KR20080065565A - 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 ｍｉｍｏ 프리코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들(pre-coders)용 델타 양자화(delta quantizer)를 위한 방법 및 시스템의 측면들은, 코스트 함수(cost function)를 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북(codebook)에 MIMO 프리 코딩 시스템에서 채널 상태 정보에서의 변화(change)를 양자화(quantize)하는 것을 포함하며, 각각의 제1 및 제2 코드북은 하나 또는 그 이상의 유니터리(unitary) 행렬들을 포함하며; 적어도 채널 상태 정보에 근거하여 적어도 제1 및 제2 코드북을 생성하는 것을 포함한다. 채널 상태 정보는 행렬 V일 수 있으며 코스트 함수는 다음의 관계식,
Figure 112008001917303-PAT00001
으로 정의될 수 있고, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬 A의 성분(i,j)이다. 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들은 적어도 행렬들의 제1 세트 및 행렬들의 제2 세트로부터 적어도 제1 코드북을 위해 생성될 수 있다.

Description

유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 ＭＩＭＯ 프리 코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR A DELTA QUANTIZER FOR MIMO PRE-CODERS WITH FINITE RATE CHANNEL STATE INFORMATION FEEDBACK}
본 발명의 어떤 실시예들은 통신 시스템을 위한 신호 처리에 관련된다. 더 상세하게는, 본 발명의 어떤 실시예들은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들(pre-coders)용 델타 양자화기(delta quantizer)를 위한 방법 및 시스템에 관련된다.
이동 통신들(mobile communications)은 사람들이 통신하는 방법을 변화시켜 왔으며, 이동 전화기들은 사치 품목으로부터 일상 생활의 필수 부분으로 전환되었다. 이동 전화기들의 사용은 오늘날에 위치(location) 또는 기술(technology)에 의해 제한되기보다는, 사회적 상황들에 의해 결정된다. 음성 연결들은 통신하기 위한 기본적인 요구를 충족시키는 한편, 이동 음성 연결들(mobile voice connections)은 더 나아가 일상 생활의 구조로 되어가고 있으며, 이동 인터넷(mobile internet)은 이동 통신 혁명에서 다음 단계이다. 이동 인터넷은 일상 정보의 보편적인 소 스(common source)가 되도록 유지되며, 이러한 데이터에 대한 쉬우면서도 다각적인(versatile) 이동 접속(mobile access)은 당연한 것으로 여겨질 것이다.
3 세대(3G) 셀룰러 네트워크들(cellular networks)은 특히 이동 인터넷의 이들 장래의 수요들을 충족시키도록 설계되어 왔다. 이들 서비스들이 대중성과 유용성에서 증가함에 따라, 네트워크 용량(network capacity)의 비용 저감 최적화(cost efficient optimization) 및 서비스 품질(quality of service;QoS)과 같은 요인들(factors)은 오늘날보다 셀룰러 운영자들(cellular operators)에게 훨씬 더 필수적으로 될 것이다. 이들 요인들은 신중한 네트워크 계획(planning) 및 운영(operation), 전송 방법들(transmission methods)의 개선, 및 수신기 기술들(receiver techniques)에서의 진보(advances)로써 달성될 수 있다. 이 목표를 위해, 통신 사업자들(carriers)은, 그들에게 다운링크(downlink) 처리율(throughput)을 증가시키도록 허용하고, 다음으로, 케이블 모뎀(cable modem) 및/또는 DSL 서비스 공급자들(providers)에 의해 제공되는 것에 필적하는 개선된 QoS 기능들 및 속도를 제공하도록 허용할 기술들을 필요로 한다.
이러한 요구들을 충족시키기 위해, 송신기와 수신기에서 다중 안테나들을 사용하는 통신 시스템들은 무선 페이딩(fading) 환경에서 상당한 용량 증가를 제공한다는 그들의 전망으로 인해 근래에 증가된 주목을 받아왔다. 또한 스마트 안테나(smart antenna) 기법들로도 알려진 이러한 다중 안테나 구성들은 신호 수신에 관한 다중경로 및/또는 신호 간섭의 부정적인 영향들을 감소시키기 위해 이용될 수 있다. 스마트 안테나 기법들은 점차적으로 셀룰러 시스템들에 배치되는 증가하는 용량 요구들을 처리하기 위해 그러한 시스템들에서의 이동통신 가입자 유닛들과 기지국 기반구조 운용과 관련하여 이용될 수 있다. 이러한 요구들은, 부분적으로는, 현재의 음성 기반 서비스들로부터 음성, 비디오, 및 데이터 통신을 제공하는 차 세대 무선 멀티미디어 서비스들로 전환 이행중임으로 인해 발생한다.
다중 송신 및/또는 수신 안테나들의 이용은 다이버시티 이득(diversity gain)을 도입하도록 설계되고 신호 수신 프로세스 내에서 생성된 간섭을 억제할 수 있는 자유도(degrees of freedom)를 증가시키도록 설계된다. 다이버시티 이득들은 수신된 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)를 증가시키고 전송 링크를 안정화시킴으로써 시스템 성능을 개선한다. 한편, 더 많은 자유도는 신호 간섭에 대비하여 더한 강건성(robustness)을 제공하고, 및/또는 더 큰 용량을 위해 더 많은 주파수 재사용을 허용함으로써 다중 동시적 전송들(multiple simultaneous transmissions)을 허용한다. 다중 안테나 수신기들을 포함하는 통신시스템에서 M 개의 수신 안테나들 세트는 M-1 개의 간섭자들(interferers)의 효과를 무효로 하기 위해 이용될 수 있다. 따라서, N 개의 신호들은 N개의 송신 안테나들을 사용하여 동일 대역폭으로 동시에 전송될 수 있고, 전송된 신호는 그 후 수신기에 배치된 N 개의 안테나 세트에 의해 N 개의 각각의 신호들로 분리된다. 다중 송신 및 수신 안테나들을 이용하는 시스템들은 다중 입출력(multiple-input multiple-output;MIMO) 시스템들로 일컬어진다. 다중 안테나 시스템들, 특히 MIMO 시스템들의 한가지 매력적인 면은 이런 전송 구성을 이용하여 달성될 수 있는 시스템 용량의 상당한 증가이다. 고정된 전체 송신 전력에 대하여, MIMO 구성에 의해 제공되는 용량은 신호 대 잡음비(SNR)와 균형을 이룰 수 있다. 예를 들어, 페이딩 다중 경로 채널들의 경우, MIMO 구성은 SNR의 매 3dB 증가마다 사이클당 거의 M 개의 추가 비트만큼 시스템 용량을 증가시킬 수 있다.
무선통신들에서 다중 안테나 시스템들의 광범위한 배치는 증가된 크기, 복잡성, 및 전력 소모로부터 초래되는 비용 상승으로 인해 제한되어 왔다. 이는 무선 시스템 설계들 및 어플리케이션들에 대한 문제들을 내포한다. 결과적으로, 다중 안테나 시스템들에 대한 어떤 작업은 단일 사용자 점대점(point-to-point) 링크들을 지원하는 시스템들에 집중될 수 있고, 어떤 작업은 다중 사용자 시나리오들에 집중될 수 있다. 다중 안테나들을 배치하는 통신 시스템들은 시스템 용량을 크게 개선시킬 수 있다.
MIMO 시스템들의 성능을 최대화하기 위해, 무선 채널에 대한 정보, 소위 채널 상태 정보(channel state information;CSI)가 송신기에서 요구될 수 있다. 이는 채널이 최대로 활용될 수 있도록 송신기에게 송신 신호를 적응하도록 허용할 수 있다. 대부분의 경우에, 송신기는 수신기에서 송신기로 피드백(feed back)되는 정보를 통해 단지 채널에 관해 알 수 있다. 이는 주로 여러 현대적 통신 시스템들이 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex;FDD)를 배치하기 때문이다. FDD 시스템에서, 상향 링크(uplink) 및 하향 링크(downlink) 전송들은 상이하고, 분리된 주파수 대역들을 사용한다. 주파수에서의 분리에 기인하여, 상향 링크 또는 하향 링크 대역에서 측정되는 채널 측정치들(channel measurements)은 일반적으로 다른 주파수 대역에서 이용되거나 응용될 수 없다. 그러므로, 예를 들어 셀룰러 하향 링 크에 있어서, 기지국 송신기는 기지국에 대해 피드백될 수 있는 이동 단말기에서 획득되는 측정치들을 통해 전송 채널에 대해 알 필요가 있을 수 있다. 안테나들의 증가하는 숫자와 함께, 수신기로부터 송신기로 피드백될 필요가 있는 정보는 중요해질 수 있고 무시할 수 없는 오버헤드(overhead)를 나타낼 수 있다. 특히 채널 측정치들이 이동 단말기에서 획득될 수 있고 데이터 레이트들이 극히 제한되는 하향 링크에서는, 피드백 요청들은 부담이 될 수 있다.
종래의 기존 접근법들의 다른 한계들 및 단점들은, 도면들을 참조로 하여 본 명세서의 이하에서 제시되는 본 발명의 어떤 측면들과 이러한 종래의 시스템들을 비교함으로써 당해 기술 분야에서 숙련된 자에게 분명해질 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템을 제공하는 것에 있다.
실질적으로 도면들 중의 적어도 하나에서 보여지고, 및/또는 도면들 중의 적어도 하나와 관련하여 설명되며, 청구항들에서 더 완전히 제시되는 바와 같이, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및/또는 시스템이 개시된다.
본 발명의 일 측면에 따라, 통신 신호들을 처리하기 위한 방법은:
코스트 함수(cost function)을 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북(codebook)에 MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템에서 채널 상태 정보(channel state information)에서의 변화(change)를 양자화(quantize)하는 단계를 포함하되, 상기 제1 및 제2 코드북 각각은 하나 또는 그 이상의 유니터리(unitary) 행렬들(matrices)을 포함하고;
적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 적어도 상기 제1 및 제2 코드북을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 채널 상태 정보는 행렬 V이다.
바람직하게는, 상기 방법은 특이값 분해(singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 기하 평균 분해(Geometric Mean Decompositon;GMD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,
Figure 112008001917303-PAT00002
으로 정의되며, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬 A의 성분(i,j)이다.
바람직하게는, 상기 방법은 적어도 행렬들의 제1 세트 및 행렬들의 제2 세트로부터 적어도 상기 제1 코드북을 위하여 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 하나 또는 그 이상의 기븐스(Givens) 행렬들로부터 상기 제1 행렬들의 세트를 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 적어도 제1 코드북의 스텝 크기(step size)를 변경(modify)함에 의해 상기 적어도 제1 코드북의 동적 범위(dynamic range)를 변경하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 적어도 제1 코드북의 카디날리티(cardinality)를 변경함에 의해 상기 적어도 제1 코드북의 레졸류션(resolution)을 변경하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 각도 레벨들(angular levels)의 세트를 변경함에 의해 상기 적어도 제1 코드북의 상기 카디날리티를 변경하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 적어도 제2 코드북의 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 위해 상기 적어도 제2 코드북으로부터 보로노이(Voronoi) 영역들을 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 보로노이 영역들 및 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 근거하여 행렬들의 세트를 생성하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 행렬들의 세트를 새로운 유니터리 행렬들의 세트로 변경함에 의해 상기 적어도 제2 코드북을 갱신하는 단계를 포함하며, 여기서 상기 유니터리 행렬들의 새로운 세트는 상기 적어도 제2 코드북이 된다.
바람직하게는, 상기 방법은 채널 상태 정보에서의 상기 변화가 양자화되는 상기 적어도 제1 및 제2 코드북 각각의 성분의 인덱스를, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로 전송하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템을 포함하는 통신 시스템은 하나 또는 그 이상의 송신 안테나들 및 하나 또는 그 이상의 수신 안테나들을 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 복수의 상기 유니터리 행렬들, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서의 행렬을 조합하여 선형적으로 변환하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 측면에 따라, 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템이 제공되 며, 그 시스템은:
MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템에서의 하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하되, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은,
코스트 함수(cost function)을 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북(codebook)에 채널상태 정보(channel state information)에서의 변화(change)를 양자화(quantize)하되, 상기 제1 및 제2 코드북 각각은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 포함하고;
적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 적어도 상기 제1 및 제2 코드북을 생성하는 것을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 채널 상태 정보는 행렬 V이다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성한다.
바람직하게는, 상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,
Figure 112008001917303-PAT00003
으로 정의되며, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬 A의 성분(i,j)이다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 적어도 행렬들의 제1 세 트 및 행렬들의 제2 세트로부터 상기 적어도 제1 코드북을 위해 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 하나 또는 그 이상의 기븐스 행렬들로부터 상기 행렬들의 제1 세트를 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 적어도 제1 코드북의 스텝 크기를 변경함에 의해 상기 적어도 제1 코드북의 동적 범위를 변경한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 적어도 제1 코드북의 카디날리티를 변경함에 의해 상기 적어도 제1 코드북의 레졸류션을 변경한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 각도 레벨들의 세트를 변경함에 의해 상기 적어도 제1 코드북의 상기 카디날리티를 변경한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 적어도 제2 코드북의 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 위해 상기 적어도 제2 코드북으로부터 보로노이 영역들을 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 보로노이 영역들 및 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 근거하여 행렬들의 세트를 생성한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 행렬들의 세트를 유니터리 행렬들의 새로운 세트로 변경함에 의해 상기 적어도 제2 코드북을 갱신하며, 여기서 상기 유니터리 행렬들의 새로운 세트는 상기 적어도 제2 코드북이 된다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 상기 MIMO 프리 코딩 시 스템에서 수신기로부터 송신기까지 채널 상태 정보에서의 상기 변화가 양자화되는 상기 적어도 제1 및 제2 코드북 각각의 성분(element)의 인덱스를 송신한다.
바람직하게는, 상기 시스템은 하나 또는 그 이상의 송신 안테나들 및 하나 또는 그 이상의 수신 안테나들을 포함한다.
바람직하게는, 상기 시스템은 복수의 상기 유니터리 행렬들, 상기 MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서의 행렬의 조합으로 선형적으로 변환하는 것을 포함한다.
예시된 실시예의 상세 부분뿐 아니라 본 발명의 여러 장점들, 측면들 및 새로운 특징들은 이후의 상세한 설명 및 도면들로부터 더 충분히 이해될 것이다.
본 발명은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템을 제공함으로써, 상향 링크에서의 채널 측정치가 하향 링크에서 유용하지 않은 문제 및 하향 링크에서의 채널 측정치가 상향 링크에서 유용하지 않은 문제 등을 개선하며, 특히, 채널 측정치들이 이동 단말기에서 획득될 수 있고 데이터 레이트들이 극히 제한되는 하향 링크에서, 피드백 요청들이 부담이 될 수 있는 문제점을 개선하는 효과를 갖는다.
본 발명의 어떤 실시예들은 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들용 델타 양자화를 위한 방법 및 시스템에서 찾을 수 있다. 본 발명의 측면들은, 코스트 함수를 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북에 MIMO 프리 코딩 시스템에서 채널 상태 정보에서의 변화를 양자화하는 것을 포함할 수 있으며, 여기 서 제1 및 제2 코드북 각각은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 포함한다. 적어도 제1 및 제2 코드북은 채널 상태 정보에 근거하여 생성될 수 있다. 채널 상태 정보는 행렬 V일 수 있으며 코스트 함수는 다음의 관계식으로 정의될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00004
여기서, A는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬 A의 성분 (i,j)이다. 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들은 적어도 행렬들의 제1 세트 및 행렬들의 제2 세트로부터 적어도 제1 코드북을 위하여 생성될 수 있으며, 그에 따라 행렬들의 제1 세트는 하나 또는 그 이상의 기븐스(Givens) 행렬들로부터 생성될 수 있고 적어도 제1 코드북의 동적 범위는 스텝 크기에 의해 변경될 수 있다.
적어도 제1 코드북의 레졸류션(resoultion)은 코드북 카디날리티를 조정함으로써 변경될 수 있다. 이는 각도 레벨들(angular levels)의 세트를 변경함에 의해 달성될 수 있다. 적어도 제2 코드북으로부터, 보로노이(Voronoi) 영역들은 적어도 제2 코드북의 유니터리 행렬들을 위해 생성될 수 있다. 보로노이 영역들 및 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 근거하여, 행렬들의 세트가 생성될 수 있다. 행렬들의 이러한 세트는 적어도 제2 코드북이 될 수 있는 유니터리 행렬들의 세트로 변경될 수 있으며, 그에 의해 적어도 제2 코드북을 갱신한다. 채널 상태 정보에서의 변화가 양자화될 수 있는 적어도 제1 및 제2 코드북 각각의 성분의 인덱스는 MIMO 프리 코딩 시스템에서 수신기로부터 송신기로 전송될 수 있다. 행렬 V는 특이 값 분해(Singular Value Decomposition;SVD) 또는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 사용하여 생성될 수 있다. MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기에서 행렬은 복수의 유니터리 행렬들의 조합으로써 선형적으로 변환될 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 기지국과 이동 컴퓨팅 단말기(mobile computing terminal) 간의 대표적인 셀룰러 다중경로 통신을 나타내는 다이어그램이다. 도 1a를 참조하면, 집(120), 이동 단말기(122), 공장(124), 기지국(126), 차(128), 및 통신 경로들(130, 132, 및 134)이 보여진다.
기지국(126) 및 이동 단말기(122)는 MIMO 통신 신호들을 생성하고 처리하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 기지국(126)과 이동 단말기(122) 사이의 무선 통신들은 무선 채널을 통해 발생할 수 있다. 무선 채널은 복수의 통신 경로들, 예를 들면, 통신 경로들(130, 132, 및 134)을 포함할 수 있다. 무선 채널은 이동 단말기(122) 및/또는 차(128)가 움직임에 따라 동적으로 변할 수 있다. 어떤 경우에는, 이동 단말기(122)는 기지국(126)의 LOS(line-of-sight)에 있을 수 있다. 다른 경우에는, 대표적인 통신 경로들(130, 132 및 134)에 의해 보여지는 바와 같이, 이동 단말기(122)와 기지국(126) 사이에 직접적인 LOS가 아닐 수 있고 무선 신호들은 통신 실체들 사이의 반사된 통신 경로들과 같이 나아갈 수 있다. 무선 신호들은 집(120), 공장(124) 또는 차(128)와 같은 인공 구조물들에 의해, 또는 언덕과 같은 자연 장애물들에 의해 반사될 수 있다. 그러한 시스템은 NLOS(non-line-of-sight) 통신 시스템으로 불려진 다.
통신 시스템은 LOS와 NLOS 신호 성분들 둘 다를 포함할 수 있다. 만약 LOS 신호 성분이 존재한다면, 그것은 NLOS 신호 성분들보다 더 강할 수 있다. 어떤 통신 시스템들에서, NLOS 신호 성분들은 간섭을 만들 수 있고 수신기 성능을 감소시킬 수 있다. 이는 다중경로 간섭으로 불려진다. 통신 경로들(130, 132, 및 134)은, 예를 들면, 이동 단말기(122)에서 상이한 지연들을 갖고 도달할 수 있다. 통신 경로들(130, 132 및 134)은 또한 상이하게 감쇄될 수 있다. 예를 들면, 하향 링크(downlink)에서, 이동 단말기(122)에서 수신된 신호는 동기화되지 않을 수 있고 동적으로 변할 수 있는 상이하게 감쇄된 통신 경로들(130, 132 및/또는 134)의 합일 수 있다. 그러한 채널은 페이딩(fading) 다중경로 채널로 불릴 수 있다. 페이딩 다중경로 채널은 간섭을 도입할 수 있지만 그것은 또한 무선 채널 내로 다이버시티(diversity) 및 자유도(degrees of freedom)를 도입할 수 있다. 기지국 및/또는 이동 단말기, 예를 들면, MIMO 시스템들에서 다중 안테나들을 갖는 통신 시스템들은 특히 무선 채널들의 특성들을 활용하기에 적합하게 될 수 있고 기지국(126) 및 이동 단말기(122)에서의 단일 안테나를 갖는 통신 시스템, 특히 NLOS 통신 시스템들에 대하여 상당히 증가된 성능을 초래할 수 있는 페이딩 다중경로 채널로부터 큰 성능 이득들을 추출할 수 있다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 MIMO 통신 시스템을 나타내는 다이어그램이다. 도 1b를 참조하면, MIMO 송신기(102) 및 MIMO 수신기(104), 및 안 테나들(106, 108, 110, 112, 114, 및 116)이 보여진다. 또한 통신 경로들 h11, h12, h22, h21, h2 NTX, h1 NTX, hNRX 1, hNRX 2, hNRX NTX를 포함하는 무선 채널이 보여지고, 여기서 hmn은 송신 안테나 n에서부터 수신 안테나 m까지의 채널 계수를 나타낼 수 있다. NTX 송신기 안테나들 및 NRX 수신기 안테나들이 있을 수 있다. 또한 송신 심볼들 x1, x2 및 xNTX, 및 수신 심볼들 y1, y2 및 yNRX가 보여진다.
MIMO 송신기(102)는 송신 안테나들에 의해 송신될 수 있는 송신 심볼들 xi i ∈ {1,2,...,NTX}을 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 그들 중 안테나들(106, 108, 및 110)은 도 1b에서 묘사될 수 있다. MIMO 수신기(104)는 수신 안테나들에 의해 수신될 수 있는 수신 심볼들 yi i ∈ {1,2,...,NRX}을 처리하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있고, 그들 중 안테나들(112, 114, 및 116)은 도 1b에서 보여질 수 있다. MIMO 시스템에서 송신되고 수신되는 신호 간의 입출력 관계는 다음과 같이 쓰여질 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00005
여기서,
Figure 112008001917303-PAT00006
는 NRX 성분들을 갖는 컬럼 벡터일 수 있고, T는 벡터 전치(vector transpose)를 나타낼 수 있고,
Figure 112008001917303-PAT00007
는 NRX x NTX 차원의 채널 행렬일 수 있으며,
Figure 112008001917303-PAT00008
는 NTX 성분들을 갖는 컬럼 벡터이고
Figure 112008001917303-PAT00009
은 NRX 성분들을 갖는 잡음 표본들의 컬럼 벡터이다. 채널 행렬
Figure 112008001917303-PAT00010
는, 예를 들면, 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여
Figure 112008001917303-PAT00011
으로 쓰여질 수 있고, 여기서 H는 에르미트 전치(Hermitian transpose)를 나타내고,
Figure 112008001917303-PAT00012
는 NRX x NTX 유니터리 행렬이고,
Figure 112008001917303-PAT00013
는 NTX x NTX 대각 행렬(diagonal matrix)이고
Figure 112008001917303-PAT00014
는 NTX x NTX 유니터리 행렬이다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00015
를 대각화(diagonalize) 또는 변환할 수 있는 다른 행렬 분해들(decompositions)은 SVD 대신에 사용될 수 있다. 만약 MIMO 수신기(104)에서 구현된 수신기 알고리즘이, 예를 들면, OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation)라면, 행렬
Figure 112008001917303-PAT00016
를 하/상(lower/upper) 삼각 행렬로 변환하는 다른 행렬 분해들이 적합할 수 있다. 그러한 분해들 중 한가지는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 포함할 수 있고, 여기서
Figure 112008001917303-PAT00017
이고, 여기서
Figure 112008001917303-PAT00018
은 대각 성분들에
Figure 112008001917303-PAT00019
의 특이값들의 기하 평균을 갖는 상 삼각 행렬일 수 있고,
Figure 112008001917303-PAT00020
와
Figure 112008001917303-PAT00021
는 유니터리 행렬일 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 MIMO 프리 코딩 송수신기 체인 모델을 나타내는 블록 다이어그램이다. 도 2를 참조하면, MIMO 송신기(202), MIMO 기저대역 등가 채널(203), MIMO 수신기(204), 및 가산기(208)를 포함하는 MIMO 프 리 코딩 시스템(200)이 보여진다. MIMO 송신기(202)는 송신기(TX) 기저대역 처리 블록(210) 및 송신 프리 코딩 블록(214)을 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 등가 채널(203)은 무선 채널(206), TX 무선 주파수 처리 블록(212) 및 수신기(RX) RF 처리 블록(218)을 포함할 수 있다. MIMO 수신기(204)는 프리 코딩 디코딩 블록(216) 및 RX 기저대역 처리 블록(220)을 포함할 수 있다. 또한 심볼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00022
, 프리 코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00023
, 잡음 벡터
Figure 112008001917303-PAT00024
, 수신된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00025
및 채널 디코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00026
가 보여진다.
MIMO 송신기(202)는 기저대역 처리 블록(210)을 포함할 수 있고, 기저대역 처리 블록(210)은 MIMO 기저대역 송신 신호를 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 송신 신호는 프리 코딩 블록(214)을 송신하기 위해 통신될 수 있다. 기저대역 신호는 이러한 기능들을 수행하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있는 송신 프리 코딩 블록(214)에서 무선 채널(206)을 통한 전송을 위해 적절하게 코딩될 수 있다. TX RF 처리 블록(212)은 무선 채널(206)을 통한 전송을 위해 무선 주파수(RF)로 변조되기 위해 TX RF 처리 블록(212)으로 신호가 통신되는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RX RF 처리 블록(218)은 무선 채널(206)을 통해 전송된 신호를 수신하기 위해 무선 주파수 프론트-엔드 기능을 수행하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로, 및/또는 코드를 포함할 수 있다. RX RF 처리 블록(218)은 그의 입력 신호들의 기저대역으로의 복조(demodulation)를 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 가산기(208)는 MIMO 수신기(204)에서 수신된 신호에 잡음의 부가를 설명할 수 있다. MIMO 수신기(204)는 수신된 신호를 선형적으로 디코딩하고 RX 기저대역 처리 블록(220)으로 그것을 통신할 수 있는 프리 코딩 디코딩 블록(216)을 포함할 수 있다. RX 기저대역 처리 블록(220)은 추가 신호 처리를 기저대역 신호에 적용하는 것을 가능하게 할 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다.
MIMO 송신기(202)는 기저대역 처리 블록(210)을 포함할 수 있고, MIMO 기저대역 송신 신호를 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. MIMO 기저대역 송신 신호는 송신 프리 코딩 블록(214)으로 통신될 수 있으며 심볼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00027
일 수 있다. 심볼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00028
는 NTX x 1 차원일 수 있다.
송신 프리 코딩 블록(214)은,
Figure 112008001917303-PAT00029
이고 여기서
Figure 112008001917303-PAT00030
는 NTX x
Figure 112008001917303-PAT00031
의 길이이고
Figure 112008001917303-PAT00032
이도록, 심볼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00033
에 선형 변환을 적용하는 것이 가능하게 될 수 있다. 프리 코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00034
의 각각의 성분은 NTX 이용가능 안테나들 사이에서 상이한 안테나에 대해 전송될 수 있다.
전송된 프리 코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00035
는 MIMO 기저대역 등가 채널(203)을 트래버스(traverse)할 수 있다. NRX 수신기 안테나들로부터, 수신된 신호
Figure 112008001917303-PAT00036
는 행렬
Figure 112008001917303-PAT00037
에 의해 표현된 MIMO 기저대역 등가 채널(203)에 의해 변환된 신호
Figure 112008001917303-PAT00038
플러스 잡음 벡 터
Figure 112008001917303-PAT00039
에 의해 주어진 잡음 성분일 수 있다. 가산기 208에 의해 묘사되는 바와 같이, 수신된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00040
는
Figure 112008001917303-PAT00041
으로 주어질 수 있다. 수신된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00042
는 프리 코딩 디코딩 블록(pre-coding decoding block)(216)으로 통신될 수 있으며, 여기서 선형 디코딩 동작
Figure 112008001917303-PAT00043
는 디코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00044
를 획득하기 위해 수신된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00045
에 적용될 수 있고, 여기서
Figure 112008001917303-PAT00046
는 적절한 차원의 복소 행렬(complex matrix)일 수 있다. 디코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00047
는 그 후 RX 기저대역 처리 블록(220)으로 통신될 수 있고, 여기서 추가 신호 처리는 프리 코딩 디코딩 블록(216)의 출력에 적용될 수 있다.
만약 송신된 프리 코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00048
에 적용될 수 있는 MIMO 기저대역 등가 채널(203)의 전달 함수
Figure 112008001917303-PAT00049
가 MIMO 송신기(202) 및 MIMO 수신기(204) 둘 다에 알려진다면, 채널은, 예를 들면,
Figure 112008001917303-PAT00050
및
Figure 112008001917303-PAT00051
를 세팅함에 의해 대각화될 수 있고, 여기서,
Figure 112008001917303-PAT00052
는 특이값 분해일 수 있다. 이러한 경우에, 채널 디코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00053
는 다음의 관계식으로 주어질 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00054
Figure 112008001917303-PAT00055
는 대각 행렬이므로,
Figure 112008001917303-PAT00056
에서 심볼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00057
의 성분들 간의 간섭은 없을 수 있고 따라서 무선 통신 시스템은 NTX 평행 단일 안테나 무선 통신 시스템까지
Figure 112008001917303-PAT00058
의 각 성 분에 대해, NTX보다 적거나 같을 수 있는 채널 행렬 H의 랭크(rank)까지 갖는 시스템처럼 나타날 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 대표적인 MIMO 프리 코딩 시스템의 블록 다이어그램이다. 도 3을 참조하면, 부분적 MIMO 송신기(302), 부분적 MIMO 수신기(304), 무선 채널(306), 가산기(308), 피드백 채널(320)을 포함하는 MIMO 프리 코딩 시스템(300)이 보여진다. 부분적 MIMO 송신기(302)는 송신 프리 코딩 블록(314)을 포함할 수 있다. 부분적 MIMO 수신기(304)는 프리 코딩 디코딩 블록(316), 채널 추정 블록(channel estimation block)(322), 채널 양자화 블록(channel quantization block)(310), 채널 분해 블록(channel decomposition block)(312), 및 코드북 처리 블록(codebook processing block)(318)을 포함할 수 있다. 또한, 심볼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00059
, 프리 코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00060
, 잡음 벡터
Figure 112008001917303-PAT00061
, 수신된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00062
및 디코딩된 벡터
Figure 112008001917303-PAT00063
가 보여진다.
송신 프리 코딩 블록(314), 무선 채널(306), 가산기(308) 및 프리 코딩 디코딩 블록(316)은 실질적으로 도 2에서 보여진 송신 프리 코딩 블록(214), MIMO 기저대역 등가 채널(203), 가산기(208) 및 프리 코딩 디코딩 블록(216)과 유사할 수 있다. 채널 추정 블록(322)은 무선 채널(206)의 전달 함수를 추정하기 위한 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 채널 추정치는 채널을 분해하기 위해 적절한 로직, 회로 및/또는 코드에 의해 가능하게 될 수 있는 채널 분해 블록(312)으로 통신될 수 있다. 이 점에서, 분해된 채널은 채널 양자화 블록(310)으로 통신 될 수 있다. 채널 양자화 블록(310)은 코드북에 채널을 부분적으로 양자화하기 위해 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 코드북 처리 블록(318)은 코드북을 생성하는 것이 가능하게 될 수 있는 적절한 로직, 회로 및/또는 코드를 포함할 수 있다. 피드백 채널(320)은 부분적 MIMO 수신기(304)로부터 부분적 MIMO 송신기(302)로의 채널 상태 정보를 전달하는 것이 가능하게 될 수 있는 채널을 나타낼 수 있다.
여러 무선 시스템들에서, 채널 상태 정보, 즉, 채널 전달 행렬
Figure 112008001917303-PAT00064
에 대한 지식은 송신기 및 수신기에서 이용가능하지 않다. 그러나, 도 2에 도시된 바와 같이 프리 코딩 시스템을 이용하기 위해, 송신기에서 이용가능한 적어도 부분적 채널 지식을 갖는 것이 바람직할 수 있다. 도 2에 개시된 발명의 대표적인 실시예에서, MIMO 송신기(302)는 MIMO 송신기(202)의 송신 프리 코딩 블록(214)에서 프리 코딩을 위한 유니터리 행렬
Figure 112008001917303-PAT00065
를 요구할 수 있다.
주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex;FDD) 시스템들에 있어서, 기지국으로부터 이동 단말기까지의 통신들, 하향 링크 통신들을 위한 주파수 대역은 역 방향인 상향 링크 통신들에서의 주파수 대역과 상이할 수 있다. 주파수 대역들에서의 차이 때문에, 상향 링크에서의 채널 측정치는 하향 링크에서는 일반적으로 유용하지 않을 수 있고, 하향 링크에서의 채널 측정치는 상향 링크에서는 일반적으로 유용하지 않을 수 있다. 이 경우에, 측정치들은 단지 수신기에서 측정될 수 있고 채널 상태 정보(channel state information;CSI)는 피드백을 통해 송신기로 다시 통신될 수 있다. 이 때문에, CSI는 피드백 채널(320)을 통해 부분적 MIMO 수신기(304)로부터 부분적 MIMO 송신기(302)의 송신 프리 코딩 블록(314)으로 피드백될 수 있다. 송신 프리 코딩 블록(314), 무선 채널(306), 및 가산기(308)는 실질적으로 도 2에 도시된 상응하는 블록들(214, 203 및 208)과 유사하다.
부분적 MIMO 수신기(304)에서, 수신된 신호
Figure 112008001917303-PAT00066
는 채널 추정 블록(322)에서 채널 전달 함수
Figure 112008001917303-PAT00067
x
Figure 112008001917303-PAT00068
를 추정하기 위해 사용될 수 있다. 추정치는, 예를 들면, 도 2에서 설명된 바와 같이, 특정 수신기 구현에 의존하여 대각 또는 삼각 형태로 더 분해될 수 있다. 예를 들면, 채널 분해 블록(312)은 SVD:
Figure 112008001917303-PAT00069
를 수행할 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00070
및
Figure 112008001917303-PAT00071
는 랭크(rank) r = NRX 행렬들을 수 있다. 이는 수신 안테나들의 수가 송신 안테나들의 수보다 더 적을 때, 즉 NRX≤NTX의 경우일 수 있다. 복수의 안테나들의 경우에, 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00072
,
Figure 112008001917303-PAT00073
, 및
Figure 112008001917303-PAT00074
의 차원들은 빠르게 커질 수 있다. 이 경우에, 행렬
Figure 112008001917303-PAT00075
를 NTX x NRX 차원의 행렬
Figure 112008001917303-PAT00076
로 양자화하는 것이 바람직할 수 있으며,
Figure 112008001917303-PAT00077
는 다음의 관계식으로 주어질 수 있고,
Figure 112008001917303-PAT00078
Figure 112008001917303-PAT00079
의 이전 경우, 즉
Figure 112008001917303-PAT00080
, 유니터리 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00081
및
Figure 112008001917303-PAT00082
Figure 112008001917303-PAT00083
각각의 미리 정의된 유한 세트들로부터의 유니터리 회전 행렬들(unitary rotation matrices)
Figure 112008001917303-PAT00084
및
Figure 112008001917303-PAT00085
으로부터 생성될 수 있다. α는 곱셈 인자(multiplicative factor)일 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00086
은
Figure 112008001917303-PAT00087
이 되도록,
Figure 112008001917303-PAT00088
에 대해 유니터리 및 직교정규(orthonormal)일 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00089
의 차원은 NTX x (NTX -r)일 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00090
에 대한 많은 해들(solutions)이 발견될 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00091
은 행렬
Figure 112008001917303-PAT00092
로부터 결정론적으로(deterministically) 구성될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00093
을 구성하기 위해 결정론적 방법을 사용함으로써,
Figure 112008001917303-PAT00094
은 주어진 행렬
Figure 112008001917303-PAT00095
로부터 구성될 수 있다. 이는, 예를 들면, 명백하게
Figure 112008001917303-PAT00096
를 피드백하기 위해 갖지 않고 송신기에서 구성하는 것을 허용할 수 있다.
어떤 것은, 예를 들면, 기븐스(Givens) 반사들을 사용함에 의해
Figure 112008001917303-PAT00097
을 구성할 수 있으며, 여기서
Figure 112008001917303-PAT00098
의 제1 컬럼 벡터
Figure 112008001917303-PAT00099
은 행렬
Figure 112008001917303-PAT00100
의 제1 비-제로(non-zero) 컬럼 벡터일 수 있으며, 이는 유닛 놈(unit norm), 즉
Figure 112008001917303-PAT00101
로 정규화될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00102
의 (j+1) 번째 컬럼 벡터는 행렬
Figure 112008001917303-PAT00103
의 제1 비-제로 컬럼 벡터가 되도록 선택될 수 있고, 이는 유닛 놈(unit-norm)으로 정규화될 수 있다. 그러한 구성은 전(full) 행렬
Figure 112008001917303-PAT00104
가 생성될 때까지 반복적으로 계속될 수 있다.
유니터리 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00105
및
Figure 112008001917303-PAT00106
의 세트들은 코드북들로 불려질 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00107
는 채널 갱신 레이트에 비해 상대적으로 천천히 변할 수 있다. 이러한 경우에, 새로운 행렬
Figure 112008001917303-PAT00108
대신에 이전에 양자화된 행렬
Figure 112008001917303-PAT00109
로 갱신치를 전송하고 채널 메모리를 이용하는 것이 더 경제적이다. 어떤 점에서는 행렬
Figure 112008001917303-PAT00110
에 가장 가까울 수 있는
Figure 112008001917303-PAT00111
를 생성할 수 있는 행렬
Figure 112008001917303-PAT00112
및 행렬
Figure 112008001917303-PAT00113
을 발견함으로써, 행렬
Figure 112008001917303-PAT00114
및 행렬
Figure 112008001917303-PAT00115
의 인덱스들 q 및 m을 송신 프리 코딩 블록(314)으로 송신하도록 충족시킬 수 있다. 이는 채널 양자화 블록(310)으로부터 피드백 채널(320)을 통해 달성될 수 있다. 부분적 MIMO 송신기(302)는 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00116
및
Figure 112008001917303-PAT00117
를 알 필요가 있을 수 있다. 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00118
및
Figure 112008001917303-PAT00119
는 채널 전달 함수
Figure 112008001917303-PAT00120
보다도 훨씬 느리게 변할 수 있으며 그것은 피드백 채널(320)을 통해 코드북 처리 블록(318)으로부터 송신 프리 코딩 블록(314)에서 코드북
Figure 112008001917303-PAT00121
및
Figure 112008001917303-PAT00122
를 주기적으로 갱신하도록 충족시킬 수 있다. 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00123
및
Figure 112008001917303-PAT00124
는 정적(static) 또는 적응식(adaptive)이 되도록 선택될 수 있다. 나아가, 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00125
및
Figure 112008001917303-PAT00126
는 또한 적응식으로 또는 비적응식으로 코드북들의 세트로부터 선택될 수 있고, 코드북들의 세트는 적응식으로 및/또는 정적으로 설계된 코드북들을 포함할 수 있다. 이 경우에, 부분적 MIMO 수신기(304)는 어떤 주어진 시간의 순간에서 사용하는 코드북들의 부분적 MIMO 송신기(302)를 통지할 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00127
는 다음의 관계식들로 설명되는 바와 같이
Figure 112008001917303-PAT00128
로 양자화될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00129
여기서,
Figure 112008001917303-PAT00130
이고
Figure 112008001917303-PAT00131
는 N x N 차원일 수 있다. 따라서, 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00132
및
Figure 112008001917303-PAT00133
은, 그들이 위에서 정의된 바와 같이 함수
Figure 112008001917303-PAT00134
를 최대화할 수 있도록, 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00135
및
Figure 112008001917303-PAT00136
로부터 선택될 수 있다. 함수 f(.)는 그의 입력 행렬의 대각 성분들의 제곱된 절대값을 평균할 수 있다. f(.)을 최대화함에 의해, 행렬
Figure 112008001917303-PAT00137
는 어떤 점에서는 곱
Figure 112008001917303-PAT00138
가 단위 행렬(identity matrix)과 거의 유사할 수 있도록 선택될 수 있다. 위의 f(.)에 대한 표현은 어떤 근사들(approximations) 하에서 프리 코딩된 MIMO 시스템의 순간 용량을 최대화할 수 있다. 따라서, 채널
Figure 112008001917303-PAT00139
는 채널 추정 블록(322)에서 추정될 수 있으며 채널 분해 블록(312)에서 분해될 수 있다.
채널 양자화 블록(310)에서, 행렬, 예를 들면,
Figure 112008001917303-PAT00140
는 행렬
Figure 112008001917303-PAT00141
로 양자화될 수 있고 인덱스들 q 및 m은 피드백 채널(320)을 통해 부분적 MIMO 송신기(302)로 피드백될 수 있다. 인덱스들 q 및 m보다 덜 빈번하게, 코드북 처리 블록(318)으로부터의 코드북
Figure 112008001917303-PAT00142
및
Figure 112008001917303-PAT00143
는 피드백 채널(320)을 통해 부분적 MIMO 송신기(302)로 송신될 수 있다. 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00144
및
Figure 112008001917303-PAT00145
은 또한 시불변으로 선택될 수 있다. 또한, 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00146
및
Figure 112008001917303-PAT00147
는 코드북들의 세트로부터 적응식 또는 비적응식으로 선택될 수 있고, 코드북들의 세트는 적응식으로 및/또는 정적으로 설계된 코드북들을 포함할 수 있다. 인덱스 q를 피드백하기 위해, M 비트들은 코드북
Figure 112008001917303-PAT00148
의 카디날리티
Figure 112008001917303-PAT00149
가
Figure 112008001917303-PAT00150
보다 작거나 같을 수 있을 때 충족시킬 수 있다. N 비트들은
Figure 112008001917303-PAT00151
의 카디날리티가
Figure 112008001917303-PAT00152
보다 작거나 같을 때 인덱스 m을 피드백하도록 충족시킬 수 있다. 총 M+N 비트들은 인덱스들, q 및 m을 송신하기 위해 피드백될 수 있다.
송신 프리 코딩 블록(314)은, 예를 들면, 선형 변환
Figure 112008001917303-PAT00153
을 수행할 수 있다. 수신기에서 프리 코딩 디코딩 블록(316)은 선형 변환
Figure 112008001917303-PAT00154
을 구현할 수 있다.
코드북
Figure 112008001917303-PAT00155
는 복소 유니터리 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00156
을 포함할 수 있다. 바람직한 코드북은 쉽게 조정가능한 동적 범위를 포함하는 것일 수 있다. 이는 그래뉼레러티(granularity), 즉 이웃하는 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00157
사이의 스텝 크기일 수 있는 바와 같이, 세트
Figure 112008001917303-PAT00158
가 회전할 수 있는 각들(angles)의 절대 범위가 적응가능하거나 구성 가능할 수 있다는 것을 의미하기 위해 회전 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00159
에 대해 해석(interpret)될 수 있다. 동적 범위에 대한 적응성(adaptability)은 코드북에게 상이한 채널 상황들(conditions)의 광범위한 변화에 적응되도록 허용할 수 있다. 특히, 코드북
Figure 112008001917303-PAT00160
은 무선 채널 행렬
Figure 112008001917303-PAT00161
의 변화 레이트에 적응될 수 있다.
코드북
Figure 112008001917303-PAT00162
를 구성하기 위한 한가지 대표적인 프로토콜은 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00163
의 유니터리 특징을 사용할 수 있다. 스퀘어 복소 유니터리 행렬(square complex unitary matrix)
Figure 112008001917303-PAT00164
는 복수의 대각 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00165
및 복수의 기븐스(Givens) 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00166
로부터 구성될 수 있다. 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00167
은 다음의 수학식 1에 의해 주어질 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00168
여기서 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00169
는 다음의 관계식에서 주어진 구성일 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00170
여기서, 각들
Figure 112008001917303-PAT00171
및 인덱스 i는
Figure 112008001917303-PAT00172
의 구성을 정의할 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00173
는 k x k 차원의 단위 행렬(identity matrix)을 표기할 수 있다. 인덱스들 k 및 i 및 각
Figure 112008001917303-PAT00174
은 다음의 관계식에서 보여지는 바와 같은 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00175
을 결정할 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00176
앞서 언급된 각들이 변하는 각 범위는:
Figure 112008001917303-PAT00177
및
Figure 112008001917303-PAT00178
일 수 있다. 주어진
Figure 112008001917303-PAT00179
가 단위 행렬일 수 있는 경우에, 어떠한 회전도 발생할 수 없다. 따라서, 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00180
은 어떤 점에서는 단위 행렬에 가까울 수 있다. 코드북
Figure 112008001917303-PAT00181
는 다음의 수학식 2에서 보여지는 바와 같이 구성될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00182
Figure 112008001917303-PAT00183
Figure 112008001917303-PAT00184
Figure 112008001917303-PAT00185
Figure 112008001917303-PAT00186
Figure 112008001917303-PAT00187
Figure 112008001917303-PAT00188
Figure 112008001917303-PAT00189
Figure 112008001917303-PAT00190
Figure 112008001917303-PAT00191
Figure 112008001917303-PAT00192
Figure 112008001917303-PAT00193
Figure 112008001917303-PAT00194
Figure 112008001917303-PAT00195
Figure 112008001917303-PAT00196
Figure 112008001917303-PAT00197
Figure 112008001917303-PAT00198
Figure 112008001917303-PAT00199
Figure 112008001917303-PAT00200
여기서, 는 스텝 크기일 수 있다. 어떤 경우에, m 및 a에 대한 값들은 값 0을 추정하지 않도록 선택될 수 있다. 코드북 는 수학식 1에 따라 복수의 각들로부터 생성될 수 있는 행렬들 의 세트로부터 구성될 수 있다. 코드북의 일 실시예에서, 세트 는 수학식 2 및 수학식 1에서 정의된 바와 같이 각들 의 세트의 가능한 조합들로부터 구성될 수 있는 행렬들 를 포함할 수 있도록 구성될 수 있다. 수학식 1로부터 행렬들의 세트는 각들 및 에 의해 정의될 수 있는 것이 보여질 수 있다. 수학식 2에서의 코드북의 구성에 기인하여, 각각의 각도는 개의 상이한 값들을 취할 수 있다. 각들에 의해 추정될 수 있는 가능한 값들과 에서의 가능한 각도 조합들을 조합하는 것은 카디날리티 을 갖는 코드북으로 유도할 수 있고, 즉 상이한 행렬들 은 세트 에 포함될 수 있다. 이러한 경우에, 비트들은 행렬 의 선택의 인덱스 q를 피드백하기 위해, 부분적 MIMO 수신기(304)로부터 부분적 MIMO 송신기(302)로 피드백될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00201
의 대표적인 경우에 있어, 피드백 레이트는 인덱스 q를 위해 채널 갱신 별 2 비트일 수 있다. 스텝 크기
Figure 112008001917303-PAT00202
는 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00203
의 동적 범위를 조정하도록 허용할 수 있고, 그에 의해 변화의 상이한 레이트들에 대한 시변(time-varying) 페이딩 채널들 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00204
의 넓은 범위가 위의 코드북 구성에 의해 수용될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라
Figure 112008001917303-PAT00205
코드북 생성 알고리즘의 대표적인 구현을 나타내는 플로우 챠트이다. 도 4를 참조하면, 시작 단계 402, 종료 단계 424, 처리 단계들 404, 408, 410, 414, 416, 418, 420 및 422, 그리고 결정 단계들 406 및 412이 보여진다.
대표적인 코드북 생성은 단계 402에서 시작될 수 있다. 단계 404에서, 변수들은, 예를 들면, 스텝 크기
Figure 112008001917303-PAT00206
, 각도 레벨들의 숫자
Figure 112008001917303-PAT00207
, 그리고 수학식 1에서 인덱스에 실질적으로 유사할 수 있는 카운터 변수(counter variable i=1)로 초기화될 수 있다. 단계 406에서, 변수 i는 송신 안테나들 NTX의 숫자에 의해 결정된 임계값에 비교될 수 있다. 만약 변수 i가 NTX-1보다 작다면, 처리는 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00208
의 세트를 생성할 수 있다.이러한 세트
Figure 112008001917303-PAT00209
는 위에서 설명된 바와 같이 구성될 수 있는 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00210
로부터, 즉, 위에서 설명된 바와 같이 범위
Figure 112008001917303-PAT00211
에서 선택될 수 있는 각들
Figure 112008001917303-PAT00212
에 대한 값들의 상이한 조합으로부터 생성될 수 있다. 단계 410에서, 카운터 변수 k는 i의 함수로서 세팅될 수 있다. 변수 k는 수학식 1에서 변수 k와 실질적으로 유사할 수 있다. 단계 412에서, 변수 k는 NTX에 의해 결정된 임계값과 비교될 수 있다. 만약 k가 NTX보다 적다면, 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00213
의 세트가 생성될 수 있다. 이는
Figure 112008001917303-PAT00214
에 대해 상이한 값들을 사용하여 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00215
를 생성함으로써 달성될 수 있으며, 여기서 각도 범위 는 위에서 설명된 바와 같이
Figure 112008001917303-PAT00216
로서 정의될 수 있다. 단계 416에서, 변수 k는 증가될 수 있고, 알고리즘은 단계 412로 회귀할 수 있다. 만약 변수 k가 단계 412에서 NTX를 넘어선다면, 처리 단계 418이 실행될 수 있다. 단계 418에서, 생성된 세트들
Figure 112008001917303-PAT00217
및
Figure 112008001917303-PAT00218
는 수학식 1에 따라 다음의 관계식에 의해 주어지는 새로운 세트
Figure 112008001917303-PAT00219
를 형성하기 위해 조합될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00220
변수 i는 단계 420에서 증가될 수 있고 알고리즘은 단계 406으로 회귀할 수 있다. 만약 단계 406에서 변수 i가 NTX-1을 넘어선다면, 단계 422가 실행될 수 있다. 단계 422에서, 코드북
Figure 112008001917303-PAT00221
는 수학식 1에 따라 생성된 세트들
Figure 112008001917303-PAT00222
로부터 생성될 수 있다. 이는 종료 단계 424에서 코드북 생성을 완료할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라
Figure 112008001917303-PAT00223
코드북 생성 알고리즘의 대표적인 구현을 나타내는 플로우 챠트이다. 도 5를 참조하면, 시작 단계 502, 종료 단계518, 처리 단계들 504, 506, 510, 512 및 514, 및 결정 단계 508이 보여진다.
코드북
Figure 112008001917303-PAT00224
의 선택은 도 3에서 설명된 피드백 시스템의 성능을 결정하기 위해 중요할 수 있다. 도 5에서의 플로우 챠트는 코드북
Figure 112008001917303-PAT00225
에서 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00226
의 숫자인 어떤 양자화 레졸루션(quantization resolution), 그리고 수신 및 송신 안 테나들의 어떤 숫자에 대해 적합할 수 있는 코드북 알고리즘을 구현하는 대표적인 수단들을 제공할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 코드북은 다음의 관계식을 최소화할 수 있도록 설계될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00227
여기서, EP{.}는
Figure 112008001917303-PAT00228
에 대한 기대값일 수 있고,
Figure 112008001917303-PAT00229
는 (NTX-NRX) x r 크기의 임의의 행렬일 수 있으며, r은 전형적으로 유니터리 공간(unitary space)을 통해 균일하게 분배될 수 있는 임의의 성분들을 갖는 NRX일 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00230
는 프로베니우스(Frobenius) 행렬 놈을 나타낼 수 있다. 상기 관계식은, 어떤 경우에는 코드북의 최선의 선택이, 함수
Figure 112008001917303-PAT00231
의 임의 행렬
Figure 112008001917303-PAT00232
에 대한 기대값이 모든 가능한 코드북들
Figure 112008001917303-PAT00233
를 통해 최소화될 수 있도록, 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00234
를 포함하는 코드북
Figure 112008001917303-PAT00235
일 수 있다는 것을 나타낼 수 있다. 이는 도 5에서의 알고리즘으로써 달성될 수 있다.
단계 504에서, 코드북은 초기화될 수 있다. 코드북
Figure 112008001917303-PAT00236
는, 예를 들면, 임의 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00237
로부터 구성될 수 있다. 단계 506에서, 변수 W는 값 '비수렴(not converged)'으로 초기화될 수 있다. 결정 단계 508에서 W는 값 '수렴(converged)'으로 세팅되지 않을 때, 알고리즘은 단계 510에서 코드북
Figure 112008001917303-PAT00238
로부터 보로노이(Voronoi) 영역들을 계산할 수 있다. 단계 510에서, 코드북
Figure 112008001917303-PAT00239
에 의해 스 팬(span)될 수 있는 다차원 공간(multidimensional space)은, 다음의 관계식에서 보여지는 바와 같이, 각각의 셀
Figure 112008001917303-PAT00240
가 어떤 점에서는 특정 행렬
Figure 112008001917303-PAT00241
에 가장 가까울 수 있는 서브-공간(sub-space)을 나타내도록, 보로노이 영역들로 불리는 셀들
Figure 112008001917303-PAT00242
로 분할될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00243
단계 512에서, 코드북
Figure 112008001917303-PAT00244
는 단계 510에서 계산될 수 있는 보로노이 영역들에 근거하여 갱신될 수 있다. 어떤 주어진 영역
Figure 112008001917303-PAT00245
에 있어서, 새로운 행렬
Figure 112008001917303-PAT00246
는 다음의 관계식에서 보여지는 바와 같이 생성될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00247
여기서,
Figure 112008001917303-PAT00248
는 적절한 차원의 행렬일 수 있다. 상기 최적화 문제에 대한 해는 다음의 관계식에 의해 주어질 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00249
여기서,
Figure 112008001917303-PAT00250
및
Figure 112008001917303-PAT00251
는
Figure 112008001917303-PAT00252
가 되도록, 행렬
Figure 112008001917303-PAT00253
의 SVD의 좌 및 우 유니터리 행렬들일 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00254
는 다음의 관계식에 의해 결정될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00255
상기 수학식들에 있어서, 어떤 변수 P에 대한 기대치 EP{.}는, 예를 들면, 표본 공간의 표본 평균들에 의해 계산될 수 있다.
단계 514에서, 수렴(convergence)에 대한 테스트는 코드북이 스테이블 세트(stable set)에 수렴될 수 있는 지를 검증하기 위해 코드북
Figure 112008001917303-PAT00256
에 적용될 수 있다. 예를 들면, 수렴 테스트는 각각의 행렬
Figure 112008001917303-PAT00257
가 연속적인 단계들 512 사이에서 얼마나 많이 변할 수 있는 가에 의해 측정될 수 있다. 만약 변화가 임계값보다 작다면, 수렴은 도달된 것으로 추정될 수 있다. 단계 514에서, 만약 코드북이 수렴된다면, 변수 W는 값 '수렴(converged)'으로 세팅될 수 있고, 그렇지 않다면 변수 W는 값 '비수렴(not converged)'으로 세팅될 수 있다. 만약, 단계 514에서, 변수 W가 '수렴(converged)'으로 세팅될 수 있다면, 단계들 510, 512 및 514을 포함하는 루프(loop)는 단계 518로 나갈 수 있고 결과적인 코드북
Figure 112008001917303-PAT00258
는 완료된 것으로 고려될 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 4x2 MIMO 시스템의 성능 라인 플롯(performance line plot)을 나타내는 그래프이다. 도 6을 참조하면, 스펙트럼 효율(spectral efficiency)(Bits/sec/Hz) 축 및 신호 대 잡음비(SNR) 축이 보여진다. 또한 라인 플롯 이상적인 빔성형(beamforming)(602), 라인 플롯 7 비트 코드북(604), 라인 플롯 6 비트 코드북(606) 및 라인 플롯 5 비트 코드북(608)이 보여진다.
4x2 MIMO 시스템에서 네 개의 성분 코드북
Figure 112008001917303-PAT00259
에 있어서, 채널 업데이트별 피드백의 2 비트가 선택될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00260
성분들을 갖는 코드북
Figure 112008001917303-PAT00261
에 있어서, b는, 예를 들면, 각각 3, 4 및/또는 5 피드백 비트가 되도록 선택될 수 있다. 코드북
Figure 112008001917303-PAT00262
로부터 요구되는 피드백의 2 비트와 함께, 5, 6 및/또는 7 비트의 전부는 송신기로 피드백될 수 있고, 각각 상응하는 라인 플롯들 604, 606, 및 608을 유도한다. 행렬들
Figure 112008001917303-PAT00263
및
Figure 112008001917303-PAT00264
은, 예를 들면, 다음의 관계식들에서 주어지는 행렬들에 의해 초기화될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00265
도 6으로부터, 라인 플롯 5 비트 코드북(608), 라인 플롯 6 비트 코드북(606) 및 라인 플롯 7 비트 코드북(604)에 의해 나타나는 바와 같이, 어떠한 추정하에서는 5 비트 코드북이 6 비트 코드북 및 7 비트 코드북보다 덜 잘 수행할 수 있다는 것이 보여질 수 있다. 그러나, 어떤 시뮬레이션 파라미터들에 있어서, 이미 라인 플롯 6 비트 코드북(606)은 라인 플롯 이상적 빔성형(602)에 의해 나타나는 바와 같이 CSI 피드백을 완료하는 것에 가까울 수 있는 성능을 나타낼 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 MIMO 프리 코더들용 델타 양자화를 위한 방법 및 시스템은, 코스트 함수를 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북에 MIMO 프리 코딩 시스템에서 채널 상태 정보에서의 변화를 양자화하고, 여기서 제1 및 제2 코드북 각각은 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 포함하며; 적어도 채널 상태 정보에 근거하여 적어도 제1 및 제2 코드북을 생성하는 것을 포함할 수 있다. 채널 상태 정보는 행렬 V일 수 있고 코스트 함수는 다음의 관계식에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112008001917303-PAT00266
여기서
Figure 112008001917303-PAT00267
는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬
Figure 112008001917303-PAT00268
의 성분 (i,j)이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 단계 422에서 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들이 적어도 행렬들의 제1 세트 및 행렬들의 제2 세트로부터 적어도 제1 코드북을 위해 생성될 수 있고, 그에 의해 행렬들의 제1 세트는 단계 414에서 하나 또는 그 이상의 기븐스 행렬들로부터 생성될 수 있으며 적어도 제1 코드북의 동적 범위는 단계 404에서 스텝 크기에 의해 변경될 수 있다. 적어도 제1 코드북의 레졸루션은 단계 404에서 코드북 카디날리티를 조정함에 의해 변경될 수 있다. 이는 각도 레벨들의 세트를 변경함에 의해 달성될 수 있다. 도 5에 보여지는 바와 같이, 적어도 제2 코드북으로부터 보로노이 영역들은 적어도 제2 코드북의 유니터리 행렬들을 위해 단계 510에서 생성될 수 있다. 보로노이 영역들 및 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들에 근거하여, 단계 512에서 행렬들의 세트가 생성될 수 있다. 이러한 행렬들의 세트는 적어도 제2 코드북이 될 수 있고, 그에 의해 적어도 제2 코드북을 갱신할 수 있는 유니터리 행렬들의 세트로 변경될 수 있다. 도 3에 보여지는 바와 같이, 채널 상태 정보에서의 변화가 양자화되는 적어도 제1 및 제2 코드북 각각의 성분의 인덱스는 피드백 채널(320)을 통해 MIMO 프리 코딩 시스템(300)에서 수신기(304)로부터 송신기(302)로 전송될 수 있다. MIMO 프리 코딩 시스템(300)을 포함하는 통신 시스템은 하나 또는 그 이상의 송신 및 수신 안테나들을 포함할 수 있다. 행렬
Figure 112008001917303-PAT00269
는 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD) 또는 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 사용하여 생성될 수 있다. MIMO 프리 코딩 시스템의 송신기(302)에서 행렬은 복수의 유니터리 행렬들의 조합으로 선형적으로 변환될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 기계 가독 스트리지(machine-readable storage)를 제공할 수 있으며, 기계 가독 스토리지는 그 상에 저장되며, 기계에 의해 실행가능한 적어도 하나의 코드 섹션을 가지며, 그에 의해 기계에게 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백(finite rate channel state information feedback)을 갖는 MIMO 프리 코더들용 델타 양자화기를 위한 방법 및 시스템을 위하여 위에서 설명된 바와 같이 단계들을 수행하도록 하는, 컴퓨터 프로그램을 갖는다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그들의 조합에서 구현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템에서 중앙 집중 방식으로, 또는 상이한 구성 요소들이 몇몇의 상호 연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 분포되어 있는 분산 된 방식으로 구현될 수 있다. 컴퓨터 시스템의 어떤 종류 또는 여기에서 설명된 방법들을 수행하기 위해 적응된 다른 장치가 적합하다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은, 로딩되고 실행될 때, 그것이 여기에서 설명되는 방법들을 수행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하는 컴퓨터 프로그램을 갖는 범용 컴퓨터 시스템(general-purpose computer system)일 수 있다.
본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 내장될 수 있으며, 그 컴퓨터 프로그램 제품은 여기에서 설명되는 방법들의 구현을 가능하게 하는 모든 특징들을 포함하고, 컴퓨터 시스템에 로딩될 때 이들 방법들을 수행할 수 있다. 본 문맥에서의 컴퓨터 프로그램은, 어떤 언어, 코드 또는 표기법(notation)으로 나타낸 일단의 명령들의 어떤 표현을 의미한다. 여기서의 일단의 명령들은, 정보 처리 능력을 갖는 시스템들이 특정 기능을 직접적으로 또는 다음 즉 a) 다른 언어, 코드 또는 표기법으로의 변환; b) 다른 물질적인 형태로의 재생산(reproduction) 중의 하나 또는 두 가지 모두를 거친 후에, 수행하도록 의도된 것들을 말한다.
본 발명은 어떤 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 다양한 변경들이 수행될 수 있고 균등물들이 치환될 수 있음은 당해 기술 분야에서 숙련된 자들에 의해 이해될 것이다. 더구나, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 특별한 상황 또는 물적 요건을 본 발명의 시사들(teachings)에 적응시키도록 많은 개조들(modifications)이 수행될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 첨부되는 청구항들의 범위 내에 들어오는 모든 실시예들을 포함하도록 의도된다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 기지국과 이동 컴퓨팅 단말기(mobile computing terminal) 간의 대표적인 셀룰러 다중경로 통신을 나타내는 다이어그램이다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 MIMO 통신 시스템을 나타내는 다이어그램이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 MIMO 프리 코딩 송수신기 체인 모델을 나타내는 블록 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 유한 레이트 채널 상태 정보 피드백을 갖는 대표적인 MIMO 프리 코딩 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 Cd 코드북 생성 알고리즘의 대표적인 구현을 나타내는 플로우 챠트이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 Cp 코드북 생성 알고리즘의 대표적인 구현을 나타내는 플로우 챠트이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 대표적인 4x2 MIMO 시스템의 성능 라인 플롯(performance line plot)이다.

Claims (10)

  1. 통신 신호들을 처리하기 위한 방법에 있어서:
    코스트 함수(cost function)을 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북(codebook)에 MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템에서 채널 상태 정보(channel state information)에서의 변화(change)를 양자화(quantize)하는 단계를 포함하되, 상기 제1 및 제2 코드북 각각은 하나 또는 그 이상의 유니터리(unitary) 행렬들(matrices)을 포함하고;
    적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 적어도 상기 제1 및 제2 코드북을 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 채널 상태 정보는 행렬 V인 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    특이값 분해(singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
  4. 청구항 2에 있어서,
    기하 평균 분해(Geometric Mean Decompositon;GMD)를 사용하여 상기 행렬 V 를 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 코스트 함수 f(A)는 다음의 관계식,
    Figure 112008001917303-PAT00270
    으로 정의되며, 여기서 A는 N x N 크기의 행렬이며 aij는 행렬 A의 성분(i,j)인 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    적어도 행렬들의 제1 세트 및 행렬들의 제2 세트로부터 적어도 상기 제1 코드북을 위하여 상기 하나 또는 그 이상의 유니터리 행렬들을 생성하는 단계를 포함하는 통신 신호들을 처리하기 위한 방법.
  7. 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템에 있어서:
    MIMO 프리 코딩(pre-coding) 시스템에서의 하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하되, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은,
    코스트 함수(cost function)를 사용하여, 적어도 제1 및 제2 코드북(codebook)에 채널상태 정보(channel state information)에서의 변화(change)를 양자화(quantize)하되, 상기 제1 및 제2 코드북 각각은 하나 또는 그 이상의 유니 터리 행렬들을 포함하고;
    적어도 상기 채널 상태 정보에 근거하여 적어도 상기 제1 및 제2 코드북을 생성하는 것을 가능하게 하는 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 채널 상태 정보는 행렬 V인 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 특이값 분해(Singular Value Decomposition;SVD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
  10. 청구항 8에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은 기하 평균 분해(Geometric Mean Decomposition;GMD)를 사용하여 상기 행렬 V를 생성하는 통신 신호들을 처리하기 위한 시스템.
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