KR20080001085A - 방송 신호 수신 장치 - Google Patents

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KR20080001085A KR1020060059200A KR20060059200A KR20080001085A KR 20080001085 A KR20080001085 A KR 20080001085A KR 1020060059200 A KR1020060059200 A KR 1020060059200A KR 20060059200 A KR20060059200 A KR 20060059200A KR 20080001085 A KR20080001085 A KR 20080001085A
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Abstract

본 발명은 방송 신호 수신 장치에 관한 것이다. 본 발명은 1 프레임에 프레임싱크(framesync)구간과 프레임바디(framebody)구간을 포함하는 수신신호로부터 프레임싱크구간을 제거하여 출력하는 프레임싱크제거부; 상기 프레임싱크제거부가 출력하는 프레임바디구간에 0을 덧붙여 출력하는 패딩(padding)부; 상기 패딩(padding)부가 출력하는 신호를 주파수영역으로 변환시키는 제 1 DFT부; 상기 제 1 DFT부가 출력하는 신호들 중 일부의 신호만을 선택하여 출력하는 신호선택부; 수신신호의 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 출력하는 제 2 DFT부; 및 상기 제 2 DFT부가 출력한 신호를 이용하여 상기 제 1 DFT부가 출력한 수신신호의 채널을 보상할 수 있는 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치를 제공한다. 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치에 의하면 수신한 방송 신호의 채널 등화를 많은 하드웨어를 사용하지 않고 용이하게 수행할 수 있으며, 전력효율을 높일 수 있다.
등화, WFT, FFT, DFT, 채널, 매트릭스, 프레임

Description

방송 신호 수신 장치{apparatus for receiving broadcasting signal}
도 1은 DMB-T 전송장치에 의해 전송되는 신호의 프레임 중 보호구간이 1/9인 프레임의 구조를 나타낸 도면
도 2는 DMB-T의 송신장치의 일 예를 나타낸 블록도
도 3은 DMB-T 방송 신호 수신장치의 일 실시예를 나타낸 블록도
도 4는 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 동작을 설명하기 위한 개념도
도 5는 바람직한 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 일 실시예의 블록도
도 6은 제 1 DFT부의 실시예를 나타낸 도면
<도면 주요 부분의 부호의 설명>
10 : 채널부호화부 20 : 변조부
30 : 역DFT부 40 : PN 생성기
50 : 다중화부 60 : 필터부
70 : RF 전송부
110 : 튜너 120 : 자동이득제어기(AGC)
130 : A/D 컨버터 140 : 위상분리기
145 : 곱셈기 160 : 필터부
171 : PN상관기 172 : 신호포착(acquisition)부
174 : 신호추적(tracking)부 177 : 자동주파수제어부
210 : 제 1 DFT부 211 : 제 1 FFT 연산부
214 : 메모리부 215 : 제 2 FFT 연산부
220 : 제 2 DFT부 230 : 신호선택부
240 : 등화기
본 발명은 방송 신호 수신 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 채널 보상을 간단한 연산으로 수행할 수 있는 방송 신호 수신 장치에 관한 것이다.
중국향 지상파 디지털 텔레비전(이하, 지상파 DTV) 방송을 위한 새로운 표준안이 마련되고 있다. 상기 제안서는 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting; 이하, DMB-T)라고 불리는 방송 규격에 관한 것이다. DMB-T에서는 타임 도메인 신크로너스 OFDM (Time Domain Synchronous OFDM; 이하 TDS-OFDM)이라는 새로운 신호 변조 기법(modulation scheme)이 사용된다.
TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 신호는 사이클릭 프리픽스 OFDM(cyclic prefix OFDM ; 이하 CP-OFDM)방식에서 사용되는 방식처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform ; 이하 IDFT)가 적용된다.
하지만, 상기 전송신호는 보호구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡 음(pseudonoise;이하 PN)이 삽입되어 훈련신호로써 사용한다.
상기와 같은 방식은 방송신호 전송시 오버헤드를 줄일 수 있고, 채널의 사용 효율을 높이며, 방송신호 수신단의 동기부와 채널 추정부의 성능을 향샹시킬 수 있다.
도 1은 DMB-T 전송장치에 의해 전송되는 신호의 프레임 중 보호구간이 1/9인 프레임의 구조를 나타낸다. 도 1을 참조하여 보호구간이 1/9인 전송 프레임 구조에 대해 설명하면 다음과 같다.
상기 프레임은 프레임 싱크(frame sync)와 프레임 바디(frame body)를 포함한다. 프레임 바디는 전송하려는 데이터가 실린 곳으로서, DFT(Discrete Fourier Transform)이 적용되는 DFT 블럭이고, 상기 DFT 블럭은 일반적으로 3780개의 스트림 데이터를 포함한다.
프레임 싱크는 PN 시퀀스(pseudonoise sequence)를 포함하는데, 오더(order) 가 8(m = 8)인 PN 시퀀스가 사용될 수 있다. m = 8일 경우에는 255개의 서로 다른 시퀀스가 생성될 수 있는데, 상기 시퀀스는 보호구간(guard interval)에 사용되기 위해서, 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)로 확장된다.
상기 프리엠블(preamble)과 상기 포스트엠블(postamble)은 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension; 주기적 확장)을 위한 PN 시퀀스의 반복 구간이다.
프레임 싱크의 255개의 PN 시퀀스 중 상기 PN 시퀀스의 처음 115개의 PN들은 포스트엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가되고, 상기 PN 시퀀스의 마지 막 50개의 PN들은 프리엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가되어 확장된다.
상기 PN 시퀀스의 폴리노미얼(polynomial)은 P(x) = x8 + x6 + x5 + x + 1이고, PN 시퀀스의 초기상태에 따라 생성되는 위상이 0에서 254로 변화할 수 있다.
보호구간이 1/9일 경우 255개의 PN 시퀀스들에 상기 프리엠블과 상기 포스트엠블이 전후에 추가되고, 추가된 PN 시퀀스가 속하는 구간은 420개의 데이터를 포함하는 프레임 싱크가 된다.
환언하면, DFT 블럭의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 싱크에 사용될 수 있다. 하나의 OFDM 프레임은 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크와 3780개의 데이터로 이루어진 프레임 바디를 포함한다.
상기 데이터 프레임의 구조는 보호구간에 따라 달라질 수도 있으며, 각 프레임내 분포하는 데이터의 개수도 다르게 분포하도록 할 수도 있다.
또한, 보호구간은 1/4 또는 1/9이 규정될 수 있으며, 그 이외에 1/6 보호구간이 사용될 수도 있고 따라서, 보호구간의 길이도 시스템을 형성하는 방법에 따라 다르게 형성될 수 있다.
상기하였듯이 TDS-OFDM 방식으로 전송된 신호가 종래의 OFDM(예, DVB-T, TDMB)와 다른 점은 보호구간에 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix ; CP)대신 PN시퀀스를 사용하는 것이다.
DMB-T 방송 신호 수신 장치에서 등화기(equalizer)는 채널을 보상하는 장치 로서, 채널을 보상하기 위해서 채널 응답 매트릭스(matrix)에 대한 인버스 매트릭스(inverse matrix)를 산출하는 과정을 수행한다.
다중 경로를 통해 수신되는 DMB-T 방송 신호에서, 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix ; CP)형태를 포함하는 데이터의 채널 응답 매트릭스에 대해 DFT 과정을 수행하면 대각 매트릭스(diagonal matrix)가 된다.
이는 채널 응답 매트릭스는 각 성분이 대각방향을 중심으로 대칭인 성분을 가지는 서큘러 매트릭스(circular matrix)이기 때문이다. 따라서, 상기 대각 매트릭스는 매트릭스의 대각성분만으로 인버스 매트릭스를 산출할 수 있고, 상기 인버스 매트릭스를 산출하기 위한 장치는 매트릭스의 대각성분만을 저장하여 인버스 매트릭스(inverse matrix)를 산출하는 연산을 하기 때문에, 인버스 매트릭슬 산출하는 과정이 포함되는 채널 등화과정을 쉽게 구성할 수 있다.
그러나, DMB-T 방송 신호는 보호구간에 PN 시퀀스를 포함하고 있기 때문에 다중 경로를 통해 수신된 전송신호는 데이터 구간에서 주기적인 신호가 되지 않는다. DFT는 주기함수에만 적용될 수 있기 때문에 데이터 구간의 신호가 다중 경로로 전송된 신호의 데이터 구간이 주기적으로 분포하지 않는다면, 이에 대해 DFT를 취하더라도 채널 등화과정이 올바르게 수행되지 않는 문제점이 있다.
또한, DFT 연산을 하더라도 상기 채널 응답 매트릭스가 서큘러 매트릭스가 아니므로 이에 대한 인버스 매트릭스(inverse matrix)를 산출하기 위해서는 많은 하드웨어 자원이 필요한 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 수신한 방송 신호의 채널 등화를 용이하게 수행할 수 있는 방송 신호 수신 장치를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 1 프레임에 프레임싱크(framesync)구간과 프레임바디(framebody)구간을 포함하는 수신신호로부터 프레임싱크구간을 제거하여 출력하는 프레임싱크제거부; 상기 프레임싱크제거부가 출력하는 프레임바디구간에 0을 덧붙여 출력하는 패딩(padding)부; 상기 패딩(padding)부가 출력하는 신호를 주파수영역으로 변환시키는 제 1 DFT부; 상기 제 1 DFT부가 출력하는 신호들 중 일부의 신호만을 선택하여 출력하는 신호선택부; 수신신호의 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 출력하는 제 2 DFT부; 및 상기 제 2 DFT부가 출력한 신호를 이용하여 상기 제 1 DFT부가 출력한 수신신호의 채널을 보상할 수 있는 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치를 제공한다.
상기 프레임싱크제거부는, 상기 방송 신호 수신 장치가 생성한 프레임싱크에 포함된 신호와, 상기 수신신호의 채널 임펄스 응답을 컨볼루션(convolution) 연산하는 컨볼루션부; 및 상기 수신 신호의 프레임싱크구간의 신호로부터 상기 컨볼루션부가 출력하는 연산 결과를 감산하는 연산부를 포함할 수 있다.
상기 프레임싱크(framesync)구간의 길이는 상기 프레임바디(framebody)구간의 1/9 또는 1/4인 것 중 어느 하나일 수 있다.
상기 프레임바디(framebody)구간은 3780개의 신호를 포함하는 것이 바람직하 다.
상기 패딩부는 3780개의 0을 상기 프래임바디구간의 신호에 패딩할 수 있다.
상기 제 1 DFT부는, 수신하는 신호를 저장할 수 있는 메모리부; 상기 메모리부에 저장된 신호와 수신하는 신호를 2 포인트 FFT(fast fourier transform) 연산을 출력하는 제 1 FFT부; 및 상기 제 1 FFT부가 출력하는 연산 결과를 수신하여 3780 포인트 FFT(fast fourier transform) 연산을 수행하는 제 2 FFT부를 포함할 수 있다.
상기 메모리부는 바람직하게는 3780개의 신호를 저장하고, 판독될 수 있다.
상기 신호선택부는 상기 제 1 DFT부가 출력하는 신호들을 0부터 인덱싱(indecing)할 경우, 상기 제 1 DFT부가 출력하는 1 프레임의 신호들 중 0을 포함한 짝수번째 인덱스(index)에 위치한 신호만를 선택할 수 있다.
먼저 본 발명을 용이하게 이해할 수 있도록 DMB-T의 송신장치의 일 예를 설명한다. 도 2는 DMB-T의 송신장치의 일 예를 나타낸 블록도이다. 도 2를 참조하여 DMB-T의 송신장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
채널부호화부(10)는 수신단에서 에러를 감지하도록 하기 위해 채널을 부호화한 비트스트림(bitstream)을 출력한다.
변조부(20)는 상기 부호화된 비트 스트림을 입력받고 그 비트 스트림을 4치 또는 16치 또는 64치 등의 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation; 이하 QAM)방식 등으로 변조한다.
상기 역DFT부(30)는 주파수영역에서 OFDM 방식으로 변조된 신호를 시간영역 의 OFDM 신호로 변조한다. 일반적으로 DMB-T 방식에서는 전송데이터 3780개 포인트에 대한 주파수영역 신호를 시간영역 신호로 변환시킨다.
PN 생성기(40)는 송신할 방송신호의 훈련신호로 사용할 PN 시퀀스(sequence)를 생성한다.
상기 다중화부(50)는 상기 생성된 PN 시퀀스와 상기 역DFT부(30)에서 변환된 OFDM 신호를 시간영역에서 분배하고, 이를 다중화하여 출력한다.
그리고, 필터부(60)는 상기 다중화된 DMB-T신호의 대역폭을 제한하여 출력한다. 일반적으로 필터는 SRRC(Square Root Rasied Cosine ; 이하 SRRC)필터를 사용할 수 있는데, 일반적으로 대역폭 제한에 사용되는 롤-오프 팩터(roll-off factor; α)는 0.05이다.
그리고 RF 전송부(70)에서 상기 대역폭이 제한되어 출력된 신호를 주파수 fc의 RF(Radio Frequency) 전송 대역으로 업 컨버전(up conversion)하여 방송신호를 전송한다.
도 3은 DMB-T 방송 신호 수신장치의 일 실시예를 나타낸 블록도이다. 도 3을 참조하여 DMB-T 방송 신호 수신장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
DMB-T 방송 신호 수신장치의 튜너(110)는 RF 전송 대역의 신호를 기저대역(base band) 신호로 전환하여 출력한다.
자동이득제어기(AGC)(120)는 상기 출력된 신호의 파워를 표준화(Power normalization)하여 출력한다.
A/D 컨버터(Analog to digital converter)(130)는 상기 출력된 신호를 아날 로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
상기 위상분리기(phase splitter)(140)는 상기 A/D 컨버터(130)가 출력하는 신호로부터 동위(inphase)성분신호(이하, I 신호)와 직교(quadrature)성분신호(이하, Q 신호)를 분리하여 출력한다.
상기 자동주파수제어(automatic frequency control ; 이하 AFC)부(177)는 상기 분리된 I 신호와 Q 신호의 추정된 주파수 오차를 보상하고, 필터부(160)는 송신장치에서와 같이 수신된 신호의 대역폭을 제한하는 필터역할을 수행한다.
신호동기부(170)는 크게 3부분으로 구분될 수 있다.
먼저, AFC부(177)는 상기와 같이 수신신호의 주파수 오차를 산출하고, 상기 곱셈기(145)를 통해 수신신호와 주파수 오차가 산출된 신호의 곱을 산출하게 하여 수신신호의 주파수 오차를 보상할 수 있다.
둘째, 신호포착(acquisition)부(172)는 송신장치에서 보낸 PN 시퀀스를 동기화한다.
마지막으로 신호추적(tracking)부(174)는 상기 포착된 PN 시퀀스를 사용하여 심벌 오차를 보상한다.
상기 수신신호 동기부는 모두 PN 상관기(171)의 결과를 사용한다.
제 1 DFT부(210)는 신호동기부가 출력한 데이터 중 수신신호를 주파수 영역으로 변환시키고, 제 2 DFT부(220)는 훈련신호의 채널 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환시킬 수 있다.
그리고, 등화기(240)는 제 1 DFT부(210)와 제 2 DFT부(220)가 출력한 신호를 이용하여 수신 신호의 채널 효과를 보상한 후 채널 복호화부(미도시)로 출력할 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 동작을 설명하기 위한 개념도이다. 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
도 4는 다중 경로 채널을 통해 수신한 신호의 프레임 구조를 나타낸다. 도 4의 신호는 바람직하게는 주파수 오차와 심볼 타이밍 오차가 보상된 신호일 수 있다. 도 4에서 주 경로로 통해 수신된 신호는 제 1 경로를 통해 수신된 신호보다 시간 τD1만큼 지연된 신호이다. 도 4의 L1은 수신 신호의 샘플링 주기를 고려한 지연구간을 의미하므로, 샘플링 주기를 Ts라고 하면 L1 = τD1/Ts의 관계를 가진다.
또한, 주 경로를 통해 수신된 신호는 제 2 경로를 통해 수신된 신호보다 시간 τD2만큼 빨리 수신된 신호이다. 따라서, L2 = τD2/Ts의 관계이다.
도 4의 제 1 경로 신호의 데이터 구간(a2)과 제 2 경로 신호의 데이터 구간(c2)은 주 경로 신호의 데이터 구간(b2)에 대해 각각 L1과 L2 길이만큼의 PN 시퀀스가 포함되기 때문에 3개의 신호는 서로 주기적인 관계에 있지 않다.
즉, 주 경로 신호의 프레임바디 구간(도 4의 (a)에서 DFT로 나타낸 구간)에 해당하는 제 1 경로의 신호 또는 제 2 경로의 신호는, 순수한 프레임바디 구간 외에도 프레임싱크구간이 포함된다. 그러므로, 주 경로 신호의 프레임바디 구간에 대해서만 비교하면, 주 경로의 신호, 제 1 경로의 신호 및 제 2 경로의 신호는 DFT 연산을 하기 위해 필요한 조건인 서로 주기적인 관계를 만족하지 않는다.
따라서, 상기 다중 경로로 수신된 신호에 대해 프레임 바디 구간에서 DFT 연산을 취한 후에 채널 등화를 실시하면, 채널 등화기는 용이하게 구성될 수 없으며, 채널 응답 매트릭스가 서큘러 매트릭스가 되지 않아, 채널 등화에 많은 하드웨어 가 필요하다.
한편, 각 경로를 통해 수신한 신호로부터 프레임싱크구간을 제거하고, 제거한 프레임싱크구간을 0으로 패딩(padding)할 수 있다.
이 경우에, 도 4의 제 1 경로 신호의 0으로 패딩된 프레임싱크구간(a1) 및 프레임바디구간(a2), 주 경로 신호의 0으로 패딩된 프레임싱크구간(b1) 및 프레임바디구간(b2)과 , 그리고, 제 2 경로 신호의 0으로 패딩된 프레임싱크구간(c1) 및 프레임바디구간(c2)를 모두 포함한 구간(도 4에서 두 점선 사이의 구간)은 서로 주기적인 관계에 있다.
즉, 여러 개의 다중 경로 지연 신호에 대해 0으로 패딩된 프레임싱크 구간과 프레임바디 구간을 포함한 구간은 동일한 신호가 서로 쉬프트된 형태이므로, 주기적인 관계를 갖는다.
따라서, 0으로 패딩된 프레임싱크 구간을 가지는 1 프레임 구간에 포함된 신호를 주파수 영역으로 변환시켜 채널 등화를 수행하면, 채널 임펄스 매트릭스는 서큘라 매트릭스(circular matrix)가 되기 때문에 하나의 탭(tab)만을 이용하여 채널 등화가 가능하다.
한편, DMB-T 신호에서 1/9 보호구간을 가지는 프레임은, 3780의 데이터와 420개 길이의 PN 시퀀스를 포함하고, 1/4 보호구간을 가지는 프레임은, 3780의 데이터와 945개 길이의 PN 시퀀스를 포함한다.
따라서, 1 프레임 구간을 푸리에변환할 경우 4200개(3780 + 420) 또는 4725(3780 + 945)개에 대해 푸리에변환을 수행한 후에, 수행한 결과를 보간 등의 연산을 통해 4200개 또는 4725개의 데이터를 3780개의 데이터로 변환시켜야 한다. 그런데, 이러한 과정 역시 장치의 하드웨어를 많이 필요로 할 수 있다.
따라서, 이러한 난점도 고려할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 도 5에 개시한다.
도 5는 바람직한 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 일 실시예로서, 보호구간이 프레임 길이의 1/9인 방송 신호를 수신할 수 있는 경우를 예시한다. 도 5를 참조하여 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 일 실시예를 설명하면 다음과 같다.
PN제거부(200)는 수신신호로부터 PN 시퀀스를 포함하는 프레임싱크구간을 제거할 수 있다.
PN제거부(200)는 신호동기부로부터 PN상관기(171)가 출력하는 전송 신호의 채널 임펄스 응답(channel impulse response; CIR)을 수신하고, 수신 장치가 생성한 로컬(local) PN 시퀀스를 수신할 수 있다.
그리고, 컨볼루션(convolution)부(203)는 수신한 채널 임펄스 응답과 PN 시퀀스에 대해 컨볼루션(convolution)연산을 수행하여 수신 신호 중 프레임 싱크 구간에 대한 채널 특성을 산출할 수 있다.
PN제거부(200)는 신호동기부로부터 동기화된 수신 신호를 수신할 수 있는데, 연산부(201)는 동기화된 수신 신호로부터 컨볼루션부(203)가 출력하는 채널 특성이 고려된 프레임 싱크구간의 신호를 감산 연산할 수 있다. 그리고, 연산부(201)는 1 프레임에 대한 연산 결과를 통해 수신 신호 중 프레임 싱크 구간을 제거하고, 수신 신호의 프레임바디 구간에만 포함되는 신호 3780개를 출력할 수 있다.
패딩(padding)부(205)는 PN제거부(200)가 출력하는 1 프레임의 신호에 대해 프레임 바디 구간 신호에 3360개의 0을 덧붙여 7560개 (= 3780개 + 3360개)의 신호를 출력할 수 있다.
제 1 DFT부(210)는 7560개에 대한 데이터를 주파수 영역으로 변환시킬 수 있다. 바람직하게 제 1 DFT부(210)는 다중 경로로 수신된 신호들 중 가장 먼저 수신한 신호의 프레임 바디를 DFT(discrete fourier transform) 연산의 시작점하여, 4200 개의 데이터와 3360개의 0을 피연산값으로 할 수 있다.
제 1 DFT부(210)의 구조의 예는 도 6에서 상세히 설명한다.
신호선택부(230)는 제 1 DFT부(210)가 출력하는 주파수 영역의 7560개의 신호들 중 일부를 선택하여 출력할 수 있다. 7560의 출력신호는 0번째부터 7559번째까지 인덱싱(indexing)할 수 있는데, 바람직하게는 0을 포함한 짝수번째 인덱스(in dex)에 위치한 신호를 선택하여 출력할 수 있다.
0을 패딩하여 생성한 7560개의 데이터가 3780개의 배수이므로 짝수번째 인덱스 위치의 신호만 선택하면, 원하는 주파수 영역의 3780개 수신신호를 얻을 수 있다. 도 6 이하에서 상세히 설명한다.
제 2 DFT부(220)는 신호동기부가 출력하는 채널 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환시킬 수 있다.
등화기(240)는 제 1 DFT부(210)와 제 2 DFT부(220)가 각각 출력하는 신호를 이용하여 수신 신호의 채널을 보상하여 출력할 수 있다.
도 5는 보호구간이 1/9인 경우를 예를 들었지만, 1/4 보호구간이거나 그 외의 보호구간을 가지더라도 수신신호에 대해 0으로 패딩한 구간을 추가하여, DFT의 피연산 개수를 7560 개를 포함하는 3780의 배수인 개수로 생성하여 연산할 수 있다. 따라서, 수신 모드에 관계없이 수신 신호를 처리할 수 있다.
도 6은 제 1 DFT부(210)의 실시예를 나탄낸 도면이다. 도 6을 참조하여 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치가 포함할 수 있는 제 1 DFT(210)의 실시예를 나타낸 도면이다.
7560는 2 × 3780이므로, 7560개의 신호를 주파수 영역으로 변환시키는 연산은, 2 포인트 FFT 연산(2-point fast fourier transform)과 3780 포인트 FFT 연산(3780-point fast fourier transform)을 수행하여 얻을 수 있다.
제 1 FFT 연산부(211)는 수신한 신호를 메모리부(214)에 저장하면서 2 포인트 FFT 연산을 수행할 수 있다. 메모리부(214)는 바람직하게는 3780개의 데이터를 저장할 수 있으면 충분하다.
그리고, 제 2 FFT연산부(215)는 수신한 신호에 대해 3780 포인트 FFT 연산을 수행할 수 있다. 제 2 FFT연산부(215)가 출력한 신호들 중 0을 포함한 짝수번째 인덱스에 위치한 신호들은 0을 패딩하기 전에 주파수 영역으로 변환시키려는 3780개 의 신호가 된다.
제 2 FFT연산부(215)가 3780개 포인트의 FFT 연산을 수행하기 전에 2개 포인트의 FFT 연산이 수행된다. 그 연산 수행 결과 7560개의 신호들(3780개의 프레임바디구간의 신호와 3780개의 0이 패딩된 신호)은 서로 교차되어 배치될 수 있다. 즉, 0을 포함한 짝수번째 인덱스에는 3780개의 프레임바디구간 신호의 주파수 영역의 신호가, 홀수번째 인덱스에는 0으로 패딩한 신호의 주파수 영역의 신호가 배치된다.
따라서, 제 2 FFT연산부(215)가 출력한 신호들 중 홀수번째 인덱스에 위치한 3780개 신호는 패딩부(205)가 0으로 패딩한 신호로 인해 발생하는 신호로서, 채널 등화에 필요없는 신호이므로 사용하지 않는다.
2 포인트 FFT 연산이나, 3780 포인트 FFT 연산은 각각 WFT(winograd fourier transform) 연산으로 수행할 수도 있다.
이하에서는 당업자가 본 발명을 용이하게 이해할 수 있도록 하기 위해 WFT 연산에 대해 상술한다. DFT 연산을 위해 수행하는 FFT(fast fourier transform)은 2의 파워(power)의 개수의 피연산 데이터에 대해 적용할 수 있다. 그러나, WFT(Winograd fourier transform)는 2의 배수의 개수가 아닌 데이터들을 주파수 영역으로 변환시킬 수 있다.
WFT(Winograd fourier transform) 연산을 이하의 수학식들을 이용하여 설명하면 다음과 같다. N 개의 DFT는 다음과 같이 정의할 수 있다.
Figure 112006046665591-PAT00001
여기서 k ∈ [0, N-1]이고, WN ≡ e (- j2 π/N) 이다.
x와 X는 N개의 컬럼(column) 벡터로 정의할 수 있다.
Figure 112006046665591-PAT00002
이고,
Figure 112006046665591-PAT00003
로 정의할 경우, N×N 변환 매트릭스 DN은 수학식 4로 정의할 수 있다.
Figure 112006046665591-PAT00004
커나니컬 디컴퍼지션(canonical decomposition)에 따라 변환 매트릭스 DN은 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112006046665591-PAT00005
TN은 0, -1, 1만을 원소로 가지는 J×N 인시던스 매트릭스(incidence matrix), CN은 J×J 다이어거널 매트릭스(diagonal matrix), SN은 N×J 인시던스 매트릭스이다.
이하에서는 TN을 제 1 인시던스 매트릭스, CN은 대각 매트릭스(diagonal matrix), SN을 제 2 인시던스 매트릭스, DN을 변환 매트릭스로 호칭한다.
예를 들어 N = 3인 경우 DN은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006046665591-PAT00006
여기서 CN은 수학식 7과 같다.
Figure 112006046665591-PAT00007
그리고, N이 N'과 N''으로 인수분해될 수 있는 수라면 DN은 각각 그 인수분해되는 N'에 대한 DN'과 N''에 대한 DN''로 분해될 수 있다. 예를 들어 N이 12(= 3 ×4)라면, D3과 D4로 분해될 수 있다.
Figure 112006046665591-PAT00008
따라서, 상기한 일련의 식을 사용하여 N이 제곱 수가 아니라도 수학식 DN을 연산하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역으로 상호 변환할 수 있다.
위와 같은 WFT 방식의 변환은 곱과 합 연산의 회수가 적기 때문에 유리하다. 입력데이터가 x0, x1, x2,···이고, 변환된 출력데이터가 X0. X1, X2,···라면, 다음과 같은 순서에 따라 변환된 값을 구할 수 있다.
N = 3일 경우, u = 2π/3
t1 = x1 + x2
m0 = 1 ·(x0 + t1), m1 = (cosu - 1)·t1, m2 = i sinu·(x1 - x 2)
s = m0 + m1
X0 = m0
X1 = s1 + m2
X2 = s1 - m2
u는 N에 값에 따라 2π/N으로 정해지고, t1, s1, m1, m2는 각각 임시적인 매개 변환 계수가 된다. 위의 계산에서 합 연산은 6회, 곱 연산은 3회가 소요된다.
따라서, 2의 배수가 아닌 수의 푸리에 변환을 FFT가 아닌 WFT으로 변환하여 계산하면 신호의 복조과정에서 임의의 신호로서 0을 채우기 때문에 발생할 수 있는 신호대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio; SQNR)에 대한 특성이 개선될 수 있다. 그리고, 신호 변환시 필요없는 연산을 줄일 수 있어 방송 신호 수신 장치의 전력효율이 높아질 수 있다.
동일한 기술분야의 당업자가 본 특허명세서로부터 본 발명을 변경하거나 변형하는 것은 용이한 것이다. 따라서, 본 발명의 일 실시예가 상기 명확하게 기재되었더라도, 그것을 여러 가지로 변경하는 것은 본 발명의 사상과 관점으로부터 이탈하는 것이 아니며 본 발명의 사상과 관점 내에 있다고 해야 할 것이다.
상기에서 설명한 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 효과를 설명하면 다음과 같다. 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치에 의하면 수신한 방송 신호의 채널 등화를 많은 하드웨어를 사용하지 않고 용이하게 수행할 수 있으며, 전력효율을 높일 수 있다.

Claims (10)

1 프레임에 프레임싱크(framesync)구간과 프레임바디(framebody)구간을 포함하는 수신신호로부터 프레임싱크구간을 제거하여 출력하는 프레임싱크제거부;
상기 프레임싱크제거부가 출력하는 프레임바디구간에 0을 덧붙여 출력하는 패딩(padding)부;
상기 패딩(padding)부가 출력하는 신호를 주파수영역으로 변환시키는 제 1 DFT부;
상기 제 1 DFT부가 출력하는 신호들 중 일부의 신호만을 선택하여 출력하는 신호선택부;
수신신호의 채널 임펄스 응답(channel impulse response)을 출력하는 제 2 DFT부; 및
상기 제 2 DFT부가 출력한 신호를 이용하여 상기 제 1 DFT부가 출력한 수신신호의 채널을 보상할 수 있는 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 1항에 있어서,
상기 프레임싱크제거부는, 상기 방송 신호 수신 장치가 생성한 프레임싱크에 포함된 신호와, 상기 수신신호의 채널 임펄스 응답을 컨볼루션(convolution) 연산하는 컨볼루션부; 및
상기 수신 신호의 프레임싱크구간의 신호로부터 상기 컨볼루션부가 출력하는 연산 결과를 감산하는 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 1항에 있어서,
상기 프레임싱크(framesync)구간의 길이는 상기 프레임바디(framebody)구간의 1/9 또는 1/4인 것 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
상기 제 1 항에 있어서,
상기 프레임바디(framebody)구간에 포함되는 신호는 3780개인 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 4항에 있어서,
상기 패딩부는 3780개의 0을 상기 프래임바디구간의 신호에 덧붙이 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 5항에 있어서,
상기 제 1 DFT부는, 수신하는 신호를 저장할 수 있는 메모리부;
상기 메모리부에 저장된 신호와 수신하는 신호를 2 포인트 FFT(fast fourier transform) 연산을 출력하는 제 1 FFT부; 및
상기 제 1 FFT부가 출력하는 연산 결과를 수신하여 3780 포인트 FFT(fast fourier transform) 연산을 수행하는 제 2 FFT부를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 6항에 있어서,
상기 메모리부는 3780개의 신호를 저장하고, 판독될 수 있는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 6항에 있어서,
상기 신호선택부는 상기 제 1 DFT부가 출력하는 신호들을 0부터 인덱싱(indecing)할 경우, 상기 제 1 DFT부가 출력하는 1 프레임의 신호들 중 0을 포함한 짝수번째 인덱스(index)에 위치한 신호만를 선택하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 6항에 있어서,
제 1 FFF부는 WFT(Winograd fourier transform)연산을 수행할 수 있는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
제 6항에 있어서,
제 2 FFF부는 WFT(Winograd fourier transform)연산을 수행할 수 있는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 장치.
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