KR20090109716A - 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법 - Google Patents

다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20090109716A
KR20090109716A KR1020080035099A KR20080035099A KR20090109716A KR 20090109716 A KR20090109716 A KR 20090109716A KR 1020080035099 A KR1020080035099 A KR 1020080035099A KR 20080035099 A KR20080035099 A KR 20080035099A KR 20090109716 A KR20090109716 A KR 20090109716A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
antennas
transmission
antenna
interference
Prior art date
Application number
KR1020080035099A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101402238B1 (ko
Inventor
정성윤
황성수
이주현
서종수
이종호
김성환
김종경
최진용
Original Assignee
삼성전자주식회사
연세대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사, 연세대학교 산학협력단 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020080035099A priority Critical patent/KR101402238B1/ko
Priority to US12/386,299 priority patent/US8275076B2/en
Publication of KR20090109716A publication Critical patent/KR20090109716A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101402238B1 publication Critical patent/KR101402238B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

본 발명은 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법에 관한 것으로, 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치에 있어서, 제 1 신호와 제 2 신호를 수신하는 다수의 수신안테나와, 상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분한 후 행렬 반전 정리(Matrix Inversion Lemma)를 이용하여 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터계수를 계산하는 필터계수 계산부와, 상기 MMSE 필터 계수를 이용하여 해당 송신신호를 검출하는 신호 검출기를 포함하여, MMSE-SIC 기반으로 신호검출을 할 시, 신호검출을 위해 필요한 역행렬 계산 횟수를 줄임으로써, 수신기의 복잡도를 낮출 수 있다.
다중안테나, 최소평균제곱오차(Minimum Mean Squared Error:MMSE), 연판정 기반 간섭제거(Soft Interference Cancellation:SIC).

Description

다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법{RECEIVING APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL DETECTION IN MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}
본 발명은 다중안테나 시스템에 관한 것으로, 특히 MMSE-SIC 기반에서 저복잡도를 갖는 신호검출 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.
MIMO(Multiple Input Multiple Output) 기술은 송수신 양단에 다중 안테나를 사용하여 신호를 전송하는 기술로, 높은 신뢰도를 가지며, 한정된 주파수 자원 내에서 채널 용량을 증대하여 높은 데이터 전송률을 제공한다.
최근까지 여러 개의 송신 안테나로부터 전송되는 독립적인 신호를 효과적으로 수신하기 위하여 복호기와 검출기 사이에 반복적인 정보 교환을 통한 수신 방식이 활발히 연구되어 왔으며 특히 사후 확률(Maximum A Posteriori Probability : 이하 "MAP"라 칭함)을 이용한 반복 신호 검출 방식은 최적에 가까운 수신 성능을 보이는 것으로 알려져 있다. 그러나, 상기 MAP 기반 검출 방식은 송신 안테나 수 및 전송 신호당 데이터 비트 수에 따라 복잡도가 급격하게 증가하게 된다. 이러한 복잡도 문제를 해결하기 위하여 연판정 기반 간섭 제거(Soft Interference Cancellation : 이하 "SIC"라 칭함)와 최소평균제곱오차(Minimum Mean Squared Error: 이하 "MMSE"라 칭함) 검출 방식을 이용한 반복 수신 방식이 제안되고 있다.
종래 MMSE-SIC 검출 방식에서, (i) 번째 반복 신호 검출 과정에서 M개의 송신안테나 중 m번째 송신안테나에서 송신된 신호
Figure 112008027012251-PAT00001
을 검출하기 위하여, 하기 <수학식 1>과 같이 수신신호(r)에서 다른 안테나에서 송신되었을 간섭신호를 제거한다.
Figure 112008027012251-PAT00002
여기서, i 인덱스는 반복 신호 검출 횟수이고,
Figure 112008027012251-PAT00003
는 i 번째 반복 신호 검출과정에서 m번째 송신 안테나로 통해 송신된 신호 벡터이고, r은 수신신호 벡터,
Figure 112008027012251-PAT00004
은 N×M 채널행렬 H에서 m번째 열을 제거한 행렬이고(M은 송신안테나 개수, N은 수신안테나 개수),
Figure 112008027012251-PAT00005
는 실제 검출하고자 하는 m 번째 송신 신호
Figure 112008027012251-PAT00006
을 제외한 M-1개의 송신 신호의 평균값 벡터를 나타낸다. j번째 송신안테나에서 송신된 신호
Figure 112008027012251-PAT00007
의 평균값
Figure 112008027012251-PAT00008
(j=1,…,M, Ω: constellation set)는 이전 (i-1) 번째 반복 과정 중 채널 복호기에서 계산된 전송 신호 비트의 i-1번째 LLR(Log Likelyhood Ratio) 값을 이용하여 구한 다. 최초 신호 검출 시(i=1)에는 데이터 비트의 LLR(i-1) 값이 0이므로
Figure 112008027012251-PAT00009
으로 설정한다.
상기 <수학식 1>에서처럼 M개의 송신안테나 중 m번째 송신안테나에서 송신된 신호
Figure 112008027012251-PAT00010
을 검출하기 위해, 수신신호에서 간섭신호 즉, m번째 송신안테나를 제외한 M-1개의 다른 송신안테나로부터 송신된 신호를 제거한 후, 하기 <수학식 2>와 같이 MMSE 필터링 계수(
Figure 112008027012251-PAT00011
)을 구하여 실제로 m번째 안테나에서 송신된 신호
Figure 112008027012251-PAT00012
를 검출한다.
Figure 112008027012251-PAT00013
Figure 112008027012251-PAT00014
여기서,
Figure 112008027012251-PAT00015
는 i 번째 반복 신호 검출과정에서 m번째 송신 안테나로 통해 송신된 신호 벡터이고,
Figure 112008027012251-PAT00016
으로 (M-1×M-1) 간섭신호 행렬,
Figure 112008027012251-PAT00017
는 H의 m번째 열이고,
Figure 112008027012251-PAT00018
은 송신신호의 전력,
Figure 112008027012251-PAT00019
은 백색잡음의 전력,
Figure 112008027012251-PAT00020
는 N×N 단위행렬, (ㆍ)H는 공액 전치(conjugate transpose) 행렬이다.
따라서, 기존의 MMSE-SIC 신호 검출 방식에서는
Figure 112008027012251-PAT00021
을 검출하기 위하여 (i) 번째 반복 신호 검출 과정마다 상기 <수학식 2>와 같이 N×N 행렬의 역행렬(ㆍ)-1을 구해야 한다. 일반적으로 역행렬 연산은
Figure 112008027012251-PAT00022
의 복잡도를 나타내므로, 복호기와 검출기 사이에 최대 L 번의 연판정 정보교환이 반복된다고 하면 (i=1,2,…, L) 총 M개의 송신 신호를 검출하기 위하여
Figure 112008027012251-PAT00023
의 연산량이 필요하다.
상술한 바와 같이, 상기 MMSE-SIC 기반 신호검출 방식이 기존의 MAP 기반 신호 검출 방식과 비교하여 낮은 복잡도를 보이나 복호기와 검출기 사이에서 반복적으로 정보교환이 이루어질 때마다 수신 안테나 수의 크기의 정방행렬의 역행력을 계산해야 하기 때문에 반복 신호 검출시 높은 복잡도를 요구하는 문제점을 갖는다.
다중안테나 시스템에서 MMSE-SIC 기반으로 신호검출을 할 시, 신호검출을 위해 필요한 역행렬 계산 횟수를 줄일 수 있는 장치 및 방법을 제안하여 상기 문제점을 해결하고자 한다.
상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치에 있어서, 제 1 신호와 제 2 신호를 수신하는 다수의 수신안테나와, 상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분한 후 행렬 반전 정리(Matrix Inversion Lemma)를 이용하여 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터계수를 계산하는 필터계수 계산부와, 상기 MMSE 필터 계수를 이용하여 해당 송신신호를 검출하는 신호 검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신방법에 있어서, 다수의 안테나를 통해 제 1 신호와 제 2 신호를 수신하는 과정과, 상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분한 후 행렬 반전 정리(Matrix Inversion Lemma)를 이용하여 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터계수를 계산하는 과정과, 상기 MMSE 필터 계수를 이용하여 해당 송신신호를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 다중안테나 시스템에서 MMSE-SIC 기반으로 신호검출을 할 시, 신호검출을 위해 필요한 역행렬 계산 횟수를 줄임으로써, 수신기의 복잡도를 낮출 수 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하, 본 발명은 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다. 특히, MMSE((Minimum Mean Squared Error) SIC((Soft Interference Cancellation) 기반으로 신호검출할 시, 복잡도를 줄일 수 있는 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 송ㆍ수신 장치를 도 시하고 있다. 상기 송신기는 M개의 송신안테나를 장착하고 있고, 상기 수신기는 N개의 수신안테나를 장착하고 있다고 가정한다.
상기 도 1(a)을 참조하면, 송신기는 부호기(100), 변조기(102), 직렬/병렬 변환기(104), 시공간 블록 부호기(106)를 포함하여 구성된다.
상기 부호기(100)는 길쌈부호 혹은 터보부호 방식으로 정보 데이터를 부호화율에 따라 부호화하여 상기 변조기(102)로 출력한다. 상기 변조기(102)는 상기 부호기(100)로부터의 부호화 데이터를 소정의 변조방식(예를 들면, M-PSK, MQAM)으로 변조하여 변조 심벌을 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(104)는 상기 변조기(102)로부터 출력된 직렬인 변조 심볼을 병렬 심볼로 변환하며, 이 병렬 심볼은 상기 시공간 블록 부호기(106)로 출력된다. 상기 시공간 블록 부호기(106)는 시공간 부호화되어 다수의 송신안테나(108_1 내지 108_M)를 통해 전송된다. 상기 시공간 블록 부호기(106)는 STBC(Space-Time Block Code), SFTC(Space-Frequence Trellis Code), SFBC(Space-Frequence Block Code) 방식 중 하나로 구현될 수 있다.
상기 도 1(b)을 참조하면, 수신기는 채널추정기(103), MIMO 검출기(105), 복호기(107)를 포함하여 구성된다.
상기 채널 추정기(103)는 다수의 수신안테나들(101_1 내지 101_N) 각각을 통해 수신된 신호를 입력받아 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널계수들(channel coefficients)을 추정하여 상기 MIMO 검출기(105)로 출력한다. 즉, 상기 채널 추정기(103)는 상기 송신기의 송신 안테나들(108_1 내지 108_M)로부터 상 기 수신안테나들(101_1 내지 101_N)로의 채널 이득들을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정한다. 이때, 상기 채널계수들로 구성되는 채널행렬 크기는 M×N이 된다.
상기 MIMO 검출기(105)는 상기 수신안테나들(101_1 내지 101_N) 각각을 통해 수신된 신호에서 상기 복조 및 복호기(107) 이전 반복과정까지 계산한 부호화 비트의 로그 우도비(Log Likelihood Ratio: 이하 "LLR" 라 칭함) 값으로 구한 간섭신호를 제거한 후, MMSE 필터 계수를 구하여 해당 송신안테나로부터 전송된 송신신호를 검출하여 상기 복조 및 복호기(107)로 출력한다.
상기 MIMO 검출기(105)는 하기 도 2에서 상세히 설명하기로 한다.
상기 복조 및 복호기(107)는 상기 MIMO 검출기(105)로부터의 심볼들을 미리 설정된 복조 방식으로 복조하여 원래의 부호화 비트들로 복원하고. 상기 부호화 비트들을 송신기의 부호기에 대응하여 복호화하여 정보 비트들을 출력한다. 또한, 상기 복조 및 복호기(107)는 이전 반복과정까지 계산한 부호화 비트의 로그 우도비(Log Likelihood Ratio: 이하 "LLR" 라 칭함) 값을 상기 MIMO 검출기(105)로 피드백한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 상세한 MIMO 검출기(105)를 도시하고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 MIMO 검출기(105)는 간섭 신호 제거부(200), 필터계수 계산부(210), 신호 검출부(220)를 포함하여 구성된다.
상기 간섭 신호 제거부(200)는 상기 수신안테나들(101_1 내지 101_N) 각각을 통해 수신된 신호(r)로부터 간섭신호를 제거한다(상기 <수학식 1> 참조). 상기 간섭신호는 검출하고자 하는 송신안테나의 신호를 제외한 다른 송신안테나를 통해 전송된 신호로써, 상기 간섭 신호 제거부(200)는 상기 복조 및 복호기(107)로부터 상기 다른 송신안테나를 통해 전송된 신호의 평균값을 제공받는다.
예를 들면, 수신기에서 송신기의 m 번째 송신안테나를 통해 전송된 신호
Figure 112008027012251-PAT00024
를 검출하고자 한다면, 상기 수신신호(r)에서 m 번째 송신신호
Figure 112008027012251-PAT00025
를 제외한 M-1개의 송신안테나들로 전송된 신호를 제거한다. 상기 M-1개의 송신안테나들로부터 전송된 각각의 신호에 대한 평균값은 상기 복조 및 복호기(107)로부터 제공받은 이전 반복과정에서의 부호화 비트의 LLR 값으로부터 구해진다.
상기 필터계수 계산부(210)는 상기 채널 추정기(103)로부터 채널행렬(H) 정보를 제공받고, 상기 복조 및 복호기(107)로부터 m번째 송신안테나를 제외한 다른 M-1개의 송신안테나들로 전송된 신호의 평균값을 피드백 받아, MMSE 필터 계수
Figure 112008027012251-PAT00026
를 계산한다. MMSE 방식을 사용할 경우, 상기
Figure 112008027012251-PAT00027
은 하기 <수학식 3>으로 구해질 수 있다. 하기 <수학식 3>은 기존 MMSE 필터 계수를 구하는 상기 <수학식 2>을 다르게 표현한 것이다.
Figure 112008027012251-PAT00028
여기서,
Figure 112008027012251-PAT00029
은 송신신호의 전력,
Figure 112008027012251-PAT00030
은 백색잡음의 전력, H는 M×N 크기의 채널행렬,
Figure 112008027012251-PAT00031
는 N×N 단위행렬, (ㆍ)H는 공액 전치(conjugate transpose) 행렬이다. M은 송신 안테나 수, N은 수신 안테나 수,
Figure 112008027012251-PAT00032
는 H의 m번째 열이고,
Figure 112008027012251-PAT00033
(j=1,2,...,m-1, m+1,...,M)은 송신 신호
Figure 112008027012251-PAT00034
검출시 안테나 j에서 전송된 신호
Figure 112008027012251-PAT00035
에 의해 발생하는 간섭신호이다.
본 발명에서, 상기 MMSE 필터 계수
Figure 112008027012251-PAT00036
계산과정에서 복잡도를 줄이기 위해, 2개의 송신 안테나를 사용할 시, 즉 M=2일 때, 상기 <수학식 3>을 행렬 반전 정리(Matrix Inversion Lemma)를 사용하여 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008027012251-PAT00037
Figure 112008027012251-PAT00038
여기서,
Figure 112008027012251-PAT00039
,
Figure 112008027012251-PAT00040
,
Figure 112008027012251-PAT00041
으로 치환한다.
즉, 상기 <수학식 4>에서는 채널 및 백색 잡음에 의한 부분(
Figure 112008027012251-PAT00042
)과 다른 안테나로부터 발생하는 간섭신호(
Figure 112008027012251-PAT00043
)를 분리하여 채널 및 백색 잡음에 대한 행렬 T를 정의한다. 상기 T 행렬의 역행렬을 이용하여 상기 <수학식 4>와 같이 정리함으로써, M개의 전송 신호를 검출하기 위해서 한 번의 T의 역행열 계산이 요구될 뿐 아니라 상기 복조 및 복호기(107)로부터 송신 신호에 대한 정보가 갱신되는 반복 과정 중에도
Figure 112008027012251-PAT00044
과
Figure 112008027012251-PAT00045
만을 갱신하고 새로운 역행렬 계산할 필요가 없다. 반면 상기 <수학식 3>을 참조하면 상기 복조 및 복호기(107)로부터 송신 신호에 대한 정보가 갱신되는 반복 과정마다
Figure 112008027012251-PAT00046
를 구하기 위해 (ㆍ)-1 역행렬 계산을 해야한다.
하지만, MMSE 필터 계수
Figure 112008027012251-PAT00047
을 상기 <수학식 4>처럼 정리하기 위해서는 송신안테나가 2인 경우(M=2)에만 가능한다. 따라서, 세 개 이상의 송신 안테나를 사용할 경우, 즉 M≥3일 때, 상기 <수학식 3>은 상기 <수학식 4>와 같은 형태로 직접 변환될 수 없다. 이를 위해 M-1개의 간섭신호 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 신호를 하기 <수학식 5>와 같이 선택하고 상기 <수학식 4>와 같은 방식으로 MMSE 필터 계수를
Figure 112008027012251-PAT00048
결정한다.
Figure 112008027012251-PAT00049
여기서,
Figure 112008027012251-PAT00050
는 송신 안테나 j를 통해 전송되는 신호에 의해 발생하는 간섭신호이다. 즉, 송신안테나 M개일 경우, 검출하고자 하는 송신 안테나로부터의 신호를 제외한 나머지 M-1개의 송신 안테나로부터 전송되는 신호에 의해 발생하는 간섭신호 중 가능 큰 영향을 미치는 간섭신호를 선택하여, m 번째 송신안테나의 신호와 간섭신호가 가장 큰 j 번째 송신안테나의 간섭신호를 고려하여 하기 <수학식 4>와 같이 치환한다.
상기 필터계수 계산부(210)의 역행렬 계산부(211)는 상기 복조 및 복호기(107)에서 제공되는 정보에 상관없이, 상기 정의된 T 행렬의 역행렬을 계산한다. 간섭 신호 선택부(212)에서는 다른 송신안테나들을 통한 전송신호 중 현재 검출하고자 하는 신호에 가장 큰 영향을 미치는 간섭 신호를 선택한다.
따라서, 본 발명의 MMSE-SIC 신호검출 방식에서는 M개의 송신된 신호를 검출하기 위하여 반복 검출 횟수에 상관없이 한번의 역행렬 계산만이 요구된다. 간섭 신호 선택에 약
Figure 112008027012251-PAT00051
의 연산량이 요구되므로 총 복잡도는
Figure 112008027012251-PAT00052
으로 나타낼 수 있다. 여기서, M은 송신안테나 개수, N은 수신안테나 개수, L은 반복검출 횟수이다.
상기 신호 검출부(220)는 상기 필터계수 계산부(210)에서 계산된 MMSE 필터 계수
Figure 112008027012251-PAT00053
와 상기 간섭신호 제거부(200)에서 간섭을 제거한 수신신호
Figure 112008027012251-PAT00054
를 곱하여 실제로 m 번째 송신 안테나에서 전송된 송신신호
Figure 112008027012251-PAT00055
를 검출한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 수신기는 300 단계에서 다수의 수신안테나들(101_1 내지 101_N) 각각을 통해 수신된 신호를 입력받아 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널계수들(channel coefficients)을 추정한다. 이때, 상기 채널계수들로 구성되는 채널행렬 크기는 M×N이 된다.
이후, 상기 수신기는 302 단계에서 수신안테나들(101_1 내지 101_N) 각각을 통해 수신된 신호에서 해당 송신안테나를 통해 전송된 신호를 검출하기 위해, 상기 수신신호에서 상기 해당 송신안테나를 제외한 다른 송신안테나를 통해 전송된 신호를 제거한다. 상기 해당 송신안테나를 제외한 다른 송신안테나를 통해 전송된 신호는, 이전 반복과정까지 계산한 부호화 비트의 LLR 값으로부터 구할 수 있다.
이후, 상기 수신기는 304 단계에서 송신안테나 수를 확인하여 송신안테나 개수가 2이면, 308 단계로 진행하고, 송신안테나 개수가 2가 아니면(즉 송신안테나 개수가 3 이상일 경우) 306 단계로 진행하여 M-1개의 간섭신호(해당 송신안테나를 제외한 M-1개의 송신안테나를 통해 전송된 신호) 중 가장 큰 간섭 신호를 선택한 다. 이는 송신안테나 3개 이상일 경우에도 상기 <수학식 4>과 같이 치환하기 위함이다. 예를 들면, 4개의 송신안테나를 통해 신호가 전송될 때, 제 1 송신안테나를 통해 전송된 신호를 검출하기 위해서, 나머지 3개의 송신안테나 중 상기 제 1 송신안테나를 통해 전송된 신호에 간섭을 가장 많이 일으키는 간섭신호를 선택하여 상기 <수학식 4>과 같이 정리한다.
이후, 상기 수신기는 308 단계에서 채널 및 잡음에 의한 부분(상기 <수학식 4>에서 T 행렬)과 다른 송신안테나로부터 발생하는 간섭신호를 분리한다. 이는 MMSE 필터를 계산시 역행렬의 연산과정을 줄이기 위함이다.(상기 <수학식 4>, <수학식 5> 참조)
이후, 상기 수신기는 312 단계에서 T 역행렬을 산출하고, 314 단계에서 MMSE 필터링 계수를 결정한다. 상기 T 행렬은 반복과정 시에 변하지 않는 값들로 구성된다.
이후, 상기 수신기는 316 단계에서 상기 MMSE 필터링 계수를 이용하여 신호를 검출한다.
이후, 상기 수신기는 신호검출 절차를 종료한다.
도 4는 본 발명에 따른 성능 결과 그래프를 도시하고 있다.
상기 도 4를 참조하면, 독립적 페이딩 채널 환경에서 부호율 0.5인 블록 LDPC(Low-density parity-check codes) 부호를 사용했을 때의 송수신 안테나 수에 따른 본 발명에서 제안하는 MMSE-SIC 신호 검출의 프레임 오류 확률(Frame Error Rate:FER) 성능을 나타낸다. 변조 방식은 QPSK 변조를 사용하였으며 반복 검출 횟수를 L=5회로 설정하였다.
(a)와 같이 송신 안테나 수가 두 개 일 때는 낮은 복잡도로 기존의 MMSE-SIC 검출 방식과 동일한 성능을 나타내며 (b)와 같이 송신 안테나 수가 3개 이상일 경우에는 간섭 신호를 선택하여 사용하므로 기존의 방식과 비교하여 약 0.3dB의 SNR 성능 열화를 나타낸다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 송ㆍ수신 장치도,
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 상세한 MIMO 검출기,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 흐름도,
도 4는 본 발명에 따른 성능 결과 그래프.

Claims (20)

  1. 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치에 있어서,
    제 1 신호와 제 2 신호를 수신하는 다수의 수신안테나와,
    상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분한 후 행렬 반전 정리(Matrix Inversion Lemma)를 이용하여 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터계수를 계산하는 필터계수 계산부와,
    상기 MMSE 필터 계수를 이용하여 해당 송신신호를 검출하는 신호 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 제 1 안테나를 통해 전송된 상기 해당 송신신호 및 백색 잡음을 포함한 신호이고, 상기 제 2 신호는 상기 제 1 안테나를 제외한 다른 안테나를 통해 전송된 신호인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 신호는 상기 제 1 신호에 간섭을 일으키는 간섭신호인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 수신신호에서 상기 제 2 신호를 제거하는 간섭신호 제거부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제거된 제 2 신호는 이전 반복과정 중 계산된 데이터 비트의 로그 우도비(Log-Likelihood Ratio: LLR) 값으로 구해진 평균 신호인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 필터계수 계산부와,
    상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분하여, 상기 제 2 신호를 송신안테나 개수에 따라 처리하는 간섭신호 선택부와,
    상기 제 1 신호의 역행렬을 계산하는 역행렬 계산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 반복과정 중 값이 변하지 않는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 간섭신호 선택부와,
    상기 송신안테나가 적어도 3개 이상일 경우, 간섭영향을 가장 크게 미치는 신호를 상기 제 2 신호로 처리하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  9. 제 6항에 있어서,
    상기 MMSE 필터 계수는 하기 <수학식 6>으로 계산되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
    Figure 112008027012251-PAT00056
    Figure 112008027012251-PAT00057
    여기서,
    Figure 112008027012251-PAT00058
    은 송신신호의 전력,
    Figure 112008027012251-PAT00059
    은 백색잡음의 전력, H는 M×N 크기의 채널행렬,
    Figure 112008027012251-PAT00060
    는 N×N 단위행렬, (ㆍ)H는 공액 전치(conjugate transpose) 행렬이고, M은 송신 안테나 수, N은 수신 안테나 수,
    Figure 112008027012251-PAT00061
    는 H의 m번째 열이고,
    Figure 112008027012251-PAT00062
    (j=1,2,...,m-1, m+1,...,M)은 송신 신호
    Figure 112008027012251-PAT00063
    검출시 안테나 j에서 전송된 신호
    Figure 112008027012251-PAT00064
    에 의해 발생하는 간섭신호,
    Figure 112008027012251-PAT00065
    ,
    Figure 112008027012251-PAT00066
    ,
    Figure 112008027012251-PAT00067
    이며. 상기 송신안테나가 적어도 3개 이상일 경우 간섭영향을 가장 크게 미치는 신호
    Figure 112008027012251-PAT00068
    선택함.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 검출된 해당 신호를 복호화하는 복호기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  11. 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신방법에 있어서,
    다수의 안테나를 통해 제 1 신호와 제 2 신호를 수신하는 과정과,
    상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분한 후 행렬 반전 정리(Matrix Inversion Lemma)를 이용하여 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터계수를 계산하는 과정과,
    상기 MMSE 필터 계수를 이용하여 해당 송신신호를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 제 1 안테나를 통해 전송된 상기 해당 송신신호 및 백색 잡음을 포함한 신호이고, 상기 제 2 신호는 상기 제 1 안테나를 제외한 다른 안테나를 통해 전송된 신호인 것을 특징으로 하는 수신방법.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 제 2 신호는 상기 제 1 신호에 간섭을 일으키는 간섭신호인 것을 특징으로 하는 수신방법.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 수신신호에서 상기 제 2 신호를 제거하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 제거된 제 2 신호는 이전 반복과정 중 계산된 데이터 비트의 로그 우도비(Log-Likelihood Ratio: LLR) 값으로 구해진 평균 신호인 것을 특징으로 하는 수신방법.
  16. 제 11항에 있어서,
    상기 MMSE 필터계수를 계산하는 과정은,
    상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호를 구분하는 과정과,
    상기 제 2 신호를 송신안테나 개수에 따라 처리하는 과정과,
    상기 제 1 신호의 역행렬을 계산하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 반복과정 중 값이 변하지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 16항에 있어서,
    상기 제 2 신호를 송신안테나 개수에 따라 처리하는 과정은,
    상기 송신안테나가 적어도 3개 이상일 경우, 간섭영향을 가장 크게 미치는 신호를 상기 제 2 신호로 처리하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  19. 제 16항에 있어서,
    상기 MMSE 필터 계수는 하기 <수학식 7>으로 계산되는 것을 특징으로 하는 수신방법.
    Figure 112008027012251-PAT00069
    Figure 112008027012251-PAT00070
    여기서,
    Figure 112008027012251-PAT00071
    은 송신신호의 전력, 은 백색잡음의 전력, H는 M×N 크기의 채널행렬,
    Figure 112008027012251-PAT00073
    는 N×N 단위행렬, (ㆍ)H는 공액 전치(conjugate transpose) 행렬이고, M은 송신 안테나 수, N은 수신 안테나 수,
    Figure 112008027012251-PAT00074
    는 H의 m번째 열이고,
    Figure 112008027012251-PAT00075
    (j=1,2,...,m-1, m+1,...,M)은 송신 신호
    Figure 112008027012251-PAT00076
    검출시 안테나 j에서 전송된 신호
    Figure 112008027012251-PAT00077
    에 의해 발생하는 간섭신호,
    Figure 112008027012251-PAT00078
    ,
    Figure 112008027012251-PAT00079
    ,
    Figure 112008027012251-PAT00080
    이며. 상기 송신안테나가 적어도 3개 이상일 경우 간섭영향을 가장 크게 미치는 신호
    Figure 112008027012251-PAT00081
    선택함.
  20. 제 11항에 있어서,
    상기 검출된 해당 신호를 복호화하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
KR1020080035099A 2008-04-16 2008-04-16 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법 KR101402238B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080035099A KR101402238B1 (ko) 2008-04-16 2008-04-16 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법
US12/386,299 US8275076B2 (en) 2008-04-16 2009-04-16 Receiver and method for detecting signal in multiple antenna system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080035099A KR101402238B1 (ko) 2008-04-16 2008-04-16 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20090109716A true KR20090109716A (ko) 2009-10-21
KR101402238B1 KR101402238B1 (ko) 2014-06-02

Family

ID=41201082

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080035099A KR101402238B1 (ko) 2008-04-16 2008-04-16 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8275076B2 (ko)
KR (1) KR101402238B1 (ko)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101026021B1 (ko) * 2009-09-16 2011-03-30 포항공과대학교 산학협력단 시공간 블록 부호의 검출 방법 및 장치
KR101697429B1 (ko) * 2015-07-31 2017-01-17 연세대학교 산학협력단 전이중 다중 안테나를 이용하는 송수신 장치 및 방법
US9660709B1 (en) * 2015-12-04 2017-05-23 Uurmi Systems Pvt. Ltd. Systems and methods for calculating log-likelihood ratios in a MIMO detector
US10404336B1 (en) 2017-07-17 2019-09-03 Marvell International Ltd. Systems and methods for channel correlation based user detection in an uplink multi-user transmission of a multiple-input multiple-output network
CN112383330B (zh) * 2020-11-03 2022-02-08 上海擎昆信息科技有限公司 Mu-mimo信号检测方法及装置、设备、存储介质

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI982857A (fi) * 1998-12-31 2000-07-01 Nokia Networks Oy Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin
JP3714910B2 (ja) * 2001-02-20 2005-11-09 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ ターボ受信方法及びその受信機

Also Published As

Publication number Publication date
US8275076B2 (en) 2012-09-25
US20090262871A1 (en) 2009-10-22
KR101402238B1 (ko) 2014-06-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100892104B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
KR100667821B1 (ko) 직접 행렬 역변환 ｍｉｍｏ 검출을 통한 소프트 비트메트릭 산출 방법
EP1843534B1 (en) Apparatus and method for generating log likelihood ratio in a multiple-input multiple-output communication system
KR100690873B1 (ko) Ｍｉｍｏ시스템의 복호장치 및 방법
KR101001541B1 (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 큐알분해 기반의 신호검출 장치 및 방법
US20040013212A1 (en) Method and apparatus for receiving digital wireless transmissions using multiple-antenna communication schemes
US8488721B2 (en) Adaptive QRD-M algorithm based signal detecting method by using constellation set grouping in spatial multiplexing multiple-input multiple-output system
KR101106682B1 (ko) 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법
KR20090046599A (ko) 다중 안테나 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법
KR101043698B1 (ko) 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법
JP2010506436A (ja) 無線通信装置
KR20090109716A (ko) 다중안테나 시스템에서 신호검출을 위한 수신장치 및 방법
JP4157043B2 (ja) 少なくとも３つの送信アンテナを使用する無線通信システムの受信装置
US7782981B2 (en) Signal processing apparatus and method
KR100723876B1 (ko) 멀티레벨변조신호 기반의 검파 장치, 반복 수신 장치 및이를 이용한 방법
JP5086372B2 (ja) 通信に関連する方法及び構成
EP2597797A1 (en) Interference cancellation method with multiple data layer MIMO transmission
KR100993422B1 (ko) 반복 수신 장치 및 반복 복호 장치
KR101255364B1 (ko) 통신 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치
KR101371179B1 (ko) 다중안테나 시스템에서 간섭제거를 위한 수신 장치 및 방법
KR100926566B1 (ko) 연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법
US8477884B2 (en) Accelerated turbo transceiver and method for MIMO system
KR100747595B1 (ko) 다수의 송수신 안테나를 구비한 통신시스템의 연판정 심볼검출 장치 및 그 방법
KR100940992B1 (ko) Ｍｉｍｏ 시스템에서 수신기 및 복호 방법
KR101040606B1 (ko) 공간 변조된 신호의 복원 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170427

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180427

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee