KR20080080722A - 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 장치 및방법 - Google Patents

다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 장치 및방법 Download PDF

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KR20080080722A
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Abstract

본 발명은 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 송신 장치에 있어서, 부호 비트열을 소정의 변조방식에 따라 변조 심벌들을 출력하는 변조부와. 상기 변조 심벌들의 성상점을 확장하기 위한 섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포를 이용하여 제한된 섭동 벡터를 산출하는 섭동 제한부와, 상기 제한된 섭동 벡터를 이용하여 상기 변조 심벌의 원 성상점(original constellation point)을 다수의 성상점들로 확장하는 벡터 섭동부와, 상기 확장된 성상점들 중에서 기준에 따라 하나를 선택하는 프리코딩((pre-coding)부를 포함하여, 수신기의 복잡성을 줄일 수 있고, 블럭 에러율(Block Error Rate:BER) 성능을 개선할 수 있다. 또한, 최적의 수신기(optimal receiver)를 사용할 수 있다.
Figure P1020070020769
다중 안테나, 비선형 프리코딩(Non linear pre-coding), CSI(Channel State Information), 섭동(Perturbation), 성상점(constellation points).

Description

다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR NON LINEAR PRE-CODING IN MULTI ANTENNA SYSTEM}
도 1은 4 진폭 편이(Amplitude Shift Keying:ASK) 변조 심벌의 성상도(constellation),
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 송신 장치도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 수신 장치도,
도 4는 는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 송신 동작 흐름도,
도 5는 는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 수신 동작 흐름도 및,
도 6은 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나로 구성된 다중안테나 시스템에서 섭동 벡터의 분포도.
본 발명은 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중안테나 시스템에서 성상점(constellation point)을 제한하여 비선형 프리코딩(non-linear precoding)을 하는 장치 및 방법을 위한 것이다.
선처리(Pre-processing)(또는 프리코딩(pre-coding))는 수신단에서 처리(processing)를 단순화시키기 위해서 신호를 송신단에서 처리하여 상기 수신단으로 전송하는 것을 말한다. 예를 들면, 수신기에서 시간영역의 심볼간 간섭(inter-symbol interference)이 나타나지 않도록 하기 위해서 전송된 신호를 처리하는 THP(Tomlinson Harashima Precoding)가 있다. 유사하게, 공간영역에서 상기 선처리는 간섭이 있는 신호 방향으로 널(null)을 지정하는 적응적 안테나 기술(adative antenna techniques)이 있다. 다시 말해, 상기 적응적 안테나 기술은 간섭이 있는 방향을 피해 지향성의 빔을 방사함으로써 신호간섭을 최소화하는 기술이다. 상기 선처리 기술은 다중 사용자 간섭을 미리 제거함으로써 다중 사용자를 위한 데이터를 다중송신(multiplex)하는 MIMO(Multi Input Multi Output) 시스템에 사용된다. 상기 선처리 기술은 송신단에서 채널 상태 정보(Channel State Information:이하 "CSI"라 칭함)가 필요하다. 이론상, 상기 CSI는 송신기에서 정확하게 알려진다고 가정한다. 그러나, 무선시스템에서 상기 CSI는 열잡음(thermal noise)과 시간에 따라 변하는 무선채널 특성(time varying nature) 때문에 손상될 수 있다.
종래에 몇 가지 선처리 기술들이 개발되어 오고 있다. 상기 선처리 기술은 크게 선형 선처리(linear pre-processing), 비선형 선처리(non-linea pre-processing)로 분류되어 진다. 상기 선형 선처리는 데이터를 선형 필터를 통과시켜 전송한다. 상기 선형필터는 상기 CSI에 의존적이고, 다른 기준(예: 제로포싱(Zero Forcing:ZF), 최소평균제곱오차(Minimum Mean-Square Error:MMSE)에 따라 설계된다. 그리고, 상기 선형 선처리는 같은 데이터 심벌을 하나의 성상점으로 맵핑시킨다. 이와 달리, 상기 비선형 선처리 기술은 같은 데이터 심벌을 여러 개의 성상점들로 맵핑시킨다. 여기서, 중요한 가정은 수신단에서 확장 성상점들을 데이터 심벌로 디맵핑(demapping)할 수 있어야 한다는 것이다. 또한, 각 데이터 심벌에 대해서, 송신기는 확장된 성상점들에서 어떤 하나를 선택하여 전송할 수 있고. 상기 선택기준은 송신전력 최소화, 최소평균제곱오차 등 목적에 따라 설계된다.
상기 선형 선처리가 가지는 한기지 문제는 다중 사용자 채널 또는 다중 사용자 데이터가 좋지 않다면(ill-conditioned), 등화기는 채널보정을 위해 큰 송신전력을 사용해야 한다. 이에 상기 비선형 선처리는 큰 송신전력을 방지하기 위해서 데이터 심벌을 여러 개의 성상점으로 확장할 수 있도록 송신기에 약간의 추가적 자유도(degrees of freedom)를 제공한다. 여기서, 상기 성상점을 확장시키는 것을 섭동(perturbation)이라고 칭하고, 상기 섭동은 전송된 신호의 에너지를 줄이기 위해 데이터 심벌에 정수 벡터 옵셋(integer vector offset)을 더해 신호를 전송하는 것을 의미한다.
하지만, 이론적으로 상기 비선형 선처리는 좋은 성능을 제공하지만 수신기 구현 시 복잡해지기 때문에 몇 가지 제한들이 있다. 예를 들어, 상기 수신기는 정확한 심벌 유사도(symbol likelihood)를 계산할 수 없다. 이는 각 데이터 심벌은 많은 방법으로 무한하게 표현되기 때문이다. 그러므로, 연판정복호(soft decision decoding)가 필요할 때, 준최적 수신기(suboptimal receiver)가 이용된다. 다시 말해, 최적 수신기(optimal receiver)를 이용할 수 없다. 그리고, 수신기는 모든 가능한 확장 성상점들을 포함할 수 있어야 하기 때문에 상기 수신기의 동적 범위가 문제가 된다.
상술한 바와 같이, 종래 기술에서 비선형 선처리 시 송신기에서 최적의 성상점을 찾아야 하는 문제점이고, 수신기에서 무한히 가능한 성상점들을 고려하여 복조해야하기 때문에 복잡한 문제점이 있다. 그래서, 송신기에서 준최적 전송처리를 하고 수신기에서 준최적 소프트 수신처리를 수행한다.
따라서, 다중안테나 시스템의 송신기에서 비선형 프리코딩 시 수신기의 복잡성을 줄이기 위한 장치 및 방법이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중안테나 시스템에서 성상점을 제한하여 비선형 프리코딩을 하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩시 수신기의 복잡성을 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩시 블럭 에러율(Block Error Rate:BER) 성능을 개선하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있 다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중안테나 시스템에서 최적의 수신기(optimal receiver)를 사용하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 송신 장치에 있어서, 부호 비트열을 소정의 변조방식에 따라 변조 심벌들을 출력하는 변조부와. 상기 변조 심벌들의 성상점을 확장하기 위한 섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포를 이용하여 제한된 섭동 벡터를 산출하는 섭동 제한부와, 상기 제한된 섭동 벡터를 이용하여 상기 변조 심벌의 원 성상점(original constellation point)을 다수의 성상점들로 확장하는 벡터 섭동부와, 상기 확장된 성상점들 중에서 기준에 따라 하나를 선택하는 프리코딩((pre-coding)부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 수신 장치에 있어서, 전력정규화를 보상하기 위해 수신신호에 이득 정규화 계수를 곱하여 정규화하는 이득 정규화부와, 제한된 섭동 벡터 정보를 이용하여 상기 정규화된 수신신호에 대해 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR)를 계산한 후 연판정 값(soft value)을 출력하는 LLR 계산부와, 상기 연판정 값을 이용하여 부화 비트를 출력하고 상기 부호 비트를 정보비트로 복호하는 복호부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 3 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 송신 방법에 있어서, 부호 비트열을 소정의 변 조방식에 따라 변조 심벌들을 출력하는 과정과, 상기 변조 심벌들의 성상점을 확장하기 위한 섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포를 이용하여 제한된 섭동 벡터를 산출하는 과정과, 상기 제한된 섭동 벡터를 이용하여 상기 변조 심벌의 원 성상점(original constellation point)을 다수의 성상점들로 확장하는 과정과, 상기 확장된 성상점들 중에서 기준에 따라 하나를 선택하여 프리코딩하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 4 견지에 따르면, 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 수신 장치에 있어서, 전력정규화를 보상하기 위해 수신신호에 이득 정규화 계수를 곱하여 정규화하는 과정과, 제한된 섭동 벡터 정보를 이용하여 상기 정규화된 수신신호에 대해 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR)를 계산한 후 연판정 값(soft value)을 출력하는 과정과, 상기 연판정 값을 이용하여 부화 비트를 출력하고 상기 부호 비트를 정보비트로 복호하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하, 본 발명은 다중안테나 시스템에서 성상점을 제한한 비선형 프리코딩을 하는 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다. 이하 설명의 이해를 돕기 위해 4 진폭 편이(Amplitude Shift Keying:이하 "ASK"라 칭함) 방식을 예를 들어 설명하지만, 다른 변조(예:QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등등) 방식에도 적용할 수 있음은 물론이다.
도 1은 변조 심벌의 성상도(constellation)를 나타내는 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 도 1 (a)는 변조 심벌에 섭동(Perturbation)을 하지 않은 경우(즉, 성상도를 확장하지 않은 경우)의 4 ASK의 성상도이다. x축은 심벌 에너지 크기이고, y축은 섭동 벡터 크기다. 상기 4-ASK는 디지털 신호의 2비트(00, 01, 10,11)값에 따라 반송파 진폭을 변화시키는 변조방식이다. 따라서, 데이터 심벌 데이터에 섭동(Perturbation)을 하지 않은 경우에 상기 데이터 심벌은 2비트(00, 01, 10,11)값에 따라 4개의 성상점(constellation points)으로 각각 일대일 매핑된다.
상기 도 1 (b)는 섭동을 무한대로 할 경우의 4-ASK의 성상도로써, 같은 데이터 심벌은 섭동 벡터(Vector Perturbation)에 따라 여러 개의 성상점들로 맵핑된다. 예를 들면, 01 이라는 비트를 데이터 심벌로 인코딩하여 성상점으로 맵핑하면 무선채널 변화에 따라 맵핑되는 성상점이 달라진다. 따라서, 수신단에서는 해당 성상점에 매핑된 데이터 심벌을 복조할 시, 모든 성상점들을 고려해야 하기 때문에 수신기가 복잡해진다.
상기 도 1 (c)는 섭동 벡터를 0, -1 제한한 4 ASK의 성상도로써, 같은 데이 터 심벌은 두 개의 성상점으로 맵핑된다. 이는 섭동 벡터의 분포도를 이용하여 섭동 벡터를 0과 -1을 제한하여 원래 4 ASK 성상점들(상기 도 1 (a) 참조)을 τ/2 만큼 옵셋(offset)시킨 것이다. 예를 들면, 상기 섭동 벡터의 분포를 나타내는 하기 도 6을 참조하면, 상기 섭동 벡터 값은 대부분은 0, 1, -1에 분포되어 있고, 그외 섭동 벡터값은 거의 사용되지 않았다. 하기 도 6은 4개 송신 안테나와 4개 수신 안테나로 구성된 다중안테나 시스템에서 섭동 벡터의 분포를 나타낸 것이다. 따라서, 송신단에서 시뮬레이션을 통해 상기 도 6의 섭동 벡터의 분포를 산출할 수 있다면, 상기 분포도가 높은 섭동 벡터값(-1,0)을 선택하여 제한하여도 시스템 성능에 문제가 되지 않는다. 따라서, 수신단에서는 제한된 상기 섭동 벡터만을 고려하여 복호하면 되기 때문에 수신기의 복잡성을 줄일 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 송신 장치도를 도시하고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 송신장치는 부호/변조부(200), 벡터 섭동부(202), 프리코딩부(204), 섭동 제한부(206), 전력 정규화부(208)를 포함하여 구성된다.
상기 부호/변조부(200) 사용자 데이터를 정보 비트열을 부호화한 후 소정 변조방식으로 변조하여 변조 심벌(d)들을 발생한다. 여기서, 상기 부호는 CC(convolutional code), BTC(Block Turbo Code), CTC(Convolutional Turbo Code), ZT-CC(Zero Tailing Convolutional Code) 등을 사용할 수 있다. 예를 들면, 4 ASK 변조 시, 상기 2 비트의 정보비트(00, 01, 10, 11)는 각각 4 ASK 성장도에서 4개의 성상점들과 일대일 맵핑이 되어 상기 변조 심벌(d)이 출력된다.(상기 도 1 (a) 참조)
상기 벡터 섭동부(202)는 상기 섭동 제한부(206)로부터의 섭동 벡터(L)를 이용하여 상기 부호/변조부(200)로부터 출력되는 상기 변조 심벌(d)들에 대한 성상점들을 확장시켜 프리코딩부(204)로 출력한다. 상기 데이터 심벌을 여러 개의 성상점으로 확장시키는 것은 단말의 송신전력을 제한하기 위함이다.
상기 벡터 섭동부(202)의 출력은 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure 112007017671799-PAT00001
여기서, 상기
Figure 112007017671799-PAT00002
은 확장된 변조 심벌이고, 상기
Figure 112007017671799-PAT00003
는 변조 심벌이고, 상기
Figure 112007017671799-PAT00004
는 성상점의 시프트(shift) 파라미터이고, 상기
Figure 112007017671799-PAT00005
은 섭동 벡터 값이다.
예를 들면, 4 ASK 변조 시, 원 성상점(original constellation)이 {-3/2, -1/2, 1/2, 3/2}라 하면(상기 도 1 (a) 참조), 확장된 성상점들(extended constellations)은 상기 섭동 제한부(206)로부터의 상기 섭동 벡터(L){섭동 벡터가 0, 1로 제한된 경우} 정보에 따라 {-3/2, -1/2, 1/2, 3/2, 5/2, 7/2, 9/2, 11/2}이 된다(상기 도 1 (c) 참조). 즉, 상기 벡터 섭동부(202)는 제한된 상기 섭동 벡터{0, 1} 값에 따라 같은 데이터 심벌이 2개의 성상점으로 매핑한다(예: 01 -> -1/2 또는 7/2). 만약, 3개의 섭동 벡터로 제한되면 같은 데이터 심벌은 3개의 성상점으로 맵핑될 것이다.
상기 프리코딩부(204)는 상기 벡터 섭동부(202)로부터 확장된 성상점들을 기준에 따라 하나를 선택하여 전력 정규화부(208)로 출력한다. 상기 확장된 성상점들로부터의 선택기준은 송신전력을 최소화하거나 평균제곱오차를 최소화(최소평균제곱오차)하는 성상점을 선택할 수 있다. 여기서, 상기 프리코딩부(204)는 제로포싱(Zero Forcing:ZF) 필터, MMSE(Minimum Mean Square Error) 필터로 구현될 수 있다.
상기 섭동 제한부(206)는 시뮬레이션을 통해 얻은 섭동 벡터의 분산을 참조하여 높은 분산값을 갖는 섭동벡터를 선택하여 상기 벡터 섭동부(202)로 제공한다. 예를 들면, 하기 도 6의 섭동 벡터 분산을 보면 대부분은 섭동 벡터가 0,-1에 몰려있는 것을 알 수 있다. 따라서, 상기 섭동 제한부(206)는 제한된 섭동 벡터값(0,-1)을 상기 벡터 섭동부(202)로 제공한다. 이 경우 제한된 두 개의 섭동 벡터(0, -1)로 확장된 성상점은 원 성상점 보다 두 배가 많아질 것이다.
상기 전력 정규화부(208)는 상기 프리코딩부(204)로부터의 프리코딩한 변조심벌이 최대 전송전력을 넘지 않도록 하기 위해서 전력 정규화 상수를 곱하여 전력을 정규화한다.
정규화된 송신 출력신호(s)는 하기 <수학식 2>와 같다
Figure 112007017671799-PAT00006
여기서, 상기 b는 최대 전송전력 제한을 보장하기 위한 전력 정규화값(power normalization)이고, 상기 B는 선형 행렬 필터(예: ZF 필터, MMSE 필터)이고, 상기 d는 확장된 성장점으로부터의 변조 심벌이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 수신 장치도를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 수신장치는 이득 정규화부(300), LLR 계산부(302), 섭동 제한부(304), 복호부(306)를 포함하여 구성된다.
상기 이득 정규화부(300)는 송신기에서 전력정규화를 보상하기 위해 수신에서 이득(a)를 곱하여 정규화된 수신신호(y)를 상기 LLR 계산부로 출력한다. 상기 이득 정규화 값(a)은 상기 도 2의 송신단의 전력 정규화 값(b)의 역수이다. 즉, a=1/b 이다.
상기 LLR 계산부(302)는 상기 섭동 제한부(304)로부터 섭동 벡터 정보를 제공받아 상기 이득 정규화부(300)로부터의 정규화된 수신신호에 대해 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR)를 계산하여 연판정 값(soft value)을 상기 복호부(306)로 출력한다.
예를 들면, 4-ASK 전송시, 상기 로그 유사도비는 하기 <수학식 3>로 산출된다.
Figure 112007017671799-PAT00007
여기서, 상기
Figure 112007017671799-PAT00008
는 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR), 상기
Figure 112007017671799-PAT00009
은 n 번째 비트가 1인 심벌 집합을 의미하고, 상기
Figure 112007017671799-PAT00010
n 번째 비트가 0인 심벌 집합을 의미한다. 상기
Figure 112007017671799-PAT00011
는 심벌(
Figure 112007017671799-PAT00012
)이 0 또는 1이 될 확률로 하기 <수학식 4>와 같다.
Figure 112007017671799-PAT00013
(1)
Figure 112007017671799-PAT00014
(2)
Figure 112007017671799-PAT00015
(3)
여기서, 상기
Figure 112007017671799-PAT00016
는 변조심벌이고, 상기
Figure 112007017671799-PAT00017
는 정규화된 수신신호, 상기
Figure 112007017671799-PAT00018
은 잡음 분산, 상기
Figure 112007017671799-PAT00019
, 섭동 값, 상기
Figure 112007017671799-PAT00020
는 성상도의 시프트 파라미터, 상기
Figure 112007017671799-PAT00021
는
Figure 112007017671799-PAT00022
에 대한 모듈로 연산함수이다. 상기 (1) 식은 섭동 벡터가 없는 경우이고, 상기 (2) 식은 섭동 벡터가 제한되지 않는 경우이고, (3)은 상기 도 2의 송신단에서 섭동 벡터가 -1, 0으로 제한된 경우의 0 또는 1로 될 확률이다.
상기 섭동 제한부(304)는 상기 도 2의 송신단에서 제한된 섭동 벡터를 상기 송신단으로부터 제공받거나 송신단과 마찬가지로 섭동 벡터의 분산을 산출하여, 상기 LLR 계산부(302)로 제공한다.
상기 복호부(306)는 상기 LLR 계산부(302)로부터의 소프트 출력 값(soft value)을 제공받아 연판정을 수행하여 부호화 비트를 출력한 후 해당 부호화 방식에 따라 정보비트로 디코딩하여 출력한다. 예를 들면, 만약 송신단에서 길쌈부호를 이용하여 부호화하였다면 수신단에서 비터비 알고리즘을 통하여 정보비트를 출력한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 송신 동작 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 4를 참조하면, 송신기는 400 단계에서 수신기로부터 파일럿 심벌을 수신하여 채널을 추정한다.
이후, 상기 송신기는 402 단계에서 사용자 데이터를 정보 비트열로 부호화한 후 소정 변조방식으로 변조하여 변조 심벌들을 발생한다.
이후. 상기 송신기는 404 단계에서 섭동 벡터를 최적화한다. 즉, 섭동 벡터의 분산을 참조하여 높은 분산값을 갖는 섭동벡터를 선택하여 상기 변조 심벌에 해당하는 성상점을 확장시킨다. 확장 성상점에 의한 변조 심벌은 상기 <수학식 1>를 참조한다. 여기서, 상기 섭동 벡터를 많이 선택할수록 정확도는 높아지지만 복잡도가 증가하기 때문에 시스템 성능에 영향을 끼치지 않는 범위 내에서 상기 섭동 벡터를 선택한다. 예를 들면, 하기 도 6의 섭동 벡터 분산을 보면 대부분은 섭동 벡터가 0,-1에 몰려있는 것을 알 수 있다. 이 경우 제한된 두 개의 섭동 벡터(-1,0)로 확장된 성상점은 원 성상점 보다 두 배 많아질 것이다.
이후, 상기 송신기는 406 단계에서 비선형 프리코딩을 수행한다. 즉, 확장된 성상점들 중 기준에 따라 하나를 선택한다. 여기서, 상기 확장된 성상점들로부터의 선택기준은 송신전력을 최소화하거나 평균제곱오차를 최소화(최소평균제곱오차)하는 성상점을 선택할 수 있다. 비선형 프리코딩은 ZF 필터, MMSE 필터로 구현될 수 있다.
이후, 상기 송신부는 408 단계에서 프리코딩 변조 심벌을 최대 전송 전력 제한을 넘지 않도록 하기 위해서 전력 정규화 상수를 곱하여 전력을 정규화한다. 정규화된 송신신호는 상기 <수학식 2>를 참조한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 다중안테나 시스템에서 수신 동작 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 5를 참조하면, 수신부는 500 단계에서 송신기에서 전력정규화를 보 상하기 위해 수신신호에 정규화 이득(a)를 곱하여 수신신호(y)를 정규화한다.
이후, 상기 수신부는 502 단계에서 송신단에서 사용한 섭동 벡터를 상기 송신단으로부터 제공받거나 송신단과 마찬가지로 섭동 벡터의 분산을 이용하여 산출한다.
이후, 상기 수신부는 504 단계에서 섭동 벡터를 제공받아 상기 이득 정규화부(300)로부터의 정규화된 수신신호에 대해 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR)를 계산하여 연판정 값(soft value)을 출력한다. 상기 LLR 연산은 상기 <수학식 3>으로 계산된다.
이후, 상기 수신부는 506 단계에서 상기 연판정 값을 이용하여 부호화 비트를 출력한 후 해당 부호화 방식에 따라 복호(decoding)하여 정보비트를 출력한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 다중안테나 시스템에서 성상점을 제한하여 비선형 프리코딩을 수행함으로써, 수신기의 복잡성을 줄일 수 있고, 블럭 에러율(Block Error Rate:BER) 성능을 개선할 수 있다. 또한, 최적의 수신기(optimal receiver)를 사용할 수 있다.

Claims (20)

  1. 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 송신 장치에 있어서,
    부호 비트열을 소정의 변조방식에 따라 변조 심벌들을 출력하는 변조부와.
    상기 변조 심벌들의 성상점을 확장하기 위한 섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포를 이용하여 제한된 섭동 벡터를 산출하는 섭동 제한부와,
    상기 제한된 섭동 벡터를 이용하여 상기 변조 심벌의 원 성상점(original constellation point)을 다수의 성상점들로 확장하는 벡터 섭동부와,
    상기 확장된 성상점들 중에서 기준에 따라 하나를 선택하는 프리코딩((pre-coding)부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 프리코딩부로부터의 출력 심벌에 전력 정규화 상수를 곱하는 전력 정규화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 정규화된 출력 심벌(s)는 하기 <수학식 5>로 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007017671799-PAT00023
    여기서, 상기 b는 최대 전송전력 제한을 보장하기 위한 전력 정규화값(power normalization)이고, 상기 B는 선형 행렬 필터(예: ZF 필터, MMSE 필터)이고, 상기 d는 확장된 성장점들 중 선택된 변조 심벌이다.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 확장된 성상점들에 의한 변조 심벌은 하기 <수학식 6>로 산출되는 것을 특징으로 장치.
    Figure 112007017671799-PAT00024
    여기서, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00025
    은 확장된 변조 심벌이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00026
    는 변조 심벌이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00027
    는 성상점의 시프트(shift) 값이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00028
    은 제한된 섭동 벡터값이다.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 프리코딩부는 제로포싱(Zero Forcing:ZF) 필터 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 필터로 구현되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    정보 비트열을 상기 부호 비트열로 인코딩하는 부호화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 수신 장치에 있어서,
    전력정규화를 보상하기 위해 수신신호에 이득 정규화 계수를 곱하여 정규화하는 이득 정규화부와,
    제한된 섭동 벡터 정보를 이용하여 상기 정규화된 수신신호에 대해 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR)를 계산한 후 연판정 값(soft value)을 출력하는 LLR 계산부와,
    상기 연판정 값을 이용하여 부호 비트를 출력하고 상기 부호 비트를 정보비트로 복호하는 복호부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포도로부터 제한된 상기 섭동 벡터를 결정하는 섭동 제한부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 로그 유사도비는 하기 <수학식 7>로 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007017671799-PAT00029
    여기서, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00030
    는 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR), 상기
    Figure 112007017671799-PAT00031
    은 n 번째 비트가 1인 심벌 집합을 의미하고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00032
    n 번째 비트가 0인 심벌 집합을 의미한다. 상기
    Figure 112007017671799-PAT00033
    는 심벌(
    Figure 112007017671799-PAT00034
    )이 0 또는 1이 될 확률이다.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 변조 심벌(
    Figure 112007017671799-PAT00035
    )이 전송될 때 수신신호 y를 수신할 확률은 하기 <수학식 8>과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007017671799-PAT00036
    여기서, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00037
    는 변조 심벌이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00038
    는 정규화된 수신신호, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00039
    은 잡음 분산, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00040
    , 섭동 값, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00041
    는 성상점을 시프트시키기 위한 파라미터 값이다.
  11. 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 송신 방법에 있어서,
    부호 비트열을 소정의 변조방식에 따라 변조 심벌들을 출력하는 과정과,
    상기 변조 심벌들의 성상점을 확장하기 위한 섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포를 이용하여 제한된 섭동 벡터를 산출하는 과정과,
    상기 제한된 섭동 벡터를 이용하여 상기 변조 심벌의 원 성상점(original constellation point)을 다수의 성상점들로 확장하는 과정과,
    상기 확장된 성상점들 중에서 기준에 따라 하나를 선택하여 프리코딩하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 프리코딩된 출력 심벌에 전력 정규화 상수를 곱하는 전력 정규화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 정규화된 출력 심벌(s)는 하기 <수학식 9>로 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007017671799-PAT00042
    여기서, 상기 b는 최대 전송전력 제한을 보장하기 위한 전력 정규화값(power normalization)이고, 상기 B는 선형 행렬 필터(예: ZF 필터, MMSE 필터)이고, 상기 d는 확장된 성장점들 중 선택된 변조 심벌이다.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 확장된 성상점들에 의한 변조 심벌은 하기 <수학식 10>으로 산출되는 것을 특징으로 방법.
    Figure 112007017671799-PAT00043
    여기서, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00044
    은 확장된 변조 심벌이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00045
    는 변조 심벌이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00046
    는 성상점의 시프트(shift) 값이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00047
    은 제한된 섭동 벡터값이다.
  15. 제 11항에 있어서,
    상기 프리코딩은 제로포싱(Zero Forcing:ZF) 필터 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 필터로 구현되는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 11항에 있어서,
    정보 비트열을 상기 부호 비트열로 인코딩하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 다중안테나 시스템에서 비선형 프리코딩을 위한 수신 방법에 있어서,
    전력정규화를 보상하기 위해 수신신호에 이득 정규화 계수를 곱하여 정규화하는 과정과,
    제한된 섭동 벡터 정보를 이용하여 상기 정규화된 수신신호에 대해 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR)를 계산한 후 연판정 값(soft value)을 출력하는 과정과,
    상기 연판정 값을 이용하여 부화 비트를 출력하고 상기 부호 비트를 정보비 트로 복호하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 17항에 있어서,
    섭동 벡터(Perturbation Vector)의 분포도로부터 제한된 상기 섭동 벡터를 결정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 로그 유사도비는 하기 <수학식 11>로 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007017671799-PAT00048
    여기서, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00049
    는 로그 유사도비(Log Likelihood Ratio:LLR), 상기
    Figure 112007017671799-PAT00050
    은 n 번째 비트가 1인 심벌 집합을 의미하고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00051
    n 번째 비트가 0인 심벌 집합을 의미한다. 상기
    Figure 112007017671799-PAT00052
    는 심벌(
    Figure 112007017671799-PAT00053
    )이 0 또는 1이 될 확률이다.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 변조 심벌(
    Figure 112007017671799-PAT00054
    )이 전송될 때 수신신호 y를 수신할 확률은 하기 <수학식 12>과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007017671799-PAT00055
    여기서, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00056
    는 변조 심벌이고, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00057
    는 정규화된 수신신호, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00058
    은 잡음 분산, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00059
    , 섭동 값, 상기
    Figure 112007017671799-PAT00060
    는 성상점을 시프트시키기 위한 파라미터 값이다.
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