KR100952351B1 - 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 ｍｉｍｏ사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법및 시스템 - Google Patents

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 ｍｉｍｏ사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR100952351B1
KR100952351B1 KR1020080012774A KR20080012774A KR100952351B1 KR 100952351 B1 KR100952351 B1 KR 100952351B1 KR 1020080012774 A KR1020080012774 A KR 1020080012774A KR 20080012774 A KR20080012774 A KR 20080012774A KR 100952351 B1 KR100952351 B1 KR 100952351B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
matrix
codebook
channel
mimo
state information
Prior art date
Application number
KR1020080012774A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20080075460A (ko
Inventor
마크 켄트
빈코 에르켁
?? 준
랜도 유리
Original Assignee
브로드콤 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 브로드콤 코포레이션 filed Critical 브로드콤 코포레이션
Publication of KR20080075460A publication Critical patent/KR20080075460A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100952351B1 publication Critical patent/KR100952351B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0634—Antenna weights or vector/matrix coefficients
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0222—Estimation of channel variability, e.g. coherence bandwidth, coherence time, fading frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03777—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the signalling
    • H04L2025/03802—Signalling on the reverse channel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 MIMO 사전-코더들(pre-coders)을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템들의 측면들은 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서의 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수를 이용하여 코드북상으로 양자화하는 것, 및 두 코드북들(각각은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함) 사이에서 상기 코드북을 교호시키는 것을 포함할 수 있다. 상기 채널 상태 정보는 단일값 분해(Singular Value Decomposition : SVD) 또는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition : GMD) 행렬 V일 수 있다. 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 식에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00001
여기에서, A는 크기 N×N의 행렬이고, aij는 행렬 A의 성분(i, j)이다. 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들은 제1 행렬 및 제2 행렬로부터 생성될 수 있다. 상기 제1 행렬 및 상기 제2 행렬은 기븐스 분해를 이용하여 생성될 수 있다.

Description

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 ＭＩＭＯ 사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR AN ALTERNATING CHANNEL DELTA QUANTIZER FOR 2×2 MIMO PRE-CODERS WITH FINITE RATE CHANNEL STATE INFORMATION FEEDBACK}
본 발명의 몇몇 실시예들은 통신 시스템에 있어서 신호 처리에 관한 것이다. 좀더 상세하게는 본 발명의 몇몇 실시예들은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 MIMO 사전-코더(pre-coders)에 사용되는 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
이동 통신은 사람들이 통신하는 방식을 바꾸었으며, 이동 전화는 사치품에서 일상생활의 필수품으로 전환되었다. 오늘날 이동 전화의 사용은 지역 또는 기술에 의해 방해받기보다는 오히려 사회 상황에 의해 영향을 받는다. 음성 연결이 통신에 대한 기본적인 요구를 충족시키고, 이동 음성 연결이 일상 생활의 구조 속으로 계속해서 더욱더 침투하는 한편, 모바일 인터넷이 이동 통신 변혁에 있어서 다음 단계가 되었다. 모바일 인터넷은 일상 정보의 공통 원천이 될 준비를 하고 있으며, 이러한 데이터에의 간편하고 자유로운 모바일 접속이 당연한 일로 여겨질 것이다.
3 세대(3G) 셀룰러 네트워크는 특히 상기 모바일 인터넷의 이들 미래 요구사항들을 충족시키도록 설계되어왔다. 이들 서비스들이 대중적으로 유용하게 성장함에 따라서, 네트워크 용량의 비용 효율 적정화 및 서비스 품질(quality of service; QoS)과 같은 요인들이 셀룰러 통신사들에게 오늘날보다 훨씬 더 필수적으로 될 것이다. 이들 요인들은 주의 깊은 네트워크 계획과 조작, 전송 방식 개선 및 수신 기술의 진보를 통해 달성될 수 있다. 이를 위해, 통신장비들은, 하향회선(downlink) 처리량을 증가시키도록 하고, 다음에는 케이블 모뎀 및/또는 DSL 서비스 공급자들에 의해 전송되는 것에 필적하는 개선된 QoS 성능 및 속도를 제공하도록 하는 기술을 필요로 한다. 이와 관련하여, 광대역 코드분할 다중접속(WCDMA) 기술에 기초한 네트워크들이 오늘날의 무선 통신업자들을 위해 최종 사용자들에게 데이터를 전송하는 것을 더 실현 가능한 선택사양이 되게 할 수 있다.
이러한 요구들에 부합하기 위해, 최근에 무선 감쇄(fading) 환경에 더욱 큰 용량 증가를 제공한다는 그들의 약속으로 인해, 송신기 및 수신기 양쪽에서 다중 안테나들을 사용하는 통신 시스템들은 증가된 관심을 받아왔다. 스마트 안테나 기술로도 알려진 다중-안테나 구성들은 다중 경로의 부정적 효과들 및/또는 신호 수신 상의 신호 간섭을 완화하기 위해 이용될 수 있다. 스마트 안테나 기술들은 셀룰러 시스템들상에 존재하는 용량 증가의 요구들을 처리하기 위해 셀룰러 시스템의 기지국 시설 및 이동 전화 가입자 장비의 배치 모두에 관련하여 더 많이 이용될 것이라고 예상된다. 이러한 요구들은 현재의 음성 기반의 서비스들에서 음성, 비디오, 및 데이터 통신을 제공하는 무선 멀티미디어 서비스들로 부분적으로 이동하고 있다.
다중 송신 및/또는 수신 안테나들의 이용은 신호 수신 처리에서 생성된 간섭을 억제하기 위해 자유도(degrees of freedom)를 상승시키고, 다이버시티(diversity) 이득을 도입하도록 설계된다. 다이버시티 이득들은 수신된 신호-대-잡음 비를 증가시키고, 송신 링크를 안정시키는 것에 의해 시스템 성능을 향상시킨다. 한편, 더 큰 자유도는 신호 간섭에 대하여 더 큰 강건성(robustness)을 제공하고, 더 큰 용량을 위한 더 많은 주파수 재사용을 허용하는 것에 의해 다중 동시 송신들을 허용한다. 다중-안테나 수신기들을 장착한 통신 시스템들에서, 한 세트의 M개의 수신기 안테나들은 예를 들면, (M-1)개의 간섭 요소들의 효과를 제거하기 위해 이용될 수 있다. 따라서, N개의 신호들은 N개의 송신 안테나들을 사용하여 동일한 대역폭에서 동시에 송신될 수 있고, 송신된 신호는 수신기에 배치된 한 세트의 N개의 안테나들에 의해 각각의 N개의 신호들로 분리될 수 있다. 다중 송신 및 수신 안테나들을 이용하는 시스템들은 다중-입력 다중-출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 시스템으로 언급될 수 있다. 다중-안테나 시스템의 유리한 측면은, 특히 MIMO 시스템에서, 이러한 송신 구성을 이용하여 얻을 수 있는 시스템 용량의 막대한 증가이다. 고정된 전체 송신 전력 및 대역폭에서, MIMO 구성에 의해 제공되는 용량은 증가되는 신호-대-잡음 비(SNR)로 증가될 수 있다. 예를 들면, 감쇄 다중 채널들에서, MIMO 구성은 각각의 SNR의 3 db 증가를 위해 거의 M개의 추가되는 사이클 당 비트수(bits/cycle)에 의해 시스템 용량을 증가시킬 수 있다.
무선 통신들의 다중 안테나 시스템들의 넓은 배치는 증가되는 크기, 복잡도, 및 전력 소비로 인한 비용 증가로 인해 제한된다. 이는 무선 시스템 설계 및 응용에 문제를 갖게 한다. 결과적으로, 다중 안테나 시스템들 상의 일부 작업은 단일 사용자에게 점-대-점(point-to-point) 링크들을 제공하는 시스템에 초점이 맞추어질 수 있고, 다른 작업은 다중 사용자 계획들에 초점이 맞추어질 수 있다. 다중 안테나들을 적용하는 통신 시스템들은 시스템 용량을 획기적으로 향상시킬 수 있다.
그러나, MIMO 기술을 사용하여 큰 성능 이득을 얻기 위해서는, 예를 들면 MIMO 사전-코딩(pre-coding)을 허용하는 송신기에 채널 상의 정보를 제공하는 것이 바람직할 수 있다. MIMO 송신기에 기초한 MIMO 사전-코딩 및 다른 MIMO 기술들은 유익하고, 또는 채널 상태 정보(channel state information; CSI)로 언급되는 채널에 관한 지식을 요구할 수 있다. 게다가, 많은 무선 시스템들은 주파수 분할 복식(frequency division duplex; FDD) 모드에서 동작하기 때문에, 업링크(uplink) 및 다운링크(downlink) 접속들은 다른 주파수들을 사용할 수 있다. 이러한 경우들에서, 채널 측정은 수신기에서 채널을 측정하고, 정보를 피드백(feeding back)하여 송신기에서만 이용가능하도록 만들어질 수 있다. 그러나, MIMO 시스템에 있는 송신 및 수신 안테나들의 수들이 증가할수록, 피딩 백 채널 상태 정보는 커다란 양의 데이터를 전달하는 것을 포함할 수 있다. 성능을 손상시키지 않으면서 가능한 많이 피드백을 제한하는 것이 바람직할 수 있다. 또한 몇몇 환경들하에서는 피드백 레이트와 시스템 적응 속도를 거래하는 것이 바람직할 수 있다.
나아가, 종래의 전형적인 접근들이 가지는 한계점들과 단점들은 종래의 시스템들과 본 출원의 나머지 부분들에서 도면들을 참조하여 전개될 본 발명의 몇몇 측 면들의 비교를 통해 당해 기술분야의 숙련된 자에게 명백해질 것이다.
본 발명의 과제는 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 MIMO 사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템을 제공하는데 있다.
유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 MIMO 사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및/또는 시스템은 실질적으로 적어도 하나 이상의 도면들과 연관하여 설명된 바와 같이 청구항들에서 좀더 완전하게 전개될 것이다.
본 발명의 일측면에 의하면, 통신 신호들을 처리하기 위한 방법은,
2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수(cost function)를 이용하여 제1 코드북상으로 제1 양자화하는 단계(상기 제1 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함);
상기 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수를 이용하여 제2 코드북상으로 제2 양자화하는 단계(상기 제2 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함); 및
교호 방식으로 상기 제1 양자화 및 상기 제2 양자화를 반복하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 채널 상태 정보는 행렬 V이다.
바람직하게는, 상기 방법은 단일값 분해(Singular Value Decomposition : SVD)를 이용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition : GMD)을 이용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 식으로 정의된다.
Figure 112008010505373-pat00002
여기에서, A는 크기 N×N 행렬이고, aij는 행렬 A의 성분(i, j)임.
바람직하게는, 상기 방법은 제1 행렬 및 제2 행렬로부터 상기 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 생성하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 기븐스 분해(Givens decomposition)를 이용하여 상기 제1 행렬 및 상기 제2 행렬을 생성하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 단계 크기 변수(step size variable)를 수정함으로써 상기 제1 코드북 및/또는 상기 제2 코드북의 동적 범위를 수정하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 MIMO 사전-코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로, 채널 상태 정보의 변화가 양자화되어 있는 상기 제1 코드북 또는 상기 제2 코드북의 인덱스를 송신하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 MIMO 사전-코딩 시스템의 송신기에서 행렬을 상기 단위 행렬들중의 하나를 가지고 선형적으로 변환하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 일측면에 의하면, 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템이 제공되며, 상기 시스템은,
하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하는 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템을 포함하되, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은,
2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수를 이용하여 제1 코드북상으로 제1 양자화하는 것(상기 제1 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함);
상기 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수를 이용하여 제2 코드북상으로 제2 양자화하는 것(상기 제2 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함); 및
교호 방식으로 상기 제1 양자화 및 상기 제2 양자화를 반복하는 것을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 채널 상태 정보는 행렬 V이다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 단일값 분해(Singular Value Decomposition : SVD)를 이용하여 상기 행렬 V를 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition : GMD)을 이용하여 상기 행렬 V를 생성한다.
바람직하게는, 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 식으로 정의된다.
Figure 112008010505373-pat00003
여기에서, A는 크기 N×N 행렬이고, aij는 행렬 A의 성분(i, j)임.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 제1 행렬 및 제2 행렬로부터 상기 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 기븐스 분해(Givens decomposition)를 이용하여 상기 제1 행렬 및 상기 제2 행렬을 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 단계 크기 변수(step size variable)를 수정함으로써 상기 제1 코드북 및/또는 상기 제2 코드북의 동적 범위를 수정한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 MIMO 사전-코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로, 채널 상태 정보의 변화가 양자화되어 있는 상기 제1 코드북 또는 상기 제2 코드북의 인덱스를 송신한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 MIMO 사전-코딩 시스템의 송신기에서 행렬을 상기 단위 행렬들중의 하나를 가지고 선형적으로 변환한다.
본 발명의 이러한 장점들 및 다른 장점들과 신규한 특징들은 본 발명의 도시된 실시예들의 상세한 사항들뿐만 아니라 하기의 상세한 설명 및 도면으로부터 더 잘 이해될 것이다.
본 발명에 의하면, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 MIMO 사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템을 제공할 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예들은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지고 2×2 MIMO 사전-코더들에 관련된 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템에서 세워질 수 있다. 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지고 2×2 MIMO 사전-코더들에 관련된 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템의 측면들은 코스트 함수를 이용하여 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보에서의 변화를 코드북에 양자화하는 것과, 상기 코드북을 두 코드북들(이들 각각은 하나 또는 그 이상의 단위(unitary) 행렬들을 포함할 수 있음)사이에서 교호시키는 것을 포함할 수 있다. 상기 채널 상태 정보는 SVD(singular value decomposition) 또는 GMD(geometric mean decomposition)를 이용하여 생성될 수 있는 행렬 V일 수 있다. 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식으로 정의될 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00004
여기에서, A는 N×N 행렬 크기이며, aij는 행렬 A의 성분(i, j)이다. 상기 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들은 제1 행렬 및 제2 행렬로부터 생성될 수 있다. 제1 행렬 및 제2 행렬은 기븐스 분해를 사용하여 생성될 수 있다. 상기 두 코드북들의 역동적인 범위는 단계 크기 변수(step size variable)를 수정함으로써 수정될 수 있다. 상기 코드북의 성분에 대한 인덱스(채널 상태 정보의 상기 변화가 양자화 되어 있음)는 MIMO 사전-코딩(pre-coding) 시스템에 있는 수신기로부터 송신기에 송신될 수 있다. MIMO 사전-코딩 시스템의 송신기에서 행렬은 단위 행렬들중의 하나와 선형적으로 전환된다.
도 1a는 본원 발명의 실시예에 연관된 기지국 및 이동형 계산 단말기 사이의 예시적인 셀룰러 다중 경로 통신을 도시한 도면이다. 도 1a에는, 집(120), 이동 단말기(122), 공장(124), 기지국(126), 자동차(128), 및 통신 경로들(130, 132, 134)이 도시되어 있다.
기지국(126), 및 이동 단말기(122)는 MIMO 통신 신호들의 생성 및 처리를 가능하게 할 수 있는 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 기지국(126) 및 이동 단말기(122) 사이의 무선 통신들은 무선 채널 상에서 일어날 수 있다. 무선 채널은 예를 들면 통신 경로들(130, 132, 134)과 같은 복수의 통신 경로들을 포함할 수 있다. 무선 채널은 이동 단말기(122) 및/또는 자동차(128)가 이동함에 따라 동적으로 변경될 수 있다. 일부 경우들에서, 이동 단말기(122)는 기지국(126)의 가시선(line-of-sight; LOS)에 있을 수 있다. 다른 경우들에서, 이동 단말기(122)와 기지국(126) 사이에 직접적 가시선이 없을 수 있고, 무선 신호들은 예시적인 통신 경로들(130, 132, 134)에 의해 도시된 바와 같이, 통신 객체(entity)들 사이의 반사된 통신 경로들로 이동할 수 있다. 무선 신호들은 집(120), 공장(124), 또는 자동차(128)와 같은 인공 구조물들에 의해, 또는 산과 같은 자연적 장애물들에 의해 반사될 수 있다. 이러한 시스템은 비 가시선(non-line-of-sight; NLOS) 통신들 시스템으로서 언급될 수 있다.
통신 시스템은 LOS 및 NLOS 신호 구성요소들 모두를 포함할 수 있다. LOS 신호 구성요소가 존재한다면, NLOS 신호 구성요소들보다 훨씬 강건할 것이다. 일부 통신 시스템들에서, NLOS 신호 구성요소들은 간섭을 생성할 수 있고, 수신기 성능을 감소시킨다. 이것을 다중 경로 간섭이라 부른다. 예를 들면, 통신 경로들(130, 132, 134)은 이동 단말기(122)에서 다른 지연들로 도착할 수 있다. 통신 경로들(130, 132, 134)은 또한 다르게 감쇄될 수 있다. 예를 들면, 다운링크에서 이동 단말기(122)에 수신된 신호는 동기화될 수 없고, 동적으로 변화하는 다르게 감쇄된 통신 경로들(130, 132, 및 또는 134)의 합(sum)일 수 있다. 이러한 채널은 감쇄 다중 경로 채널이라 부른다. 감쇄 다중 경로 채널은 간섭을 도입할 수 있지만, 무선 채널에 자유도, 다이버시티를 도입할 수도 있다. 기지국 및/또는 이동 단말기에서, 예를 들면 MIMO 시스템들과 같은 다중 안테나들을 가진 통신 시스템들은 무선 채널들의 특성들을 활용하도록 특화될 수 있고, 특별히 NLOS 통신 시스템들에서 기지국(126), 및 이동 단말기(122)에서 단일 안테나를 가진 통신 시스템에 대하여 막대히 증가된 성능을 결과할 수 있는 감쇄 다중 경로 채널로부터 큰 성능 이득들을 끌어낼 수 있다.
도 1b는 본원 발명의 실시예에 따라, 예시적인 MIMO 통신 시스템을 도시한 도면이다. 도 1b에는, MIMO 송신기(102), MIMO 수신기(104), 및 안테나들(106, 108, 110, 112, 114, 116)이 도시되어 있다. 또한, 통신 경로들(h11, h12, h22, h21 h2NTX, h1NTX, hNRX1, hNRX2, hNRX NTX)이 도시되어 있고, 여기서 hmn은 송신 안테나 n으로 부터 수신기 안테나 m으로의 채널 계수(coefficient)를 나타낸다. NTX개의 송신기 안테나들, 및 NRX개의 수신기 안테나들이 있을 수 있다. 또한, 송신 심볼들 x1, x2, 및 xNTX, 및 수신 심볼들 y1, y2, 및 yNRX가 도시되어 있다.
MIMO 송신기(102)는 도 1b에 도시된 안테나들(106, 108, 110)인 송신 안테나들에 의해 송신될 수 있는 송신 심볼들 xi i∈{1,2,...NTX}를 생성하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. MIMO 수신기(104)는 도 1b에 도시된 안테나들(112, 114, 116)인 수신 안테나들에 의해 수신될 수 있는 수신 심볼들 yi i∈{1,2,...NRX}를 처리하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. MIMO 시스템에서 송신된 신호 및 수신된 신호 사이의 입력-출력 관계는 다음과 같다.
y = Hx + n
여기서, y = [y1, y2,... yNRX]T는 NRX 구성요소들의 열 벡터일 수 있고, T는 벡터 전치(transpose)일 수 있고, H = [hij]:i∈{1,2,...NRX};j∈{1,2,...NTX}는 NRX X NTX 차원들의 채널 매트릭스일 수 있고, x = [x1,x2,...xNTX]T는 NTX 요소들을 가진 열 벡터이고, n은 NRX 구성요소들을 가진 잡음 샘플들의 열 벡터이다. H는 에르미트(hermitian) 전치이고, U는 NRX X NTX 단위 행렬(unitary matrix)이며, ∑는 NTX X NTX 대각(diagonal) 행렬이며, V는 NTX X NTX 단위 행렬(unitary matrix)일 때, 채널 행렬 H는 단일값 분해(SVD)를 사용하여 H = U∑ V H 로서 기재될 수 있다. 행렬 H를 대각선화(diagonalize)하거나 변환할 수 있는 다른 행렬 분해들이 SVD 대신에 사용될 수 있다. 예를 들면, MIMO 수신기(104)에 구현된 수신기 알고리즘이 순차 연속 간섭 제거(Ordered Successive Interference Cancellation; OSIC)라면, 행렬 H를 하/상(lower/upper) 삼각 행렬로 변환하는 다른 행렬 분해들이 적절할 수 있다. 이러한 분해는 기하 평균 분해(GMD)를 포함할 수 있고, 여기서, H = QRP H 이고, R은 대각 요소들 상의 H의 단일값들의 기하 평균을 가진 상삼각(upper triangular) 행렬이며, Q 및 P는 단위(unitary) 행렬일 수 있다.
도 2는 본원 발명의 실시예에 따른, 예시적인 MIMO 사전-코딩 송수신기 체인 모델을 도시한 블록도이다. 도 2에는, MIMO 송신기(202), MIMO 기저대역 등가 채널(203), MIMO 수신기(204), 및 가산기(208)를 포함하는 MIMO 사전-코딩 시스템(200)이 도시되어 있다. MIMO 송신기(202)는 송신기(TX) 기저대역 처리 블록(210), 및 송신 사전-코딩 블록(214)을 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 등가 채널(203)은 무선 채널(206), TX 무선 주파수(RF) 처리 블록(212), 및 수신기(RX) RF 처리 블록(218)을 포함할 수 있다. MIMO 수신기(204)는 사전-코딩 디코딩 블록(216), 및 RX 기저대역 처리 블록(220)을 포함할 수 있다. 또한, 심볼 벡터 s, 사전-코딩된 벡터 x, 잡음 벡터 n, 수신된 벡터 y, 및 채널 디코딩된 벡터 y'가 도시된다.
MIMO 송신기(202)는 MIMO 기저대역 송신 신호의 생성을 가능하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있는 기저대역 처리 블록(210)을 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 송신 신호는 송신 사전-코딩 블록(214)으로 통신될 수 있다. 기저대역 신호는 이들 기능들의 수행을 가능하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있는 송신 사전-코딩 블록(214)에서 무선 채널(206)을 통한 송신을 위해 적절히 코딩될 수 있다. TX RF 처리 블록(212)은 무선 채널(206)을 통한 송신을 위해 TX RF 처리 블록(212)에 통신된 신호가 무선 주파수(RF)로 변조되도록 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RX RF 처리 블록(218)은 무선 채널(206)을 통해 송신된 신호를 수신하기 위해 무선 주파수 전단(front-end) 기능을 수행하도록 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RX RF 처리 블록(218)은 입력 신호들을 기저대역으로 복조(demodulation)하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 가산기(208)는 MIMO 수신기(204)에서 수신된 신호에 잡음을 가산하는 것을 묘사할 수 있다. MIMO 수신기(204)는 수신된 신호를 선형적으로(linearly) 디코딩하고, 이를 RX 기저대역 처리 블록(220)으로 통신할 수 있는 사전-코딩 디코딩 블록(216)을 포함할 수 있다. RX 기저대역 처리 블록(220)은 기저대역 신호에 추가 신호 처리를 적용하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
MIMO 송신기(202)는 MIMO 기저대역 송신 신호를 생성하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있는 기저대역 처리 블록(210)을 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 송신 신호는 송신 사전-코딩 블록(214)으로 통신될 수 있고, 이는 심볼 벡터 s일 수 있다. 상기 심볼 벡터 s는 NTX X 1 차원일 수 있다.
송신 사전-코딩 블록(214)은
Figure 112008010505373-pat00005
가 되도록 심볼 벡터 s에 선형 변환을 적용하는 것을 가능하게 할 수 있고, 여기서 W는 NTX X s의 길이 차원일 수 있고, x = [x1,x2,...xNTX]T일 수 있다. 사전-코딩된 벡터 x의 각각의 요소는 NTX개의 가용 안테나들 사이의 다른 안테나 상에서 송신될 수 있다.
송신된 사전-코딩된 벡터 x는 MIMO 기저대역 등가 채널(203)을 건너갈 수 있다. NRX개의 수신기 안테나들로부터 수신된 신호 y는 행렬 H에 의해 표현된 MIMO 기저대역 등가 채널(203)에 의해 변환된 신호 x와, 잡음 벡터 n으로 기재된 잡음 요소의 합일 수 있다. 가산기(208)에 의해 도시된 바와 같이, 수신된 벡터 y는 y = Hx + n = HWs + n으로 주어질 수 있다. 수신된 벡터 y는 사전-코딩 디코딩 블록(216)으로 통신될 수 있고, 여기서 선형 디코딩 연산 B는 디코딩된 벡터 y' = B H y = B H HWs + B H n를 얻기 위해 수신된 벡터 y에 적용될 수 있고, B는 적절한 차원들의 복합 행렬일 수 있다. 디코딩된 벡터 y'는 이후에 추가 신호 처리가 사전-코딩 디코딩 블록(216)의 출력에 적용될 수 있는 RX 기저대역 처리 블록(220)으로 통신될 수 있다.
송신된 사전-코딩된 벡터 x에 적용될 수 있는 MIMO 기저대역 등가 채널(203) 의 전달 함수 H가 MIMO 송신기(202) 및 MIMO 수신기(204) 모두에 인지된 것이라면, 상기 채널은 예를 들면, W = V 및 B = U 설정에 의해 대각화될 수 있고, 여기서 H = U∑ V H 는 단일값 분해일 수 있다. 이러한 경우들에서, 채널 디코딩된 벡터 y'는 다음의 관계식으로 주어질 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00006
∑는 대각 행렬일 수 있기 때문에, y' 내의 심볼 벡터 s의 요소들 사이에서 간섭이 없을 수 있고, 이에 따라 무선 통신 시스템은 NTX보다 적거나 동일할 수 있는 채널 행렬 H의 계수(rank)까지, s의 각각의 요소들을 위한 NTX개 이하의 병렬 단일 안테나 무선 통신 시스템들을 가진 시스템과 같이 나타날 수 있다.
도 3은 본원 발명의 실시예에 따른, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가진 예시적인 MIMO 사전-코딩 시스템의 블록도이다. 도 3에는 부분적인(partial) MIMO 송신기(302), 부분적인 MIMO 수신기(304), 무선 채널(306), 가산기(308), 및 피드백 채널(320)을 포함하는 MIMO 사전-코딩 시스템(300)이 도시되어 있다. 부분적인 MIMO 송신기(302)는 송신 사전-코딩 블록(314)을 포함할 수 있다. 부분적인 MIMO 수신기(304)는 사전-코딩 디코딩 블록(316), 채널 추정 블록(322), 채널 양자화 블록(310), 채널 분해 블록(312), 및 코드북 처리 블록(318)을 포함할 수 있다. 또한, 심볼 벡터 s, 사전-코딩된 벡터 x, 잡음 벡터 n, 수신된 벡터 y, 및 디코딩된 벡터 y'가 도시된다.
송신 사전-코딩 블록(314), 무선 채널(306), 가산기(308), 및 사전-코딩 디코딩 블록(316)은 각각 도 2에 도시된 송신 사전-코딩 블록(214), MIMO 기저대역 등가 채널(203), 가산기(208), 및 사전-코딩 디코딩 블록(216)과 실질적으로 유사하다. 채널 추정 블록(322)은 무선 채널(306)의 전달 함수를 추정하기 위해 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 채널 추정은 채널을 분해하기 위해 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드에 의해 활성화될 수 있는 채널 분해 블록(312)으로 통신될 수 있다. 이러한 관점에서, 분해된 채널은 채널 등가 블록(310)으로 통신될 수 있다. 채널 등가 블록(310)은 코드북상의 채널을 부분적으로 양자화하기 위해 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 코드북 처리 블록(318)은 코드북을 생성하기 위해 적절한 논리, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 피드백 채널(320)은 채널 상태 정보를 부분적 MIMO 수신기(304)로부터 부분적인 MIMO 송신기(302)로 전달하는 것을 가능하게 할 수 있는 채널을 나타낼 수 있다.
많은 무선 시스템들에서, 채널 상태 정보, 다시 말해서 채널 전달 행렬 H의 지식은 송신기 및 수신기에서 가용하지 않을 수 있다. 그러나, 도 2에 도시된 것과 같은 사전-코딩 시스템을 활용하기 위해, 송신기에서 적어도 부분적인 채널 지식을 갖는 것이 바람직할 수 있다. 도 2에 도시된 본원 발명의 실시예에서, MIMO 송신기(202)는 MIMO 송신기(202)의 송신 사전-코딩 블록(214)에서 사전-코딩을 위해 단위 행렬(unitary matrix) V를 요구할 수 있다.
주파수 분할 복식(FDD) 시스템들에서, 기지국으로부터 이동 단말기로의 통신들, 즉 다운링크(downlink) 통신들을 위한 주파수 대역은 역방향, 즉 업링 크(uplink) 통신들의 주파수 대역과 다를 수 있다. 주파수 대역들의 차이로 인해, 업링크에서의 채널 측정은 일반적으로 다운링크를 위해 유용하지 않을 수 있고, 그 역도 동일하다. 이러한 경우들에서, 측정들은 수신기에서만 이루어질 수 있고, 채널 상태 정보(channel state information; CSI)는 피드백을 통해 송신기로 다시 통신될 수 있다. 이러한 이유로, CSI는 피드백 채널(320)을 통해 부분적인 MIMO 수신기(304)로부터 부분적인 MIMO 송신기(302)의 송신 사전-코딩 블록(314)으로 피드백될 수 있다. 송신 사전-코딩 블록(314), 무선 채널(306), 및 가산기(308)는 도 2에 도시된 대응하는 블록들(214, 203, 208)과 실질적으로 유사하다.
부분적인 MIMO 수신기(304)에서, 수신된 신호 y는 채널 추정 블록(322)의
Figure 112008010505373-pat00007
에 의해 채널 전달 함수 H를 추정하도록 사용될 수 있다. 추정은 도 2에 도시된 특정 수신기 구현에 따라 예를 들면, 대각(diagonal) 또는 삼각(triangular) 형태로 추가적으로 분해될 수 있다.
예를 들어 채널 분해 블록(312)은
Figure 112008010505373-pat00008
을 수행할 수 있다. 행렬 H 및
Figure 112008010505373-pat00009
는 랭크 r=2 행렬들이다. 이것은 예를 들어 송신 안테나들의 수 및 수신 안테나들의 수가 2일 때, 즉 NTX=NRX=2일 수 있다. 행렬
Figure 112008010505373-pat00010
를 디멘존 NTX × NTX 행렬 Vk로 양자화하는 것이 바람직하다. 여기에서,
Figure 112008010505373-pat00011
는 마지막 Vk, 즉 Vk-1 및 단위 행렬들 Cd={Qj}의 사전 정의된 유한 집합로부터의 단위 회전 행렬
Figure 112008010505373-pat00012
로부터 생성될 수 있다. 단위 행렬들 Cd의 집합은 코드북이라고 한다. 행렬
Figure 112008010505373-pat00013
는 채널 업데이트 레 이트에 대하여 상대적으로 느리게 변할 수 있다. 이러한 예들에서, 새로운 행렬 Vk 대신에 이전 양자화된 행렬 Vk-1에 업데이트를 보내고 채널 메모리를 이용하는 것이 좀더 경제적일 수 있다. 어떠한 면에서는 행렬
Figure 112008010505373-pat00014
에 최근접할 수 있는 Vk를 생성할 수 있는 코드북 Cd로부터 행렬
Figure 112008010505373-pat00015
를 찾아냄으로써 행렬
Figure 112008010505373-pat00016
의 인덱스 q를 송신 사전-코딩 블록(314)에 송신하는 것이 충분할 수 있다. 이것은 채널 양자화 블록(310)으로부터 피드백 채널(320)을 통해 달성될 수 있다. 부분 MIMO 송신기(302)는 코드북 Cd를 알 필요가 있다. 코드북 Cd는 채널 전달 함수 H 보다 좀더 느리게 가변하고, 피드백 채널(320)을 통해 코드북 처리 블록(318)으로부터 송신 사전-코딩 블록(314)에 있는 코드북 Cd를 주기적으로 업데이트하는 것이 충분할 수 있다. 코드북 Cd는 정적으로 또는 적응적으로 선택될 수 있다. 더욱이, 또한 코드북 Cd는 적응적으로 및/또는 정적으로 설계된 코드북들을 포함할 수 있는 코드북들의 집합로부터 적응적으로 또는 비적응적으로 선택될 수 있다. 이러한 예들에서, 부분 MIMO 수신기(304)는 어느 주어진 시간에 부분 MIMO 송신기(302)에 사용중인 코드북을 알려줄 수 있다.
채널 행렬 H가 채널 상태 정보 피드백 레이트에 대응하여 느리게 가변하는 경우에, 피드백 레이트를 감소된 동시 자유도(instaneous degrees of freedom)의 비용으로 감소시키는 것이 가능할 수 있다. 이것은 큰 코드북 C를 2개의 코드북들로 나누어
Figure 112008010505373-pat00017
이 되게 함으로써 달성될 수 있 다. 코드북들 Ceven 및 Codd는 예를 들어 C 각각의 절반 성분들 Qi를 포함하도록 선택될 수 있다. 몇몇 경우들에서, 코드북들 Ceven 및 Codd는 겹쳐지지 않게, 즉
Figure 112008010505373-pat00018
로 선택될 수 있다. 여기에서 Φ는 공집합(empty set)을 나타낸다. 항상 행렬
Figure 112008010505373-pat00019
는 Vk로 양자화될 수 있으며, 두 코드북들 Ceven 및 Codd중 하나만이 Cd∈{Ceven , Codd}와 같이 양자화 목적으로 사용될 수 있다. 코드북 Cd는 예를 들어 다른 양자화 예들에 대하여 라운드 로빈 방식으로 코드북들 Ceven 및 Codd 사이에서 교호할 수 있다. 예를 들어, 어느 시점 kT에서
Figure 112008010505373-pat00020
로부터 Vk의 양자화가 발생한다면(여기에서 k는 정수이고, T는 연속적인 양자화 시점들간의 시간간격임), 코드북 Ceven 은 k가 짝수 정수일때 사용될 수 있으며, 코드북 Codd 는 k가 홀수 정수일 때 사용될 수 있다. 이것은 부분 MIMO 송신기(302)에서의 해당 인덱스와 동기화를 유지하기 위해 부분 MIMO 수신기(304)에서의 인덱스 k를 필요로 한다. 코드북 C를 상술한 방식으로 나눔으로써 양자화 코드북 Cd는 어떤 양자화 시점, 즉 C의 기수(cardinality)가 예를 들어
Figure 112008010505373-pat00021
에서, 코드북 C의 절반 성분들만을 포함할 수 있다. C안에 있는 성분들이 인덱스되게 하는 M 비트들을 피드백하는 것이 충분하다. 양자화를 위해 사용할 코드북의 기수가 |Cd|=|C|/2=|Ceven|=|Codd|가 되도록 선택함으로써, 위의 식에서 나타낸 바와 같이 M-1 비트들을 피드백하는 것이 충분할 수 있다. 코드북 C={Qi}의 성분들이 회전들일 수 있음에 따라, 축소된 크기 코드북 Cd를 사용하는 것은 예를 들어 각 양자화 시점에서 상기 회전들을 방향들의 부분집합으로 제한하는 것으로 해석될 수 있다. 그러나, 상기 코드북은 Ceven 및 Codd 사이에서 교호할 수 있기 때문에, C에서 어느 축(또는 방향) 주위로도 회전하는 것이 가능할 수 있다. 그러나, Ceven 및 Codd 사이에서 연속적인 회전들의 수를 포함할 수 있다. 그에 의해 축소된 크기의 코드북 Cd가 양자화에 사용되기 때문에 피드백 레이트를 감소시키는 것이 가능할 수 있다. 양자화 코드북 Cd의 크기를 제한함으로써 피드백 레이트를 감소시키는 몇몇 예들에서, 그러므로 이용가능한 회전들의 방향들이 복수의 회전들이 전체 코드북 C를 이용함으로써 소수의 회전들을 가지고 달성될 수 있는 동일한 결과를 획득할 것을 필요로 한다. 따라서, 교호 코드북들을 사용하는 것은 한편으로는 피드백 데이터 레이트와 다른 한편으로는 해당 레이트에 달성될 수 있는 임의의 회전 사이에서의 거래(trade-off)라고 해석될 수 있다. 그러나, 많은 예들에서, 행렬
Figure 112008010505373-pat00022
는 느리게 회전할 수 있으며, 그것은 피드백 레이트에서의 감소를 위한 회전의 속도를 거래하는데 유리할 수 있으며, 그에 의해 업링크에서 제어 정보 오버헤드를 줄이고 이용할 수 있는 데이터 페이로드를 증가시킬 수 있다.
행렬
Figure 112008010505373-pat00023
은 다음의 관계식들에 나타낸 바와 같이 Vk로 양자화될 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00024
A=[aij] 및 A는 N × N의 디멘존일 수 있다. 따라서, 행렬
Figure 112008010505373-pat00025
는 위에서 정의된 바와 같이 함수
Figure 112008010505373-pat00026
를 최대화할 수 있는 코드북 Cd에 있는
Figure 112008010505373-pat00027
로 선택될 수 있다. 상기 함수 f(.)는 입력 행렬의 대각 성분들의 제곱근된 절대값을 평균할 수 있다. f(.)를 최대화함으로써, 행렬 Vk는 곱
Figure 112008010505373-pat00028
이 어떤 의미에서 거의 아이덴티티 행렬(identiy matrix)과 같도록 선택될 수 있다. 상술된 f(.)에 대한 표현은 몇몇 근사하에 사전-코딩된 MIMO 시스템의 순간 성능을 극대화시킬 수 있다. 따라서, 채널 H는 채널 추정 블록(322)에서 추정되고, 채널 분해 블록(312)에서 분해될 수 있다.
채널 양자화 블록(310)에서, 행렬, 예를 들어
Figure 112008010505373-pat00029
는 행렬
Figure 112008010505373-pat00030
로 양자화될 수 있으며, 인덱스 q는 피드백 채널(320)을 통해 부분 MIMO 송신기(302)에 피드백될 수 있다. 인덱스 q보다 적은 빈도로, 코드북 처리 블록(318)으로부터 코드북 C는 피드백 채널(320)을 통해 부분 MIMO 송신기(302)에 송신될 수 있다. 또한 코드북 C는 시불변으로 선택될 수 있다. 더욱이 또한, 코드북 C는 적응적으로 및/또는 정적으로 설계된 코드북들을 포함할 수 있는 코드북들의 집합으로부터 적응적으로 또는 비적응적으로 선택될 수 있다. 인덱스 q를 피드백하기 위해, 코드북 Cd의 기수 |Cd|가 |Cd|≤2M 이하일 때 M 비트들은 충분할 수 있다.
송신 사전-코딩 블록(314)은 예를 들어 선형 변환 x=Vks을 수행할 수 있다. 수신기에서의 사전-코딩 디코딩 블록(316)은 선형 변환
Figure 112008010505373-pat00031
을 구현할 수 있다.
코드북 C는 복소 단위 행렬들{Qq}을 포함할 수 있다. 바람직한 코드북은 쉽게 조절할 수 있는 동적 범위를 포함할 수 있는 것일 수 있다. 이것은 회전 행렬들{Qq}이 집합 C가 회전할 수 있는 각들의 절대 범위가 그래뉴어티(granularity), 즉 이웃하는 행렬들 Qq 사이에서 단계 크기와 같이 적응적이거나 구성가능할 수 있다는 것을 의미하는 것으로 해석될 수 있다. 동적 범위의 적응성은 코드북이 아주 다양한 다른 채널조건들에 적응될 수 있도록 허용할 수 있다. 특별히 코드북 C는 무선 채널 행렬 H의 변화의 레이트에 적응될 수 있다.
코드북 Cd를 구성하기 위한 하나의 대표적인 프로토콜은 행렬들{Qq}의 단위 특성을 이용할 수 있다. 대표적인 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템을 위한 2×2 복소 단위 행렬 Qq은 기븐스 분해의 항으로 기재될 수 있으며, 다음의 관계식에 의해 주어지듯이 2 각들에 의해 파라메터화될 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00032
(1)
여기에서, 이후로 언급되는 각들에서 각의 범위는
Figure 112008010505373-pat00033
및
Figure 112008010505373-pat00034
로 가변할 수 있다. 주어진 Qq가 아이덴티티 행렬(identiy matrix)인 경우에, 회전이 일어나지 않는다. 따라서, 어떤 의미에서 행렬들 {Qq}이 단위 행렬로 마감될 수 있다. 코드북 C는 다음의 관계식에서 보여지는 바와 같이 구성될 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00035
(2)
여기에서, δ≤1은 단계 크기(step size)일 수 있다. 즉, 코드북 C는 식 (1)에 따른 각들의 수로부터 생성될 수 있는 행렬들{Qq}의 집합으로부터 구성될 수 있다. 코드북의 실시예에서, 행렬들 {Qq}을 포함하여 구성될 수 있는 집합 C는 식 (2) 및 식(1)에서 정의된 각들의 집합
Figure 112008010505373-pat00036
의 가능한 조합들로부터 구성될 수 있다. {Qq}에서 가능한 각(angle) 조합들을 상기 각들에 의해 가정될 수 있는 가능한 값들과 결합하는 것은 기수 |C|=4를 가지는 코드북으로 이르게 할 수 있다. 즉, |C| 다른 행렬들 Qq이 집합 C에 포함될 수 있다. 집합들 Ceven 및 Codd는 예를 들어 각각 2 성분들 Qq를 포함할 수 있다. 본 발명의 일실시예에서, 코드북들은 다음의 관계식에 의해 주어진 코드북으로 선택될 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다.
Figure 112008010505373-pat00037
(3)
Figure 112008010505373-pat00038
(4)
단계 크기 δ≤1은 행렬들 {Q q}의 동적 범위(dynamic range)를 조정하도록 허용할 수 있으며, 여기서 변화의 상이한 레이트들에 대한 시변 페이딩 채널들 행렬들 H의 넓은 범위는 상기 코드북 구성
Figure 112008010505373-pat00039
에 의해 수용(accommodate)될 수 있다. 이러한 경우에, BCd = 1 비트는 부분 MIMO 수신기(304)에서부터 부분 MIMO 송신기(302)까지 피드백될 수 있어, 코드북
Figure 112008010505373-pat00040
으로부터 행렬
Figure 112008010505373-pat00041
의 선택에 대한 인덱스 q를 피드백한다. 위에서 설명된 바와 같이, 이는 만약 양자화 코드북 Cd가 C와 동일하다면 요구될 수 있는 피드백 레이트 BC = 2 에 대하여 1 피드백 비트의 감소를 초래할 수 있다. 예시적인 경우의 2x2 MIMO 시스템에 있어서, 피드백 레이트는 채널 업데이트당 1 비트일 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 대표적인 사전-코딩 델타 양자화 피드백 알고리즘을 예시하는 흐름도이다. 도 4를 참조하면, 시작 단계 402, 결정 단계 406 및 처리 단계들 408, 410, 412, 414, 416, 418 및 420이 나타나 있다.
대표적인 사전-코딩 델타 양자화 피드백 알고리즘은 단계 404에서 카운터 변수 k를 세팅함에 의해 초기화될 수 있다. 변수 k는 짝수 및 홀수 코드북들(각각 Ceven 및 Codd)의 용법(usage)을 트래킹하기 위해 사용될 수 있다. 변수 k는 MIMO 수신기 및 MIMO 송신기에서 초기화될 수 있고 변수 k는 양 엔티티들, 즉 MIMO 수신기 및 MIMO 송신기에서 동기화를 유지할 필요가 있을 수 있다. 단계 406에서, 만약 k가 짝수라면, 양자화 코드북은 Cd = Ceven 으로 세팅될 수 있다. 만약 k가 홀수라면, 양자화 코드북은 Cd = Codd 로 세팅될 수 있다. 양자화는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기 둘 다에서 세팅될 수 있다. 단계 412에서, MIMO 수신기에서 채널 추정치는, 예를 들어, 채널 추정 블록(322)에서 획득될 수 있다. 이는 채널 행렬
Figure 112008010505373-pat00042
의 형태로 채널 추정치를 제공할 수 있다. 단계 414에서, 채널 행렬
Figure 112008010505373-pat00043
은 행렬
Figure 112008010505373-pat00044
를 획득하기 위해 분해될 수 있다. 예를 들면, SVD(Singular Value Decomposition) 또는 GMD(Geometric Means Decomposition)가 행렬
Figure 112008010505373-pat00045
를 획득하기 위해 채널 분해 블록(312)에서 사용될 수 있다. 현 양자화 코드북 Cd에 근거하여, 행렬
Figure 112008010505373-pat00046
는 단계 416에서 회전 행렬(rotation matrix)
Figure 112008010505373-pat00047
의 함수일 수 있는 행렬 V k로 양자화될 수 있다. 이는 채널 양자화 블록(310)에서 달성될 수 있다. 단계 418에서,
Figure 112008010505373-pat00048
에 상응하는 인덱스 q는 MIMO 수신기로부터 MIMO 송신기로, 예를 들어 도 3에 도시된 바와 같이, 피드백 채널(320)을 통해 채널 양자화 블록(310)으로부터 송신 사전-코딩 블록(314)으로 전송될 수 있다. 단계 420에서, 카운터 변수 k는 MIMO 송신기 및 MIMO 수신기 둘다에서 증가될 수 있고 피드백 알고리즘은 단계 406으로 회귀(loop back)할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 4-성분 코드북 C를 갖는 대표적인 2x2 MIMO 시스템의 성능 라인 플롯(performance line plot)이다. 도 5를 참조하면, 스펙트럼 효율(spectral efficiency)(Bits/sec/Hz) 축과 신호대 잡음비(Signal-to-Noise Ratio;SNR) 축이 나타나 있다. 또한 이상 빔포밍(ideal beamforming)의 라인 플롯(502)과 2 비트 코드북의 라인플롯(504)이 나타나 있다.
코드북 C 4 개의 성분들을 가질 수 있으므로, 코드북
Figure 112008010505373-pat00049
은 2 개의 성분들을 포함할 수 있고 따라서 B=log2(2) =1 비트의 피드백을 요구할 수 있다. 단계 크기는 δ≤1로 선택될 수 있다. 단지 1 비트의 피드백에도 불구하고, 2비트 코드북의 라인 플롯(504)의 성능은 이상 빔포밍(502)의 라인 플롯과 유사할 수 있다. 도 5로부터 볼 수 있는 바와 같이, 2 비트 코드북의 라인 플롯(504)의 성능은 이상 빔포밍의 라인 플롯(502)에 가까울 수 있다. 이상 빔포밍(502)의 경우에, 채널 상태 정보, 즉 무선 채널 H는 완전하고 정확하게 송신기(202)의 송신 사전-코딩 블록(214)에서 알려질 수 있다. 따라서, 위에서 설명된 바와 같이 2 비트 코드북(504)을 사용함으로써 발생할 수 있는 성능 불이익(penalty)은, 완전한 채널 상태 정보를 넘어서 상대적으로 작을 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 2x2 MIMO 사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기(alternating channel delta quantizer)를 위한 방법 및 시스템은 채널 양자화 블록(310)에서 코스트 함수를 사용하여 코드북에 대해 2x2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보에서의 변화를 양자화하는 것, 그리고 두 개의 코드북들 사이의 코드북 처리 블록(318)에서의 코드북을 교호(alternating)하는 것을 포함하며, 여기서 각각의 코드북들은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들(unitary matrices)을 포함한다. 채널 상태 정보는 SVD 및 GMD를 사용하여 코드북 처리 블록(318)에서 생성될 수 있는 행렬 V일 수 있다. 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112008010505373-pat00050
여기서 A는 크기 N x N의 행렬이고 aij는 행렬 A의 성분(i,j)이다. 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들은 코드북 처리 블록(318)에서 제1 행렬 및 제2 행렬로부터 생성될 수 있다. 제1 행렬 및 제2 행렬은 기븐스 분해(Givens decomposition)를 사용하여 생성될 수 있다. 두 개의 코드북들의 동적 범위는 단계 크기 변수를 변경함으로써 변경될 수 있다. 채널 상태 정보에서의 상기 변화가 양자화될 수 있는 코드북의 어떤 성분의 인덱스는, MIMO 사전-코딩 시스템(300)에서의 수신기(304)로부터 송신기(302)까지 전송될 수 있다. MIMO 사전-코딩 시스템의 송신기에서의 행렬은 송신 사전-코딩 블록(314)에서 단위 행렬들 중의 하나로써 선형적으로 변환될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예는 기계 가독 스토리지를 제공할 수 있으며, 그러한 기계 가독 스토리지는 , 기계(machine)에 의해 실행가능한 적어도 하나의 코드 섹션을 가지며, 기계로 하여금 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 2x2 MIMO 사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기에 대해 상술된 바와 같은 단계들을 수행하도록 하는 컴퓨터 프로그램을 갖는다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 또는 소프트웨어, 또는 하드웨어 및 소프트웨어 둘 다의 조합으로 구현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템을 가지는 중앙 방식(centralized fashion)으로 구현될 수 있거나, 다른 성분들이 몇 몇 서로 연결된 컴퓨터 시스템들에 흩어져 있는 분산 방식(distributed fashion)으로 구현될 수도 있다. 여기에서 기술된 방법들을 실행하기 위해 채택된 어떠한 종류의 컴퓨터 시스템이나 다른 장치도 적절하다. 하드웨어 및 소프트웨어의 전형적인 조합에는 컴퓨터 시스템에서 로딩되어 실행되었을 때, 여기에서 기술된 방법들을 실행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하기 위한 컴퓨터 프로그램을 가지는 범용 컴퓨터 시스템이 있을 수 있다.
본 발명은 여기에서 기술된 방법들의 실행을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하고, 컴퓨터 시스템에 로딩되었을 때 이 방법들을 실행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품에 임베디드(embedded)될 수 있다. 여기에서, 컴퓨터 프로그램은 임의의 언어, 또는 코드(code), 또는 기호(notation)에서, 직접적으로, 또는 a) 다른 언어, 코드, 또는 기호로의 변환(conversion) b) 다른 매체 형태로의 재생(reproduction)중에서 어느 하나 또는 둘 모두를 수행한 후에 시스템이 특정한 기능을 수행하기 위한 정보 처리 능력을 가지도록 의도된 명령들 집합을 표현하는 어떤 것이라도 의미한다.
본 발명은 몇몇 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고 다양한 변형이 이루어질 수 있으며, 균등물들이 대신될 수 있음은 당해 기술 분야에 숙련된 자들에게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 범주를 벗어나지 않고 특정한 상황 또는 매체를 본 발명의 기술들에 채택하기 위하여 많은 변형들이 있을 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정 실시예들에 한정되지 않아야 하며, 첨부되는 청구항들의 범위내에 있는 모든 실시예들을 포함할 것이다.
도 1a는 본 발명의 일실시예와 연관하여 기지국 및 이동 컴퓨팅 단말 사이에서의 대표적인 셀룰라 다중경로 통신을 예시하는 도면이다.
도 1b는 본 발명의 일실시예에 따른 대표적인 MIMO 통신 시스템을 예시하는 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 대표적인 MIMO 사전-코딩 송수신기 체인 모델을 예시하는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 대표적인 MIMO 사전-코딩 시스템의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 대표적인 사전-코딩 델타 양자화 피드백 알고리즘을 예시하는 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 4-성분 코드북 C를 갖는 대표적인 2x2 MIMO 시스템의 성능 라인 플롯(performance line plot)이다.

Claims (10)

  1. 통신 신호들을 처리하기 위한 방법으로서,
    2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수(cost function)를 이용하여 제1 코드북상으로 제1 양자화하는 단계(상기 제1 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함);
    상기 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수를 이용하여 제2 코드북상으로 제2 양자화하는 단계(상기 제2 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함); 및
    교호 방식으로 상기 제1 양자화 및 상기 제2 양자화를 반복하는 단계를 포함하는 통신 신호 처리 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 채널 상태 정보는 단일값 분해(Singular Value Decomposition: SVD) 또는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition : GMD)를 이용하여 생성될 수 있는 행렬 V인 통신 신호 처리 방법.
    (단, 채널 행렬 H는 H = U∑VH 이며, H는 에르미트(hermitian) 전치이고, U는 NRX X NTX 단위 행렬(unitary matrix)이며, ∑는 NTX X NTX 대각(diagonal) 행렬이며, V는 NTX X NTX 단위 행렬(unitary matrix)임)
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 식으로 정의되는 통신 신호 처리 방법.
    Figure 112008010505373-pat00051
    여기에서, A는 크기 N×N 행렬이고, aij는 행렬 A의 성분(i, j)임
  6. 청구항 1에 있어서,
    제1 행렬 및 제2 행렬로부터 상기 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호 처리 방법.
  7. 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템으로서,
    하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하는 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템을 포함하되, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은,
    2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수를 이용하여 제1 코드북상으로 제1 양자화하는 것(상기 제1 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함);
    상기 2×2 MIMO 사전-코딩 시스템에서 채널 상태 정보의 변화를 코스트 함수 를 이용하여 제2 코드북상으로 제2 양자화하는 것(상기 제2 코드북은 하나 또는 그 이상의 단위 행렬들을 포함함); 및
    교호 방식으로 상기 제1 양자화 및 상기 제2 양자화를 반복하는 것을 가능하게 하는 통신 신호 처리 시스템.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 채널 상태 정보는 단일값 분해(Singular Value Decomposition: SVD) 또는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition : GMD)를 이용하여 생성될 수 있는 행렬 V인 통신 신호 처리 시스템.
    (단, 채널 행렬 H는 H = U∑VH 이며, H는 에르미트(hermitian) 전치이고, U는 NRX X NTX 단위 행렬(unitary matrix)이며, ∑는 NTX X NTX 대각(diagonal) 행렬이며, V는 NTX X NTX 단위 행렬(unitary matrix)임)
  9. 삭제
  10. 삭제
KR1020080012774A 2007-02-12 2008-02-12 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 ｍｉｍｏ사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법및 시스템 KR100952351B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US88937407P 2007-02-12 2007-02-12
US60/889,374 2007-02-12
US11/847,628 2007-08-30
US11/847,628 US20080192852A1 (en) 2007-02-12 2007-08-30 Method and system for an alternating channel delta quantizer for 2x2 mimo pre-coders with finite rate channel state information feedback

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080075460A KR20080075460A (ko) 2008-08-18
KR100952351B1 true KR100952351B1 (ko) 2010-04-12

Family

ID=39430744

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080012774A KR100952351B1 (ko) 2007-02-12 2008-02-12 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 ｍｉｍｏ사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법및 시스템

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20080192852A1 (ko)
EP (1) EP1956730A3 (ko)
KR (1) KR100952351B1 (ko)
TW (1) TW200847670A (ko)

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060028989A (ko) * 2004-09-30 2006-04-04 엘지전자 주식회사 다중입출력 시스템에 적용되는 신호 처리 방법
US7894506B2 (en) * 2007-01-09 2011-02-22 Broadcom Corp. Method and system for a delta quantizer for MIMO pre-coders with finite rate channel state information feedback
US7983322B2 (en) 2007-01-09 2011-07-19 Broadcom Corporation Method and system for codebook design of MIMO pre-coders with finite rate channel state information feedback
US7961775B2 (en) * 2007-01-09 2011-06-14 Broadcom Corporation Method and system for a delta quantizer for MIMO pre-coders with finite rate channel state information feedback
US8090048B2 (en) 2007-02-12 2012-01-03 Broadcom Corporation Method and system for an alternating channel delta quantizer for MIMO pre-coders with finite rate channel state information feedback
US8090049B2 (en) 2007-02-12 2012-01-03 Broadcom Corporation Method and system for an alternating delta quantizer for limited feedback MIMO pre-coders
US8401104B2 (en) * 2008-10-20 2013-03-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Codebook design method for multiple input multiple output system and method for using the codebook
US8565064B2 (en) * 2008-12-15 2013-10-22 Futurewei Technologies, Inc. System and method for employing six-bit rank 1 and 2 codebooks for four transmit antennas
US8391392B2 (en) 2009-01-05 2013-03-05 Marvell World Trade Ltd. Precoding codebooks for MIMO communication systems
US8385441B2 (en) 2009-01-06 2013-02-26 Marvell World Trade Ltd. Efficient MIMO transmission schemes
EP2209220A1 (en) * 2009-01-19 2010-07-21 ST-Ericsson (France) SAS Process for beamforming data to be transmitted by a base station in a MU-MIMO system and apparatus for performing the same
US8243582B2 (en) * 2009-01-28 2012-08-14 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Feedback for transmit precoding in wireless networks
US8750492B2 (en) 2009-01-30 2014-06-10 Futurewei Technologies, Inc. Reducing the feedback overhead during crosstalk precoder initialization
US8238483B2 (en) 2009-02-27 2012-08-07 Marvell World Trade Ltd. Signaling of dedicated reference signal (DRS) precoding granularity
WO2010122432A1 (en) * 2009-04-21 2010-10-28 Marvell World Trade Ltd Multi-point opportunistic beamforming with selective beam attenuation
CN101931507B (zh) 2009-06-18 2012-09-05 华为技术有限公司 码本生成方法、数据传输方法及装置
US8675794B1 (en) 2009-10-13 2014-03-18 Marvell International Ltd. Efficient estimation of feedback for modulation and coding scheme (MCS) selection
US8917796B1 (en) 2009-10-19 2014-12-23 Marvell International Ltd. Transmission-mode-aware rate matching in MIMO signal generation
US8325860B2 (en) * 2009-11-09 2012-12-04 Marvell World Trade Ltd. Asymmetrical feedback for coordinated transmission systems
EP2514181B1 (en) * 2009-12-17 2018-10-03 Marvell World Trade Ltd. Mimo feedback schemes for cross-polarized antennas
CN102687456B (zh) * 2010-01-07 2015-04-15 马维尔国际贸易有限公司 专用参考信号(drs)预编码粒度信令的方法和装置
JP5258002B2 (ja) 2010-02-10 2013-08-07 マーベル ワールド トレード リミテッド Ｍｉｍｏ通信システムにおける装置、移動通信端末、チップセット、およびその方法
US8687741B1 (en) 2010-03-29 2014-04-01 Marvell International Ltd. Scoring hypotheses in LTE cell search
JP2012100254A (ja) 2010-10-06 2012-05-24 Marvell World Trade Ltd Ｐｕｃｃｈフィードバックのためのコードブックサブサンプリング
US8615052B2 (en) 2010-10-06 2013-12-24 Marvell World Trade Ltd. Enhanced channel feedback for multi-user MIMO
US9048970B1 (en) 2011-01-14 2015-06-02 Marvell International Ltd. Feedback for cooperative multipoint transmission systems
CN102624496B (zh) 2011-01-30 2015-03-11 华为技术有限公司 预编码处理方法、基站和通信系统
CN103404061B (zh) 2011-02-21 2016-08-31 松下电器（美国）知识产权公司 预编码方法、预编码装置
US8861391B1 (en) * 2011-03-02 2014-10-14 Marvell International Ltd. Channel feedback for TDM scheduling in heterogeneous networks having multiple cell classes
EP2692068B1 (en) 2011-03-31 2019-06-19 Marvell World Trade Ltd. Channel feedback for cooperative multipoint transmission
CN103477583B (zh) 2011-04-19 2016-11-09 太阳专利托管公司 预编码方法、预编码装置
CN102761354B (zh) 2011-04-28 2015-02-18 上海贝尔股份有限公司 在网络设备中生成码本和相关数据的方法及装置
CN102811111A (zh) * 2011-06-02 2012-12-05 中兴通讯股份有限公司 一种信道信息反馈方法和系统
WO2013068915A2 (en) 2011-11-07 2013-05-16 Marvell World Trade Ltd. Precoding feedback for cross-polarized antennas with magnitude information
WO2013068916A1 (en) 2011-11-07 2013-05-16 Marvell World Trade Ltd. Codebook sub-sampling for frequency-selective precoding feedback
US9031597B2 (en) 2011-11-10 2015-05-12 Marvell World Trade Ltd. Differential CQI encoding for cooperative multipoint feedback
US9220087B1 (en) 2011-12-08 2015-12-22 Marvell International Ltd. Dynamic point selection with combined PUCCH/PUSCH feedback
US8902842B1 (en) 2012-01-11 2014-12-02 Marvell International Ltd Control signaling and resource mapping for coordinated transmission
EP2842361B1 (en) 2012-04-27 2019-03-27 Marvell World Trade Ltd. Coordinated multipoint (comp) communication between base-stations and mobile communication terminals
US9521670B2 (en) 2013-03-05 2016-12-13 Marvell World Trade Ltd. Signal decoding in the presence of almost-blank subframes (ABS)
CN107113797B (zh) 2015-03-20 2020-01-10 华为技术有限公司 一种信道状态信息的传输方法及设备
US11949480B2 (en) 2021-05-04 2024-04-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and system for channel state information feedback using sub-codebook based trellis coded quantization

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060039489A1 (en) 2004-08-17 2006-02-23 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for providing closed-loop transmit precoding

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6829491B1 (en) * 2001-08-15 2004-12-07 Kathrein-Werke Kg Dynamic and self-optimizing smart network
US7676007B1 (en) * 2004-07-21 2010-03-09 Jihoon Choi System and method for interpolation based transmit beamforming for MIMO-OFDM with partial feedback
US7778826B2 (en) * 2005-01-13 2010-08-17 Intel Corporation Beamforming codebook generation system and associated methods
US8385433B2 (en) * 2005-10-27 2013-02-26 Qualcomm Incorporated Linear precoding for spatially correlated channels
US7702029B2 (en) * 2006-10-02 2010-04-20 Freescale Semiconductor, Inc. MIMO precoding enabling spatial multiplexing, power allocation and adaptive modulation and coding
US8059733B2 (en) * 2006-12-20 2011-11-15 Nec Laboratories America, Inc. Multi-user downlink linear MIMO precoding systems

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060039489A1 (en) 2004-08-17 2006-02-23 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for providing closed-loop transmit precoding

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
draft : http://ieee802.org/16 (2004.8.27)

Also Published As

Publication number Publication date
KR20080075460A (ko) 2008-08-18
EP1956730A2 (en) 2008-08-13
EP1956730A3 (en) 2011-12-07
TW200847670A (en) 2008-12-01
US20080192852A1 (en) 2008-08-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100952351B1 (ko) 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 가지는 2×2 ｍｉｍｏ사전-코더들을 위한 교호 채널 델타 양자화기를 위한 방법및 시스템
KR100947214B1 (ko) 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 ｍｉｍｏ 프리코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템
KR100956327B1 (ko) 레이트 감소 사전-코딩 행렬들을 위한 방법 및 시스템
US8982969B2 (en) Method and system for CQI/PMI feedback for precoded MIMO systems utilizing differential codebooks
KR100958092B1 (ko) Ｃｑｉ및 송신 사전-코딩에 대한 피드백 리소스들의 적응적할당을 위한 방법 및 시스템
KR100958093B1 (ko) 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 ｍｉｍｏ 프리코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템
US8817899B2 (en) Method and system for an alternating delta quantizer for limited feedback MIMO pre-coders
US8090048B2 (en) Method and system for an alternating channel delta quantizer for MIMO pre-coders with finite rate channel state information feedback
US7894506B2 (en) Method and system for a delta quantizer for MIMO pre-coders with finite rate channel state information feedback
US7822102B2 (en) Method and system for an efficient channel quantization method for MIMO pre-coding systems
US7953138B2 (en) Method and system for an efficient channel quantization method for MIMO pre-coding systems
US8085833B2 (en) Method and system for an efficient channel quantization method for MIMO pre-coding systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130325

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140327

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160329

Year of fee payment: 7

LAPS Lapse due to unpaid annual fee