KR20080010609A - 다중입력 다중출력 통신 시스템의 오류 정정 장치 및 방법 - Google Patents

다중입력 다중출력 통신 시스템의 오류 정정 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 터보 블라스트 방식을 이용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 순방향 오류 정정을 수행하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따르면 다수의 안테나를 통하여 수신되는 프레임에 대하여 연판정을 수행하고, 상기 연판정 결과값을 사전 정보로 이용하여 상기 프레임을 소정 횟수만큼 반복 복호하고 상기 프레임을 구성하는 심벌들 각각의 신뢰도를 출력하고, 상기 복호된 프레임의 정보비트를 부호화하고, 상기 복호된 프레임의 패리티 비트들과 상기 부호화된 패리티 비트들을 비교하고, 상기 비교 결과, 상기 복호된 프레임의 패리티 비트들과 상기 부호화된 패리티 비트들이 일치하면 오류가 발생하지 않은 것으로 판단하고 상기 정보비트를 출력하며, 일치하지 않으면 상기 신뢰도를 상기 연판정의 사전정보로서 피드백하여 상기 전 과정들을 반복 수행한다.
오류 정정, CTC 부호기, Turbo-BLAST

Description

다중입력 다중출력 통신 시스템의 오류 정정 장치 및 방법{Method and Apparatus for Error Correction in Multiple-input Multiple-output Communication System}
도 1은 본 발명이 적용되는 MIMO 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면
도 2는 본 발명이 적용되는 터보 블라스트 MIMO 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 터보 블라스트 MIMO 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면
도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 CPC 부호기를 나타낸 도면
도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 CPC 정지기법을 도시한 순서도
도 5는 일반적인 CPC 부호기의 부호화 과정을 도시한 순서도
도 6은 테일 비트 복호화 방법을 도시한 도면
도 7a는 본 발명의 실시예에 따른 CPC 부호기를 나타낸 도면
도 7b는 본 발명의 실시예에 따른 E-CPC 부호기의 부호화 과정을 도시한 순서도
도 8 및 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 정지 기법을 이용한 터보 블라스트 MIMO 검출기의 성능을 도시한 도면
본 발명은 다중입력 다중출력 통신 시스템에서의 오류 정정 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 터보코드를 사용한 순방향 오류 정정 장치 및 방법에 관한 것이다.
다중입력 다중출력(Multiple-Input Multiple-Output, 이하 'MIMO'라고 칭함) 통신 시스템은 송수신단이 각각 다중안테나를 사용하는 시스템으로 단일 안테나를 사용하는 시스템에 비해 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 채널 전송 용량을 안테나 수에 비례하여 증가시킬 수 있다.
MIMO 시스템의 수신 방법으로는 BLAST(Serial Interference Cancellation) 기법이 가장 일반적이며, 이론적인 최대 용량(Shannon capacity)에 근접하기 위해서는 간섭제거(Interference Cancellation) 과정에서 오류가 발생하지 않아야 한다. 하지만 실제 시스템에서는 오류가 발생하지 않을 수 없으므로 BLAST 기법, 코딩(Coding)기법, 그리고 이 두 가지의 반복(Iteration) 기법이 사용되어야만 이론적인 최대 용량인 'Shannon capacity'에 근접할 수 있다.
한편, 최근 터보(Turbo) 이론을 MIMO 검출기에 적용한 반복적 검출 및 복호(IDD: iterative detection and decoding) 방식이 주목받고 있으며 이에 대한 활 발한 연구가 진행되고 있다. MIMO에서는 이러한 반복 기법을 터보 부호의 복호 방식과 비슷하다고 하여 'Turbo-BLAST'라고 부른다.
이러한 Turbo-BLAST 방식은 MIMO 검출기를 하나의 부호기(coder)로 생각하고 채널 부호기(channel coder)와 MIMO 검출기가 연접(concatenated)된 형태로 모델링 한다. MIMO 검출기의 출력은 채널 복호기(channel decoder)의 입력으로 하고, 채널 복호기에서 복호화(decoding)된 비트(bit) 신뢰도를 바탕으로 이 정보를 MIMO 검출기에 피드백함으로써 보다 정확한 부호화된 bit 정보를 MIMO 검출기에서 생성한다. MIMO 검출기는 이 과정을 반복하는 구조로 되어 있다.
즉, 수신안테나에서 신호를 수신하면 먼저 FFT를 거친 후 MIMO 검출기에서 송신신호의 연판정(soft decision) 정보를 생성하여 채널 복호기로 전달하고, 채널 복호기에서는 연판정 정보를 사전 정보(a priori information)로 이용하여 각 bit에 대한 연판정 값을 계산한다. 채널 복호기에서 계산된 연판정 값은 다시 MIMO 검출기로 피드백 되어 MIMO 검출기의 사전 정보로 사용된다. 이러한 과정을 반복함으로써 수신된 bit의 신뢰도(reliability)를 높일 수 있으므로 수신기는 Shannon capacity에 근접한 성능을 가질 수 있다. 이처럼 MIMO 검출기와 복호기 연산의 전체 반복 회수를 높일수록 시스템의 성능은 증가하나 하드웨어의 복잡도와 지연시간도 함께 증가된다.
일반적으로 Turbo-BLAST를 정지시키는 것은 터보 복호를 정지시키는 것과 유사하므로, 이하에서는 먼저 터보 복호 정지기법에 대하여 설명하기로 한다.
상기 터보 복호 과정에서 반복 복호를 위한 반복 복호 정지 기준(stopping criterion)은 하기와 같은 <조건 1>을 만족해야 한다.
조건 1: M(i) > T(i) 혹은 M(i) = T(i)일 때 반복 복호 정지
상기 <조건 1>에서 M(i)는 i번째 반복 복호 과정에서 복호 정지를 위해 측정하는 터보 복호 프레임(turbo decoding frame) 성능을 나타내는 측정값(measure)이고, T(i)는 i번째 반복 복호 과정에서 복호된 프레임에 대해 오류가 없다고 판단할 수 있는 측정값에 대한 임계값(threshold)이다. 각 복호 과정에서 상기 측정값 M(i)를 미리 설정해 놓은, 혹은 상기 반복 복호 과정에서 결정되는 임계값 T(i)와 비교하여, 상기 비교 결과 상기 <조건 1>을 만족하면 해당 반복 복호에서 복호를 정지하게 된다. 이하의 설명에서 상기 터보 복호기를 구성하는 두 개의 SISO 복호기들, 즉 제1 SISO 복호기와 제2 SISO 복호기를 순차적으로 통해서 복호하는 과정을 '1회의 반복 복호(iteration decoding)'라 정의한다. 즉, 상기 제1 SISO 복호기 및 제2SISO 복호기 중 어느 한 SISO 복호기를 통해서 복호하는 과정은 0.5회의 반복 복호가 된다.
그러면 여기서 현재까지 제안된 바 있는 상기 반복 복호를 위한 정지 기준들에 따른 각각의 방식을 설명하면 다음과 같다.
(1) Genie-aided Stopping Criterion 방식
상기 Genie-aided Stopping Criterion 방식은 일종의 시뮬레이터(simulator)인 Genie가 터보 복호기의 반복 복호 과정을 관찰하면서 임의의 SISO 복호기에서 복호된 정보어(information codeword)와 전송된 정보를 비교하여 오류가 검출되지 않으면 복호를 정지하는 방식이다. 이러한 복호 정지 방식은 실험적인 시뮬레이션 으로만 가능하기 때문에 실제 구현은 불가능하다. 따라서 상기 Genie-aided Stopping Criterion 방식은 다른 정지 기준들을 사용하는 방식들이 이상적으로 구현해야 할 기준으로만 적용된다.
여기서 상기 Genie-aided Stopping Criterion 방식을 나타내면 하기 <조건 2>와 같다.
조건 2: M(i) = T(i)일 때 반복 복호 정지
단, 상기 <조건 2>에서 측정값 M(i)는 i번째 반복 복호 과정에서 SISO 복호기에서 검출되는 복호된 프레임과 전송된 프레임간의 상이한 비트수를 나타내며 임계값 T(i)는 0이다.
(2) CRC Check Stopping Criterion 방식
일반적으로 CDMA 이동 통신 시스템에서 터보 부호기로 입력되는 프레임은 터보 복호기에서 복호 후 해당 프레임에 대한 오류 발생 여부를 상위 계층에 보고할 수 있도록 오류 검출을 위한 CRC 비트가 포함되어 있다. 상기 CRC 비트의 프레임에 대한 오류 발생 여부 검출할 수 있는 능력은 상기 터보 복호기의 정지 기준으로도 사용될 수 있다. 즉, 터보 복호기로 입력되는 임의의 프레임에 대해 반복 복호 과정에서 CRC(Cyclic Redundancy check) 과정을 통해 오류를 검출하고, 상기 오류가 검출되지 않으면 복호 과정을 정지한다.
여기서 상기 CRC stopping criterion 방식을 나타내면 하기 <조건 3>과 같다.
조건 3: M(i) = T(i)일 때 반복 복호 정지
단, 상기 <조건 3>에서 측정값 M(i)는 i번째 반복 복호 과정에서 SISO 복호기에서 검출된 복호된 프레임에 대한 CRC검사 결과를 나타내며, 임계값 T(i)는 0이다.
그러나 상기 CRC 방식은 매 프레임마다 CRC 비트에 의한 오버헤드(overhead)가 존재하며, 복호 과정에서 프레임 분할에 의해 입력되는 프레임에 CRC 비트가 존재하지 않는 경우 해당 프레임을 상기 CRC stopping criterion 방식을 이용하여 복호하는 것이 불가능하다. 일예로, UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 고속 순방향 패킷 접속(HSDPA: High Speed Downlink Packet Access) 통신 시스템에서 코드 유닛(code unit)이 둘 이상인 경우에는 일반적으로 임의의 코드 유닛에 대해서 상기 터보 복호시 CRC stopping criterion 방식으로 사용될 CRC 비트가 항상 존재하지는 않는다.
(3) Approximated Cross Entropy Stopping Criterion 방식
일반적으로 두 확률 분포(probability distribution)간의 교차 엔트로피(CE: Cross Entropy)는 상기 두 확률 분포(probability distribution)간의 확률적 접근성(probabilistic closeness)을 나타내는 측정값으로서 사용될 수 있다. Hagenauer는 두 개의 SISO 복호기들의 출력의 확률 분포(probability distribution)들간의 교차 엔트로피(cross entropy)를 신뢰도(LLR: Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'이라 칭하기로 한다)를 이용하여 정의하고 간략화했으며, 이를 터보 복호기의 stopping criterion에 적용할 측정값으로서 정의하였다. 상기 측정값이 점차 작아져서 상기 SISO 복호기 출력의 probabilistic closeness가 매우 크다고 판단되면, 복호를 정지하도록 하는 것이다.
여기서 상기 Approximated Cross Entropy Stopping Criterion 방식을 나타내면 하기 <조건 4>와 같다.
조건 4: M(i) < T(i)일 때 반복 복호 정지
단, 상기 <조건 4>에서 제1 SISO 복호기에서는 측정값
Figure 112006054235032-PAT00001
또는 제2 SISO 복호기에서는 측정값
Figure 112006054235032-PAT00002
을 나타내며, 임계값 T(i)는 T(10 -2 ~10 -4 )이다.
그러나 상기 Approximated Cross Entropy Stopping Criterion 방식은 각 반복 복호 과정에서 기준을 설정하기 위해서 각 SISO 복호기별로 exp(*) 연산을 수행해야만 하고, 상기 exp(*) 연산 동작에 따라 하드웨어적인 복잡도(hardware complexity)가 증가한다.
(4) Hard Decision Aided(HDA) Stopping Criterion 방식
상기 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식은 임의의 반복 복호 과정에서 두 개의 SISO 복호기들의 출력 정보어를 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 두 개의 SISO 복호기들 각각에서 출력하는 정보어에 차이가 없을 경우 보호를 정지하는 방식이다.
여기서 상기 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식을 나타내면 하기 <조건 5>와 같다.
조건 5: M(i) = T(i)일 때 반복 복호 정지
단, 상기 <조건 5>에서 측정값 M(i)는 i번째 반복 복호 과정과 (i-0.5)번째 반복 복호 과정에서 검출된 복호된 정보 프레임들간의 서로 다른 비트들 수를 나타내며, 임계값 T(i)는 0이다.
상기 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식에서는 이전 SISO 복호기의 정보어 출력을 현재 SISO 복호기의 정보어 출력과 비교해야 하므로, 하드웨어 구현시 이전 SISO 복호기의 정보어를 저장하기 위한 추가적인 메모리(memory)를 구비해야 한다.
(5) Minimum Absolute LLR(MAL) Stopping Criterion 방식
상기 Minimum Absolute LLR Stopping Criterion 방식은 Hagenauer가 제안한 approximated cross entropy에 의한 stopping criterion에서 적용되는 측정값에서 하기 수학식 1과 같은 근사화 과정을 고려한다.
Figure 112006054235032-PAT00003
상기 수학식 1과 같은 근사화 과정을 통해서 하기 <조건 6>과 같은 Minimum Absolute LLR Stopping Criterion 방식을 제안하였다.
조건 6: M(i) > T1(i)이고, M(i) > T2(i)일 때 반복 복호 정지
상기 <조건 6>에서 측정값 M(i)는 i번째 반복 복호 과정에서 제v SISO 디코 더에서
Figure 112006054235032-PAT00004
로 나타내며, 제1임계값 T1(i)는
Figure 112006054235032-PAT00005
이고, 제2임계값 T2(i)는
Figure 112006054235032-PAT00006
이다.
결과적으로, 상기 Minimum Absolute LLR Stopping Criterion 방식은 임의의 SISO 복호기의 출력 LLR 정보 가운데 그 절대값이 최소인 것을 stopping criterion의 측정값으로 설정하고, 이전 반복 복호 과정에서 상기 설정한 측정값을 현재의 임계값으로 사용하는 방식이다. 상기에서 설명한 바와 같은 Approximated Cross Entropy Stopping Criterion 방식 및 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식에서 stopping criterion은 모두 두 개의 SISO 복호기에서 검출한 정보를 사용하였으나, 상기 Minimum Absolute LLR Stopping Criterion 방식은 현재의 SISO 디코더에서 검출할 수 있는 정보만을 가지고 반복 복호를 정지시키는 것이 가능하다. 그러나 두 개의 SISO 복호기가 아닌 현재의 SISO 디코더에서 검출하는 정보만을 가지고 반복 복호를 정지하기 때문에 프레임 에러율(FER: Frame Error Rate) 면에서 성능 열화가 발생할 가능성이 있다. 그래서 이런 프레임 에러율면에서 발생할 수 있는 성능 열화를 최소화하기 위해서 상기 제1임계값 T1(i)과, 제2임계값 T2(i)를 설정할 때 고려되는 Tf와 Td를 시뮬레이션 등을 통한 실험적 결과를 이용해서 검출한다.
또한, 프레임 사이즈(frame size)나 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)에 대한 성능의 독립성(independency)을 줄이기 위해서 상기 임계값들을 적 응적으로 적용할 수 있도록 한다. 그런데 이렇게 임계값들을 적응적으로 적용할 경우에는 상기와는 반대로 프레임 에러율 면에서의 성능 열화는 방지하지만 평균 반복 복호 횟수가 증가한다.
(6) Sign Difference Ratio(SDR) Stopping Criterion 방식
상기에서 설명한 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식은 터보 복호기를 구성하는 제1SISO 복호기와, 제2SISO 복호기 각각에서 출력하는 정보어를 매 0.5회의 반복 복호 과정마다 비교해야만 한다. 그래서 현재 복호를 진행하고 있는 SISO 복호기의 복호 완료 시점에서 이전 SISO 복호기의 출력 정보어를 저장하고 있어야 한다. 따라서 상기 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식을 적용할 때에 하드웨어적으로 추가적인 메모리 구현이 필요로 하게 된다. 이런 하드웨어적인 추가 메모리 구현을 제거하기 위해 제안된 방식이 상기 Sign Difference Ratio Stopping Criterion 방식이다. 이 방식은 현재 SISO 복호기의 출력 정보어와 이전 SISO 복호기의 출력 정보어를 비교하는 대신, 하나의 SISO 복호기의 현재 프레임에 대한 입력 사전 정보(a-priori information)와 출력 부가 정보(extrinsic information)의 부호(sign)를 모두 비교하여 그 부호가 서로 다른 비트들의 개수에 따라 복호를 정지하는 방식이다.
여기서 상기 Sign Difference Ratio Stopping Criterion 방식을 나타내면 하기 <조건 7>과 같다.
조건 7: M(i) < T(i)일 때 반복 복호 정지
상기 <조건 7>에서 임계값 M(i)는 i번째 반복 복호 과정에서 SISO 복호기에 서 복호된 정보 프레임에 대해 입력되는 사전 정보(a-priori information)와 출력되는 부가 정보(extrinsic information)간의 서로 다른 부호들의 개수를 나타내며, 임계값 T(i)는 p이다.
상기 Sign Difference Ratio Stopping Criterion 방식에서 상기 입력되는 사 전 정보(a-priori information) 및 출력되는 부가 정보(extrinsic information)는 LLR 정보에 비해 비교적 수렴이 늦기 때문에 상기 p = 0으로 하는 Sign Difference Ratio Stopping Criterion 방식에서 평균 반복 복호 횟수는 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식에서의 평균 반복 복호 횟수보다 증가하게 된다. 이렇게 상기 Sign Difference Ratio Stopping Criterion 방식이 Hard Decision Aided Stopping Criterion 방식 보다 평균 반복 복호 횟수가 증가되는 문제점을 제거하기 위해서 임계값으로 사용되는 상기 p 값을 증가시키면 평균 반복 복호 횟수는 감소하지만 프레임 에러율 면에서 성능열화가 발생한다.
앞서 기술한 대부분의 정지기법들은 신뢰도가 낮으며, 따라서 반복 복호 정지를 위하여 상대적으로 신뢰도가 가장 높은 CRC(Cyclic Redundancy Check) 기법을 사용하는 것이 일반적이다. 그런데 와이브로(Wibro) 시스템의 경우 하나의 버스트(Burst) 안에 여러 개의 코딩블록(Coding Block)이 존재하지만, CRC 기법은 버스트 단위로 이루어지므로 와이브로 시스템에서는 각각의 코딩 블록에 대해서 CRC 기법을 사용할 수 없다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 다중입력 다중출력 통신시스템에서 반복 복호를 보다 효율적으로 정지시키기 위한 오류 정정 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 CRC 기법을 사용할 수 없는 통신 시스템에서 수신기의 복잡도 및 주파수 대역을 크게 늘리지 않고 반복 복호를 효율적으로 정지시키기 위한 오류 정정 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 터보 블라스트 방식을 이용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 순방향 오류 정정을 수행하는 방법에 있어서, 다수의 안테나를 통하여 수신되는 프레임에 대하여 연판정을 수행하는 과정과, 상기 연판정 결과값을 소정 횟수만큼 반복 복호하고 상기 프레임을 구성하는 정보비트들 및 제1 패리티 비트들에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)값들을 출력하는 과정과, 상기 LLR값들로부터 구해진 정보비트들을 부호화하여 제2 패리티 비트들을 생성하고, 상기 LLR값들로부터 구해진 상기 제1 패리티 비트들과 상기 부호화된 제2 패리티 비트들을 비교하는 과정과, 상기 비교 결과, 상기 제1 패리티 비트들과 상기 제2 패리티 비트들이 일치하면 오류가 발생하지 않은 것으로 판단하고 상기 정보비트를 출력하며, 일치하지 않으면 상기 LLR값들을 상기 연판정의 사전정보로서 피드백하여 상기 전 과정들을 반복 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 터보 블라스트 방식을 이용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 순방향 오류 정정을 수행하는 장치에 있어서, 다수의 안테나를 통하여 수신되는 프레임에 대하여 연판정을 수행하는 검출기 와, 상기 연판정 결과값을 소정 횟수만큼 반복 복호하고 상기 프레임을 구성하는 정보비트들 및 제1 패리티 비트들에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)값들을 출력하는 복호기와, 상기 LLR값들로부터 구해진 정보비트들을 부호화하여 제2 패리티 비트들을 생성하고, 상기 LLR값들로부터 구해진 상기 제1 패리티 비트들과 상기 부호화된 제2 패리티 비트들을 비교하며, 상기 비교 결과에 따라 오류 발생 여부를 판단하여 상기 정보비트를 출력하거나 상기 LLR값들을 상기 연판정의 사전정보로서 피드백하는 부호기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명에서는 N개의 송신 안테나와 M개의 수신 안테나로 이루어진 Turbo-BLAST MIMO 시스템을 고려한다.
도 1은 본 발명이 적용되는 MIMO 시스템의 송신기의 구조를 나타낸 도면이다.
도 1에서, b(i)는 정보 비트를 의미한다. 이때
Figure 112006054235032-PAT00007
이며, L은 프레임에서 정보 비트의 개수이다. CTC(Convolution Turbo Code) 부호기(110)에서 부호화된 비트 c(j)(여기서,
Figure 112006054235032-PAT00008
,
Figure 112006054235032-PAT00009
은 부호율)는 인터리버(120)에서 인터리빙 되고, 변조기(130)에서 변조되고 S/P(140)에서 각각의 부스트림으로 나뉜 다음, IFFT부(150)에서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 거친 후 MIMO 채널을 통해서 전송된다.
도 2는 본 발명이 적용되는 MIMO 시스템의 수신기의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2에서 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 FFT부(210)를 통하여 주파수 대역 신호로 변환되고, MIMO 검출기(220)에서는 각각의 송신된 신호들을 검출한다. 디인터리버(240)는 디인터리빙을 수행하고, SISO(Soft Input Soft Output) 복호기(250)에서는 수신된 신호들에 대한 소프트(Soft) 값을 계산한다. 인터리버(260)에서는 SISO 복호기(250)에서 나온 소프트 값을 인터리빙하여 MIMO 검출기(220)로 전달한다. MIMO 검출기(220)에서는 SISO 복호기에서 나온 소프트 값을 사전 정보로 활용하여 각각의 송신된 신호들을 재검출한다.
도 1 및 도 2에서, a를 2Mc개의 점을 갖는 복소수로 이루어진 성상도 C(예를 들어 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)는 Mc=2)에서 선택된 N행 1열의 벡터, r을 수신된 신호의 M행 1열의 벡터라 할 때 관계식은 다음 수학식 2와 같다.
r = Ha + v
이때 채널을 주파수 비 선택적 페이딩(frequency non-selective fading) 환경으로 가정하면 H는 복소 행렬이며, v는 평균 0, 차원당 분산 N0/2을 갖는 독립적인 복소 가우시안 잡음이다. 이때 벡터 a=[a1,…aN]T는 성분 전력 제한
Figure 112006054235032-PAT00010
을 준수하는데, 이는 전체 송신 신호의 전력이 ES가 되도록 만들어 준다.
한편, 본 발명의 실시예에서는 도 2에 도시한 MIMO 검출기의 복잡도 및 주파수 대역을 크게 늘리지 않고 SISO 복호기의 출력을 이용하는 새로운 정지기법을 제안한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 시스템의 수신기의 구조를 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 시스템의 수신기는 FFT부(310), MIMO 검출기(320), 디인터리버(340), SISO 복호기(350), 인터리버(360) 및 CPC(combined parity check)부(370)를 포함한다. 도 3에서는 MIMO 검출기로 MMSE(Minimum Mean Square Error) 검출기, MAP(Maximum A-Posteriori) 검출기 또는 Equalizer 등이 사용될 수 있다.
SISO 복호기(350)의 출력단에 CPC부(370)가 연결되는 것을 제외하면 도 2의 수신기 구성과 동일하므로 중복되는 설명을 생략하며, 이하에서는 SISO 복호 기(350)와 CPC부(370)를 중심으로 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 동작을 설명한다.
SISO 복호기(350)의 i번째 내부 반복에서,
Figure 112006054235032-PAT00011
와
Figure 112006054235032-PAT00012
을 각각 MAP(Maximum A-posteriori Probability) 복호기 j에 의해 분리된 추정된 정보 비트
Figure 112006054235032-PAT00013
의 LLR과 부가 정보(Extrinsic information)라 하고,
Figure 112006054235032-PAT00014
와
Figure 112006054235032-PAT00015
을 각각 MAP 복호기 j에 의해 분리되고 추정된 패러티 비트
Figure 112006054235032-PAT00016
의 LLR과 부가 정보(여기서 j = 1, 2)라 하면, 상기 값들은 다음 수학식 3과 같이 표현된다.
Figure 112006054235032-PAT00017
여기서
Figure 112006054235032-PAT00018
는 uk 의 사전 정보이고, LC는 채널값이다.
이와 같은 방법으로
Figure 112006054235032-PAT00019
은 다음 수학식 4와 같이 정의된다.
Figure 112006054235032-PAT00020
또한 한 프레임 내에서의 비트 에러 개수를 Nber, 복호된 패러티 비트와 복호된 정보 비트로부터 결정된 재 부호화된 패러티 비트의 부호 차이를 Dp라고 할 때, 수많은 모의실험을 통하여 다음과 같은 관찰들을 얻을 수 있다.
(1) 해독하기 어려운 나쁜 프레임의 경우,
Figure 112006054235032-PAT00021
모두 크게 증가하지 않으며
Figure 112006054235032-PAT00022
의 근방이나 혹은 더 낮은 값에 남아 있게 된다.
(2) 좋은 프레임의 경우, i가 증가함에 따라
Figure 112006054235032-PAT00023
는 모두 증가한다. Nber이 0에 근접할 때,
Figure 112006054235032-PAT00024
는
Figure 112006054235032-PAT00025
의 5~10배 정도 큰 값을 가진다. 결과적으로
Figure 112006054235032-PAT00026
는
Figure 112006054235032-PAT00027
에 의해 결정된다.
(3) 좋은 프레임의 경우, i가 증가함에 따라
Figure 112006054235032-PAT00028
는 증가한다. Nber이 0에 근접할 때,
Figure 112006054235032-PAT00029
는
Figure 112006054235032-PAT00030
보다 상당히 큰 값을 가진다. 결과적으로
Figure 112006054235032-PAT00031
는
Figure 112006054235032-PAT00032
에 의해 결정된다.
(4) 나쁜 프레임의 경우,
Figure 112006054235032-PAT00033
는 크게 증가하지 않으며
Figure 112006054235032-PAT00034
의 근방이나 혹은 더 낮은 값에 남아 있게 된다.
(5) 좋은 프레임의 경우, i가 증가할 때, Nber과 비슷하게 Dp 역시 0으로 근접한다. 일반적으로 Nber은 Dp와 거의 동시에 0에 도달한다.
(6) 나쁜 프레임의 경우, i가 증가할 때 Dp는 계속 높은 값으로 남아 있는다. 여기서 E[X]는 확률 변수 X의 기대값을 나타낸다.
관찰 (6)은 관찰 (2)와 (4)로부터 설명될 수 있다. 나쁜 프레임의 경우,
Figure 112006054235032-PAT00035
와
Figure 112006054235032-PAT00036
은 각각 LCyjk와 LCxk에 의해 많은 영향을 받는다. 그리고 yjk와 xk의 잡음은 서로 독립이다. 따라서 나쁜 프레임의 경우
Figure 112006054235032-PAT00037
는
Figure 112006054235032-PAT00038
와의 연관성이 좋은 프레임일 경우보다 떨어진다. 즉,
Figure 112006054235032-PAT00039
가 잡음에 의해 올바르게 판정되지 못할지라도
Figure 112006054235032-PAT00040
는
Figure 112006054235032-PAT00041
의 오류에 의존하지 않고 올바르게 판정될 수 있다. 그 이유는 MAP 복호기가 각각의 부호화된 비트의 오류 확률을 최소화시킨다는 의미에서 최적이기 때문이다.
관찰 (5)와 복호된 패너티 비트와 재부호화된 패러티 비트의 차이로부터 기인한 관찰 (6)은 Dp가 성능 저하 없이 반복을 정지시킬 수 있는 지시자임을 나타낸다.
따라서 본 발명의 실시예에서는 상기와 같은 관찰들을 통하여 결합된 패러티 확인(CPC) 기법을 고안하였다.
도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 CPC부(370)의 구성을 나타낸 도면이다.
도 4a를 참조하면, 경판정기(371)에서는 SISO 복호기(350)에서 출력된 정보비트의 LLR값(L(u))과, MAP1(352)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pi))과, MAP2(353)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pj))에 대하여 경판정을 수행하여 그 결과값으로 정보비트(u), 패리티비트(pi) 및 패리티비트(pj)를 출력한다. 터보 부호기(372)는 정보비트(u)를 재부호화하여 패리티비트(pi′) 및 패리티비트(pj′)를 출 력한다. 비교부(373)는 터보 부호기(372)에서 출력되는 패리티비트(pi′)와 패리티비트(pj′)를 각각 경판정기(371)에서 출력되는 패리티비트(pi)와 패리티비트(pj)를 비교하여 그 결과에 따른 제어 신호를 제어부(374)로 출력한다. 즉, 비교부(373)는 패리티비트들이 같으면 정보비트(u)를 출력하도록 하며, 패리티비트들이 다르면 LLR값(L)을 출력하도록 하는 제어신호를 제어부(374)로 출력한다. 제어부(374)는 SISO 복호기(350)에서 출력된 정보비트의 LLR값(L(u))과, MAP1(352)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pi))과, MAP2(353)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pj))과, 경판정된 정보비트(u)를 입력으로 받으며, 비교부(374)의 제어신호에 따라 LLR값(L) 또는 정보비트(u)를 선택적으로 출력한다. LLR값(L)이 출력된 경우, 이 값은 MIMO 검출기(320)로 피드백된다.
도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 CPC 기법을 나타낸 순서도이다.
도 4b를 참조하면, 먼저 410 단계에서 SISO 복호기(350)의 출력값에 대하여 경판정(Hard Decision)을 수행한다. 420 단계에서는 경판정 결과값을 확인하여 데이터 즉, 정보비트이면 430 단계로 진행하여 경판정된 정보비트를 터보 부호기(372)로 입력하고, 패리티 비트이면 440 단계로 진행하여 경판정된 패리티 비트들과, 터보 부호기(372)에서 정보 비트를 재부호화하여 생성된 패리티 비트들을 비교한다. 비교결과 일치하면 450 단계로 진행하여 외부 반복을 정지하며, 일치하지 않으면 460 단계로 진행하여 반복 횟수가 최대 외부 반복 횟수에 도달할 때까지 상기 과정을 반복한다.
한편, 도 5는 터보 부호기의 동작을 나타낸 순서도이다.
도 5를 참조하면, 와이브로(Wibro)와 같은 시스템에 쓰이는 듀오바이너리(duobinary) CTC 복호기는 두 번의 복호화 과정(520 단계와 540 단계)을 통해서 초기 상태(state)와 마지막 상태가 동일하도록 복호화된다. 이러한 구조는 제로 종료 방법(zero termination)을 이용하는 경우에 생기는 테일비트(tail bit)의 손실이 없고, 시스템에서 복호화 후 프레임의 처리가 간단한 장점이 있다.
일반적으로 컨벌루션 코드(convolutional code) 및 터보코드(turbo code)에서 사용되는 'zero termination' 방법은 테일리스(trellis)의 끝부분 정보의 신뢰도(reliability)가 떨어져 성능 저하가 생기는 문제를 해결한 것이다. 하지만, 부호율(code rate)의 손실을 피할 수 없다. 테일 비트 코드(Tail-biting code)의 초기와 마지막 상태가 동일하다는 특징을 이용하면, 부호율의 손실이 없이 좋은 복호화 성능을 얻을 수 있다.
도 6은 CTC 복호기에 사용되는 tail-biting decoding 방법을 나타낸 것이다.
도 6을 참조하면, CTC 복호는 MAP 알고리즘을 사용하는데, MAP 알고리즘은 각 정보 비트가 1이 될 사후 확률(APP: a posteriori probability)과 0이 될 사후 확률의 LLR을 제공하는 것으로서, 그 결과는 다음 수학식 5와 같다.
Figure 112006054235032-PAT00042
위의 식에서 각 확률 함수는 다음과 같다.
Figure 112006054235032-PAT00043
여기서
Figure 112006054235032-PAT00044
는 입력 i와 상태 m이 주어질 때의 다음 상태를 나타낸다.
도 6과 같이, 순방향 매트릭 확률값 α는 순방향 매트릭 계산(forward metric calculation)을 하고, 역방향 매트릭 확률값 β는 역방향 매트릭 계산(backward metric calculation)을 한다. 즉 α1 백터를 계산하기 위해서는 α0의 값이 필요하다. 일반적으로 터보부호는 제로 상태에서 출발하여 제로 상태로 끝나기 때문에 α0 백터의 첫 번째 값은 최대로 설정하고 나머지 값들은 모두 0으로 설정하지만, CTC 코드는 프레임의 시작 상태와 프레임의 마지막 상태가 항상 동일하도록 설정되어 있기 때문에, 두 번째 반복부터는 첫 번째 반복의 αN의 값을 두 번째 반복의 α0의 값으로 사용한다. β 값도 같은 방식을 사용하여 두 번째 반복부터는 이전 반복에서 계산된 최종 β 행렬 백터를 현재 반복에서의 초기값으로 사용한다.
이러한 Tail-biting decoding 특성으로 인해 CTC 복호를 종료한 후 β0 백터 값은 초기 상태값으로 수렴한다. 상술한 바와 같이 β 값은 역방향 매트릭 계산을 하기 때문에 초기값 βN 백터를 설정하면 이 값으로부터 βN-1 백터를 계산할 수 있 고, 같은 방법으로 β0 백터까지 계산할 수 있다. 결국, 채널에 의한 오류가 없으면 β0 백터 중에 가장 값이 큰 상태는 초기 상태와 일치한다. 그러므로 복호가 완료된 후 β0 백터로부터 가장 값이 큰 상태를 선택하면 초기 상태를 추정할 수 있기 때문에, 초기 상태를 알기 위한 CTC 터보 부호화 과정을 생략하고 CTC 터보 부호화 과정을 한 번만 수행할 수 있게 된다. 그러므로 β0 백터로부터 초기 상태를 추정하면 CTC 터보 부호화 과정을 한 번만 수행할 수 있다.
따라서 CPC 정기기법에서 CTC 터보 인코더는 초기 상태값을 알고 있으므로 β0 백터 값을 이용하면 한 번의 부호화만으로 CTC 부호화가 가능하게 되어 부호화 처리속도가 2배 향상된다. 이하에서는 이러한 정지 기법을 E(Enhanced)-CPC 정지기법이라고 칭한다.
도 7a는 본 발명의 실시예에 따른 E(Enhanced)-CPC 정지기법을 수행하는 CPC부의 구성을 도시한 도면이다.
도 7a를 참조하면, 경판정기(371)에서는 SISO 복호기(350)에서 출력된 정보비트의 LLR값(L(u))과, MAP1(352)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pi))과, MAP2(353)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pj))에 대하여 경판정을 수행하여 그 결과값으로 정보비트(u), 패리티비트(pi) 및 패리티비트(pj)를 출력한다. 터보 부호기(375)는 정보비트(u)를 재부호화하여 패리티비트(pi′) 및 패리티비트(pj′)를 출 력한다. 또한 터보 부호기(375)는 SISO 복호기(350)로부터 β0 백터 값을 입력받고, 이 값을 이용하여 초기 상태값으로 설정함으로써 부호화를 한번만 수행한다. 비교부(373)는 터보 부호기(375)에서 출력되는 패리티비트(pi′)와 패리티비트(pj′)를 각각 경판정기(371)에서 출력되는 패리티비트(pi)와 패리티비트(pj)를 비교하여 그 결과에 따른 제어 신호를 제어부(374)로 출력한다. 즉, 비교부(373)는 패리티비트들이 같으면 정보비트(u)를 출력하도록 하며, 패리티비트들이 다르면 LLR값(L)을 출력하도록 하는 제어신호를 제어부(374)로 출력한다. 제어부(374)는 SISO 복호기(350)에서 출력된 정보비트의 LLR값(L(u))과, MAP1(352)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pi))과, MAP2(353)에서 출력된 패리티비트의 LLR값(L(pj))과, 경판정된 정보비트(u)를 입력으로 받으며, 비교부(374)의 제어신호에 따라 LLR값(L) 또는 정보비트(u)를 선택적으로 출력한다. LLR값(L)이 출력된 경우, 이 값은 MIMO 검출기(320)로 피드백된다.
도 7b는 본 발명의 실시예에 따른 E-CPC 정지기법을 위한 터보 부호기(375)의 동작을 나타낸 순서도이다.
도 7b를 참조하면, 710 단계에서 터보 부호기(375)는 SISO 복호기(350)로부터 입력받은 β0 백터를 이용하여 초기 상태값을 설정한다. 720 단계에서 터보 부호기(375)는 SISO 복호기(350)에서 출력된 L(u)에 대해 경판정을 수행하여 얻어진 정보비트를, 상기 설정된 초기 상태값을 이용하여 재부호화한다. 그리고 730 단계에 서 터보 부호기(375)는 정보비트와, 상기 정보비트를 재부호화하여 얻어진 패리티비트들을 출력한다.
이상에서 기술한 본 발명의 실시예에 따른 CPC 기법과 E-CPC 기법은 터보 복호기 내부를 위해서 사용할 수도 있지만, 불필요한 패리티에 대한 소프트값을 계산해야 하기 때문에 기존의 정지기법들보다 복잡해질 수 있다. 따라서 전체 Turbo-BLAST의 외부 반복 횟수를 줄이는데 사용하는 것이 효율적이다. 또한, 외부 반복을 종료한다는 것은 프레임이 오류가 없다는 의미이므로 내부 반복은 더 이상 필요하지 않다. 즉, 외부 반복이 종료되기 전에는 터보 복호의 내부 반복은 최대 값 I까지 수행된다. 그러므로 터보 처리 시스템에서 외부 반복을 종료시키기 위해서는 터보 복호의 내부 반복 횟수를 I로 고정시키고 마지막 내부 반복 직후에 본 발명의 실시예에 따른 정지 기법을 수행하는 것이 효율적이다.
도 8과 도 9는 와이브로 시스템에서 Veh.A 60km/h의 채널, QPSK, 부효율 1/2인 경우 MIMO 검출기로 MMSE 검출기를 사용한 Turbo-BLAST MIMO 시스템 환경에서의 CPC 성능을 나타낸 것이다.
1% PER(Packet Error Rate) 기준으로 살펴보면, Turbo-BLAST의 평균 반복 횟수는 0.3회 수준으로 낮아졌으며, E-CPC 정지기법은 Turbo 부호화 횟수를 반으로 줄였음에도 불구하고 CPC 정지기법과 동일한 성능을 나타냄을 알 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은 Turbo-BLAST MIMO 시스템에서 CPC 정지기법과 E-CPC 기법을 사용하여 반복적 검출 및 복호를 조기에 정지시킬 수 있는 방법으로, 정지기법을 사용하지 않았을 때보다 성능은 동일하면서 Turbo-BLAST의 평균 반복 횟수는 획기적으로 낮춤으로써 Turbo-BLAST MIMO 시스템의 복잡도는 낮추고 처리 속도를 크게 향상시킬 수 있다.

Claims (6)

  1. 터보 블라스트 방식을 이용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 순방향 오류 정정을 수행하는 방법에 있어서,
    다수의 안테나를 통하여 수신되는 프레임에 대하여 연판정을 수행하는 과정과,
    상기 연판정 결과값을 소정 횟수만큼 반복 복호하고 상기 프레임을 구성하는 정보비트들 및 제1 패리티 비트들에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)값들을 출력하는 과정과,
    상기 LLR값들로부터 구해진 정보비트들을 부호화하여 제2 패리티 비트들을 생성하고, 상기 LLR값들로부터 구해진 상기 제1 패리티 비트들과 상기 부호화된 제2 패리티 비트들을 비교하는 과정과,
    상기 비교 결과, 상기 제1 패리티 비트들과 상기 제2 패리티 비트들이 일치하면 오류가 발생하지 않은 것으로 판단하고 상기 정보비트를 출력하며, 일치하지 않으면 상기 LLR값들을 상기 연판정의 사전정보로서 피드백하여 상기 전 과정들을 반복 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 오류 정정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 피드백하여 반복 수행하는 과정은, 미리 정해진 최대 횟수만큼 수행되 는 것을 특징으로 하는 순방향 오류 정정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 프레임을 복호하는 각 과정은 MAP(Maximum A Posteriori) 알고리즘을 이용하여 1차 및 2차의 복호를 수행하며,
    상기 정보비트들을 부호화하는 과정은,
    상기 1차 및 2차 복호 후 각각 출력되는 최초 역방향 매트릭 확률값들 중 최대값을 초기 상태값으로 설정하고, 상기 초기 상태값을 이용하여 상기 정보비트에 대한 콘볼루션 코드 부호화 또는 터보 코드 부호화를 수행하는 것을 특징으로 하는 순방향 오류 정정 방법.
  4. 터보 블라스트 방식을 이용하는 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 순방향 오류 정정을 수행하는 장치에 있어서,
    다수의 안테나를 통하여 수신되는 프레임에 대하여 연판정을 수행하는 검출기와,
    상기 연판정 결과값을 소정 횟수만큼 반복 복호하고 상기 프레임을 구성하는 정보비트들 및 제1 패리티 비트들에 대한 LLR(Log Likelihood Ratio)값들을 출력하는 복호기와,
    상기 LLR값들로부터 구해진 정보비트들을 부호화하여 제2 패리티 비트들을 생성하고, 상기 LLR값들로부터 구해진 상기 제1 패리티 비트들과 상기 부호화된 제2 패리티 비트들을 비교하며, 상기 비교 결과에 따라 오류 발생 여부를 판단하여 상기 정보비트를 출력하거나 상기 LLR값들을 상기 연판정의 사전정보로서 피드백하는 부호기를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 오류 정정 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 부호기는,
    상기 제1 패리티 비트들과 상기 제2 패리티 비트들이 일치하면 오류가 발생하지 않은 것으로 판단하고 상기 정보비트를 출력하며, 일치하지 않으면 상기 LLR값들을 상기 연판정의 사전정보로서 피드백하는 것을 특징으로 하는 순방향 오류 정정 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 복호기는,
    직렬 연결되며, 각각 MAP(Maximum A Posteriori) 알고리즘을 이용하여 1차 및 2차 복호를 수행하는 제1 MAP부 및 제2 MAP부를 포함하며,
    상기 부호기는,
    상기 제1 MAP부 및 제2 MAP부에서 출력되는 최초 역방향 매트릭 확률값들 중 최대값을 초기 상태값으로 설정하고, 상기 초기 상태값을 이용하여 상기 정보비트에 대한 콘볼루션 코드 부호화 또는 터보 코드 부호화를 수행하는 것을 특징으로 하는 순방향 오류 정정 장치.
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