공하도록 구성된 아날로그 프로세싱 블록, 제 2 신호를 생성하기 위해서 샘플링 레이트로 상기 제 1 신호를 디지털화하도록 구성된 아날로그-디지털 변환기(ADC), 및 상기 ADC에 연결되고, 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해서 상기 제 2 신호를 프로세싱하도록 구성된 디지털 프로세싱 블록을 포함한다. 상기 개략 필터링은 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 변이들을 수용하기 위해서 적어도 하나의 보호 밴드(guardband)에 의해 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 큰 개략 통과 대역들을 사용하고, 간섭자가 믹싱으로 인하여 원하는 텔레비전 채널과 간섭하는 경우, 상기 수신기는 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 상기 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 가변 발진 주파수를 변경하도록 구성되고, 디지털 프로세싱 블록은 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 변이들을 추적하도록 구성된다.
상기 간섭자는 원하는 텔레비전 채널의 픽처 캐리어 및 오디오 캐리어 중 적 어도 하나와 상기 로컬 오실레이터의 조합으로 인한 것일 수 있고, 가변 발진 주파수에서의 변이는 상기 조합에 기초하여 결정된다.
상기 수신기는 예상되는 위치로부터 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 상기 주파수 오프셋에 기초하여 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 상기 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 가변 발진 주파수를 조정하도록 추가적으로 구성될 수 있다.
상기 수신기는 상기 개략 필터링에서 사용되는 개략 통과 대역들 내에서 원하는 텔레비전 채널이 존재함을 보장하기 위해서 상기 샘플링 레이트를 조정하도록 추가적으로 구성될 수도 있고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해서 상기 리샘플링 비를 적용시키고, 원하는 텔레비전 채널에서 변이들을 추적하도록 구성된다.
이러한 경우, 상기 수신기는 예상되는 위치로부터 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 상기 주파수 오프셋에 기초하여 (a) 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비, 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나를 조정하도록 추가적으로 구성될 수 있다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 원하는 텔레비전 채널을 가지는 수신된 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법을 제공한다. 상기 방법은 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱함으로써 멀티-채널 텔레비전 신호를 발생시키는 단계 ― 상기 믹싱은 믹싱하는데 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 로컬 오실레이터의 사용을 포함함 ― , 원하는 텔레비전 채널을 가지는 제 1 신호를 생성하기 위해서 상기 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략 필터링 및 증폭을 적용시키는 단계, 제 2 신호를 생성하기 위해서 샘플링 레이트로 상기 제 1 신호를 디지털화하는 단계, 및 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해서 상기 제 2 신호를 디지털적으로 프로세싱하는 단계를 포함한다. 상기 개략 필터링은 믹싱으로 인하여 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 변이들을 수용하기 위해서 적어도 하나의 보호 대역에 의해 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 큰 개략 통과 대역들을 사용하고, 상기 방법은 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 상기 간섭자를 변이하기 위해서 상기 가변 발진 주파수를 변경하는 단계, 및 디지털 프로세싱 동안 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 변이들을 추적하는 단계를 더 포함한다.
이러한 방법에서, 상기 간섭자는 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 및 오디오 캐리어 중 적어도 하나와 상기 로컬 오실레이터와의 조합으로 인한 것일 수 있고, 상기 방법은 상기 조합에 기초하여 가변 발진 주파수에서의 변이를 결정하는 단계를 포함한다.
상기 방법은 예상되는 위치로부터 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계, 및 상기 주파수 오프셋에 기초하여 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어져 있는 상기 간섭자를 주파수 변이하기 위해서 상기 가변 발진 주파수를 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은 상기 개략 필터링에 사용되는 개략 통과 대역들 내에서 원하는 텔레비전 채널이 존재함을 보장하기 위해서 상기 샘플링 레이트를 조정하는 단계, 상기 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해서 상기 디지털 프로세싱에 리샘플링 비를 적용시키는 단계, 및 원하는 텔레비전 채널에서 주파수 편이들을 추적하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 경우, 상기 방법은 예상되는 위치로부터 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계, 및 상기 주파수 오프셋에 기초하여 (a) 상기 샘플링 레이트 및 상기 리샘플링 비, 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나를 조정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 입력 신호 내에 포함되는 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하도록 구성된 비디오 프로세싱 블록을 제공한다. 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트는 아날로그 방송 표준에 따라 방송된다. 상기 비디오 프로세싱 블록은 외부 신호 컴포넌트들을 제거하기 위해서 상기 입력 신호를 프로세싱하고, 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-변이된 주파수 컴포넌트들을 출력하도록 구성된 제 1 신호 프로세싱 경로, 및 상기 제 1 신호 프로세싱 경로에 연결되며, 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-변이된 주파수 컴포넌트들을 수신하고, 상기 텔레비전 채널 신호의 다운-변이된 주파수 컴포넌트들에서 픽처 캐리어 신호 주파수로 잠그고, 복조된 텔레비전 채널 신호를 제공하도록 구성된 픽처 캐리어 복구 블록을 포함한다. 상기 픽처 캐리어 복구 블록은 과변조가 존재할 시에 상기 픽처 캐리어 신호 주파수로 잠그는 경우에 동작을 변경하는 과변조 핸들링 모드에서 동작하도록 추가적으로 구성된다.
상기 픽처 캐리어 복구 블록은 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 서 상기 제 1 신호 프로세싱 경로의 출력을 필터링하도록 구성된 캐리어 복구 필터, 상기 제 1 신호 프로세싱 경로의 출력을 필터링하도록 구성된 과변조 필터, 상기 과변조 필터의 출력에 기초하여 크기 레벨을 발생시키도록 구성된 크기 레벨 검출기, 및 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 추적하고, 적어도 하나의 피드백 신호를 제공하고, 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에서 과변조가 존재할 시에 상기 추적을 변경하도록 구성된 캐리어 복구 블록을 포함한다. 상기 과변조 핸들링 모드 및 상기 크기 레벨에 따라, 상기 추적하는 단계는 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나에 가중치를 적용시키는 단계, 또는 이전 수정 값을 사용하는 단계를 포함한다.
과변조 핸들링 모드가 제 1 과변조 핸들링 모드일 때, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 크거나 동일한 경우, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 및 위상 에러 신호들 중 적어도 하나를 능동적으로 추적하도록 구성되고, 상기 가중치는 1이며, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 적은 경우, 상기 캐리어 복구 블록은 이전의 위상 에러 수정 값 및 이전의 주파수 에러 수정 값 중 적어도 하나를 사용하도록 구성된다.
상기 제 1 과변조 핸들링 모드에서, 상기 잡음 임계는 약 10%의 정규화된 크기 레벨과 동등한 크기 레벨에 있다.
상기 과변조 핸들링 모드가 제 2 과변조 핸들링 모드일 때, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 적은 경우, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 가중치를 0으로 설정하도록 구성되고, 상기 크기 레벨이 제 1 임계보다 크거나 동일한 경우, 상기 캐리 어 복구 블록은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 능동적으로 추적하고, 상기 가중치를 1로 설정하도록 구성되며, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계와 상기 제 1 임계 사이에 존재하는 경우, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 부드럽게 추적하도록 구성되고, 상기 가중치는 상기 크기 레벨에 기초하여 가중치 사이즈를 정의하는 구분적 함수(piece-wise function)에 따라 선택된다.
상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 크고, 제 2 임계 미만인 경우, 상기 가중치는 상기 크기 레벨에 대하여 제 1 슬로프를 가지는 제 1 선형 관계에 기초하여 선택되고, 상기 크기 레벨이 상기 제 2 임계보다 크지만 상기 제 1 임계 미만인 경우, 상기 가중치는 상기 크기 레벨에 대하여 제 2 슬로프를 가지는 제 2 선형 관계에 기초하여 선택된다.
제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 잡음 임계는 약 5% 내지 10%의 정규화된 크기 레벨와 동등한 크기 레벨에 있다.
또한, 상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 제 2 임계는 상기 잡음 임계보다 크며, 일반적으로 30%의 정규화된 크기 레벨과 동등한 크기 레벨보다 적고, 상기 가중치는 일반적으로 상기 제 2 임계 및 상기 잡음 임계 사이의 0.2보다 적다.
게다가, 상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 제 1 임계는 상기 제 2 임계보다 더 크며, 일반적으로 100%의 정규화된 크기 레벨과 동등한 크기 레벨보다 적고, 상기 가중치는 일반적으로 상기 제 1 임계 및 상기 제 2 임계 사이의 0.2와 1 사이에서 변경된다.
상기 캐리어 복구 블록은 과변조 검출의 개시(onset) 및 과변조 검출의 종료(termination)에 대하여 과변조하는 동안 동작을 변경하기 위해서 타이밍을 조정하기 위한 보호 대역을 채용하도록 추가적으로 구성될 수 있다.
이러한 경우, 상기 보호 대역은 상기 제 1 신호 프로세싱 경로의 출력 내에서의 잡음의 엄격도(severity)에 기초하여 스큐(skew) 또는 스트레칭될 수 있다.
상기 픽처 캐리어 복구 블록은 피드백 신호로서 주파수 변이 피드백 신호를 제공하도록 추가적으로 구성될 수 있고, 상기 피드백 신호는 주파수 오프셋 에러들을 수정하기 위해서 상기 제 1 신호 프로세싱 경로로 제공된다.
대안적으로 또는 추가적으로, 상기 픽처 캐리어 복구 블록은 상기 피드백 신호에 대한 위상 제어 신호를 제공하도록 추가적으로 구성될 수 있고, 상기 피드백 신호는 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호 및 위상 잡음 감소를 위한 상기 복조된 텔레비전 채널 신호에 위상 회전을 적용시키기 위해서 사용된다.
다른 양상에서, 여기에 설명된 실시예들 중 적어도 하나는 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법을 제공한다. 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트는 아날로그 방송 표준에 따라 방송된다. 상기 방법은 외부 신호 컴포넌트들을 제거하고, 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-변이된 주파수 컴포넌트들을 가지는 중간 신호를 생성하기 위해서 상기 입력 신호를 프로세싱하는 단계, 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-변이된 주파수 컴포넌트들에서 픽처 캐리어 신호 주파수로 잠그는 단계, 과변조가 존재할 시에 상기 잠 그는 단계 동안 동작을 변경하기 위해서 과변조 핸들링 모드를 적용시키는 단계, 및 복조된 텔레비전 채널 신호를 제공하는 단계를 포함한다.
상기 발명은 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해서 상기 중간 신호를 필터링하는 단계, 과변조 필터를 사용하여 상기 중간 신호를 필터링하는 단계, 상기 과변조 필터의 출력에 기초하여 크기 레벨을 발생시키는 단계, 및 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 추적하고, 적어도 하나의 주파수 신호를 제공하고, 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에서 과변조가 존재할 시에 상기 추적을 변경하는 단계를 더 포함하고, 여기서 과변조 핸들링 모드 및 상기 크기 레벨에 따라, 상기 추적하는 단계는 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나에 가중치를 적용시키는 단계, 또는 이전 수정 값을 사용하는 단계를 포함한다.
상기 과변조 핸들링 모드가 제 1 과변조 핸들링 모드일 때, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 크거나 동일한 경우, 상기 방법은 상기 주파수 및 위상 에러 신호들 중 적어도 하나를 능동적으로 추적하는 단계를 포함하고, 상기 가중치는 1이며, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 적은 경우, 상기 방법은 이전의 위상 에러 수정 값 및 이전 주파수 에러 수정 값 중 적어도 하나를 사용하는 단계를 포함한다.
상기 제 1 과변조 핸들링 모드에서, 상기 방법은 약 10%의 정규화된 크기와 동등한 크기 레벨에서 상기 잡음 임계를 설정하는 단계를 포함한다.
상기 과변조 핸들링 모드가 제 2 과변조 핸들링 모드일 때, 상기 크기 레벨 이 잡음 임계보다 적은 경우, 상기 방법은 상기 가중치를 0으로 설정하는 단계를 포함하고, 상기 크기 레벨이 제 1 임계보다 크거나 동일한 경우, 상기 방법은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 능동적으로 추적하는 단계 및 상기 가중치를 1로 설정하는 단계를 포함하며, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계와 상기 제 1 임계 사이에 존재하는 경우, 상기 방법은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 부드럽게 추적하는 단계, 및 상기 크기 레벨에 기초하여 가중치 사이즈를 정의하는 구분적 함수에 따라 상기 가중치를 선택하는 단계를 포함한다.
상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 크고, 제 2 임계 미만인 경우, 상기 방법은 상기 크기 레벨에 대하여 제 1 슬로프를 가지는 제 1 선형 관계에 기초하여 상기 가중치를 설정하는 단계를 포함하고, 상기 크기 레벨이 상기 제 2 임계보다 크지만 상기 제 1 임계 미만인 경우, 상기 방법은 상기 크기 레벨에 대하여 제 2 슬로프를 가지는 제 2 선형 관계에 기초하여 상기 가중치를 설정하는 단계를 더 포함한다.
또한, 상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 방법은 약 5% 내지 10%의 정규화된 크기 레벨과 동등한 크기 레벨에서 상기 잡음 임계를 설정하는 단계를 더 포함한다.
또한, 상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 방법은 상기 제 2 임계를 상기 잡음 임계보다 크도록, 그리고 일반적으로 30%의 정규화된 크기 레벨과 동등한 크기 레벨보다 적도록 설정하는 단계 및, 상기 가중치를 일반적으로 상기 제 2 임 계와 상기 잡음 임계 사이의 0.2보다 적도록 유지하는 단계를 더 포함한다.
게다가, 상기 제 2 과변조 핸들링 모드에서, 상기 방법은 상기 제 1 임계를 상기 제 2 임계보다 크도록, 그리고 일반적으로 약 100%의 정규화된 크기 레벨과 동등한 크기 레벨보다 적도록 설정하는 단계, 및 상기 가중치를 일반적으로 상기 제 1 임계 및 상기 제 2 임계 사이의 0.2와 1 사이에서 유지하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은 과변조 검출의 개시 및 과변조 검출의 종료에 대하여 과변조하는 동안 동작을 변경하기 위해서 타이밍을 조정하기 위한 보호 대역을 채용하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 경우, 상기 방법은 상기 중간 신호 내에서의 잡음 엄격도에 기초하여 상기 보호 대역을 스큐 또는 스트레칭하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법은 주파수 오프셋 에러들을 수정하기 위해서 상기 제 1 신호 프로세싱 경로로 피드백 신호로서 주파수 변이 피드백 신호를 제공하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호 및 상기 잡음 감소를 위한 상기 복조된 텔레비전 채널 신호에 위상 회전을 적용시키기 위해서 피드백 신호로서 위상 제어 신호를 제공하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이러한 실시예들로부터 벗어나지 않고, 여기에 설명되는 실시예들에 다양한 변경들이 행해질 수 있다는 점이 이해되어야 하고, 본 발명의 범위는 첨부된 청구 범위에서 정의된다.

Claims (207)

  1. 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위하여 수신된 텔레비전 신호들을 처리하기 위한 텔레비전 수신기로서, 상기 텔레비전 수신기는,
    제 1 신호를 생성하기 위하여 다중 채널 텔레비전 신호에 개략(coarse) 필터링 및 증폭을 제공하기 위한 아날로그 프로세싱 블록 ― 상기 개략 필터링은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호 및 아날로그 회로 변화성(variability)에서 주파수 시프트들을 수용할 정도로 충분히 넓은 통과 대역들을 이용하도록 구성됨 ― ;
    상기 아날로그 프로세싱 스테이지에 연결되며 제 2 신호를 생성하도록 상기 제 1 신호를 디지털화하기 위한 아날로그 디지털 변환기(analog to digital converter); 및
    상기 아날로그 디지털 변환기에 연결되며 상기 제 2 신호를 처리하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 상기 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위한 디지털 프로세싱 블록을 포함하며,
    상기 텔레비전 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적하고 상기 캐리어 주파수에서의 주파수 시프트들을 보상하기 위한 주파수 시프트 피드백 신호를 생성 및 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 캐리어 주파수에서의 기지의 주파수 오프셋 에러들에 대하여 기지의 주파수 시프트를 부가적으로 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 아날로그 프로세싱 블록에 연결되며 방송(broadcast) 텔레비전 신호들을 수신하고 상기 다중 채널 텔레비전 신호를 생성하기 위하여 증폭, 필터링, 및 믹싱을 제공하기 위한 RF 프로세싱 블록을 추가로 포함하며, 상기 RF 프로세싱 블록은 개략 스텝 사이즈 또는 미세(fine) 스텝 사이즈를 갖는 발진기를 포함하는 믹싱 스테이지를 포함하며, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 기지의 주파수 시프트를 생성하는 경우 상기 발진기의 상기 스텝 사이즈를 보상하도록 추가로 구성되는, 텔레비전 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 아날로그 프로세싱 블록은 아날로그 필터링를 제공하기 위하여 적어도 하나의 개략 대역 통과 필터 또는 적어도 하나의 개략 로패스(low pass) 필터를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 믹싱 스테이지는 추가적 레벨의 아날로그 필터링을 제공하기 위한 엘리 먼트들을 포함하는, 텔레비전 수신기.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 아날로그 프로세싱 블록 및 상기 RF 프로세싱 블록 중 적어도 하나에서의 비이상적인(non-ideal) 아날로그 필터링을 보상하기 위한 등화(equalization)를 제공하도록 추가로 구성되는, 텔레비전 수신기.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 개략 채널 신호이고, 상기 제 2 신호는 디지털화된 개략 채널 신호이며, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 처리하여 처리된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하도록 추가로 구성되며, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 캐리어 주파수를 추적하기 위한 주파수 추적 루프를 갖는 비디오 프로세싱 블록을 포함하며, 상기 주파수 추적 루프는,
    기지의 주파수 시프트와 추가적으로 아날로그 방송 송신 표준들에 대한 주파수 시프트 피드백에 기초하여 상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 시프팅하기 위한 제 1 주파수 회전기(rotator);
    상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 비디오 필터 스테이지; 및
    상기 비디오 필터 스테이지의 출력을 증폭하기 위한 디지털 가변 이득 증폭 기를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 텔레비전 수신기는 상기 디지털 프로세싱 블록에 연결되며 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 상기 출력을 처리하고 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 디지털 송신 스트림을 제공하기 위해 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 캐리어 주파수를 추적하기 위한 디지털 복조기를 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 디지털 복조기는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 방송되는 경우에 상기 제 1 주파수 회전기에 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성 및 제공하도록 추가로 구성되는, 텔레비전 수신기.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 주파수 추적 루프는,
    상기 디지털 가변 이득 증폭기에 연결되며 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력을 주파수 시프팅하기 위한 제 2 주파수 회전기; 및
    상기 제 1 및 제 2 주파수 회전기들에 연결되는 픽처(picture) 캐리어 복구 블록을 더 포함하며,
    상기 픽처 캐리어 복구 블록은 상기 제 2 주파수 회전기의 출력을 수신하고 상기 제 1 주파수 회전기에 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성 및 제공하고 아날로그 방송 송신 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 픽처 캐리어 복구 블록은,
    상기 제 2 주파수 회전기의 출력을 필터링하여 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하도록 구성된 캐리어 복구 필터;
    상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 위상 조정을 적용하여 위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하도록 구성된 제 1 위상 회전기; 및
    상기 제 1 위상 회전기 및 상기 제 1 주파수 회전기에 연결되는 캐리어 복구 블록을 포함하며,
    상기 캐리어 복구 블록은 위상 잡음을 보상하도록 상기 위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 처리하고 상기 위상 조정의 양을 제어하도록 상기 제 1 위상 회전기에 제공된 위상 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 추가로 구성되는, 텔레비전 수신기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 픽처 캐리어 복구 블록은 캐리어 복구 블록을 포함하고, 상기 캐리어 복구 블록은,
    제 2 주파수 회전기의 출력에 기초하여 입력 위상 신호를 수신하고, 상기 입력 위상 신호를 기준 위상 신호와 비교함으로써 위상 에러 신호를 생성하고, 상기 위상 에러 신호에 기초하여 주파수 에러 신호를 생성하도록 구성된 위상-주파수 검출기;
    상기 주파수 에러 신호와 상기 위상 에러 신호의 버전을 합산하여 조정된 주파수 에러 신호를 생성하도록 구성된 합산기;
    상기 조정된 주파수 에러 신호에 기초하여 증폭된 주파수 에러 신호를 제공하도록 구성된 주파수 루프 증폭기; 및
    상기 증폭된 주파수 에러 신호에 기초하여 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 구성된 주파수 발진기 블록을 포함하는, 텔레비전 수신기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 주파수 발진기 블록은,
    상기 증폭된 주파수 에러 신호에 기초하여 현재 주파수를 업데이트하여 주파수 조정된 신호를 생성하도록 구성된 주파수 누산기; 및
    상기 주파수 조정된 신호에 대한 상부 한계 및 하부 한계를 특정하도록 구성된 주파수 클리핑(clipping) 블록을 포함하고,
    상기 주파수 조정된 신호가 상기 한계들 중 하나를 초과하는 경우에, 상기 주파수 클리핑 블록은 상기 주파수 조정된 신호를 그 한계로 제한하도록 구성되며,
    상기 주파수 시프트 피드백 신호는 상기 주파수 클리핑 블록의 출력에 기초하여 생성되는, 텔레비전 수신기.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은,
    상기 위상 에러 신호를 필터링하여 필터링된 위상 에러 신호를 생성하도록 구성된 로패스 필터; 및
    상기 필터링된 위상 에러 신호를 증폭하여 상기 위상 에러 신호의 버전을 생성하도록 구성된 위상 루프 증폭기를 추가로 포함하는, 텔레비전 수신기.
  15. 제 7 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은,
    아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하도록 구성된 제 2 주파수 추적 루프를 갖는 오디오 필터링 블록을 더 포함하며, 상기 오디오 필터링 블록은 상기 오디오 캐리어 주파수 내의 기지의 주파수 오프셋을 보상하기 위하여 제 2 기지의 주파수 시프트를 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수 추적 루프는,
    상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 주파수 콘텐트를 기저대역으로 시프팅하기 위한 제 3 주파수 회전기;
    상기 제 3 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 오디오 필터 스테이지;
    상기 오디오 필터 스테이지에 연결되며 상기 오디오 필터 스테이지의 출력을 복조하고 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위한 주파수 복조기; 및
    상기 제 1 중간 오디오 신호 및 음성 IF 캐리어 복구 신호 중 하나에 기초하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 상기 오디오 캐리어 신호를 추적하고, 상기 제 3 주파수 회전기에 제공된 오디오 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 구성된 오디오 IF 캐리어 복구 블록을 포함하는, 텔레비전 수신기.
  17. 제 11 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은,
    상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 처리하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하도록 구성된 오디오 필터링 블록을 더 포함하며,
    상기 처리는 상기 위상 제어 신호에 기초하는, 텔레비전 수신기.
  18. 제 11 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은,
    상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 처리하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들 에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하도록 구성된 오디오 필터링 블록을 더 포함하며, 상기 오디오 필터링 블록은,
    상기 주파수 시프트 피드백 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 시프팅하기 위한 제 3 주파수 회전기;
    상기 제 3 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 오디오 필터 스테이지;
    상기 오디오 필터 스테이지의 출력을 복조하고 제 1 중간 오디오 신호를 생성하기 위한 주파수 복조기; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하도록 구성된 오디오 IF 캐리어 복구 블록을 포함하는, 텔레비전 수신기.
  19. 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위하여 텔레비전 수신기에서 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법으로서, 상기 방법은,
    제 1 신호를 생성하기 위하여 다중 채널 텔레비전 신호에 개략(coarse) 필터링 및 증폭을 제공하는 단계 ― 상기 개략 필터링은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호 및 상기 텔레비전 수신기의 아날로그 회로 변화성(variability)에서 주파수 시프트를 수용할 정도로 충분히 넓은 통과 대역들을 이용하도록 구성됨 ― ;
    제 2 신호를 생성하도록 상기 제 1 신호를 디지털화하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 상기 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 캐리어 주파수를 추적하고 상기 캐 리어 주파수에서의 주파수 시프트를 보상하기 위한 주파수 시프트 피드백 신호를 생성 및 적용함에 의해 상기 제 2 신호를 처리하는 단계를 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 방법은, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 캐리어 주파수에서의 기지의 주파수 오프셋 에러들에 대하여 기지의 주파수 시프트를 부가적으로 적용하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 방법은, 방송(broadcast) 텔레비전 신호들을 수신하고 상기 다중 채널 텔레비전 신호를 생성하기 위하여 증폭, 필터링, 및 믹싱을 제공하기 위한 RF 프로세싱 블록을 이용하는 단계를 포함하며, 상기 RF 프로세싱 블록은 개략 스텝 사이즈 또는 미세 스텝 사이즈를 갖는 발진기를 포함하는 믹싱 스테이지를 포함하며, 상기 방법은, 상기 기지의 주파수 시프트를 생성하는 경우 상기 발진기의 상기 스텝 사이즈를 보상하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  22. 제 19 항에 있어서,
    상기 개략 필터링 및 증폭 제공 단계는, 아날로그 필터링를 제공하기 위하여 적어도 하나의 개략 대역 통과 필터 또는 적어도 하나의 개략 로패스 필터를 이용하는 단계를 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 방법은, 상기 믹싱 스테이지에 추가적 레벨의 아날로그 필터링을 제공하기 위한 엘리먼트들을 제공하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  24. 제 19 항에 있어서,
    상기 처리 단계는 비이상적인 아날로그 필터링을 보상하기 위한 등화를 제공하는 단계를 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  25. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 개략 채널 신호이고, 상기 제 2 신호는 디지털화된 개략 채널 신호이며, 상기 방법은,
    상기 디지털화된 개략 채널 신호를 처리하여 처리된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하는 단계;
    기지의 주파수 시프트와 추가적으로 아날로그 방송 송신 표준들에 대한 주파수 시프트 피드백에 기초하여 상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 콘텐트를 기저대역으로 시프팅하는 단계;
    비디오 필터 스테이지를 갖는 상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 시프트된 주파수 콘텐트를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 필터링된 신호를 증폭하여 증폭된 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 방법은, 상기 증폭된 신호를 처리하고 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 디지털 송신 스트림을 제공하기 위해 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 캐리어 주파수를 추적하기 위한 디지털 복조기를 이용하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 방법은, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 텔레비전 방송 표준에 따라 방송되는 경우에 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성 및 제공하기 위하여 상기 디지털 복조기를 이용하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  28. 제 25 항에 있어서,
    아날로그 방송 송신 표준들에 대하여, 상기 방법은,
    주파수 시프트된 증폭된 신호를 생성하도록 상기 증폭된 주파수 신호를 주파 수 시프팅하는 단계;
    상기 주파수 시프트된 증폭된 신호에 기초하여 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하고 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 제 1 주파수 회전기에 제공하는 단계; 및
    상기 주파수 시프트된 증폭된 신호를 필터링하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 주파수 시프트된 증폭된 신호를 필터링하여 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하는 단계;
    상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 위상 조정을 적용하여 위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 처리하여 위상 잡음을 보상하고, 상기 위상 조정의 양을 제어하는데 사용되는 위상 제어 신호를 생성하고, 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 주파수 시프트된 증폭된 신호에 기초하여 입력 위상 신호를 수신하는 단계;
    상기 입력 위상 신호를 기준 위상 신호와 비교함으로써 위상 에러 신호를 생성하는 단계;
    상기 위상 에러 신호에 기초하여 주파수 에러 신호를 생성하는 단계;
    상기 주파수 에러 신호와 상기 위상 에러 신호의 버전을 합산하여 조정된 주파수 에러 신호를 생성하는 단계;
    상기 위상 조정된 주파수 에러 신호를 증폭하여 증폭된 주파수 에러 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 증폭된 주파수 에러 신호에 기초하여 상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하는 단계는,
    상기 증폭된 주파수 에러 신호에 기초하여 현재 주파수를 업데이트하여 주파수 조정된 신호를 생성하는 단계;
    상기 주파수 조정된 신호가 상부 한계 또는 하부 한계를 각각 초과하는 경우에 상기 주파수 조정된 신호를 상부 한계 또는 하부 한계로 제한하는 단계; 및
    상기 제한된 주파수 조정된 신호에 기초하여 상기 주파수 시프트 피드백 신 호를 생성하는 단계를 포함하는,
    수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  32. 제 29 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 위상 에러 신호를 필터링하여 필터링된 위상 에러 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 필터링된 위상 에러 신호를 증폭하여 상기 위상 에러 신호의 버전을 생성하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  33. 제 25 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 오디오 캐리어 주파수 내의 기지의 주파수 오프셋을 보상하기 위하여 제 2 기지의 주파수 시프트를 적용함으로써 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하기 위해 제 2 주파수 추적 루프를 이용하는 단계를 더 포함하는, 수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 주파수 콘텐트를 기저대역으로 주파수 시프팅하는 단계;
    오디오 필터링 스테이지를 이용하여 상기 주파수 시트팅된 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 단계;
    상기 필터링된 신호를 복조하여 제 1 중간 오디오 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제 1 중간 오디오 신호 및 음성 IF 캐리어 복구 신호 중 하나에 기초하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 상기 오디오 캐리어 신호를 추적하고 상기 주파수 시프팅 단계에서 사용된 오디오 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는,
    수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  35. 제 28 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 시프트된 주파수 콘텐트를 처리하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 캐리어 주파수를 추출하는 단계를 더 포함하며, 상기 처리는 상기 위상 제어 신호에 기초하는,
    수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  36. 제 28 항에 있어서,
    상기 방법은,
    상기 처리된 디지털화된 채널 신호의 상기 시프트된 주파수 콘텐트를 기저대역으로 주파수 시프팅하는 단계;
    오디오 필터링 스테이지를 이용하여 상기 주파수 시프트된 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 생성하는 단계;
    상기 필터링된 신호를 복조하여 제 1 중간 오디오 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제 1 중간 오디오 신호에 기초하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하는 단계를 더 포함하는,
    수신된 텔레비전 신호들을 처리하는 방법.
  37. 원하는 텔레비전 채널 신호에 대하여 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 텔레비전 신호들을 처리하기 위한 텔레비전 수신기로서,
    상기 텔레비전 신호들은 다양한 텔레비전 방송 표준들에 따라 송신되며, 상기 텔레비전 수신기는,
    다중 채널 텔레비전 신호를 필터링 및 증폭하여 개략 채널 신호를 생성하기 위한 아날로그 프로세싱 블록;
    상기 아날로그 프로세싱 블록에 연결되며 상기 개략 채널 신호를 디지털화하여 디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위한 아날로그 디지털 변환기(ADC); 및
    상기 ADC에 연결되며 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 처리하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대하여 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위한 디지털 프로세싱 블록을 포함하며,
    아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대하여, 상기 처리는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 정규화된 대역폭을 비디오 필터의 정규화된 통과 대역에 일반적으로 상응하도록 조정하기 위하여, 상기 ADC에 의해 이용된 샘플링 레이트에 대하여, 제 1 새로운 샘플링 레이트로 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 처리된 버전을 리-샘플링(re-sampling)하는 것을 포함하는, 텔레비전 수신기.
  38. 제 37 항에 있어서,
    아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 오디오 필터의 정규화된 통과대역에 일반적으로 상응하도록 조정하기 위하여 제 2 새로운 샘플링 레이트로 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 처리 버전을 리-샘플링하도록 추가로 구성되는, 텔레비전 수신기.
  39. 제 38 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은,
    상기 디지털화된 개략 채널 신호를 처리하여 처리된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하기 위한 입력 필터링 블록;
    상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호를 수신 및 처리하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보 또는 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 및 비디오 정보를 제공하도록 구성된 비디오 프로세싱 블록; 및
    상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버전을 수신 및 처리하여 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 콘텐트를 제공하도록 구성된 오디오 프로세싱 스테이지를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  40. 제 39 항에 있어서,
    상기 비디오 프로세싱 블록은,
    외래(extraneous) 신호 성분들을 제거하고, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 다운-시프트된 주파수 성분들을 출력하고, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 주파수에 고정되도록 주파수 오프셋 에러들을 보정하도록 구성된 주파수 주파수 추적 루프; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 위상 잡음을 감소시키도록 구성된 위상 추적 루프 ― 여기서 상기 위상 추적 루프는 위상 잡음에 신속히 반응하기 위해 높은 대역폭을 가짐 ― 를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  41. 제 39 항에 있어서,
    상기 비디오 프로세싱 블록은,
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보의 주파수 콘텐트가 복 소(complex) 기저대역에서 중앙에 놓이도록 상기 처리된 디지털화된 개략 채널 신호를 주파수 시프팅하기 위한 제 1 주파수 회전기;
    상기 제 1 주파수 회전기에 연결되며 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표중에 기초하여 상기 제 1 새로운 샘플링 레이트로 상기 제 1 주파수 회전기의 출력을 리샘플링하도록 구성된 비디오 다상(polyphase) 필터 스테이지;
    상기 비디오 다상 필터의 출력을 필터링하기 위하여 상기 비디오 다상 필터 스테이지에 연결된 비디오 필터; 및
    상기 비디오 필터의 출력을 증폭시키기 위하여 상기 비디오 필터에 연결된 디지털 가변 이득 증폭기를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  42. 제 41 항에 있어서,
    디지털 텔레비전(DTV) 방송 표준들에 대하여, 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력이 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 상기 비디오 및 오디오 정보를 제공하는, 텔레비전 수신기.
  43. 제 42 항에 있어서,
    상기 텔레비전 수신기는, 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력을 수신 및 처리하기 위한 디지털 텔레비전 복조기를 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  44. 제 42 항에 있어서,
    상기 디지털 이득 증폭기는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준들에 따라 송신되는 경우에 상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력의 측정된 레벨에 기초하여 이득을 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  45. 제41항에 있어서,
    상기 디지털 이득 증폭기는 아날로그 방송 표준들에 따라 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 전송될 때 위상 잡음을 보정(correct)한 후에 디지털 이득 증폭기 출력의 주파수 시프트된 버젼의 필터링된 버젼에 기반하여 이득을 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  46. 제41항에 있어서,
    상기 비디오 프로세싱 블록은
    상기 디지털 가변 이득 증폭기의 출력을 주파수 시프트시키기 위해 상기 디지털 가변 이득 증폭기에 연결된 제2 주파수 회전기; 및
    상기 제1 및 제2 주파수 회전기에 연결되며, 상기 제2 주파수 회전기의 출력을 수신하고, 상기 제1 주파수 회전기로 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호를 제공하며, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송될 때 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하도록 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록을 더 포함하며,
    상기 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호는 상기 제2 주파수 회전기의 출력에서의 픽처 캐리어 신호를 DC 방향으로 시프트하기 위해 생성되는, 텔레비전 수신기.
  47. 제46항에 있어서,
    상기 픽처 캐리어 복구 블록은
    필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해서 상기 제2 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 캐리어 복구 필터;
    상기 캐리어 복구 필터에 연결되며, 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해서, 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호를 수신하고, 제1 위상 조정을 제공하기 위한 제1 위상 회전기; 및
    상기 제1 위상 회전기 및 상기 제1 주파수 회전기에 연결되며, 위상 잡음을 보상하고, 상기 제1 위상 조정량을 제어하기 위해 상기 제1 위상 회전기로 제공되는 위상 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하도록 구성된 캐리어 복구 블록을 포함하며,
    상기 캐리어 복구 블록은 상기 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 더 구성되는, 텔레비전 수신기.
  48. 제47항에 있어서,
    상기 픽처 캐리어 복구 블록은
    필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해서 상기 제2 주파수 회전기의 출력을 필터링하기 위한 VSB(Vestigial Side Band) 필터; 및
    상기 VSB 필터에 연결되어 상기 필터링된 비디오 정보를 수신하고, 상기 캐리어 복구 블록에 연결되어 위상-조정된 비디오 정보를 생성하기 위해서 상기 필터링된 비디오 정보에 제2 위상 조정을 제공하도록 상기 위상 제어 신호를 수신하는 제2 위상 회전기를 더 포함하며,
    상기 비디오 프로세싱 블록은 상기 픽처 캐리어 복구 블록에 연결되며, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 생성하기 위해서 상기 위상-조정된 비디오 정보를 수신하여 이를 원하는 샘플링 레이트에서 리샘플링(resampling)하기 위한 비디오 다상(polyphase) 필터를 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  49. 제39항에 있어서,
    상기 오디오 프로세싱 스테이지는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략(coarse) 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버젼을 수신 및 프로세싱하여 제1 중간 오디오 신호 및 제1 사운드 중간 주파수(SIF) 신호 중 적어도 하나를 제공하도록 구성되는 제1 오디오 필터링 블록을 포함하며,
    상기 오디오 프로세싱 스테이지는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준들에 따라 방송되는 경우에 동작하는, 텔레비전 수신기.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 오디오 프로세싱 스테이지는
    상기 프로세싱된 디지털화된 개략(coarse) 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버젼을 수신 및 프로세싱하여 제2 중간 오디오 신호 및 제2 사운드 중간 주파수(SIF) 신호를 제공하도록 구성되는 제2 오디오 필터링 블록; 및
    상기 제1 및 제2 오디오 필터링 블록에 연결되며, 상기 제1 및 제2 중간 오디오 신호들 중 적어도 하나 및 상기 제1 및 제2 SIF 신호들 중 적어도 하나를 수신 및 프로세싱하여 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 생성하기 위한 오디오 프로세싱 블록을 더 포함하며,
    상기 제1 및 제2 오디오 필터링 블록 중 단지 하나만이 하나의 오디오 캐리어 신호를 사용하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해 동작하고, 상기 제1 및 제2 오디오 필터링 블록들 모두는 2개의 오디오 캐리어 신호들을 사용하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해 동작하는, 텔레비전 수신기.
  51. 제49항에 있어서,
    상기 제1 오디오 필터링 블록은
    입력 신호의 주파수 컨텐츠를 기저대역으로 시프트하기 위한 제1 주파수 회전기;
    상기 제1 주파수 회전기에 연결되며, 새로운 제2 샘플링 레이트에서 상기 제1 주파수 회전기의 출력을 리샘플링하기 위한 오디오 다상 필터 스테이지;
    상기 제1 오디오 다상 필터에 연결되며, 상기 오디오 다상 필터 스테이지의 출력 또는 상기 오디오 다상 필터 스테이지 출력의 수정된 버젼을 필터링하도록 구성된 오디오 필터; 및
    상기 오디오 필터 출력에 연결되며, 새로운 제3 샘플링 레이트에서 상기 오디오 필터의 출력을 리샘플링하기 위한 오디오 다상 필터를 포함하며,
    상기 입력 신호는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버젼이고,
    상기 리샘플링은 상기 오디오 필터의 정규화된 패스밴드에 일반적으로 대응하도록 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 조정하기 위해서 상기 새로운 제2 샘플링 레이트에서 이뤄지며,
    상기 리샘플링은 상기 제1 SIF 신호를 생성하기 위해서 상기 새로운 제3 샘플링 레이트에서 이뤄지며,
    상기 제1 및 제2 샘플링 레이트에서의 리샘플링은 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준 및 오디오 정보에 대한 출력 포맷의 원하는 타입에 각각 기반하는, 텔레비전 수신기.
  52. 제51항에 있어서,
    상기 제1 오디오 필터링 블록은 상기 오디오 다상 필터에 연결되며, 상기 오디오 다상 필터의 출력을 복조하고 상기 제1 중간 오디오 신호를 생성하기 위한 주파수 복조기를 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  53. 제51항에 있어서,
    상기 제1 오디오 필터링 블록은
    상기 제1 중간 오디오 신호 및 사운드 IF 캐리어 복구 신호 중 하나를 수신하고, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적(track)하고, 기저대역 복조시에 상기 오디오 캐리어 주파수를 DC로 시프팅하고 SIF 전용 프로세싱시에 상기 오디오 정보의 주파수 컨텐츠를 DC로 시프트하기 위해 상기 제1 주파수 회전기로의 오디오 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 구성된 오디오 IF 캐리어 복구 블록을 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  54. 제50항에 있어서,
    상기 오디오 프로세싱 스테이지는
    상기 제1 및 제2 SIF 오디오 신호들 중 적어도 하나를 수신하고, 상기 텔레비전 방송 표준이 NICAM 오디오 포맷을 사용하는 경우 디코딩된 NICAM 오디오 신호를 제공하기 위한 NICAM 프로세싱 블록; 및
    상기 NICAM 프로세싱 블록에 연결되며, 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호와 관련된 데이터를 저장하기 위한 데이터 구조를 더 포함하며,
    상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호의 출력 레이트는 상기 데이터 구조에 저장된 데이터량에 기반하여 조정되며,
    상기 출력 레이트는 상기 데이터 구조가 전체 절반보다 작은 경우에는 증가되고, 상기 데이터 구조가 전체 절반보다 큰 경우에는 감소되는, 텔레비전 수신기.
  55. 제50항에 있어서,
    상기 오디오 프로세싱 블록은
    상기 텔레비전 방송 표준에 따라 상기 제1 중간 오디오 신호 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 수신 및 프로세싱하기 위한 제1 프로세싱 경로;
    상기 제1 프로세싱 경로의 제1 스테이지에 연결되며, 상기 제1 프로세싱 경로의 제1 스테이지의 출력을 프로세싱하기 위한 파일럿 복구 및 오디오 블록; 및
    상기 텔레비전 방송 표준에 따라 상기 제2 중간 오디오 신호 및 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 수신 및 프로세싱하기 위한 제2 프로세싱 경로를 더 포함하며,
    상기 제1 프로세싱 경로는
    제1 및 제2 스테이지들을 갖는 제1 데시메이션 필터링 블록 － 여기서, 상기 제1 스테이지는 제1 필터링량을 제공하고 제1 오디오 샘플링 레이트로 다운샘플링하며, 상기 제2 스테이지는 상기 제1 스테이지의 출력에 대해 제2 필터링량을 제공하고 제2 오디오 샘플링 레이트로 다운샘플링함 － ; 및
    상기 제1 데시메이션 필터링 블록에 연결되며, 상기 제2 스테이지의 출력에 디앰퍼시스(de-emphasis)를 적용하기 위한 디앰퍼시스 필터를 포함하며,
    상기 제2 프로세싱 경로는
    병렬 배치된 제3 및 제4 스테이지를 갖는 제2 데시메이션 필터링 블록 － 여기서 상기 제3 스테이지는 제3 필터링량을 제공하고 제3 오디오 샘플링 레이트로 다운샘플링하며, 상기 제4 스테이지는 상기 제3 스테이지 출력에 대해 제4 필터링량을 제공하고 제4 오디오 샘플링 레이트로 다운샘플링함 － ; 및
    상기 제2 데시메이션 필터링 블록에 연결되며, 상기 제4 스테이지 출력에 디앰퍼시스를 적용하기 위한 제2 디앰퍼시스 필터를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  56. 제55항에 있어서,
    모노, 스테레오 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호들을 프로세싱하기 위해서, 상기 오디오 프로세싱 블록은
    상기 제1 디앰퍼시스 필터의 출력을 수신 및 리샘플링하기 위한 제1 오디오 다상 필터;
    상기 제2 디앰퍼시스 필터의 출력을 수신 및 리샘플링하기 위한 제2 오디오 다상 필터;
    상기 제1 및 제2 오디오 다상 필터에 연결되며, 상기 제1 및 제2 오디오 다상 필터에 대한 출력들을 결합하기 위한 믹스쳐(mixture) 블록; 및
    출력 오디오 신호를 제공하기 위해서 상기 믹스쳐 블록의 출력을 수신 및 리샘플링하기 위한 제3 오디오 다상 필터를 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  57. 제50항에 있어서,
    SIF 신호들을 프로세싱하기 위해서, 상기 오디오 프로세싱 블록은
    상기 제1 SIF 신호를 수신 및 리샘플링하기 위한 제1 오디오 다상 필터;
    상기 제2 SIF 신호를 수신 및 리샘플링하기 위한 제2 오디오 다상 필터;
    제1 주파수 시프트를 상기 제1 오디오 다상 필터의 출력에 적용하기 위한 제1 주파수 회전기;
    제2 주파수 시프트를 상기 제2 오디오 다상 필터 출력에 적용하기 위한 제2 주파수 회전기;
    상기 제1 및 제2 주파수 회전기의 출력들을 결합하기 위한 합산기; 및
    출력 오디오 신호를 제공하기 위해서 상기 합산기의 출력을 수신 및 리샘플링하기 위한 오디오 다상 필터를 더 포함하는, 텔레비전 수신기.
  58. 제55항에 있어서,
    제1 오디오 프로세싱 모드에서,
    상기 제1 데시메이션 필터링 블록은 제1 중간 오디오 신호를 프로세싱하고, 상기 제1 스테이지의 출력을 경유하여 제2 오디오 프로그램(SAP) 및 L-R(좌-우) 오디오 정보를 제공하고, 상기 제2 스테이지의 출력을 경유하여 FM 복조된 오디오 기저대역 신호를 제공하도록 구성되며,
    상기 파일럿 복구 및 오디오 블록은 상기 SAP 및 L-R 오디오 정보를 수신하고, 필터링 및 기저대역으로의 다운샘플링을 위해 상기 제4 스테이지로 복조된 SAP 및 L-R 오디오 정보를 제공하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  59. 제37항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 아날로그 프로세싱 블록에 연결되며, 광대역 텔레비전 신호를 수신하고 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위한 RF 프로세싱 블록을 더 포함하며,
    상기 RF 프로세싱 블록은
    상기 광대역 텔레비전 신호를 수신 및 증폭하기 위한 증폭 회로'
    상기 증폭 회로에 연결되며, 상기 증폭 회로의 출력을 믹싱하기 위한 믹싱(mixing) 스테이지; 및
    상기 믹싱 스테이지에 연결되며, 상기 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해서 상기 믹싱 스테이지의 출력을 증폭하기 위한 가변 이득 증폭기를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  60. 제37항에 있어서,
    상기 아날로그 프로세싱 블록은
    상기 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하기 위한 개략 대역통과 필터;
    상기 제1 개략 대역통과 필터에 연결되며, 상기 제1 개략 대역통과 필터의 출력을 증폭하기 위한 가변 이득 증폭기;
    상기 제1 가변 이득 증폭기에 연결되며, 상기 제1 가변 이득 증폭기 출력의 이산(discrete-time) 버젼을 제공하기 위한 샘플 및 홀드 회로;
    상기 샘플 및 홀드 회로에 연결되며, 상기 샘플 및 홀드 회로의 출력을 필터링하기 위한 이산 개략 대역통과 필터; 및
    상기 제2 개략 대역통과 필터에 연결되며, 개략 채널 신호를 제공하기 위해서 상기 제2 개략 대역통과 필터의 출력을 증폭하기 위한 이산 가변 이득 증폭기를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  61. 제37항에 있어서,
    상기 ADC는 연속 시간(continuous-time) 대역통과 시그마-델타 변환기며, 상기 아날로그 프로세싱 블록은
    상기 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하기 위한 개략 대역통과 필터;
    상기 제1 개략 대역통과 필터에 연결되며, 상기 제1 개략 대역통과 필터의 출력을 증폭하기 위한 가변 이득 증폭기;
    상기 가변 이득 증폭기에 연결되며, 상기 가변 이득 증폭기의 출력을 필터링하기 위한 연속 시간 필터; 및
    상기 연속 시간 필터에 연결되며, 상기 개략 채널 신호를 제공하기 위해 상기 연속 시간 필터의 출력을 증폭하기 위한 연속 시간 가변 이득 증폭기를 포함하는, 텔레비전 수신기.
  62. 제37항에 있어서,
    상기 수신기는 NTSC, SECAM, 및 PAL을 포함하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들 및 ATSC, DVB-T, DMB-T 및 ISDB-T를 포함하는 디지털 방송 표준들을 프로세싱하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  63. 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법으로서,
    상기 텔레비전 신호들은 다양한 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송되며,
    상기 방법은
    개략 채널 신호를 생성하기 위해서 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링 및 증폭하는 단계;
    디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위해서 상기 개략 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해서 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하며,
    아날로그 및 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대해서, 상기 프로세싱 단계는
    비디오 필터의 정규화된 패스밴드에 일반적으로 대응하도록 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 정규화된 대역폭을 조정하기 위해서, 디지털화 동안 사용되는 샘플링 레이트에 비해 새로운 제1 샘플링 레이트에서 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 프로세싱된 버젼을 리샘플링하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  64. 제63항에 있어서,
    아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해서, 상기 방법은
    오디오 필터의 정규화된 패스밴드에 일반적으로 대응하도록 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 조정하기 위해서, 새로운 제2 샘플링 레이트에서 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 프로세싱된 버젼을 리샘플링하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  65. 제64항에 있어서,
    상기 디지털화된 개략 채널 신호 프로세싱 단계는
    프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 제공하기 위해서 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하는 단계;
    아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해서 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하고, 디지털 텔레비전 방송 표준들에 대해서 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 및 비디오 정보를 제공하기 위해서 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 프로세싱하는 단계; 및
    아날로그 텔레비전 방송 표준들에 대해서 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 컨텐츠를 제공하기 위해서 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수-시프트된 버젼을 프로세싱하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  66. 제65항에 있어서,
    비디오 정보를 제공하기 위해서 사용되는 상기 프로세싱 단계는
    외래(extraneous) 신호 성분들을 제거하고, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 다운-시프트된 주파수 성분들을 출력하고, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 픽처 캐리어 주파수 상으로 록킹하기 위해서 주파수 오프셋 에러들을 보정하기 위해서 주파수 추적 루프를 사용하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 위상 잡음을 감소시키도록 구성된 위상 추적 루프를 사용하는 단계를 포함하며, 상기 위상 추적 루프는 위상 잡음에 신속히 반응하기 위해서 고 대역폭을 갖는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  67. 제65항에 있어서, 비디오 정보를 제공하기 위해서 사용되는 상기 프로세싱 단계는
    복소(complex) 기저대역에서 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보의 센터 주파수 컨텐츠로 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 주파수-시프트시키는 단계;
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준에 기반하여 상기 새로운 제1 샘플링 레이트에서 상기 주파수-시프트된 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호를 리샘플링하는 단계;
    상기 비디오 필터로 상기 리샘플링된 신호를 필터링하는 단계; 및
    상기 비디오 필터의 출력을 증폭하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  68. 제67항에 있어서,
    상기 방법은 디지털 텔레비전(DTV) 방송 표준들에 대해서 상기 증폭된 신호로부터의 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 및 오디오 정보를 획득하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  69. 제68항에 있어서,
    상기 방법은 추가적인 프로세싱를 위해서 상기 증폭된 신호를 디지털 텔레비전 복조기로 제공하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  70. 제68항에 있어서,
    상기 증폭 단계는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준들에 따라 전송되는 경우 상기 증폭된 신호의 측정된 레벨에 기반하여 이득을 적용하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  71. 제67항에 있어서,
    상기 증폭 단계는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준들에 따라 전송되는 경우, 상기 증폭된 신호의 주파수 시프트후에 이득을 적용하는 단계 및 위상 잡음을 보정하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  72. 제67항에 있어서,
    비디오 정보를 제공하기 위해서 사용되는 상기 프로세싱 단계는
    상기 증폭된 신호를 주파수 시프트하는 단계; 및
    상기 제1 주파수 시프트 단계에 대해서 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호를 제공하고, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 따라 전송되는 경우 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하기 위해서 상기 주파수-시프트된 증폭된 신호를 프로세싱하는 단계를 더 포함하며,
    상기 아날로그 모드 주파수 시프트 피드백 신호는 주파수-시프트된 증폭된 신호의 픽처 캐리어 신호를 DC 방향으로 시프트하기 위해서 생성되는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  73. 제72항에 있어서,
    상기 주파수 시프트된 증폭된 신호 프로세싱 단계는
    필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해서 상기 주파수 시프트된 증폭된 신호를 필터링하는 단계;
    위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해서 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 제1 위상 조정을 적용하는 단계; 및
    위상 잡음을 보상하고 상기 제1 위상 조정을 제어하는 위상 제어 신호를 생성하기 위해서 상기 위상 조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  74. 제73항에 있어서,
    상기 주파수 시프트된 증폭된 신호 프로세싱 단계는
    필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해서 상기 주파수 시프트된 증폭된 신호를 필터링하는 단계;
    위상 조정된 비디오 정보를 생성하기 위해서 제2 위상 조정을 상기 필터링된 비디오 정보에 적용하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 비디오 정보를 제공하기 위해서 원하는 샘플링 레이트에서 상기 위상 조정된 비디오 정보를 리샘플링하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  75. 제65항에 있어서,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 텔레비전 방송 표준들에 따라 방송되는 경우, 제1 중간 오디오 신호 및 제1 사운드 중간 주파수(SIF) 신호 중 적어도 하나를 제공하기 위해서 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버젼을 프로세싱하는 단계를 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  76. 제75항에 있어서,
    상기 방법은
    제2 중간 오디오 신호 및 제2 SIF 신호를 제공하기 위해서 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버젼을 프로세싱하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 생성하기 위해서 상기 제1 및 제2 중간 오디오 신호들 중 적어도 하나 및 상기 제1 및 제2 SIF 신호들 중 적어도 하나를 프로세싱하는 단계를 더 포함하며,
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 2개의 오디오 캐리어 신호들을 사용하는 아날로그 텔레비전 방송 표준으로 전송되는 경우, 상기 제1 및 제2 중간 오디오 신호들 및 상기 제1 및 제2 SIF 신호들이 생성되는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  77. 제75항에 있어서,
    상기 제1 중간 오디오 신호 및 상기 제1 SIF 신호를 제공하기 위해서 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버젼을 프로세싱하는 상기 단계는
    입력 신호의 주파수 컨텐츠를 기저대역으로 주파수 시프트하는 단계;
    오디오 필터의 정규화된 패스밴드에 일반적으로 대응하도록 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보의 정규화된 대역폭을 조정하기 위해서 새로운 제2 샘플링 레이트에서 상기 주파수 시프트된 신호를 리샘플링하는 단계;
    상기 리샘플링된 신호 또는 상기 리샘플링된 주파수 시프트된 신호의 수정된 버젼을 상기 오디오 필터로 필터링하는 단계; 및
    상기 제1 SIF 신호를 생성하기 위해서 새로운 제3 샘플링 레이트에서 상기 필터링된 신호를 리샘플링하는 단계를 포함하며,
    상기 입력 신호는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호 또는 상기 프로세싱된 디지털화된 개략 채널 신호의 주파수 시프트된 버젼이며,
    상기 제1 및 제2 샘플링 레이트에서의 리샘플링은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 텔레비전 방송 표준 및 오디오 정보에 대한 원하는 출력 포맷 타입에 각각 기반하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  78. 제77항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제1 중간 오디오 신호를 생성하기 위해서 상기 제1 SIF 신호를 복조하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  79. 제78항에 있어서,
    상기 방법은 상기 제1 중간 오디오 신호 및 제2 사운드 IF 캐리어 복구 신호 중 하나를 수신하는 단계, 및 기저대역 복조시에 상기 오디오 캐리어 주파수를 DC로 시프트하고, SIF 전용 프로세싱시에 상기 오디오 정보의 주파수 컨텐츠를 DC로 시프트하기 위해서 상기 주파수 시프트 단계에서 사용되는 오디오 주파수 시프트 피드백 신호를 생성하도록 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대응하는 오디오 캐리어 신호를 추적하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  80. 제76항에 있어서,
    상기 방법은:
    상기 제 1 SIF 오디오 신호 및 상기 제 2 SIF 오디오 신호 중 적어도 하나를 수신하고, 상기 텔레비전 방송 표준이 NICAM 오디오 포맷을 채택할 때 디코딩된 NICAM 오디오 신호를 제공하는 단계;
    데이터 구조로 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호와 연관된 데이터를 저장하는 단계; 및
    상기 데이터 구조로 저장된 데이터의 양에 기초하여 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호의 출력 레이트를 제어하는 단계;
    를 더 포함하고, 상기 출력 레이트는 상기 데이터 구조가 절반 미만으로 채워졌을 때 증가하고 상기 출력 레이트는 상기 데이터 구조가 절반 초과로 채워졌을 때 감소하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  81. 제76항에 있어서,
    원하는 텔레비전 채널 신호의 오디오 정보를 생성하기 위하여 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 상기 제 2 중간 오디오 신호 중 적어도 하나, 그리고 상기 제 1 SIF 신호 및 상기 제 2 SIF 신호 중 적어도 하나를 프로세싱하는 단계는:
    제 1 오디오 샘플링 레이트로 제 1 신호를 생성하기 위하여 제 1 필터링 및 다운샘플링 양(amount)을 채택하고 그 다음 제 2 오디오 샘플링 레이트로 제 2 신호를 생성하기 위하여 상기 제 1 신호에 제 2 필터링 및 다운샘플링 양을 적용 함으로써, 텔레비전 방송 표준에 따라 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 프로세싱하는 단계;
    제 5 신호를 생성하기 위하여 상기 제 2 신호에 디앰퍼시스(de-emphasis)를 적용하는 단계;
    제 3 오디오 샘플링 레이트로 제 3 신호를 생성하기 위하여 제 3 필터링 및 다운샘플링 양을 채택하고 그 다음 제 4 오디오 샘플링 레이트로 제 4 신호를 생성하기 위하여 상기 제 3 신호에 제 4 필터링 및 다운샘플링 양을 적용함으로써, 텔레비전 방송 표준에 따라 상기 제 2 중간 오디오 신호 및 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 프로세싱하는 단계;
    제 6 신호를 생성하기 위하여 상기 제 4 신호에 디앰퍼시스를 적용하는 단계;
    를 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  82. 제81항에 있어서,
    모노, 스테레오 및 상기 디코딩된 NICAM 오디오 신호들을 프로세싱하기 위하여, 상기 방법은:
    상기 제 5 신호를 리샘플링(resampling)하는 단계;
    상기 제 6 신호를 리샘플링하는 단계;
    결합된 신호를 형성하기 위하여 상기 리샘플링된 제 5 신호 및 제 6 신호를 결합하는 단계;
    출력 오디오 신호를 제공하기 위하여 상기 결합된 신호를 리샘플링하는 단계;
    를 더 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  83. 제76항에 있어서,
    SIF 신호들을 프로세싱하기 위하여, 상기 방법은:
    상기 제 1 SIF 신호를 리샘플링하는 단계;
    상기 제 2 SIF 신호를 리샘플링하는 단계;
    상기 제 1 리샘플링된 SIF 신호에 제 1 주파수 시프트(shift)를 적용하는 단계;
    상기 제 2 리샘플링된 SIF 신호에 제 2 주파수 시프트를 적용하는 단계;
    합산된 신호를 생성하기 위하여 상기 제 1 주파수 시프트된 리샘플링된 SIF 신호 및 상기 제 2 주파수 시프트된 리샘플링된 SIF 신호를 합산하는 단계; 및
    출력 오디오 신호를 제공하기 위하여 상기 합산된 신호를 리샘플링하는 단계;
    를 더 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  84. 제81항에 있어서,
    제 1 오디오 프로세싱 모드에서, 상기 제 1 중간 오디오 신호 및 디코딩된 NICAM 오디오 신호 중 하나를 프로세싱하는 단계는 상기 제 1 신호를 통해 2차 오디오 프로그램(Secondary Audio Program; SAP) 및 L-R(좌-우) 오디오 정보를 제공하고 상기 제 2 신호를 통해 FM 복조된 오디오 기저대역 신호를 제공하기 위하여 상기 제 1 중간 오디오 신호를 프로세싱하는 단계, 상기 SAP 및 L-R 오디오 정보를 복조하는 단계 및 상기 제 4 오디오 샘플링 레이트로 상기 제 4 신호를 생성하기 위하여 상기 복조된 SAP 및 L-R 오디오 정보에 제 4 필터링 및 다운샘플링 양을 적용하는 단계를 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  85. 제63항에 있어서,
    상기 방법은:
    광대역 텔레비전 신호를 수신하여 증폭하는 단계;
    상기 증폭된 신호를 믹싱하는 단계; 및
    멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위하여 가변 이득 증폭기로 상기 믹싱된 신호를 증폭하는 단계;
    를 더 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  86. 제63항에 있어서,
    상기 멀티-텔레비전 채널 신호를 필터링하고 증폭하는 단계는:
    개략(coarse) 대역통과 필터로 상기 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 멀티-채널 텔레비전 신호를 증폭하는 단계;
    이산-시간 신호(discrete-time signal)를 제공하기 위하여 상기 증폭된 신호 상에 서브-샘플링을 채택하는 단계;
    이산-시간 개략 대역통과 필터로 상기 이산-시간 신호를 필터링하는 단계;
    및
    개략 채널 신호(coarse channel signal)를 제공하기 위하여 상기 필터링된 이산-시간 신호를 이산-시간 가변 이득 증폭기로 증폭하는 단계;
    를 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  87. 제63항에 있어서,
    상기 디지털화 단계는 연속-시간 대역통과 시그마-델타 아날로그 대 디지털 변환기를 채택하는 단계를 포함하고, 상기 멀티-텔레비전 채널 신호를 필터 링하고 증폭하는 단계는:
    상기 멀티-채널 텔레비전 신호를 제 1 개략 대역통과 필터로 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 멀티-채널 텔레비전 신호를 증폭하는 단계;
    제 2 필터링된 신호를 생성하기 위하여 상기 증폭된 신호를 연속-시간 필터로 필터링하는 단계; 및
    개략 채널 신호를 제공하기 위하여 상기 제 2 필터링된 신호를 연속-시간 가변 이득 증폭기로 증폭하는 단계;
    를 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  88. 제63항에 있어서,
    상기 방법은 NTSC, SECAM 및 PAL을 포함하는 아날로그 텔레비전 방송 표준들 및 ATSC, DVD-T, DMB-T 및 ISDB-T를 포함하는 디지털 텔레비전 방송 표준들을 프로세싱하는 단계를 포함하는,
    텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  89. 다양한 방송 표준들에 따라 전송된 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하기 위한 범용 텔레비전 수신기로서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는:
    개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 광대역 텔레비전 신호로부터 도출된 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블록;
    가변 아날로그 증폭 양을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA);
    디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 개략 채널 신호를 디지털화하기 위한, 상기 아날로그 프로세싱 스테이지와 결합된 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및
    상기 디지털화된 개략 채널 신호의 준 피크 측정치(quasi peak measurement)를 생성하고 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 피드백 루프에서 상기 준 피크 측정치를 이용하도록 구성된 아날로그 이득 제어 블록;
    을 포함하는,
    범용 텔레비전 수신기.
  90. 제89항에 있어서,
    상기 아날로그 이득 제어 블록은, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될 때 동기화 간격(synchronizing interval)들 동안 상기 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 평균-제곱(mean-square) 레벨과 실질적으로 동일한 레벨을 추적하고 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 전송될 때 상기 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 상기 평균-제곱 레벨보다 실질적으로 더 큰 레벨을 추적하기 위하여, 상기 준 피크 측정치를 생성하도록 구성되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  91. 제90항에 있어서,
    기준 레벨은, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될 때 동기화 간격 동안 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 제곱 평균 제곱근(root-mean-square)과 상기 ADC의 전체 스케일 범위 사이의 제 1 헤드룸 양 및 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 전송될 때 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 제곱 평균 제곱근 레벨과 상기 ADC의 전체 스케일 범위 사이의 제 2 헤드룸 양을 제공하도록 선택되고, 상기 제 2 헤드룸 양은 상기 제 1 헤드룸 양보다 더 큰,
    범용 텔레비전 수신기.
  92. 제89항에 있어서,
    상기 아날로그 이득 제어 블록은 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여, 이득 에러 신호를 제공하고 상기 이득 에러 신호를 필터링하며 상기 필터링된 이득 에러 신호를 루프 이득으로 스케일링하고 상기 스케일링되고 필터링된 이득 에러 신호를 이전의 이득 값과 결합하기 위하여 상기 준 피 크 측정치를 기준 레벨과 비교하도록 더 구성된,
    범용 텔레비전 수신기.
  93. 제92항에 있어서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는 상기 광대역 텔레비전 신호를 수신하여 상기 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위한 RF 프로세싱 블록을 더 포함하고, 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA는 상기 RF 프로세싱 블록 내 무선 주파수(RF) 아날로그 VGA 및 상기 아날로그 프로세싱 블록 내 중간 주파수(IF) 아날로그 VGA를 포함하며, 상기 아날로그 이득 제어 블록은 전환(take-over) 포인트에 대하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 레벨 및 상기 RF 및 IF VGA들에 적용된 상기 이득에 기초하여 상기 RF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 RF 이득 제어 신호 및 상기 IF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 IF 이득 제어 신호 중 적어도 하나를 제공하도록 더 구성되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  94. 제92항에 있어서,
    상기 아날로그 이득 제어 블록은, 불안정성에 대하여 상기 ADC를 모니터링하고 불안정성이 검출될 때 상기 적어도 하나의 VGA의 증폭을 감소시키도록 구성된 불안정성 모니터를 더 포함하는,
    범용 텔레비전 수신기.
  95. 제92항에 있어서,
    상기 아날로그 이득 제어 블록은, 불안정성에 대하여 상기 ADC를 모니터링하고 불안정성이 검출될 때 상기 ADC를 리셋하도록 구성되는 불안정성 모니터를 더 포함하는,
    범용 텔레비전 수신기.
  96. 제89항에 있어서,
    상기 아날로그 이득 제어 블록은:
    상기 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 전력 신호를 제공하도록 구성된 전력 검출기;
    필터링된 전력 신호를 제공하기 위하여 상기 전력 신호를 필터링하도록 구성된 제 1 로패스 필터(low pass filter); 및
    상기 준 피크 측정치를 제공하기 위하여 상기 필터링된 전력 신호의 전력 레벨에서의 피크들을 추적하도록 구성된 리키 피크 검출기(leaky peak detector);
    를 포함하는,
    범용 텔레비전 수신기.
  97. 제96항에 있어서,
    상기 필터링된 전력 신호가 이전의 피크 값보다 더 클 때, 상기 리키 피크 검출기는 상기 필터링된 전력 신호와 이전의 피크 값 사이의 차이를 공격 파라미터(attack parameter)와 곱하는 것에 기초하여 상기 이전의 피크 값을 증가(increment)시키고 상기 준 피크 측정치로서 상기 증가된 이전의 피크 값을 제공하며 상기 증가된 이전의 피크 값으로 상기 이전의 피크 값을 업데이트하도록 구성된,
    범용 텔레비전 수신기.
  98. 제96항에 있어서,
    상기 필터링된 전력 신호가 이전의 피크 값보다 더 작을 때, 상기 리키 피크 검출기는 상기 이전의 피크 값을 현재의 감쇠 파라미터(decay parameter)에 의해 감소(decrement)시키고 상기 준 피크 측정치로서 상기 감소된 이전의 피크 값을 제공하며 상기 이전의 피크 값을 상기 감소된 이전의 피크 값으로 업데이트하도록 구성되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  99. 제98항에 있어서,
    상기 필터링된 전력 신호가 특정한 시간 주기 동안 상기 이전의 피크 값보다 더 작을 때 상기 현재의 감쇠 파라미터는 급속한 감쇠 값의 배수 버전이고, 그렇지 않으면 상기 현재의 감쇠 파라미터는 일정하게 작은 감쇠 값인,
    범용 텔레비전 수신기.
  100. 제89항에 있어서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 필터링하고 증폭하기 위하여 상기 ADC에 결합된 디지털 프로세싱 블록을 더 포함하고, 상기 필터링은 상기 방송 표준에 따라 수행되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  101. 다양한 방송 표준들에 따라 전송된 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하는 방법으로서,
    상기 방법은:
    개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 광대역 텔레비전 신호로부터 도출된 멀티-채널 텔레비전 신호 상에 아날로그 필터링 및 아날로그 증폭을 수행하는 단계 ― 상기 아날로그 증폭은 가변 아날로그 증폭 양을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)를 사용하는 것을 포함함 ―
    디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 아날로그 대 디지털 변환기(ADC)로 상기 개략 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및
    상기 디지털화된 개략 채널 신호의 준 피크 측정치를 생성하고 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 피드백 루프에서 상기 준 피크 측정치를 이용하는 단계;
    를 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  102. 제101항에 있어서,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될 때 동기화 간격들 동안 상기 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 평균-제곱 레벨과 실질적으로 동일한 레벨을 추적하고 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 전송될 때 상기 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 상기 평균-제곱 레벨보다 실질적으로 더 큰 레벨을 추적하기 위하여, 상기 준 피크 측정치를 생성하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  103. 제102항에 있어서,
    상기 방법은, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 아날로그 방송 표준에 따라 전송될 때 동기화 간격 동안 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 제곱 평균 제곱근과 상기 ADC의 전체 스케일 범위 사이의 제 1 헤드룸 양 및 상기 원하는 텔레비전 채널 신호가 디지털 방송 표준에 따라 전송될 때 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 상기 제곱 평균 제곱근 레벨과 상기 ADC의 전체 스케일 범위 사이의 제 2 헤드룸 양을 제공하도록 기준 레벨을 선택하는 단계를 더 포함하고, 여기서, 상 기 제 2 헤드룸 양은 상기 제 1 헤드룸 양보다 더 큰,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  104. 제101항에 있어서,
    상기 방법은, 이득 에러 신호를 제공하기 위하여 상기 준 피크 측정치와 기준 레벨을 비교하는 단계, 상기 이득 에러 신호를 필터링하는 단계, 상기 필터링된 이득 에러 신호를 루프 이득으로 스케일링하는 단계 및 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 상기 스케일링되고 필터링된 이득 에러 신호를 이전의 이득 값과 결합하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  105. 제104항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 아날로그 VGA는 무선 주파수(RF) 아날로그 VGA 및 중간 주파수(IF) 아날로그 VGA를 포함하며, 상기 방법은 전환(take-over) 포인트에 대하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호의 레벨 및 상기 RF 및 IF VGA들에 적용된 상기 이득에 기초하여 상기 RF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 RF 이득 제어 신호 및 상기 IF 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위하여 조정된 IF 이득 제어 신호 중 적어도 하나를 제공하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  106. 제104항에 있어서,
    상기 방법은 불안정성에 대하여 상기 ADC를 모니터링하는 단계 및 불안정성이 검출될 때 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 감소시키는 단계를 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  107. 제104항에 있어서,
    상기 방법은, 불안정성에 대하여 상기 ADC를 모니터링하는 단계 및 불안정성이 검출될 때 상기 ADC를 리셋하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  108. 제101항에 있어서,
    상기 방법은:
    상기 디지털화된 개략 채널 신호에 기초하여 전력 신호를 생성하는 단계;
    필터링된 전력 신호를 제공하기 위하여 상기 전력 신호를 로패스 필터링하는 단계; 및
    상기 준 피크 측정치를 제공하기 위하여 상기 필터링된 전력 신호의 전력 레벨에서의 피크들을 추적하는 단계;
    를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  109. 제108항에 있어서,
    상기 필터링된 전력 신호는 이전의 피크 값보다 더 크고, 상기 방법은 상기 필터링된 전력 신호와 상기 이전의 피크 값 사이의 차이를 공격 파라미터(attack parameter)와 곱하는 것에 기초하여 상기 이전의 피크 값을 증가(increment)시키는 단계, 상기 준 피크 측정치로서 상기 증가된 이전의 피크 값을 제공하는 단계 및 상기 증가된 이전의 피크 값으로 상기 이전의 피크 값을 업데이트하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  110. 제108항에 있어서,
    상기 필터링된 전력 신호는 이전의 피크 값보다 더 작고, 상기 방법은 상기 이전의 피크 값을 현재의 감쇠 파라미터(decay parameter)에 의해 감소(decrement)시키는 단계, 상기 준 피크 측정치로서 상기 감소된 이전의 피크 값을 제공하는 단계 및 상기 이전의 피크 값을 상기 감소된 이전의 피크 값으로 업데이트하는 단계를 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  111. 제110항에 있어서,
    상기 방법은 상기 필터링된 전력 신호가 특정한 시간 주기 동안 상기 이전의 피크 값보다 더 작을 때 상기 현재의 감쇠 파라미터로서 급속한 감쇠 값의 배수 버전을 사용하는 단계를 포함하고, 그렇지 않으면 상기 방법은 상기 현재의 감쇠 파라미터에 대해 일정하게 작은 감쇠 값을 사용하는 단계를 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  112. 제101항에 있어서,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호에 대한 디지털 필터링 및 증폭을 수행하는 단계를 더 포함하고, 상기 디지털 필터링은 상기 방송 표준에 기초하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  113. 다양한 방송 표준들에 따라 전송된 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하기 위한 범용 텔레비전 수신기로서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는:
    개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 광대역 텔레비전 신호로부터 도출된 멀티-채널 텔레비전 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 아날로그 프로세싱 블록;
    가변 아날로그 증폭 양을 제공하기 위한 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA);
    디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 개략 채널 신호를 디지털화하기 위한, 상기 아날로그 프로세싱 스테이지와 결합된 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및
    상기 원하는 텔레비전 신호의 메트릭(metric)에 기초하여 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하도록 구성된 아날로그 이득 제어 블록 ― 상기 메트릭은 상기 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는지 여부에 따라 부분적으로 선택됨 ―
    을 포함하는,
    범용 텔레비전 수신기.
  114. 제113항에 있어서,
    상기 메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하기 왜곡 비(signal to noise plus distortion ratio) 및 비트 에러 레이트(Bit Error Rate) 중 하나인,
    범용 텔레비전 수신기.
  115. 제113항에 있어서,
    현재 이득 계수는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 측정된 전력 레벨에 기초하여 이전의 이득 계수를 증가시키거나 감소시킴으로써 생성되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  116. 제113항에 있어서,
    현재 이득 계수는 교정(calibration) 동안 상기 개략 채널 신호에 대한 원하는 전력 값을 달성하기 위하여 상기 적어도 하나의 VGA의 제 1 이득 계수를 측정하고 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 메트릭에 대한 원하는 값을 달성하기 위하여 상기 적어도 하나의 VGA의 제 2 이득 계수를 측정하며 상기 제 1 이득 계수와 상기 제 2 이득 계수의 차이로부터 차이 이득 계수(difference gain coefficient)를 계산함으로써, 그리고 사용 시 상기 적어도 하나의 VGA의 전력을 측정하고 상기 원하는 전력 값을 얻기 위하여 제 3 이득 계수를 계산하며 상기 제 3 이득 계수를 상기 차이 이득 계수에 의해 조정함으로써 획득되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  117. 제113항에 있어서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는 복수 개의 아날로그 VGA를 포함하고, 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블은 텔레비전 채널 신호에 따라 색인된 상기 복수 개의 아날로그 VGA들에 대한 최초 이득 계수들을 가지며, 동작 동안에 상기 아날로그 이득 제어 블록은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 기초하여 상기 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블 내 값들을 사용하여 상기 복수 개의 VGA들의 상기 이득 계수들을 설정하도록 구성된,
    범용 텔레비전 수신기.
  118. 제117항에 있어서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 일시적인 간섭을 모니터링하도록 구성되고, 상기 일시적인 간섭이 검출될 때, 상기 아날로그 이득 제어 블록은 상기 일시적인 간섭을 보상하기 위하여 상기 복수 개의 아날로그 VGA들 중 하나의 이득 계수를 변경하도록 구성되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  119. 제118항에 있어서,
    상기 복수 개의 아날로그 VGA들 중 하나는 상기 검출된 일시적인 간섭을 보상하기에 충분한 이득 변동을 제공하지 못한다면, 상기 아날로그 이득 제어 블록은 상기 검출된 일시적인 간섭을 보상하기 위하여 상기 복수 개의 아날로그 VGA들 중 적어도 다른 하나의 이득 계수를 조정하도록 구성되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  120. 제113항에 있어서,
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 상기 최초 이득 계수는:
    상기 개략 채널 신호에 대한 원하는 공칭 전력 값에 대하여 상기 적어도 하나의 VGA의 제 1 이득 계수를 결정하고,
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 메트릭을 측정하며,
    상기 원하는 공칭 전력 값의 위아래로 여러 상이한 이득 계수들 및 원하는 전력 값들에 대한 설정 및 측정 단계들을 반복하며,
    상기 메트릭에 대한 최적 값을 제공하는 이득 계수를 선택함으로써,
    결정되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  121. 제113항에 있어서,
    상기 범용 텔레비전 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 생성하기 위하여 상기 디지털화된 개략 채널 신호를 필터링하고 증폭하기 위하여 상기 ADC에 결합된 디지털 프로세싱 블록을 더 포함하고, 상기 필터링은 상기 방송 표준에 따라 수행되는,
    범용 텔레비전 수신기.
  122. 다양한 방송 표준들에 따라 전송된 원하는 텔레비전 채널 신호를 포함하는 광대역 텔레비전 신호를 프로세싱하는 방법으로서,
    상기 방법은:
    개략 채널 신호를 생성하기 위하여 상기 광대역 텔레비전 신호로부터 도출된 멀티-채널 텔레비전 신호에 대하여 아날로그 필터링 및 아날로그 증폭을 수행하는 단계 ― 상기 아날로그 증폭은 가변 아날로그 증폭 양을 제공하기 위하여 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)를 사용하는 것을 포함함 ―
    디지털화된 개략 채널 신호를 생성하기 위하여 아날로그 대 디지털 변환기(ADC)로 상기 개략 채널 신호를 디지털화하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 신호의 메트릭(metric)에 기초하여 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 최초 이득 계수를 설정하는 단계 ― 상기 메트릭은 상기 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는지 여부에 따라 부분적으로 선택됨 ―
    을 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  123. 제122항에 있어서,
    상기 메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하기 왜곡 비(signal to noise plus distortion ratio) 및 비트 에러 레이트(Bit Error Rate) 중 하나인,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  124. 제122항에 있어서,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 측정된 전력 레벨에 기초하여 이전의 이득 계수를 증가시키거나 감소시킴으로써 현재 이득 계수를 생성하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  125. 제122항에 있어서,
    상기 방법은, 교정(calibration) 동안 상기 개략 채널 신호에 대한 원하는 전력 값을 달성하기 위하여 상기 적어도 하나의 VGA의 제 1 이득 계수를 측정하고 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 메트릭에 대한 원하는 값을 달성하기 위하여 상기 적어도 하나의 VGA의 제 2 이득 계수를 측정하며 상기 제 1 이득 계수와 상기 제 2 이득 계수의 차이로부터 차이 이득 계수(difference gain coefficient)를 계산함으로써, 그리고 사용 시 상기 적어도 하나의 VGA의 전력을 측정하고 상기 원하는 전력 값을 얻기 위하여 제 3 이득 계수를 계산하며 상기 제 3 이득 계수를 상기 차이 이득 계수에 의해 조정함으로써 현재 이득 계수를 생성하는 단계를 더 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  126. 제122항에 있어서,
    복수 개의 아날로그 VGA가 존재하고, 상기 방법은 텔레비전 채널 신호에 따라 색인된 상기 복수 개의 아날로그 VGA들에 대한 최초 이득 계수들을 갖는 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블을 사용하는 단계를 더 포함하고, 동작 동안에 상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 의해 색인된 상기 아날로그 이득 계수 룩-업 테이블 내 값들을 사용하여 상기 복수 개의 VGA들의 이득 계수들을 설정 하는 단계를 포함하는,
    광대역 텔레비전 신호 프로세싱 방법.
  127. 제 126 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 일시적인 간섭을 모니터링하는 단계를 더 포함하며, 상기 일시적인 간섭이 검출될 때, 상기 방법은 상기 일시적인 간섭을 보상하기 위해 상기 다수의 VGA들 중 하나의 이득 계수들을 변경하는 단계를 더 포함하는, 광대역 텔레비전 신호 처리 방법.
  128. 제 127 항에 있어서,
    상기 다수의 아날로그 VGA들 중 하나가 상기 검출된 일시적인 간섭을 보상하기 위해 충분한 이득 변화를 제공하지 않는 경우, 상기 방법은 상기 검출된 일시적인 간섭을 보상하기 위해 상기 다수의 아날로그 VGA들 중 적어도 다른 하나의 이득 계수를 조정하는 단계를 더 포함하는, 광대역 텔레비전 신호 처리 방법.
  129. 제 122 항에 있어서,
    상기 방법은,
    개략 채널 신호에 대한 원하는 공칭(nominal) 전력 값을 위해 상기 적어도 하나의 VGA의 제 1 이득 계수를 결정하고,
    상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 메트릭을 측정하고,
    상기 원하는 공칭 전력 값들 위 아래로 원하는 전력 값들 및 여러 개의 상이한 이득 계수들에 대한 설정 및 측정 단계들을 반복하고, 그리고
    상기 메트릭에 대한 최적 값을 제공하는 이득 계수를 선택함으로써, 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 초기 이득 계수를 설정하는 단계를 더 포함하는, 광대역 텔레비전 신호 처리 방법.
  130. 제 122 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 디지털화된 개략 채널 신호에 대하여 디지털 필터링 및 증폭을 수행하는 단계를 더 포함하고 상기 디지털 필터링은 상기 방송 표준에 따르는, 광대역 텔레비전 신호 처리 방법.
  131. 텔레비전 수신기에 대한 자동 이득 제어 시스템으로서,
    상기 텔레비전 수신기의 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 아날로그 증폭량을 제어하기 위해 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공하도록 구성되는 아날로그 이득 제어 블록; 및
    상기 텔레비전 수신기의 적어도 하나의 디지털 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 디지털 증폭량을 제어하기 위해 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공하도록 구성되는 디지털 이득 제어 블록을 포함하는, 자동 이득 제어 시스템.
  132. 제 131 항에 있어서,
    상기 디지털 이득 제어 블록은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기반하여 상기 적어도 하나의 디지털 VGA의 이득 계수를 설정하도록 구성되며, 상기 메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 더하기 왜곡비, 및 비트 에러 레이트 중 하나이며, 상기 메트릭은 상기 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는지 여부에 부분적으로 의존하여 선택되는, 자동 이득 제어 시스템.
  133. 제 131 항에 있어서,
    상기 아날로그 이득 제어 블록은 제 1 모드 및 제 2 모드에서 동작가능하며, 상기 제 1 모드에서 상기 아날로그 이득 제어 블록은 원하는 텔레비전 채널 신호의 디지털화된 버전의 준(quasi) 피크 측정을 생성하고 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위해 피드백 루프에서 상기 준 피크 측정을 이용하도록 구성되며, 상기 제 2 모드에서 상기 아날로그 이득 제어 블록은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기반하여 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 초기 이득 계수를 설정하도록 구성되는, 자동 이득 제어 시스템.
  134. 텔레비전 수신기에서 자동 이득 제어를 위한 방법으로서,
    상기 텔레비전 수신기의 적어도 하나의 아날로그 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 아날로그 증폭량을 제어하기 위해 적어도 하나의 아날로그 이득 제어 신호를 제공하는 단계; 및
    상기 텔레비전 수신기의 적어도 하나의 디지털 가변 이득 증폭기(VGA)에 의해 적용되는 디지털 증폭량을 제어하기 위해 적어도 하나의 디지털 이득 제어 신호를 제공하는 단계를 포함하는, 자동 이득 제어를 위한 방법.
  135. 제 134 항에 있어서,
    상기 방법은 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기반하여 상기 디지털 VGA의 이득 계수를 설정하는 단계를 더 포함하며, 상기 메트릭은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 및 왜곡비, 및 비트 에러 레이트 중 하나이며, 상기 메트릭은 상기 원하는 텔레비전 신호가 아날로그 또는 디지털 방송 표준에 따라 전송되는지 여부에 부분적으로 의존하여 선택되는, 자동 이득 제어를 위한 방법.
  136. 제 134 항에 있어서,
    상기 방법은 제 1 모드 및 제 2 모드를 이용하여 상기 적어도 하나의 VGA의 이득을 제어하는 단계를 더 포함하며, 상기 제 1 모드에서 상기 방법은 원하는 텔레비전 채널 신호의 디지털화된 버전의 준 피크 측정을 생성하는 단계 및 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 증폭을 제어하기 위해 피드백 루프에서 상기 준 피크 측정을 이용하는 단계를 포함하며, 상기 제 2 모드에서 상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 메트릭에 기반하여 상기 적어도 하나의 아날로그 VGA의 초기 이득 계수를 설정하는 단계를 포함하는, 자동 이득 제어를 위한 방법.
  137. 아날로그 방송 표준에 따라 방송되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대한 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위해 입력 신호를 처리하기 위한 픽처 캐리어 복구 블록으로서,
    필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 상기 입력 신호를 필터링하기 위한 캐리어 복구 필터;
    상기 캐리어 복구 필터와 연결되며, 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호를 수신하고 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 제 1 위상 조정을 제공하기 위한 제 1 위상 회전기;
    필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해 상기 입력 신호를 필터링하기 위한 잔류 측파대(VSB: Vestigial Side Band) 필터;
    상기 VSB 필터와 연결되며, 상기 필터링된 비디오 정보를 수신하고 상기 위상-조정된 비디오 정보를 생성하기 위해 제 2 위상 조정을 제공하기 위한 제 2 위상 회전기; 및
    상기 제 1 및 제 2 위상 회전기들에 연결되며, 위상 변동(perturbation)들을 보상하기 위해 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 처리하고 상기 제 1 및 제 2 위상 조정들의 양을 제어하기 위해 상기 제 1 및 제 2 위상 회전기들로 제공되는 위상 제어 신호를 생성하도록 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  138. 제 137 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은 위상 에러 신호를 생성하기 위해 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호와 위상 기준 신호를 비교함으로써 상기 위상 변동들을 보상하고, 상기 위상 에러 신호를 증폭함으로써 상기 위상 에러 신호의 진폭을 조정하고, 상기 증폭된 위상 에러 신호의 하나의 버전에 기반하여 상기 위상 제어 신호를 생성하도록 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  139. 제 138 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은 풀(full) 위상 추적 모드, 적어도 하나의 임계 레벨과 관련하여 상기 입력 신호의 필터링된 버전의 레벨에 기반하여 소프트 위상 추적 모드 및 프리 러닝(free running) 위상 추적 모드 중 하나, 및 과변조(overmodulation) 처리 모드를 포함하는 여러 개의 위상 추적 모드들에서 동작하도록 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  140. 제 139 항에 있어서,
    상기 소프트 위상 추적 모드는 상기 위상 에러 신호의 증폭량에 영향을 주며, 상기 프리 러닝 위상 추적 모드에서 상기 캐리어 복구 블록은 이전 위상 정정 값을 사용하도록 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  141. 제 138 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은 상기 위상 에러 신호를 증폭하기 전에 상기 위상 에러 신호를 필터링하도록 더 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  142. 제 141 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은 상기 위상 에러 신호를 증폭한 후에 위상 반전(inversion)을 정정하도록 더 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  143. 제 141 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은 위상 반전 정정 후에 상기 증폭된 위상 에러 신호를 통합(integrate)하고 상기 통합에 기반하여 상기 위상 제어 신호를 생성하도록 더 구성되는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  144. 제 137 항에 있어서,
    상기 캐리어 복구 블록은,
    상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호에 기반하여 위상 신호를 수신하고 상기 위상 신호를 기준 위상 신호와 비교함으로써 위상 에러 신호를 생성하기 위한 위상-주파수 검출기;
    상기 위상-주파수 검출기와 연결되며, 필터링된 위상 에러 신호를 생성하기 위해 상기 위상 에러 신호를 필터링하기 위한 로패스 필터;
    상기 로패스 필터와 연결되며, 상기 필터링된 위상 에러 신호를 증폭하고 증 폭된 위상 에러 신호를 생성하기 위한 위상 루프 증폭기;
    상기 로패스 필터 및 상기 위상 루프 증폭기에 연결되며, 상기 증폭된 위상 에러 신호의 위상-반전을 정정하기 위한 위상 조정 블록; 및
    상기 위상 조정 블록과 연결되며, 상기 위상 조정 블록의 출력에 기반하여 상기 위상 제어 신호를 생성하기 위한 위상 발진기 블록을 포함하는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  145. 제 144 항에 있어서,
    상기 위상 조정 블록은,
    상기 필터링된 위상 에러 신호를 수신하고 상기 필터링된 위상 에러 신호에 있는 잘못된(erroneous) 180도의 위상 시프트들을 표시하기 위해 위상 반전 검출 신호를 제공하기 위한 위상 반전 검출기; 및
    상기 위상 반전 검출기 및 상기 위상 루프 증폭기와 연결되며, 상기 위상 반전 검출 신호 및 상기 증폭된 위상 에러 신호를 수신하고 상기 위상 반전 검출 신호에 기반하여 상기 증폭된 위상 에러 신호에 대한 180도의 위상 시프트를 제공하기 위한 위상 반전 블록을 포함하는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  146. 제 144 항에 있어서,
    상기 위상 발진기 블록은 상기 위상 조정 블록의 출력을 통합하기 위한 위상 누산기를 포함하며, 상기 위상 제어 신호는 상기 위상 조정 블록의 통합된 출력에 기반하는, 픽처 캐리어 복구 블록.
  147. 아날로그 방송 표준에 따라 방송되는 원하는 텔레비전 채널 신호에 대하여 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위해 입력 신호를 처리하는 방법으로서,
    필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 상기 입력 신호를 필터링하는 단계;
    위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 제 1 위상 조정을 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 적용하는 단계;
    필터링된 비디오 정보를 생성하기 위해 상기 입력 신호를 필터링하는 단계;
    위상-조정된 비디오 정보를 생성하기 위해 제 2 위상 조정을 상기 필터링된 비디오 정보에 적용하는 단계; 및
    위상 변동들을 보상하고 상기 제 1 및 제 2 위상 조정의 양을 제어하도록 위상 제어 신호를 생성하기 위해 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 처리하는 단계를 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  148. 제 147 항에 있어서,
    상기 처리하는 단계는,
    위상 에러 신호를 생성하기 위해 상기 위상-조정된 필터링된 픽처 캐리어 신호를 위상 기준 신호와 비교하고;
    상기 위상 에러 신호를 증폭함으로써 상기 위상 에러 신호의 진폭을 조정하고; 그리고
    상기 증폭된 위상 에러 신호의 하나의 버전에 기반하여 상기 위상 제어 신호를 생성함으로써 상기 위상 변동들을 보상하는 단계를 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  149. 제 148 항에 있어서,
    상기 방법은 풀 위상 추적 모드, 적어도 하나의 임계 레벨과 관련하여 상기 입력 신호의 필터링된 버전의 레벨에 기반하여 소프트 위상 추적 모드 및 프리 러닝 위상 추적 모드 중 하나, 및 과변조 처리 모드를 포함하는 여러 개의 위상 추적 모드들에서 동작하는 단계를 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  150. 제 149 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 풀 및 소프트 위상 추적 모드에서 상기 위상 에러 신호의 증폭량에 영향을 미치는 단계, 및 상기 프리 러닝 위상 추적 모드에서 이전 위상 정정 값을 사용하는 단계를 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  151. 제 148 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 위상 에러 신호를 증폭하기 전에 상기 위상 에러 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  152. 제 151 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 위상 에러 신호를 증폭한 후에 위상 반전을 정정하는 단계를 더 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  153. 제 152 항에 있어서,
    상기 위상 반전을 정정하는 단계는 잘못된 180도의 위상 시프트가 상기 필터링된 위상 에러 신호에서 검출될 때 상기 증폭된 위상 에러 신호로 180도의 위상 시프트를 제공하는 단계를 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  154. 제 152 항에 있어서,
    상기 방법은 위상 반전 정정 후에 상기 증폭된 위상 에러 신호를 통합하는 단계 및 상기 통합에 기반하여 상기 위상 제어 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 위상-조정된 비디오 정보를 제공하기 위한 입력 신호 처리 방법.
  155. 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하기 위한 텔레비전 수신기로서,
    제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 상기 제 1 신호를 디지털화하도록 구성되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및
    상기 ADC에 연결되며, 상기 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 상기 제 2 신호를 처리하도록 구성되는 디지털 프로세싱 블록을 포함하며,
    사용하는 동안 간섭자(interferer)는 디지털화(digitization)에 기인하여 상기 원하는 텔레비전 채널 상에서 앨리어싱(alias)될 수 있으며, 상기 텔레비전 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 샘플링 레이트를 조정하도록 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해 리샘플링(resampling) 비율들을 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  156. 제 155 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 국부 발진기를 가지는 튜너에 의해 제공되고, 상기 간섭자는 상기 국부 발진기의 발진 신호의 기본 및 고조파(harmonic) 성분들 중 적어도 하나의 피드-스루(feed-thru)의 결과이며, 상기 수신기는 상기 발진 신호의 기본 및 고조파 성분들 중 적어도 하나에 기반하여 상기 앨리어싱된 간섭자에 대한 포텐셜 주파수 위치들을 결정하고, 상기 포텐셜 주파수 위치들 중 하나가 상기 원하는 텔레비전 채널과 일치하면 상기 샘플링 레이트를 조정하고 상기 리샘플링 비율들을 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  157. 제 155 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 국부 발진기를 가지는 튜너에 의해 제공되고, 상기 간섭자는 상기 국부 발진기의 왜곡 프로덕트(product)의 결과이며, 상기 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 왜곡 프로덕트의 앨리어싱된 버전을 시프트시키기 위해 상기 샘플링 레이트를 조정하고 상기 리샘플링 비율들을 적용하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  158. 제 156 항에 있어서,
    상기 튜너는 단일 변환 튜너, 이중-변환 튜너 및 수퍼-헤테로다인 튜너 중 하나인, 텔레비전 수신기.
  159. 제 155 항에 있어서,
    상기 수신기는,
    멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱(mix)하도록 구성되는 RF 프로세싱 블록 ― 상기 RF 프로세싱 블록은 믹싱을 위해 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 국부 발진기를 가지는 믹싱 스테이지를 포함함 ―; 및
    상기 제 1 신호를 생성하기 위해 상기 멀티-채널 텔레비전 신호로 개략 필터 링 및 증폭을 제공하도록 구성되는 아날로그 프로세싱 블록을 더 포함하며,
    상기 샘플링 레이트의 조정에 더하여, 상기 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 가변 발진 주파수를 변경하도록 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 리샘플링 비율들을 적용하고 상기 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 시프트들을 추적하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  160. 제 159 항에 있어서,
    상기 가변 발진 주파수의 더 큰 변화들에 대하여, 상기 샘플링 레이트는 상기 개략 필터링에 의해 사용되는 개략 통과 대역들 내에 상기 원하는 텔레비전 채널을 유지시키도록 더 조정되고, 대응하는 변화들이 상기 리샘플링 비율들에 대하여 이루어지는, 텔레비전 수신기.
  161. 제 155 항에 있어서,
    상기 수신기는 예상 위치로부터 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 상기 주파수 오프셋에 기반하여 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 주파수 오프셋에 기반하여 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비율들을 조정하도록 더 구성되는, 텔레비전 수신기.
  162. 제 159 항에 있어서,
    상기 수신기는 예상 위치로부터 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 상기 주파수 오프셋에 기반하여 (a) 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비율들 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나를 조정하도록 더 구성되는, 텔레비전 수신기.
  163. 제 155 항에 있어서,
    상기 디지털 프로세싱 블록은 입력 및 출력 다상(polyphase) 필터들 및 이들 사이에 있는 프로세싱 엘리먼트들을 포함하며, 상기 조정된 샘플링 레이트를 상기 프로세싱 엘리먼트들에서 사용되는 공칭 처리 레이트로 변환하기 위해 입력 리샘플링 비율이 상기 입력 다상 필터로 적용되며, 상기 공칭 처리 레이트를 상기 조정된 샘플링 레이트 또는 다른 샘플링 레이트로 변환하기 위해 출력 리샘플링 비율이 상기 출력 다상 필터로 적용되는, 텔레비전 수신기.
  164. 원하는 텔레비전 채널에 대하여 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법으로서,
    제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 상기 제 1 신호를 디지털화하는 단계;
    상기 원하는 텔레비전 채널에 대하여 상기 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 상기 제 2 신호를 디지털 처리하는 단계; 및
    상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 샘플링 레이트를 조정하고 상기 조정된 샘플링 레이트를 보상하기 위해 상기 디지털 처리 동안 리샘플링 비율들을 적용하는 단계를 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  165. 제 164 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 국부 발진기를 가지는 튜너에 의해 제공되고, 상기 간섭자는 상기 국부 발진기의 발진 신호의 기본 및 고조파 성분들 중 적어도 하나의 피드-스루의 결과이며, 상기 방법은 상기 발진 신호의 기본 및 고조파 성분들 중 적어도 하나에 기반하여 상기 앨리어싱된 간섭자에 대한 포텐셜 주파수 위치들을 결정하는 단계 및 상기 포텐셜 주파수 위치들 중 하나가 상기 원하는 텔레비전 채널과 일치하면 상기 샘플링 레이트를 조정하고 상기 리샘플링 비율들을 적용하는 단계를 더 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  166. 제 164 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 국부 발진기를 가지는 튜너에 의해 제공되고, 상기 간섭자는 상기 국부 발진기의 왜곡 프로덕트의 결과이며, 상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 왜곡 프로덕트의 앨리어싱된 버전을 시프트시키기 위해 상기 샘플링 레이트를 조정하고 상기 리샘플링 비율들을 적용하는 단계를 더 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  167. 제 164 항에 있어서,
    상기 방법은,
    멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱하는 단계 ― 상기 믹싱하는 단계는 가변 발진 주파수를 제공하는 국부 발진기를 사용하는 단계를 포함함 ―; 및
    상기 제 1 신호를 생성하기 위해 상기 멀티-채널 텔레비전 신호로 개략 필터링 및 증폭을 적용하는 단계를 더 포함하며,
    상기 샘플링 레이트의 조정에 더하여, 상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 가변 발진 주파수를 변경하는 단계, 상기 리샘플링 비율들을 적용하는 단계, 및 상기 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 시프트들을 추적하는 단계를 더 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  168. 제 167 항에 있어서,
    상기 가변 발진 주파수의 더 큰 변화들에 대하여, 상기 샘플링 레이트는 상기 개략 필터링에 의해 사용되는 개략 통과 대역들 내에 상기 원하는 텔레비전 채널을 유지시키도록 더 조정되고, 대응하는 변화들이 상기 리샘플링 비율들에 대하여 이루어지는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  169. 제 164 항에 있어서,
    상기 방법은 예상 위치로부터 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계 및 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 앨리어싱된 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 주파수 오프셋에 기반하여 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비율들을 조정하는 단계를 더 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  170. 제 167 항에 있어서,
    상기 방법은 예상 위치로부터 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계 및 상기 주파수 오프셋에 기반하여 (a) 상기 샘플링 레이트 및 리샘플링 비율들 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  171. 제 164 항에 있어서,
    상기 디지털 처리하는 단계는 입력 및 출력 다상 필터들 및 이들 사이에 있는 프로세싱 엘리먼트들을 사용하는 단계를 포함하며, 상기 방법은 상기 조정된 샘플링 레이트를 상기 프로세싱 엘리먼트들에서 사용되는 공칭 처리 레이트로 변환하기 위해 입력 리샘플링 비율을 상기 입력 다상 필터로 적용하는 단계 및 상기 공칭 처리 레이트를 상기 조정된 샘플링 레이트 또는 다른 샘플링 레이트로 변환하기 위 해 출력 리샘플링 비율을 상기 출력 다상 필터로 적용하는 단계를 더 포함하는, 비디오 및 오디오 정보를 제공하기 위해 제 1 신호를 처리하는 방법.
  172. 원하는 텔레비전 채널을 포함하는 수신된 텔레비전 신호들을 처리하기 위한 텔레비전 수신기로서,
    멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하기 위해 수신된 텔레비전 신호들을 증폭 및 믹싱하도록 구성되는 RF 프로세싱 블록 ― 상기 RF 프로세싱 블록은 믹싱을 위해 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 국부 발진기를 가지는 믹싱 스테이지를 포함함 ―;
    상기 원하는 텔레비전 채널을 포함하는 제 1 신호를 생성하기 위해 상기 멀티-채널 텔레비전 신호로 개략 필터링 및 증폭을 제공하도록 구성되는 아날로그 프로세싱 블록;
    제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 상기 제 1 신호를 디지털화하도록 구성되는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC); 및
    상기 ADC에 연결되며, 상기 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 상기 제 2 신호를 처리하도록 구성되는 디지털 프로세싱 블록을 포함하며,
    상기 개략 필터링은 상기 원하는 텔레비전 채널에 주파수 시프트들을 제공하기 위해 적어도 하나의 보호 대역(guardband)만큼 상기 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 큰 개략 통과 대역들을 사용하고, 간섭자가 믹싱에 기인하여 상기 원하는 텔레비전 채널과 간섭할 때, 상기 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 가변 발진 주파수를 변경하도록 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 원하는 텔레비전 채널에서의 주파수 시프트들을 추적하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  173. 제 172 항에 있어서,
    상기 간섭자는 상기 원하는 텔레비전 채널의 픽처 캐리어 및 오디오 캐리어 중 적어도 하나 및 상기 국부 발진기의 조합에 기인하며, 상기 가변 발진 주파수의 시프트는 상기 조합에 기반하여 결정되는, 텔레비전 수신기.
  174. 제 172 항에 있어서,
    상기 수신기는 예상 위치로부터 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하고, 상기 주파수 오프셋에 기반하여 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 떨어지도록 상기 간섭자를 주파수 시프트시키기 위해 상기 가변 발진 주파수를 조정하도록 더 구성되는, 텔레비전 수신기.
  175. 제 172 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 원하는 텔레비전 채널이 상기 개략 필터링에서 사용되는 개략 통과 대역들 내에 있도록 보장하기 위해 또한 상기 샘플링 레이트를 조정하도록 더 구성되고, 상기 디지털 프로세싱 블록은 상기 조정된 샘플링 레이트를 보상 하기 위해 상기 리샘플링 비율들을 적용하고 상기 원하는 텔레비전 채널에서의 시프트들을 추적하도록 구성되는, 텔레비전 수신기.
  176. 제 175 항에 이어서, 상기 수신기는, 예상되는 위치로부터 그리고 (a) 상기 샘플링 레이트 및 상기 리샘플링 비(ratio) 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나의 주파수 오프셋 조정에 기반하여 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하도록 더 구성되는, 수신기.
  177. 원하는 텔레비전 채널을 가지는 수신된 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법으로서,
    수신된 텔레비전 신호들을 증폭하고 믹싱(mix)함으로써 멀티-채널 텔레비전 신호를 생성하는 단계 ― 상기 믹싱은 믹싱을 위해 사용되는 가변 발진 주파수를 제공하는 국부 발진기를 사용하는 단계를 포함함 ―
    상기 원하는 텔레비전 채널을 가지는 제 1 신호를 생성하기 위해 상기 멀티-채널 텔레비전 신호에 개략(coarse) 필터링 및 증폭을 적용하는 단계;
    제 2 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트에서 상기 제 1 신호를 디지털화하는 단계;
    상기 원하는 텔레비전 채널에 대한 비디오 및 오디오 정보를 획득하기 위해 상기 제 2 신호를 디지털적으로 프로세싱하는 단계를 포함하고,
    여기서, 상기 개략 필터링은 믹싱으로 인한 상기 원하는 텔레비전 채널에서 의 위상 시프트들을 제공하기 위해 적어도 하나의 보호대역(guardband)만큼 상기 원하는 텔레비전 채널의 대역폭보다 더 큰 개략 통과 대역들을 사용하고,
    상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 간섭자(interferer)를 시프트시키기 위하여 상기 가변 발진 주파수를 변경하는 단계 및 디지털 프로세싱 동안 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 시프트들을 추적하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  178. 제 177 항에 있어서, 상기 간섭자는 상기 국부 발진기 및 상기 원하는 텔레비전 채널 신호의 상기 픽처 캐리어 및 오디오 캐리어 중 적어도 하나의 조합으로 인한 것이며, 상기 방법은 상기 조합에 기반하여 가변 발진 주파수에서 상기 시프트를 결정하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  179. 제 177 항에 있어서, 상기 방법은 상기 예상되는 위치로부터 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계, 및 상기 주파수 오프셋에 기반하여 상기 원하는 텔레비전 채널로부터 상기 간섭자를 주파수 시프트하기 위해 상기 가변 발진 주파수를 조정하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  180. 제 177 항에 있어서, 상기 방법은 상기 원하는 텔레비전 채널이 상기 개략 필터링에서 사용되는 상기 개략 통과 대역들 내에 있다는 것을 보증하기 위해 상기 샘플링 레이트를 조정하는 단계, 상기 조정된 샘플링 레이트에 대해 보상하기 위해 상기 디지털 프로세싱에서 리샘플링 비를 적용하는 단계 및 상기 원하는 텔레비전 채널에서 주파수 시프트들을 추적하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  181. 제 180 항에 있어서, 상기 방법은, 예상되는 위치로부터 그리고 (a) 상기 샘플링 레이트 및 상기 리샘플링 비(ratio) 및 (b) 상기 가변 발진 주파수 중 적어도 하나의 주파수 오프셋 조정에 기반하여 상기 원하는 텔레비전 채널의 주파수 오프셋을 결정하는 단계를 더 포함하는, 텔레비전 신호들을 프로세싱하기 위한 방법.
  182. 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하도록 구성되는 비디오 프로세싱 블록으로서 ―상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트는 아날로그 방송 표준에 따라 방송됨 ―:
    외부의(extraneous) 신호 컴포넌트를 제거하고 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-시프팅된 주파수 컴포넌트들을 출력하기 위해 상기 입력 신호를 프로세싱하도록 구성되는 제 1 신호 프로세싱 경로(pathway); 및
    상기 제 1 신호 프로세싱 경로에 연결되고, 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 상기 다운-시프팅된 주파수 컴포넌트들을 수신하고, 상기 텔레비전 채널 신호의 상기 다운-시프팅된 주파수 컴포넌트들에서 픽처 캐리어 신호 주파수로 잠금하고, 그리고, 변조된 텔레비전 채널 신호를 제공하도록 구성되는 픽처 캐리어 복 구(recovery) 블록을 포함하고,
    여기서, 상기 픽처 캐리어 복구 블록은 과변조(overmodulation)의 존재에서 상기 픽처 캐리어 신호 주파수로 잠금되면 동작을 수정하는 과변조 핸들링 모드에서 동작하도록 더 구성되는, 비디오 프로세싱 블록.
  183. 제 182 항에 있어서, 상기 픽처 캐리어 복구 블록은:
    필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호 프로세싱 경로의 출력을 필터링하도록 구성되는 캐리어 복구 필터;
    상기 제 1 신호 프로세싱 경로의 출력을 필터링하도록 구성되는 과변조 필터;
    상기 과변조 필터의 출력에 기반하여 크기(magnitude) 레벨을 생성하도록 구성되는 크기 레벨 검출기; 및
    주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호중 적어도 하나를 추적하고, 적어도 하나의 피드백 신호를 제공하고, 그리고 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에서 과변조의 존재에서 추적하는 것을 수정하도록 구성되는 캐리어 복구 블록을 포함하고, 여기서, 상기 과변조 핸들링 모드 및 상기 크기 레벨에 따라, 상기 추적은 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나에 가중치(weight)를 적용하거나 상기 이전의 수정 값을 사용하는 것을 포함하는, 비디오 프로세싱 블록.
  184. 제 183 항에 있어서, 상기 과변조 핸들링 모드는 제 1 과변조 핸들링 모드이 고, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 크거나 같으면, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 및 위상 에러 신호들 중 적어도 하나를 활동적으로(actively) 추적하도록 구성되고 상기 가중치는 1 이고, 그리고 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 작으면 상기 캐리어 복구 블록은 이전의 위상 에러 수정 값 및 이전의 주파수 에러 수정 값 중 적어도 하나를 사용하도록 구성되는, 비디오 프로세싱 블록.
  185. 제 184 항에 있어서, 상기 잡음 임계는 약 10%의 정규화된(normalized)크기 레벨과 균등한 크기 레벨인, 비디오 프로세싱 블록.
  186. 제 183 항에 있어서, 상기 과변조 핸들링 모드는 제 2 과변조 핸들링 모드이고, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 작으면 상기 캐리어 복구 블록은 상기 가중치를 0으로 설정하도록 구성되고, 상기 크기 레벨이 제 1 임계보다 크거나 같으면 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 활동적으로 추적하고 상기 가중치를 1로 설정하도록 구성되고, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계와 상기 제 1 임계 사이에 있으면, 상기 캐리어 복구 블록은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 소프트하게(softly) 추적하도록 구성되고 그리고 상기 가중치는 상기 크기 레벨에 기반하여 가중치 크기를 정의하는 구분(piece-wise) 함수에 따라 선택되는, 비디오 프로세싱 블록.
  187. 제 186 항에 있어서, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 크고 제 2 임계보다 낮은 경우, 상기 가중치는 상기 크기 레벨과 관련된 제 1 기울기(slope)를 가지는 제 1 선형 관계에 기반하여 선택되고, 상기 크기 레벨이 상기 제 2 임계보다 크나 상기 제 1 임계보다 낮으면, 상기 가중치는 상기 크기 레벨과 관련된 제 2 기울기를 가지는 제 2 선형 관계에 기반하여 선택되는, 비디오 프로세싱 블록.
  188. 제 187 항에 있어서, 상기 잡음 임계는 약 5%에서 10%의 정규화된 크기 레벨에 균등한 크기 레벨인, 비디오 프로세싱 블록.
  189. 제 187 항에 있어서, 상기 제 2 임계는 상기 잡음 임계보다 크고, 30%의 정규화된 크기 레벨에 균등한 크기 레벨보다 일반적으로 작으며, 상기 가중치는 상기 제 2 임계 및 상기 잡음 임계 사이에서 0.2 보다 일반적으로 작은, 비디오 프로세싱 블록.
  190. 제 187 항에 있어서, 상기 제 1 임계는 상기 제 2 임계보다 크며 100%의 정규화된 크기 레벨과 균등한 크기 레벨보다 일반적으로 작으며, 그리고 상기 가중치는 상기 제 1 및 제 2 임계들 사이에서 0.2 및 1 사이에서 일반적으로 가변하는, 비디오 프로세싱 블록.
  191. 제 182 항에 있어서, 상기 캐리어 복구 블록은 과변조 검출 및 과변조 검출 의 종료의 온셋(onset)과 관련된 과변조 동안 동작을 수정하기 위해 타이밍을 조정하기 위한 보호 대역을 사용하도록 구성되는, 비디오 프로세싱 블록.
  192. 제 191 항에 있어서, 상기 보호 대역은 상기 제 1 신호 프로세싱 경로의 출력 내에서 잡음의 강도(severity)에 기반하여 왜곡(skew)되거나 늘어(stretch)날 수 있는, 비디오 프로세싱 블록.
  193. 제 183 항에 있어서, 상기 픽처 캐리어 복구 블록은 상기 피드백 신호로서 주파수 시프트 피드백 신호를 제공하도록 더 구성되고, 상기 주파수 신호는 상기 주파수 오프셋 에러들을 수정하기 위해 상기 제 1 신호 프로세싱 경로에 제공되는, 비디오 프로세싱 블록.
  194. 제 183 항에 이어서, 상기 주파수 캐리어 복구 블록은 상기 피드백 신호에 대한 위상 제어 신호를 제공하도록 더 구성되고, 상기 피드백 신호는 위상 잡음 감소를 위해 상기 복조된 텔레비전 채널 신호 및 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 위상 회전을 적용하기 위해 사용되는, 비디오 프로세싱 블록.
  195. 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법으로서, ― 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트는 아날로그 방송 표준에 따라 방송됨 ―:
    외부 신호 컴포넌트들을 제거하고 상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 다운-시프팅된 주파수 컴포넌트들을 가지는 중간(intermediate) 신호를 생성하기 위해 상기 입력 신호를 프로세싱하는 단계;
    상기 텔레비전 채널 신호 컴포넌트의 상기 다운-시프팅된 주파수 컴포넌트의 픽처 캐리어 신호 주파수 상에서 잠금하는 단계;
    과변조의 존재에서 상기 잠금하는 단계 동안에 동작을 수정하는 과변조 핸들링 모드를 적용하는 단계; 및
    복조된 텔레비전 신호를 제공하는 단계를 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  196. 제 195 항에 있어서, 상기 방법은:
    필터링된 픽처 캐리어 신호를 생성하기 위해 상기 중간 신호를 필터링하는 단계;
    과변조 필터를 사용하여 상기 중간 신호를 필터링 하는 단계;
    상기 과변조 필터의 출력에 기반하여 크기 레벨을 생성하는 단계; 및
    주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 추적하는 단계, 적어도 하나의 피드백 신호를 제공하는 단계 및 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에서 과변조의 존재에서 추적하는 것을 수정하는 단계를 포함하고,
    여기서, 상기 과변조 핸들링 모드 및 상기 크기 레벨에 따라 상기 추적하는 단계는 상기 주파수 에러 신호 및 위상 에러 신호 중 적어도 하나에 가중치를 적용 하거나 이전의 수정값을 사용하는 단계를 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  197. 제 196 항에 있어서, 상기 과변조 핸들링 모드는 제 1 과변조 핸들링 모드이고, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 크거나 같으면, 상기 방법은 상기 주파수 및 위상 에러 신호들중 적어도 하나를 활동적으로(actively) 추적하는 단계를 포함하며 상기 가중치는 1 이고, 그리고 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 작으면 상기 방법은 이전의 위상 에러 수정 값 및 이전의 주파수 에러 수정 값 중 적어도 하나를 사용하는 단계를 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  198. 제 197 항에 있어서, 상기 방법은 상기 잡음 임계를 약 10%의 정규화된(normalized)크기 레벨과 균등한 크기 레벨로 설정하는 단계를 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  199. 제 196 항에 있어서, 상기 과변조 핸들링 모드는 제 2 과변조 핸들링 모드이고, 상기 크기 레벨이 잡음 임계보다 작으면 상기 방법은 상기 가중치를 0으로 설정하는 단계를 포함하고, 상기 크기 레벨이 제 1 임계보다 크거나 같으면 상기 방법은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 활동적으로 추적하는 단계 및 상기 가중치를 1로 설정하는 단계를 포함하고, 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계와 상기 제 1 임계 사이에 있으면, 상기 방법은 상기 주파수 에러 신호 및 상기 위상 에러 신호 중 적어도 하나를 소프트하게(softly) 추적하는 단계 및 상기 크기 레벨에 기반하여 가중치 크기를 정의하는 구분(piece-wise) 함수에 따라 상기 가중치를 선택하는 단계를 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  200. 제 199 항에 있어서, 상기 방법은 상기 크기 레벨이 상기 잡음 임계보다 크고 제 2 임계보다 낮은 경우, 상기 가중치를 상기 크기 레벨과 관련된 제 1 기울기(slope)를 가지는 제 1 선형 관계에 기반하여 설정하는 단계를 포함하고, 상기 방법은 상기 크기 레벨이 상기 제 2 임계보다 크나 상기 제 1 임계보다 낮으면, 상기 가중치를 상기 크기 레벨과 관련된 제 2 기울기를 가지는 제 2 선형 관계에 기반하여 설정하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  201. 제 200 항에 있어서, 상기 방법은 상기 잡음 임계를 약 5%에서 10%의 정규화된 크기 레벨에 균등한 크기 레벨로 설정하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  202. 제 200 항에 있어서, 상기 방법은 상기 제 2 임계를 상기 잡음 임계보다 크고, 30%의 정규화된 크기 레벨에 균등한 크기 레벨보다 일반적으로 작도록 설정하 는 단계 및 상기 가중치를 상기 제 2 임계 및 상기 잡음 임계 사이에서 0.2 보다 일반적으로 작도록 유지하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  203. 제 200 항에 있어서, 상기 방법은 상기 제 1 임계를 상기 제 2 임계보다 크며 100%의 정규화된 크기 레벨과 균등한 크기 레벨보다 일반적으로 작도록 설정하는 단계 및 상기 가중치를 상기 제 1 및 제 2 임계들 사이에서 0.2 및 1 사이로 유지하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  204. 제 195 항에 있어서, 상기 방법은 과변조 검출 및 과변조 검출의 종료의 온셋(onset)과 관련된 과변조 동안 동작을 수정하기 위해 타이밍을 조정하기 위한 보호 대역을 사용하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  205. 제 204 항에 있어서, 상기 방법은 상기 중간 신호 내에서 잡음의 강도(severity)에 기반하여 상기 보호 대역을 왜곡(skew)하거나 늘이는(stretch) 단계를 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  206. 제 196 항에 있어서, 상기 방법은 주파수 오프셋 에러에 대해 수정하기 위해 상기 제 1 신호 프로세싱 경로로 상기 피드백 신호로서 주파수 시프트 피드백 신호를 제공하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
  207. 제 196 항에 있어서, 상기 방법은 위성 잡음 감소를 위해 상기 변조된 텔레비전 채널 신호 및 상기 필터링된 픽처 캐리어 신호에 위상 회전을 적용하기 위해 상기 피드백 신호로서 위상 제어 신호를 제공하는 단계를 더 포함하는, 입력 신호 내에 포함된 텔레비전 채널 신호 컴포넌트를 복조하기 위한 방법.
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