KR20090123967A - 결함-감소 주기적 전압 신호를 재구성하기 위한 방법 - Google Patents

결함-감소 주기적 전압 신호를 재구성하기 위한 방법 Download PDF

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KR20090123967A
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band pass
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KR1020097021997A
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자랄 할라크
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지멘스 악티엔게젤샤프트 외스터라이히
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    • H03J3/00—Continuous tuning
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    • H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter

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Abstract

본 발명은 주파수, 진폭 및/또는 위상 위치에 관해 결함이 있는 사인파 입력 전압(UE)에 대해 주파수, 진폭, 및 위상 위치에 관해 대응하는 결함이 감소된 전압 신호를 재구성하기 위한 방법에 관한 것이다. 본 발명은 출력 전압(UE)이 조절 가능한 공진 주파수(fr) 및 조절 가능한 증폭(A)을 가진 제 1 대역 통과 필터(F1)에 공급되는 것을 제공하고, 상기 출력 전압(UA)은 결함이 감소된 전압 신호를 나타내고, 여기서 출력 전압(UA)의 제로 포인트들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE)의 스캔된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00058
)을 결정함으로써 제 1 제어기(R1)에 대한 제어된 변수(SG(fr))가 결정되고 제어기는 제로 포인트들에서의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00059
)이 제거되도록 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)를 조절하고, 출력 전압(UA)의 정점들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE)의 스캔된 차 전압(ΔU3)을 결정함으로써 제 2 제어기(R2)에 대한 제어된 변수(SG(A))가 결정되고, 제 2 제어기는 정점들에서의 차 전압(ΔU3)이 제거되도록 제 1 대역 통과 필터(F1)의 증폭(A)을 제어한다.

Description

결함-감소 주기적 전압 신호를 재구성하기 위한 방법{METHOD FOR THE RECONSTRUCTION OF A FAULT-REDUCED PERIODIC VOLTAGE SIGNAL}
본 발명은 주파수, 진폭 및 위상 노이즈에 의해 영향을 받은 사인파 입력 전압에 대해 주파수, 진폭 및/또는 위상과 관하여 대응하는 노이즈-감소(noise-reduced) 주기적 전압 신호를 재구성하기 위한 방법에 관한 것이고, 상기 입력 전압이 사인파 기본 성분 및 상기 기본 성분의 주파수, 진폭 및 위상에 관하여 중첩된 교란들이 있다는 것은 추측된다.
상기 방법은 예를 들어 회로 어레인지먼트가 사인파 입력 전압과 동기하여 동작될 때 사용되고, 여기서 사인파 입력 전압의 제로 크로싱(zero crossing)이 주로 초점이 맞추어진다. 가능한 응용 분야는 예를 들어 연료 전지 스택들, 광기전성 설비들, 또는 풍력 발전소 같은 대안적인 전력 발전 시스템들이고, 상기 풍력 발전소에서 모든 종류의 라인 전류(commutated)된 컨버터들, 예를 들어 인버터들은 전력 공급기의 AC 그리드와 호환하여 동작되어야 한다.
이런 종류의 애플리케이션들에서, 일반적으로 노이즈에 영향을 받은 입력 전압들에 마주한다. 예를 들어, 상기된 AC 그리드들의 라인 전압은 주파수, 진폭 및/또는 위상 노이즈, 및 고조파들에 영향을 받는다. 만약 입력 전압, 즉 이 경우 그리드 전압의 제로 크로싱들이 예를 들어 그리드 전압과 동기하여 회로 어레인지먼트를 동작시키기 위해 사용되면, 중첩된 고조파들로 인해, 예를 들어 기본 성분의 제로 크로싱들에 대응하지 않는 제로 크로싱들은 검출될 수 있고, 이에 따라 궁극적으로 그리드-동기 회로의 가짜 셧다운을 유발할 수 있는 그리드-동기 회로 어레인지먼트의 결함 동작을 유발한다.
통상적으로, 예를 들어 고조파들 같은 고주파 입력 전압 노이즈는 저역 통과 필터들에 의해 제거된다. 그러나, 저역 통과 필터들은 입력 전압과 비교하여 저역 통과 필터의 출력 전압의 위상 시프트를 형성하고, 차례로 미지의 입력 전압 주파수 및 위상 교란으로 인해 간단히 교정될 수 없다. 게다가, 외부 신호 생성기의 기준 신호가 예를 들어 입력 전압을 상기 기준 신호에 매칭하기 위해 사용될 수 없다는 것이 고려되어야 한다. 대신, 재구성된 출력 전압은 주파수, 진폭 및 위상에 관하여 입력 전압의 기본 성분에 대응하고, 외부 신호 생성기의 생성된 기준 신호에 대응하지 않아야 한다.
그러므로 본 발명의 목적은 노이즈에 영향을 받은 입력 전압으로부터 주파수, 위상 및 진폭에 관하여 입력 전압의 기본 성분에 대응하는 노이즈-감소 출력 전압을 재구성하는 것이다. 외부 신호 생성기들은 제거되고, 그럼에도 불구하고 가능한 한 간단한 회로 설계를 제공한다.
이 목적은 본 발명의 특징들에 의해 달성되고, 본 발명은 주파수, 진폭 및/또는 위상 노이즈에 영향을 받은 사인파 입력 전압에 대해 주파수, 진폭 및 위상에 관하여 대응하는 노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법들에 관한 것이다. 본 발명에 따라 입력 전압이 제어 가능한 공진 주파수를 가진 제 1 대역 통과 필터에 공급되고, 그 출력 전압은 노이즈-감소 전압 신호를 나타내고, 여기서 출력 전압의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 샘플 차를 결정함으로써, 각각의 경우 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수를 제어하는 제 1 제어기에 대한 조절된 변수는 결정되어, 제로 크로싱들에서의 차 전압은 소멸된다. 본 발명의 방법은 여기서 하기에서 보다 상세히 설명될 바와 같이, 만약 입력 전압의 주파수가 대역 통과 필터의 공진 주파수로부터 벗어나면 대역 통과 필터의 출력 전압이 위상 시프트를 겪는 대역 통과 필터들의 특성을 이용한다. 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수는 처음에 입력 전압의 주파수에 대응하도록 설정된다. 만약 입력 전압이 지금 주파수 교란을 나타내면, 예를 들어 제공된 그리드 주파수와 일치하지 않아서, 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수에 더 이상 대응하지 않으면, 출력 전압은 입력 전압에 관련하여 위상 시프트된다. 상기 위상 시프트는 본 발명에 따라 즉 출력 전압의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 현재 영이 아닌 차 전압을 결정함으로써 입력 전압 주파수의 교란을 검출하기 위해 사용된다. 그 다음 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수는 본 발명에 따라 제어되어, 다시 입력 전압의 주파수에 대응한다, 즉 출력 전압의 제로 크로싱들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 차 전압이 소멸된다. 그러므로 제어 루프의 세트포인트 주파수는 항상 입력 전압의 주파수에 대응하고, 입력 전압의 주파수 변화는 또한 출력 전압의 주파수에 반영된다. 그러나, 대역 통과 필터를 통한 통과 후, 출력 신호는 예를 들어 고조파들이 제거되어, 입력 전압의 기본 성분의 주파수 및 제로 크로싱들에 정밀하게 대응하는 주파수 및 제로 크로싱들을 신뢰성 있게 결정할 수 있게 한다. "노이즈-감소 전압 신호들"은 또한 이런 측면에서 하기에 참조된다. 그러나, 하류쪽 회로 어레인지먼트의 그리드-동기화 동작은 이런 방식으로 재구성된 출력 신호를 기초로 가능하다.
본 발명에 따른 방법의 바람직한 추가 개선에 따라, 출력 전압의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 그리고 음의 하프 사이클로부터 양의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 샘플링된 차 전압이 제 1 샘플-홀드 회로(sample-and-hold circuit)를 사용하여 결정되는 것이 제공될 수 있고, 상기 제 1 샘플-홀드 회로의 스위칭 엘리먼트는 간단히 출력 전압의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 그리고 음의 하프 사이클로부터 양의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호에 의해 동작되고, 제 2 대역 통과 필터를 통과한 출력/입력 차 전압은 상기 제 1 샘플-홀드 회로에 공급된다. 샘플-홀드 회로들은 예를 들어 위상 검출기들로부터 잘 공지되었고 스위칭 엘리먼트와 캐패시터로 이루어진다. 스위칭 엘리먼트가 폐쇄될 때, 순시 전압 값은 캐패시터에 저장되고 버퍼로서 동작하는 임피던스 트랜스포머로 인해 다음 샘플링 동작 때까지 변화되지 않고 유지된다. 만약 스위칭 엘리먼트가 출력 전압의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 그리고 음의 하프 사이클로부터 양의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호에 의해 동작되면, 출력 전압의 제로 크로싱들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 차 전압은 결정된다. 이런 목적을 위해 출력 전압과 입력 전압 사이의 차 전압은, 상기 차 전압이 여전히 입력 전압의 모든 교란들 및 고조파들을 포함하기 때문에, 우선 제 2 대역 통과 필터로 통과된다. 따라서 결정된 전압 값은 제 1 제어기에 대한 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수의 조절된 변수를 구성한다.
제로 크로싱들에서의 스위칭 신호를 기초로, 결정된 전압 값의 극성은 입력 전압의 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수보다 높은지 낮은지에 따라 결정된다.
입력 전압 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수보다 높고, 그리고 스위칭 신호가 출력 전압의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 제로 크로싱에 할당되는 경우, 음의 전압 값이 결정된다. 만약 스위칭 신호가 출력 전압의 음의 하프 사이클로부터 양의 하프 사이클로 제로 크로싱에 할당되면, 결정된 전압 값은 양이다.
입력 전압 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수보다 낮은 경우, 결정된 전압 값의 극성은 이에 따라 바뀌어진다(도 3 및 도 4).
제 1 제어기 출력에서 조절된 변수의 부호는 결정된 전압 값 극성에 매칭된다.
다음 제어 어레인지먼트로 인해, 제 2 대역 통과 필터의 출력 신호의 임의의 위상 시프트들은 중요하지 않다. 그러므로 제 2 대역 통과 필터의 공진 주파수는 재구성될 입력 전압 주파수 정도로 적당하게 선택된 대역폭을 가지도록 선택된다. 그러나, 바람직한 실시예에 따라, 제 2 대역 통과 필터에 대해, 또한 제 2 대역 통과 필터의 공진 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수에 대한 조절 변수에 의해 제어되는 것이 제공될 수 있다. 그러나, 언급된 바와 같이, 제 2 대역 통과 필터의 출력 신호의 위상 시프트가 본 발명의 제어 어레인지먼트에 영향을 미치지 못하기 때문에, 이것은 폐루프 제어가 아닌 개루프 제어이다.
제 1 대역 통과 필터의 이득 허용오차로 인해, 제 1 대역 통과 필터의 재구성된 출력 전압은 일반적으로 입력 전압과 비교하여 변환된 진폭을 나타낼 것이다. 바람직한 실시예에 따라, 출력 전압의 피크들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 샘플링된 차 전압을 결정함으로써, 출력 전압의 피크들에서의 차 전압이 소멸되도록 제 1 대역 통과 필터의 이득을 제어하는 제 2 제어기에 대한 조절된 변수가 결정되는 것이 제공된다. 결과적으로, 재구성된 출력 전압이 진폭에 관해 입력 전압에 대응하는 것이 달성될 수 있다. 제 2 제어기의 조절된 변수를 결정하기 위해, 다시 출력 전압의 양의 피크 또는 음의 피크들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 샘플링된 차 전압이 제 2 샘플-홀드 회로에 의해 결정되고, 상기 제 2 샘플-홀드 회로의 스위칭 엘리먼트는 출력 전압의 양의 피크 또는 음의 피크들에서의 스위칭 신호에 의해 동작되고, 제 3 대역 통과 필터를 통과한 출력/입력 전압 차는 상기 제 2 샘플-홀드 회로에 공급된다. 다음 제어 어레인지먼트로 인해, 제 3 대역 통과 필터의 출력 신호의 임의의 위상 시프트들은 다시 중요하지 않다. 그러므로 제 3 대역 통과 필터의 공진 주파수는 재구성될 입력 전압 주파수 정도로 적당하게 선택된 대역폭을 가지도록 선택될 수 있다.
결정된 전압 값 극성은 피크들에서의 스위칭 신호 발생 동안 출력 전압과 입력 전압 사이의 차 전압의 부호에 따른다.
차 전압의 부호가 양인 경우, 만약 스위칭 신호가 제 1 필터의 출력 신호의 양의 피크에 할당되면, 결정된 전압 값은 양이다. 그러나, 만약 스위칭 신호가 제 1 필터의 출력 신호의 음의 피크에 할당되면, 결정된 전압 값은 음이다.
차 전압의 부호가 음인 경우, 결정된 전압 값의 극성은 이에 따라 바뀐다(도 7 및 도 8).
그러므로 제 1 제어기의 출력에서 조절된 변수의 부호는 결정된 전압 값의 극성에 매칭된다.
결합된 버젼에서, 결국 출력 전압의 제로 크로싱들에서의 출력 전압과 입력 전압 사이의 샘플링된 차 전압이 제 1 샘플-홀드 회로를 사용하여 결정된다는 것이 제공될 수 있고, 상기 제 1 샘플-홀드 회로의 스위칭 엘리먼트는 출력 전압의 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호에 의해 동작되고, 제 2 대역 통과 필터를 통과한 출력/입력 전압 차는 상기 제 1 샘플-홀드 회로에 공급되고, 출력 전압의 피크들에서의 출력 전압 및 입력 전압 사이의 샘플링된 차 전압은 제 2 샘플-홀드 회로를 사용하여 결정되고 상기 제 2 샘플-홀드 회로의 스위칭 엘리먼트는 출력 전압의 피크들에서의 스위칭 신호에 의해 동작되고, 상기 제 2 대역 통과 필터를 통과한 출력/입력 전압 차는 상기 제 2 샘플-홀드 회로에 공급된다.
본 발명은 바람직한 실시예들을 기초로 그리고 첨부 도면들을 참조하여 보다 상세히 설명될 것이다.
도 1은 교란된 입력 전압이 발생하는 경우 잘못된 제로 크로싱 검출 문제들을 도시하는 도면이다.
도 2는 제 2 대역 통과 필터의 공진 주파수를 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법을 도시한다.
도 3은 입력 전압의 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수보다 높을 때 본 발명에 따른 방법의 신호 파형을 도시한다.
도 4는 입력 전압의 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수보다 낮을 때 본 발명에 따른 방법의 신호 파형을 도시한다.
도 5는 입력 전압의 주파수가 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수에 대응할 때 본 발명에 따른 방법의 신호 파형을 도시한다.
도 6은 제 1 대역 통과 필터에 의해 재구성된 출력 전압의 진폭을 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법의 추가 개선도이다.
도 7은 입력 전압의 진폭이 출력 전압의 진폭보다 클 때 도 6에 도시된 바와 같은 본 발명에 따른 방법의 추가 개선에 대한 신호 파형을 도시한다.
도 8은 입력 전압의 진폭이 출력 전압 진폭보다 작을 때 도 6에 도시된 바와 같은 본 발명에 따른 방법의 추가 개선에 대한 신호 파형을 도시한다.
도 9는 제 1 대역 통과 필터 및 제 2 대역 통과 필터에 의해 재구성된 출력 전압의 공진 주파수 및 진폭을 동시에 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법의 추가 개선도를 도시한다.
도 1은 우선 교란된 입력 전압(UE)이 발생하는 경우 잘못된 제로 크로싱 검출 문제들을 설명하고, 이런 교란된 입력 전압은 예를 들어 전력 공급기의 그리드 전압이고, 다음 회로 어레인지먼트는 상기 그리드 전압과 동기 방식으로 동작된다. 노이즈 없는 입력 전압은 첫째 제로 크로싱 검출에 대한 문제가 없는 기본 성분(UG)(도 1의 상부쪽 함수 참조)만으로 이루어진다. 그러나, 도시된 실시예에서 예를 들어 고조파들과 중첩되는 노이즈 입력 전압(UE)의 경우, 노이즈로 인해 잘못된 제로 크로싱 검출이 발생하고, 제로 라인은 기본 성분(UG)(도 1의 하부쪽 함수 참조)에 비교하여 빠르거나 느리게 크로스된다. 입력 전압(UE)의 고주파 노이즈를 필터링하기 위해, 저역 통과 필터는 예를 들어 사용될 수 있지만, 이것은 입력 전압과 비교하여 저역 통과 필터 출력 전압(UA)의 위상 시프트를 형성하고, 이는 입력 전압(UE)의 알려지지 않은 주파수 및 위상 교란들로 인해 쉽게 수정될 수 없다.
그러므로 본 발명의 방법은 제안되고 도 2를 참조하여 설명될 것이다. 도 2는 첫째 노이즈에 영향을 받은 입력 전압(UE)이 공급되는 제 1 대역 통과 필터(F1)를 도시한다. 제 1 대역 통과 필터(F1)는 제어 가능한 공진 주파수(fr)를 가지며, 상기 공진 주파수(fr)는 예를 들어 입력 전압(UE)으로서 50 Hz 그리드 전압에 대해 45 내지 55 Hz 범위에서 제어 가능하다. 제 1 대역 통과 필터(F1)의 출력에는 출 력 전압(UA)이 도시되고, 상기 출력 전압(UA)은 제 1 대역 통과 필터(F1)의 효과로 인해 고주파수 성분들이 제거되고 그러므로 노이즈가 감소된다.
이미 언급된 바와 같이, 본 발명에 따른 방법은, 만약 입력 전압(UE)의 주파수가 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)로부터 벗어나면, 제 1 대역 통과 필터(F1)의 출력 전압(UA)이 다음과 같이 표현될 수 있는 위상 시프트를 겪는다는 대역 통과 필터들의 특성을 이용한다.
Figure 112009064462566-PCT00001
여기서
Figure 112009064462566-PCT00002
는 위상 시프트이고,
Figure 112009064462566-PCT00003
는 제 1 대역 통과 필터(F1)의 품질 팩터이고,
Figure 112009064462566-PCT00004
는 입력 전압(UE)의 주파수 대 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr) 비율이다.
제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)는 입력 전압(UE)의 주파수에 대응하도록 우선 설정된다. 만약 입력 전압(UE)이 지금 주파수 교란(예를 들어, 그리드 주파수로부터 벗어남)을 나타내어 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)에 더 이상 대응하지 않으면, 입력 전압(UE)과 비교하여 출력 전압(UA)의 위상 시프트는 발생한다. 상기 위상 시프트(
Figure 112009064462566-PCT00005
)는 즉 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00006
)을 결정함으로써 입력 전압(UE)의 주파수 교란을 검출하기 위해 본 발명에 따라 사용되고, 상기 차 전압은 지금 제로가 아니다. 이런 목적을 위해, 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00007
)은 우선 결정된다.
출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00008
)은 예를 들어 제 1 샘플-홀드 회로(1)에 의해 결정되고, 상기 제 1 샘플-홀드 회로(1)의 스위칭 엘리먼트(S)는 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호(UPulse)에 의해 동작되고 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00009
)은 상기 제 1 샘플-홀드 회로(1)에 공급된다.
샘플-홀드 회로들(1)은 예를 들어 위상 검출기들로부터 잘 공지되었고, 스위칭 엘리먼트(S) 및 캐패시터(C)로 이루어진다. 상기 샘플-홀드 회로들(1)은 부가적으로 도 2에 도시된 바와 같이 버퍼로서 구현되는 임피던스 트랜스포머(Op)를 가진다. 스위칭 엘리먼트(S)가 폐쇄될 때, 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00010
)은 캐패시터(C)에 저장되고 버퍼로서 구현된 임피던스 트랜스포머(Op)로 인해 다음 스위칭 동작 때까지 변화되지 않고 유지된다.
스위칭 엘리먼트(S)를 동작시키기 위해, 스위칭 신호(UPulse)는 요구되고 예를 들어 제로 크로싱 검출기(2)와, 캐패시터(C) 및 샘플-홀드 회로(1)의 타입에 종속하는 지속 기간을 가진 펄스들을 공급하는 모노-플립-플롭(3)에 의해 결정될 수 있다.
스위칭 엘리먼트(S)가 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호(UPulse)에 의해 동작될 때, 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00011
)은 결정된다. 따라서 결정된 전압 값은 상기 결정된 값을 세트포인트 값(
Figure 112009064462566-PCT00012
)과 비교함으로써 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)의 제 1 제어기(R1)에 대한 조절된 변수(SG(fr))를 결정하기 위해 사용된다.
제 2 대역 통과 필터(F2)의 공진 주파수(fr2)는 입력 전압(UE)으로서 그리드 전압의 경우 50 Hz의 공진 주파수에서 재구성될 입력 전압(UE)의 주파수, 즉 10 Hz의 대역폭 정도로 적당하게 선택되도록 선택된다. 그러나, 바람직한 실시예에 따라 또한 제 2 대역 통과 필터(F2)의 공진 주파수(fr2)가 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)에 대한 조절된 변수(SG(fr))에 의해 제어되는 제 2 대역 통과 필터(F2)가 제공될 수 있다. 그러나, 언급된 바와 같이 제 2 대역 통과 필터(F2)의 출력 신호(
Figure 112009064462566-PCT00013
)의 위상 시프트가 본 발명에 따른 제어 어레인지먼트에 영향을 미 치지 않기 때문에, 제 2 대역 통과 필터(F2)의 출력 신호(
Figure 112009064462566-PCT00014
)의 임의의 위상 시프트들은 중요하지 않다.
그 다음 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)는 본 발명에 따라 제어되어 다시 입력 전압(UE)의 주파수에 대응한다, 즉 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00015
)은 다시 소멸된다.
도 3은 입력 전압(UE)의 주파수가 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)보다 높은 경우에 대한 하기 신호 파형들을 도시한다.
-) 입력 전압(UE),
-) 제 1 대역 통과 필터(F1) 이후 출력 전압(UA),
-) 제로 크로싱 검출기(2) 이후 신호(
Figure 112009064462566-PCT00016
),
-) 모노-플립-플롭(3) 이후 스위칭 신호(UPulse),
-) 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00017
),
-) 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00018
), 및
-) 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00019
).
제 1 대역 통과 필터(F1) 이후 출력 전압(UA)은 처음에 위상 시프트(
Figure 112009064462566-PCT00020
)를 나타낸다. 도 2에서 또한 알 수 있는 바와 같이, 제로 크로싱 검출기(2)는 출력 전압(UA)에 공급되어 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들은 입력 전압(UE)의 제로 크로싱들에 아직 대응하지 않는다. 스위칭 신호(UPulse)는 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들을 기초로 결정된다. 또한 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00021
)이 여전히 입력 전압(UE)의 모든 노이즈 또는 특히 고조파들을 포함하고 있다는 것을 알 수 있고, 고주파 노이즈는 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 후 제거되고, 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00022
)은 형성된다. 샘플-홀드 회로(1)에 의해, 출력 전압(UA)의 양의 하프 사이클에서 음의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00023
)은 결정되고, 도 3에서 -Um으로서 도시된다. 따라서 결정된 전압 값(-Um)은 추후 세트포인트 값(
Figure 112009064462566-PCT00024
=0)과 비교함으로써 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)의 제 1 제어기(R1)에 대한 조절된 변수(SG(fr))를 결정하기 위해 추후 사용된다.
도 4는 입력 전압(UE)의 주파수가 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)보다 낮을 때 본 발명에 따른 방법에서 신호 파형들의 유사한(도 3) 표현을 도시한다. 여기서 출력 전압(UA)의 양의 하프 사이클로부터 음의 하프 사이클로 제 로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00025
)의 값(+Um)(도 4)은 샘플-홀드 회로(1)에 의해 결정된다. 도 5는 입력 전압(UE)의 주파수가 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)에 대응하는 경우를 도시한다. 추후의 경우 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00026
)이 소멸되는 것을 알 수 있고, 그러므로 조절된 변수(SG(fr))는 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)의 제 1 제어기(R1)에 대해 결정되지 않는다. 이미 언급된 바와 같이, 샘플링 처리는 출력 전압(UA)의 음의 하프 사이클로부터 양의 하프 사이클로 제로 크로싱들에서 수행된다. 제 1 제어기의 출력에서 조절된 변수의 부호가 결정된 전압 값(
Figure 112009064462566-PCT00027
)의 극성에 매칭되는 것이 여기서 고려되어야 한다.
도 6은 최종적으로 제 1 대역 통과 필터의 증폭기 허용 오차를 보상하기 위해 재구성된 출력 전압(UA)의 진폭을 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법의 추가 개선을 도시한다. 이미 언급된 바와 같이, 제 1 대역 통과 필터(F1)의 재구성된 출력 전압(UA)은 일반적으로 입력 전압(UE)과 비교하여 변화된 진폭을 가질 것이다. 그러므로 출력 전압(UA)의 양의 피크들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00028
)을 결정함으로써, 조절된 변수(SG(A))가 제 1 대역 통과 필터(F1)의 이득을 제어하는 제 2 제어기(R2)에 의해 결정되어, 출력 전압(UA)의 양의 피크들에서 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00029
)이 소멸된다. 이런 수단에 의해 재구성된 출력 전압(UA)이 진폭에 관하여 입력 전압(UE)에 대응하는 것이 달성될 수 있다. 이런 목적을 위해, 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00030
)은 우선 결정된다.
출력 전압(UA)의 양의 피크들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00031
)은 예를 들어 제 2 샘플-홀드 회로(1')에 의해 결정되고, 상기 제 2 샘플-홀드 회로(1')의 스위칭 엘리먼트(S)는 출력 전압(UA)의 피크들에서의 스위칭 신호(UPulse')에 의해 동작되고, 제 3 대역 통과 필터(F3)를 통과한 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00032
)은 상기 제 2 샘플-홀드 회로(1')에 공급된다.
스위칭 엘리먼트(S')를 동작시키기 위해, 스위칭 신호(UPulse')는 요구되고 예를 들어 피크 검출기(4), 및 캐패시터(C')과 샘플-홀드 회로(1')의 타입에 종속하는 지속 기간을 가진 펄스들을 공급하는 모노-플립-플롭(3')의 도움으로 결정될 수 있다. 스위칭 엘리먼트(S')가 출력 전압(UA)의 양의 피크들에서 스위칭 신호(UPulse')에 의해 동작될 때, 출력 전압(UA)의 양의 피크들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00033
)은 결정된다. 따라서 결정된 전압 값은 세트포인트 값(
Figure 112009064462566-PCT00034
=0)과 비교함으로써 제 2 제어기(R2)의 도움으로 제 1 대역 통과 필터(F1)의 이득에 대한 조절된 변수(SG(A))를 결정하기 위해 사용된다.
제 3 대역 통과 필터(F3)의 공진 주파수(fr3)는 차례로 선택되어 예를 들어 입력 전압(UE)으로서 그리드 전압의 경우 50 Hz의 공진 주파수에서 재구성될 입력 전압(UE)의 주파수 정도로 적당하게 선택된 대역폭(B), 즉 10 Hz의 대역폭을 가진다.
도 7은 입력 전압(UE)의 진폭이 출력 전압(UA)의 진폭보다 높을 때 도 6에 도시된 바와 같은 본 발명에 따른 방법의 추가 개선의 신호 파형들을 도시한다. 이들 신호 파형들은 다음과 같다:
-) 입력 전압(UE),
-) 제 1 대역 통과 필터(F1) 이후 출력 전압(UA),
-) 피크 검출기(4) 이후 신호(US),
-) 모노-플립-플롭(3') 이후 스위칭 신호(UPulse'),
-) 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00035
),
-) 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00036
), 및
-) 출력 전압(UA)의 양의 피크들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00037
).
제 1 대역 통과 필터(F1) 이후 출력 전압(UA)은 처음에 입력 전압(UE)과 다른 진폭을 가진다. 또한 도 6에서 알 수 있는 바와 같이, 피크 검출기(4)는 출력 전압(UA)이 공급되고, 상기 출력 전압(UA)의 피크 값들은 입력 전압(UE)의 피크 전값들에 대응하지 않는다. 스위칭 신호(UPulse')는 출력 전압(UA)의 양의 피크들 위치를 기초로 결정된다. 또한 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00038
)이 여전히 노이즈 또는 보다 특정하게 입력 전압(UE)의 고조파들을 모두 포함한다는 것은 알 수 있고, 고조파 노이즈는 제 3 대역 통과 필터(F3)를 통한 통과 후 제거되고, 제 3 대역 통과 필터(F3)를 통과한 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00039
)은 형성된다. 샘플-홀드 회로(1')에 의해, 출력 전압(UA)의 양의 피크들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00040
)은 결정된다. 샘플링된 전압 값(
Figure 112009064462566-PCT00041
)은 추후 세트포인트 값(
Figure 112009064462566-PCT00042
=0)과 비교함으로써 제 1 대역 통과 필터(F1)의 이득에 대해 제 2 제어기(R2)에 대한 조절된 변수(SG(A))를 결정하기 위해 사용된다.
도 8은 마지막으로 입력 전압(UE)의 진폭이 출력 전압(UA)의 진폭보다 작을 때 도 6에 도시된 바와 같은 본 발명에 따른 방법의 추가 개선에 대한 신호 파형들을 도시한다.
이미 언급된 바와 같이, 샘플링 처리는 또한 출력 전압(UA)의 음의 피크들에서 수행될 수 있다. 여기서 제 2 제어기의 출력에서 조절된 변수의 부호가 결정된 전압 값(
Figure 112009064462566-PCT00043
)의 극성에 매칭되어야 하는 것이 고려되어야 한다.
도 9는 제 1 대역 통과 필터의 공진 주파수(fr)를 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법의 추가 개선을 도시한다. 여기서 제 2 대역 통과 필터(F2)는 제공되고 제 1 샘플-홀드 회로(1) 및 제 2 샘플-홀드 회로(1') 둘다에 접속된다. 제 1 샘플-홀드 회로(1)는 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00044
)을 제 1 제어기(R1)에 공급한다. 제 2 샘플-홀드 회로(1')는 피크에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
Figure 112009064462566-PCT00045
)을 제 2 제어기(R2)에 공급한다.
본 발명에 따른 방법에 의해, 노이즈에 영향을 받은 입력 전압(UE)으로부터, 주파수, 위상 및 진폭에 관하여 입력 전압(UE)의 기본 성분(UG)에 대응하는 노이즈-감소 출력 전압(UA)은 재구성된다. 비록 외부 신호 생성기들이 제거되지만, 외부적으로 간단한 회로 설계는 달성된다.

Claims (6)

  1. 주파수, 진폭 및/또는 위상 노이즈에 의해 영향을 받은 사인파 입력 전압(UE)에 대해 주파수, 진폭 및 위상과 관련하여 대응하는 노이즈-감소(noise-reduced) 전압 신호를 재구성하기 위한 방법으로서,
    상기 입력 전압(UE)은 제어 가능한 공진 주파수(fr)를 가진 제 1 대역 통과 필터(F1)에 공급되고, 상기 제 1 대역 통과 필터(F1)의 출력 전압(UA)은 노이즈-감소 전압 신호를 나타내고, 상기 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(difference voltage)(
    Figure 112009064462566-PCT00046
    )을 결정함으로써, 각각의 경우 상기 제로 크로싱들에서의 상기 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00047
    )이 소멸되도록 상기 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)를 제어하는 제 1 제어기(R1)에 대한 조절된 변수(SG(fr))가 결정되는,
    노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 상기 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00048
    )은 제 1 샘플-홀드 회로(sample-and-hold circuit)(1)에 의해 결정되고, 상기 제 1 샘플-홀드 회로(1)의 스위칭 엘리먼트(S)는 상기 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호(UPulse)에 의해 동작되고, 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압
    Figure 112009064462566-PCT00049
    은 상기 제 1 샘플-홀드 회로(1)에 공급되는,
    노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 2 대역 통과 필터(F2)의 공진 주파수(fr2)는 상기 제 1 대역 통과 필터(F1)의 공진 주파수(fr)에 대한 상기 조절된 변수(SG(fr))에 의해 제어되는,
    노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 출력 전압(UA)의 피크들에서의 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00050
    )을 결정함으로써, 상기 출력 전압(UA)의 피크들에서의 상기 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00051
    )이 소멸되도록 상기 제 1 대역 통과 필터(F1)의 이득을 제어하는 제 2 제어기(R2)에 대한 조절된 변수(SG(A))가 결정되는,
    노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 출력 전압(UA)의 피크들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 상기 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00052
    )은 제 2 샘플-홀드 회로(1')에 의해 결정되고, 상기 제 2 샘플-홀드 회로(1')의 스위칭 엘리먼트(S)는 상기 출력 전압(UA)의 피크들에서의 스위칭 신호(UPulse')에 의해 구동되고, 제 3 대역 통과 필터(F3)를 통과한 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00053
    )은 상기 제 2 샘플-홀드 회로(1')에 공급되는,
    노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법.
  6. 제 1 항 및 제 4 항에 있어서, 상기 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 상기 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00054
    )은 제 1 샘플-홀드 회로(1)에 의해 결정되고, 상기 제 1 샘플-홀드 회로(1)의 스위칭 엘리먼트(S)는 상기 출력 전압(UA)의 제로 크로싱들에서의 스위칭 신호(UPulse)에 의해 구동되고, 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 상기 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00055
    )은 상기 제 1 샘플-홀드 회로(1)에 공급되고, 상기 출력 전압(UA)의 피크들에서의 출력 전압(UA) 및 입력 전압(UE) 사이의 샘플링된 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00056
    )은 제 2 샘플-홀드 회로(1')의 도움으로 결정되고, 상기 제 2 샘플-홀드 회로(1')의 스위칭 엘리먼트(S)는 상기 출력 전압(UA)의 피크들에서의 스위칭 신호(UPulse')에 의해 구동되고, 상기 제 2 대역 통과 필터(F2)를 통과한 출력 전압(UA)과 입력 전압(UE) 사이의 차 전압(
    Figure 112009064462566-PCT00057
    )은 상기 제 2 샘플-홀드 회로에 공급되는,
    노이즈-감소 전압 신호를 재구성하기 위한 방법.
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