KR20070080769A

KR20070080769A - 이동통신 시스템에서의 코드워드 크기 정합 방법 및 송신장치

Info

Publication number: KR20070080769A
Application number: KR1020060012220A
Authority: KR
Inventors: 조기형; 오민석; 이영섭; 김소연; 정지욱
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2006-02-08
Filing date: 2006-02-08
Publication date: 2007-08-13
Also published as: EP1982419A4; KR101102396B1; EP1982419A2; US20090307562A1; WO2007091797A3; US8196020B2; CN101611552B; WO2007091797A2; CN101611552A

Abstract

본 발명은 이동통신 시스템에서 LDPC(Low Density Parity Check) 코드에 의해 부호화된 코드워드(codeword)의 크기를 전송채널의 크기에 정합시키는 방법 및 그 송신 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따른 코드워드 크기 정합 방법은, 본 발명에 따른 코드워드 크기 정합 방법은, LDPC(Low Density Parity Check) 코드에 의해 부호화를 수행하는 통신 시스템에 있어서, 패리티 검사 행렬(parity check matrix)을 이용하여 소스 데이터를 부호화(encoding)하는 단계와, 상기 패리티 검사 행렬의 열 무게(column weight)에 관한 정보를 이용하여 부호화된 코드워드의 크기를 전송채널의 용량에 따라 결정되는 전송채널 크기에 정합시키는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

LDPC, 인코딩, 반복, 펑쳐링, 코드워드, 정합

Description

이동통신 시스템에서의 코드워드 크기 정합 방법 및 송신 장치{Method of matching codeword size and transmitter therefor in mobile communications system}

도 1은 OFDM 무선접속 시스템의 전송 채널의 개략 구성도임.

도 2는 패리티 검사 행렬 행렬의 분포와 디코딩 반복 회수(iteration)에 따른 전송되는 데이터의 위치별 에러 확률을 설명하기 위한 도면임.

도 3은 k=1152, n=2304, 열 무게가 각각 2, 3, 6일 때, LDPC 코드에 의해 인코딩된 데이터의 비트 오류율을 도시한 그래프임.

도 4a 및 도 4b는 각각 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 송신 장치 및 수신 장치의 블록 구성도임.

도 5는 6×12 차원(dimension)의 패리티 검사 행렬의 일례를 도시한 것임.

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 이동통신 시스템에서 LDPC(Low Density Parity Check) 코드에 의해 부호화된 코드워드(codeword)의 크기를 전송채널의 크기에 정합시키는 방법 및 그 송신 장치에 관 한 것이다.

이동통신 시스템의 채널 구조를 설명하면, 송신측에서 전송할 데이터를 무선채널에서 손실이나 왜곡 없이 전송하기 위해 채널 코딩(channel coding) 절차를 거친다. 채널 코딩 절차를 거친 데이터는 무선 채널로 전송될 때 적어도 둘 이상의 비트들을 하나의 심볼(symbol)에 매핑(symbol)시켜 전송될 수 있다. 이때, 적어도 둘 이상의 비트들을 하나의 심볼로 매핑시키는 절차를 디지털 변조(digital modulation)라 한다.

디지털 변조 과정을 거친 데이터는 무선 채널을 통해 수신측으로 전송된다. 이 과정에서 전송된 데이터는 페이딩(fading)과 열 잡음 등을 겪게 되어 데이터에 왜곡이 발생할 수 있다. 수신측에서는 상기 왜곡된 데이터를 수신한 후 상기 송신 측에서의 일련의 데이터 처리 절차를 역순으로 수행한다. 즉, 상기 심볼로 매핑된 데이터를 이진 비트열로 바꾸는 복조(demodulation) 작업을 수행하고, 채널 디코딩(channel decoding) 절차를 거쳐 왜곡된 데이터를 원래 데이터로 복원한다.

상기 변조 방법으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16-QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64-QAM, 256-QAM 등이 사용된다. 예를 들어, 16-QAM은 변조시 채널 인코딩 절차를 거친 데이터 열을 4비트 단위로 하나의 심볼에 매핑한다. 16-QAM은 복 시 무선 채널을 거쳐 수신된 데이터의 하나의 심볼을 4개의 비트로 디매핑(demapping) 한다.

채널 부호화는 전송 채널 상의 노이즈, 간섭 등에 의해 전송 도중에 발생할 수 있는 오류를 발견하고 손상된 신호를 복원할 수 있도록 송신측에서 미리 합의된 임의의 신호를 부가하는 과정이다. 채널 인코딩(Channel Encoding)과 채널 디코딩(Channel Decoding)에는 컨벌루션 코딩(Convolutional Coding), 터보 코딩(Turbo Coding), LDPC 코딩(LDPC Coding) 등의 여러 기술이 사용되는데, 이하 LDPC 코딩에 관하여 설명한다.

채널 인코더(Channel Encoder)는, 패리티 비트(Parity Bits)를 발생하는데 사용되는 패리티 검사 행렬(Parity Check Matrix) H 또는 상기 H 행렬로부터 유도되는 패리티 검사 생성 행렬(Parity Check Generation Matrix) G를 저장하고 있다.

채널 디코더(Channel Decoder)는 수신된 데이터(왜곡된 Systematic Bits + Parity Bits)를 H행렬과 연산을 통하여 상기 입력된 데이터(Systematic Bits)들이 제대로 복구되는지를 확인하고 복구 실패시 연산을 재수행한다.

LDPC 코드를 이용한 부호화 또는 복호화 방법에 있어서, 선형 부호는 생성행렬 G 또는 패리티 검사 행렬 H로 기술될 수 있다. 선형 부호의 특징은 모든 코드워드 c 에 대하여,

을 만족하도록 부호가 구성된다는 점이다. 선형 부호의 일종으로서, 최근에 주목받는 LDPC 코드는 1962년 Gallager에 의하여 처음 제안되었다. LDPC 코드의 특징으로는 패리티 검사 행렬의 원소가 대부분 0으로 이루어지고, 0이 아닌 원소의 수는 코드워드에 비하여 적은 수를 가지도록 하여 확률을 기반으로 한 반복적 복호가 가능한 점이다. 처음 제안된 LDPC 코드는 패리티 검사 행렬을 비체계적인(non-systematic) 형태로 정의하였고, 그것의 행과 열에 균일하게 적은 무게(weight)를 갖도록 설계되었다. 여기서, 무게(weight)란 행렬에서 열(column) 또는 행(row)에 포함된 1의 개수를 의미한다.

LDPC 코드의 패리티 검사 행렬 H 상에 0이 아닌 원소의 밀도가 적기 때문에 낮은 복호 복잡도를 가지게 된다. 아울러, 복호 성능도 기존의 부호들보다 우수하여 섀넌(Shannon)의 이론적인 한계에 근접하는 좋은 성능을 보인다. 하지만 LDPC 코드는 당시 하드웨어 기술로서 구현이 어려워서 30여 년이 넘게 많은 사람의 관심을 끌지는 못하였다. 1980년대 초반 그래프를 이용하여 반복적 복호를 하는 방법이 개발되어, 이를 이용하여 LDPC 코드를 실제로 복호할 수 있는 여러 알고리즘들이 개발되었다. 이를 대표하는 알고리즘으로 합곱 알고리즘(sum-product Algorithm)이 있다.

LDPC 코드는 높은 오류 정정 성능을 갖고 있으며, 이로 인해 통신 속도와 용량의 개선을 가능하게 한다. 상기 LDPC 코드는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템과 결합하여 수백 Mbit/s의 전송이 가능한 고속 무선 LAN에 적용될 수 있고, 250km/h에서 1Mbit/s 이상의 전송 속도를 갖는 고속 이동 통신에 적용될 수 있으며, 40Gbits/s 이상의 광통신에 적용될 수 있다. 또한, 상기 LDPC 코드의 높은 오류 정정 성능으로 인해 전송 품질이 개선되어 저품질의 통신 경로에서 재전송의 회수를 감소시키는 양자 암호화 통신을 가능하게 할 수 있다. 또한, LDPC 부호의 낮은 복잡도와 뛰어난 손실 보상으로 인해, 유실된 패킷을 용이하게 복원할 수 있으며, 이는 인터넷과 이동 통신을 통해 TV 품질과 동일한 품질의 컨텐츠를 전송할 수 있게 한다. LDPC 코드의 장점인 넓은 적용 범위와 큰 용량으로 인하여, 전에는 불가능한 것으로 여겨졌던 100m 범위까지의 10G BASE-T 전송이 LDPC 코드를 통해 실현 가능하다. 동시에 36MHz 대역의 단일 위성 송신기의 전송 용량을 1.3배 늘어난 80M 비트/s까지 늘릴 수 있다. 이런 장점으로 높은 주파수 효율을 지향하는 IEEE802.16 시스템과 IEEE802.11 시스템 등에서 차세대 채널 코딩 방법으로 채택되고 있다.

일반적인 LDPC 부호화(Encoding) 방법은, LDPC 패리티 검사 행렬(Parity Check Matrix) H로부터 생성 행렬(Generation Matrix) G를 유도해 내어, 정보 비트(information bit)를 부호화(encoding)한다. 상기 생성 행렬 G를 유도하기 위해, 상기 검사 행렬 H를 가우스 소거(Gaussian Reduction) 방법을 통해 [ P^T : I ] 형태로 구성한다. 상기 정보 비트(Information bit)의 수를 k라 하고, 인코딩된 코드워드(codeword)의 크기를 n이라고 할 때, 상기 P 행렬은 행의 개수가 k이고 열의 개수가 n-k인 행렬이고, 상기 I는 행 크기가 k 열 크기가 k인 단위 행렬(Identity Matrix)이다.

상기 생성 행렬 G는, 상기 검사 행렬 H 가 [ P^T : I ]와 같이 표현되었을 때, [ I : P ] 행렬이 된다. 인코딩되는 k 비트 크기의 정보 비트를 행렬로 표시하면, 행의 개수는 1이고 열의 개수는 k인 행렬 x로 표현할 수 있다. 이 경우 코드워드 c는 다음과 같은 식으로 설명된다.

c = xG = [ x : xP ]

수신측의 디코딩 블록에서는 송신 단의 인코딩 결과인 상기 c에서 상기 정보 비트 x를 구해야 하는데, 이를 위해 상기 LDPC 코드의 cH^T=0인 성질을 이용한다. 즉 , 수신된 코드워드(codeword)를 c'라 할 때, c'H^T의 값을 계산하여 결과가 0 이면, 상기 코드워드를 디코딩하여 정보 비트 x를 복원한다. 만약 상기 c'H^T의 값이 0이 아닌 경우, 그래프를 통한 합-곱 알고리즘 등을 사용하여, c'H^T의 값이 0이 되는 c'를 찾아 정보 비트 x를 복원한다.

이하에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 무선접속 시스템에서의 무선자원 할당 방법에 대해서 설명한다.

OFDM 기반의 무선접속 시스템에서는 데이터 전송을 위해 필요한 무선자원을 다수의 서브캐리어(subcarrier: 주파수가 다른 반송파)의 집합인 서브채널(subchannel) 단위로 할당한다. 예를 들어, OFDM 기반의 광대역 무선접속 시스템 기술 표준인 IEEE802.16에서는 하나의 서브채널을 48개의 서브캐리어로 구성한다. 도 1은 OFDM 무선접속 시스템의 전송 채널의 개략 구성도로서, 서브채널은 격자 48개로 구성된다. 하나의 서브채널이 변조 방식으로서 QPSK 방식을 사용하는 경우, 해당 서브채널은 96 비트의 데이터를 전송할 수 있다. 또한, 하나의 서브채널이 16 QAM 또는 64 QAM의 변조 방식을 사용하는 경우, 해당 서브채널은 각각 192 비트 및 288 비트를 전송할 수 있다.

IEEE802.16과 같이 OFDM을 사용하는 시스템은, 사용자가 데이터 전송에 필요한 무선채널을 서브채널 단위로 할당한다. 그러므로, 서브채널의 크기에 맞게 데이터를 생성하기 위해, LDPC 인코딩 블록에서 인코딩된 데이터의 크기가 전송에 할당되는 서브채널의 크기에 맞게 결정되어야 한다. 이와 같은 경우, 다음과 같은 문제 점들이 발생한다.

첫째, LDPC 부호화 및 복호화에 사용되는 H 행렬의 크기가 제한된다. 즉, m × n 크기의 H 행렬에서 n의 크기(전송될 코드워드의 크기)가 항상 서브채널 크기의 정수배가 되어야 하므로, H 행렬을 구성하는데 제한이 생긴다.

둘째, LDPC 부호화를 통해 구성된 코드워드의 크기 n이 서브채널 크기의 정수배가 되더라도, 일부 변조 방식을 사용하는데 제약이 생긴다. 예를 들어, IEEE 802.16과 같이 QPSK, 16-QAM, 64-QAM을 모두 지원하는 시스템에서 실제로 하나의 서브채널을 통해 전송될 수 있는 데이터의 크기는 QPSK인 경우 (서브채널의 개수)×2, 16-QAM인 경우 (서브채널의 개수)×4, 64-QAM인 경우 (서브채널의 개수)×6이 된다. 즉, 상기의 세 가지 크기의 공배수인 경우에만, 세 가지 변조 기법을 함께 사용하는 것이 가능하다. 표 1은 IEEE802.16 시스템에서 지원 가능한 LDPC 인코딩에 의한 코드워드의 크기를 나타낸 것으로서, 일부 코드워드 크기는 모든 변조 방식을 지원하지 못하는 것을 확인할 수 있다.

n(bits)	n(bytes)	z factor	k(bytes)			서브채널의 개수
n(bits)	n(bytes)	z factor	R=1/2	R=2/3	R=3/4	QPSK	16QAM	64QAM
576	72	24	36	48	54	6	3	2
672	84	28	42	56	63	7	-	-
768	96	32	48	64	72	8	4	-
864	108	36	48	64	72	8	4	-
960	120	40	60	80	90	10	5	-
1056	132	44	66	88	99	11	-	-
1152	144	48	72	96	108	12	6	4
1248	156	52	78	104	117	13	-	-
1344	168	56	84	112	126	14	7	-
1440	180	60	90	120	135	15	-	5
1536	192	64	96	128	144	14	8	-
1632	204	68	102	136	153	17	-	-
1728	216	72	108	144	162	18	9	6
1824	228	76	114	152	171	19	-	-
1920	240	80	120	160	180	20	10	-
2016	252	84	126	168	189	21	-	7
2112	264	88	132	176	198	22	11	-
2208	276	92	138	184	207	23	-	-
2304	288	96	144	192	216	24	12	8

상기한 바와 같은 문제로 인하여, 전송되어야 할 코드워드의 크기가 주어진 서브채널을 통해 전송될 수 있는 데이터의 크기와 일치하지 않을 때, 추가적인 서브채널을 더 할당하여야 할 필요가 있다. 그러나, 여분의 서브채널을 더 할당하여 할당된 서브채널의 크기가 전송되어야 할 데이터의 크기보다 클 때, 남는 비트를 0 또는 1로 채워서 보내는 방법 등이 있으나, 이러한 더미 비트들(dummy bits)은 디코딩 성능을 향상시키지 못할 뿐만 아니라, 무선자원의 낭비를 초래한다.

본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 LDPC 코드에 의해 인코딩된 코드워드의 크기를 필요에 따라 가변시킬 수 있는 코드워드 크기 조정 방법 및 그를 위한 송신 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 코드워드의 크기를 조정함에 있어 패리티 검사 행렬 H의 특성을 고려함으로써 성능을 최적화할 수 있는 코드워드 크기 조정 방법 및 그를 위한 수신 장치를 제공하는 것이다.

본 발명은 LDPC 코드에 의해 인코딩된 코드워드의 크기를 패리티 검사 행렬 H의 특성에 따라 할당된 서브채널의 크기에 맞도록 조정하는 것을 특징으로 한다. 패리티 검사 행렬이 [ P^T : I ] 형태로 구성되고, 정보 비트의 수를 k, 인코딩된 코드워드(codeword)의 크기를 n이라고 할 때, 상기 P 행렬은 행의 개수가 k이고 열의 개수가 n-k인 행렬이고, 상기 I는 행 크기가 k 열 크기가 k인 단위 행렬(Identity Matrix)이다. 즉, 코드워드의 크기는 상기 패리티 검사 행렬의 전체 열의 개수와 동일하고, 코드워드의 각 비트는 상기 패리티 검사 행렬의 각 열에 대응된다.

상기 패리티 검사 행렬의 각 행 또는 각 열에서 '1'의 개수를 행 또는 열의 무게 또는 비중(weight)라 한다. 일반적으로 LDPC 코드에서는 패리티 검사 행렬의 무게가 큰 위치가 에러에 강해 디코딩 능력이 뛰어나고, 무게가 작은 위치가 에러에 취약하여 디코딩 능력이 떨어진다. 도 2는 패리티 검사 행렬 행렬의 분포와 디코딩 반복 회수(iteration)에 따른 전송되는 데이터의 위치별 에러 확률을 설명하기 위한 도면이다. 도 2에서 x축은 전송되는 하나의 코드워드(크기 576)의 각 비트 위치(bit position)를 나타내고, y축은 각 위치에 대한 오류율을 나타낸다. 도 2에서 제일 상단의 실선은 상기 패리티 검사 행렬의 열 무게(column weight)를 나타낸다. 도 2의 예에서는 비트 위치(bit position) 별로 열 무게가 2, 3, 6의 세 단계 가 있다. 표시된 곡선들은 수신측의 디코더에서 디코딩 반복 회수(iteration)를 늘려감에 따라 각 위치별 BER(Bit Error Rate)을 나타낸다. 도 2에서 하단의 곡선으로 갈수록 디코딩 반복 회수를 늘려감에 따라 비트 위치별 BER 성능을 나타내내는 것으로서, 디코딩 반복 회수가 늘어감에 따라 BER을 낮아짐을 알 수 있다. 동일한 디코딩 반복 회수를 가정한다면, 열 무게가 큰(열 무게=6) 비트 위치(구간 A)의 BER이 열 무게가 작은(열 무게=2 또는 3) 비트 위치(구간 B)의 BER보다 낮음을 확인할 수 있다.

도 3은 k=1152, n=2304, 열 무게가 각각 2, 3, 6일 때, LDPC 코드에 의해 인코딩된 데이터의 비트 오류율을 도시한 그래프이다. 도 2 및 도 3에서 알 수 있는 바와 같이, 무게가 높은 위치에 대응하는 비트에서는 BER이 낮고, 무게가 낮은 위치에 대응하는 비트에서는 BER이 높다.

LDPC 코드에 의해 인코딩된 코드워드의 크기가 전송채널의 크기가 일치하지 않는 경우 상기 코드워드의 크기를 조정하여 양자를 정합(matching)시키는 것이 바람직하다. 여기서, 전송채널의 크기는 송신측이 수신측으로 한 번에 전송할 수 있는 데이터의 크기로 정의될 수 있으며, 통신 시스템에 따라 달라질 수 있다. 예를 들어, OFDM 시스템에 대하여 설명하면 다음과 같다.

LDPC 코드에 의해 인코딩된 코드워드는 디지털 변조되어 심볼에 매핑된다. 디지털 변조 기법으로서 QPSK, 16-QAM, 64-QAM 등이 사용될 수 있다. 디지털 변조된 심볼들은 가용 가능한 서브채널을 통해 수신측으로 전송된다. OFDM 시스템에서 전송채널의 크기는 사용되는 디지털 변조 기법, 가용 가능한 서브채널의 개수 및 하나의 서브채널에 할당된 서브캐리어의 개수에 의해 결정된다. 통신 시스템의 송신측에서 사용할 수 있는 디지털 변조 기법, 서브채널의 개수 등은 채널 상황 등에 따라서 가변될 수 있기 때문에 전송채널의 크기 역시 가변될 수 있다. 따라서, LDPC 코드에 의해 인코딩된 코드워드의 크기를 상황에 따라 가변되는 전송채널의 크기에 정합시킬 필요가 있다.

코드워드의 크기가 전송채널의 크기보다 큰 경우에는 코드워드의 일정 비트들을 펑쳐링(puncturing)하고, 작은 경우에는 코드워드의 일정 비트들을 반복(repetition)함으로써 전송채널의 크기에 정합시킬 수 있다. 펑쳐링이나 반복을 수행함에 있어 도 2 및 도 3을 통해 설명한 LDPC 코드의 특성을 고려함이 바람직하다. 즉, 펑쳐링을 하는 경우에는 패리티 검사 행렬에서 무게가 작은 열에 대응하기 때문에 오류 확률이 큰 비트들을 펑쳐링하고, 반복을 수행하는 경우에는 무게가 큰 열에 대응하기 때문에 오류 확률이 작은 비트들을 반복한다. 또한, 펑쳐링이나 반복을 수행함에 있어서 시스템 비트(systematic bit)인지 패리티 비트(parity bit)인지를 고려해야 한다. 펑쳐링을 수행함에 있어서는 정보 비트와 무관한 패리티 비트들 중에서 무게가 작은 열에 대응하는 비트들부터 우선적으로 펑쳐링을 수행하고, 반복을 수행함에 있어서는 정보 비트와 관련이 있는 시스템 비트들 중에서 무게가 큰 열에 대응하는 비트들부터 우선적으로 반복을 수행하는 것이 바람직하다.

본 발명의 일 양상으로서, 본 발명에 따른 코드워드 크기 정합 방법은, LDPC(Low Density Parity Check) 코드에 의해 부호화를 수행하는 통신 시스템에 있어서, 패리티 검사 행렬(parity check matrix)을 이용하여 소스 데이터를 부호화 (encoding)하는 단계와, 상기 패리티 검사 행렬의 열 무게(column weight)에 관한 정보를 이용하여 부호화된 코드워드의 크기를 전송채널의 용량에 따라 결정되는 전송채널 크기에 정합시키는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 양상으로서, 본 발명에 따른 송신 장치는, LDPC 코드에 의해 부호화를 수행하는 통신 시스템에 있어서, 패리티 검사 행렬을 이용하여 소스 데이터를 부호화(encoding)하는 LDPC 인코딩 모듈, 상기 패리티 검사 행렬의 열 무게에 관한 정보를 이용하여 부호화된 코드워드의 크기를 전송채널의 용량에 따라 결정되는 전송채널 크기에 정합시키는 정합 모듈을 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

이하에서, 첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다.

도 4a 및 도 4b는 각각 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 송신 장치 및 수신 장치의 블록 구성도이다. 도 4a 및 도 4b의 실시예는 본 발명에 따른 기술적 특징이 OFDM 기반 이동통신 시스템의 송신 장치에 적용된 예이다. 여기서, 송신 장치는 기지국 또는 단말을 포함하는 개념이다.

도 4a를 참조하면, 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 송신 장치(40)는 소스 데이터(source data)를 LDPC 코드를 통해 인코딩(encoding)하는 LDPC 인코딩 모듈(41)과, 상기 LDPC 인코딩 모듈(41)로부터 출력되는 코드워드의 크기를 반복 또는 펑쳐링에 의해 전송채널의 크기에 정합시키는 반복/펑쳐링 모듈과(42), 상기 반복/펑쳐링 모듈(42)로부터 출력된 데이터 비트들을 디지털 변조를 통해 심볼에 매핑시키는 디지털 변조 모듈(43)과, 상기 디지털 변조 모듈(43)로부터 출력된 심 볼열들에 대해 직교 주파수 분할 전송을 위한 데이터 처리를 수행하는 OFDM 데이터처리모듈(44)과, 상기 OFDM 데이터처리모듈(44)로부터 출력된 신호를 수신측으로 전송하는 안테나(45)를 포함하여 구성된다.

상기 LDPC 인코딩 모듈(41)은 생성 행렬(generation matrix) G를 이용하여 입력 소스 데이터를 인코딩할 수 있다. 즉, k 비트의 입력 소스 데이터 s₁ _×k는 c = xG = [ x : xP ]에 의해 부호화되어 n 비트의 코드워드 x_1×k이 된다. 코드워드 x는 x=[s p]=[s₀, s₁,···, s_k-1, p₀, p₁, ··, p_m-1] 의 구성을 갖는다(여기서, (p₀, p₁, ··, p_m-1)은 패리티 비트들(parity bits)이고, (s₀, s₁,···, s_k-1)은 시스템 비트들(systematic bits)이다.).

상기 생성 행렬 G를 이용한 부호화 방법은 매우 복잡하다. 따라서, 최근에는 이러한 복잡도를 줄이기 위해 상기 생성 행렬 G에 의하지 않고, 패리티 검사 행렬 H를 이용해 직접 입력 소스 데이터를 부호화하는 방법들에 대한 연구가 진행되고 있다.

상기 반복/펑쳐링 모듈(42)은 상기 LDPC 인코딩 모듈(41)로부터 인코딩되어 출력된 n 비트의 코드워드 중에서 특정 비트들을 반복하거나 펑쳐링하여 코드워드의 크기를 전송채널의 크기에 정합시킨다. 즉, 상기 반복/펑쳐링 모듈(42)은 상기 LDPC 인코딩 모듈(41)로부터 출력된 코드워드의 크기가 전송채널의 크기보다 작은 경우에는 그 차이만큼의 비트들을 반복하고, 상기 코드워드의 크기가 전송채널의 크기보다 큰 경우에는 그 차이만큼의 비트들을 펑쳐링하여 코드워드의 크기를 전송 채널의 크기에 일치시킨다.

상기한 바와 같이, 전송채널의 크기는 전송채널을 통해 전송될 수 있는 데이터의 크기를 의미하고, OFDM 시스템에서는 사용되는 디지털 변조 기법, 가용 가능한 서브채널의 개수 및 하나의 서브채널에 할당된 서브캐리어의 개수 등에 의해 결정된다. IEEE802.16 기반의 무선접속 시스템에서는 적응적 변조 기법을 사용하여 디지털 변조 기법이 채널 상황 등에 의해 수시로 변경될 수 있고, 기지국이 사용할 수 있는 서브채널의 개수 및 단말에게 할당되는 서브채널의 개수가 가변 가능하기 때문에 전송채널의 크기도 그에 따라 변할 수 있다.

먼저, 상기 반복/펑쳐링 모듈(42)에서의 반복(repetition)에 의한 코드워드 크기의 정합 과정을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

상기 LDPC 인코딩 모듈(41)로부터 출력된 코드워드 크기를 n 비트라 하고, 전송채널의 크기를 t 비트라 하면(n < t), 상기 코드워드 중에서 (t-n) 비트들을 반복하여 상기 코드워드의 크기를 전송채널의 크기와 일치시켜야 한다. 상기 코드워드는, 상기한 바와 같이, 시스템 비트들과 패리티 비트들로 구성되는데 반복되는 비트들은 시스템 비트들 중에서 각 비트에 대응하는 패리티 검사 행렬의 열의 무게를 고려하여 선택하는 것이 바람직하다. 상기 시스템 비트들은 소스 데이터에 해당되고, 상기 패리티 비트들은 수신측에서의 에러 검출 및 정정을 위한 리던던시(redundancy) 비트들이기 때문에 시스템 비트들 중에 특정 비트들을 반복하는 것이 바람직하다. 특히, 무게가 큰 열에 대응하는 비트가 전송 과정 중에 발생될 수 있는 에러에 강하기 때문에 열 무게가 큰 순서대로 반복하는 것이 바람직하다. 시스 템 비트들만으로 코드워드의 크기를 전송채널의 크기와 일치시킬 수 없는 경우에 패리티 비트들의 일부를 반복할 수 있다.

도 5는 6×12 차원(dimension)의 패리티 검사 행렬의 일례로서, 이하에서는 도 5에 도시된 패리티 검사 행렬에 의해 인코딩된 코드워드의 특정 비트들을 반복하여 상기 코드워드의 크기를 전송채널 크기에 정합시키는 과정을 구체적으로 설명하도록 한다. 도 5의 패리티 검사 행렬은 본 발명의 특징을 설명하기 위한 일 예에 불과한 것으로서 실제로 LDPC 코드에 의한 부호화에 사용되는 패리티 검사 행렬의 차원은 도 5에 도시된 예보다 훨씬 크다.

도 5의 패리티 검사 행렬에서, k 번째 열의 무게(column weight)를 W_k라 하면, W₁ = 5, W₂ = 1, W₃ = 4, W₄ = 2, W₅ = 3, W₆ = 3, W₇ = 3, W₈ = 2, W₉ = 2, W₁₀ = 2, W₁₁ = 6, W₁₂ =2 과 같다. 상기 패리티 검사 행렬 H를 이용하여 6 비트의 소스 데이터를 인코딩하면 총 12 비트의 코드워드가 출력된다. 인코딩된 12 비트의 코드워드를 a_k (a_k 는 1 또는 -1, k = 1, 2, ~,12)라 하면, a₁ ~ a₆는 시스템 비트들이고, a₇ ~ a₁₂는 패리티 비트들이다. 우선, 시스템 비트들을 대응하는 W_k의 크기에 따라 내림차순으로 재배열하면, a₁, a₃, a₅, a₆, a₄, a₂ 와 같다. 이때, 전송채널의 크기가 15 비트라고 가정하면, 상기 시스템 비트들 a₁ ~ a₆들 중에서 가장 높은 무게를 갖는 열들에 대응하는 상위 3 비트를 반복한다. 반복되는 3 비트를 b₁, b₃, b₆ 이라 하면(b_k=a_k), a₁, a₂, a₃, a₄, a₅, a₆, a₇, a₈, a₉, a₁₀, a₁₁, a₁₂,b₁, b₃, b₅를 전송한다. 만약, 전송채널의 크기를 20 비트라고 가정하면 상기 시스템 비트들 모두를 반복하고 패리티 비트들 a₇ ~ a₁₂ 중에서 가장 높은 무게를 갖는 열에 대응하는 상위 2 비트 a₁₁, a₇을 반복한다. 반복되는 8 비트를 b₁, b₂, b₃, b₄, b₅, b₆ _, b₁₁, b₇ 라 하면(b_k=a_k), 이 경우, a₁, a₂, a₃, a₄, a₅, a₆, a₇, a₈, a₉, a₁₀, a₁₁, a₁₂ _, b₁, b₂, b₃, b₄, b₅, b₆ _, b₁₁, b₇ 을 전송한다.

다른 방법으로서, 시스템 비트들 및 패리티 비트들의 구분 없이 열의 무게만을 고려하여 반복될 비트들을 선택하는 것도 고려할 수 있다. 도 5의 예에서, a_k를 W_k의 크기에 따라 내림차순으로 재배열하면, a₁₁, a₁, a₃, a₅, a₆, a₇, a₄, a₈, a₉, a₁₀, a₁₂, a₂ 와 같다. 이때, 전송 채널의 크기가 18 비트인 경우, 무게가 가장 높은 열에 대응하는 상위 6 비트를 반복한다.

반복되는 6 비트를 b₁, b₃, b₅, b₆, b₇ _,b₁₁ 이라 하면(b_k = a_k), 전송되는 18 비트는 a₁, a₂, a₃, a₄, a₅, a₆, a₇, a₈, a₉, a₁₀, a₁₁, a₁₂, b₁, b₃, b₅, b₆, b₇ _,b₁₁가 된다. 같은 무게를 갖는 열에 대응하는 비트들에 대해서는 앞 또는 뒤에 있는 비트에 우선적으로 반복하는 것이 바람직하다.

다음으로, 상기 반복/펑쳐링 모듈(42)에서의 펑쳐링(puncturing)에 의한 코드워드 크기의 정합 과정을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

상기 LDPC 인코딩 모듈(41)로부터 출력된 코드워드 크기를 n 비트라 하고, 전송채널의 크기를 t 비트라 하면(n > t), 상기 코드워드 중에서 (n-t) 비트들을 펑쳐링하여 상기 코드워드의 크기를 전송채널의 크기와 일치시켜야 한다. 상기 코드워드 중에서 펑쳐링될 비트들은 패리티 비트들 중에서 각 비트에 대응하는 패리티 검사 행렬의 열의 무게를 고려하여 선택하는 것이 바람직하다. 즉, 소스 데이터와 관련성이 작은 패리티 비트들 중에 특정 비트들을 펑쳐링하고, 무게가 큰 열에 대응하는 비트가 전송 과정 중에 발생될 수 있는 에러에 강하기 때문에 열 무게가 작은 순서대로 펑쳐링하는 것이 바람직하다. 패리티 비트들만으로 코드워드의 크기를 전송채널의 크기와 일치시킬 수 없는 경우에 시스템 비트들의 일부에 대해 펑쳐링을 수행할 수 있다.

도 5의 예에서, 패리티 비트들을 대응하는 W_k의 크기에 따라 오름차순으로 재배열하면, a₁₂, a₁₀, a₉, a₈, a₇, a₁₁ 과 같다. 이때, 전송채널의 크기를 8 비트라고 가정하면, 상기 시스템 비트들 a₇ ~ a₁₂ 중에서 가장 낮은 무게를 갖는 열들에 대응하는 하위 4 비트를 펑쳐링한다. 이 경우 a₁, a₂, a₃, a₄, a₅, a₆, a₇, a₁₁를 전송한다. 만약, 전송채널의 크기를 4 비트라고 가정하면 상기 패리티 비트들 모두를 펑쳐링하고 시스템 비트들 a₁ ~ a₆ 중에서 가장 낮은 무게를 갖는 열에 대응하는 하위 2 비트를 추가적으로 펑쳐링한다. 이 경우 a₁, a₃, a₅, a₆를 전송한다.

다른 방법으로서, 시스템 비트들 및 패리티 비트들의 구분 없이 열의 무게만 을 고려하여 펑쳐링할 비트들을 선택하는 방법도 고려할 수 있다. 도 5의 예에서, a_k를 W_k의 크기에 따라 오름차순으로 재배열하면, a₂, a₁₂, a₁₀, a₉, a₈, a₄, a₇, a₆, a₅, a₃, a₁, a₁₁과 같다. 이때, 전송 채널의 크기를 5 비트라 가정하면, 무게가 가장 낮은 열에 대응하는 하위 7 비트가 펑쳐링되어, 전송되는 5 비트는 a₁, a₃, a₅, a₆, a₁₁이 된다. 동일한 무게의 비트들에 대해서는 앞 또는 뒤에 있는 비트를 우선적으로 펑쳐링한다.

상기 디지털 변조 모듈(43)은 상기 반복/펑쳐링 모듈(42)에 의해 크기가 조정된 코드워드에 대해서 디지털 변조를 통해 심볼 매핑(symbol mapping)을 수행한다. 디지털 변조 기법으로서 QPSK, 16-QAM, 64-QAM 등이 사용될 수 있다.

상기 디지털 변조 모듈(43)로부터 출력된 심볼열은 상기 OFDM 데이터처리모듈(44)에 의해 직교 주파수 분할 전송을 위한 데이터 처리가 수행되어 송신 안테나(45)를 통해 수신측으로 송신된다. 여기서, 직교 주파수 분할 전송을 위한 데이터 처리라 함은 OFDM 방식에 의해 데이터를 전송하기 위해 일반적으로 요구되는 데이터 처리 과정을 의미하는 것으로서, 직렬/병렬 변환(serial-to-parallel conversion), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform), 보호 구간 삽입 등의 과정을 포함하여 구성된다. OFDM 방식에 의한 데이터 처리 방법은 이미 공지된 사항이므로 상세한 설명은 생략하기로 한다.

도 4b를 참조하면, 수신 장치(50)는 송신측으로부터 전송된 신호를 수신하는 수신 안테나(51)와, 상기 수신 안테나(51)에 의해 수신된 신호에 대하여 OFDM 데이 터 처리 방법에 의해 심볼을 분리하는 OFDM 데이터 역처리 모듈(52)과, 상기 OFDM 데이터 역처리 모듈(52)로부터 출력되는 심볼열을 디맵핑(demapping)하여 데이터열을 복원하는 디지털 복조 모듈(53)과, 송신측에서 반복 또는 펑쳐링 과정을 거친 데이터열을 원래의 데이터열로 복원하는 반복/펑쳐링 복원 모듈(54)과, 패리티 체크 행렬 H를 이용하여 디코딩 과정을 수행함으로써 소스 데이터를 분리해 내는 LDPC 디코딩 모듈(55)을 포함하여 구성된다.

상기 OFDM 데이터 역처리 모듈(52) 및 디지털 복조 모듈(53)은 각각 상기 송신 장치(40)의 OFDM 데이터 처리 모듈(44)과 디지털 변조 모듈(43)에 대응하는 구성요소들로서 동작 과정도 상기 OFDM 데이터 처리 모듈(44)과 디지털 변조 모듈(43)의 동작의 역과정이므로 이에 대한 상세한 설명은 생략하도록 한다.

상기 반복/펑쳐링 복원 모듈(54)의 동작 과정을 상기 송신 장치(40)의 반복/펑쳐링 모듈(42)에서 특정 비트가 반복된 경우와 펑쳐링된 경우로 나누어 구체적인 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 5의 예에서, a_k를 W_k의 크기에 따라 내림차순으로 재배열하면, a₁₁, a₁, a₃, a₅, a₆, a₇, a₄, a₈, a₉, a₁₀, a₁₂, a₂ 와 같다. 이때, 전송 채널의 크기가 18 비트이고, 무게가 가장 높은 열에 대응하는 상위 6 비트를 반복하는 경우, 반복되는 6 비트를 b₁, b₃, b₅, b₆, b₇ _,b₁₁ 이라 하면(b_k = a_k), 전송되는 18 비트는 a₁, a₂, a₃, a₄, a₅, a₆, a₇, a₈, a₉, a₁₀, a₁₁, a₁₂, b₁, b₃, b₅, b₆, b₇ _,b₁₁가 된다.

무선 채널을 통과하여 수신측에서 수신된 데이터의 값을 a'_k라 하면, 수신된 18 비트는 a'₁, a'₂, a'₃, a'₄, a'₅, a'₆, a'₇, a'₈, a'₉, a'₁₀, a'₁₁, a'₁₂, b'₁, b'₃, b'₅, b'₆, b'₇, b'₁₁이 된다. 상기 수신 장치(50)의 반복/펑쳐링 복원 모듈(54)에서는 수신된 18개의 비트들 중에서 반복된 비트들을 원래 위치의 비트들의 값을 결합함으로써 12 비트로 구성하여 디코딩할 수 있다.

도 5의 예에서, 전송 채널의 크기를 5 비트라 가정하고, 무게가 가장 낮은 열에 대응하는 하위 7 비트가 펑쳐링하면, 전송되는 5 비트는 a₁, a₃, a₅, a₆, a₁₁이 된다. 무선 채널을 통과하여 수신된 데이터 값을 a'_k라 하면, 상기 수신 장치(50)에서 수신된 5 비트는 a'₁, a'₃, a'₅, a'₆, a'₁₁이 된다. 상기 수신 장치(50)의 반복/펑쳐링 복원 모듈(54)은 펑쳐링된 비트들의 값을 0으로 설정하여 12 비트를 만들고 LDPC 디코딩 모듈(55)에 의해 디코딩을 수행한다.

상기 수신 장치(50)는 상기 송신 장치(40)에서 반복 또는 펑쳐링된 비트들에 대한 정보를 알고 있어야 한다. 상기 반복 또는 펑쳐링된 비트들에 대한 정보는 상기 수신 장치(50)가 자신이 저장하고 있는 패리티 검사 행렬로부터 미리 약속된 방법에 의해 알아낼 수도 있고, 상기 송신 장치(50)로부터 직접 전달받는 것도 가능하다.

상기 LDPC 디코딩 모듈(55) 상기 반복/펑쳐링 복원 모듈(54)로부터 출력된 데이터열을 패리티 검사 행렬 H를 이용하여 디코딩함으로써 소스 데이터를 분리해 낸다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명에 의한 이동통신 시스템에서의 코드워드 크기 정합 방법 및 송신 장치에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

첫째, LDPC 코드를 이용한 부호화 또는 복호화 방법의 사용시 패리티 검사 행렬 H의 크기에 상관 없이 전송채널의 임의의 크기를 지원할 수 있다. 환언하면, 패리티 검사 행렬 H의 크기를 전송채널의 크기를 고려하지 않고 설계할 수 있어 가변성(flexibility)을 높일 수 있다.

둘째, 코드워드의 크기를 조절함에 있어 패리티 검사 행렬 H의 특성을 고려함으로써 성능을 최적화시킬 수 있다.

Claims

LDPC(Low Density Parity Check) 코드에 의해 부호화를 수행하는 통신 시스템에 있어서,

패리티 검사 행렬(parity check matrix)을 이용하여 소스 데이터를 부호화하는 단계; 및

상기 패리티 검사 행렬의 열 무게(column weight)에 관한 정보를 이용하여 부호화된 코드워드의 크기를 전송채널의 용량에 따라 결정되는 전송채널 크기에 정합시키는 단계를 포함하는 코드워드 크기 정합 방법.
제1항에 있어서,

상기 코드워드의 크기가 상기 전송채널 크기보다 작은 경우, 상기 코드워드 중에서 그 차만큼의 비트들을 반복(repetition)하는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
제2항에 있어서,

상기 코드워드 중 시스템 비트들(systematic bits)에 대해서 우선적으로 반복을 수행하는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
제2항 또는 제3항에 있어서,

열의 무게가 가장 큰 위치에 대응하는 비트로부터 열의 무게를 기준으로 내림차순으로 해당 비트들을 반복하는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
제2항 또는 제3항에 있어서,

반복되는 비트들은 상기 코드워드의 후미에 추가되는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
제1항에 있어서,

상기 코드워드 크기가 상기 전송채널 크기보다 큰 경우, 상기 코드워드 중에서 그 차만큼의 비트들을 펑쳐링(puncturing)하는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
제6항에 있어서,

상기 코드워드 중 패리티 비트들(parity bits)에 대해서 우선적으로 펑쳐링을 수행하는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
제6항 또는 제7항에 있어서,

열의 무게가 가장 작은 위치에 대응하는 비트로부터 열의 무게를 기준으로 오름차순으로 해당 비트들을 펑쳐링하는 것을 특징으로 하는 코드워드 크기 정합 방법.
LDPC 코드에 의해 부호화를 수행하는 통신 시스템에 있어서,

패리티 검사 행렬을 이용하여 소스 데이터를 부호화(encoding)하는 LDPC 인코딩 모듈; 및

상기 패리티 검사 행렬의 열 무게에 관한 정보를 이용하여 부호화된 코드워드의 크기를 전송채널의 용량에 따라 결정되는 전송채널 크기에 정합시키는 정합 모듈을 포함하는 송신 장치.
제9항에 있어서,

상기 정합 모듈은 상기 코드워드의 크기가 상기 전송채널 크기보다 작은 경우, 상기 코드워드 중에서 그 차만큼의 비트들을 반복하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제10항에 있어서,

상기 정합 모듈은 상기 코드워드 중 시스템 비트들에 대해서 우선적으로 반복을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제10항 또는 제11항에 있어서,

상기 정합 모듈은 열의 무게가 가장 큰 위치에 대응하는 비트로부터 열의 무게를 기준으로 내림차순으로 해당 비트들을 반복하는 것을 특징으로 하는 송신 장 치.
제10항 또는 제11항에 있어서,

상기 정합 모듈은 반복되는 비트들을 상기 코드워드의 후미에 추가하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제9항에 있어서,

상기 정합 모듈은 상기 코드워드 크기가 상기 전송채널 크기보다 큰 경우, 상기 코드워드 중에서 그 차만큼의 비트들을 펑쳐링하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제14항에 있어서,

상기 정합 모듈은 상기 코드워드 중 패리티 비트들에 대해서 우선적으로 펑쳐링을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
제14항 또는 제15항에 있어서,

상기 정합 모듈은 열의 무게가 가장 작은 위치에 대응하는 비트로부터 열의 무게를 기준으로 오름차순으로 해당 비트들을 펑쳐링하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.