KR20190017600A

KR20190017600A - 통신시스템에서 효율적인 데이터 송수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20190017600A
Application number: KR1020170118933A
Authority: KR
Inventors: 명세호; 김경중; 안석기; 정홍실
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2017-08-11
Filing date: 2017-09-15
Publication date: 2019-02-20

Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명은 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 및 복호화 방법에 있어서 입력 데이터에 대해 LDPC 부호화를 수행하는 과정; 상기 부호화된 결과에 대해 비트 인터리빙을 수행하는 과정; 상기 인터리빙된 비트들에 대해 신호성좌에 매핑하는 과정; 상기 매핑 결과에 따라 변조를 수행하는 과정; 을 포함함을 특징으로 한다.

Description

통신시스템에서 효율적인 데이터 송수신 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING DATA IN COMMUNICATION SYSTEMS}

본 발명은 방송 및 통신 시스템의 성능을 개선하기 위하여 채널 부호의 전송 방법에 관한 것으로, 특히 생성된 부호화 데이터를 변조 심볼에 매핑하여 전송하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후(Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication: D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM(Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

통신 또는 방송 시스템에서, 링크(link) 성능은 채널의 여러 가지 잡음(noise), 페이딩(fading) 현상 및 심벌 간 간섭(ISI: inter-symbol interference)에 의해 현저히 저하될 수 있다. 따라서 차세대 이동 통신, 디지털 방송 및 휴대 인터넷과 같이 높은 데이터 처리량과 신뢰도를 요구하는 고속 디지털 통신 또는 방송 시스템들을 구현하기 위해서, 잡음, 페이딩 및 심벌 간 간섭을 극복하기 위한 기술을 개발하는 것이 요구된다. 잡음 등을 극복하기 위한 연구의 일환으로서, 최근에는 정보의 왜곡을 효율적으로 복원하여 통신의 신뢰도를 높이기 위한 방법으로서 오류정정부호(error-correcting code)에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.

본 발명은 부호화된 데이터의 전송에 있어서 고차 변조 (high order modulation) 방식을 적용하는 경우에 시스템 성능을 개선하기 위하여 상기 부호화된 데이터를 변조 심볼에 매핑(mapping)하여 전송 하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

특히 본 발명은 부호화된 데이터에 대해 재전송 또는 추가적인 패리티 전송이 필요할 때 변조 심볼 매핑을 가변하여 성능을 개선하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 방법에 있어서, 입력 데이터를 부호화기에서 부호화하고, 상기 부호화된 데이터를 이용하여 제 1 역다중화기에서 제 1 전송 심볼들을 생성하여 전송하며, 상기 부호화된 데이터의 모두 또는 일부를 이용하여 상기 제 1 역다중화기와 다른 제 2 역다중화기에서 제 2 전송 심볼들을 생성하여 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 통신 시스템에서 데이터를 전송하는 방법에 있어서, 입력 데이터를 부호화기에서 부호화하는 과정과, 상기 부호화된 데이터를 제 1 인터리버에서 인터리빙하고, 상기 제 1 인터리버에서 인터리빙된 데이터를 이용하여 제 1 역다중화기에서 제 1 전송 심볼들을 생성하여 전송하는 과정과, 상기 부호화된 데이터의 모두 또는 일부를 제 2 인터리버에서 인터리빙하고, 상기 제 2 인터리버에서 인터리빙된 데이터를 이용하여 상기 제 1 역다중화기와 다른 제 2 DEMUX에서 제 2 전송 심볼들을 생성하여 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명은 고차 변조 방식에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화를 지원할 수 있다.

도 1은 시스테메틱(systematic) LDPC 부호어 구조도이다.
도 2는 LDPC 부호의 그래프 표현 방법에 대해 도시한 도면이다.
도 3a 및 3b는 QC-LDPC 부호의 사이클 특성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치 블록 구성도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 수신 장치 블록 구성도이다.
도 6a, b는 LDPC 복호화를 위해 임의의 검사 노드와 변수 노드에서 메시지 패싱 동작을 나타낸 메시지 구조도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 LDPC 부호화부의 세부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 복호화 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 LDPC 복호화부 구조도이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 전송 블록 구조도이다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호화 과정의 예시도이다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 예시도이다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호화 과정의 다른 예시도이다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 다른 예시도이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호화 과정의 다른 예시도이다.
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 다른 예시도이다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호화 과정의 또 다른 예시도이다.
도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 또 다른 예시도이다.
도 19, 19a, 19b, 19c, 19d, 19e, 19f, 19g, 19h 및 19i는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호 기본 행렬의 예시도이다.
도 20, 20a, 20b, 20c, 20d, 20e, 20f, 20g, 20h 및 20i는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호 기본 행렬의 예시도이다.
도 21은 고차 변조를 적용하는 LDPC 부호화에 대한 시스템 블록도의 예시도이다.
도 22는 비트 인터리버의 구성에 대한 예시도이다.
도 23은 블록 인터리버의 예시도이다.
도 24는 디먹스 구조의 예시도이다.
도 25는 Circular Buffer에 기반한 RV 동작을 설명하기 위한 예시도이다.도 26a 및 26b는 블록 인터리버의 다른 예시도이다.
도 27a 및 도27b는 디먹스 또는 신호성좌매퍼의 다른 예시도이다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경을 가지는 여타의 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하며, 이는 본 발명의 기술분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

1960년대에 Gallager에 의해서 처음 소개된 저밀도 패리티 체크(Low Density Parity Check, 이하 LDPC) 부호는 당시 기술 수준에서 구현하기 어려운 복잡도로 인해 오랫동안 잊혀져 왔다. 하지만, 1993년 Berrou와 Glavieux, Thitimajshima에 의해 제안된 터보(turbo) 부호가 셰논(Shannon)의 채널 용량에 근접하는 성능을 보임에 따라, 터보 부호의 성능과 특성에 대한 많은 해석이 이루어지면서 반복 복호(iterative decoding)와 그래프를 기반으로 하는 채널 부호화에 대한 많은 연구가 진행되었다. 이를 계기로 1990년대 후반에 LDPC 부호가 재연구되면서 LDPC 부호에 대응되는 태너 (Tanner) 그래프 상에서 합-곱(sum-product) 알고리즘에 기반한 반복 복호 (iterative decoding)를 적용하여 복호화를 수행하면 LDPC 부호 또한 셰논의 채널 용량에 근접하는 성능을 가지게 됨이 밝혀졌다.

LDPC 부호는 일반적으로 패리티 검사 행렬(parity-check matrix)로 정의되며 태너 그래프로 통칭되는 이분(bipartite) 그래프를 이용하여 표현될 수 있다.

도 1은 시스테메틱(systematic) LDPC 부호어 구조도를 도시한 도면이다.

도 1에 따르면, LDPC 부호는 K_ldpc 개 비트 혹은 심볼로 구성되어 있는 정보어(102)를 입력받아 LDPC 부호화를 하여 N_ldpc 개 비트 혹은 심볼로 구성되어 있는 부호어(100)(codeword)를 생성한다. 이하 설명의 편의를 위해, K_ldpc 개 비트를 포함하는 정보어(102)를 입력받아 N_ldpc 개 비트로 구성되는 부호어(100)가 생성되는 것으로 가정한다. 즉, K_ldpc 개의 입력 비트인 정보어

(102)를 LDPC 부호화하면, 부호어

(100)가 생성된다. 즉, 정보어 및 부호어는 다수의 비트로 구성되어 있는 비트열이며, 정보어 비트 및 부호어 비트는 정보어 및 부호어를 구성하는 각각의 비트를 의미한다. 통상적으로 부호어가

와 같이 정보어를 포함하고 있을 경우 시스테메틱(systemetic) 부호라 한다. 여기에서,

는 패리티 비트(104)이고, 패리티 비트의 개수 N_parity는 N_parity = N_ldpc- K_ldpc로 나타낼 수 있다.

LDPC 부호는 선형 블록 부호(linear block code)의 일종으로 아래의 수학식 1과 같은 조건을 만족하는 부호어를 결정하는 과정을 포함한다.

[수학식 1]

여기에서,

이다.

수학식 1에서, H는 패리티 검사 행렬, C는 부호어, c_i는 부호어의 i 번째 비트, N_ldpc는 LDPC 부호어 길이를 의미한다. 여기서 h_i는 패리티 검사 행렬(H)의 i번째 열(column)을 의미한다.

패리티 검사 행렬 H는 LDPC 부호어의 비트 개수와 동일한 N_ldpc개의 열 (column)로 구성되어 있다. 수학식 1은 패리티 검사 행렬의 i 번째 열(h_i)과 i 번째 부호어 비트 c_i의 곱의 합이 '0'이 됨을 의미하므로, i 번째 열(h_i)은 i 번째 부호어 비트 c_i와 관계가 있음을 의미한다.

도 2를 참조하여 LDPC 부호의 그래프 표현 방법에 대해 설명하기로 한다.

도 2는 4 개의 행(row)와 8 개의 열(column)로 이루어진 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H₁의 일 예와 이를 태너 그래프 (Tanner graph)로 도시한 도면이다. 도 2를 참조하면, 패리티 검사 행렬 H₁은 열이 8개 있기 때문에 길이가 8인 부호어(codeword)를 생성하며, H1을 통해 생성된 부호는 LDPC 부호를 의미하며, 각 열은 부호화된 8 비트에 대응된다.

도 2를 참조하면, 패리티 검사 행렬 H₁을 기반으로 부호화 및 복호화하는 LDPC 부호의 태너 그래프는 8 개의 변수 노드(variable node)들 즉, x₁(202), x₂(204), x₃(206), x₄(208), x₅(210), x₆(212), x₇(214), x₈(216)와 4 개의 검사 노드(check node)(218, 220, 222, 224)들로 구성되어 있다. 여기서, LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H₁의 i 번째 열과 j 번째 행은 각각 변수 노드 x_i와 j 번째 검사 노드에 대응된다. 또한, LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H₁의 j 번째 열과 j 번째 행이 교차하는 지점의 1의 값, 즉 0이 아닌 값의 의미는, 도 2와 같이 태너 그래프 상에서 변수 노드 x_i와 j 번째 검사 노드를 연결하는 선분(edge)이 존재함을 의미한다.

LDPC 부호의 태너 그래프에서 변수 노드와 검사 노드의 차수(degree)는 각 노드들에 연결되어 있는 선분의 개수를 의미하며, 이는 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에서 해당 노드에 대응되는 열 또는 행에서 0이 아닌 원소(entry)들의 개수와 동일하다. 예를 들어, 도 2에서 변수 노드들 x₁(202), x₂(204), x₃(206), x₄(208), x₅(210), x₆(212), x₇(214), x₈(216)의 차수는 각각 순서대로 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, 2가 되며, 검사 노드들(218, 220, 222, 224)의 차수는 각각 순서대로 6, 5, 5, 5가 된다. 또한, 도 2의 변수 노드에 대응되는 도 2의 패리티 검사 행렬 H₁의 각각의 열에서 0이 아닌 원소들의 개수는 상술한 차수들 4, 3, 3, 3, 2, 2, 2, 2와 순서대로 일치하며, 도 2의 검사 노드들에 대응되는 도 2의 패리티 검사 행렬 H₁의 각각의 행에서 0이 아닌 원소들의 개수는 상술한 차수들 6, 5, 5, 5와 순서대로 일치한다.

LDPC 부호는 도 2에서 나열한 이분 (bipartite) 그래프 상에서 합곱 (sum-product) 알고리즘 (algorithm)에 기반한 반복 복호 알고리즘을 사용하여 복호 (iterative decoding)할 수 있다. 여기서, 합곱 알고리즘은 메시지 패싱 알고리즘(message passing algorithm)의 일종이며, 메시지 패싱 알고리즘이라 함은 이분 그래프 상에서 에지를 통해 메시지들을 교환하고, 변수 노드 혹은 검사 노드로 입력되는 메시지들로부터 출력 메시지를 계산하여 업데이트하는 알고리즘을 나타낸다.

여기에서, i 번째 변수 노드의 메시지를 기반으로 i 번째 부호화 비트의 값을 결정할 수 있다. i 번째 부호화 비트의 값은 경판정(hard decision)과 연판정(soft decision) 모두 가능하다. 그러므로, LDPC 부호어의 i 번째 비트인 c_i의 성능은 태너 그래프의 i 번째 변수 노드의 성능에 대응되며, 이는 패리티 검사 행렬의 i 번째 열의 1의 위치 및 개수에 따라 결정될 수 있다. 다시 말해, 부호어의 N_ldpc개의 부호어 비트들의 성능은 패리티 검사 행렬의 1의 위치 및 개수에 의해 성능이 좌우 될 수 있으며, 이는 LDPC 부호의 성능은 패리티 검사 행렬에 따라 많은 영향을 받음을 의미한다. 따라서 우수한 성능을 갖는 LDPC 부호를 설계 하기 위해서는 좋은 패리티 검사 행렬을 설계하는 방법이 필요하다.

통신 또는 방송 시스템에서 사용되는 패리티 검사 행렬은 구현의 용이성을 위해 통상적으로 준순환(quasi-cyclic) 형태의 패리티 검사 행렬을 사용하는 준순환 LDPC 부호 (또는 QC-LDPC 부호, 이하 QC-LDPC 부호)가 많이 사용된다.

QC-LDPC 부호는 작은 정사각 행렬의 형태를 가지는 0-행렬(zero matrix)이나 순환 순열 행렬(circulant permutation matrices)로 구성된 패리티 검사 행렬을 가짐을 특징으로 한다. 이 때, 순열 행렬이란 정사각 행렬의 모든 원소가 0 또는 1이고, 각 행이나 열이 오직 하나의 1만을 포함하는 행렬을 의미한다. 또한, 순환 순열 행렬이란, 항등 행렬의 각 원소들을 오른쪽으로 순환 이동 시킨 행렬을 의미한다.

이하에서는, QC-LDPC 부호에 대해서 구체적으로 설명한다.

먼저, 수학식 2와 같이

크기의 순환 순열 행렬

을 정의한다. 여기서,

는 상기 행렬 P에서의 i번째 행(row), j번째 열의 원소(entry)를 의미한다.(여기서, 0 ≤ i, j < L)

[수학식 2]

상기와 같이 정의된 순열 행렬 P에 대해서

(0 ≤ i < L)는

크기의 항등 행렬(identity matrix)의 각 원소들을 i 번 만큼 오른쪽 방향으로 순환 이동(circular shift) 시킨 형태의 순환 순열 행렬임을 알 수 있다.

가장 간단한 QC-LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H는 다음 수학식 3와 같은 형태로 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

만일

을

크기의 0-행렬이라 정의할 경우, 상기 수학식 3에서 순환 순열 행렬 또는 0-행렬의 각 지수

는 {-1, 0, 1, 2, ..., L-1} 값 중에 하나를 가지게 된다. 또한 상기 수학식 3의 패리티 검사 행렬 H는 열 블록(column block)이 n개, 행 블록이 m개이므로,

크기를 가지게 됨을 알 수 있다.

상기 수학식 3의 패리티 검사 행렬이 완전 계수(full rank)를 가진다면, 상기 패리티 검사 행렬에 대응되는 QC-LDPC 부호의 정보어 비트의 크기는 (n-m)L 이 됨은 자명하다. 편의상 정보어 비트에 대응되는 (n-m)개의 열 블록을 정보어 열 블록이라 부르고, 나머지 패리티 비트에 대응되는 m개의 열 블록을 패리티 열 블록이라 부른다. (이 때, L 값은 편의상 블록 크기라고도 한다.)

통상적으로 상기 수학식 3의 패리티 검사 행렬에서 각 순환 순열 행렬 및 0-행렬을 각각 1과 0으로 치환(replace)하여 얻은

크기의 이진(binary) 행렬을 패리티 검사 행렬 H의 모행렬(mother matrix) 또는 기본 행렬 (base matrix) M(H)라 하고, 각 순환 순열 행렬 또는 0-행렬의 지수를 선택하여 수학식 4와 같이 얻은

크기의 정수 행렬을 패리티 검사 행렬 H의 지수 행렬 E(H)라 한다.

[수학식 4]

결과적으로 지수 행렬에 포함되어 있는 정수 1개는 패리티 검사 행렬에서의 순환 순열 행렬에 대응되므로 상기 지수 행렬은 편의상 정수로 이루어진 수열들로 표현할 수도 있다. (상기 수열은 다른 수열과 구분하기 위하여 LDPC 수열 또는 LDPC 부호 수열이라고 부르기도 한다). 일반적으로 패리티 검사 행렬은 지수 행렬 뿐만 아니라 대수적으로 동일한 특성을 가지는 수열로도 표현 가능하다. 본 발명에서는 편의상 패리티 검사 행렬을 지수 행렬 또는 패리티 검사 행렬 내에 있는 1의 위치를 나타내는(indicate) 수열 등으로 표현하였으나, 패리티 검사 행렬에 포함되어 있는 1 또는 0의 위치를 구분할 수 있는 수열 표기 법은 다양하므로, 본 명세서에 표현한 방법에 국한되지 않고 대수적으로 동일한 효과를 나타내는 다양한 수열의 형태로 나타낼 수 있다.

또한 디바이스 상의 송수신 장치에서도 패리티 검사행렬을 직접 생성하여 LDPC 부호화 및 복호화를 수행할 수도 있지만, 구현 상의 특징에 따라 상기 패리티 검사행렬과 대수적으로 동일한 효과를 내는 지수 행렬이나 수열을 이용하여 LDPC 부호화 및 복호화를 수행할 수도 있다. 따라서 본 발명에서 편의상 패리티 검사 행렬을 이용한 부호화 및 복호화에 대해서 설명하고 있지만, 실제 디바이스 상에서는 상기 패리티 검사 행렬과 동일한 효과를 얻을 수 있는 다양한 방법을 통해 구현 가능함을 고려하고 있음을 밝혀둔다. 이러한 이유로 상기 지수 행렬이나 LDPC 수열을 편의상 패리티 검사행렬이라 명명할 수도 있다.

참고로 대수적으로 동일한 효과란, 서로 다른 두 개 이상의 표현에 대해서 논리적 또는 수학적으로 서로 간에 완벽하게 동일함을 설명 가능하거나 변환 가능함을 의미한다.

본 발명에서는 편의상 하나의 블록에 대응되는 순환 순열 행렬이 1 개인 경우만 설명하였으나, 이하 하나의 블록에 여러 개의 순환 순열 행렬이 포함된 경우에도 동일한 발명을 적용할 수 있다. 예를 들어 다음 수학식 5와 같이 하나의 i 번째 행 블록 및 j 번째 열 블록의 위치에 2 개의 순환 순열 행렬

의 합으로 포함되어 있을 때, 그 지수 행렬은 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다. 상기 수학식 6을 살펴보면, 상기 복수 개의 순환 순열 행렬 합이 포함된 행 블록 및 열 블록에 대응되는 i 번째 행 및 j 번째 열에 2 개의 정수가 대응되는 행렬임을 알 수 있다.

[수학식 5]

[수학식 6]

상기 실시 예와 같이 일반적으로 QC-LDPC 부호는 패리티 검사행렬에서 하나의 행 블록 및 열 블록에 복수 개의 순환 순열 행렬이 대응될 수 있으나 본 발명에서는 편의상 하나의 블록에 하나의 순환 순열 행렬이 대응되는 경우에 대해서만 설명하지만, 발명의 요지는 그에 한정되지 않는다. 참고로 이와 같이 하나의 행 블록 및 열 블록에 복수 개의 순환 순열 행렬이 중복되어 있는

크기의 행렬을 순환 행렬(circulant matrix 또는 circulant)이라 한다.

한편, 상기 수학식 5 및 수학식 6의 패리티 검사 행렬 및 지수 행렬에 대한 모행렬 또는 기본행렬은 상기 수학식 3에서 사용된 정의와 유사하게 각 순환 순열 행렬 및 0-행렬을 각각 1과 0으로 치환(replace)하여 얻은 이진(binary) 행렬을 의미하는데, 하나의 블록에 포함된 복수 개의 순환 순열 행렬의 합 (즉, 순환 행렬) 또한 단순히 1로 치환한다.

LDPC 부호의 성능은 패리티 검사 행렬에 따라 결정되기 때문에 우수한 성능을 갖는 LDPC 부호를 위해 패리티 검사 행렬을 설계하는 것이 필요하다. 또한 다양한 입력 길이와 부호율을 지원할 수 있는 LDPC 부호화 또는 복호화 방법이 필요하다.

리프팅(Lifting)은 QC-LDPC 부호의 효율적인 설계를 위해서 사용될 뿐만 아니라, 주어진 지수 행렬로부터 다양한 길이의 패리티 검사 행렬을 생성하거나 LDPC 부호어를 생성하기 위해서 사용되는 방법을 의미한다. 즉, 상기 리프팅은 주어진 작은 모행렬로부터 순환 순열 행렬 또는 0-행렬의 크기를 결정하는 L 값을 특정한 규칙에 따라 설정함으로써 효율적으로 매우 큰 패리티 검사 행렬을 설계하는데 적용하거나, 주어진 지수 행렬 또는 그에 대응되는 수열에 적절한 L 값을 적용함으로써 다양한 길이의 패리티 검사 행렬을 생성하거나 LDPC 부호어를 생성하는 방법을 의미한다.

기존 리프팅 방법과 이렇게 리프팅을 통해 설계된 QC-LDPC 부호의 특징을 다음과 같은 참조문헌 [Myung2006]을 참고하여 간단히 설명한다.

Reference [Myung2006]

S. Myung, K. Yang, and Y. Kim, "Lifting Methods for Quasi-Cyclic LDPC Codes," IEEE Communications Letters. vol. 10, pp. 489-491, June 2006.

먼저 LDPC 부호 C0가 주어져 있을 때 리프팅 방법을 통해 설계될 S개의 QC-LDPC 부호를 C₁, ..., C_S라 하고, 상기 각 QC-LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 행 블록 및 열 블록의 크기에 해당하는 값은 L_k라 한다. 여기서 C₀는 C₁, ..., C_S 부호의 모행렬을 패리티 검사 행렬로 가지는 가장 작은 LDPC 부호에 해당하며 행 블록 및 열 블록의 크기에 해당하는 L₀ 값은 1이다. 또, 편의상 각 부호 C_k의 패리티 검사 행렬

는

크기의 지수 행렬

을 가지며 각 지수

들은 {-1, 0, 1, 2, ..., L_k - 1} 값 중에 하나로 선택된다.

기존 리프팅 방법은 C₀ -> C₁ ->...-> C_S와 같은 단계로 이루어지며 L_k ₊₁ = q_k+1L_k (q_k ₊₁은 양의 정수, k=0,1,..., S-1)와 같은 조건을 만족하는 특징을 가진다. 또한 리프팅 과정의 특성에 의해 C_s의 패리티 검사 행렬

만 저장하고 있으면 리프팅 방식에 따라 다음 수학식 7을 이용하여 상기 QC-LDPC 부호 C₀, C₁, ..., C_S를 모두 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

또는

[수학식 8]

이와 같이 C₀로부터 보다 큰 QC-LDPC 부호 C₁, ..., C_S 등을 설계하는 방법 뿐만 아니라 큰 부호 C_k로부터 수학식 7 또는 수학식 8과 같이 적절한 방법을 이용하여 작은 부호 C_i(i=k-1, k-2, … 1, 0)를 생성하는 방법을 리프팅이라 부른다.

상기 수학식 7 또는 수학식 8의 리프팅 방식은 각 QC-LDPC 부호 C_k의 패리티 검사 행렬에서 행 블록 또는 열 블록의 크기에 해당하는 L_k 들이 서로 배수(multiple) 관계를 가지게 되어, 지수 행렬 또한 특정 방식에 의해 선택된다. 이와 같은 기존 리프팅 방식은 리프팅을 통해 설계된 각 패리티 검사 행렬의 대수적 또는 그래프 특성을 좋게 하여 오류 마루(error floor) 특성을 개선한 QC-LDPC 부호를 쉽게 설계할 수 있게 돕는다.

하지만, 각 L_k 값들이 서로 배수 관계에 있기 때문에 각 부호의 길이가 크게 제한되는 단점이 있다. 예를 들어 각 L_k 값들에 대해 L_k ₊₁ = 2*L_k와 같은 최소한의 리프팅 방식을 적용하였다고 가정시, 이 경우 각 QC-LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 크기는

을 가질 수 있다. 즉, 리프팅을 10 단계 적용할 경우(S=10) 패리티 검사 행렬의 크기는 총 10 가지를 생성할 수 있으며, 이는 곧 10 가지 종류의 길이를 가지는 QC-LDPC 부호를 지원할 수 있음을 의미한다.

이와 같은 이유로 다양한 길이를 지원하는 QC-LDPC 부호를 설계하는데 있어서 기존 리프팅 방식은 다소 불리한 특성을 가지고 있다. 하지만, 통상적으로 사용되는 통신 시스템에서는 다양한 형태의 데이터 전송을 고려하여 매우 높은 수준의 길이 호환성(length compatibility)을 요구하게 된다. 이러한 이유로 기존 리프팅 방식에 기반한 LDPC 부호화 기법은 통신 시스템에서 적용하기 어려운 문제점이 있다.

이와 같은 문제를 해결하기 위하여 본 발명에서는 다음과 같은 리프팅 방법을 이용한다.

일반적으로 리프팅은 도 4의 지수 행렬을 다양한 L 값에 대해 그 원소들의 값들을 변경하여 LDPC 부호화 및 복호화에 사용하는 것으로 생각할 수도 있다. 예를 들어, 상기 도 4의 지수 행렬을

라 하고, L 값에 따라 변환된 지수 행렬을

이라 할 때 일반적으로 다음과 수학식 9와 같은 변환식을 적용할 수 있다.

[수학식 9]

상기 수학식 9에서

는 다양한 형태로 정의할 수 있는데 예를 들면 모듈로(modulo) 연산에 기반하여 간단히 f(x, L) = x (mod L)를 적용할 수도 있으며, 다음 수학식 10과 같은 다양한 함수를 정의하여 사용할 수도 있다.

[수학식 10]

상기 수학식 10에서 mod(a,b)는 a에 대한 모듈로-b 연산을 의미하며, D는 사전에 정의된 양의 정수인 상수를 의미한다.

참고로 상기 수학식 9의 변환식에서 변환식 f를 적용하는 기준을 편의상 0으로 나타내었으나 그 기준 값은 지원하고자 하는 블록 크기 L 값에 따라 다르게 설정할 수 있다.

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치 블록 구성도이다.

구체적으로, 도 4과 같이, 송신 장치(400)는 가변 길이 입력 비트들을 처리하기 위해, 세그멘터이션부(410), 제로 패딩부(420), LDPC 부호화부(430), 레이트 매칭부(440), 변조부(450) 등을 포함할 수 있다. 레이트 매칭부(440)은 인터리버(441) 및 천공 (puncturing)/리피티션(repetition)/제로 제거부(442) 등을 포함할 수 있다.

여기에서, 도 4에 도시된 구성 요소는, 가변 길이 입력 비트들에 대한 부호화 및 변조를 수행하는 구성 요소로서, 이는 일 예일 뿐이며, 경우에 따라 도 4에 도시된 구성요소 중 일부는 생략 또는 변경될 수 있고, 다른 구성요소가 더 추가될 수도 있다.

한편, 송신 장치(400)는 필요한 파라미터(가령, 입력 비트 길이, ModCod(modulation and code rate), 제로 패딩 (또는 단축)을 위한 파라미터, LDPC 부호의 부호율/부호어 길이, 인터리빙(interleaving)을 위한 파라미터, 리피티션(repetition) 및 펑처링(puncturing) 등을 위한 파라미터 및 변조 방식 등)를 결정하고, 결정된 파라미터를 기초로 부호화하여 수신 장치(500)로 전송할 수 있다.

입력 비트들의 수가 가변적이라는 점에서, 입력 비트들의 수가 기설정된 값보다 큰 경우, 기설정된 값 이하의 길이를 갖도록 세그먼테이션 될 수 있다. 또한 세그먼트된 블록 각각은 하나의 LDPC 코딩된 블록에 대응될 수 있다. 다만, 입력 비트들의 수가 기 설정된 값보다 작거나 같은 경우, 세그먼테이션 되지 않는다. 입력 비트들은 하나의 LDPC 코딩된 블록에 대응될 수 있다.

한편, 송신 장치(400)는 부호화, 인터리빙 및 변조에 이용되는 각종 파라미터를 기저장하고 있을 수 있다. 여기에서, 부호화에 이용되는 파라미터는 LDPC 부호의 부호율, 부호어 길이, 패리티 검사 행렬에 대한 정보가 될 수 있다. 그리고, 인터리빙에 이용되는 파리미터는 인터리빙 룰에 대한 정보가 될 수 있으며, 변조에 이용되는 파리미터는 변조 방식에 대한 정보가 될 수 있다. 또한 펑처링에 관한 정보는 펑처링 길이가 될 수 있다. 또한 리피티션에 관한 정보는 리피티션 길이가 될 수 있다. 상기 패리티 검사 행렬에 대한 정보는 본 발명에서 제시하는 패리티 행렬을 사용할 경우 순환 행렬의 지수 값을 저장 할 수 있다.

이 경우, 송신 장치(400)를 구성하는 각 구성 요소를 이러한 파라미터를 이용하여 동작을 수행할 수 있다.

한편, 도시하지 않았지만 경우에 따라 송신 장치(400)는 송신 장치(400)의 동작을 제어하기 위한 제어부(미도시)를 더 포함할 수도 있다. 따라서, 상술한 송신 장치의 동작 및 본 발명에서 설명하는 송신 장치의 동작은 제어부에 의해 제어될 수 있으며, 본 발명의 제어부는 회로 또는 어플리케이션 특정 통합 회로 또는 적어도 하나의 프로세서라고 정의될 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 수신 장치 블록 구성도이다.

구체적으로, 도 5와 같이, 수신 장치(500)는 가변 길이 정보들을 처리하기 위해, 복조부(510), 레이트 디매칭부(520), LDPC 복호화부(530), 제로 제거부(540) 및 디세그멘테이이션부(550) 등을 포함할 수 있다. 레이트 디매칭부(520)는 LLR(log likelihood ratio) 삽입부(522), LLR 컴바이너(523), 디인터리버(524) 등을 포함할 수 있다.

여기에서, 도 5에 도시된 구성요소는, 도 5에 도시된 구성요소에 대응되는 기능을 수행하는 구성요소로서, 이는 일 예일 뿐이고 경우에 따라 일부는 생략 또는 변경될 수 있고, 다른 구성요소가 더 추가될 수도 있다.

본 발명에서의 패리티 검사 행렬은 메모리를 이용하여 독출할 수도 있고, 송신 장치 또는 수신 장치에서 사전에 주어질 수도 있고, 송신 장치 또는 수신 장치에서 직접 생성될 수도 있다. 또한 송신 장치는 상기 패리티 검사 행렬에 대응되는 수열 또는 지수 행렬 등을 저장 또는 생성하여 부호화에 적용할 수 있다. 마찬가지로 수신 장치에서도 상기 패리티 검사 행렬에 대응되는 수열 또는 지수 행렬 등을 저장 또는 생성하여 복호화에 적용될 수 있음은 물론이다.

이하에서는 도 5를 기반으로 수신기 동작에 대한 구체적인 설명을 하도록 한다.

복조부(510)는 송신 장치(400)로부터 수신된 신호를 복조한다.

구체적으로, 복조부(510)는 송신 장치(400)의 변조부(450)에 대응되는 구성요소로, 송신 장치(400)로부터 수신된 신호를 복조하여, 송신 장치(400)에서 전송한 비트들에 대응되는 값들을 생성할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)에서 모드에 따라 변조한 변조 방식에 대한 정보를 기저장할 수 있다. 이에 따라, 복조부(510)는 모드에 따라 송신 장치(400)로부터 수신된 신호를 복조하여, LDPC 코드워드 비트들에 대응되는 값들을 생성할 수 있다.

한편, 송신 장치(400)에서 전송한 비트들에 대응되는 값은 LLR(Log Likelihood Ratio) 값일 수 있다.

구체적으로, LLR 값은 송신 장치(400)에서 전송한 비트가 0일 확률과 1일 확률의 비율에 Log를 취한 값으로 나타낼 수 있다. 또는, LLR 값은 비트 값 자체가 될 수 있으며, 또한, LLR 값은 송신 장치(400)에서 전송한 비트가 0 또는 1일 확률이 속하는 구간에 따라 결정된 대표 값이 될 수도 있다.

상기 복조부(510)는 LLR 값에 대한 멀티플렉싱(미도시)을 수행하는 과정을 포함한다. 구체적으로, 송신 장치(400)의 비트 디먹스(미도시)에 대응되는 구성요소로, 비트 디먹스(미도시)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)가 디멀티플렉싱 및 블록 인터리빙을 위해 이용하였던 파라미터에 대한 정보를 기저장하고 있을 수 있다. 이에 따라, 먹스(미도시)는 셀 워드에 대응되는 LLR 값에 대해 비트 디먹스(미도시)에서 수행된 디멀티플렉싱 및 블록 인터리빙 동작을 역으로 수행하여, 셀 워드에 대응되는 LLR 값을 비트 단위로 멀티플렉싱할 수 있다.

레이트 디매칭부(520)은 복조부(510)로부터 출력되는 LLR 값에 LLR 값을 삽입할 수 있다. 이 경우, 레이트 디매칭부(520)는 복조부(510)로부터 출력되는 LLR 값들의 사이에 미리 약속된 LLR 값들을 삽입할 수 있다.

구체적으로, 레이트 디매칭부(520)는 송신 장치(400)의 레이트 매칭부(440)에 대응되는 구성요소로, 인터리버(441), 제로 제거 및 펑처링/리피티션/제로 제거부(442)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다.

먼저, 레이트 디매칭부(520)는 상기 송신기의 인터리버(441)에 상응하도록 디인터리빙 하도록 한다. 디인터리버(524)의 출력 값들은 LLR 삽입부(522)에서 LDPC 코드워드에서 제로 비트들이 패딩되었던 위치에 제로 비트들에 대응되는 LLR 값을 삽입할 수 있다. 이 경우, 패딩되었던 제로 비트들 즉, 쇼트닝된 제로 비트들에 대응되는 LLR 값은 ∞ 또는 -∞가 될 수 있다. 하지만, ∞ 또는 -∞는 이론적인 값이며, 실질적으로는 수신 장치(500)에서 이용되는 LLR 값의 최대값 또는 최소값이 될 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)가 제로 비트들을 패딩하기 위해 이용하였던 파라미터에 대한 정보를 기저장하고 있을 수 있다. 이에 따라, 레이트 디매칭부(520)는 LDPC 코드워드에서 제로 비트들이 패딩되었던 위치를 판단하고, 해당 위치에 쇼트닝된 제로 비트들에 대응되는 LLR 값을 삽입할 수 있다.

또한, 레이트 디매칭부(520)의 LLR 삽입부(522)에서는 LDPC 코드워드에서 펑처링된 비트들의 위치에 펑처링된 비트들에 대응되는 LLR 값을 삽입할 수 있다. 이 경우, 펑처링된 비트들에 대응되는 LLR 값은 0이 될 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)에서 펑처링을 위해 이용한 파라미터에 대한 정보를 기저장할 수 있다. 이에 따라, LLR 삽입부(522)는 LDPC 패리티 비트들이 펑처링된 위치에 그에 대응되는 LLR 값을 삽입할 수 있다.

LLR 컴바이너(523)는 LLR 삽입부(522) 및 복조부(510)에서 출력되는 LLR 값을 컴바인 즉, 합산할 수 있다. 구체적으로, LLR 컴바이너(523)는 송신 장치(400)의 펑처링/리피티션/제로 제거부(442)에 대응되는 구성요소로, 리피티션부(442)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다. 먼저, LLR 컴바이너(523)는 리피티션된 비트들에 대응되는 LLR 값을 다른 LLR 값과 컴바인할 수 있다. 여기에서, 다른 LLR 값은 송신 장치(400)에서 리피티션된 비트들 생성에 기초가 된 비트들 즉, 리피티션 대상으로 선택되었던 LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값일 수 있다.

즉, 상술한 바와 같이, 송신 장치(400)는 LDPC 패리티 비트들에서 비트들을 선택하고, 이들을 LDPC 정보어 비트들 및 LDPC 패리티 비트들 사이에서 리피티션시켜 수신 장치(500)로 전송하게 된다.

이에 따라, LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값은 리피티션된 LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값 및 리피티션되지 않은 LDPC 패리티 비트들 즉, 부호화에 의해 생성된 LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값으로 구성될 수 있다. 따라서, LLR 컴바이너(523)는 동일한 LDPC 패리티 비트들에 LLR 값들을 컴바인할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)에서 리피티션을 위해 이용한 파라미터에 대한 정보를 기저장할 수 있다. 이에 따라, LLR 컴바이너(523)는 리피티션된 LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값을 판단하고, 이를 리피티션의 기초가 된 LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값과 컴바인할 수 있다.

또한, LLR 컴바이너(523)는 재전송 혹은 IR(Increment Redundancy)된 비트들에 대응되는 LLR 값을 다른 LLR 값과 컴바인할 수 있다. 여기에서, 다른 LLR 값은 송신 장치(400)에서 재전송 혹은 IR된 비트들 생성에 기초가 된 LDPC 부호어 비트들 생성을 위해 선택되었던 비트들에 대한 LLR 값일 수 있다.

즉, 상술한 바와 같이, 송신 장치(400)는 HARQ를 위하여 NACK이 발생할 경우 부호어 비트들중 일부 비트들 혹은 모든 비트들을 수신 장치(500)로 전송할 수 있다.

이에 따라, LLR 컴바이너(523)는 재전송 혹은 IR을 통해 수신된 비트들에 대한 LLR 값을 이전 부호어 또는 프레임(frame)을 통해 수신되는 LDPC 코드워드 비트들에 대한 LLR 값과 컴바인할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)에서 재전송 혹은 IR비트들 생성을 위해 이용한 파라미터에 대한 정보를 기저장할 수 있다. 이에 따라, LLR 컴바이너(523)는 재전송 혹은 IR비트들의 수에 대한 LLR 값을 판단하고, 이를 재전송 비트들의 생성에 기초가 된 LDPC 패리티 비트들에 대한 LLR 값과 컴바인할 수 있다.

디인터리버(524)는 LLR 컴바이너(523)에서 출력되는 LLR 값을 디인터리빙 할 수 있다.

구체적으로, 디인터리버부(524)는 송신 장치(400)의 인터리버(441)에 대응되는 구성요소로, 인터리버(441)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)가 인터리빙을 위해 이용하였던 파라미터에 대한 정보를 기저장하고 있을 수 있다. 이에 따라, 디인터리버(524)는 LDPC 코드워드 비트들에 대응되는 LLR 값에 대해 인터리버(441)에서 수행된 인터리빙 동작을 역으로 수행하여, LDPC 코드워드 비트들에 대응되는 LLR 값을 디인터리빙 할 수 있다.

LDPC 복호화부(530)는 레이트 디매칭부(520)에서 출력되는 LLR 값에 기초하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다.

구체적으로, LDPC 복호화부(530)는 송신 장치(400)의 LDPC 부호화부(430)에 대응되는 구성요소로, LDPC 부호화부(430)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)에서 모드에 따라 LDPC 부호화를 수행하기 위해 이용하였던 파라미터에 대한 정보를 기저장하고 있을 수 있다. 이에 따라, LDPC 복호화부(530)는 모드에 따라 레이트 디매칭부(520)에서 출력되는 LLR 값에 기초하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다.

예를 들어, LDPC 복호화부(530)는 합곱 알고리즘에 기반한 반복 복호 방식에 기초하여 레이트 디매칭부(520)에서 출력되는 LLR 값에 기초하여 LDPC 복호화를 수행하고, LDPC 복호화에 따라 에러가 정정된 비트들을 출력할 수 있다.

제로 제거부(540)는 LDPC 복호화부(530)에서 출력되는 비트들에서 제로 비트들을 제거할 수 있다.

구체적으로, 제로 제거부(540)는 송신 장치(400)의 제로 패딩부(420)에 대응되는 구성요소로, 제로 패딩부(420)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)에서 제로 비트들을 패딩하기 위해 이용하였던 파라미터에 대한 정보를 기저장하고 있을 수 있다. 이에 따라, 제로 제거부(540)는 LDPC 복호화부(530)에서 출력되는 비트들에서 제로 패딩부(420)에서 패딩되었던 제로 비트들을 제거할 수 있다.

디세그먼테이션부(550)는 송신 장치(400)의 세그먼테이션부(410)에 대응되는 구성요소로, 세그먼테이션부(410)에 대응되는 동작을 수행할 수 있다.

이를 위해, 수신 장치(500)는 송신 장치(400)가 세그먼테이션을 위해 이용하였던 파라미터에 대한 정보를 기저장하고 있을 수 있다. 이에 따라, 디세그먼테이션부(550)는 제로 제거부(540)에서 출력되는 비트들 즉, 가변 길이 입력 비트들에 대한 세그먼트들을 결합하여, 세그먼테이션 전의 비트들을 복원할 수 있다.

한편, 도시하지 않았지만 경우에 따라 수신 장치(500)는 수신 장치(500)의 동작을 제어하기 위한 제어부(미도시)를 더 포함할 수도 있다. 따라서, 상술한 송신 장치의 동작 및 본 발명에서 설명하는 수신 장치의 동작은 제어부에 의해 제어될 수 있으며, 본 발명의 제어부는 회로 또는 어플리케이션 특정 통합 회로 또는 적어도 하나의 프로세서라고 정의될 수 있다.

한편, LDPC 부호는 도 2에서 나열한 이분 그래프 상에서 합곱 알고리즘에 기반한 반복 복호 알고리즘을 사용하여 복호할 수 있으며, 합곱 알고리즘은 메시지 패싱 알고리즘의 일종이다.

이하에서는, 도 6a, b를 참조하여 LDPC 복호화 시 일반적으로 사용되는 메시지 패싱 동작에 대해서 설명하기로 한다.

도 6a, 6b는 LDPC 복호화를 위해 임의의 검사 노드와 변수 노드에서 메시지 패싱 동작을 나타낸다.

도 6a에는 검사 노드 m(600)과 검사 노드 m(600)에 연결되는 다수의 변수 노드들(610, 620, 630, 640)이 도시되어 있다. 또한, 도시되어 있는 Tn',m은 변수 노드 n'(610)에서 검사 노드 m(600)으로 패싱되는 메시지를 나타내며, En,m은 검사 노드 m(600)에서 변수 노드 n(630)으로 패싱되는 메시지를 나타낸다. 여기서, 검사 노드 m(600)에 연결되어 있는 모든 변수 노드들의 집합을 N(m)이라고 정의하고, N(m)에서 변수 노드 n(630)을 제외한 집합을 N(m)＼n이라고 정의하기로 한다.

이 경우, 합곱 알고리즘에 기반한 메시지 업데이트(update) 규칙은 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 11]

여기에서, Sign(E_n _,m)은 메시지 E_n _,m의 부호(sign)를 나타내고,

은 메시지 E_n _,m의 크기(magnitude)를 나타낸다. 한편, 함수

는 하기의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 12]

한편, 도 6b에는 변수 노드 x(650)과 변수 노드 x(650)에 연결되는 다수의 검사 노드들(660, 670, 680, 690)이 도시되어 있다. 또한, 도시되어 있는 E_y' _,x은 검사 노드 y'(660)에서 변수 노드 x(650)로 패싱되는 메시지를 나타내며, T_y _,x은 변수 노드 x(650)에서 변수 노드 y(680)로 패싱되는 메시지를 나타낸다. 여기서, 변수 노드 x(650)에 연결되어 있는 모든 변수 노드들의 집합을 M(x)이라고 정의하고, M(x)에서 검사 노드 y(680)을 제외한 집합을 M(x)＼y라고 정의하기로 한다. 이 경우, 합곱 알고리즘에 기반한 메시지 업데이트(update) 규칙은 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 13]

여기에서, E_x는 변수 노드 x의 초기 메시지 값을 의미한다.

또한, 노드 x의 비트 값을 판정할 경우에는 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 14]

이 경우, P_x값에 따라 노드 x에 대응하는 부호화 비트를 판정할 수 있다.

도 6a 및 6b에서 상술한 방식은 일반적인 복호화 방법이라는 점에서 더 이상 구체적인 설명은 생략하도록 한다. 다만, 도 6a, b에서 설명한 방법 외에도 변수 노드와 검사 노드에서의 패싱되는 메시지 값을 결정하는 데 있어 다른 방법이 적용될 수도 있고, 이와 관련된 상세한 설명은 『Frank R. Kschischang, Brendan J. Frey, and Hans-Andrea Loeliger, "Factor Graphs and the Sum-Product Algorithm," IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, VOL. 47, NO. 2, FEBRUARY 2001, pp498-519)』를 참고하기로 한다.

도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 LDPC 부호화부의 세부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.

K_ldpc 개의 비트들은 LDPC 부호화부(700)를 위한 K_ldpc 개의 LDPC 정보어 비트들 I=(i₀,i₁,...,

)을 구성할 수 있다. LDPC 부호화부(700)는 K_ldpc 개의 LDPC 정보어 비트들을 시스테매틱하게 LDPC 부호화하여, N_ldpc 개의 비트들로 구성된 LDPC 코드워드

=(c₀,c₁,..., c_Nldpc _-1)=(i₀,i₁,..., i_Kldpc _-1,p₀,p₁,...,p_Nldpc _- _Kldpc _-1)를 생성할 수 있다.

상기 수학식 1에서 서술한 바와 같이 상기 LDPC 코드워드와 패리티 검사 행렬의 곱이 제로 벡터가 되도록 부호어를 결정하는 과정을 포함한다.

도 7에 따르면, 부호화 장치(700)는 LDPC 부호화부(710)를 포함한다. 이 때, 부호화 장치(700)는 도 4에서 설명한 송신 장치와 동일하게 구성될 수 있다. 또는, 부호화 장치(700)는 송신 장치의 구성 중 일부의 구성을 더 포함하거나 일부의 구성을 포함하지 않을 수 있다. LDPC 부호화부(710)는 패리티 검사 행렬 또는 그에 대응되는 지수행렬 또는 수열에 기초하여 입력 비트들에 대해 LDPC 부호화를 수행하여 LDPC 부호어를 생성할 수 있다. 이 경우, LDPC 부호화부(710)는 부호율(즉, LDPC 부호의 부호율)에 따라 서로 다르게 정의된 패리티 검사 행렬을 이용하여 LDPC 부호화를 수행할 수 있다.

한편, 부호화 장치(700)는 LDPC 부호의 부호율, 부호어 길이, 패리티 검사 행렬에 대한 정보를 기저장하기 위한 메모리(미도시)를 더 포함할 수 있으며, LDPC 부호화부(710)는 이러한 정보를 이용하여 LDPC 부호화를 수행할 수 있다. 상기 패리티 검사 행렬에 대한 정보는 본 발명에서 제시하는 패리티 행렬을 사용할 경우 순환 행렬의 지수 값에 대한 정보를 저장 할 수 있다.

도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 복호화 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.

도 8에 따르면, 복호화 장치(800)는 LDPC 복호화부(810)를 포함할 수 있다. 이 때, 복호화 장치(800)는 도 5에서 설명한 수신 장치와 동일하게 구성될 수 있다. 또는, 복호화 장치(800)는 송신 장치의 구성 중 일부의 구성을 더 포함하거나 일부의 구성을 포함하지 않을 수 있다.

LDPC 복호화부(810)는 패리티 검사 행렬 또는 그에 대응되는 지수 행렬 또는 수열 에 기초하여 LDPC 부호어에 대해LDPC 복호화를 수행한다.

예를 들어, LDPC 복호화부(810)는 반복 복호 알고리즘을 통해 LDPC 부호어 비트들에 대응되는 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 패싱하여 LDPC 복호화를 수행하여 정보어 비트들을 생성할 수 있다.

여기에서, LLR 값은 LDPC 부호어 비트들에 대응되는 채널 값으로, 다양한 방법으로 표현될 수 있다.

예를 들어, LLR 값은 송신 측에서 채널을 통해 전송한 비트가 0일 확률과 1일 확률의 비율에 Log를 취한 값으로 나타낼 수 있다. 또한, LLR 값은 경판정에 따라 결정된 비트 값 자체가 될 수 있으며, 송신 측에서 에서 전송한 비트가 0 또는 1일 확률이 속하는 구간에 따라 결정된 대표 값이 될 수도 있다.

이 경우, 송신 측은 도 7과 같은 LDPC 부호화부(710)를 이용하여 LDPC 부호어를 생성할 수 있다.

이 경우, LDPC 복호화부(810)는 부호율(즉, LDPC 부호의 부호율)에 따라 서로 다르게 정의된 패리티 검사 행렬을 이용하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다.

도 9은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 LDPC 복호화부 구조도를 나타낸다.

한편, 상술한 바와 같이 LDPC 복호화부(810)는 반복 복호 알고리즘을 사용하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있으며, 이 경우, LDPC 복호화부(810)는 도 9와 같은 구조로 구성될 수 있다. 다만, 반복 복호 알고리즘의 경우 이미 공지된 사항이라는 점에서, 도 9에 도시된 세부 구성 역시 일 예일 뿐이다.

도 9에 따르면, 복호화 장치(900)는 입력 처리기(901), 메모리(902), 변수노드 연산기(904), 제어기(906), 검사노드 연산기(908) 및 출력 처리기(910) 등을 포함한다.

입력 처리기(901)는 입력되는 값을 저장한다. 구체적으로, 입력 처리기(901)는 무선 채널을 통해 수신되는 수신 신호의 LLR 값을 저장할 수 있다.

제어기(904)는 무선 채널을 통해 수신되는 수신 신호의 블록의 크기(즉, 부호어의 길이), 부호율에 대응되는 패리티 검사 행렬을 기반으로 하여 변수 노드 연산기(904)에 입력되는 값의 개수 및 메모리(902)에서의 주소 값, 검사 노드 연산기(908)에 입력되는 값의 개수 및 메모리(902)에서의 주소 값 등을 결정한다.

메모리(902)는 변수 노드 연산기(904)와 검사 노드 연산기(908)의 입력 데이터 및 출력 데이터를 저장한다.

변수 노드 연산기(904)는 제어기(906)에서 입력받은 입력 데이터의 주소 정보 및 입력 데이터의 개수 정보에 따라 메모리(902)에서 데이터들을 입력 받아 변수 노드 연산을 한다. 이후, 변수 노드 연산기(904)는 제어기(906)에서 입력 받은 출력 데이터의 주소 정보 및 출력 데이터의 개수 정보에 기초하여 변수 노드 연산 결과들을 메모리(902)에 저장한다. 또한, 변수 노드 연산기(904)에서는 입력 처리기(901)와 메모리(902)에서 입력 받은 데이터를 기반으로 하여 변수 노드 연산 결과를 출력 처리기(910)에 입력한다. 여기에서, 변수 노드 연산은 도 6를 기반으로 상술한 바 있다.

검사 노드 연산기(908)는 제어기(906)에서 입력받은 입력 데이터의 주소 정보 및 입력 데이터의 개수 정보에 기초하여 메모리(902)에서 데이터들을 입력받아 검사 노드 연산을 한다. 이후, 검사 노드 연산기(908)는 제어기(906)에서 입력받은 출력 데이터의 주소 정보 및 출력 데이터의 개수 정보에 기초하여 변수 노드 연산 결과들을 메모리(902)에 저장한다. 여기에서, 검사 노드 연산은 도 6을 기반으로 상술한 바 있다.

출력 처리기(910)는 변수 노드 연산기(904)로부터 입력받은 데이터를 기반으로 하여 송신 측의 부호어의 정보어 비트들이 0이었는지 1이었는지 경판정한 후, 그 경판정 결과를 출력하게 되고, 출력 처리기(910)의 출력 값이 최종적으로 복호화된 값이 되는 것이다. 이 경우, 도 6에서 하나의 변수 노드로 입력되는 모든 메시지 값(초기 메시지 값과 검사 노드로부터 입력되는 모든 메시지 값들)을 더한 값을 기반으로 경판정 할 수 있다.

한편, 복호화 장치(900)는 LDPC 부호의 부호율, 부호어 길이, 패리티 검사 행렬에 대한 정보를 기저장하기 위한 메모리(미도시)를 더 포함할 수 있으며, LDPC 복호화부(810)는 이러한 정보를 이용하여 LDPC 부호화를 수행할 수 있다. 하지만, 이는 일 예일 뿐, 해당 정보들은 송신 측으로부터 제공될 수도 있다.

도 10는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 전송 블록 구조도이다.

도 10를 참조하면, <Null> bit들을 세그먼트된 길이가 동일하도록 하기 위해 추가할 수 도 있다.

또한 <Null> bit들을 LDPC 부호의 정보 길이를 맞추기 위해 추가할 수도 있다.

이상에서는 다양한 길이의 LDPC 부호를 지원하는 통신 및 방송 시스템에 있어서, QC-LDPC 부호에 기반하여 다양한 블록 크기를 적용하는 방법에 대해서 살펴보았다. 다음으로는 상기 제안된 방법에서 부호화 성능을 더 개선하는 방법에 대해서 제안한다.

일반적으로 만일 수학식 9 및 수학식 10에서 설명한 리프팅 방법처럼 하나의 LDPC 지수 행렬 또는 수열 등으로부터 매우 다양한 블록 크기 L에 대해 적절히 수열을 변환하여 사용할 경우에는 시스템 구현 시에 1개 또는 적은 개수의 수열에 대해서만 구현하면 되기 때문에 많은 이점이 있다. 하지만, 지원하고자 하는 블록 크기의 종류가 많아질수록 모든 블록 크기에 대해 성능이 좋은 LDPC 부호를 설계하는 것은 매우 어려운 문제이다.

본 발명에서는 정해진 2개의 기본 행렬 상에서 각각의 기본 행렬에 대응되는 복수개의 지수 행렬(또는 LDPC 수열)을 이용한 LDPC 부호화/복호화 방법 및 장치에 대해서 제안한다. 기본 행렬은 2개로 고정되어 있으며, 상기 기본 행렬 상에서 정의된 LDPC 부호의 지수 행렬 또는 수열로부터 각 블록 크기 그룹에 포함된 블록 크기에 맞게 리프팅을 적용함으로써 가변 길이의 LDPC 부호화 및 복호화를 수행한다. 이러한 방식은 복수개의 LDPC 부호의 지수 행렬 또는 LDPC 수열을 구성하는 원소 또는 숫자들은 서로 다른 값을 가질 수 있지만, 해당 원소 또는 숫자들의 위치는 정확히 기본 행렬들에 따라 한정되는 특징을 가진다.

이와 같이 지수 행렬 또는 LDPC 수열들은 각각 순환 순열 행렬의 지수, 즉, 비트들에 대한 일종의 순환 시프트(circular shift) 값을 의미하는데, 원소 또는 숫자들의 위치를 모두 동일하게 설정함으로써 해당 순환 순열 행렬에 대응되는 비트들의 위치를 파악하기가 용이하다. 참고로 본 발명에서 제안하는 지수 행렬 또는 LDPC 수열은 블록 크기(Z)에 대응되는 비트들의 순환 시프트 값에 대응되기 때문에 시프트 행렬 (shift matrix) 또는 시프트 값 행렬(shift value matrix) 또는 시프트 수열 (shift sequence) 또는 시프트 값 수열 (shift value sequence) 등과 같이 다양하게 명명할 수 있다.

또한 본 발명에서는 LDPC 부호의 정보어 길이 또는 부호율에 따라 상기 2개의 기본 행렬을 적절히 선택하여 시스템에 적용함으로써 성능을 개선 방법을 제안한다. 기본 행렬이 2개인 경우에는 시스템의 복잡도는 다소 높아지지만 부호화 성능을 크게 개선할 수 있는 장점이 있어 서로 상호 보완(trade-off) 관계에 있다.

통상적으로 LDPC 부호는 모든 길이 및 부호율에 대해 1개의 기본 행렬에 기반하여 최적화하는 것이 어렵기 때문에 다소 복잡도는 증가하더라도 2개 이상의 기본 행렬들과 그것들에 기반한 지수 행렬들을 이용하여 다양한 길이 및 부호율에 대해 안정적이고 좋은 성능을 지원하는 부호화 및 복호화 방법 및 장치를 구현할 수 있다.

보다 구체적인 설명을 위해 지원하고자 하는 블록 크기(Z)를 다음 수학식 15와 같이 복수 개의 블록 크기 그룹 (또는 집합)으로 구분할 수 있다. 상기 블록 크기(Z)는 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에서 순환 순열 행렬 또는 순환 행렬의 크기 ZxZ에 대응되는 값을 의미할 수 있다.

[수학식 15]

Z1 = {2, 4, 8, 16, 32, 64, 128, 256}

Z2 = {3, 6, 12, 24, 48, 96, 192, 384}

Z3 = {5, 10, 20, 40, 80, 160, 320}

Z4 = {7, 14, 28, 56, 112, 224}

Z5 = {9, 18, 36, 72, 144, 288}

Z6 = {11, 22, 44, 88, 176, 352}

Z7 = {13, 26, 52, 104, 208}

Z8 = {15, 30, 60, 120, 240}

상술한 바와 같이 본 발명에서는 정해진 2개의 기본 행렬 상에서 각각의 기본 행렬에 대응되는 복수개의 지수 행렬(또는 LDPC 수열)을 이용한 LDPC 부호화/복호화 방법 및 장치에 대해서 제안한다.

상기 수학식 15는 일례일 뿐이며, 상기 수학식 15의 블록 크기 그룹에 포함된 모든 블록 크기(Z) 값을 사용할 수도 있으며, 다음 수학식 16과 같이 적절한 수학식 15의 블록 크기 그룹의 부분 집합에 포함되는 블록 크기 값을 사용할 수도 있으며, 상기 수학식 15 또는 수학식 16의 블록 크기 그룹(또는 집합)에 적절한 값들을 추가 또는 제외하여 사용할 수도 있다.

[수학식 16]

Z1'= {8, 16, 32, 64, 128, 256}

Z2'= {12, 24, 48, 96, 192, 384}

Z3'= {10, 20, 40, 80, 160, 320}

Z4'= {14, 28, 56, 112, 224}

Z5'= {9, 18, 36, 72, 144, 288}

Z6'= {11, 22, 44, 88, 176, 352}

Z7'= {13, 26, 52, 104, 208}

Z8'= {15, 30, 60, 120, 240}

상기 수학식 15 및 수학식 16의 블록 크기 그룹들의 특징은 서로 다른 입도(granularity)를 가질 뿐만 아니라 이웃한 블록 크기의 비율이 모두 동일한 정수인 특징을 가지고 있다. 즉 다시 말해 하나의 그룹에 포함되어 있는 블록 크기들은 서로 약수 또는 배수 관계에 있다. p (p = 1, 2, …, 8)번째 그룹에 대응되는 지수 행렬을 각각

라 하고, 상기 p번째 그룹에 포함된 Z 값에 대응되는 지수 행렬을

라 할 때, f_p (x,Z) = x (mod Z)를 이용하여 수학식 9와 같은 수열의 변환 방법을 적용한다고 하자. 즉, 예를 들어 블록 크기 Z가 Z = 28와 같이 결정된 경우에는 Z = 28이 포함되어 있는 4번째 블록 크기 그룹에 대응되는 지수 행렬(또는 LDPC 수열)

에 대해서 Z = 28에 대한 지수 행렬(또는 LDPC 수열)

각 원소

를 다음 수학식 17과 같이 얻을 수 있다.

[수학식 17]

상기 수학식 17과 같은 변환은 간단히 다음 수학식 18과 같이 나타내기도 한다.

[수학식 18]

참고로, 이상에서는 수학식 9 또는 수학식 15 내지 수학식 18에서의 리프팅 또는 지수 행렬의 변환 방식에 대해 패리티 검사 행렬에 대응되는 지수 행렬 전체에 적용하는 것을 가정하여 설명하였지만, 상기 지수 행렬의 부분적으로도 적용 가능하다.

예를 들어 통상적으로 패리티 검사 행렬의 패리티 비트에 대응되는 부분 행렬은 효율적인 부호화를 위해서 특수한 구조를 가지는 경우가 많다. 이 경우에 리프팅에 의해 부호화 방법 또는 복잡도에 변화가 생길 수도 있다. 따라서 동일한 부호화 방법 또는 복잡도 유지를 위해서 패리티 검사 행렬에서 패리티에 대응되는 부분 행렬에 대한 지수 행렬의 일부에는 리프팅을 적용하지 않거나 정보어 비트에 대응되는 부분 행렬에 대한 지수 행렬에 적용하는 리프팅 방식과 서로 다른 리프팅을 적용할 수 있다. 다시 말하면, 지수 행렬 내에서 정보어 비트에 대응되는 수열에 적용하는 리프팅 방식과 패리티 비트에 대응되는 수열에 적용하는 리프팅 방식을 서로 다르게 설정할 수 있으며, 경우에 따라 패리티 비트에 대응되는 수열의 일부 또는 전체에는 리프팅을 적용하지 않아 수열 변환 없이 고정된 값을 사용할 수도 있다.

상기 수학식 15 내지 수학식 18을 고려하여 상기 설계 방법을 통해 설계된 LDPC 부호의 기본 행렬 및 지수 행렬 (또는 LDPC 수열)에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화 과정의 실시 예에 대한 흐름도를 도 11 내지 도 18에 나타내었다.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 LDPC 부호화 과정의 예시도이다.

부호화 장치 또는 송신 장치 (이하, 송신 장치)는 도 11의 (1110) 단계와 같이 정보어의 길이를 먼저 결정한다. 본 발명에서 정보어의 길이는 경우에 따라 CBS(code block size)라 표현하기도 한다.

그 다음으로는 송신 장치는 (1120) 단계와 같이 상기 결정된 CBS에 맞는 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정할 수 있다.

그리고, 송신 장치는 상기 지수 행렬 또는 수열을 기반으로 (1130)단계에서 LDPC 부호화를 수행한다.

LDPC 복호화 과정도 이와 유사하게 도 12와 같이 나타낼 수 있다.

도 12는 본 발명의 실시예에 따른 LDPC 복호화 과정의 예시도이다.

(1210) 단계에서 CBS가 결정되면, 복호화 장치 또는 수신 장치 (이하, 수신 장치)는 (1220) 단계에서 적합한 지수 행렬 또는 수열을 결정할 수 있다.

그리고, 수신 장치는 (1230) 단계에서 상기 지수 행렬 또는 수열을 이용하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다.

설계된 기본 행렬 또는 지수 행렬에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화 과정의 또 다른 실시 예에 대한 흐름도를 도 13 및 도 14에 나타내었다.

도 13은 본 발명의 실시예에 따른 LDPC 부호화 과정의 다른 예시도이다.

송신 장치는 도 13의 (1310) 단계와 같이 전송하고자 하는 트랜스포트 블록 크기인 TBS (Transport Block Size)의 크기를 결정한다.

만일, 시스템에서 주어진 채널 부호에서 한 번에 부호화를 적용할 수 있는 최대 정보어의 길이를 최대 CBS 크기 (이하, max-CBS)라 할 때, 상기 TBS의 크기가 max-CBS 보다 클 경우에는 상기 트랜스포트 블록을 복수 개의 정보어 블록 (또는 코드 블록)으로 세그멘테이션(segmentation)하여 부호화를 수행하여야 한다. 이 때, max-CBS는 시스템에 따라 미리 정해져 있을 수 있으며, 또는 채널 상황 또는 전송하고자 하는 데이터의 특성에 따라 변경될 수 있다. 예를 들어 시스템에서 사용하고자 하는 LDPC 부호의 기본 행렬이 2 개이며, MCS에 따라 각 기본 행렬을 사용하는 규칙이 결정되어 있고 제 1 기본 행렬의 max-CBS가 제 2 기본 행렬의 max-CBS 보다 큰 경우를 가정 한다. 이 경우에 송수신기에서 적용하고자 하는 MCS가 결정이 될 경우에 LDPC 부호화에 사용될 기본 행렬이 결정되며, 상기 기본 행렬이 결정되면 적합한 max-CBS 값도 결정이 된다.또한, 채널 상황 또는 전송하고자 하는 데이터의 특성에 따라 변경되는 경우, max-CBS는 기지국에 의해 결정될 수 있으며, 단말은 상기 정보를 기지국으로부터 수신할 수 있다.

따라서, 송신 장치는 (1320) 단계에서 상기 TBS가 max-CBS 보다 큰지 작거나 같은지 판단할 수 있다.

그리고, TBS가 max-CBS보다 더 큰 경우에는 송신 장치는 (1330) 단계에서 상기 트랜스포트 블록을 세그멘테이션 하여 새롭게 CBS를 결정할 수 있다. 이 때, 송신 장치는 세그멘테이션 될 CBS의 크기를 결정하고 상기 크기에 따라 상기 트랜스포트 블록을 세그멘테이션할 수 있다. 그리고, 송신 장치는 (1340) 단계에서 LDCP 지수 행렬 또는 수열을 결정할 수 있다.

반면, TBS가 max-CBS보다 작거나 같은 경우에는 송신 장치는 세그멘테이션 동작을 생략하고 상기 TBS를 CBS로 결정한 다음, (1340) 단계에서 상기 TBS 또는 CBS 값에 따라 적절히 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정한다. 그 다음 송신 장치는(1350) 단계에서 상기 결정된 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 LDPC 부호화를 수행할 수 있다.

구체적인 예로서 만일 (1310) 단계에서 TBS가 9216으로 결정되고 시스템에서 주어진 max-CBS = 8448라고 가정한다. 이와 같은 경우, 송신 장치는 (1320) 단계에서 TBS가 max-CBS 보다 크다고 판단할 수 있으며, (1330) 단계에서 적절히 세그멘테이션을 적용할 수 있다. 따라서, 상기 세그멘테이션 결과 CBS = 4608인 두 개의 정보어 블록 (또는 코드 블록)이 얻어진다. 따라서 송신 장치는 (1340) 단계에서 CBS = 4608에 적합한 지수 행렬 또는 수열을 결정하여 (1350) 단계에서 상기 결정된 지수 행렬 또는 수열을 이용하여 LDPC 부호화를 수행할 수 있다.

LDPC 복호화 과정도 이와 유사하게 도 14와 같이 나타낼 수 있다.

도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 다른 예시도이다.

수신 장치는 (1410) 단계와 같이 전송하고자 하는 트랜스포트 블록 크기인 TBS (Transport Block Size)의 크기를 결정한다.

만일, 시스템에서 주어진 채널 부호에서 한 번에 부호화를 적용할 수 있는 최대 정보어의 길이를 최대 CBS 크기 (이하, max-CBS)라 할 때, 상기 TBS의 크기가 max-CBS 보다 클 경우에는 상기 트랜스포트 블록을 복수 개의 정보어 블록 (또는 코드 블록)으로 세그멘테이션(segmentation)하여 복호화를 수행하여야 한다. 이 때, max-CBS는 시스템에 따라 미리 정해져 있을 수 있으며, 또는 채널 상황에 따라 변경될 수 있다. 채널 상황에 따라 변경되는 경우, max-CBS는 기지국에 의해 결정될 수 있으며, 단말은 상기 정보를 기지국으로부터 수신할 수 있다.

따라서, 수신 장치는 (1420) 단계에서 상기 TBS가 max-CBS 보다 큰지 작거나 같은지 판단할 수 있다.

그리고, TBS가 max-CBS보다 더 큰 경우에는 수신 장치는 (1430) 단계에서 세그멘테이션이 적용된 CBS의 크기를 결정할 수 있다. 그리고, 수신 장치는 (1440) 단계에서 CBS의 크기에 따라 적절히 LDCP 지수 행렬 또는 수열을 결정할 수 있다.

반면, TBS가 max-CBS보다 작거나 같은 경우에는 수신 장치는 상기 TBS를 CBS로 결정한 다음, (1440) 단계에서 상기 TBS 또는 CBS 값에 따라 적절히 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정한다. 그 다음 수신 장치는(1450) 단계에서 상기 결정된 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다.

구체적인 예를 들어 설명하면, 만일 (1410) 단계에서 TBS가 9216으로 결정되고, 시스템에서 주어진 max-CBS = 8448이라고 가정한다. 따라서, 수신 장치는 (1420) 단계에서 TBS가 max-CBS 보다 크다고 판단하여 (1430) 단계에서 세그멘테이션이 적용된 CBS의 크기 4608을 결정할 수 있다.

만일 (1420) 단계에서 TBS가 max-CBS 보다 작거나 같다고 판단될 경우에는 TBS가 곧 CBS와 동일하게 결정된다. 이로부터 수신 장치는 (1440) 단계에서 LDPC 부호의 지수 행렬 또는 수열을 결정한 다음, (1450) 단계에서 상기 결정된 지수 행렬 또는 수열을 이용하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다.

설계된 기본 행렬 또는 지수 행렬에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화 과정의 또 다른 실시 예에 대한 흐름도를 도 15 및 도 16에 나타내었다.

도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호화 과정의 다른 예시도이다.

송신 장치는 도 15의 (1510) 단계와 같이 전송하고자 하는 트랜스포트 블록 크기 TBS를 결정한다.

그리고, 송신 장치는 (1520) 단계에서 상기 TBS가 max-CBS 보다 큰지 작거나 같은지 판단할 수 있다.

그리고, TBS가 max-CBS 보다 더 큰 경우에는 송신 장치는 (1530) 단계에서 상기 트랜스포트 블록을 세그멘테이션 하여 새롭게 CBS를 결정할 수 있다.

반면, TBS가 max-CBS보다 작거나 같은 경우에는 세그멘테이션 동작을 생략하고 상기 TBS를 CBS로 결정할 수 있다.

그리고, 송신 장치는 (1540) 단계에서는 상기 CBS를 기반으로 LDPC 부호화에 적용할 블록 크기 (Z) 값을 결정할 수 있다.

다음 송신 장치는 (1550) 단계에서 상기 TBS 또는 CBS 또는 블록 크기 (Z) 값에 따라 적절히 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정한다.

그리고, 송신 장치는 (1560) 단계에서는 상기 결정된 블록 크기와 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 LDPC 부호화를 수행한다. 참고로 상기 (1550) 단계에서는 경우에 따라서 상기 결정된 블록 크기에 기반하여 상기 결정된 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 변환 하는 과정이 포함될 수도 있다.

LDPC 복호화 과정도 이와 유사하게 도 16과 같이 나타낼 수 있다.

도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 다른 예시도이다.

만일 (1610) 단계에서 TBS가 결정되었다면 수신 장치는 (1620) 단계에서 TBS가 max-CBS 보다 큰지 작거나 같은지 판단할 수 있다.

그리고, TBS가 max-CBS 보다 크다면 수신 장치는 (1630) 단계에서 세그멘테이션이 적용된 CBS의 크기를 결정한다.

만일 (1620) 단계에서 TBS가 max-CBS 보다 작거나 같다고 판단될 경우에는 TBS가 곧 CBS와 동일하게 결정된다.

그리고, 수신 장치는 (1640) 단계에서 LDPC 복호화에 적용할 블록 크기(Z) 값을 결정한 다음, (1650) 단계에서 상기 TBS 또는 CBS 또는 블록 크기(Z) 값에 적절히 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정한다.

그 다음에는 수신 장치는(1660) 단계에서 상기 결정된 블록 크기와 지수 행렬 또는 수열을 이용하여 LDPC 복호화를 수행할 수 있다. 참고로 상기 (1650) 단계에서는 경우에 따라서 상기 결정된 블록 크기에 기반하여 상기 결정된 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 변환 하는 과정이 포함될 수도 있다.

상기 실시 예에 따르면 도 11내지 도 16의 (1120), (1220), (1340), (1440), (1550), (1650) 단계에서 LDPC 부호의 지수 행렬 또는 수열을 결정하는 과정은 TBS 또는 CBS 또는 블록 크기(Z) 중에 하나에 의해 결정되는 경우에 대해서 기술하였으나, 다양한 다른 방법이 존재할 수도 있다.

설계된 기본 행렬 또는 지수 행렬에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화 과정의 또 다른 실시 예에 대한 흐름도를 도 17 및 도 18에 나타내었다.

도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호화 과정의 또 다른 예시도이다.

송신 장치는 도 17의 (1710) 단계와 같이 전송하고자 하는 CBS 크기를 결정한다.

그리고, 송신 장치는 (1720) 단계에서 상기 CBS 크기에 따라 LDPC 지수 행렬에서 상기 CBS에 대응되는 열의 개수 Kb 값과 블록 크기(Z)를 결정한다. 통상적으로 LDPC 부호의 지수 행렬에서는 정보어 비트에 대응되는 열의 개수가 고정되어 있다. 하지만, 다양한 CBS나 최적화된 성능을 제공하기 위하여 상기 정보어 비트에 대응되는 모든 열을 사용하지 않고 CBS에 따라 적절히 단축(제로 패딩)하여 사용할 수도 있다. 상기 Kb 값은 이러한 단축을 고려하여 정해지는 값이다.

송신 장치는 (1730) 단계에서 상기 CBS 또는 CBS 대응 열블록 개수(Kb) 또는 블록 크기(Z) 값에 따라 적절히 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정한다.

그리고, 송신 장치는 (1740) 단계에서는 상기 결정된 블록 크기와 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 상기 결정된 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 변환 하는 과정을 수행할 수도 있다. (1750) 단계에서는 상기 결정된 블록 크기와 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 LDPC 부호화를 수행한다.

LDPC 복호화 과정도 이와 유사하게 도 18과 같이 나타낼 수 있다.

도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 복호화 과정의 또 다른 예시도이다.

수신 장치는 도 18의 (1810) 단계와 같이 수신된 데이터의 CBS 크기를 결정한다.

그리고, 수신 장치는 (1820) 단계에서 상기 CBS 크기에 따라 LDPC 지수 행렬에서 상기 CBS에 대응되는 열의 개수 Kb 값과 블록 크기(Z)를 결정한다.

수신 장치는 (1830) 단계에서 상기 CBS 또는 CBS 대응 열블록 개수(Kb) 또는 블록 크기(Z) 값에 따라 적절히 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 결정한다.

그리고, 수신 장치는(1840) 단계에서는 상기 결정된 블록 크기와 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 상기 결정된 LDPC 지수 행렬 또는 수열을 변환 하는 과정을 수행할 수도 있다. 수신 장치는 (1850) 단계에서는 상기 결정된 블록 크기와 지수 행렬 또는 수열에 기반하여 LDPC 복호화를 수행한다.

상기 도 11 내지 도 18의 LDPC 부호의 기본 행렬 및 지수 행렬(또는 LDPC 수열)에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화 과정의 실시 예에 있어서, 상기 LDPC 부호에 대해서 적절히 정보어 비트의 일부를 단축 (shortening) 하고 부호어 비트의 일부를 천공하여 다양한 부호율과 다양한 길이의 LDPC 부호화 및 복호화를 지원 가능하다. 예를 들어, 상기 도 11 내지 도 18에서 LDPC 부호화 및 복호화를 위해 결정된 기본 행렬 또는 지수 행렬에서 정보어 비트 일부에 단축을 적용한 다음, 처음 2 개의 열에 대응되는 정보어 비트를 항상 천공하고, 패리티 일부를 천공하면 다양한 정보어 길이(또는 코드 블록 길이)와 다양한 부호율을 지원할 수 있다.

뿐만 아니라 LDPC 부호의 단축 또는 제로 패딩 등을 이용하여 가변 정보어 길이나 가변 부호율을 지원할 때 단축 순서나 단축 방법에 따라 부호의 성능을 개선할 수 있다. 만일 단축 순서가 기 설정되어 있을 때, 이와 같이 주어진 기본 행렬의 일부 또는 전체를 적절히 순서를 재정렬함으로써 부호화 성능을 개선할 수 있다. 또한 특정 정보어 길이 (또는 코드 블록 길이 CBS)에 대해 블록 크기 또는 단축을 적용할 열 블록의 개수를 적절히 결정하여 성능을 개선할 수도 있다.

예를 들어, 주어진 LDPC 기본 행렬 또는 지수 행렬 또는 수열에서 LDPC 부호화 및 복호화를 위해 필요한 열의 개수를 Kb라 할 때 단축을 위해서 다음과 같이 CBS 값에 따라 적절한 규칙을 적용하여 Kb와 그에 대응되는 블록 크기(Z) 값을 결정하면 보다 우수한 성능을 얻을 수 있다. (예: A = 640, B = 560, C = 192)

if(CBS > A)

Kb=10;

elseif(CBS > B)

Kb=9;

elseif(CBS > C)

Kb=8;

else

Kb=6;

end

상기 예의 경우에는 위에서 Kb 값이 결정되면 블록 크기(Z) 값을 Z×Kb >= CBS이 만족하는 최소 값으로 결정할 수 있다. Kb 값을 결정하는 자유도가 높을수록 성능 개선에는 유리하지만, 시스템 구현 복잡도 면에서는 나빠지기 때문에 적절한 수준의 규칙을 적용해야 성능과 시스템 구현 효율성을 동시에 좋게 할 수 있다. 상기 Kb와 블록 크기 값을 결정하는 방법은 일례일 뿐이며, 다양한 방법을 적용할 수 있다.

이하에서는 본 발명에서 제안하고자 하는 LDPC 부호의 정보어 길이 또는 부호율에 따라 2개의 기본 행렬을 적절히 선택하여 시스템에 적용함으로써 성능을 개선하는 방법에 대해 자세히 설명한다. 본 발명에서는 편의상 2개의 기본 행렬을 이용하여 설명하지만 일반적으로 3개 이상의 기본 행렬에 대해서도 비슷한 방법을 통해 확장 가능하다.

본 발명의 일 실시 예로서 도 19 및 도 20에 나타낸 서로 다른 기본 행렬에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화 시스템을 이용하여 발명의 주요 내용을 설명한다. 즉, 수학식 15 또는 수학식 16에 대응되는 블록 크기 집합에 대응되는 각각의 지수 행렬 또는 LDPC 수열들은 도 19 또는 도 20의 기본 행렬에 대응됨을 특징으로 한다.

도 19, 19a, 19b, 19c, 19d, 19e, 19f, 19g, 19h 및 19i는 본 발명의 실시 예에 따른 LDPC 부호 기본 행렬의 예시도이다.

도 19a 내지 도 19i는 도 19의 기본 행렬을 구분하여, 각 부분을 확대하여 도시한 것이다. 도 19는 각 부분에 기재된 도면 번호에 해당하는 도면의 행렬에 대응된다. 따라서, 도 19a 내지 도 19i가 결합하여 하나의 기본 행렬을 구성할 수 있다. 20a 내지 도 20i는 도 20의 기본 행렬을 구분하여, 각 부분을 확대하여 도시한 것이다. 도 20는 각 부분에 기재된 도면 번호에 해당하는 도면의 행렬에 대응된다. 따라서, 도 20a 내지 도 20i가 결합하여 하나의 기본 행렬을 구성할 수 있다.

참고로 도 19 및 도 20에 나타낸 기본행렬은 다음 수학식 19 및 수학식 20과 같이 수열을 이용하여 각각 표현할 수도 있다. 수학식 19 및 수학식 20은 상기 기본행렬에서 원소 1의 위치를 각 행 별로 나타낸 것이다.

[ 수학식 19]

0, 1, 2, 3, 5, 6, 9, 10, 11, 12, 13, 15, 16, 18, 19, 20, 21, 22, 23

0, 2, 3, 4, 5, 7, 8, 9, 11, 12, 14, 15, 16, 17, 19, 21, 22, 23, 24

0, 1, 2, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 13, 14, 15, 17, 18, 19, 20, 24, 25

0, 1, 3, 4, 6, 7, 8, 10, 11, 12, 13, 14, 16, 17, 18, 20, 21, 22, 25

0, 1, 26

0, 1, 3, 12, 16, 21, 22, 27

0, 6, 10, 11, 13, 17, 18, 20, 28

0, 1, 4, 7, 8, 14, 29

0, 1, 3, 12, 16, 19, 21, 22, 24, 30

0, 1, 10, 11, 13, 17, 18, 20, 31

1, 2, 4, 7, 8, 14, 32

0, 1, 12, 16, 21, 22, 23, 33

0, 1, 10, 11, 13, 18, 34

0, 3, 7, 20, 23, 35

0, 12, 15, 16, 17, 21, 36

0, 1, 10, 13, 18, 25, 37

1, 3, 11, 20, 22, 38

0, 14, 16, 17, 21, 39

1, 12, 13, 18, 19, 40

0, 1, 7, 8, 10, 41

0, 3, 9, 11, 22, 42

1, 5, 16, 20, 21, 43

0, 12, 13, 17, 44

1, 2, 10, 18, 45

0, 3, 4, 11, 22, 46

1, 6, 7, 14, 47

0, 2, 4, 15, 48

1, 6, 8, 49

0, 4, 19, 21, 50

1, 14, 18, 25, 51

0, 10, 13, 24, 52

1, 7, 22, 25, 53

0, 12, 14, 24, 54

1, 2, 11, 21, 55

0, 7, 15, 17, 56

1, 6, 12, 22, 57

0, 14, 15, 18, 58

1, 13, 23, 59

0, 9, 10, 12, 60

1, 3, 7, 19, 61

0, 8, 17, 62

1, 3, 9, 18, 63

0, 4, 24, 64

1, 16, 18, 25, 65

0, 7, 9, 22, 66

1, 6, 10, 67

[ 수학식 20]

0, 1, 2, 3, 6, 9, 10, 11

0, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 11, 12

0, 1, 3, 4, 8, 10, 12, 13

1, 2, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 13

0, 1, 11, 14

0, 1, 5, 7, 11, 15

0, 5, 7, 9, 11, 16

1, 5, 7, 11, 13, 17

0, 1, 12, 18

1, 8, 10, 11, 19

0, 1, 6, 7, 20

0, 7, 9, 13, 21

1, 3, 11, 22

0, 1, 8, 13, 23

1, 6, 11, 13, 24

0, 10, 11, 25

1, 9, 11, 12, 26

1, 5, 11, 12, 27

0, 6, 7, 28

0, 1, 10, 29

1, 4, 11, 30

0, 8, 13, 31

1, 2, 32

0, 3, 5, 33

1, 2, 9, 34

0, 5, 35

2, 7, 12, 13, 36

0, 6, 37

1, 2, 5, 38

0, 4, 39

2, 5, 7, 9, 40

1, 13, 41

0, 5, 12, 42

2, 7, 10, 43

0, 12, 13, 44

1, 5, 11, 45

0, 2, 7, 46

10, 13, 47

1, 5, 11, 48

0, 7, 12, 49

2, 10, 13, 50

1, 5, 11, 51

도 19의 기본 행렬과 도 20의 기본 행렬을 살펴보면 서로 무게 분포 (weigh distribution) 또는 차수 분포(degree distribution)가 서로 다름을 알 수 있다.

일반적으로 길이가 무한대를 가정한 이상적인(ideal) 조건을 가지는 LDPC 부호는 무게의 평균적인 밀도가 비교적 높을수록 좋은 성능을 가짐이 이론적으로 잘 알려져 있으나 길이가 유한하게 제한되어 있는 실제 시스템에서 사용되는 LDPC 부호의 경우에는 이론적인 분석과 서로 다른 결과를 가진다. 따라서 실제 통신 또는 방송 시스템에서 지원하고자 하는 길이의 범위가 서로 다를 경우에는 서로 다른 분포를 가지도록 기본 행렬을 설계하는 것이 좋은 성능을 지원하는데 유리하다.

뿐만 아니라 기본적으로 도 20의 기본 행렬이 도 19의 기본 행렬보다 단축 방법을 적용하지 않고 더 낮은 부호율을 지원할 수 있는데, 이는 상기 도 19 및 도 20의 기본 행렬이 지원하는 길이와 부호율의 범위가 서로 다르게 고려하여 설계하였음을 알 수 있다. 실제로 도 20의 기본 행렬의 무게 밀도가 도 19 보다 현저히 낮음을 알 수 있는데 이는 도 20의 경우 비교적 짧은 길이에 좋은 성능을 가지도록 설계되었기 때문이다.

본 발명은 LDPC 부호화된 데이터를 고차 변조 방식에 적합하게 전송하는 방법을 제안하고자 한다. 먼저 고차 변조 방식을 적용하는 시스템의 블록도의 예를 도 21에 나타내었다.

도 21은 고차 변조를 적용하는 LDPC 부호화에 대한 시스템 블록도의 예시도이다.

도 21을 살펴보면, 먼저 입력된 데이터에 대해 LDPC 부호화부(2110)를 통해 부호화를 수행한 후 전송 부호율에 맞게 레이트 매칭부(2120)에서 전송하기 위한 적절한 부호어를 생성한다. 그 다음에 필요에 따라 인터리버(2130)를 통해 상기 부호어 비트들을 재정렬하여 변조 방식에 맞게 신호성좌매퍼(2140)를 통해 신호 성좌(constellation)에 매핑(mapping) 시켜 생성된 변조 심볼을 전송하게 된다.

여기서 상기 인터리버(2130)는 다양한 방법을 통해 구현 가능한데, 본 발명에서는 도 22와 같이 간단히 블록 인터리버(2210)와 디먹스(2220) 형태로 구성되어 있는 경우를 가정하여 설명한다. 이는 설명의 편의를 위해서이지 상기 인터리버(2130)를 반드시 도 22와 같이 한정할 필요는 없다. 또한 상기 디먹스(2220)는 상기 블록 인터리버(2210)의 출력을 신호성좌에 매핑하기 위하여 적절히 디멀티플렉싱 (demultiplexing)되는 것을 설명하기 위해 사용된 용어이며, 경우에 따라 신호성좌매핑 기능을 강조하기 위하여 편의상 매퍼 또는 신호성좌매퍼라고 표현할 수도 있다.

본 발명에서는 상기 도 22의 블록 인터리버(2210)는 편의상 도 23과 같이 통용되는 형태의 블록 인터리버를 생각한다.

도 23은 블록 인터리버의 예시도이다.

도 23에서 (2310)과 같이 메모리에 데이터를 쓴 다음 (2320)과 같이 상기 데이터를 읽게 되면 블록 인터리빙 효과를 얻을 수 있다. 상기 과정은 (2330)또는 (2340)처럼 쓰기와 읽는 방향을 서로 다르게 해도 블록 인터리빙 효과를 얻을 수 있음은 자명하다.

본 발명에서는 설명의 편의를 위해 부호화된 데이터를 메모리에 쓸 때, 행 또는 열의 개수를 변조 차수 또는 변조 차수의 배수에 해당되는 경우에 한정한다. 여기서 변조 차수는 QPSK(Quadrature phase-shift keying)의 경우에는 2, 16-QAM(Quadrature amplitude modulation)의 경우에는 4, 64-QAM의 경우에는 6, 256-QAM의 경우에는 8을 의미하며 통상적으로 2^m-QAM의 경우 m 값을 의미한다. 예를 들어 2^m-QAM을 사용하는 경우에 도 23의 (2310)의 행의 개수 또는 (2330)의 열의 개수를 m 또는 m의 배수인 경우로 한정한다. 도 23의 경우에는 상기 행 또는 열의 개수를 변조 차수 m과 동일하도록 설정하였다.

상기 도 23의 블록 인터리버를 통과한 부호화된 데이터 비트들은 신호성좌에 매핑하기 위하여 도 22의 (2220)과 같은 디먹스를 이용하여 순서를 재정렬할 수 있다. 디먹스는 도 24와 같이 표현할 수 있다.

도 24는 고차 변조를 적용하기 위한 디먹스의 예시도이다.

상기 도 24에서 b₀, b₁, b₂, …, b_m-1은 도 24의 블록 인터리버에 대한 출력에 대해 m 비트 단위로 구분한 일종의 비트열(bit stream)에 대응되는 인덱스로 간주할 수 있다. 일례로서, 도 23의 (2320)에 나타낸 읽기 과정을 거쳐 각 m개의 행 별로 출력된 비트열들을 b₀, b₁, b₂, …, b_m-1로 표현하였다. (2340)의 예에서도 각 m개의 열 별로 출력된 비트열들을 b₀, b₁, b₂, …, b_m-1로 표현할 수 있다.

도 24를 살펴보면, 이와 같은 m개의 비트열들 또는 그에 대응되는 비트들 (b₀, b₁, b₂, …, b_m-1)들은 m차 변조 방식을 적용하기 위하여 다음 수학식 21 또는 수학식 22 처럼 (y₀, y₁, y₂, …, y_m _-1)과 같은 비트열 또는 그에 대응되는 비트들로 적절히 순서를 재정렬할 수 있다.

[수학식 21]

(y₀, y₁, y₂, …, y_m _-1) = (b_i(0), b_i(1), b_i(2), …, b_i(m-1))

[수학식 22]

(y_i ₍₀₎, y_i ₍₁₎, y_i ₍₂₎, …, y_i _(m-1)) = (b₀, b₁, b₂, …, b_m-1)

여기서 i(0), i(1), … i(m-1)은 0부터 m-1의 정수를 퍼뮤테이션 한 값을 의미한다. 참고로, 본 발명에서는 편의상 i(0)=0, i(1)=1, … i(m-1)= m-1를 만족하는 퍼뮤테이션을 순방향 퍼뮤테이션 또는 매핑 룰 (mapping rule), i(0)= m-1, i(1)=m-2, … i(m-1)= 0을 만족하는 퍼뮤테이션을 역방향 퍼뮤테이션 또는 매핑 룰 (mapping rule)이라 명명한다.

일반적으로 변조 차수가 4 이상인 경우, 즉 QPSK 보다 높은 변조 방식을 사용하는 경우 변조 심볼을 구성하는 각 비트들의 신뢰도(reliability)는 일반적으로 균일하지 않다. 예를 들어 16QAM 변조 방식을 사용한다고 할 때 1개의 16QAM 변조 심볼은 4개의 비트로 이루어져 있으며, 2개 비트는 나머지 2개 비트에 비해서 신뢰도가 높다. 본 발명에서는 편의상 도 24에서 y₀, y₁을 MSB (most significant bit)로 y_m _-2, y_m _- ₁는 LSB (least significant bit)로 나타낸다.

상기 도 23과 도 24와 같은 디먹스 구조를 고려할 때, 만일 부호화된 데이터를 재전송하는데 있어서 고정된 블록 인터리버와 고정된 디먹스를 사용하여 16QAM 심볼을 두 번 전송할 경우에 수신기에서는 복조(demodulation)를 수행하여 각각의 비트에 대한 신뢰도를 나타내는 LLR(log-likelihood ratio) 값을 계산해 보면, 첫 번째 전송에서 얻어진 LLR 값들이 높았던 비트들이 두 번째 전송에서도 평균적으로 LLR 값들이 높다. 반대로 첫 번째 전송에서 얻어진 LLR 값들이 낮았던 비트들이 두 번째 전송에서도 평균적으로 LLR 값들이 낮다. 이는 동일한 DEMUX를 사용하기 때문에 동일한 신뢰도가 전달될 가능성이 높기 때문이다.

이와 같이 주어진 데이터에 대한 부호어 비트들을 고차 변조 방식을 적용하여 전송할 경우에 상기 부호어 비트를 신호성좌에 매핑하는 방법에 따라 수신 LLR 값들이 변화하게 되므로 복호 성능에 큰 영향을 주게 된다. 특히 LDPC 부호의 경우에는 복호 과정에서 수신된 부호어 비트들 사이에 다소 신뢰도의 차이가 발생하기 때문에 상기 매핑 방식에 따라 성능이 크게 변하게 된다.

본 발명에서는 구체적인 실시 예로서 도 19 및 도 20의 기본 행렬에 기반한 LDPC 부호화 및 복호화를 적용하는 시스템에서 블록 인터리버와 디먹스를 사용하여 고차 변조 방식을 지원할 때 간단하면서 부호화 성능 면에서 준최적화 된 재전송 방법을 제안한다.

그리고 이하에서 언급하는 편의상 재전송의 의미는 체이스 컴바이닝 (chase combining)을 고려한 재전송임에 유의한다. 즉, 초송(initial transmission, 初送, 또는 최초 전송)에서 주어진 데이터 또는 정보에 대해서 부호어 비트를 생성하여 전송하였다고 할 때, 상기 전송된 부호어 비트의 전부 또는 일부가 다시 전송되는 경우를 재전송으로 생각한다.

먼저 설명의 편의를 위해 도 25에 나타낸 순환 버퍼 (Circular Buffer) 기반 리던던시 버전 (redundancy version: RV) 동작에 대해서 간단히 살펴본다.

도 25는 Circular Buffer에 기반한 RV 동작은 간단히 설명하기 위한 예시도이다.

도 25a를 보면 부호화된 데이터를 RV0 위치부터 차례로 Circular Buffer에 저장한다. 그리고 상기 Circular Buffer에서 상기 부호화된 데이터를 출력할 때 RV 값에 따라 사전에 결정된 길이만큼 출력한다. 예를 들어 송신기에서 RV2가 주어진 경우에 도 25a의 RV2 위치부터 부호화된 데이터를 출력하여 송신하게 된다.

이때 상기 부호화된 데이터를 주어진 입력 데이터로부터 LDPC 부호어를 생성한 후 필요한 경우 정보어 비트의 일부를 천공한 결과 얻어진 부호어 비트라 할 때, 상기 도 25a에 기반하여 데이터를 전송하는 방식에서는 상기 천공된 정보어 비트의 일부는 어떠한 경우에도 재전송되지 않는다.

만일 상기 천공된 정보어 비트의 일부를 경우에 따라서 재전송할 수 있도록 시스템을 구성하기 위해서는 도 25b처럼 천공을 적용할 정보어 비트를 Circular Buffer에서 RV0 위치 이전에 저장하게 되면, RV 값에 따라 부호화된 데이터를 재전송할 때 경우에 따라 천공된 정보어 비트도 전송될 수 있다.

설명의 편의를 위해 NDI (New Data Indicator)에 대해서도 간단히 설명한다. 상기 NDI는 현재 수신된 부호화된 데이터가 기존에 전송되었던 데이터(또는 트랜스포트 블록)와 관련이 있는지 없는지를 판단하는 값이다. 예를 들어 NDI가 참(true) 값을 가지게 되면 기존에 수신 데이터(또는 트랜스포트 블록)과 무관한 새로운 전송이 이루어졌음을 의미한다. 반면에 NDI가 거짓(false) 값을 가지게 되면 기존에 수신 데이터(또는 트랜스포트 블록)에 대한 동일한 재전송 또는 추가 패리티에 대해 재전송이 이루어졌음을 의미한다.

본 발명에서는 구체적인 실시 예로서 상기 RV 동작과 NDI 등에 기반한 고차 변조 방식 적용 방법 및 장치를 제안한다.

상기 도 19 및 도 20의 기본 행렬에 기반한 LDPC 부호화 시스템은 다양한 전산 실험 결과 차수가 16 이상의 변조 방식을 적용할 경우에 최초 부호화된 데이터 전송 시에는 다음과 같은 두 가지 경우가 가장 단순하면서 좋은 성능을 제공하였다:

1) 도 21 내지 도 24에서 레이트매칭부(2120)를 통과한 부호화된 데이터 비트에 대해서 블록 인터리버(2210)을 적용하지 않고, 수학식 21 또는 수학식 22에서 순방향 퍼뮤테이션을 채용한 디먹스(2220)에 순차적으로 대응시켜 신호성좌매퍼(2140)에 입력하여 변조 심볼을 생성하는 경우

2) 도 21 내지 도 24에서 레이트매칭부(2120)를 통과한 부호화된 데이터 비트에 대해서 블록 인터리버(2210)를 적용한 다음, 수학식 21 또는 수학식 22에서 순방향 퍼뮤테이션을 채용한 디먹스(2220)에 순차적으로 대응시켜 신호성좌매퍼(2140)에 입력하여 변조 심볼을 생성하는 경우.

상기 1)과 같은 방식은 인터리버 과정이 생략되었고, 평이한(trivial) 매핑 방법을 적용하기 때문에 편의상 No-Interleaver 매핑이라고 명명한다. 또한 상기 2)와 같은 방식은 순방향 퍼뮤테이션을 고려한 디먹스를 사용하였기 때문에 편의상 순방향-순서(Natural-Order) 매핑이라고 명명한다. 참고로, 2)에서 순방향 퍼뮤테이션 대신 역방향 퍼뮤테이션을 고려한 디먹스를 사용하는 경우는 역방향-순서 (Reverse-Order) 매핑이라고 명명한다.

앞서 언급한 것처럼 본 발명에서는 많은 전산 실험을 통해 LDPC 부호화된 데이터에 대해 초송일 경우에는 항상 No-Interleaver 매핑 또는 순방향-순서 매핑에 기반한 신호성좌 매핑을 적용하여 변조 심볼을 생성하는 경우를 생각한다. 물론 일반적으로 수학식 21 및 수학식 22에서 정의된 디먹스의 매핑에 대해 최적화된 패턴이 존재할 수 있다. 본 실시 예에서는 시스템의 간결성을 고려하여 No-Interleaver 매핑 또는 순방향-순서 매핑에 대해서만 설명하지만 일반적으로 한정할 필요는 없다.

이와 같이 도 19 및 도 20의 기본 행렬에 기반한 LDPC 부호화 시스템에서 초송인 경우에 신호성좌 매핑 방식이 결정된 경우는 적어도 첫 번째 재전송인 경우에는 상기 초송인 경우에 결정된 신호성좌 매핑 방식과 다른 방식을 적용해야 된다. 이는 상기 도 19 및 도 20의 기본 행렬의 구조적 특성으로 인해 항상 동일한 방식으로 변조를 적용할 경우에 부호어 비트들의 신뢰도 차이가 심해지면서 성능 열화가 발생하기 때문이다. 따라서, 본 발명에서는 초송 여부에 따라 서로 다른 신호성좌 매핑 방법을 적용함을 제안한다. 여기서 신호성좌 매핑 방법은 블록 인터리버가 고정되어 있는 경우에는 수학식 21 및 수학식 22에서 정의한 디먹스의 퍼뮤테이션 또는 매핑 룰을 다르게 설정함으로써 달성할 수도 있다. 정리하여 말하면, 초송인지 여부에 따라 신호성좌 매핑 방법을 달리하여 상기 LDPC 부호화된 데이터를 변조하여 전송한다.

한 가지 간단한 예로서 도 19 및 도 20의 기본행렬에 기반한 LDPC 부호화를 수행하는 시스템에서 초송인 경우에는 항상 순방향-순서 매핑을 적용하는 것으로 결정되어 있을 때, 재송인 경우에는 역방향-순서 매핑을 적용하는 것이 성능이 우수하다.

이와 같은 방식으로 LDPC 부호화된 데이터에 대해 변조가 진행되어 신호를 송신하면 수신기에서는 상기 LDPC 부호화된 데이터를 포함한 신호를 수신한 다음 상기 수신 신호로부터 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 여부를 판단한다. 이때 상기 초송 여부 판단에 따라 신호성좌 매핑 방법을 결정하게 되고, 상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 수신된 신호로부터 LDPC 부호화된 데이터에 대한 복조된 값을 생성한 다음 상기 복조된 값을 기반으로 LDPC 복호화를 수행하여 데이터를 복원한다.

만일 상기 수신된 신호로부터 상기 부호화된 데이터에 대한 초송이 아닌 것으로 판단한 경우에는 상기 복조된 값을 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 또는 이전에 전송된 상기 부호화된 데이터에 대한 신호로부터 복조된 값과 결합하여 LDPC 복호화를 수행할 수도 있다.

이상에서 설명한 바와 같이 고차 변조 방식을 적용하는 경우에는 상기 고차 변조 방식을 통해 전송되는 변조 심볼을 구성하는 각 비트들의 신뢰도에 차이가 있기 때문에 초송 또는 재전송에 따라 서로 다른 신호성좌 매핑 방법을 적용함으로써 성능을 개선할 수 있다. 여기에 덧붙여서 LDPC 부호는 일반적으로 패리티 검사 행렬의 차수 분포가 비균일하기 때문에 LDPC 부호화 자체에 의한 비트 간의 신뢰도 차이가 발생할 수 있을 뿐만 아니라 특히 도 25와 같이 Circular Buffer를 이용하여 레이트 매칭을 하는 경우에 어떠한 RV 값을 기준으로 재전송이 진행되는지에 따라 LDPC 부호의 성능이 크게 달라질 수 있게 된다. 따라서 재전송을 통한 부호화 성능의 개선을 위해서는 상기 초송 또는 재전송 여부뿐만 아니라 어떠한 RV 값을 통해 전송되었는지에 따라 신호성좌 매핑 방식을 결정할 경우 더 나은 부호화 성능을 얻을 수도 있다. 즉, 초송 여부 판단 이후에 재전송을 위한 RV 값을 함께 판단하여 적절한 신호성좌 매핑 방법, 즉, 수학식 21 및 수학식 22에서 정의한 디먹스의 퍼뮤테이션 또는 매핑 룰을 결정함으로써 성능을 개선할 수 있다.

이와 같은 방식으로 LDPC 부호화된 데이터에 대해 변조가 진행되어 신호를 송신하면 수신기에서는 상기 LDPC 부호화된 데이터를 포함한 신호를 수신한 다음 상기 수신 신호로부터 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 여부를 판단한다. 이때 수신된 신호로부터 상기 부호화된 데이터의 전송을 위한 RV 값도 함께 결정한 다음, 상기 초송 여부와 결정된 RV 값에 따라 신호성좌 매핑 방법을 결정하게 되고, 상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 수신된 신호로부터 LDPC 부호화된 데이터에 대한 복조된 값을 생성한 다음 상기 복조된 값을 기반으로 LDPC 복호화를 수행하여 데이터를 복원한다.

지금까지는 상기 도 19 및 도 20의 기본 행렬에 기반한 LDCP 부호화 및 복호화를 위해 초송 여부에 따라 서로 다른 신호성좌 매핑 방법을 적용함을 제안하였다. 이 때 편의상 도 19 및 도 20의 기본 행렬의 구분 없이 동일한 매핑 방법을 적용하는 경우에 대해서 설명하였다.

하지만 앞서 설명한 바와 같이 LDPC 부호화 및 복호화를 위한 최적화된 신호성좌 매핑 방식은 LDPC 부호의 구조적 특성에 따라 영향을 받는데 상기 도 19 및 도 20의 기본 행렬은 서로 다른 구조를 가지므로, 각각의 기본 행렬에 대해서 서로 다른 신호성좌 매핑을 적용하게 되면 보다 좋은 성능을 가질 수 있다.

예를 들어 제 1 기본행렬에 기반하여 LDPC 부호화된 데이터에 대해 초송인 경우에는 제 1 신호성좌 매핑 방식을 적용하고, 재전송인 경우에는 제 2 신호성좌 매핑 방식을 적용한다. 하지만, 제 2 기본행렬에 기반하여 LDPC 부호화된 데이터에 대해 초송인 경우에는 제 3 신호성좌 매핑 방식을 적용하고, 재전송인 경우에는 제 4 신호성좌 매핑 방식을 적용한다. 상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 신호성좌 매핑 방식에서 제 1 신호성좌 매핑 방식과 제 3 신호성좌 매핑 방식은 서로 다르며, 제 2 신호성좌 매핑 방식과 제 4 신호성좌 매핑 방식은 서로 같을 수도 다를 수도 있다. 또한 상기 신호성좌 매핑 방식들은 블록 인터리버와 수학식 21 또는 수학식 22에서 나타낸 퍼뮤테이션 또는 매핑 룰을 다르게 하여 구현될 수 있다. 상기 실시 예와 같이 도 19 및 도 20의 기본 행렬에 기반한 LDPC 부호화 시스템에서 송신기는 LDPC 부호화에 적용되는 LDPC 기본 행렬 또는 수열을 판단한 다음에 상기 판단 결과에 따라 초송인 경우에 대한 신호성좌 매핑 방식을 결정한다. 상기 결정된 신호성좌 매핑 방식은 적어도 첫 번째 재전송인 경우에 적용하는 신호성좌 매핑 방식과 다른 방식을 적용해야 된다. 이때 상기 초송인 경우에 대한 신호 성좌 매핑 방식은 기본 행렬에 따라 서로 다른 특징을 가진다.

이와 같은 방식으로 LDPC 부호화된 데이터에 대해 변조가 진행되어 신호를 송신하면 수신기에서는 상기 LDPC 부호화된 데이터를 포함한 신호를 수신한 다음 상기 수신 신호로부터 상기 부호화된 데이터가 어떤 LDPC 기본 행렬 또는 수열에 기반하여 부호화되었는지 판단한다. 또한 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 여부를 판단하고 적절한 신호성좌 매핑 방법을 결정한다. 이때 상기 초송인 경우에 대한 신호 성좌 매핑 방식은 기본 행렬에 따라 서로 다른 특징을 가진다. 상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 수신된 신호로부터 LDPC 부호화된 데이터에 대한 복조된 값을 생성한 다음 상기 복조된 값을 기반으로 LDPC 복호화를 수행하여 데이터를 복원한다.

또한 상기 송신기 및 수신기에서 신호성좌 매핑 방식을 결정할 때, 초송 여부뿐만 아니라 RV 값에 따라 다른 방식을 결정할 수도 있다.

LDPC 부호화 및 복호화를 위한 최적화된 신호성좌 매핑 방식은 LDPC 부호의 구조적 특성과 적용되는 고차 변조 방식에 따라 영향을 받는다. 예를 들어 16QAM의 경우에는 2개의 MSB와 2개의 LSB에 대해 2 가지 신뢰도로 구분할 수 있지만, 256QAM의 경우에는 4개의 신뢰도 구분이 가능하다. 만일 NUC (non-uniform constellation)를 경우에는 보다 복잡한 비트 간 신뢰도 구분이 가능하다. 이와 같이 최적화된 신호성좌 매핑 방식은 고차 변조 방식에 따라 서로 다른 방식을 적용함으로써 보다 좋은 성능을 가질 수 있다.

예를 들어 LDPC 부호화된 데이터에 대해 제 1 변조 차수에 기반한 변조를 적용한 초송인 경우에는 제 1 신호성좌 매핑 방식을 적용하고, 재전송인 경우에는 제 2 신호성좌 매핑 방식을 적용한다. 하지만, 제 2 변조 차수에 기반한 변조를 적용한 초송인 경우에는 제 3 신호성좌 매핑 방식을 적용하고, 재전송인 경우에는 제 4 신호성좌 매핑 방식을 적용한다. 상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 신호성좌 매핑 방식에서 제 1 신호성좌 매핑 방식과 제 3 신호성좌 매핑 방식은 서로 다르며, 제 2 신호성좌 매핑 방식과 제 4 신호성좌 매핑 방식은 서로 같을 수도 다를 수도 있다. 상기 실시 예와 같이 도 19 및 도 20의 기본 행렬에 기반한 LDPC 부호화 시스템에서 송신기는 LDPC 부호화에 적용되는 변조 차수를 판단한 다음에 상기 판단 결과에 따라 초송인 경우에 대한 신호성좌 매핑 방식을 결정한다. 상기 결정된 신호성좌 매핑 방식은 적어도 첫 번째 재전송인 경우에 적용하는 신호성좌 매핑 방식과 다른 방식을 적용한다. 이때 상기 초송인 경우에 대한 신호 성좌 매핑 방식은 변조 차수에 따라 서로 다른 특징을 가진다.

이와 같은 방식으로 LDPC 부호화된 데이터에 대해 변조가 진행되어 신호를 송신하면 수신기에서는 상기 LDPC 부호화된 데이터를 포함한 신호를 수신한 다음 상기 수신 신호로부터 상기 부호화된 데이터가 어떤 변조 차수에 기반하여 부호화 되었는지 판단한다. 또한 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 여부를 판단하고 적절한 신호성좌 매핑 방법을 결정한다. 이때 상기 초송인 경우에 대한 신호 성좌 매핑 방식은 변조 차수에 따라 서로 다른 특징을 가진다. 상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 수신된 신호로부터 LDPC 부호화된 데이터에 대한 복조된 값을 생성한 다음 상기 복조된 값을 기반으로 LDPC 복호화를 수행하여 데이터를 복원한다.

이상에서 기본행렬 또는 변조 차수에 기반하여 신호성좌 매핑 방식을 결정하는 방법에 대해서 설명하였으나 기본 행렬과 변조 차수를 동시에 고려하여 신호성좌 매핑 방식을 결정할 수도 있음은 자명하다.

지금까지 본 발명에서는 초송에서 주어진 데이터 또는 정보에 대해서 부호어 비트를 생성하여 전송하였다고 할 때, 상기 전송된 부호어 비트의 전부 또는 일부가 다시 전송되는 경우를 재전송으로 생각하였다.

만일 상기 주어진 데이터 또는 정보로부터 새로운 패리티 비트를 생성하여 상기 패리티 비트를 추가로 전송하는 경우는 IR로 구분하자.

지금까지 설명한 바와 같이 만일 재전송이 발생할 경우, 즉, 수신기에서 체이스 컴바이닝이 필요한 경우에는 초송과 재전송 시 서로 다른 신호성좌 매핑 방식을 적용하는 것이 성능 개선에 유리하다.

하지만, IR의 경우에는 추가적인 패리티가 전송되는 이유로 체이스 컴바이닝을 하지 않을 수 있기 때문에 반드시 다른 신호성좌 매핑 방식을 적용할 필요가 없다.

예를 들어 재전송인 경우에는 초송과 다른 신호성좌 매핑 방식 (또는 매핑 룰)을 적용하여 변조를 수행하지만, IR인 경우에는 초송과 동일한 신호성좌 매핑 방식을 이용할 수도 있으며, 다른 신호성좌 매핑 방식을 이용할 수도 있다. 따라서 재전송이니 IR인지에 따라서도 서로 다른 신호성좌 매핑 방식을 적용하는 LDPC 부호화 및 복호화 방법 및 장치를 구현할 수도 있다.

재전송인지 IR인지는 NDI와 RV값에 의해서 구분될 수 있기 때문에 본 발명에서 제안하는 신호성좌 매핑 방식은 다음과 같이 NDI 및 RV 값에 의해서 수학식 21 또는 수학식 22의 매핑 룰을 이용해 구현될 수도 있다.

if (NDI=false AND RVI=0); 제 1 신호성좌 매핑 방식

else; 제 2 신호성좌 매핑 방식

상기 예에서는 초송과 IR을 적용할 경우에는 제 1 신호성좌 매핑 방식을 적용함을 의미하며, 그 외 재전송일 경우에는 제 2 신호성좌 매핑 방식을 적용함을 의미한다. 보다 구체적인 실시 예로서 각 변조 방식에 따라서 다음과 같이 구체적으로 정의할 수도 있다.

4 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0=b1, y1=b0

else

y0=b0, y1=b1

16 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0=b3, y1=b2, y2=b1, y3=b0

else

y0=b0, y1=b1, y2=b2, y3=b3

64 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0=b5, y1=b4, y2=b3, y3=b2, y4=b1, y5=b0

else

y0=b0, y1=b1, y2=b2, y3=b3, y4=b4, y5=b5

256 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0=b7, y1=b6, y2=b5, y3=b4, y4=b3, y5=b2, y6=b1, y7=b0

else

y0=b0, y1=b1, y2=b2, y3=b3, y4=b4, y5=b5, y6=b6, y7=b7

1024 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0=b9, y1=b8, y2=b7, y3=b6, y4=b5, y5=b4, y6=b3, y7=b2, y8=b1, y9=b0

else

y0=b0, y1=b1, y2=b2, y3=b3, y4=b4, y5=b5, y6=b6, y7=b7, y8=b8, y9=b9

참고로 4QAM (또는 QPSK)는 변조 심볼을 구성하는 비트들의 신뢰도가 동일하기 때문에 보다 다양한 형태의 블록 인터리버 및 신호성좌매핑 방법을 적용할 수 있음은 자명하다.

수신기에서도 마찬가지로 NDI 값과 RV 값에 초기전송/IR 및 재전송을 구분하여 재전송인 경우에는 제 1 신호성좌 디매핑 방식을 적용하고, 초기전송 또는 IR인 경우에는 제 2 신호성좌 디매핑 방식을 적용하여 수신신호를 적절히 복조한다. 상기 제 1 신호성좌 디매핑 및 제 2 신호성좌 디매핑 방식은 상기 제 1 신호성좌 매핑(또는 매퍼) 및 제 2 신호성좌 매핑(또는 매퍼)에 각각 대응되는 수신기의 디매퍼(demapper)의 동작을 의미한다.

이상 도 22 내지 도 24를 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시 예에서는 부호화된 데이터에 대해 블록 인터리빙을 적용할 때, 행 또는 열의 개수를 변조 차수 또는 변조 차수의 배수에 해당되는 경우에 한정하여 설명하였다. 하지만, 일반적으로 디먹스 또는 신호성좌매퍼의 패턴들을 적절히 조절함으로써 유사하거나 동일한 효과를 지원하는 비트 인터리빙이 가능하기 때문에 행 또는 열의 개수를 변조 차수로 한정하는 것은 일례일 뿐이다. 도 26과 27을 참조하여 자세히 살펴본다.

도 26a 및 도 26b의 경우는 도 23의 블록 인터리버에 대해 정보어 비트(또는 코드 블록)와 LDPC 부호화를 통해 얻은 패리티 비트들을 대응 시킨 일례를 의미한다. 참고로, 상기 도 26a 및 도 26b에서는 편의상 블록 인터리버에서 데이터를 쓰는 방향은 행 방향으로 그리고 읽는 방향을 열 방향으로 나타내었으나 이는 서로 변경 가능하다. 설명의 편의상 도 26a 및 도 26b에 나타낸 블록 인터리버에 입력되는 LDPC 부호화 비트는 총 N 비트이며, c₀, c₁, c₂,…, c_N _- ₁으로 표현하자. 필요에 따라 c₀, c₁, c₂,…, c_N _-1 중에 일부 비트는 사전에 결정됨 값(예를 들면, 0)으로 padding될 수도 있으나 본 발명에서는 c₀, c₁,…, c_N _-1 모두 전송하고자 하는 정보어 비트 또는 패리티 비트와 같은 LDPC 부호화 비트라고 가정하며, 또한 N은 변조 차수 m의 배수이며, s = N/m이라 나타내자.

상기 도 26a과 도 26b의 가장 큰 차이점은 각 블록 인터리버의 행의 개수이다. 도 26a의 블록 인터리버의 행의 개수는 변조 차수 m, 즉, 변조 방식이 QPSK (or 4-QAM), 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, 1024-QAM, … 와 같을 때 m의 값은 각각 2, 4, 6, 8, 10, … 임을 의미한다. 도 27a의 블록 인터리버의 행의 개수는 변조 차수 m의 절반, 즉, m/2이며, 예를 들어 변조 방식이 QPSK (or 4-QAM), 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, 1024-QAM, … 와 같을 때 m/2의 값은 각각 1, 2, 3, 4, 5, … 임을 의미한다.

도 27a 및 도 27b는 상기 블록 인터리버의 출력 비트들에 대해 신호성좌매핑을 수행하기 위한 매퍼들의 일례를 나타낸 도면이다. 만일 (y₀, y₁, y₂, …, y_m _-1)과 같은 비트열을 차수가 m인 변조 방식에 대응되는 신호성좌에 대응시킨다고 할 때, y₀, y₁을 MSB로, y_m _-2, y_m _- ₁는 LSB로 결정되어 있는 경우를 가정하자.

상기 도 26 및 도 27의 블록 인터리버와 신호성좌매퍼가 서로 다름에도 불구하고 유사한 효과를 지원할 수 있는 실시 예를 자세히 설명하기 위해 상기도 26의 블록 인터리버에 데이터를 쓸 때, 송신기에서 전송하고자 하는 정보어 비트를 인덱스가 낮은 순서대로 쓴다고 가정하자. 즉, c₀, c₁, c₂,… 순서대로 전송하고자 하는 정보어 비트를 입력하고, 상기 정보어 비트가 모두 입력 된 다음에는 패리티 비트를 입력한다. 참고로 여기서 전송하고자 하는 정보어 비트는 일반적으로 LDPC 부호화를 적용하는 정보어 비트 전체를 의미할 수도 있지만, 정보어 천공을 적용하는 시스템에서는 천공될 정보어 비트를 제외한 정보어 비트를 의미할 수도 있다.

수학식 19 및 수학식 20에 나타낸 LDPC 기본행렬에 기반한 LDPC 부호화 시스템에서 고차 변조 방식을 사용할 때, 상기와 같이 LDPC 부호화 비트를 블록 인터리버에 입력하는 (또는 쓰는) 방법을 적용한다면, 정보어 비트에 되도록 MSB를 많이 할당하는 방법이 우수한 성능을 지원함을 전산 실험을 통해 쉽게 확인할 수 있기 때문에 도 26a의 블록 인터리버를 사용하는 경우 다음 수학식 23과 같은 신호성좌 매핑 방법을 적용하는 신호성좌 매퍼를 사용한다고 가정하자.

[수학식 23]

상기 수학식 23에서 i는 i번째 변조 심볼을 나타내는 인덱스이며, m은 변조 차수임에 유의한다.

상기 수학식 23의 신호성좌 매핑 방법에 대응되는 예시도를 256QAM에 대해 도 27a에 나타내었다. 상기 수학식 23은 전송하고자 하는 정보어 비트에 최대한 MSB를 할당하는 방법의 일례로서 수학식 21과 동일한(equivalent) 효과를 지원하는 신호성좌매핑 방법임에 유의하자.

만일 도 26b의 블록 인터리버를 사용하는 경우에 대해서 상기 수학식 23과 같은 신호성좌 매핑 방법과 동일한 효과를 얻기 위해서 다음 수학식 24와 같은 신호성좌 매핑 방법을 적용하는 신호성좌 매퍼를 사용한다고 가정하자.

[수학식 24]

상기 수학식 23 및 수학식 24는 전송하고자 하는 LDPC 부호어 비트에 대해서 변조 심볼 상에서 신뢰도에 대응되는 비트들에 대응됨을 쉽게 확인할 수 있다. 상기 수학식 24의 신호성좌 매핑 방법에 대응되는 예시도를 256QAM에 대해 도 27b에 나타내었다.

이와 같이 서로 다른 블록 인터리버를 사용하더라도 적절한 신호성좌 매퍼를 적용함으로써 변조 심볼 상에서 동일한 신뢰도에 대응되도록 할 수 있다. 변조 심볼 상에서 동일한 신뢰도에 대응되는 경우에는 일반적인 AWGN (additive white Gaussian noise) 채널에서는 동일한 성능을 제공함이 잘 알려져 있지만, 일반적인 페이딩 채널에서는 다이버시티(diversity) 효과와 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 구조상의 특징으로 인해 서로 성능이 다를 수 있다. 따라서 블록 인터리버와 신호성좌 매퍼에 대응되는 비트 인터리빙 방식을 고려할 때는 변조 심볼을 구성하는 비트들의 신뢰도 뿐만 아니라 페이딩 채널의 다이버시티 효과 및 LDPC 부호의 특성까지 고려해야 좋은 성능을 지원하는 LDPC 부호화 및 복호화 시스템을 지원할 수 있다.

본 발명에서는 LDPC 부호화된 데이터를 전송할 때 초송 또는 IR인 경우에는 제 1 신호성좌 매핑 방식을 적용하고, 재전송인 경우에만 제 2 신호성좌 매핑 방식을 적용하는 경우에 대해 제안하였는데, 이러한 방식은 선택된 블록 인터리버와 신호성좌 매핑 방식에 따라 다르게 표현할 수 있음은 자명하다.

또한 본 발명은 LDPC 부호어 비트에 대한 일종의 다이버시티 효과를 고려하여 재전송인 경우에 초송과 IR의 경우와 다른 신호성좌 매핑 방식을 적용하는 방법을 제안하였는데, 도 26b 및 도 27b에 기반한 비트 인터리빙 방식의 경우에도 다음과 같이 실현 가능함은 자명하다. 다음에서 s는 블록 인터리버에 입력되는 LDPC 부호화 비트 수 N을 변조 차수 m으로 나눈 값이다. (s = N/m)

16 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(2*i+2*s+1), y1(i) = c(2*i+2*s), y2(i) = c(2*i+1), y3(i) = c(2*i)

else

y0(i) = c(2*i), y1(i) = c(2*i+1), y2(i) = c(2*i+2*s), y3(i) = c(2*i+2*s+1)

64 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(2*i+4*s+1), y1(i) = c(2*i+4*s), y2(i) = c(2*i+2*s+1), y3(i) = c(2*i+2*s), y4(i) = c(2*i+1), y5(i) = c(2*i)

else

y0(i) = c(2*i), y1(i) = c(2*i+1), y2(i) = c(2*i+2*s), y3(i) = c(2*i+2*s+1) , y4(i) = c(2*i+4*s), y5(i) = c(2*i+4*s+1)

256 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(2*i+6*s+1), y1(i) = c(2*i+6*s), y2(i) = c(2*i+4*s+1), y3(i) = c(2*i+4*s), y4(i) = c(2*i+2*s+1), y5(i) = c(2*i+2*s), y6(i) = c(2*i+1), y7(i) = c(2*i)

else

y0(i) = c(2*i), y1(i) = c(2*i+1), y2(i) = c(2*i+2*s), y3(i) = c(2*i+2*s+1), y4(i) = c(2*i+4*s), y5(i) = c(2*i+4*s+1), y6(i) = c(2*i+6*s), y7(i) = c(2*i+6*s+1)

1024 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(2*i+8*s+1), y1(i) = c(2*i+8*s), y2(i) = c(2*i+6*s+1), y3(i) = c(2*i+6*s), y4(i) = c(2*i+4*s+1), y5(i) = c(2*i+4*s), y6(i) = c(2*i+2*s+1), y7(i) = c(2*i+2*s), y8(i) = c(2*i+1), y9(i) = c(2*i)

else

y0(i) = c(2*i), y1(i) = c(2*i+1), y2(i) = c(2*i+2s), y3(i) = c(2*i+2*s+1), y4(i) = c(2*i+4*s), y5(i) = c(2*i+4*s+1), y6(i) = c(2*i+6*s), y7(i) = c(2*i+6*s+1) , y6(i) = c(2*i+8*s), y7(i) = c(2*i+8*s+1)

위에서 i는 변조 심볼의 인덱스를 의미하며 0, 1, 2, …, s-1과 같은 값을 갖는다. 또한 상기 예에서는 편의상 c_j를 c(j)로 표현하였다. 참고로 4QAM (또는 QPSK)는 변조 심볼을 구성하는 비트들의 신뢰도가 동일하기 때문에 보다 다양한 형태의 블록 인터리버 및 신호성좌매핑 방법을 적용할 수 있음이 자명하여 생략하였다.

도 26a 및 도 27a로 구성된 비트 인터리버에 기반한 경우에 대해서도 위와 같이 표현하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

QPSK (or 4 QAM )

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(i+s), y1(i) = c(i)

else

y0(i) = c(i), y1(i) = c(i+s)

16 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(i+3*s), y1(i) = c(i+2*s), y2(i) = c(i+s), y3(i) = c(i)

else

y0(i) = c(i), y1(i) = c(i+s), y2(i) = c(i+2*s), y3(i) = c(i+3*s)

64 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(i+5*s), y1(i) = c(i+4*s), y2(i) = c(i+3*s), y3(i) = c(i+2*s), y4(i) = c(i+s), y5(i) = c(i)

else

y0(i) = c(i), y1(i) = c(i+s), y2(i) = c(i+2*s), y3(i) = c(i+3*s), y4(i) = c(i+4*s), y5(i) = c(i+5*s)

256 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(i+7*s), y1(i) = c(i+6*s), y2(i) = c(i+5*s), y3(i) = c(i+4*s), y4(i) = c(i+3*s), y5(i) = c(i+2*s), y6(i) = c(i+s), y7(i) = c(i)

else

y0(i) = c(i), y1(i) = c(i+s), y2(i) = c(i+2*s), y3(i) = c(i+3*s), y4(i) = c(i+4*s), y5(i) = c(i+5*s), y6(i) = c(i+6*s), y7(i) = c(i+7*s)

1024 QAM

If (NDI=false AND RVI=0),

y0(i) = c(i+9*s), y2(i) = c(i+8*s), y2(i) = c(i+7*s), y3(i) = c(i+6*s), y4(i) = c(i+5*s), y5(i) = c(i+4*s), y6(i) = c(i+3*s), y7(i) = c(i+2*s), y8(i) = c(i+s), y9(i) = c(i)

else

y0(i) = c(i), y1(i) = c(i+s), y2(i) = c(i+2*s), y3(i) = c(i+3*s), y4(i) = c(i+4*s), y5(i) = c(i+5*s), y6(i) = c(i+6*s), y7(i) = c(i+7*s), y8(i) = c(i+8*s), y9(i) = c(i+9*s)

지금까지 본 발명에서는 초송에서 주어진 데이터 또는 정보에 대해서 부호어 비트를 생성하여 전송하였다고 할 때, 상기 전송된 부호어 비트의 전부 또는 일부가 다시 전송되는 경우를 편의상 재전송이라 명명하였다. 그리고 상기 주어진 데이터 또는 정보로부터 추가적인 패리티 비트를 생성하여 상기 패리티 비트를 추가로 전송하는 경우는 IR로 구분하였다. 이하에서는 본 발명의 또 다른 실시 예를 설명하기 위하여 보다 명확히 각각 RV0-재전송 및 RVX-재전송이라 명명하자. 또한 이하에서 재전송이라는 표현은 위와 같이 주어진 데이터에 대한 LDPC 부호화 비트를 다시 전송하는 모든 재전송 방식을 나타낸다.

지금까지 본 발명에서는 NDI가 false/true 또는 0/1 인 값에 따라 재전송인지 아닌지 구분되는 경우에 대해서만 설명하였다.

하지만, 일반적으로 NDI 값은 서비스에 따라 다르게 사용될 수 있기 때문에 서비스에 따라 본 발명에서 제안하는 신호성좌매핑 방식을 변경하여 적용할 수도 있다. 예를 들어 기본적인 동적 스케줄링(dynamic scheduling)에서는 NDI 값 자체에 따라 초기 전송이 결정되는 것이 아니라 NDI 값의 변화에 따라 결정된다. 즉, 새로운 데이터를 전송하는 경우에는 NDI 값을 이전 값에서 전환하는 방식을 사용하는데, 예를 들어 현재 NDI 값이 0인 경우에 새로운 데이터의 초기 전송이 진행될 경우 그 값은 변환하여 1을 사용하게 된다. 반대로 현재 NDI 값이 1인 경우에는 새로운 데이터의 초기 전송이 진행될 경우 그 값은 변환하여 0을 사용하게 된다. 뿐만 아니라 새로운 데이터의 초기 전송이 발생하기 전에는 그 값이 변경되지 않기 때문에 초기 전송과 재전송을 구분할 수 없게 된다. 따라서 이 경우에는 본 발명에서 제안하는 방법을 적용하기 위해서는 1 비트의 별도의 시그널링 비트 또는 새로운 DCI (downlink control information) 포맷이 필요할 수도 있다.

반면에, 준-지속적 스케줄링(semi-persistent scheduling, SPS)을 지원하는 서비스에서는 NDI 값을 통해 초기 전송인지 재전송인지 구분이 된다. 따라서 본 발명에서 설명한 방법을 그대로 적용할 수 있다.

이와 같이 본 발명은 서비스에 따라 서로 다른 방식으로 적용할 수 있다.

예를 들어 송신기에서 동적 스케줄링과 같이 NDI 값에 따라 초기전송 및 재전송이 구분되지 않는 서비스를 지원하는 경우에는 추가 시그널링 비트 없이 고정되어 있는 신호성좌 매핑 방식을 적용하거나, 시그널링 비트를 추가하고 본 발명에서 제안하는 신호성좌 매핑 방식을 적용한다. 반면에 SPS와 같이 NDI 값에 따라 초기전송 및 재전송이 구분되는 경우에는 초기 전송 및 RVX-재전송은 경우에는 제 1 신호성좌 매핑 방식을 RV0-재전송인 경우에는 제 2 신호성좌 매핑 방식을 적용하여 본 발명에서 제안한 방법을 달성할 수 있다. 여기서 제 2 신호성좌 매핑 방식의 일 실시예는 제 1 신호성좌 매핑 방식에서 각 비트에 할당되는 변조 심볼의 신뢰도가 역으로 할당되는 신호성좌 매핑 방식을 적용할 수 있다.

수신기에서도 마찬가지로 NDI 값에 따라 초기전송 및 재전송이 구분되지 않는 서비스를 지원하는 경우에는 추가 시그널링 비트 없이 고정되어 있는 신호성좌 디매핑(demapping) 방식을 적용하여 복조하거나, 시그널링 비트를 추가하고 본 발명에서 제안하는 신호성좌 디매핑 방식을 적용하여 복조한다. 반면에 SPS와 같이 NDI 값에 따라 초기전송 및 재전송이 구분되는 경우에는 초기 전송 및 RVX-재전송이라고 판단된 경우에는 제 1 신호성좌 디매핑 방식을 RV0-재전송이라고 판단된 경우에는 제 2 신호성좌 디매핑 방식을 적용하여 본 발명에서 제안한 방법을 달성할 수 있다. 상기 제 1 신호성좌 디매핑 및 제 2 신호성좌 디매핑 방식은 상기 제 1 신호성좌 매핑 및 제 2 신호성좌 매핑에 각각 대응되는 수신기의 디매퍼의 동작을 의미한다.

즉, 결론적으로 수신기에서 재전송인지 아닌지 판단할 수 없는 서비스를 지원하는 경우에는 고정되어 있는 신호성좌 매핑/디매핑 방식이 적용된 매퍼/디매퍼를 사용하여 부호화된 데이터를 송수신 할 수 있다. 반면에 수신기에서 재전송인지 아닌지 판단할 수 있는 경우에는 가변적인 신호성좌 매핑/디매핑 방식을 적용하여 부호화된 데이터를 송수신 할 수 있다. 특히 적어도 한 번의 RV0-재전송인 경우만 다른 신호성좌 매핑/디매핑 방식을 사용하여도 시스템 성능을 크게 개선할 수 있다.

이상 본 발명에서 제안하는 송신기 및 수신기의 동작을 정리하여 설명하기 위하여 동적 스케줄링과 같이 수신기에서 재전송인지 아닌지 판단할 수 없는 서비스들을 제 1 서비스군(service group)이라 하고, SPS와 같이 수신기에서 재전송인지 아닌지 판단할 수 없는 서비스들을 제 2 서비스군이라 명명하자.

이를 바탕으로 송신기의 동작을 정리하여 설명하면, 먼저 입력 데이터에 대해 LDPC 부호화를 수행하고, 필요한 경우 상기 부호화된 데이터 비트들을 적절히 인터리빙 한다. 그리고 제 1 서비스군인지 제 2 서비스군인지 판단하는 과정을 포함하여 만일 제 1 서비스군으로 판단되는 경우에는 경우에는 초송 또는 재송 여부와 무관하게 상기 인터리빙된 데이터 비트들에 대해 제 1 신호성좌 매핑 방식에 기반하여 적절히 변조 심볼을 생성한다. 하지만, 수신기에서 재전송인지 아닌지 판단할 수 있는 제 2 서비스군에 포함되는 서비스의 경우에는, 상기 부호화 및 인터리빙된 입력 데이터에 대해 초송 또는 재전송 여부에 따라 서로 다른 신호성좌 매핑 방식에 따라 적절히 변조 심볼을 생성한다. 예를 들어, 초송 및 RVX-재전송일 경우에는 제 1 신호성좌 매핑 방식에 기반하여 변조 심볼을 생성하고, 적어도 첫번째 RV0-재전송일 경우에는 제 2 신호성좌 매핑 방식에 기반하여 변조 심볼을 생성한다. 여기서 본 발명에서는 구체적인 실시 예로서 제 1 신호성좌 매핑 방식과 제 2 신호 성좌 매핑 방식은 변조 심볼을 구성하는 비트들에 대응되는 신뢰도를 서로 역으로 할당하는 특징을 제안하였으나 이에 한정할 필요는 없으며, 경우에 따라 제 2 신호성좌 매핑 방식은 제 1 신호성좌 매핑 방식과 다른 다양한 방식을 적용할 수도 있다.

수신기의 동작도 송신기에 동작에 대응하여 유사하게 표현할 수 있다.

수신기에서는 먼저 수신된 신호로부터 수신된 데이터의 서비스군을 판단한 다음, 만일 제 1 서비스군의 데이터로 판단된 경우에는 송신기에서 제 1 신호성좌 매핑 방식에 기반하여 변조 심볼을 생성하였다고 판단하여 이에 대응되는 제 1 신호성좌 디매핑 방식에 기반하여 수신 신호를 적절히 복조한다. 반면에 제 2 서비스군의 데이터로 판단된 경우에는 초송 및 재전송 여부에 따라 서로 다른 신호성좌 매핑 방식에 기반하여 변조 심볼이 생성되었다고 판단하여, 경우에 따라 서로 다른 신호성좌 디매핑 방식에 기반하여 수신 신호를 적절히 복조한다. 예를 들어 초송 또는 RV0-재전송인지 RVX-재전송인지 추가로 판단한 다음, 초송 및 RVX-재전송인 경우에는 제 1 신호성좌 디매핑 방식에 기반하여 복조를 수행하고, 적어도 한 번의 RV0-재전송에 대해서는 제 2 신호성좌 디매핑 방식에 기반하여 복조를 수행한다. 만일 송신기에서 인터리버를 통해 부호화된 데이터에 인터리빙이 적용되었다면, 수신기에서도 그에 대응되는 디인터리버를 통해 상기 복조된 데이터를 적절히 디인터리빙 한다음 LDPC 복호화를 수행한다.

상기 송신기 및 수신기에서 초송 및 재전송 여부를 판단할 수 있는 서비스인지 알려주거나 판단하는 방법은 다양하게 존재할 수 있다. 시그널링 비트 등을 통해 알려줄 수도 있는데, 일례로서 실제 LTE에서는 SPS 전송 주기는 사전에 RRC (Radio Resource Control)를 통해 설정해주고, 이의 활성화(activation) 또는 비활성화 (deactivation)는 SPS C-RNTI (SPC Cell Radio Network Temporary Identifier)를 사용한다. 결국 수신기에서도 이러한 RRC 및 SPS C-RNTI와 같은 시그널링 정보를 바탕으로 초송 및 재전송 여부를 판단할 수 있는 서비스인지 아닌지 결정할 수 있다.

본 발명은 바람직한 실시예로 설명하였지만, 다양한 변경 및 변형이 당업자에게 제시될 수도 있다. 이러한 변경 및 변형들은 첨부된 청구범위에 포함되는 것으로 의도하는 바이다.

Claims

통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법에 있어서,
입력 데이터에 대해 LDPC 부호화를 수행하는 과정;
상기 부호화된 입력 데이터에 대해 초송 여부를 결정하는 과정;
상기 초송 여부 판단에 따라 신호성좌 매핑 방법을 결정하는 과정;
상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 부호화된 데이터에 대해 변조 심볼을 생성하는 과정;
을 포함함을 특징으로 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법.
청구항 1에 있어서,
초송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법과 적어도 첫 번째 RV0-재전송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법이 서로 다름을 특징으로 하는 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법.
청구항 2에 있어서,
초송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법은 순방향-순서 매핑이며,
RV0-재전송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법은 역방향-순서 매핑임을 특징으로 하는 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법.
통신 또는 방송 시스템에서 채널 복호화 방법에 있어서,
LDPC 부호화된 데이터를 포함한 신호를 수신하는 과정;
상기 수신된 신호로부터 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 여부를 판단하는 과정;
상기 초송 여부 판단에 따라 신호성좌 매핑 방법을 결정하는 과정;
상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 수신된 신호로부터 LDPC 부호화된 데이터에 대한 복조된 값을 생성하는 과정;
상기 복조된 값을 기반으로 LDPC 복호화를 수행하는 과정
을 포함함을 특징으로 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 복호화 방법.
청구항 4에 있어서,
초송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법과 적어도 첫 번째 RV0-재전송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법이 서로 다름을 특징으로 하는 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법
청구항 5에 있어서,
초송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법은 순방향-순서 매핑이며,
RV0-재전송 시 적용되는 신호성좌 매핑 방법은 역방향-순서 매핑임을 특징으로 하는 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법.
청구항 5에 있어서,
상기 수신된 신호로부터 상기 부호화된 데이터에 대한 초송이 아닌 것으로 판단한 경우에 상기 복조된 값을 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 시 복조된 값과 결합하는 과정;
상기 결합된 복조 값에 기반하여 LDPC 복호화를 수행하는 과정;
을 더 포함함을 특징으로 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 복호화 방법.
통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법에 있어서,
입력 데이터에 대해 LDPC 부호화를 수행하는 과정;
상기 부호화된 입력 데이터에 대해 초송 여부를 결정하는 과정;
상기 부호화된 입력 데이터의 전송을 위한 RV 값을 결정하는 과정;
상기 초송 여부와 RV 값에 따라 신호성좌 매핑 방법을 결정하는 과정;
상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 부호화된 데이터에 대해 변조 심볼을 생성하는 과정;
을 포함함을 특징으로 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화 방법.
통신 또는 방송 시스템에서 채널 복호화 방법에 있어서,
LDPC 부호화된 데이터를 포함한 신호를 수신하는 과정;
상기 수신된 신호로부터 상기 부호화된 데이터에 대한 초송 여부를 판단하는 과정;
상기 수신된 신호로부터 상기 부호화된 데이터의 전송을 위한 RV 값을 결정하는 과정;
상기 초송 여부와 결정된 RV 값에 따라 신호성좌 매핑 방법을 결정하는 과정;
상기 결정된 신호성좌 매핑 방법에 기반하여 상기 수신된 신호로부터 LDPC 부호화된 데이터에 대한 복조된 값을 생성하는 과정;
상기 복조된 값을 기반으로 LDPC 복호화를 수행하는 과정
을 포함함을 특징으로 하는 통신 또는 방송 시스템에서 채널 복호화 방법.