KR20080112128A - 위성 전송 채널 검출 방법과 이러한 방법을 이용하는 수신디바이스 - Google Patents

위성 전송 채널 검출 방법과 이러한 방법을 이용하는 수신디바이스 Download PDF

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KR20080112128A
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Abstract

본 발명은 다른 폭의 채널을 수신하는 디바이스에 대한 자동적인 채널 검색에 필요한 시간을 줄인다. 본 발명은 모든 반송파 주파수를 찾기 위한 주파수 범위의 제1 스캐닝을 실행하는 채널 검출 방법을 제안한다. 이 측정값은 저장된다. 그 다음 이 저장된 측정값의 분석은 그 출처가 위성인지 FM 소스인지에 대한 여부를 결정할 수 있고, 오로지 위성 소스와 대응하는 데이터는 유지된다.
Figure P1020080057501
위성 전송 채널, 수신 디바이스, 반송파 주파수, 주파수 스텝, 수신 전력, 슬라이딩 주파수 윈도, 채널 검출, 표준 편차, 임계값 등.

Description

위성 전송 채널 검출 방법과 이러한 방법을 이용하는 수신 디바이스{SATELLITE TRANSMISSION CHANNEL DETECTION METHOD AND RECEPTION DEVICE USING THE METHOD}
본 발명은 전송 대역의 주파수 스캐닝을 실행하는 수신 디바이스에서 사용되는 채널 검출 방법과, 이 방법이 구현되도록 허용하는 디바이스에 관한 것이다.
여러 텔레비전 수신 디바이스는 현재 시장에서 유통되는데, 그 중에서도 특히, 위성 디코더가 그러하다. 프로그램을 수신하기 위해, 수신기는 채널의 목록을 식별해야 한다. 제1 방법에 따르면, 사용자는 수신기가 위치한 장소에서 동작 시 주파수 범위를 도입함으로써 이의 수신기를 수동으로 구성한다. 수신기로 하여금 이용 가능한 채널을 검색하도록 하는 자동적인 방법이 또한 존재한다. 간단한 모드에 따르면, 상기 자동적인 검색은 디바이스에 의해 사용되는 전체 수신 대역을 주파수 스캐닝하고 나서, 수신된 채널에 관한 일부 정보뿐 아니라 모든 반송파 주파수를 기억하는 것으로 구성된다. 위성 디코더에 있어서, 스캐닝될 수신 대역은 예컨대, 1GHz가 되므로 비교적 긴 스캐닝을 요구할 수 있다.
상기 대역의 스캐닝을 실행하기 위해, 주파수 스텝마다 스캐닝하는 것이 알려져 있다. 이 주파수 스텝은 채널의 폭보다 작거나 같도록 고정되므로, 만일 채널이 상기 수신 대역 어딘가에 존재하는 경우, 이를 찾는 것은 필수적이다. 주파수가 증가하는 동안, 이 주파수에 대응하는 신호가 측정되어 임계값과 비교된다. 신호가 상기 임계값보다 큰 경우, 이 주파수는 채널의 반송파 주파수를 결정하기 위해 양으로 그리고 음으로 변화된다. 그 다음 상기 채널은 상기 발견된 채널에 관한 정보를 획득하고 기억하기 위해 디코딩된다.
이 위성 전송은 다른 채널 폭을 사용한다. 예로써, 이와 동일한 위성은 25.33 또는 40MHz의 폭을 갖는 채널을 브로드캐스팅할 수 있다. 그러므로 상기 스캐닝은 가장 짧은 채널 폭에 대응하는 스텝으로 실행된다. 채널 유형을 식별하기 위해, 각각의 주파수 스킵(skip) 동안, 어떤 채널이 각각의 채널 유형에 대해 연속적인 식별을 이용하는 것으로 알려졌는지를 확인하는 것이 필요하다.
상기 동작에 필요한 시간은 N*Ts+M*Ti와 동일하고, N은 실행될 스킵 횟수가 된다. 상기 Ts는 대역 스캐닝을 실행하는 발진기의 주파수 변화에 필요한 시간이고, M은 상기 스캐닝된 대역에 존재하는 채널의 개수이고, Ti는 채널의 평균 식별 시간이다. 전체 대역의 스캐닝은 몇(several:6~7분) 분을 지속할 수 있다.
미국특허문서 '6 362 772-SKOTCH DERWIN'은 위성으로부터 신호를 수신하기 위한 하나의 장비를 설명한다. 위성 안테나는 모든 주파수를 스캐닝하여 서버에 정보를 전송하는 디바이스에 연결된다. 상기 서버는 사용자 디바이스에 연결된다. 관련된 안테나와 필터는 오로지 위성 소스로부터 전송 신호를 수신하는 것으로 알려 져 있어서, 다른 소스와의 구별문제는 존재하지 않는다.
미국특허문서 '6 732 061-WICHELMAN'은 전문적인 네트워크 헤드를 설명한다. 이 네트워크 헤드는 전송 주파수가 드리프트되었는지에 대한 여부를 확인하기 위해 주파수 스텝에 의한 스펙트럼 분석을 실행한다. 이 네트워크 헤드가 바른(right) 주파수에 더 이상 설정되어 있지 않을 경우, 자동 정정 방법이 실행된다. 이러한 문서는 상기 수신된 채널 유형이 검출되도록 할 수 없다.
본 발명의 하나의 목적은 다른 폭의 채널을 수신하는 디바이스에 대한 자동적인 채널 검색에 필요한 시간을 줄이는 것이다. 본 발명은 전체 주파수 범위의 고속 측정 단계와 그 다음에, 특정 주파수에 대한 측정값의 이용 및 필터링 단계를 포함하는 채널 검출 방법을 제안한다.
본 발명은 상기 대역에 속한 복수의 주파수에 대한 수신 전력의 제1 측정 단계로서, 상기 각각의 측정이 주파수 스텝에 의해 분리되는, 제1 측정 단계와 모든 전력 측정값의 기억 단계를 포함하는 전송 대역에서 검출된 채널 목록을 만드는 방법이고,
이 방법은 상기 기억된 결과로부터의 채널 검출의 나중 단계, 슬라이딩 주파 수 윈도에 대한 2차 전력의 계산 단계와, 상기 채널 항목을 만들기 위해 검출된 채널 중에서의 위성 채널 선택 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는데, 위성 신호는 미리 결정된 임계값보다 큰 2차 전력을 갖는다.
이렇게 하여, 단일 측정 스위프(sweep)에서 위성 채널의 목록을 결정하는 것이 가능하다.
제1 개선점에 따르면, 채널 검출 단계는 결정된 측정값의 수를 갖는 슬라이딩 윈도로부터 확립된 평균치로부터의 모든 측정값에 대한 제1 표준 편차를 계산하는 것이다. 반송파 주파수의 검출은 주어진 주파수를 위해 계산된 제1 표준 편차가 결정된 임계값보다 작을 경우 일어난다.
또 다른 개선점에 따르면, 위성 채널의 추출 단계는 이전에 계산된 제1 표준 편차의 윈도에 대한 제2 표준 편차를 계산함으로써 실행되는데, 상기 제1 표준 편차 윈도는 검출된 채널에 대응하는 주파수 일대에 집중되고, 상기 채널은 제2 표준 편차가 미리 결정된 임계값보다 작을 경우, 추출되어 목록에 놓여진다.
또 다른 개선점에 따르면, 상기 측정 스테이지 동안에 사용된 주파수 스텝은 2 MHz이다.
동시에 본 발명은 전송 대역에 위치한 수신 주파수를 이용하는 다중 채널 수신 디바이스에 관한 것이며, 이 디바이스는:
- 상기 대역에 속하는 복수의 주파수에 대한 수신 전력을 측정하는 수단으로서, 각각의 측정은 주어진 주파수 스텝만큼 분리되는, 수신 전력을 측정하는 수단과,
- 상기 측정된 전력을 기억하는 수단을
포함하고,
이 디바이스는 상기 기억된 결과로부터의 채널 검출 수단과, 검출된 채널 중 위성 채널 선택 수단을 포함하고, 상기 선택 수단은 슬라이딩 주파수 윈도에 대한 2차 전력을 계산하고, 결정된 임계값보다 큰 2차 전력을 갖는 신호는 위성에서 발생한 신호인 것을 특징으로 한다.
본 발명은 더 잘 이해될 것이고, 다른 특정한 특징 및 이점은 다음의 설명을 읽을 때 나타날 것이고, 이 설명은 부가된 도면을 참조한다.
본 발명은 다른 폭의 채널을 수신하는 디바이스에 대한 자동적인 채널 검색에 필요한 시간을 줄이고, 본 발명은 전체 주파수 범위의 고속 측정 단계와 그 다음에, 특정 주파수에 대한 측정값의 이용 및 필터링 단계를 포함하는 채널 검출 방법을 제안한다.
도 1은 LNB로 더 흔히 알려진 저잡음 블록(Low Noise Bloc)(2)을 특징으로 하는 안테나(1), 위성 디코더(3)와 텔레비전 스크린(4)을 포함하는 위성 텔레비전 전송 신호의 수신 디바이스를 도시한다. 상기 LNB(2)는 예컨대, 950과 2150MHz 사이의 크기를 포함하는 중간 주파수 대역에서 하나 이상의 위성에 의해 사용되는 전 송 대역의 교차(transposition)를 실행한다. 위성 디코더(3)는 동축 케이블(5)을 통해 LNB(2)로부터의 신호를 수신하고, 연결 케이블(6)을 통해 텔레비전 신호를 텔레비전 스크린(4)에 제공한다.
상기 위성 디코더(3)는 중간 대역에서 채널 선택을 실행하고 나서, 한편으로는, 텔레비전 스크린(4)에 적응된 텔레비전 신호를 복원하기 위해서 다른 한편으로는, 위성 프로그램 방송 동작자에게 특정한 서비스 데이터를 업데이트하기 위해서 채널로부터 유용한 정보를 복조하여 디코딩한다.
상기 위성 디코더(3)의 모델링은 도 2에서 도시된다. 도 2의 모델링은 본 발명에 따라 구현된 다른 구성요소를 더 상세하게 도시한다.
제1 대역-통과 필터(10)는 동축 케이블(5)에 연결되어 예컨대, 950 내지 2150MHz 사이의 범위에 있는 중간 대역을 선택한다. 증폭기(11)는 중간 대역 신호를 증폭하기 위해 제1 대역-통과 필터(10)에 연결된다. 혼합기(12)는 주파수 합성기(13)에 의해 만들어진 신호를 이용하여 중간 대역을 교차시킨다. 제2 대역 통과 필터(14)는 혼합기(12)에 의해 교차된 대역에서 채널을 선택한다. 제2 필터(14)는 변조 주파수로 집중되고 주어진 채널에 대응하는 대역폭을 선택하기 위해 가변성 대역폭을 가질 수 있다.
변조 및 디코딩 회로(15)는 채널의 변조 및 디코딩을 실행하고 데이터 스트림을 제공한다. 처리 회로(16)는 데이터 프로세싱을 실행하고 케이블(6)에서 제공되는 비디오 신호를 복원한다. 상기 처리 회로(16)는 모든 디코더를 제어하고, 무엇보다 특히, 위성 대역 주파수 플랜을 기억하기 위한 메모리(17)를 포함한다. 제 어 회로(18)는 필터(20)와 동축 케이블(5)로부터, 합성기(13)에 주파수 타깃을, 제2 필터(14)에 대역폭 선택 타깃을, 변조 및 디코딩 회로(15)에 채널 폭과 비트 전송 속도 타깃을, 그리고 증폭기(19)를 통해 LNB(2)에 제어 신호를 전송함으로써 수신된 채널을 제어하도록 사용된다. 게다가, 상기 제어 회로(18)는 입력단을 사용하여 수신된 주파수 채널의 수신 전력이 측정되도록 또한 가능케 하는 변조 및 디코딩 회로(15)로부터 로킹(locking) 신호를 수신하고, 상기 프로세싱 회로(16)와 지시 및 정보를 교환하기 위한 입/출력단을 사용한다.
동작자가 메모리(17)에 기억된 채널을 선택하는 경우, 프로세싱 회로(16)는 상기 메모리(17)에서 판독되는 파라미터(예컨대, 반송파 주파수, 채널 폭, LNB 분극)를 지닌 채널 변화 요청을 제어 회로(18)에 제공한다.
도 3은 메인 회로 간의 주요 링크와 데이터 스트림을 도시한다. 일실시예에 따르면, 텔레비전 송수신 디바이스는 합성기(튜너)와 DVB6S & S2 변조기를 포함한다. 튜너는 950 내지 2150MHz 사이 대역에서 동작하고 주파수 (1+rolloff)*Fs/2로의 변환을 실행한다(여기서, Fs는 충분히 고려한 채널의 심볼 주파수이다). 상기 변조기는 I 및 Q 아날로그 주파수 대역으로부터 신호를 사용하고, 이것은 이 신호로부터 다수의 정보를 추출하기 위한 것이다. 이러한 회로는 I2C 링크를 통해 다수의 방법으로 그리고, "Analog AGC Feedback"으로 기재된 리턴 링크에 의한 아날로그 방법으로 튜너와 통신한다. 변조기는 다음의 기능을 실행한다:
- ADC(포멧 정정, 연속 컴포넌트 삭제, I&Q 정정...통한),
- 튜너 이득의 자동 제어,
- 반송파의 회복,
- 에러 정정 코드의 관리,
- ... 등.
자동 채널 검색 동안에, 프로세싱 회로(16)는 제어 회로(18)에서 검색 알고리즘을 트리거한다. 그러므로 제어 회로(18)는 메모리(17)에서 읽기 및 쓰기 액세스를 할 수 있다. 우선 첫째로, 상기 튜너는 결정된 스킵을 실행함으로써 전체 주파수 범위에 대한 수신 신호의 크기를 측정하고 나서, 상기 측정값이 분석되고, 발견된 반송파 주파수는 오로지 위성 채널을 유지하기 위해 필터링된다.
도 4는 950 내지 2150MHz 사이 범위에서 측정값 캠페인을 도시한다. I 및 Q 대역 필터의 차단 주파수는 최소 대략, 5MHz로 감소된다. 이 값은 신호 검출에 고려되는 최상의 해상도 대역폭으로 간주된다. 실험이 보이는 바는, 하나의 주파수에서 다른 주파수로 전해질 2MHz의 주파수 스텝 사용은 반송파 주파수를 결정하는데 있어서의 정확성과 950 내지 2150MHz 사이 범위의 풀 스캐닝 시간 사이에 양호한 절충안을 제공한다는 사실이다. 각각의 측정값에 있어서, 수신된 신호 전력이 측정되어 메모리(17)에 저장된다. 간주되는 범위에서, 상기 수신 디바이스는 600개의 측정값을 실행한다. 실험이 보이는 바는, 완전한 측정을 실행하는데 45초가 요구된다는 사실이다. 이 측정은 10.7에서 11.7GHz까지의 낮은 대역의 일 측정 부분으로부터 11.7에서 12.75GHz까지의 높은 대역으로, 그리고 또한 수직 분극으로부터 수평 분극으로 넘어감으로써 4개의 연속 스캐닝을 실행하는 것으로 이루어져 있다. 그러므로 상기 측정은 2MHz의 스텝을 갖는 4개의 서브-대역을 연속으로 스캐닝함으 로써 실행된다. 도 4는 전체 범위에서 측정된 스펙트럼 글로벌 앤벨로프(spectral global envelope)를 도시한다. 측정된 각각의 전력(Pi)은 메모리에 저장되고, 측정 주파수에 결합된다.
일반적인 채널 검색 알고리즘이 도 5에서 도시된다. 예비 단계는 주파수 범위의 스캐닝 프로세스를 실행하는 것으로 이루어진다. 이러한 단계는 제1 파워링-업 동안에 전형적으로 실행된다. 이 단계는 수신 디바이스에 링크된 원격 제어기상의 버튼을 누름으로써 도입되는 제어신호를 이용하여, 메뉴로부터 또한 실행될 수 있다. 그 다음, 제어 회로는 필연적인 주파수, 대역폭 및 비트 전송 속도 지시를 주파수 합성기(13), 필터(14) 그리고 변조 및 디코딩 회로(15)에 전송한다.
단계 5.1에서, 950MHz로부터 2150MHz까지의 전체 주파수 범위는 결정된 값, 전형적으로 2MHz의 스텝마다 조사된다(explored). 모든 측정값은 메모리에 저장된다. 단계 5.2에서, 상기 측정값은 메모리로부터 추출되어 사용된다. 변형은 측정값의 이용이 부수적으로 측정값 획득의 이용과 동시에 실행되는데서 존재한다. 그러므로 이 두개의 업무는 동시에 실행된다.
단계 5.3에서, 트랜스폰더가 검출된다. 이 검출은 4개의 연속 전력 측정값[Pi-3, Pi-2, Pi-1, Pi]의 슬라이딩 윈도를 고려함으로써 실행된다. 유익하게는, 이 슬라이딩 윈도는 반송파 주파수가 검출되도록 허용한 것과 동일하지만, 이것은 필수적이지 않다. 특히, 더 미세한 스텝(2MHz 미만)이 사용되는 경우이다. 이러한 경우에, 4개의 스텝 윈도는 반송파 주파수 프론트(front)를 검출하는데 충분하지만, 반드시 검출된 반송파 주파수의 모양이어야 하는 것은 아니다. 그러므로 전송 성질(nature)을 결정하기 위한 슬라이딩 윈도는 더 많은 측정 포인트를 포함하므로, 이 슬라이딩 윈도는 더 커진다. 무선 수신 회로(RRC:Radio Reception Circuit)의 시작에서 식별된 각각의 평균 2차 전력(예컨대, 85 dBm로부터 -10 dBm까지)은 (16 비트로) -65535로부터 0으로 각각 코딩된 자동 이득 제어(AGC:Automatic Gain Control) 값에 대응한다. 데이터(Pi-2-Pi-3)(예컨대, (-32000)-(-32500))가 결정된 임계값보다 작을 경우, 트랜스폰더 에지가 검출된다. 도 3에 의해 도시된 예에서 그리고 사용된 스케일에 따르면, +900 값은 양의 트랜스폰더 에지를 검출하기 위한 임계값의 역할을 하는데, 이 임계값은 시간 절약을 위해 중복인 음의 스텝 에지의 프로세싱이 회피되도록 허용한다. 더욱이, 이 임계값은 +900보다 더 큰 차이 값(Pi-2-Pi-3)에 대응하는 더 낮은 에지 부분에서 측정 포인트의 프로세싱을 회피한다.
레지스터가 오버플로우하지 않도록 하기위해 그리고 계산 시간(정수로)을 최대화시키기 위해, 디바이딩 계수(16)는 앞으로의 표준 편차 계산을 위해 모든 측정된 전력 값에 대한 AGC를 위해 적용된다. 결과적으로, 도 4의 모든 측정값은 이 계수(16)에 의해 분할된다.
상기 절차는 채널 주파수를 결정하기 위해 4개의 연속 전력 측정값(Pi, Pi-1, Pi-2 및 Pi-3)의 "QDi"로 불리는 표준 편차를 계산하면서 시작한다. 채널을 폭로하는 피크의 상단에서, 연속 전력은 서로 아주 근접해 있고(도 4에서의 측정값 레이아웃 참조), 그러므로 추론되는 표준 편차는 아주 낮아진다. 이러한 표준 편차의 최소값을 위한 검색은 채널과 연관된 주파수를 결정한다.
그러므로 검출된 "i"반송파 주파수의 2차 전력 또는 QDi 표준 편차는 다음 방정식으로 계산된다:
Figure 112008043694558-PAT00001
여기서, "Pmoy"는 4개의 연속 전력의 평균이다:
Pmoy는 (Pi+Pi-1+Pi-2+Pi-3)/4이다.
THRESHOLD_QDi 표준 편차 임계값은 트랜스폰더 피크를 한정하기 위해 결정된다. 0.000500이 트랜스폰더의 존재에서 발견되는 것보다 큰 값임을 실험을 통해 결론 내렸다.
더욱이, 트랜스폰더의 존재에서 실행된 측정의 예는:
Figure 112008043694558-PAT00002
결과를 보여줬다.
상기 평균은: Pmoy=-2012이므로, QDi 값은:
Figure 112008043694558-PAT00003
이다.
트랜스폰더 없이, 가파른 에지에서의 측정값은 예컨대:
Figure 112008043694558-PAT00004
이다.
동일한 계산은
Figure 112008043694558-PAT00005
의 2112의 평균을 위해 QDi 값을 준다.
그러므로 QDi 표준 편차가 0에 더 근접할수록, 사용자는 트랜스폰더에 쪽으로 더 근접해진다는 사실이 관찰된다. 실험이 보이는 바는, 정확한 임계값(THRESHOLD_QDi)은 QDi를 위해 측정된 최대 값의 12% 즉, 400 E-5=50 E-5(THRESHOLD_QDi)의 12%를 취하는 것으로 구성된다는 사실이다.
상기 측정값: 1.7 E-5는 상기 임계값: 50 E-4보다 훨씬 더 작으므로, i 측정값은 피크에 대응한다.
각각의 측정값에 대응하는 QDi는 THRESHOLD_QDi과 비교되고, 최소값은 피크 위치에 대응할 것이다.
도 6은 측정 주파수에 따른 다른 QDi 계산을 도시한다.
단계 5.4는 소스가 위성 소스인지에 대한 여부의 결정을 가능하게 한다. 위 성 주파수를 위해 측정된 신호의 모양이 반송파 주파수 주위에서 폭이 넓지만, FM 주파수를 위해 측정된 모양은 예컨대, 명확히 더 상승된 프로파일을 갖는다는 점이 주목된다. 구체적으로, 테스트 프로세스는 이의 성질을 구별하기 위해 검출된 트랜스폰더 주파수에 집중된 3개의 연속 주파수(i-1, i, i+1) 주위에서 계산된 3개의 2차 전력을 이용하는 것으로 이루어진다.
상기 결정은 검출된 채널에 대응하는 주파수에 집중된 윈도에 대한 QD'의 표준 편차를 계산함으로써 실행된다. 다시 말해서 Fi 즉, 검출된 주파수인 상기 윈도는 QDi -1, QDi 및 QDi +1 표준 편차에 적용된다. 이 테스트는 QD 값과 THRESHOLD_QD'의 결정된 임계값을 비교하는 것을 포함한다.
Figure 112008043694558-PAT00006
여기서, "QDmoy"는 앞에서의 QDi의 평균이다:
즉,
Figure 112008043694558-PAT00007
이다.
상기 QD'의 값이 THRESHOLD_QD의 임계값보다 작을 경우, 검출된 반송파 주파수는 위성으로부터 온 것이다.
또한; 트랜스폰더를 포함하는 주파수 윈도에서 실행되는 측정값의 일예는:
-QDi =0.000017
-QDi+1 =0.000018
-QDi+2 =0.000019
라는 결과를 주었다.
계산 이후에: QD'moy=0.000018이고,
Figure 112008043694558-PAT00008
이다.
이러한 아주 작은 값은 위성 유형의 트랜스폰더의 존재를 가리킨다.
또 다른 일련의 측정값은 트랜스폰더를 포함하지 않는 주파수 윈도에서:
-QDi =0.000500
-QDi+1 =0.000018
-QDi+2 =0.000400
이라는 결과를 주었다.
계산 이후에: QD'i moy=0.000306이고,
Figure 112008043694558-PAT00009
이다.
광범위한 일련의 측정은 데이터의 시작(origin)이 위성으로부터 오는 것인지에 대한 여부를 결정하기 위해 각각의 검출된 채널에서 수신된 데이터를 분석함으로써 실행되었다. 실험이 보이는 바는, 검출된 거의 모든 위성 채널이 0.00002와 같은 THRESHOLD_QD'의 임계값보다 작은 QD'의 측정값을 갖는다는 사실이다. 상기 예에서, 0.000018은 0.00002보다 훨씬 작으므로, 위성 트랜스폰더는 분명히 존재한 다.
도 6은 1980MHz와 2090MHz 주파수 사이에서 뿐만 아니라 1010MHz와 1110MHz 주파수 사이에서 여러 아날로그 FM 트랜스폰더의 존재를 도시한다. 검출된 트랜스폰터의 성질을 결정하기 위한 검출 임계값은 도 6의 -1000에서부터 온다. 위성 트랜스폰더 중에서, 1490 MHz 주파수에 집중된 아주 넓은 주파수 전송 대역을 갖는 트랜스폰더가 검출될 수 있다.
단계 5.5에서, 위성 반송파 주파수는 검출되었고, 그 다음 이의 특징이 테이블에 기억된다.
단계 5.6에서, 위성 소스에 대응하는 심볼 주파수가 계산된다.
단계 5.7에서, 이것이 여전히, 분석될 측정값일 경우에 한하여, 단계 5.3으로 루프-백 하기위해 테스트가 실행된다. 남아있는 측정값이 존재하지 않을 경우, 전송 채널 검출 페이즈(phase)가 종료된다(단계 5.8). 수신 디바이스는 반송파 주파수와 심볼 주파수가 각각의 서비스에 대해 발견되도록 허용하는 이의 메모리에 테이블을 포함한다.
다른 실시예의 변형이 가능하다. 사용될 주파수 스텝의 선택은 또한 표시된 값과 다를 수 있다.
검색될 채널 유형 개수는 다른 부분에서 또한 바뀔 수 있다. 채널 유형에 대해, 동일한 대역폭의 채널이 또한 설명될 수 있으며, 상기 채널의 2진수 비트 전송 속도는 다르다. 또한, 검출 동작은 요구되는 기준에 관련하여 복조기의 로킹과 채널 비트 전송 속도의 식별을 포함한다. 특별한 경우에, 상기 채널 비트 전송 속도 는 변조 유형에 근접하게 링크되고, 상기 반송파 주파수의 로킹은 채널 비트 전송 속도가 대역폭과 관계없이 변하는 경우에, 반복되어야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 전송 대역의 주파수 스캐닝을 실행하는 수신 디바이스에서 사용되는 채널 검출 방법과, 이 방법이 구현되도록 허용하는 디바이스에 이용가능 하다.
도 1은 위성 텔레비전 전송을 위한 수신 디바이스를 도시한 도면.
도 2는 본 발명에 따른 위성 디코더를 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수신기에 포함된 메인 회로 사이에서의 데이터 스트림과 주요 링크를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 실행된 각 주파수 스텝에서의 전력 측정값에 대한 타이밍 다이어그램.
도 5는 채널 검출 방법의 동작 흐름도를 도시한 도면.
도 6은 각각의 주파수 스텝에서 실행된 QDi 표준 편차의 다른 계산을 도시한 도면.

Claims (8)

  1. 전송 대역에서 검출된 채널의 항목을 만드는 방법으로서,
    - 상기 대역에 속한 복수의 주파수에 대한 수신 전력의 제1 측정 단계(5.1)로서, 상기 각각의 측정이 주파수 스텝(step)에 의해 분리되는, 제1 측정 단계와,
    - 모든 전력 측정값을 기억하는 단계를
    포함하는 전송 대역에서 검출된 채널의 항목을 만드는 방법에 있어서,
    상기 기억된 결과로부터의 나중의 채널 검출 단계(5.3)와, 슬라이딩 주파수 윈도에 대한 2차 전력을 계산하는 단계와, 상기 채널 목록을 만들기 위해 검출된 채널 중에서의 위성 채널 선택 단계(5.4, 5.5)를 포함하되, 위성 신호는 미리 결정된 임계값보다 큰 2차 전력을 갖는 것을 특징으로 하는, 전송 대역에서 검출된 채널의 항목을 만드는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 채널 검출 단계(5.3)는 다수의 결정된 측정값의 슬라이딩 윈도에 대해 만들어진 평균으로부터의 모든 측정값에 대한 제1 표준 편차를 계산하는 단계를 포함하고, 반송파 주파수의 검출은, 주어진 주파수에 대해 계산된 제1 표준 편차가 결정된 임계값보다 작을 경우에 조정되는 것을
    특징으로 하는, 전송 대역에서 검출된 채널의 항목을 만드는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 위성 채널을 추출하는 단계(5.4, 5.5)는 앞서 계산된 제1 표준 편차의 윈도에 대한 제2 표준 편차를 계산함으로써 실행되고, 상기 제1 표준 편차 윈도는 검출된 채널에 대응하는 주파수에 집중되고, 상기 채널은 상기 제2 표준 편차가 결정된 임계값보다 작을 경우에, 추출되어 상기 목록에 놓여지는 것을
    특징으로 하는, 전송 대역에서 검출된 채널의 항목을 만드는 방법.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 측정 단계 동안에 사용된 주파수 스텝이 2MHz라는 것을 특징으로 하는, 전송 대역에서 검출된 채널의 항목을 만드는 방법.
  5. 전송 대역에 위치한 수신 주파수를 이용하는 다중-채널 수신 디바이스(3)로서,
    - 상기 대역에 속하는 복수의 주파수에 대한 수신 전력을 측정하는 수단으로서, 각각의 측정은 주어진 주파수 스텝만큼 분리되는, 수신 전력을 측정하는 수단(18)과,
    - 상기 측정된 전력을 기억하는 수단(17)을
    포함하는 다중-채널 수신 디바이스에 있어서,
    상기 기억된 결과로부터의 채널 검출 수단(16,17)과, 검출된 채널 중 위성 채널 선택 수단(16,17)을 포함하고, 상기 선택 수단은 슬라이딩 주파수 윈도에 대 한 2차 전력을 계산하고, 신호는 위성에서 오는 신호의 결정된 임계값보다 더 큰 2차 전력을 갖는 것을 특징으로 하는, 다중-채널 수신 디바이스.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 채널 검출 수단(16,17)은 다수의 결정된 측정값의 슬라이딩 윈도에 대해 만들어진 평균으로부터의 모든 측정값에 대한 제1 표준 편차를 계산하고, 반송파 주파수의 검출은 주어진 주파수에 대해 계산된 제1 표준 편차가 결정된 임계값보다 작을 경우에 조정되는 것을
    특징으로 하는, 다중-채널 수신 디바이스.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 검출 수단(16,17)이 앞서 계산된 제1 표준 편차의 윈도에 대한 제2 표준 편차를 계산함으로써 위성 채널을 선택하고, 상기 제1 표준 편차 윈도는 검출된 채널에 대응하는 주파수 주위에 집중되고, 상기 제2 표준 편차가 결정된 임계값보다 작을 경우에, 상기 채널은 추출되어 항목에 놓여지는 것을
    특징으로 하는, 다중-채널 수신 디바이스.
  8. 제 5항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 측정 단계 동안에 사용된 주파수 스텝이 2MHz라는 것을 특징으로 하는, 다중-채널 수신 디바이스.
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