KR20070067311A - 광대역 무선 통신시스템에서 인접 셀의 간섭을 제거하기위한 장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선 통신시스템에서 인접 셀의 간섭을 제거하기위한 장치 및 방법 Download PDF

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광대역 무선 통신시스템에서 간섭 신호와 독립적으로 타겟 신호를 검출하기 위한 단말 장치 및 방법에 관한 것으로서, 서빙 기지국과 인접 기지국들로부터 타겟 신호와 인접 신호들을 수신하는 적어도 두 개의 수신 안테나와, 상기 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호들의 각 채널을 추정하는 채널 추정기와, 상기 수신신호들과 상기 추정된 채널들을 이용하여 상기 간섭 신호 성분과 독립적으로 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하는 검출부를 포함하여, 상기 간섭 신호의 잘못된 추정 및 검출로 발생하는 잡음 확산을 줄일 수 있으며, 상기 간섭 신호 검출하여 복구 후 제거하기 위한 시간 지연이 발생하지 않으며, 추가적인 버퍼의 증가를 막아 하드웨어 복잡도가 증가하는 것을 방지할 수 있는 이점이 있다.
MIMO 신호 검출방식, 간섭 신호 제거, 채널 응답, 다중 수신 안테나.

Description

광대역 무선 통신시스템에서 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR OTHER CELL INTERFERENCE CANCELLATION IN BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 무선 통신시스템의 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신시스템의 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명에 따른 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 단말의 블록구성을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명에 따른 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 영강압(Zero Forcing) 선형 검출기의 상세 구성을 도시하는 도면, 및
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 절차를 도시하는 도면.
본 발명은 광대역 무선 통신시스템에서 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 장 치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 상기 광대역 무선 통신시스템에서 다중 수신 안테나를 이용하여 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
상기 무선 통신시스템은 서비스 지역의 제한과 가입자 수용용량의 한계를 극복하기 위하여 상기 서비스 지역을 여러 개의 작은 구역, 즉 셀로 나누어 통신을 수행하는 셀룰러 시스템을 사용한다. 더욱이 상기 셀룰러 시스템은 셀로 나뉘어 통신을 수행하기 때문에 서로 충분히 멀리 떨어진 두 셀은 동일한 주파수 대역을 사용함으로써 공간적으로 주파수를 재사용할 수 있도록 한다. 따라서 공간적으로 분포하는 채널 수를 증가시켜 충분한 가입자를 확보할 수 있도록 하는 이동통신 방식이다. 하지만, 상기 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor)가 1인 무선 통신시스템은 인접 셀의 간섭으로 인한 수신 성능 열화가 발생하는 문제가 있다.
도 1은 일반적인 무선 통신시스템의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이 단말(104)은 서빙 기지국(100)의 셀 영역에 포함되어 상기 서빙 기지국(100)과 통신을 수행한다.
이후, 상기 단말(104)이 상기 서빙 기지국(100)과 인접 기지국(102)의 핸드오프 영역, 즉 셀 경계지역으로 이동하게 되면, 하기 <수학식 1> 과 같이 상기 서빙 기지국(100)으로부터의 타겟 신호(111)뿐만 아니라 상기 인접 기지국(102)으로부터의 간섭 신호(113)도 수신하게 된다.
Figure 112005075599611-PAT00001
여기서, hs(k)는 상기 서빙 기지국(100)과 단말(104) 간의 k번째 부채널에 해당하는 채널을 나타내고, hI(k)는 상기 인접 기지국(102)과 단말(104) 간의 k번째 부채널에 해당하는 채널을 나타내며, 상기 xs(k)는 상기 k번째 부채널에 대한 상기 서빙 기지국(100)으로부터 송신되는 신호를 나타내고, 상기 xI(k)는 상기 k번째 부채널에 대한 상기 인접 기지국(102)으로부터 송신되는 신호를 나타낸다. 또한, n(k)는 상기 k번째 부채널에 해당하는 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise)을 나타낸다.
상술한 바와 같이 상기 단말(104)은 서빙 기지국(100)의 타겟 신호뿐만 아니라 인접 기지국(102)의 간섭 신호까지 수신하게 되므로, 상기 인접 기지국(102)으로부터 수신되는 간섭 신호는 상기 단말(104)의 수신 성능 열화의 원인이 된다. 따라서, 상기 간섭신호에 의해 발생하는 수신 성능 열화를 줄이기 위해 상기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법들이 연구되고 있다.
상기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법들 중, 상기 단말(104)이 상기 서빙 기지국(100)에 가까이 있고, 상기 인접 기지국(102)과는 멀리 떨어진 경우, 상기 간섭 신호 성분(hI(k)xI(k))의 전력이 타겟 신호 성분(hs(k)xs(k))의 전력에 비해 매우 작으므로 하기 <수학식 2>와 같이 상기 간섭 신호 성분을 무시하고 상기 타겟 신호 성분을 추정 및 검출을 수행한다.
Figure 112005075599611-PAT00002
여기서,
Figure 112005075599611-PAT00003
는 상기 타겟 신호의 추정 성분을 나타내고, hs(k)는 상기 서빙 기지국(100)과 단말(104)의 채널 성분을 나타내며, y(k)는 수신신호를 나타낸다. 또한, 상기
Figure 112005075599611-PAT00004
는 상기 타겟 신호의 검출 성분을 나타낸다.
하지만, 상기 도 1에 도시된 바와 같이 상기 단말(104)이 상기 서빙 기지국(100)과 인접 기지국(102)의 셀 경계지역에 위치하는 경우, 상기 인접 신호의 전력이 커져 상기 인접 신호를 무시하여 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하게 되면, 심각한 성능 저하가 초래된다. 따라서, 상기 간섭 신호를 제거하기 위한 방법으로 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation : 이하 , SIC라 칭함) 방법과 병렬적 간섭 제거(Parallel Interference Cancellation : 이하) PIC라 칭함) 방법이 대표적으로 사용된다.
상기 SIC 방식은, 먼저 하기 <수학식 3>과 같이 간섭 신호 성분을 추정 및 검출한 후, 상기 검출된 간섭 신호 성분과 추정된 인접 기지국(102)과 단말(104) 사이의 채널 성분을 이용하여 간섭 신호 성분을 복구한다.
Figure 112005075599611-PAT00005
여기서,
Figure 112005075599611-PAT00006
는 상기 간섭 신호의 추정 성분을 나타내고, hI(k)는 상기 인접 기지국(102)과 단말(104)의 채널 성분을 나타내며, y(k)는 수신신호를 나타낸다. 또한, 상기 는 상기 간섭 신호의 검출 성분을 나타낸다.
이후, 상기 <수학식 3>에서 간섭 신호 성분이 복구되면, 상기 복구된 간섭 신호 성분을 하기 <수학식 4>에 적용하여 상기 수신신호에서 상기 간섭 신호 성분을 제거하여 타겟 신호 성분을 복구한다.
Figure 112005075599611-PAT00008
여기서,
Figure 112005075599611-PAT00009
는 상기 검출된 간섭 신호를 나타내고, hI(k)는 상기 인접 기지국(102)과 단말(104)의 채널 성분을 나타내며, y(k)는 수신신호를 나타낸다.
상기 <수학식 4>와 같이 수신신호에서 인접 신호 성분을 제거하여 타겟 신호 성분을 복구한 후, 상기 <수학식 2>와 같이 상기 타겟 신호 성분의 추정 및 검출을 수행한다.
더욱이 상기 간섭 신호 성분이 여러 개인 경우에는 상기 간섭 신호 성분을 수신 반송파 대 간섭 및 잡음비(Carrier to Interference and Noise Ratio)에 따라 정렬한 후, 상기 간섭 신호들을 순차적으로 검출, 복호 및 제거를 수행한다.
반면에, 상기 PIC 기법은 상기 간섭 신호 성분을 제거한 후, 상기 타겟 신호 성분을 복구하여 추정 및 검출하는 방식은 상기 SIC 방식과 동일하지만, 상기 간섭 신호 성분이 여러 개인 경우, 상기 간섭신호들을 병렬적으로 검출, 복호 및 제거를 수행한다.
하지만, 상기 SIC방식 또는 PIC방식은 타겟 신호 성분을 무시하고 간섭 신호 성분을 검출하기 때문에 검출된 간섭 신호의 오류 확률이 증가하게 된다. 더욱이 상기 오류가 발생한 간섭 신호를 이용하여 타겟 신호를 검출하게 되면 에러 확산(Error Propagation)을 초래하게 되어 시스템의 성능이 저하되는 문제가 발생한다.
또한, 상기 간섭 신호 성분을 추출하기 위해서는 상기 간섭 신호 성분의 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 알아야하므로 수신신호를 일일이 복호해야 한다. 따라서, 시간 지연이 발생하며, 이로 인해 입력단에 존재하는 버퍼의 크기가 커져 하드웨어 복잡도가 증가하게 되는 문제가 발생한다.
따라서, 본 발명의 목적은 광대역 무선 통신 시스템에서 간섭 신호 성분과 독립적으로 타겟 신호성분을 검출하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 무선 통신 시스템에서 다중 수신 안테나를 이용하여 간섭 신호 성분과 독립적으로 타겟 신호 성분을 검출하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선 통신 시스템에서 간섭 신호 성분과 독립적으로 타겟 신호 성분을 검출하여 시간 지연과 추가적인 버퍼의 사용을 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 광대역 무선 통신시스템에서 간섭 신호와 독립적으로 타겟 신호를 검출하기 위한 단말 장치는, 서빙 기지국과 인접 기지국들로부터 타겟 신호와 인접 신호들을 수신하는 적어도 두 개의 수신 안테나와, 상기 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호들의 각 채널을 추정하는 채널 추정기와, 상기 수신신호들과 상기 추정된 채널들을 이용하여 상기 간섭 신호 성분과 독립적으로 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하는 검출부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 견지에 따르면, 상기 검출부는, 영 강압(Zero Forcing) 선형 검출(Linear Detection) 방식, 최소 평균 자승 오차(Minimum Mean Square Error) 선형 검출 방식, 영 강압 VBLAST(Vertical-Bell lab.LAyered Space Time)방식, 최소 평균 자승 오차 VBLAST 등의 다중 안테나(MIMO : Multi-Input Multi-Output) 신호 검출 방식을 사용하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 3 견지에 따르면, 광대역 무선 통신시스템에서 간섭 신호와 독립적으로 타겟 신호를 검출하기 위한 방법은, 적어도 두 개의 수신 안테나를 통해 서빙 기지국과 인접 기지국들의 타겟 신호와 간섭 신호들이 수신되는 경우, 상기 각 수신신호들의 채널을 추정하는 과정과, 상기 수신신호들과 상기 추정된 채널들을 다중 안테나(MIMO : Multi-Input Multi-Output)신호 검출 기법에 적용하여 상기 타겟 신호를 추정하는 과정과, 상기 추정된 타겟 신호를 이용하여 상기 타겟 신호를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단 된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은, 광대역 무선 통신 시스템에서 다중 수신 안테나를 이용하여 간섭 신호 성분과 독립적으로 타겟 신호 성분을 검출하기 위한 기술에 대해 설명한다. 여기서, 상기 타겟 신호는 서빙 기지국에서 단말로 전송하는 신호 성분을 의미한다. 이하 설명에서 단말은 2개의 수신 안테나를 구비하는 것을 가정하여 설명한다. 또한, 직교 주파수 다중 분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하, OFDM이라 칭함) 방식을 사용하는 무선통신시스템을 예를 들어 설명하며, 다른 다중 접속 방식에도 동일하게 적용 가능하다.
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신시스템의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 2에 도시된 바와 같이 단말(204)이 서빙 기지국(200)의 셀 영역에 포함되어 상기 서빙 기지국(200)으로부터 타겟 신호를 수신한다.
이후, 상기 단말(204)이 상기 서빙 기지국(200)과 인접 기지국(202)의 핸드오프 영역, 즉 셀 경계지역으로 이동하게 되면, 상기 단말(204)은 상기 서빙 기지국(200)과 통신을 수행하기 위한 타겟 신호뿐만 아니라 상기 인접 기지국(202)으로부터의 간섭 신호도 수신하게 된다.
이때, 상기 단말(204)은 다중 수신 안테나를 구비하므로 하기 <수학식 5>와 같은 수신 신호를 수신한다.
Figure 112005075599611-PAT00010
여기서, 상기 yi(k)는 i번째 수신 안테나의 수신 신호를 나타내고, hs (i)(k)는 상기 서빙 기지국과 상기 단말의 i번째 수신 안테나 사이의 채널 성분을 나타내며, xs(k)는 상기 서빙 기지국으로부터 송신되는 신호를 나타낸다. 또한, hI (i)(k)는 상기 인접 기지국과 상기 단말의 i번째 수신 안테나 사이의 채널 성분을 나타내고, xI(k)는 상기 인접 기지국으로부터 송신되는 신호를 나타내며, n(k)는 상기 k번째 부채널에 해당하는 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise)을 나타낸다.
상기 <수학식 5>와 같이 상기 단말(204)은 다중 수신 안테나를 이용하여 수신하는 신호는 하기 <수학식 6>과 같이 행렬식으로 표현할 수 있다.
Figure 112005075599611-PAT00011
상기 <수학식 6>은 전형적인 다중 입력 다중 출력(Multi Input Multi Output : 이하, MIMO라 칭함) 모델과 동일하다. 즉, 상기 서빙 기지국(200)과 인접 기지국(202)은 각각 하나의 송신 안테나를 구비하지만, 상기 단말(204)은 다중 수신 안테나를 이용하여 상기 서빙 기지국(200)과 인접 기지국(202)의 신호를 동시에 수신하므로 상기 MIMO 시스템과 동일한 수신 모델을 갖는다.
따라서, 상기 MIMO 시스템에서 각 채널 성분을 추정하는 방식과 동일하게 영 강압(Zero Forcing) 선형 검출(Linear Detection)기법, 또는 최소 평균 자승 오차(Minimum Mean Square Error) 선형 검출 기법, 또는 영 강압 V-BLAST(Vertical-Bell lab.LAyered Space Time), 또는 최소 평균 자승 오차 VBLAST 등과 같은 상기 MIMO 시스템의 다양한 신호 검출 기법을 통해 상기 간섭 신호와 독립적으로 상기 타겟 신호 성분을 추정 및 검출할 수 있다.
이하 설명은 상기 영 강압 선형 검출 방식을 이용하여 타겟 신호 성분을 추정하는 것을 예를 들어 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 단말의 블록구성을 도시하고 있다.
상기 도 3에 도시된 바와 같이 FFT(Fast Fourier Transform) 연산기(301, 302), 채널 추정기(Channel Estimation)(303, 304), 영강압 선형 검출기(ZF-LD Detection)(305), 디 매핑기(307) 및 복호기(309)를 포함하여 구성된다.
FFT 연산기(301, 302)는 안테나를 통해 수신되는 시간 영역의 타겟신호와 인접신호를 각각 안테나별로 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 신호로 변 환한다.
채널 추정기(303, 304)는 상기 FFT 연산기(301, 302)로부터 푸리에 변환된 신호를 제공받아 상기 서빙 기지국과 인접 기지국으로부터 수신된 프리앰블 신호를 이용하여 각 채널(hs (1)(k), hs (2)(k), hI (1)(k), hI (2)(k))을 추정한다.
영 강압 선형 검출기(305)는 상기 채널 추정기(303, 304)에서 추정된 채널 값을 이용하여 널링 벡터를 생성한 후, 상기 FFT 연산기(301, 302)로부터 제공되는 신호와 상기 널링 벡터를 이용하여 타겟 신호 성분을 추정 및 검출한다. 여기서, 상기 영 강압 선형 검출기(305)는 도 4에 도시된 바와 구성을 갖는다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이 상기 영 강압 선형 검출기(305)는 널링 벡터 생성기(401), 곱셈기(403), 및 타겟 신호 검출기(405)를 포함하여 구성된다.
상기 널링 벡터 생성기(401)는 상기 채널 추정기(303, 304)에서 추정된 채널 값들을 이용하여 타겟 신호 성분만을 추정 및 검출하기 위한 널링 벡터를 생성한다.
상기 곱셈기(403)는 상기 널링 벡터 생성기(401)에서 생성된 널링 벡터와 상기 FFT 연산기(301, 302)로부터 제공되는 푸리에 변환된 수신신호를 곱하여 하기 <수학식 7>과 같은 타켓 신호를 추정한다.
타겟 신호 검출기(405)는 상기 곱셈기(403)에서 추정된 타겟 신호(
Figure 112005075599611-PAT00012
)를 제공받아 하기 <수학식 7>과 같이 신호 결정 연산을 수행하여 타겟 신호를 검출한다.
Figure 112005075599611-PAT00013
여기서, 상기 h(1, :) - 1(k)는 널링 벡터로 채널 행렬 H의 역행렬의 첫 번째 행을 나타내고, 상기
Figure 112005075599611-PAT00014
는 상기 타겟 신호의 검출 성분을 나타낸다. 또한, Q(x)는 신호 성상도에 기반한 신호 결정 연산을 나타낸다. 또한, 상기 타겟 신호는, 경판정(Hard Decision) 연산을 통해 검출하거나, 복호기의 성능 증가를 위해 연판정(Soft Decision) 연산을 통해 검출할 수 있다.
디매핑기(307)는 상기 영 강압 검출기(305)로부터 제공되는 출력신호, 즉 부반송파 값들에서 실제 데이터가 실린 부반송파 값들을 추출한다.
복호기(309)는 상기 디매핑기(307)로부터 제공받은 데이터를 해당 부호율로 채널 복호화하여 정보 데이터를 복원한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 인접 셀의 간섭을 제거하기 위한 절차를 도시하고 있다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 단말은 501단계에서 상기 단말의 다중 수신 안테나를 통해 상기 서빙 기지국과 인접 기지국의 신호가 수신되는지 확인한다.
만일, 상기 신호가 수신되면, 상기 단말은 503단계로 진행하여 상기 각 수신 안테나별로 수신되는 신호에 대해 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수 행하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다.
이후, 상기 단말은 505단계로 진행하여 상기 푸리에 변환된 신호에서 상기 서빙 기지국과 인접 기지국의 프리앰블 신호를 이용하여 각각의 채널(hs (1)(k), hs (2)(k), hI (1)(k), hI (2)(k))을 추정한다.
상기 서빙 기지국과 인접 기지국 각각의 채널을 추정한 후, 상기 단말은 507단계로 진행하여 상기 추정된 채널 값을 이용하여 타겟 신호 성분을 추정하기 위한 널링 벡터를 생성한다. 여기서, 상기 MIMO 시스템의 선형 검출방법에 의해 타겟 신호 성분이 하기 <수학식 8>과 같이 간섭 신호 성분과 독립적으로 검출되므로 상기 간섭 신호 성분의 실제 추정, 검출을 수행하지 않아도 된다. 따라서, 전체 채널(H)의 역행렬을 모두 구하지 않고 상기 타겟 신호 성분을 구하는데 필요한 상기 전체 채널의 역행렬의 첫 번째 행만 구하여도 상기 타겟 신호의 추정 및 검출을 수행할 수 있다.
Figure 112005075599611-PAT00015
여기서, 상기
Figure 112005075599611-PAT00016
는 상기 타겟 신호의 추정치를 나타내고,
Figure 112005075599611-PAT00017
는 인접 신호의 추정치를 나타내며, H-1은 상기 채널의 역행렬을 나타낸다. 또한, Y는 수신신호 행렬을 나타내고, X는 송신신호 행렬을 나타낸다.
상기 널링 벡터가 생성되면, 상기 단말은 509단계로 진행하여 상기 <수학식 7>과 같이 상기 널링 벡터와 상기 푸리에 변환된 수신신호의 선형 연산을 통해 상기 타겟 신호 성분을 추정한다.
이후, 상기 단말은 511단계로 진행하여 상기 생성된 타겟 신호 성분을 이용하여 상기 <수학식 7>과 같이 타겟 신호를 검출한다. 여기서, 상기 타겟 신호는, 경판정(Hard Decision) 연산을 통해 검출하거나, 복호기의 성능 증가를 위해 연판정(Soft Decision) 연산을 통해 검출할 수 있다.
상술한 바와 같이 다중 수신 안테나를 구비하는 단말에서 MIMO 시스템의 신호 검출 기법들 중 영 강압 선형 검출방식을 예를 들어 설명하였다. 상기 영 강압 선형 검출 외에도 상기 타겟 신호 검출 성능을 향상시키기 위해 최소 평균 자승 오차(Minimum Mean Square Error) 선형 검출기법을 적용하면, 상기 <수학식 7>과 같이 널링 벡터를 이용하여 상기 타겟 신호 성분을 추정 및 검출하는 대신 하기 <수학식 9>를 이용하여 상기 타겟 신호 성분을 추정 및 검출한다.
Figure 112005075599611-PAT00018
여기서, 상기 H는 상기 단말의 다중 수신 안테나를 통해 수신되는 채널의 행렬을 나타내고, I는 2×2 크기의 단위 행렬을 나타내며, Y는 수신신호의 행렬을 나 타낸다. 상기
Figure 112005075599611-PAT00019
는 상기 타겟 신호의 검출 성분을 나타내고, Q(x)는 신호 성상도에 기반한 신호 결정 연산을 나타낸다.
상기 <수학식 9>를 이용하여 상기 타겟 신호를 추정 및 검출을 수행하면 상기 영 강압 선형 검출 방식에 비해 잡음 성분의 전력 증폭을 줄일 수 있는 이점이 있다.
또한, 상술한 예는 두 개의 기지국(서빙 기지국, 인접 기지국)과 두 개의 수신 안테나를 구비하는 단말을 예를 들어 설명하였다. 이뿐만 아니라, 상기 간섭 신호 성분의 개수가 NI인 경우, 수신 안테나 수(Nr)를 (NI+1)개로 설정하고, 상기 <수학식 6, 7, 9>의 행렬을 하기 <수학식 10>과 같이 [Nr × (NI+1)]로 확장하여도 동일한 방법으로 상기 타겟 신호 성분을 추정 및 검출할 수 있다.
Figure 112005075599611-PAT00020
여기서, 상기 Nr은 수신 안테나 수를 나타내고, NI는 간섭 신호의 개수를 나타낸다.
한편, 상기 수신 안테나의 수(Nr)가 상기 수신 신호의 개수(간섭 신호의 개 수(NI) + 타겟 신호의 개수(1))와 다른 경우, 먼저, 상기 수신 안테나 수가 상기 수신 신호의 개수보다 큰 경우(Nr > (NI+1)), 상기 MIMO 시스템의 신호 검출 방식에 따라 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하며 상기 수신 안테나에서 상기 타겟 신호를 검출하는데 사용된 수신 안테나 이외의 잉여 안테나 수(Nr-(NI+1))에 해당하는 다이버시티 이득을 발생하므로 보다 우수한 성능의 타겟 신호를 검출할 수 있다. 여기서, 상기 타겟 신호를 추정하기 위한 역행렬 연산은 의사-역행렬(Pseudo-Inverse) 연산으로 변경된다.
만일, 상기 수신 안테나 수가 상기 수신 신호의 개수보다 작은 경우(Nr < (NI+1)), 상기 단말은 간섭 신호 성분들의 전력을 비교하여 상위 (Nr-1)개의 간섭 신호를 선택하여 상술한 바와 동일한 방법으로 상기 타겟 신호를 추정 및 검출을 수행할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 광대역 무선 통신시스템에서 다중 수신 안테나를 이용하여 간섭 신호 성분과 독립적으로 타겟 신호 성분을 검출함으로써, 상기 간섭 신호의 잘못된 추정 및 검출로 발생하는 에러 확산을 줄일 수 있으며, 상기 간섭 신호 검출하여 복구 후 제거하기 위한 시간 지연이 발생하지 않는 이점이 있다. 또한, 추가적인 버퍼의 증가를 막아 하드웨어 복잡도가 증가하는 것을 방지할 수 있는 이점이 있다.

Claims (11)

  1. 광대역 무선 통신시스템에서 간섭 신호와 독립적으로 타겟 신호를 검출하기 위한 단말 장치에 있어서,
    서빙 기지국과 인접 기지국들로부터 타겟 신호와 인접 신호들을 수신하는 적어도 두 개의 수신 안테나와,
    상기 수신 안테나를 통해 수신된 수신 신호들의 각 채널을 추정하는 채널 추정기와,
    상기 수신신호들과 상기 추정된 채널들을 이용하여 상기 간섭 신호 성분과 독립적으로 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하는 검출부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 추정기는,
    상기 서빙 기지국과 인접 기지국들로부터 수신된 수신신호들의 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 각 수신신호들의 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 검출부는, 영 강압(Zero Forcing) 선형 검출(Linear Detection) 방식, 최소 평균 자승 오차(Minimum Mean Square Error) 선형 검출 방식, 영 강압 VBLAST(Vertical-Bell lab.LAyered Space Time)방식, 최소 평균 자승 오차 VBLAST 등의 다중 안테나(MIMO : Multi-Input Multi-Output) 신호 검출 방식을 사용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 검출부는,
    상기 간섭 신호들의 개수와 서빙 신호의 개수의 합과 상기 수신 안테나의 수가 동일한 경우, 상기 MIMO 신호 검출 방식을 사용하여 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 간섭 신호들의 개수와 서빙 신호의 개수의 합이 상기 수신 안테나의 수보다 많은 경우,
    상기 간섭 신호들의 전력을 비교하여 상기 전력이 높은 간섭 신호들부터 상기 수신 안테나의 수보다 하나 적은 개수의 간섭 신호들을 선택하여 상기 MIMO 신 호 검출 방식을 사용하여 상기 타겟 신호를 추정 및 검출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 광대역 무선 통신시스템에서 간섭 신호와 독립적으로 타겟 신호를 검출하기 위한 방법에 있어서,
    적어도 두 개의 수신 안테나를 통해 서빙 기지국과 인접 기지국들의 타겟 신호와 간섭 신호들이 수신되는 경우, 상기 각 수신신호들의 채널을 추정하는 과정과,
    상기 수신신호들과 상기 추정된 채널들을 다중 안테나(MIMO : Multi-Input Multi-Output)신호 검출 기법에 적용하여 상기 타겟 신호를 추정하는 과정과,
    상기 추정된 타겟 신호를 이용하여 상기 타겟 신호를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신신호들의 채널 추정은,
    상기 서빙 기지국과 인접 기지국들로부터 수신된 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 상기 수신신호들의 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 간섭 신호의 개수와 타겟 신호의 개수의 합과 상기 수신 안테나의 수를 비교하는 과정과,
    상기 간섭 신호의 개수와 타겟 신호의 개수의 합이 상기 수신 안테나의 수와 동일한 경우, 상기 타겟 신호를 추정하는 과정으로 진행하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 간섭 신호의 개수와 타겟 신호의 개수의 합이 상기 수신 안테나의 수보다 많을 경우,
    상기 간섭 신호들의 전력을 산출하여 비교하는 과정과,
    상기 간섭 신호들 중 전력이 큰 간섭 신호부터 상기 수신 안테나의 수보다 하나 적은 개수의 간섭 신호들을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 간섭 신호들을 이용하여 타겟 신호를 추정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 타겟 신호의 추정과 검출은, 영 강압(Zero Forcing) 선형 검출(Linear Detection) 방식, 최소 평균 자승 오차(Minimum Mean Square Error) 선형 검출 방식, 영 강압 VBLAST(Vertical-Bell lab.LAyered Space Time)방식, 최소 평균 자승 오차 VBLAST 등의 MIMO 신호 검출 방식을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 6 항에 있어서,
    상기 타겟 신호의 검출은, 경판정(Hard Decision) 연산, 또는 연판정(Soft Decision) 연산 중 어느 하나를 이용하여 검출하는 것을 특징으로 하는 방법.
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