KR100958093B1

KR100958093B1 - 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 ｍｉｍｏ 프리코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR100958093B1
Application number: KR1020080002713A
Authority: KR
Inventors: 마크 켄트; 빈코 에르켁; 준 젱
Original assignee: 브로드콤 코포레이션
Priority date: 2007-01-09
Filing date: 2008-01-09
Publication date: 2010-05-14
Also published as: US8472506B2; EP1944883A2; CN101232475B; TWI406523B; KR20080065564A; HK1122922A1; CN101232475A; EP1944883A3; US20110274196A1; US7983322B2; US20080165868A1; TW200847672A

Abstract

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들(pre-coders)의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템의 측면들은 코스트 함수(cost function)를 사용하여, 코드북에 MIMO 프리 코딩 시스템에서의 채널 상태 정보를 양자화하는 단계를 포함하며, 코드북은 유니터리 행렬들(unitary matrices)을 포함한다. 코드북은 적어도 그 채널 상태 정보에 근거하여 반복적으로 갱신될 수 있다. 채널 상태 정보는 행렬 V를 포함할 수 있다. 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,

에 의해 정의될 수 있고, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이며 a_ij는 행렬 A의 성분 (i,j)이다. 보로노이 영역들(Voronoi regions)은 유니터리 행렬들에 대해 코드북으로부터 생성될 수 있다. 보로노이 영역들 및 유니터리 행렬들에 근거한 행렬들의 세트가 생성될 수 있다. 코드북을 갱신하는 것은 그러한 행렬들의 세트를 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 변경함에 의해 달성될 수 있고, 여기서 유니터리 행렬들의 새로운 세트는 코드북이 된다.

Description

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 ＭＩＭＯ 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR CODEBOOK DESIGN OF MIMO PRE-CODERS WITH FINITE RATE CHANNEL STATE INFORMATION FEEDBACK}

본 발명의 어떤 실시예들은 통신 시스템들을 위한 신호 처리에 관련된다. 더 상세하게는, 본 발명의 어떤 실시예들은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들(pre-coders)의 코드북(codebook) 설계를 위한 방법 및 시스템에 관련된다.

이동 통신들(mobile communications)은 사람들이 통신하는 방법을 변화시켜 왔으며, 이동 전화기들은 사치 품목으로부터 일상 생활의 필수 부분으로 전환되었다. 이동 전화기들의 사용은 오늘날에 위치(location) 또는 기술(technology)에 의해 제한되기보다는, 사회적 상황들에 의해 결정된다. 음성 연결들은 통신하기 위한 기본적인 요구를 충족시키는 한편, 이동 음성 연결들(mobile voice connections)은 더 나아가 일상 생활의 구조로 되어가고 있으며, 이동 인터넷(mobile internet)은 이동 통신 혁명에서 다음 단계이다. 이동 인터넷은 일상 정보의 보편적인 소스(common source)가 되도록 유지되며, 이러한 데이터에 대한 쉬우면서도 다각적 인(versatile) 이동 접속(mobile access)은 당연한 것으로 여겨질 것이다.

3 세대(3G) 셀룰러 네트워크들(cellular networks)은 특히 이동 인터넷의 이들 장래의 수요들을 충족시키도록 설계되어 왔다. 이들 서비스들이 대중성과 사용량에서 증가함에 따라, 네트워크 용량(network capacity)의 비용 저감 최적화(cost efficient optimization) 및 서비스 품질(quality of service;QoS)과 같은 요인들(factors)은 오늘날보다 셀룰러 운영자들(cellular operators)에게 훨씬 더 필수적으로 될 것이다. 이들 요인들은 신중한 네트워크 계획 및 운영, 전송 방법들의 개선, 및 수신기 기술들에서의 진보로써 달성될 수 있다. 이 목표를 위해, 통신 사업자들(carriers)은, 그들에게 하향링크(downlink) 처리율(throughput)을 증가시키도록 허용하고, 다음으로, 케이블 모뎀 및/또는 DSL 서비스 공급자들(providers)에 의해 제공되는 것에 필적하는 개선된 QoS 기능들 및 속도를 제공하도록 허용할 기술들을 필요로 한다.

이러한 요구들을 충족시키기 위해, 송신기와 수신기에서 다중 안테나들을 사용하는 통신 시스템들은 무선 페이딩(fading) 환경에서 상당한 용량 증가를 제공한다는 그들의 전망으로 인해 근래에 증가된 주목을 받아왔다. 또한 스마트 안테나(smart antenna) 기법들로도 알려진 이러한 다중 안테나 구성들은 신호 수신에 관한 다중경로 및/또는 신호 간섭의 부정적인 영향들을 감소시키기 위해 이용될 수 있다. 스마트 안테나 기법들은 점차적으로 셀룰러 시스템들에 배치되는 증가하는 용량 요구들을 처리하기 위해 그러한 시스템들에서의 이동통신 가입자 유닛들과 기지국 기반구조 운용과 관련하여 이용될 수 있다. 이러한 요구들은, 부분적으로는, 현재의 음성 기반 서비스들로부터 음성, 비디오, 및 데이터 통신을 제공하는 차 세대 무선 멀티미디어 서비스들로 전환 이행중임으로 인해 발생한다.

다중 송신 및/또는 수신 안테나들의 이용은 다이버시티 이득(diversity gain)을 도입하도록 설계되고 신호 수신 프로세스 내에서 생성된 간섭을 억제할 수 있는 자유도(degrees of freedom)를 증가시키도록 설계된다. 다이버시티 이득들은 수신된 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)를 증가시키고 전송 링크를 안정화시킴으로써 시스템 성능을 개선한다. 한편, 더 많은 자유도는 신호 간섭에 대하여 더 강한 강건성(robustness)을 제공하고, 및/또는 더 큰 용량을 위해 더 많은 주파수 재사용을 허용함으로써 다중 동시적 전송들(multiple simultaneous transmissions)을 허용한다. 다중 안테나 수신기들을 포함하는 통신시스템에서 M 개의 수신 안테나들 세트는 M-1 개의 간섭자들(interferers)의 효과를 무효로 하기 위해 이용될 수 있다. 따라서, N 개의 신호들은 N개의 송신 안테나들을 사용하여 동일 대역폭으로 동시에 전송될 수 있고, 전송된 신호는 그 후 수신기에 배치된 N 개의 안테나 세트에 의해 N 개의 각각의 신호들로 분리된다. 다중 송신 및 수신 안테나들을 이용하는 시스템들은 다중 입출력(multiple-input multiple-output;MIMO) 시스템들로 일컬어진다. 다중 안테나 시스템들, 특히 MIMO 시스템들의 한가지 매력적인 면은 이런 전송 구성을 이용하여 달성될 수 있는 시스템 용량의 상당한 증가이다. 고정된 전체 송신 전력에 대하여, MIMO 구성에 의해 제공되는 용량은 신호 대 잡음비(SNR)와 균형을 이룰 수 있다. 예를 들어, 페이딩 다중 경로 채널들의 경우, MIMO 구성은 SNR의 매 3dB 증가마다 사이클당 거의 M 개의 추가 비트만큼 시스 템 용량을 증가시킬 수 있다.

무선통신들에서 다중 안테나 시스템들의 광범위한 배치는 증가된 크기, 복잡성, 및 전력 소모로부터 초래되는 비용 상승으로 인해 제한되어 왔다. 이는 무선 시스템 설계들 및 어플리케이션들에 대한 문제들을 내포한다. 결과적으로, 다중 안테나 시스템들에 대한 어떤 작업은 단일 사용자 점대점(point-to-point) 링크들을 지원하는 시스템들에 집중될 수 있고, 어떤 작업은 다중 사용자 시나리오들에 집중될 수 있다. 다중 안테나들을 배치하는 통신 시스템들은 시스템 용량을 크게 개선시킬 수 있다. MIMO 기술을 사용하여 상당한 성능 이득들을 획득하기 위해 송신기에 채널에 대한 정보를 제공하는 것이 바람직할 수 있다. 그러한 채널 데이터는 채널 상태 정보(channel state information;CSI)로 불린다. 많은 무선 시스템들에 있어서, 상향링크(uplink) 및 하향링크(downlink)는 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex;FDD) 모드, 즉, 상향링크와 하향링크가 상이한 주파수들을 사용하여 동작한다. 이 경우에, 상향링크의 채널 측정치들(channel measurements)은 하향링크에 적용될 수 없고, 하향링크의 채널 측정치들은 상향링크에 적용될 수 없다. 이 경우에, 채널은 신호 수신기에 의해 단지 측정될 수 있고 채널 상태 정보는 송신기로 피드백될 수 있다. 많은 수의 안테나들을 사용하는 경우에, 상향링크 채널에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 것은 많은 량의 데이터의 데이터 전달과 관련될 수 있다. 상향링크 채널에 대한 대역폭이 제한될 수 있으므로, 상향링크 채널에 대해 많은 양의 채널 정보 데이터를 전달하는 것은 바람직하지 않을 수 있다.

종래의 기존 접근법들의 다른 한계들 및 단점들은, 도면들을 참조로 하여 본 명세서의 이하에서 제시되는 본 발명의 어떤 측면들과 이러한 종래의 시스템들을 비교함으로써 당해 기술 분야에서 숙련된 자에게 분명해질 것이다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 종래의 문제점들을 개선할 수 있는 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템을 제공하는 것에 있다.

실질적으로 도면들 중의 적어도 하나에서 보여지고, 및/또는 도면들 중의 적어도 하나와 관련하여 설명되며, 청구항들에서 더 완전히 제시되는 바와 같이, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들(pre-coders)의 코드북(codebook) 설계를 위한 방법 및/또는 시스템이 개시된다.

본 발명의 일 측면에 따라, 통신 신호들을 처리하기 위한 방법은:

코스트 함수(cost function)을 사용하여, 코드북(codebook)에 MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템에서의 채널 상태 정보(channel state information)를 양자화(quantize)하는 단계를 포함하되, 코드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들(unitary matrices)을 포함하며;

적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 상기 코드북을 반복적으로 갱신(update)하는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 상기 채널 상태 정보는 행렬 V이다.

바람직하게는,

상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,

에 의해 정의되고, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이고 a_ij는 행렬 A의 성분(i,j)이다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 대하여 상기 코드북으로부터 보로노이 영역들(Voronoi regions)을 생성하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 보로노이 영역들 및 상기 유니터리 행렬들에 근거하여 행렬들의 세트를 생성하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 행렬들의 세트를 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 변경(modify)함에 의해 상기 코드북을 갱신하는 단계를 더 포함하되, 유니터리 행렬들의 상기 새로운 세트는 상기 코드북이 된다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 MIMO 프리 코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로, 상기 채널 상태 정보가 양자화되는 상기 코드북의 성분의 인덱스(index)를 전송하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템은 하나 또는 그 이상의 송신 안테나들 및 하나 또는 그 이상의 수신 안테나들을 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 기하 평균 분해(Geometric Meam Decomposition;GMD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 유니터리 행렬들, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서 벡터 신호 중의 하나로써 선형적으로 변환하는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 일 측면에 따라, 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템은:

하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하는 MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템을 포함하되, 상기 회로들은,

코스트 함수(cost function)을 사용하여, 코드북(codebook)에 채널 상태 정보(channel state information)의 양자화(quantization)를 가능하게 하고, 상기 코드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들(unitary matrices)을 포함하며;

적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 상기 코드북에 대한 반복적 갱신들(updates)을 가능하게 한다.

바람직하게는, 상기 채널 상태 정보는 행렬 V이다.

바람직하게는, 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,

에 의해 정의되며,

A는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬 A의 성분(i,j)이다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 대해 상기 코드북으로부터 보로노이 영역들(Voronoi regions)을 생성한다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 보로노이 영역들 및 상기 유니터리 행렬들에 근거하여 행렬들의 세트를 생성한다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 행렬들의 상기 세트를 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 변경함에 의해 상기 코드북을 갱신하며, 여기서 상기 유니터리 행렬들의 새로운 세트는 상기 코드북이된다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 MIMO 프리 코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로, 상기 채널 상태 정보가 양자화되는 상기 코드북의 성분의 인덱스를 전송한다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 특이값 분해(SVD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성한다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 기하 평균 분해(GMD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성한다.

바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 유니터리 행렬들, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서 벡터 신호 중의 하나로써 선형적으로 변 환한다.

설명된 실시예의 상세 부분 뿐 아니라, 본 발명의 여러가지 장점들, 측면들 및 새로운 특징들은 이후의 상세한 설명 및 도면들로부터 더 충분히 이해될 것이다.

본 발명은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템을 제공함으로써, 상향링크(uplink) 및 하향링크(downlink)가 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex;FDD) 모드, 즉, 상향링크와 하향링크가 상이한 주파수들을 사용하여 동작하는 경우에, 상향링크의 채널 측정치들(channel measurements)이 하향링크에 적용될 수 없는 문제점, 그리고 하향링크의 채널 측정치들이 상향링크에 적용될 수 없는 문제점을 개선할 수 있다. 또한, 본 발명은, 많은 수의 안테나들을 사용하는 경우, 상향링크 채널에 대하여 채널 상태 정보를 피드백하는 것이 많은 량의 데이터의 데이터 전달과 관련될 수 있고, 상향링크 채널에 대한 대역폭이 제한될 수 있어, 상향링크 채널에 대해 많은 양의 채널 정보 데이터를 전달하는 것이 바람직하지 않은 문제점을 개선할 수 있다.

본 발명의 어떤 실시예들은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템에서 발견될 수 있다. 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템의 측면들은, 코스트 함수(cost function)를 사용하여, 코드북에 MIMO 프리 코딩 시스템에서의 채널 상태 정보를 양자화하는 단계를 포함할 수 있으며, 여기서 코드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 포함하고, 적어도 채널 상태 정보에 근거하여 코드북을 반복적으로 갱신하는 단계를 포함할 수 있다. 채널 상태 정보는 행렬 V일 수 있고 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,

에 의해 정의될 수 있으며, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이고 a_ij는 행렬 A의 성분(i,j)이다. 보로노이 영역들 및 유니터리 행렬들에 근거한 행렬들의 세트가 생성될 수 있다. 코드북의 갱신은 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 행렬들의 세트를 변경함에 의해 달성될 수 있으며, 여기서 유니터리 행렬들의 새로운 세트는 코드북이 된다. 채널 상태 정보가 양자화되는 코드북의 성분의 인덱스는 MIMO 프리 코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로 전송될 수 있다. MIMO 프리 코딩 시스템은 하나 또는 그 이상의 송신 및 수신 안테나들을 포함할 수 있다. 행렬 V는 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD) 또는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 사용하여 생성될 수 있다. 유니터리 행렬들 중의 하나는 MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서 백터 신호를 선형적으로 변환하기 위해 사용될 수 있다.

도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 기지국과 이동 컴퓨팅 단말 기(mobile computing terminal) 간의 대표적인 셀룰러 다중경로 통신을 나타내는 다이어그램이다. 도 1a를 참조하면, 집(120), 이동 단말기(122), 공장(124), 기지국(126), 차(128), 및 통신 경로들(130, 132, 및 134)이 보여진다.

기지국(126) 및 이동 단말기(122)는 MIMO 통신 신호들을 생성하고 처리하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 기지국(126)과 이동 단말기(122) 사이의 무선 통신들은 무선 채널을 통해 발생할 수 있다. 무선 채널은 복수의 통신 경로들, 예를 들면, 통신 경로들(130, 132, 및 134)을 포함할 수 있다. 무선 채널은 이동 단말기(122) 및/또는 차(128)가 움직임에 따라 동적으로 변할 수 있다. 어떤 경우에는, 이동 단말기(122)는 기지국(126)의 LOS(line-of-sight)에 있을 수 있다. 다른 경우에는, 대표적인 통신 경로들(130, 132 및 134)에 의해 보여지는 바와 같이, 이동 단말기(122)와 기지국(126) 사이에 직접적인 LOS가 아닐 수 있고 무선 신호들은 통신 실체들 사이의 반사된 통신 경로들과 같이 나아갈 수 있다. 무선 신호들은 집(120), 공장(124) 또는 차(128)와 같은 인공 구조물들에 의해, 또는 언덕과 같은 자연 장애물들에 의해 반사될 수 있다. 그러한 시스템은 NLOS(non-line-of-sight) 통신 시스템으로 불려진다.

통신 시스템은 LOS와 NLOS 신호 성분들 둘 다를 포함할 수 있다. 만약 LOS 신호 성분이 존재한다면, 그것은 NLOS 신호 성분들보다 더 강할 수 있다. 어떤 통신 시스템들에서, NLOS 신호 성분들은 간섭을 만들 수 있고 수신기 성능을 감소시킬 수 있다. 이는 다중경로 간섭으로 불려진다. 통신 경로들(130, 132, 및 134)은, 예를 들면, 이동 단말기(122)에서 상이한 지연들을 갖고 도달할 수 있다. 통신 경로들(130, 132 및 134)은 또한 상이하게 감쇄될 수 있다. 예를 들면, 하향링크(downlink)에서, 이동 단말기(122)에서 수신된 신호는 동기화되지 않을 수 있고 동적으로 변할 수 있는 상이하게 감쇄된 통신 경로들(130, 132 및/또는 134)의 합일 수 있다. 그러한 채널은 페이딩(fading) 다중경로 채널로 불릴 수 있다. 페이딩 다중경로 채널은 간섭을 도입할 수 있지만 그것은 또한 무선 채널 내로 다이버시티(diversity) 및 자유도(degrees of freedom)를 도입할 수 있다. 기지국 및/또는 이동 단말기, 예를 들면, MIMO 시스템들에서 다중 안테나들을 갖는 통신 시스템들은 특히 무선 채널들의 특성들을 활용하기에 적합하게 될 수 있고 기지국(126) 및 이동 단말기(122)에서의 단일 안테나를 갖는 통신 시스템, 특히 NLOS 통신 시스템들에 대하여 상당히 증가된 성능을 초래할 수 있는 페이딩 다중경로 채널로부터 큰 성능 이득들을 추출할 수 있다.

도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 MIMO 통신 시스템을 나타내는 다이어그램이다. 도 1b를 참조하면, MIMO 송신기(102) 및 MIMO 수신기(104), 및 안테나들(106, 108, 110, 112, 114, 및 116)이 보여진다. 또한 통신 경로들 h₁₁, h₁₂, h₂₂, h₂₁, h_{2 NTX}, h_{1 NTX}, h_{NRX 1}, h_{NRX 2}, h_{NRX NTX}를 포함하는 무선 채널이 보여지고, 여기서 h_mn은 송신 안테나 n에서부터 수신 안테나 m까지의 채널 계수를 나타낼 수 있다. N_TX 개의 송신기 안테나들 및 N_RX 개의 수신기 안테나들이 있을 수 있다. 또한 송신 심볼들 x₁, x₂ 및 x_NTX, 및 수신 심볼들 y₁, y₂ 및 y_NRX가 보여진다.

MIMO 송신기(102)는 송신 안테나들에 의해 송신될 수 있는 송신 심볼들 x_i i ∈ {1,2,...,N_TX}을 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 그들 중 안테나들(106, 108, 및 110)은 도 1b에서 묘사될 수 있다. MIMO 수신기(104)는 수신 안테나들에 의해 수신될 수 있는 수신 심볼들 y_i i ∈ {1,2,...,N_RX}을 처리하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 그들 중 안테나들(112, 114, 및 116)은 도 1b에서 보여질 수 있다. MIMO 시스템에서 송신되고 수신되는 신호 간의 입출력 관계는 다음과 같이 쓰여질 수 있다.

여기서,

는 N_RX 성분들을 갖는 컬럼 벡터일 수 있고, ^T는 벡터 전치(vector transpose)를 나타낼 수 있고,

는 N_RX x N_TX 차원의 채널 행렬일 수 있으며,

는 N_TX 성분들을 갖는 컬럼 벡터이고

은 N_RX 성분들을 갖는 잡음 샘플들의 컬럼 벡터이다. 채널 행렬

는, 예를 들면, 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여

으로 쓰여질 수 있고, 여기서 ^H는 에르미트 전치(Hermitian transpose)를 나타내고,

는 N_RX x N_TX 유니터리 행렬이고,

는 N_TX x N_TX 대각 행렬(diagonal matrix)이고

는 N_TX x N_TX 유니터리 행렬이다. 행렬

를 대각화(diagonalize) 또는 변환할 수 있는 다른 행렬 분해들(decompositions)은 SVD 대신에 사용될 수 있다. 만약 MIMO 수신기(104)에서 구현된 수신기 알고리즘이, 예를 들면, OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation)라면, 행렬

를 하/상(lower/upper) 삼각 행렬로 변환하는 다른 행렬 분해들이 적합할 수 있다. 그러한 분해들 중 한가지는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 포함할 수 있고, 여기서

이고, 여기서

은 대각 성분들에

의 특이값들의 기하 평균을 갖는 상 삼각 행렬일 수 있고,

와

는 유니터리 행렬일 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 MIMO 프리 코딩 송수신기 체인 모델을 나타내는 블록 다이어그램이다. 도 2를 참조하면, MIMO 송신기(202), MIMO 기저대역 등가 채널(203), MIMO 수신기(204), 및 가산기(208)를 포함하는 MIMO 프리 코딩 시스템(200)이 보여진다. MIMO 송신기(202)는 송신기(TX) 기저대역 처리 블록(210) 및 송신 프리 코딩 블록(214)을 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 등가 채널(203)은 무선 채널(206), TX 무선 주파수 처리 블록(212) 및 수신기(RX) RF 처리 블록(218)을 포함할 수 있다. MIMO 수신기(204)는 프리 코딩 디코딩 블록(216) 및 RX 기저대역 처리 블록(220)을 포함할 수 있다. 또한 심볼 벡터

, 프리 코딩된 벡터

, 잡음 벡터

, 수신된 벡터

및 채널 디코딩된 벡터

가 보여진다.

MIMO 송신기(202)는 기저대역 처리 블록(210)을 포함할 수 있고, 기저대역 처리 블록(210)은 MIMO 기저대역 송신 신호를 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 송신 신호는 프리 코딩 블록(214)을 송신하기 위해 통신될 수 있다. 기저대역 신호는 이러한 기능들을 수행하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있는 송신 프리 코딩 블록(214)에서 무선 채널(206)을 통한 전송을 위해 적절하게 코딩될 수 있다. TX RF 처리 블록(212)은 무선 채널(206)을 통한 전송을 위해 무선 주파수(RF)로 변조되기 위해 TX RF 처리 블록(212)으로 신호가 통신되는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RX RF 처리 블록(218)은 무선 채널(206)을 통해 전송된 신호를 수신하기 위해 무선 주파수 프론트-엔드 기능을 수행하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RX RF 처리 블록(218)은 그의 입력 신호들의 기저대역으로의 복조(demodulation)를 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 가산기(208)는 MIMO 수신기(204)에서 수신된 신호에 잡음의 부가를 설명할 수 있다. MIMO 수신기(204)는 수신된 신호를 선형적으로 디코딩하고 RX 기저대역 처리 블록(220)으로 그것을 통신할 수 있는 프리 코딩 디코딩 블록(216)을 포함할 수 있다. RX 기저대역 처리 블록(220)은 추가 신호 처리를 기저대역 신호에 적용하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다.

MIMO 송신기(202)는 기저대역 처리 블록(210)을 포함할 수 있고, MIMO 기저대역 송신 신호를 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 송신 신호는 송신 프리 코딩 블록(214)으로 통신될 수 있으며 심볼 벡터

일 수 있다. 심볼 벡터

는 N_TX x 1 차원일 수 있다.

송신 프리 코딩 블록(214)은,

이고 여기서

는 N_TX x

의 길이이고

이도록, 심볼 벡터

에 선형 변환을 적용하는 것이 가능하게 될 수 있다. 프리 코딩된 벡터

의 각각의 성분은 N_TX 이용가능 안테나들 사이에서 상이한 안테나에 대해 전송될 수 있다.

전송된 프리 코딩된 벡터

는 MIMO 기저대역 등가 채널(203)을 트래버스(traverse)할 수 있다. N_RX 수신기 안테나들로부터, 수신된 신호

는 행렬

에 의해 표현된 MIMO 기저대역 등가 채널(203)에 의해 변환된 신호

플러스 잡음 벡터

에 의해 주어진 잡음 성분일 수 있다. 가산기 208에 의해 묘사되는 바와 같이, 수신된 벡터

는

으로 주어질 수 있다. 수신된 벡터

는 프리 코딩 디코딩 블록(pre-coding decoding block)(216)으로 통신될 수 있으며, 여기서 선형 디코딩 동작

는 디코딩된 벡터

를 획득하기 위해 수신된 벡터

에 적용될 수 있고, 여기서

는 적절한 차원의 복소 행렬(complex matrix)일 수 있다. 디코딩된 벡터

는 그 후 RX 기저대역 처리 블록(220)으로 통신될 수 있고, 여기서 추가 신호 처리는 프리 코딩 디코딩 블록(216)의 출력에 적용될 수 있다.

만약 송신된 프리 코딩된 벡터

에 적용될 수 있는 MIMO 기저대역 등가 채널(203)의 전달 함수

가 MIMO 송신기(202) 및 MIMO 수신기(204) 둘 다에 알려진다면, 채널은, 예를 들면,

및

를 세팅함에 의해 대각화될 수 있고, 여기서,

는 특이값 분해일 수 있다. 이러한 경우에, 채널 디코딩된 벡터

는 다음의 관계식으로 주어질 수 있다.

는 대각 행렬이므로,

에서 심볼 벡터

의 성분들 간의 간섭은 없을 수 있고 따라서 무선 통신 시스템은 N_TX 평행 단일 안테나 무선 통신 시스템까지

의 각 성분에 대해, N_TX보다 적거나 같을 수 있는 채널 행렬 H의 랭크(rank)까지 갖는 시스템처럼 나타날 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 대표적인 MIMO 프리 코딩 시스템의 블록 다이어그램이다. 도 3을 참조하면, 부분적 MIMO 송신기(302), 부분적 MIMO 수신기(304), 무선 채널(306), 가산기(308), 피드백 채널(320)을 포함하는 MIMO 프리 코딩 시스템(300)이 보여진다. 부분적 MIMO 송신기(302)는 송신 프리 코딩 블록(314)을 포함할 수 있다. 부분적 MIMO 수신기(304)는 프리 코딩 디코딩 블록(316), 채널 추정 블록(channel estimation block)(322), 채널 양자화 블록(channel quantization block)(310), 채널 분해 블록(channel decomposition block)(312), 및 코드북 처리 블록(codebook processing block)(318)을 포함할 수 있다. 또한, 심볼 벡터

, 프리 코딩된 벡터

, 잡음 벡터

, 수신된 벡터

및 디코딩된 벡터

가 보여진다.

송신 프리 코딩 블록(314), 무선 채널(306), 가산기(308) 및 프리 코딩 디코딩 블록(316)은 실질적으로 도 2에서 보여진 송신 프리 코딩 블록(214), MIMO 기저대역 등가 채널(203), 가산기(208) 및 프리 코딩 디코딩 블록(216)과 유사할 수 있다. 채널 추정 블록(322)은 무선 채널(206)의 전달 함수를 추정하기 위한 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 채널 추정치는 채널을 분해하기 위해 적절한 로직, 회로 및/또는 코드에 의해 가능하게 될 수 있는 채널 분해 블록(312)으로 통신될 수 있다. 이 점에서, 분해된 채널은 채널 양자화 블록(310)으로 통신될 수 있다. 채널 양자화 블록(310)은 코드북에 채널을 부분적으로 양자화하기 위해 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 코드북 처리 블록(318)은 코드북을 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 피드백 채널(320)은 부분적 MIMO 수신기(304)로부터 부분적 MIMO 송신기(302)로의 채널 상태 정보를 전달하는 것이 가능하게 될 수 있는 채널을 나타낼 수 있다.

여러 무선 시스템들에서, 채널 상태 정보, 즉, 채널 전달 행렬

에 대한 지식은 송신기 및 수신기에서 이용가능하지 않다. 그러나, 도 2에 도시된 바와 같이 프리 코딩 시스템을 이용하기 위해, 송신기에서 이용가능한 적어도 부분적 채널 지식을 갖는 것이 바람직할 수 있다. 도 2에 개시된 발명의 대표적인 실시예에서, MIMO 송신기(302)는 MIMO 송신기(202)의 송신 프리 코딩 블록(214)에서 프리 코딩을 위한 유니터리 행렬

를 요구할 수 있다.

주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex;FDD) 시스템들에 있어서, 기지국으로부터 이동 단말기까지의 통신들, 하향 링크 통신들을 위한 주파수 대역은 역 방향인 상향 링크 통신들에서의 주파수 대역과 상이할 수 있다. 주파수 대역들에서의 차이 때문에, 상향 링크에서의 채널 측정치는 하향 링크에서는 일반적으로 유용하지 않을 수 있고, 하향 링크에서의 채널 측정치는 상향 링크에서는 일반적으로 유용하지 않을 수 있다. 이 경우에, 측정치들은 단지 수신기에서 측정될 수 있고 채널 상태 정보(channel state information;CSI)는 피드백을 통해 송신기로 다시 통신될 수 있다. 이 때문에, CSI는 피드백 채널(320)을 통해 부분적 MIMO 수신기(304)로부터 부분적 MIMO 송신기(302)의 송신 프리 코딩 블록(314)으로 피드백될 수 있다. 송신 프리 코딩 블록(314), 무선 채널(306), 및 가산기(308)는 실질적으로 도 2에 도시된 상응하는 블록들(214, 203 및 208)과 유사하다.

부분적 MIMO 수신기(304)에서, 수신된 신호

는 채널 추정 블록(322)에서 채널 전달 함수

x

를 추정하기 위해 사용될 수 있다. 추정치는, 예를 들면, 도 2에서 설명된 바와 같이, 특정 수신기 구현에 의존하여 대각 또는 삼각 형태로 더 분해될 수 있다. 예를 들면, 채널 분해 블록(312)은 SVD:

를 수행할 수 있다. 복수의 안테나들의 경우에, 행렬들

,

, 및

의 차원들은 빠르게 커질 수 있다. 이 경우에, 행렬

를 N_TX x N_TX 차원의 행렬

로 양자화하는 것이 바람직할 수 있으며,

는 유니터리 행렬들

의 미리 정의된 유한 세트로부터 선택될 수 있다. 유니터리 행렬들

의 세트는 코드북으로 불려질 수 있다. 어떤 점에서는, 행렬

에 가장 가까울 수 있는 코드북으로부터 행렬

를 발견함에 의해, 만약 부분적 MIMO 송신기(302)가 코드북

를 알 수 있다면, 채널 양자화 블록(310)으로부터 피드백 채널(320)을 통해 인덱스 q를 송신 프리 코딩 블록(314)으로 송신하는 것으로 충분할 수 있다. 코드북

는 채널 전달 함수(channel transfer function)

보다 훨씬 더 느리게 변할 수 있고 피드백 채널(320)을 통해 코드북 처리 블록(318)으로부터 송신 프리 코딩 블록(314)에서 코드북

를 주기적으로 갱신하는 것으로 충분할 수 있다. 코드북

는 정적으로 또는 적응식으로 선택될 수 있다. 또한, 코드북

는 또한 적응식으로 및/또는 정적으로 설계된 코드북들을 포함할 수 있는 코드북들의 세트로부터 적응식으로 또는 비적응식으로 선택될 수 있다. 이 경우에, 부분적 MIMO 수신기(304)는 어떤 주어진 시간의 순간에서 사용하는 코드북의 부분적 MIMO 송신기(302)를 통지할 수 있다. 행렬

는 다음의 관계식들로 설명되는 바와 같이

로 양자화될 수 있다.

여기서,

이고

는 N x N 차원일 수 있다. 따라서, 행렬

는 위에서 정의된 바와 같이 함수

를 최대화할 수 있는 코드북

에서 행렬

로서 선택될 수 있다. 함수 f(.)는 그의 입력 행렬의 대각 성분들의 제곱된 절대값을 평균할 수 있다. f(.)을 최대화함에 의해, 행렬

는 어떤 점에서는 곱

가 단위 행렬(identity matrix)과 거의 유사할 수 있도록 선택될 수 있다. 위의 f(.)에 대한 표현은 어떤 근사들(approximations) 하에서 프리 코딩된 MIMO 시스템의 순간 용량을 최대화할 수 있다. 따라서, 채널

는 채널 추정 블록(322)에서 추정될 수 있으며 채널 분해 블록(312)에서 분해될 수 있다.

채널 양자화 블록(310)에서, 행렬, 예를 들면,

는 행렬

로 양자화될 수 있고 인덱스 q는 피드백 채널(320)을 통해 부분적 MIMO 송신기(302)로 피드백될 수 있다. 코드북

는 시불변으로 또한 선택될 수 있다. 또한, 코드북

는 코드북들의 세트로부터 적응식 또는 비적응식으로 선택될 수 있고, 코드북들의 세트는 적 응식으로 및/또는 정적으로 설계된 코드북들을 포함할 수 있다. 인덱스 q보다 덜 빈번하게, 코드북 처리 블록(318)으로부터의 코드북

는 피드백 채널(320)을 통해 부분적 MIMO 송신기(302)로 송신될 수 있다. 인덱스 q를 피드백하기 위해, M 비트는 코드북

의 카디날리티(cardinality)

가

보다 적거나 동일할 수 있을 때면 충분할 수 있다.

송신 프리 코딩 블록(314)은, 예를 들면, 선형적 변환

을 수행할 수 있다. 수신기에서 프리 코딩 디코딩 블록(316)은 선형적 변환

을 구현할 수 있다. 어떤 경우에 채널 행렬

의 랭크

은 송신 안테나의 수보다 적을 수 있다

. 이 경우에, 도 2에 도시된 바와 같이, 공간 스트림들의 감소된 숫자를 벡터

에 매핑(mapping)시키는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들면, 벡터

는,

이고, 여기서

는 차원 N_TX x

의 길이(length)일 수 있고

의 길이는, 일반적으로 랭크

보다 작은 공간 스트림들의 숫자일 수 있다. 행렬

는, 예를 들면,

로부터의 컬럼들의 바람직한 선택으로부터 구성될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 벡터

는 위에서 설명된 바와 같이

로부터 생성될 수 있고, 길이 N_TX의 벡터

의 몇몇의 바람직하게 선택된 성분들은, 일반적 으로 벡터

에서 비-제로(non-zero) 성분들이 랭크

보다 작을 수 있도록, 0으로 세팅될 수 있다. 이 경우에, 0으로 세팅될 수 있는

에서의 성분들은 미사용된(non-utilized) 공간 스트림들에 상응할 수 있다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라, 코드북 알고리즘의 대표적인 실시예를 나타내는 플로우 챠트이다. 도 4를 참조하면, 시작 단계 402, 종료 단계 418, 처리 단계들 404, 406, 410, 412, 414 및 416, 및 결정 단계 408이 보여진다.

코드북

의 선택은 도 3에서 설명된 피드백 시스템의 성능을 결정하기 위해서 중요할 수 있다. 도 4에서의 플로우 챠트는, 코드북

에서 행렬들

의 숫자인 어떤 양자화 레졸루션(quantization resolution), 그리고 수신 및 송신 안테나들의 어떤 숫자에 적합할 수 있는 코드북 알고리즘을 구현하는 것의 대표적인 수단을 제공할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 코드북은 다음의 관계식을 최대화할 수 있도록 설계될 수 있다.

여기서, 는 채널 구현들

의 앙상블(ensemble)에 걸친 기대치일 수 있다. 상기 관계식은, 어떤 경우에는, 함수 f(.)의 채널

에 대한 기대치가 최대화될 수 있도록, 코드북의 최선의 선택이 행렬

를 포함하는 코드북

일 수 있다는 것을 나타낼 수 있다. 이는 도 4에서의 알고리즘으로써 달성될 수 있다.

단계 404에서, 코드북은 초기화될 수 있다. 코드북

은, 예를 들면, 임의 행렬들

로부터 구성될 수 있다. 행렬들

의 초기 선택은 중요하지 않을 수 있다. 단계 406에서, 변수

는 값 '비수렴(not converged)'으로 초기화될 수 있다.

가 결정 단계 208에서 값 '수렴(converged)'으로 세팅되지 않을 때, 알고리즘은 단계 410에서 코드북

로부터 보로노이 영역들(Voronoi Regions)을 계산(compute)할 수 있다. 단계 410에서, 코드북

에 의해 스패닝(spanning)될 수 있는 다차원 공간(multidimensional space)은, 다음의 관계식에서 보여지는 바와 같이, 각 셀

가 어떤 점에서 특정 행렬

에 가장 가까울 수 있는 서브-공간(sub-space)을 나타내도록, 보로노이 영역들로 불려지는 셀들

로 분할될 수 있다.

단계 412에서, 코드북

는 단계 410에서 계산될 수 있는 보로노이 영역들에 근거하여, 갱신될 수 있다. 주어진 영역

에 대해, 새로운 행렬

이 생성될 수 있고, 여기서

는 다음의 관계식에서 보여지는 바와 같이, 길이

의 컬럼 벡터일 수 있다.

여기서,

는 행렬

의 k 번째 컬럼일 수 있다. 상기 최적화 문제에 대한 해는 다음의 관계식들에 의해 주어질 수 있다.

여기서,

는 행렬

의 고유값(eigenvalue)

에 상응하는 고유벡터(eigenvector)

로서 선택될 수 있다. 상기 수학식들에 있어서, 어떤 변수

에 대한 기대치들

는 표본 공간(sample space)의 표본 평균들에 의해 계산될 수 있다.

단계 414에서, 코드북이 스테이블(stable) 세트로 수렴될 수 있는지를 검증하기 위해 수렴을 위한 테스트가 코드북

에 적용될 수 있다. 예를 들면, 수렴 테스트는 연속적인 단계들 412 사이에서 얼마나 많이 각각의 행렬

가 변할 수 있는가에 의해 측정할 수 있다. 만약 변화가 임계값(threshold value)보다 작다면, 수렴은 도달된 것으로 가정될 수 있다. 단계 414에서, 만약 코드북이 수렴되었다면, 변수

는 값 '수렴(converged)'으로 세팅될 수 있고, 그렇지 않다면 변수

는 값 '비수렴(not converged)'으로 세팅될 수 있다.

만약, 단계 414에서, 변수

가 '수렴'으로 세팅될 수 있다면, 단계들 410, 412 및 414를 포함하는 루프(loop)가 빠져나오게 될 수 있고 결과적인 코드북

은 처리 단계 416에서 직교화될 수 있다. 행렬들

이 다음과 같이 직교정규화(orthonormal)되는 것이 바람직할 수 있다.

여기서,

는 단위 행렬(identity matrix)일 수 있고

는 모두 0인 성분들의 행렬일 수 있다. 획득되는 코드북

은, 예를 들면, 행렬들

에 대한 그람-슈미트(Gram-Schmidt) 직교화를 적용함에 의해 직교화될 수 있다. 코드북

의 직교화는 종료 단계 418에서 코드북 생성을 종료할 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라, MMSE 수신기 및 유한 레이트 피드백을 갖는 대표적인 2x2 MIMO 시스템의 성능 플롯이다. 도 5를 참조하면, SNR 축 및 스펙트럼 효율 축(spectral efficiency axis;Seff)이 보여진다. 전 피드백을 갖는 특이값 분해(Singular Value Decomposition)(SVD(Flt-FB))에 대한 라인 플롯(502), 2 비트의 피드백을 갖는 SVD(SVD-2B)에 대한 라인 플롯(504), SVD-3B에 대한 라인 플롯(506), SVD-4B에 대한 라인 플롯(508), SVD-5B에 대한 라인 플롯(510), 및 SVD-6B에대한 라인 플롯(512)이 더 보여진다.

도 3에 대해 설명된 바와 같이, 피드백을 위해 이용가능한 비트들의 숫자는 유니터리 행렬

가 얼마나 정교하게 양자화될 수 있는지를 결정할 수 있다. M 비 트의 경우, 코드북

는

성분들

을 포함할 수 있다. 그러므로, 많은 피드백 비트들은 채널의 더 나은 양자화를 허용할 수 있고 더 나은 성능을 제공할 수 있다. 도 5에서 심지어 본 발명의 대표적인 실시예를 사용하는 소수 비트의 피드백은 전 피드백, SVD(Flt-FB)(502)에 가까울 수 있는 성능을 제공할 수 있다. 라인 플롯들 SVD-2B(504), SVD-3B(506), SVD-4B(508), SVD-5B(510) 및 SVD-6B(512)는 SVD(Flt-FB)(502)에 가까울 수 있다. 최소 평균 제곱 에러(Minimum Mean Square Error;MMSE) 수신기는 도 5에서 가능하게 될 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라, GMD-OSIC 수신기 및 유한 레이트 피드백을 갖는 대표적인 2 x 2 MIMO 시스템의 성능 플롯이다. 도 6을 참조하면, SNR 축 및 스펙트럼 효율 축(spectral efficiency axis;Seff)이 보여진다. 전 피드백을 갖는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition)(GMD Flt-FB)에 대한 라인 플롯(602), 2 비트의 피드백을 갖는 GMD(GMD-2B)에 대한 라인 플롯(604), GMD-3B에 대한 라인 플롯(606), GMD-4B에 대한 라인 플롯(608), GMD-5B에 대 한 라인 플롯(610) 및 GMD-6B에 대한 라인 플롯(612)이 더 보여진다.

도 6에서 보여지는 성능 플롯은 순서화된 연속 간섭 제거(Ordered Successive Interference Cancellation;OSIC) 수신기를 이용할 수 있다. SVD 대신에, GMD는 도 1b에서 설명되는 바와 같이 사용될 수 있다. 몇몇 비트의 피드백, 예를 들면, GMD-2B(604), GMD-3B(606), GMD-4B(608), GMD-5B(610), 및 GMD-6B(612)를 갖는 본 발명의 실시예를 사용하여 얻어지는 성능은 라인 플롯 GMD Flt-FB(602)에 의해 표현되는 전 피드백을 갖는 시스템에서 얻어지는 성능에 가까울 수 있다는 것이 도 6으로부터 보여질 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따라, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템은: 코스트 함수(cost function)을 사용하여, 코드북에의 MIMO 프리 코딩 시스템(200 및 300)에서 채널 상태 정보를 채널 양자화 블록(310)에서 양자화하는 단계를 포함하며, 코드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 포함하며, 적어도 채널 상태 정보에 근거하여 코드북 처리 블록(318)에서 코드북을 반복적으로 갱신하는 단계를 포함한다. 채널 추정 블록(322)에서 얻어지는 채널 상태 정보는 채널 분해 블록(312)에서 생성될 수 있는 행렬 V를 포함할 수 있다. 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식에 의해 정의될 수 있다.

여기서 A는 N x N 크기의 행렬이고 a_ij는 행렬 A의 성분 (i,j)이다. 보로노이 영역들은 코드북 처리 블록(318)에서 유니터리 행렬들에 대한 코드북으로부터 생성될 수 있다. 나아가, 코드북 처리 블록(318)에서, 보로노이 영역들에 근거한 행렬들의 세트 및 유니터리 행렬들이 생성될 수 있다. 코드북을 갱신하는 것은 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 행렬들의 세트를 변경함에 의해 달성될 수 있고, 여기서 유니터리 행렬들의 새로운 세트는 코드북이 된다. 채널 양자화 블록(310)에서 채널 상태 정보가 양자화되는 코드북의 성분의 인덱스는, MIMO 프리 코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로, 피드백 채널(320)을 통하여 전송될 수 있다. MIMO 프리 코딩 시스템(200/300)은 하나 또는 그 이상의 송신 및 수신 안테나들을 포함할 수 있다. 행렬 V는 채널 분해 블록(312)에서 특이값 분해(SVD) 또는 기하 평균 분해(GMD)를 사용하여 생성될 수 있다. 유니터리 행렬들 중의 하나는 송신 프리 코딩 블록(314)에서 MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서 벡터 신호를 선형적으로 변환하기 위해 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예는 기계 가독 스토리지(machine-readable storage)를 제공할 수 있으며, 기계 가독 스토리지는 거기에 저장되며, 기계에 의해 실행가능한 적어도 하나의 코드 섹션을 가지며, 그에 의해 기계에게 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들의 코드북 설계를 위한 방법 및 시스템을 위하여 위에서 설명된 바와 같은 단계들을 수행하도록 하는, 컴퓨터 프로그램을 갖는다.

따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그들의 조합에서 구현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템에서 중앙 집중 방식으로, 또는 상이한 구성 요소들이 몇몇의 상호 연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 분포되어 있는 분산된 방식으로 구현될 수 있다. 컴퓨터 시스템의 어떤 종류 또는 여기에서 설명된 방법들을 수행하기 위해 적응된 다른 장치가 적합하다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은, 로딩되고 실행될 때, 그것이 여기에서 설명되는 방법들을 수행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하는 컴퓨터 프로그램을 갖는 범용 컴퓨터 시스 템(general-purpose computer system)일 수 있다.

본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 내장될 수 있으며, 그 컴퓨터 프로그램 제품은 여기에서 설명되는 방법들의 구현을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하고, 컴퓨터 시스템에 로딩될 때 이들 방법들을 수행할 수 있다. 본 문맥에서의 컴퓨터 프로그램은, 어떤 언어, 코드 또는 표기법(notation)으로 나타낸 일단의 명령들의 어떤 표현을 의미한다. 여기서의 일단의 명령들은, 정보 처리 능력을 갖는 시스템들이 특정 기능을 직접적으로 또는 다음 즉 a) 다른 언어, 코드 또는 표기법으로의 변환; b) 다른 물질적인 형태로의 재생산(reproduction) 중의 하나 또는 두 가지 모두를 거친 후에, 수행하도록 의도된 것들을 말한다.

본 발명은 어떤 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 다양한 변경들이 수행될 수 있고 균등물들이 치환될 수 있음은 당해 기술 분야에서 숙련된 자들에 의해 이해될 것이다. 더구나, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 특별한 상황 또는 물적 요건을 본 발명의 시사들(teachings)에 적응시키도록 많은 개조들(modifications)이 수행될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 첨부되는 청구항들의 범위 내에 들어오는 모든 실시예들을 포함하도록 의도된다.

도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여, 기지국과 이동 컴퓨팅 단말기 사이의 대표적인 셀룰러 다중경로 통신을 나타내는 다이어그램이다.

도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따라, 대표적인 MIMO 통시 시스템을 나타내는 다이어그램이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따라, 대표적인 MIMO 프리 코딩 송수신기 체인 모델을 나타내는 블록 다이어그램이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 대표적인 MIMO 프리 코딩 시스템의 블록 다이어그램이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라, 코드북 알고리즘의 대표적인 실시예를 나타내는 플로우 챠트이다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라, MMSE 수신기 및 유한 레이트 피드백을 갖는 대표적인 2 x 2 MIMO 시스템의 성능 플롯이다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라, GMD-OSIC 수신기 및 유한 레이트 피드백을 갖는 대표적인 2 x 2 MIMO 시스템의 성능 플롯이다.

Claims

통신 신호들을 처리하기 위한 방법에 있어서:

코스트 함수(cost function)을 사용하여, 코드북(codebook)에 MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템에서의 채널 상태 정보(channel state information)를 양자화(quantize)하는 단계를 포함하되, 상기 코드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들(unitary matrices)을 포함하며;

적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 상기 코드북을 반복적으로 갱신(update)하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 채널 상태 정보는 N_TXx N_TX유니터리 행렬인 행렬 V이며, 여기서 N_TX는 MIMO 송신기의 송신 안테나 개수인 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,

에 의해 정의되고, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이고 a_ij는 행렬 A의 성분(i,j)인 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 대하여 상기 코드북으로부터 보로노이 영역들(Voronoi regions)을 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
청구항 4에 있어서,

상기 보로노이 영역들 및 상기 유니터리 행렬들에 근거하여 행렬들의 세트를 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
청구항 5에 있어서,

상기 행렬들의 세트를 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 변경(modify)함에 의해 상기 코드북을 갱신하는 단계를 포함하되, 유니터리 행렬들의 상기 새로운 세트는 상기 코드북이 되는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
통신 신호들을 처리하기 위한 시스템에 있어서:

하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하는 MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템을 포함하되, 상기 회로들은,

코스트 함수(cost function)을 사용하여, 코드북(codebook)에 채널 상태 정보(channel state information)의 양자화(quantization)를 가능하게 하고, 상기 코 드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들(unitary matrices)을 포함하며;

적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 상기 코드북에 대한 반복적 갱신들(updates)을 가능하게 하는 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
청구항 7에 있어서,

상기 채널 상태 정보는 N_TXx N_TX유니터리 행렬인 행렬 V이며, 여기서 N_TX는 MIMO 송신기의 송신 안테나 개수인 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
청구항 7에 있어서,

상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,

에 의해 정의되며,

여기서 A는 N x N 크기의 행렬이며 a_ij는 행렬 A의 성분(i,j)인 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
청구항 7에 있어서,

상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 대해 상기 코드북으로부터 보로노이 영역들(Voronoi regions)을 생성하는 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.