KR20070055234A - 직교 주파수 다중화 접속 시스템에서의 인접 셀 간섭신호제거 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 OFDMA 시스템에서 데이터 수신시 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치에 관한 것으로 본 발명의 방법은 OFDMA 시스템의 수신기에서 간섭 신호를 제거하는 방법에 있어서, 주변 기지국의 CINR를 측정하고, 서빙 기지국의 CINR과 상기 측정된 주변 기지국의 CINR의 차이값이 소정 임계값을 만족하는 간섭 신호들을 선별하는 제 1과정과, 상기 선별된 간섭 신호들을 선택하여 검출하는 제 2과정과, 상기 검출된 간섭 신호를 재생성하는 제 3과정과, 상기 재생성된 간섭신호를 서빙 기지국의 신호에서 제거하는 제 4과정으로 이루어짐을 특징으로 한다. 본 발명의 장치는 OFDMA 시스템의 수신기에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 신호를 수신하여 처리하는 수신부와, 서빙 기지국의 CINR와 주변 기지국의 CINR의 차이값이 소정 임계값을 만족하는 경우, 상기 수신부에서 수신된 간섭 신호를 재생성하는 간섭 신호 제거기와, 상기 재생성된 간섭 신호와 채널 추정된 신호값을 곱셈 연산하는 곱셈기와, 상기 서빙 기지국의 신호에서 상기 곱셈 연산된 신호를 제거하는 감산기와, 상기 간섭 신호가 가장 큰 순서대로 간섭 신호를 결정하여 상기 간섭 신호 제거기의 동작 여부를 제어하는 제어부를 포함함을 특징으로 한다.

OFDMA, 주파수 재사용 계수, 간섭 신호, DL-MAP, DL-Burst

Description

직교 주파수 다중화 접속 시스템에서의 인접 셀 간섭신호 제거 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CANCELING NEIGHBOR CELL INTERFERENCE SIGNALS IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM}

도 1은 OFDMA 시스템에서 3개의 기지국이 중첩된 지역에 위치한 단말의 예를 보여준 도면

도 2는 OFDMA 시스템에서의 송신기를 나타낸 블록도

도 3은 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 4는 OFDMA 시스템의 프레임(Frame) 구조의 예를 나타낸 도면

도 5는 OFDMA 수신기의 DL 버스트 디코딩을 위한 신호 처리 과정을 나타낸 순서도

도 6은 본 발명의 바람직한 제 1실시예에 따라 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 7은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따라 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 8은 본 발명의 바람직한 제 3실시예에 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 9는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 주파수축에서 간섭 신호를 제거하 는 방법을 나타낸 순서도

도 10은 핸드오버 시 거리에 따른 서빙 기지국과 타겟 기지국의 CINR 세기 변화를 나타낸 그래프

도 11은 단말기에서 핸드 오버 시에 간섭 기지국인 타겟 기지국의 간섭 신호를 제거하는 과정을 나타낸 순서도이다.

도 12는 OFDMA 시스템에서 종래의 단말기와 본 발명의 실시 예들에 따른 단말기의 수신성능을 나타낸 그래프

도 13은 본 발명의 바람직한 제 4실시예에 따른 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 14는 본 발명의 바람직한 제 5실시예에 따른 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 15는 본 발명의 바람직한 제 5실시예에 따른 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도

도 16은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 시간축에서 간섭 신호를 제거하는 방법을 나타낸 순서도

도 17은 본 발명의 OFDMA 시스템에서의 심볼 구조를 나타낸 도면

도 18a 및 도 18b는 본 발명의 FFT 시간 윈도우를 선택하는 일례를 나타낸 도면

도 19는 본 발명의 OFDMA 시스템에서 다중 경로 페이딩 채널을 통과한 OFDM 심볼의 상관을 수행 했을 경우 출력과, 각 패스에 대한 심볼 시간을 표시한 도면

도 20은 서빙 기지국과 인접 기지국 간에 상관값을 모두 표시한 도면

도 21은 본 발명의 제 1실시예에 따른 수신기에서 심볼 동기 블록도를 나타낸 도면

도 22는 비동기식 OFDMA시스템에서 서빙 기지국의 신호와 간섭 신호의 동기를 나타낸 도면

본 발명은 직교 주파수 다중화 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : OFDMA) 시스템에서 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 OFDMA 시스템에서 데이터 수신시 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

현재 IEEE 802.16 기반의 OFDMA 시스템인 와이브로(WiBro) 시스템은 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor) 1을 기본으로 하고 있다. 주파수 재사용 계수가 1인 경우, 주파수 효율(Frequency Efficiency)면에서는 뛰어난 장점이 있지만, 사용하는 모든 부 반송파가 인접 기지국의 부 반송파와 중첩이 되어 상호간에 간섭으로 작용하게 되는 단점이 있다. 이러한 인접 기지국의 간섭신호로 인하여, 셀의 경계 부근에 위치한 단말기는 수신 성능이 저하되고, 또한 핸드 오버시에 통신이 두절되는 현상들이 발생하게 된다.

도 1은 OFDMA 시스템에서 3개의 기지국이 중첩된 지역에 위치한 단말의 예를 보여준 도면이다. 상기 도 1에 도시된 바와 같이 셀 경계부근(101, 103, 105, 107)에서의 간섭신호 문제를 극복하기 위해, IEEE802.16 규격에서는 기지국 송신 신호를 QPSK와 같은 낮은 변조 차수(Modulation Order)로 변조 하고, 낮은 순방향 에러 정정(Forward Error Correction : FEC) 부호율(Code Rate)을 적용하며, 또한 반복 부호(Repetition Coding)도 최대 6번을 사용할 수 있도록 되어있다. 하지만 이러한 노력에도 불구하고, 페이딩 채널(Fading channel)상에서 기존 단말 수신기로는 셀 경계부근에서의 호 회신율(Outage Probability)이 높게 나오며, 핸드 오버 성능 또한 나빠지는 현상이 발생된다. 이러한 문제를 근본적으로 극복하기 위해서는 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor)를 3으로 가져가야 하지만, 이 경우 주파수 재사용 계수 1에 비하여 주파수 효율이 1/3로 떨어지고 셀 계획(Cell Planning)이 복잡해져서 사업자들이 매우 꺼려하는 방식이다. 예를 들어 기존의 CDMA 이동통신방식도 주파수 재사용 계수가 1이다.

수신기의 수신 성능을 높이는 방식으로는 여러 가지를 생각해 볼 수 있다. 예를 들어 수신기에 2개 이상의 안테나를 사용하여 수신 다이버시티(Receive Diversity)를 얻는 방식이다. 이 방식을 사용하면 2개의 수신 안테나만 사용 하여도 수신 성능이 3dB이상 좋아지는 장점은 있지만, 이 경우에는 수신기의 복잡도가 크게 증가하게 되고, 또한 근본적으로 간섭신호에 의한 성능의 열화는 크게 개선되지 않는다는 문제가 있다. 그리고 수신 성능에서 가장 중요한 부분을 차지 하는 것이 DL-MAP의 수신 여부 이다. DL-MAP은 기지국에 물려 있는 모든 단말기들에게 Broadcast되는 신호이기 때문에, 개별 단말기에 적용하는 스마트(Smart Antenna) 기술이나 다중 입출력(MIMO) 기술 등을 적용하여도 DL-MAP 수신 성능을 향상시키기 어렵다는 문제가 있다. 또한 셀 경계부근에서 수신 성능의 저하 문제는 핸드오버 성능의 저하라는 또 다른 커다란 문제를 발생시킨다.

따라서 본 발명의 목적은 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하여 수신 성능을 높이는 방법 및 그에 따른 수신기를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하여 핸드오버의 성능을 향상시키는 간섭 신호 제거 방법 및 그에 따른 수신기를 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 직교 주파수 다중화 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : OFDMA) 시스템의 수신기에서 간섭 신호를 제거하는 방법에 있어서, 주변 기지국의 캐리어 대비 잡음 및 간섭비(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)를 측정하고, 서빙 기지국의 CINR과 상기 측정된 주변 기지국의 CINR의 차이값이 소정 임계값을 만족하는 간섭 신호들을 선별하는 제 1과정과, 상기 선별된 간섭 신호들을 선택하여 검출하는 제 2과정과, 상기 검출된 간섭 신호를 재생성하는 제 3과정과, 상기 재생성된 간섭신호를 서빙 기지국의 신호에서 제거하는 제 4과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기 제 1과정에서 간섭 신호는 상기 주변 기지국의 식별자(Base Station Identifier : BSID)를 이용하여 확인함을 특징으로 한다.

상기 제 2과정은 간섭 신호가 가장 큰 순서대로 간섭 신호를 결정하는 과정과, 상기 결정된 간섭 신호를 수신하여 채널 보상을 하는 과정과, 상기 채널 보상된 간섭 신호를 일정한 순열 규칙에 의해 부채널 형태로 변환시키는 과정과, 상기 부채널 형태로 변환된 간섭 신호를 반복 결합하는 과정과, 상기 반복 결합된 간섭 신호를 디맵핑하는 과정과, 상기 디맵핑된 신호를 순방향 에러 정정(Forward Error Correction : FEC 디코딩을 수행하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기 FEC 디코딩은 순방향 채널(Forward Channel : FCH)과 다운링크 정보(Downlink - MAP : DL-MAP)까지 수행함을 특징으로 한다.

상기 제 3과정은 상기 디코딩된 간섭 신호를 검출하여 인코딩하여 맵핑하는 과정과, 상기 맵핑된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 과정과, 상상기 반복된 간섭 신호를 부반송파 형태로 섞어주는 과정과, 상기 부반송파로 섞인 간섭 신호를 스크램블림하는 과정과, 상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 직교 주파수 다중화 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : OFDMA) 시스템의 수신기에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 신호를 수신하여 처리하는 수신부와, 서빙 기지국의 캐리어 대비 잡음 및 간섭비(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)와 주변 기지국의 CINR의 차이값이 소정 임계값을 만족하는 경우, 상기 수신부에서 수신된 간섭 신호를 재생성하는 간섭 신호 제거기와, 상기 재생성된 간섭 신호와 채널 추정된 신호값을 곱셈 연산하는 곱셈기와, 상기 서빙 기지국의 신호에서 상기 곱셈 연산된 신 호를 제거하는 감산기와, 상기 간섭 신호가 가장 큰 순서대로 간섭 신호를 결정하여 상기 간섭 신호 제거기의 동작 여부를 제어하는 제어부를 포함함을 특징으로 한다.

상기 신호 간섭 제거기는 상기 수신부로부터 디코딩된 간섭 신호를 검출하여 인코딩하는 인코더와, 상기 인코딩된 간섭 신호를 맵핑하는 심볼 맵퍼와,

상기 맵핑된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 반복기와, 상기 반복된 간섭 신호를 일정한 순열 규칙에 의해 부반송파 형태로 섞어주는 부 반송파 할당기와, 상기 부반송파 형태의 간섭 신호를 스크램블링하는 스크램블러와, 상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 수신부에서 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 한다.

상기 간섭 신호 제거기는 상기 수신부로부터 반복 결합된 간섭 신호를 검출하는 슬라이서와, 상기 검출된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 반복기와, 상기 반복된 간섭 신호를 일정한 순열 규칙에 의해 부반송파 형태로 섞어주는 부 반송파 할당기와, 상기 부반송파 순열된 간섭 신호를 스크램블링하는 스크램블러와, 상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 수신부에서 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예들의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 동일한 구성들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일 한 부호들을 나타내고 있음을 유의하여야 한다. 하기 설명에서 구체적인 특정사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해 제공된 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

본 발명은 OFDMA 시스템의 수신기에서 수신 성능을 향상시키기 위해 간섭 신호를 제거하는 방법 및 장치를 제안한다. 본 발명에서 제안하는 간섭 신호 제거 방법 및 장치는 동기식 시스템과 비동기식 시스템 모두 적용될 수 있다. 그러면 우선 본 발명의 이해를 돕기 위해 OFDMA 시스템을 설명한 후 본 발명에 따른 방법 및 장치를 설명하기로 한다.

도 2는 OFDMA 시스템에서의 송신기(200)를 나타낸 블록도이다.

상기 도 2를 참조하면, FEC 인코더(201)에 의해 FEC 인코딩(Encoding)된 소스 데이터(Source Data)는 심볼 맵퍼(Symbol Mapper)(203)를 통과하여 QPSK/16QAM/64QAM등의 신호로 변조(Modulation) 된다. 상기 변조된 신호는 반복기(Repetition)(205)에 의해 기지국이 설정한 반복 수(Repetition Number)에 따라서 반복이 된다. 상기 반복된 신호는 기지국 마다 고유한 규칙을 가지는 부 반송파 순열기(Subcarrier Permutation)(207)에 의해 일정한 규칙으로 순서가 섞여서 부 반송파(Subcarrier)로 할당 된다. 상기 부 반송파들은 스크램블러(Scrambler)(209)에 의해 기지국 마다 고유한 값을 가지는 스크램블링 시퀀스(Scrambling Sequence)로 곱해 지고, 역 고속 퓨리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transform : IFFT)(211) 를 거쳐서 송신 출력 신호가 만들어 진다. 이를 수식으로 표현 하면 다음과 같다.

심볼 맵퍼(203)의 출력을 s(m)이라 정의 할 때, 다음의 <수학식 1>과 같이 나타낸다.

여기서 M은 심볼의 길이를 나타낸다.

이후 반복기(Repetition)(205)의 출력은 s(m)을 R번 반복 한 것이므로, 다음의 <수학식 2>에 나타낼 수 있다.

여기서 M은 심볼의 길이, N은 R번의 반복이 적용 된 심볼의 길이이므로 다음과 <수학식 3>과 같은 관계가 성립한다.

부파송파 순열기(Subcarrier Permutation)(207)에 의해 심볼들은 일정한 규정으로 순서가 섞이게 되어 다음의 <수학식 4>와 같이 나타낸다.

여기에서 P(k)는 일정한 규칙에 의해 정해지는 0과 N-1사이 값을 가지고 1:1 맵핑을 하는 수열이다. 1또는 -1의 값을 가지는 스크램블링 시퀀스(Scrambling Sequence)를 c(k)이라고 하면, Scrambler 출력 x(k)는 다음의 <수학시 5>와 같다.

단말기의 수신기 측에서는 현재 통신이 이루어지고 있는 기지국(Serving Cell) 이외에 인접 기지국의 간섭 신호(Neighbor Cell Interference Signal)도 같이 들어오게 된다. 하나의 간섭 신호만 가정 했을 때, 수신된 신호 y(k)는 잡음 신호(noise) n(k)가 더해져서 다음의 <수학식 6>과 같이 표현된다.

여기서

는 서빙 셀(Serving Cell) 기지국과 단말기 사이의 k번째 부채널에 해당하는 채널의 주파수 응답(Frequency Response of the Channel)이고, h_I(k) 이웃 셀(Neighbor Cell) 기지국과 단말기 사이의 채널 주파수 응답이다. 이 때, 신호 s(m)의 Power를 1로 가정하고, s(m), h(k), 그리고 n(k)가 서로 독립적(independent)이라고 가정 하면, 채널의 캐리어 대비 잡음 및 간섭비(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)는 다음의 <수학식 7>과 같이 표현 될 수 있다.

도 3은 OFDMA 시스템에서의 수신기를 나타낸 블록도이다.

상기 도 3을 참조하면, 수신된 신호 y(k)는 디스크램블러(Descrambler)(303)를 통과하여 다음의 <수학식 8>과 같이 표현된다.

여기서

는 서빙 셀(Serving Cell)의 스크램블링 시퀀스(Scrambling Sequence)이다. 채널 추정기(Channel Estimator)(305)로부터 추정된 채널을 이용하여 채널 보상(Channel Compensation)을 하면 다음의 <수학식 9>와 같이 나타낸다.

여기서 (*)는 공액 복소수(Complex Conjugate)를 의미한다. 그리고 순열(Permutation)된 부 반송파는 부 반송파 오더링(Subcarrier Ordering)(309)을 통하여 다음의 <수학식 10>과 같이 정렬된다.

여기서 P_S(k)는 서빙 셀(Serving Cell)의 순열 시퀀스(Permutation Sequence) 이다. 그리고 이 신호는 반복 결합기(Repetition Combiner)(311)를 통해 컴바이닝(Combining)되어 다음의 <수학식 11>과 같이 된다.

이 때, Symbol Demapper에 입력되는 신호의 MSE(Mean Squared Error)는 다음과 <수학식 12>와 같이 표현될 수 있다.

그리고 상기 <수학식 7>에서 구한 CINR과 상기 <수학식 12>에서 구한 MSE의 관계는 <수학식 7>에서 사용한 가정들을 적용 했을 때 다음의 <수학식 13>과 같이 나타냄을 알 수 있다.

도 4는 TDD(Time Division Duplexing) 방식을 사용하는 OFDMA 시스템의 프레임(Frame) 구조의 예를 나타낸 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 상기 프레임에서 세로축(401)은 부 반송파의 주파수 대역을 나타내고, 가로축(403)은 OFDMA 심볼로 시간축을 나타낸다. 상기 프레임은 도시된 바와 같이 다운링크(Downlink : DL)(410) 구간과 업링크(Uplink :UL)(430) 구간을 시간상에서 분리하여 사용함을 볼 수 있다. 다운링크(Downlink) 프레임의 첫 심볼은 프리엠블(Preamble)(411)이다. 단말기에서는 프리엠블(Preamble)(411)을 이용하여 동기 획득, 기지국 ID 획득(Base Station ID Acquisition), 채널 추정 등에 사용 한다. 기지국 ID는 스크램블링(Scrambling), 부 반송파 순열(Subcarrier Permutation)등의 시드(Seed)값으로 사용 되므로, DL 데이터 버스트(DL data burst)(419, 421, 423, 425, 427)를 디코딩(Decoding)을 하기 위해서는 기지국 식별자(Base Station Identifier : BSID) 획득이 반드시 필요하다. 프리엠블(Preamble)(411) 다음에는 프레임 제어 헤더(Frame Control Header : FCH)(413)가 오게 되는데, FCH(413)에는 DL-MAP(415) 디코딩(Decoding)에 필요한 정보가 들어 있다. 즉, FCH(413)에는 DL-MAP길이, DL-MAP의 코딩(Coding) 방식 등의 내용이 들어 있다. DL-MAP(415)에는 이번 프레임의 DL 데이터 버스트 디코딩(DL data burst decoding)에 필요한 정보들이 들어 있게 된다. 즉, 각 버스트(Burst)별 위치 및 크기정보, 버스트들의 변조 및 코딩(MCS (Modulation and Coding Scheme) 정보 등의 내용이 포함된다. 따라서 DL 데이터 버스트(DL data burst(417, 419, 421, 423, 425)를 디코딩하기 위해서는 도 5에 도시된 바와 같이 신호를 처리하게 된다.

상기 도 5는 OFDMA 수신기의 DL 버스트 디코딩을 위한 신호 처리 과정을 나타낸 순서도이다. 상기 도 5에 도시된바와 같이 수신기는 프리엠블을 근거로 기지국 ID(Base Station : BS)를 획득하고(501), 획득된 기지국 ID에 해당하는 FCH를 디코딩하게 된다.(503) 이후 수신된 FCH에 존재하는 DL MAP 디코딩 정보를 이용하여 해당 DL MAP을 디코딩하게 된다.(505) 상기 DL MAP으로부터 DL 버스트들(417, 419, 421, 423, 425)의 위치를 확인하여 DL 버스트들을 디코딩하게 된다.

이러한 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하기 위해서는 먼저 간섭 신호를 올바르게 추정 검출(detection)하고, 검출된 간섭 신호를 송신 신호형태로 바꾸어 재생성(Regeneration)하며, 이를 다시 수신된 신호에서 빼 주는 일련의 신호처리 과정이 필요하다.

이러한 간섭신호 제거 방식을 적용하기 가장 적합한 것은 바로 DL-MAP(415)이다. DL-MAP(415)은 모든 기지국에서 동일한 위치에 오기 때문에 기지국간 간섭이 가장 심하며, 핸드오버 성능을 저하시키는 가장 큰 원인이 된다. 간섭신호 제거 기술에서 가장 핵심이 되는 것은 간섭 신호를 올바르게 검출하는 것인데, DL-MAP(415)은 일반적으로 QPSK로 변조되고 반복 부호(Repetition Coding)가 많이 적용되기 때문에 간섭신호의 올바른 검출이 용이하며, 또한 DL-MAP(415)은 시간적으로 간섭신호의 영향이 적은 프리엠블(Preamble)(411) 신호 바로 다음에 오기 때문에 프리엠블(Preamble) 신호를 이용한 간섭 신호의 채널 추정 또한 용이하다는 장점이 있다.

그러면 이하 설명에서 본 발명에서 간섭신호를 효과적으로 제거하여 수신기 의 수신 성능을 개선 할 수 있는 간섭 신호 제거 기법을 설명한다. 또한 본 발명에서 적용되는 간섭 신호 제거 방법을 우선 개략적으로 살펴보면, 송신기로부터 전송된 신호를 수신하고, 상기 수신된 신호의 간섭 신호를 검출한 후 재생성하여 수신 신호에서 상기 재생성된 간섭 신호를 제거함을 특징으로 한다. 여기서 본 발명의 간섭 신호 제거 방법은 동기식 OFDMA 시스템뿐만 아니라 비동기식 OFDMA 시스템도 적용할 수 있는 장치를 실시예별로 설명하기로 한다. 그리고 OFDMA 시스템에서 멀티 패스와 간섭 신호에 의한 부호간 간섭(Inter-Symbol Interference : ISI)을 방지하기 위한 심볼 동기 획득 방법을 설명하겠다.

그러면 본 발명에 따른 간섭 신호 제거 방법을 적용하는 수신기의 구조 및 간섭신호 제거를 위한 신호처리과정을 실시예별로 설명한다.

도 6은 본 발명의 바람직한 제 1실시예에 따라 OFDMA 시스템에서의 수신기(600)를 나타낸 블록도이다. 본 발명의 제 1실시예는 FEC를 적용하여 수신 신호에 대한 간섭 신호를 생성하여 주파수영역에서 상기 수신 신호에 대해 감산함으로써 수신 성능을 향상시키는 구조이다. 또한 이하 설명에서는 간섭 신호 생성시 간섭 신호의 DL 버스트까지 디코딩하는 방법을 FEC 방법이라 명명하기로 한다.

상기 도 6을 참조하면, 본 실시예의 수신기(600)는 본 발명의 FEC 방법을 이용하기 위해 각 기능 블록들을 제어하는 제어부(610)와 FEC 방법을 이용하여 간섭 신호를 재생성하는 간섭 신호 제거기(630)를 구비하여 구성된다.

본 실시예에서 서비스 중인 기지국으로부터의 수신 과정은 이미 상술하였으므로 본 발명의 제어부(610) 및 간섭 신호 제거기(630)를 위주로 설명하겠다. 상기 수신기(600)는 일반적인 수신블록이외에 수신된 간섭신호를 재생성(Regeneration)하는 간섭 신호 제거기(630)와, 상기 간섭 신호 제거기(630)로부터 재생성된 신호를 현재 수신중인 기지국의 신호에서 감산하는 감산기(603)와, 상기 감산여부를 스위칭하는 스위칭부(643)와, 심볼 동기 획득을 위한 심볼 동기부(650)와, 상기 간섭 신호 제거기(630)로부터 재생성된 신호의 사용 여부와 각 기능블록들을 제어하는 상기 제어부(610)를 구비하여 구성된다. 본 발명에서 간섭 신호를 재성성함은 상기 간섭 신호의 송신기에서와 동일한 신호를 생성함을 의미한다.

상기 수신기(600)를 상세히 살펴보면, 상기 제어부(610)는 먼저 간섭 신호를 검출하기 위해서 간섭을 일으키고 있는 주변 기지국 ID를 이용하여 간섭신호를 검출한다. 여기서 간섭 신호는 CINR 측정기(미도시)에 의해 검출된다. 상기 제어부(610)는 상기 CINR 측정기로부터 주변 기지국들의 간섭 신호를 측정하여 소정의 조건을 만족하게 되면 상기 간섭 신호 제거기(630) 및 스위칭부(643)를 제어한다.

상기 제어부(630)에서 주변 기지국들에서의 간섭 신호가 소정 임계값이상이 되면 상기 제어부는 해당 기지국의 간섭 신호를 수신하게 된다. 상기 간섭 신호를 되는 간섭 신호를 검출하는 방법은 상기 도 3에서 설명한바와 같이 OFDMA 수신기와 같은 방식으로 한다. 즉, 수신된 신호를 디스크램블러(605), 채널추정기(607), 채널 보상기(609), 부반송파오더링(611), 반복 결합기(613), 심볼 디맵퍼(615), FEC 디코더(617)를 통해 검출한다.

상기 간섭 신호 제거기(630)는 수신부로부터 검출된 간섭 신호를 이용하여 채널을 통하여 전송된 간섭 신호를 재생성(Regeneration)한다. 상기 간섭 신호를 재생성함은 송신 신호와 동일하게 생성함을 의미한다. 상기 간섭 신호를 재생성하는 순서는 상기 도 2에서 나타낸바와 같이 OFDMA 송신기에서 생성된 방식을 따른다. 이에 따라 상기 간섭 신호 제거기(630)는 FEC 인코더(631), 심볼 맵퍼(633), 반복기(635), 부반송파 순열기(637), 스크램블러(639), 곱셈기(641)를 구비하여 구성된다. 즉 상기 간섭 신호를 생성하는 방법은 FEC 인코딩(FEC Encoding), 심볼 맵핑(Symbol Mapping), 반복 부호(Repetition Coding), 부반송파 순열(Subcarrier Permutation), 스크램블링(Scrambling) 과정을 거치게 된다.

상기 곱셈기(641)는 상기 채널 추정기(607)에서 채널 추정된 결과를 상기 생성된 간섭 신호에 곱한다. 그러면 채널을 통하여 수신된 간섭신호를 얻을 수 있게 된다. 최종적으로 재성성된 간섭신호를 수신 신호에서 빼주게 되면 간섭 신호가 제거된 깨끗한 신호를 얻을 수 있다. 본 발명의 수신기(600)는 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 이용하여, 다시 기존의 OFDMA수신 방식대로 서빙 셀(Serving Cell) 기지국 ID를 이용하여 자신의 신호를 검출하면 된다. 상기 제어부(610)에서는 이러한 신호의 흐름을 제어한다. 즉, 간섭신호의 검출이나 재생성시에는 간섭신호의 기지국ID를 스크램블러(639), 디스크램블러(605), 부반송파 순열기(637), 부채널 할당기(611)에 제공하고, 자신의 신호를 검출할 때에는 자신이 속한 기지국ID를 상기 블록들에 제공한다.

본 실시예에 따른 간섭 신호 제거 방법은 동기식 OFDMA 시스템에 적용된다. 이에 따라 안테나를 통해 수신된 신호는 심볼 동기를 획득하여야 한다. 상기 심볼 동기 획득이란 FFT를 수행하기 이전에, 가장 적절할 FFT 시간 윈도우(Window)를 정 하는 방법이다. 그러면 우선 FFT 시간 윈도우를 정하는 방법을 다음의 도면을 이용하여 설명한다.

OFDM 방식은 다중 페이딩 채널 환경에서 심볼간 간섭을 피하기 위해 도 17에서와 같이 심볼마다 CP(Cyclic Prefix)를 포함시키게 되어 있다. 상기 CP는 심볼의 마지막의 소정부분을 반복하여 구성된다. FFT 시간 윈도우는 CP 구간을 포함한 영역 내부에서 다중 경로 페이딩을 고려하여 인접한 심볼들과 겹쳐지지 않는 시간 영역을 선택하여야 한다. 이에 대한 일례를 다음의 도 18a 및 도 18b에 나타내었다. 상기 도면들에서 빗금친 부분이 FFT 시간 윈도우를 나타낸 것이다. 상기 도 18a는 FFT 시간 윈도우가 CP를 포함하여 시간 영역을 선택함으로써 인접 심볼과 중첩되지 않는 올바른 시간 영역을 선택한 경우이다. 상기 도 18b는 FFT 시간 윈도우가 다음 심볼에 걸쳐 있음에 따라 인접한 심볼과 중첩되는 영역을 선택하여 심볼간 간섭이 일어나는 예를 보여주는 경우이다.

심볼 시간 획득을 위한 알고리듬은 여러 방식이 있을 수 있다. CP를 이용한 자기 상관(Auto-correlation)을 수행하는 방식과, 프리엠블(Preamble)과 같이 알려진 시퀀스(Known-Sequence)를 이용하여 상호 상관(Cross-Correlation)을 수행하는 방식이 가능하다.

도 19는 다중 경로 페이딩 채널을 통과한 OFDM 심볼의 상관(Correlation)을 수행 했을 경우 출력과, 각 패스(Path)에 대한 심볼 시간을 표시한 것이다. 다중경로 페이딩 채널에서는 도 19에서와 같이 상관 피크(Correlation-Peak)가 다중 경로의 수만큼 나오게 되는데, FFT 윈도우는 여러 개의 상관 피크 중에서 시간 적으로 가장 앞선 피크를 기준으로 잡아야 ISI를 피할 수 있다. 상기 도 19의 예에서는 패스1(path1)이 시간적으로 가장 앞선 피크(Ppeak)이므로, 패스1(Path1)의 피크를 기준으로 FFT 윈도우를 설정하게 된다.

본 실시예에서는 심볼 동기 획득을 위해 서빙 기지국의 신호와 인접 기지국 신호들의 상관값을 이용하여 하나의 FFT 윈도우로 설정하게 된다. 이에 대한 설명을 다음의 도 20을 이용하여 설명한다.

상기 도 20은 서빙 기지국과 인접 기지국 간에 상관값을 모두 표시한 도면이다. 상기 도 20에서 볼 수 있듯이, 서빙 기지국의 상관값만을 기준으로 FFT 윈도우를 설정 했을 경우(즉 서빙 기지국 상관 피크(Correlation Peak) 중에서 시간적으로 가장 앞선 피크를 기준으로 했을 경우), 인접 기지국과 ISI가 발생하는 것을 볼 수 있다. 따라서 이러한 ISI를 피하기 위해서는, 서빙 기지국뿐만이 아니라 간섭 기지국들의 상관값들을 모두 비교하여, 상관 피크(Correlation Peak)가 가장 앞선 것을 기준으로 FFT 윈도우를 설정하여야 한다.

도 21은 상기 도 6의 수신기에서 본 발명의 실시예에 따른 심볼 동기 블록도를 나타낸 도면이다. 상기 도 6과 동일한 장치는 동일한 참조부호로 나타내었다.

상기 도 21을 참조하면, 심볼 동기부(650)는 심볼 동기 제어부(Symbol Timing Control : STC)(2107)와 서빙/인접 셀 프리엠블(Serving/Neighbor Cell Preamble)(2109)와, 프림엠블 버퍼(Preamble Buffer)(2111)를 구비한다. FFT(601)는 STC(2107)에서 찾은 FFT 윈도우에 따라 시간영역 신호를 주파수영역 신호로 바꾸어 주는 역할을 하며, FFT 버퍼(FFT Buffer)(2113)는 FFT(601)의 출력 신호를 저 장한다. 프리엠블 버퍼(2111)는 수신된 신호의 시간영역 신호 중에서 프리엠블에 해당하는 부분만을 저장하며, 서빙/인접 셀 프리엠블(Serving/Neighbor Cell Preamble)(2109)은 획득된 기지국 ID에 해당하는 서빙 기지국과 인접 기지국의 시간영역 프리엠블 시퀀스를 저장한다. 상기 STC(2107)은 수신된 프리엠블(2111)과 알고 있는 프리엠블들(2109)간의 상호 상관(Cross Correlation)을 취하여 상관 피크(Correlation Peak)를 찾은 후에 가장 앞에 있는 피크를 기준으로 하여 FFT 윈도우를 설정 한 후 이를 FFT(601)에 알려주는 역할을 한다.

이와 같이, 본 발명의 심볼 동기 획득 과정은 서빙 기지국 신호와 인접 기지국 신호의 상관값까지를 고려하게 된다.

도 7은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따라 OFDMA 시스템에서의 수신기(700)를 나타낸 블록도이다. 제 1실시예는 FEC를 통하여 좀더 정확한 간섭신호를 검출할 수 있는 장점은 있지만, FEC 디코더(617)의 시간 지연(Latency)과 복잡도가 다른 블록에 비하여 크기 때문에, 간섭 신호를 제거하기 위해서는 시간 지연(Latency)과 복잡도가 크게 증가한다는 단점이 있다. 성능은 조금 떨어지지만, 시간 지연(Latency)과 복잡도를 크게 줄일 수 있는 방식이다. 이하 설명에서 상기에서 설명한 동일한 장치는 동일한 참조부호를 사용하였음을 유의해야 한다.

상기 도 7을 참조하면, 수신기(700)는 일반적인 수신블록이외에 수신된 간섭신호를 재생성(Regeneration)하는 간섭 신호 제거기(730)와, 상기 간섭 신호 제거기(730)로부터 재생성된 신호를 현재 수신중인 기지국의 신호에 감산하는 감산기(703)와, 상기 감산여부를 스위칭하는 스위칭부(743)와, 심볼 동기 획득을 위한 심 볼 동기부(650)와, 상기 간섭 신호 제거기(730)로부터 재생성된 간섭 신호의 사용 여부와 각 기능블록들을 제어하는 상기 제어부(710)를 구비하여 구성된다.

상기 수신기(700)의 간섭 신호 제거기(730)는 FEC 방법과 달리 FEC 인코더(631)와 심볼 맵퍼(633)를 구비하지 않고, 슬라이서(Slicer)(731), 반복기(733), 부반송파 할당기(735), 스크램블러(737), 곱셈기(741)를 구비한다. 상기 슬라이서(731)는 상기 반복 결합기(613)로부터 반복 결합된 신호를 사용하여 심볼 디맵핑 및 매핑등의 일련의 과정을 수행한다. 즉 QPSK 심볼인 경우, I축과 Q측의 사인 비트(Sing Bit)만을 보고 판단하여 심볼 매핑을 할 수 있다. 따라서 상기 신호 간섭기(730)는 상기 수신된 신호를 이용하여 간섭 신호를 재생성함으로써 LLR(Log Likelyhood Ratio) 계산과 FEC 디코딩을 하지 않게 된다. 즉 반복 결합된(Repetition Combining)된 신호를 이용하여 간섭 신호만을 재생성하는 방법이다. 이 방법은 FEC 디코딩 만큼의 CINR 이득을 손해 본다는 단점은 있지만, 복잡도와 시간 지연(Latency)을 크게 감소시킬 수 있다는 장점이 있다. 이하 설명에서는 본 방법을 슬라이서(Slicer) 방법이라 명명할 것이다.

도 8은 본 발명의 바람직한 제 3실시예에 따른 수신기(800)를 나타낸 블록도이다.

상기 도 8을 참조하면, 본 실시예의 수신기(800)는 FEC 방법과 슬라이서 방법을 결합한 형태이다. 즉 간섭 신호 제거기(830)는 상기 FEC 방법과 슬라이서 방법을 결합하여 사용하므로 상기 도 6 및 도 7의 신호 간섭기의 모든 구성블록을 구비하고 있다. 수신기(800)는 이러한 방식을 제어하기 위해 신호 경로를 스위칭하는 스위칭부들(805, 807, 809)들을 구비하고 있다. 상기 제어부(810)는 주변 기지국들의 신호의 CINR을 측정하여 특정 임계값 이상인 경우에는 슬라이서(835)를 통과하게 하고, 그렇지 않은 경우에는 FEC 인코더(831)를 통해 간섭 신호를 재생성한다. 이에 따라 간섭 신호의 CINR이 큰 경우 슬라이서(835)를 통과한 신호의 성상도상에 오류가 거의 없어 FEC 방법과 슬라이서 방법의 성능차이가 거의 없다. 따라서 본 실시예는 FEC 방법과 슬라이서 방법의 장점만을 이용할 수 있게 된다. 상기 수신기(800)의 상세한 동작은 하기 후술되는 도면에서 하므로 여기서는 생략하기로 한다.

그러면 본 발명의 실시예들의 수신기에서 수행동작을 다음의 도 9를 이용하여 설명하기로 한다.

도 9는 본 발명에 따른 수신기에서의 신호 처리 순서를 나타낸 순서도로서, 수신 신호로부터 간섭 신호를 생성하는 과정을 나타내었다. 본 순서도에서 제 1실시예 와 제 2실시예의 수신기와 동일하므로 같이 나타내었다.

상기 도 9를 참조하면, 우선 수신기는 901단계에서 간섭 신호를 제거하기 위해서 먼저 간섭을 일으키고 있는 주변 기지국(Neighbor BS)의 ID를 스캐닝(scanning)하고, 그 기지국 ID에 해당하는 CINR값을 측정한다. 여기서 상기 CINR 측정값은 미리 구비되어 있는 CINR 측정기를 이용하게 된다. 그런 후 903단계에서 수신기는 측정된 주변 기지국들의 CINR값들과 현재 단말기기 속한 기지국(Serving BS)의 CINR값과 비교하여 주변 기지국의 간섭 정도를 측정한 후에, 서빙 기지국과 주변 기지국의 CINR을 비교하게 된다. 여기서 상기 비교 방법은 두 CINR의 차이가 소정 임계값(Threshold)과 비교하거나 각 주변 기지국의 CINR이 소정 임계값보다 큰지 확인하는 방법이 있을 수 있다. 상기 수신기는 905단계에서 상기 비교 결과가 소정 조건을 만족하는 주변 기지국들을 선별한다. 상기 소정 조건을 만족하는 기지국은 간섭이 심한 주변 기지국들을 나타낸다.

그러면 수신기는 907단계에서 이렇게 선별된 기지국들 중 간섭이 심한 간섭 기지국 신호부터 제거를 수행하기 위해 우선 CINR이 가장 큰 기지국을 선택한다. 간섭신호가 가장 센 기지국 신호부터 제거를 하는 이유는 간섭신호가 센 신호의 검출이 약한 신호의 검출보다 용이하여 간섭 제거 성능이 높아지기 때문이다. 상기 907단계에서 간섭 신호가 센 기지국의 신호를 선택하면 909단계에서와 해당 기지국의 신호를 디코딩한다. 상기 디코딩된 간섭 신호는 911단계에서 상기 디코딩된 간섭 신호를 간섭 신호 제거기에 의해 재생성하게 된다. 그런후 상기 수신기는 913단계에서, 서빙 기지국의 수신 신호에서 생성된 간섭 신호를 감산기에 의해 감산함으로써 간섭 신호의 제거 과정을 수행하게 된다. 여기서 상기 간섭 신호의 재생성 및 제거 과정은 상기 FEC 방법과 같이 FEC 디코딩 이후의 신호를 재생성하여 제거할 수 있고, 상기 슬라이서 방법과 같이 반복 결합된 신호를 재생성하여 제거할 수 있다.

상기 가장 센 간섭 신호를 제거한 수신기는 915단계에서 간섭 신호 제거가 완료되었는지 확인한다. 상기 간섭 신호 제거가 완료되었는지 확인하는 방법은 상기 905단계에서 소정 조건을 만족하는 기지국이 존재하는 경우이다. 따라서 간섭 신호 제거가 완료되지 않으면 상기 제거된 간섭 신호 다음으로 센 기지국의 간섭 신호를 제거하기 위해 상기 909단계 내지 913단계를 반복하게 된다. 상기 과정을 거쳐 현재 서비스중인 서빙 기지국의 수신 신호에서 모든 간섭 신호를 제거되면 수신기는 917단계에서 자신에게 서비스중인 서빙 기지국의 신호를 디코딩하게 된다.

상술한 실시예들은 기본적으로 동기식 시스템에서만 적용이 가능하다. 왜냐하면 모든 기지국의 심볼 타이밍이 하나의 동기 신호에 의하여 동작하기 때문에, 기본적으로 서빙 기지국 신호 및 간섭 기지국 신호 모두 같은 심볼 타이밍을 적용할 수 있기 때문이다. 그러나 비동기식 OFDMA 시스템인 경우, 기지국들간에 심볼 동기가 일치하지 않게 되며, 이 경우 FFT 이후에 간섭 신호를 제거하는 방식을 사용하게 되면 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference)을 피할 수 없게 되어 사용할 수 없게 되는 문제가 발생한다. 예를 들어 비동기식 OFDMA 시스템에서 도 22에 나타낸 바와 같이 서빙 기지국과 간섭 기지국간 동기가 맞지 않아서 서로 다른 FFT 윈도우를 사용해야 하는 비동기식 OFDMA 시스템에서는 사용할 수 없다.

따라서 이후 실시예들은 동기식 OFDMA 시스템뿐만이 아니라 비동기식 OFDMA 시스템에도 적용할 수 있는 수신기를 설명하기로 한다.

도 13은 본 발명의 바람직한 제 4실시예에 따른 수신기(1300)를 나타낸 블록도이다. 이하 실시예들에서는 동기식 및 비동기식 OFDMA 시스템에서 간섭 신호를 제거하기 위해 시간축에서 간섭 신호를 제거함을 특징으로 한다.

상기 도 13을 참조하면, 본 실시예의 수신기(1300)는 본 발명의 FEC 방법을 이용하기 위해 각 기능 블록들을 제어하는 제어부(1310)와 FEC 방법을 이용하여 간섭 신호를 재생성하는 간섭 신호 제거기(1330)를 구비하여 구성된다.

본 실시예에서 서비스 중인 기지국으로부터의 수신 과정은 이미 상술하였으 므로 본 발명의 제어부(1310) 및 간섭 신호 제거기(1330)를 위주로 설명하겠다. 상기 수신기(1300)는 일반적인 수신블록이외에 각 간섭 신호마다 독립적인 심볼 동기 획득하는 심볼 동기부(1301)와, 수신된 간섭신호를 재생성(Regeneration)하는 간섭 신호 제거기(1330)와, 상기 간섭 신호 제거기(1330)로부터 재생성된 신호를 현재 수신중인 기지국의 신호에서 감산하는 감산기(1303)와, 상기 감산여부를 스위칭하는 스위칭부(1347)와, 상기 간섭 신호 제거기(1330)로부터 재생성된 신호의 사용 여부와 각 기능블록들을 제어하는 상기 제어부(1310)를 포함하여 구성된다.

상기 실시예에 따른 수신기(1300)는 상기 제 1실시예에서와 같이 간섭 신호를 검출하고 재생성하는 방법은 거의 동일하므로 차이점을 위주로 설명하기로 한다. 상기 수신기(1300)를 상세히 살펴보면, 상기 제어부(1310)는 먼저 간섭 신호를 검출하기 위해 간섭을 일으키고 있는 주변 기지국 ID를 이용하여 간섭신호를 검출한다. 여기서 간섭 신호는 CINR 측정기(미도시)에 의해 검출된다. 상기 제어부(1310)는 상기 CINR 측정기로부터 주변 기지국들의 간섭 신호를 측정하여 소정의 조건을 만족하게 되면 상기 간섭 신호 제거기(1330) 및 스위칭부(1347)를 제어한다. 상기 도 6의 점선은 상기 제어부(1310)의 제어하에 있는 기능블록들을 나타낸 표시이다.

상기 제어부(1310)에서 주변 기지국들에서의 간섭 신호가 소정 임계값이상이 되면, 상기 제어부(1310)는 우선 상기 심볼 동기부(1301)에서 해당 기지국의 간섭 신호의 심볼 동기를 획득하게 된다. 여기서 상기 간섭 신호의 심볼 동기를 획득하는 방법은 상기 도 19에서 설명한 바와 같이 동일 신호의 멀티 패스에 대한 상관관 계를 계산하여 FFT 윈도우를 설정함으로써 동작한다. 그런 후 상기 고속 푸리에 변환기(1305)는 심볼 동기를 획득한 해당 기지국의 간섭 신호를 수신하게 된다. 상기 간섭 신호를 검출하는 방법은 상기 도 3에서 설명한바와 같이 OFDMA 수신기와 같은 방식으로 한다. 즉, 수신된 신호를 디스크램블러(1307), 채널추정기(1309), 채널 보상기(1311), 부반송 할당기(1313), 반복 결합기(1315), 심볼 디맵퍼(1317), FEC 디코더(1319)를 통해 검출한다.

상기 간섭 신호 제거기(1330)는 수신부로부터 검출된 간섭 신호를 이용하여 채널을 통하여 전송된 간섭 신호를 재생성(Regeneration)한다. 본 실시예에서는 상기 재생성된 간섭 신호를 시간축에서 감산하므로 상기 제 1실시예에서와는 달리 시간도메인으로 변환하여야 한다. 이에 따라 상기 간섭 신호를 시간 도메인으로 변환하기 위한 IFFT(1343)와 시간 도메인으로 변환된 간섭 신호의 시간축을 정렬하는 심볼 정렬부(1345)를 추가하게 된다.

상기 간섭 신호를 생성하는 방법을 상세히 살펴보면, 간섭 신호 생성 과정은 도 2에서 나타낸바와 같이 OFDMA 송신기에서 생성된 방식을 따른다. 즉 상기 간섭 신호를 생성하는 방법은 FEC 인코딩(FEC Encoding), 심볼 맵핑(Symbol Mapping), 반복 부호(Repetition Coding), 부반송파 순열(Subcarrier Permutation), 스크램블링(Scrambling) 과정을 거치게 된다. 그런 후 상기 곱셈기(1341)는 상기 채널 추정기(1309)에서 채널 추정된 결과를 상기 생성된 간섭 신호에 곱한다.

본 실시예에서는 시간 도메인에서 간섭 신호를 감산하게 되므로, 상기 재생성된 간섭 신호를 시간 도메인으로 변환하기 위해 역 고속 푸리에 변환 과정을 수 행한다. 시간 도메인으로 변환된 간섭 신호는 심볼 정렬부(1345)를 통해 상기 생성된 간섭 신호의 시간축을 다음번 간섭제거를 수행할 간섭신호의 시간 위치와 동일하도록 정렬하게 된다. 또는 다음번 간섭제거를 수행할 간섭신호가 더 이상 존재하지 않을 경우는 최종적으로 수신할 서빙 신호의 시간 위치와 동일하도록 정렬하게 된다.

상기 심볼 정렬부(1345)를 살펴보면, 버퍼를 구비하고 있어 생성된 간섭 신호을 심볼 별로 저장한다. 여기서 상기 간섭 신호의 심볼은 하나 이상일 수 있다. 왜냐하면 비동기식 시스템인 경우 심볼 동기가 맞지 않을 수 있게 때문이다.

그런후 상기 심볼 정렬부(1345)는 상기 심볼 별로 저장된 간섭 신호를 수신 신호의 심볼 구간에 해당되는 시간영역으로 시간축을 정렬하게 된다. 예를 들어 도 22를 보면, 서빙 기지국의 심볼 n이, 간섭 기지국 심볼 n-1과 n의 두 심볼들 간의 중간에 걸쳐 있음을 볼 수 있다. 이 경우, 간섭신호 생성기(1330)에서 간섭 신호 n-1과 n을 생성한 후, 심볼 정렬부(1345)는 간섭 신호 심볼 n-1과 n으로부터, 서빙 기지국 심볼 n의 시간 위치(2201)에 해당하는 간섭 신호의 샘플을 만들어 주게 된다. 여기서 소정 임계값 이상인 간섭 신호가 여러개이고, 신호의 세기가 가장 큰 간섭 신호를 재생성한 후 이를 심볼 정렬할 경우 , 다음으로 큰 간섭 신호의 심볼 구간에 해당되는 시간 영역에 맞도록 가장 큰 간섭 신호의 심볼의 시간축을 정렬하게 된다. 이런 방법으로 소정 임계값 이상인 간섭 신호들의 심볼 정렬이 이루어지며, 마지막 간섭신호는 서빙 기지국의 신호의 심볼 구간에 해당되는 시간 영역에 맞도록 간섭신호의 심볼의 시간축을 정렬한다.

상기 심볼 정렬부(1345)로부터 출력된 간섭 신호는 원수신 신호에서 빼주게 되면 간섭 신호가 제거된 깨끗한 신호를 얻을 수 있다. 본 발명의 수신기(1300)는 간섭 신호가 제거된 수신 신호를 이용하여, 다시 기존의 OFDMA 수신 방식대로 서빙 셀(Serving Cell) 기지국 ID를 이용하여 자신의 신호를 검출하면 된다. 상기 제어부(1310)에서는 이러한 신호의 흐름을 제어한다. 즉, 간섭신호의 검출이나 재생성시에는 간섭신호의 기지국ID를 스크램블러(1339), 디스크램블러(1305), 부반송파 순열기(1337), 부채널 할당기(1311)에 제공하고, 자신의 신호를 검출할 때에는 자신이 속한 기지국ID를 상기 블록들에 제공한다.

도 14는 본 발명의 바람직한 제 5실시예에 따라 OFDMA 시스템에서의 수신기(1400)를 나타낸 블록도로서, 슬라이서 방법을 이용하여 상기 FEC 방법에 비해 성능은 조금 떨어지지만, 시간 지연(Latency)과 복잡도를 크게 줄일 수 있는 방식이다. 이하 설명에서 제 4실시예에서 설명한 동일한 장치는 동일한 참조부호를 사용하였음을 유의해야 한다.

상기 도 14를 참조하면, 수신기(1400)는 일반적인 수신블록이외에 각 간섭 신호마다 독립적인 심볼 동기 획득하는 심볼 동기부(1401)와, 수신된 간섭신호를 재생성(Regeneration)하는 간섭 신호 제거기(1430)와, 상기 간섭 신호 제거기(1430)로부터 재생성된 신호를 현재 수신중인 기지국의 신호에 감산하는 감산기(1403)와, 상기 감산여부를 스위칭하는 스위칭부(1445)와, 상기 간섭 신호 제거기(1430)로부터 재생성된 간섭 신호의 사용 여부와 각 기능블록들을 제어하는 상기 제어부(1410)를 구비하여 구성된다. 본 실시예의 간섭 신호 제거기(1430)는 슬라이 서 방법을 이용하므로, 간선 신호 재생성시 슬라이서(Slicer)(1431), 반복기(1433), 부반송파 할당기(1435), 스크램블러(1437), 곱셈기(1439), 역 고속 푸리에 변환기(1441)와, 심볼 정렬부(1443)를 구비한다. 이에 대한 설명은 상술하였으므로 자세한 설명은 생략하기로 한다.

도 15는 본 발명의 바람직한 제 6실시예에 따른 수신기(1500)를 나타낸 블록도이다.

상기 도 15를 참조하면, 본 실시예의 수신기(1500)는 FEC 방법과 슬라이서 방법을 결합한 형태이다. 즉 간섭 신호 제거기(1530)는 상기 FEC 방법과 슬라이서 방법을 결합하여 사용하므로 상기 도 13 및 도 14의 간섭 신호 생성기의 모든 구성블록을 구비하고 있다. 수신기(1500)는 이러한 방식을 제어하기 위해 신호 경로를 스위칭하는 스위칭부들(1505, 1507, 1537)들을 구비하고 있다. 상기 제어부(1510)는 주변 기지국들의 신호의 CINR을 측정하여 특정 임계값 이상인 경우에는 슬라이서(1535)를 통과하게 하고, 그렇지 않은 경우에는 FEC 인코더(1531)를 통해 간섭 신호를 재생성한다. 이에 따라 간섭 신호의 CINR이 큰 경우 슬라이서(1535)를 통과한 신호의 성상도상에 오류가 거의 없어 FEC 방법과 슬라이서 방법의 성능차이가 거의 없다. 따라서 본 실시예는 FEC 방법과 슬라이서 방법의 장점만을 이용할 수 있게 된다.

그러면 본 발명의 실시예들의 수신기에서 수행동작을 다음의 도 16을 이용하여 설명하기로 한다.

도 16은 본 발명에 따른 수신기에서의 신호 처리 순서를 나타낸 순서도로서, 수신 신호로부터 간섭 신호를 생성하여 제거하는 과정으로 본 발명의 실시예에 공통적으로 적용될 수 있는 부분을 나타내었다.

상기 도 16을 참조하면, 우선 수신기는 1601단계에서 간섭 신호를 제거하기 위해서 먼저 간섭을 일으키고 있는 주변 기지국(Neighbor BS)의 ID를 스캐닝(scanning)하고, 그 기지국 ID에 해당하는 CINR값을 측정한다. 여기서 상기 CINR 측정값은 미리 구비되어 있는 CINR 측정기를 이용하게 된다. 그런 후 1603단계에서 수신기는 측정된 주변 기지국들의 CINR값들과 현재 단말기기 속한 기지국(Serving BS)의 CINR값과 비교하여 주변 기지국의 간섭 정도를 측정한 후에, 서빙 기지국과 주변 기지국의 CINR을 비교하게 된다. 여기서 상기 비교 방법은 두 CINR의 차이가 소정 임계값(Threshold)과 비교하거나 각 주변 기지국의 CINR이 소정 임계값보다 큰지 확인하는 방법이 있을 수 있다. 상기 수신기는 1605단계에서 상기 비교 결과가 소정 조건을 만족하는 주변 기지국들을 선별한다. 상기 소정 조건을 만족하는 기지국은 간섭이 심한 주변 기지국들을 나타낸다.

그러면 수신기는 이렇게 선별된 기지국들 중 간섭이 심한 간섭 기지국 신호부터 제거를 수행하기 위해 우선 CINR이 가장 큰 기지국을 선택한다. 간섭신호가 가장 센 기지국 신호부터 제거를 하는 이유는 간섭신호가 센 신호의 검출이 약한 신호의 검출보다 용이하여 간섭 제거 성능이 높아지기 때문이다. 해당 기지국의 신호가 결정되면, 1607단계에서 결정된 해당 기지국 신호의 심볼 동기를 획득하게 된다. 그런후 1609단계에서 해당 기지국의 신호를 디코딩한다. 상기 디코딩된 간섭 신호는 1611단계에서 상기 디코딩된 간섭 신호를 간섭 신호 제거기에 의해 재생성 하게 된다. 여기서 상기 간섭 신호는 시간도메인으로 변환하여 재생성한다. 재생성된 간섭 신호는 심볼 정렬부(1345)에 저장되는데, 상기 심볼 정렬부(1345)는 1613단계에서 상기 심볼 별로 저장된 간섭 신호를 다음번 간섭제거를 수행할 간섭신호의 심볼구간 또는 마지막으로 제거할 간섭신호였다면 서빙 기지국의 심볼 구간에 해당되는 시간영역으로 시간축을 정렬하게 된다. 그런후 상기 수신기는 1615단계에서 시간 영역에서, 수신 신호에서 생성된 간섭 신호를 감산기에 의해 감산함으로써 간섭 신호의 제거 과정을 수행하게 된다. 여기서 상기 간섭 신호의 재생성 및 제거 과정은 상기 FEC 방법과 같이 FEC 디코딩 이후의 신호를 재생성하여 제거할 수 있고, 상기 슬라이서 방법과 같이 반복 결합된 신호를 재생성하여 제거할 수 있다.

상기 가장 센 간섭 신호를 제거한 수신기는 1617단계에서 간섭 신호 제거가 완료되었는지 확인한다. 상기 간섭 신호 제거가 완료되었는지 확인하는 방법은 상기 1605단계에서 소정 조건을 만족하는 기지국이 존재하는 경우이다. 따라서 간섭 신호 제거가 완료되지 않으면 상기 제거된 간섭 신호 다음으로 센 기지국의 간섭 신호를 제거하기 위해 상기 1611단계 내지 1615단계를 반복하게 된다. 상기 과정을 거쳐 현재 서비스중인 서빙 기지국의 수신 신호에서 모든 간섭 신호를 제거되면 수신기는 1621단계에서 자신에게 서비스중인 서빙 기지국의 신호를 디코딩하게 된다.

상기 실시예들에서 상기 간섭 신호를 디코딩하는 순서는 FCH, DL-MAP, DL burst 순으로 하고 간섭 신호의 재생성 순서는 FCH, DL-MAP, DL burst 순으로 하게 된다. 그러나 간섭 신호의 DL burst를 제거하기 위해서는 간섭 기지국의 FCH, DL-MAP부분까지를 모두 디코딩해야 하는 어려움이 있기 때문에, DL-MAP까지만을 간섭 신호 제거에 사용하는 방법도 가능하다. 이 경우에서도 FCH는 반듯이 디코딩을 해야 하지만, FCH는 비교적 작은 크기의 정보량을 가지고 있으므로, 디코딩하는 것에는 큰 무리가 없다. 예컨대 IEEE802.16에서는 FCH는 24비트로 구성된다. DL-MAP은 일반적으로 낮은 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(QPSK, 1/2 coding)을 가지고 있다. 또한 반복 부호(Repetition Coding)가 최대 6번으로 많이 되어 있고, 프리엠블(Preamble)과 시간적으로 바로 인접해 있으므로 채널 추정 또한 간섭신호에 영향을 덜 받는다. 이로 인하여 DL-MAP 간섭신호의 재생성(Regeneration)이 용이하여 간섭 신호 제거기의 성능이 우수하게 나타난다.

본 발명에 따른 간섭 신호 제거기는 핸드오버 시에 매우 효과적으로 사용 될 수 있다.

도 10은 핸드오버 시 거리에 따른 서빙 기지국과 타겟 기지국의 CINR 세기 변화를 나타낸 그래프이다. 상기 그래프의 가로축은 단말기(Portable Subscriber Station, PSS)와 기지국 간의 거리(Distance)를 나타내며, 세로축은 CINR 세기를 나타낸다.

상기 도 10에 도시된 바와 같이 단말기가 셀 경계부근에서 서빙 기지국(Serving BS)(1001)으로부터 타겟 기지국(Target BS)(1003)으로 이동할 때 핸드오버가 발생하며, 이에 따른 서빙 기지국(Serving BS)(1001)과 타겟 기지국(Target BS)(1003)의 CINR값이 거리에 따른 변화를 보여 준다. 핸드오버가 시작되는 지점은 서빙 기지국(1003)의 CINR(CINRs)과 타겟 기지국의(1003) CINR(CINRt)의 차가 T_U(Upper Threshold)(1005)보다 작아지는 지점에서 시작 된다. 그리고 핸드오버가 완료되는 지점은 CINRt와 CINRs의 차가 T_L(lower Threshold)(1007)보다 커지는 지점에서 완료 된다. 즉 핸드오버가 일어나는 시점을 정리하면 다음의 <수학식 14>은 다음과 같다.

이러한 핸드 오버가 일어나는 시점에서는 타겟 기지국(1003)이 큰 간섭 신호를 제공하기 때문에, 단말기의 수신 성능이 저하 되고, 이때 본 발명에 따른 간섭 신호 제거기를 사용하게 되면 매우 효과적이 된다. 따라서 본 발명의 간섭 신호 제거기의 제어부에서 사용되는 소정의 임계값은 상기 핸드오버조건을 고려하여 최적의 값을 찾아서 적용한다.

그러면 핸드오버시에 본 발명에 다른 간섭 신호를 제거하는 과정을 다음의 도 11을 이용하여 설명하기로 한다.

도 11은 단말기에서 핸드 오버 시에 간섭 기지국인 타겟 기지국(1003)의 간섭 신호를 제거하는 과정을 나타낸 순서도이다.

상기 도 11을 참조하면, 우선 단말기는 1101단계에서 서빙 기지국(1001)과 간섭 기지국인 타겟 기지국(1003)의 CINR값을 측정한다. 그런후 1103단계에서 상기 <수학식 14>과 본 발명에 따른 소정 조건을 만족하는지 확인한다. 본 발명에 따른 소정 조건은 타겟 기지국(1003)의 CINR이 최소 임계값

보다 큰 경우인지 확인하는 조건이다. 상기 1103단계에서의 조건을 만족하지 않으면, 1115단계로 진행하여 서빙 기지국(1001)의 신호를 수신한다. 그러나 상기 1103단계에서의 조건을 만족하게 되면, 단말기는 1105단계에서 상기 타겟 기지국의 FCH를 디코딩한다. 왜냐하면 FCH를 먼저 디코딩 해야 그 다음에오는 DL-MAP의 길이를 알 수 있기 때문입니다. 즉 간섭기지국의 DL-MAP 길이와 서빙 기지국의 DL-MAP의 길이가 서로 다른 경우, 간섭 신호를 제거시 간섭 기지국의 DL-MAP 길이만큼만 빼 주어야하기 때문이다.

그런 후 단말기는 1107단계에서 상기 타겟 기지국의 CINR(CINRt)이

값이상인지 확인한다. 여기서 상기 조건을 확인하는 이유는 본 발명의 제 3실시예에 따라 간섭 신호를 제거시 FCE 방법과 슬라이서 방법을 선택하기 위함이다. 따라서 상기 CINRt가

이상인 경우 1111단계로 진행하여 슬라이서 방법을 이용하여 타겟 기지국(1003)의 FCH와 DL-MAP을 재생성하고, CINRt가

이하인 경우 FEC 방법을 이용하여 타겟 기지국(1003)의 FCH와 DL-MAP을 재생성한다. 왜냐하면 간섭신호의 CINR이

이상인 큰 경우에는 슬라이서 방법과 FEC 방법의 성능 차이가 거의 없기 때문에, 시간 지연(Latency)을 줄이기 위해 슬라이서 방법을 선택한다.

상기 타겟 기지국(1003)의 간섭신호를 재생성하면 단말기는 1113단계에서 서빙 기지국(1001)의 수신 신호에서 재생성된 간섭신호를 제거한 후 1115단계에서 서 빙 기지국(1001)의 신호를 수신한다.

다음으로 OFDMA 시스템에서 종래의 단말기와 본 발명의 실시 예들에 따른 단말기의 수신성능을 다음의 도 12에 도시된 그래프를 이용하여 설명한다. 본 실험은 종래의 단말기(Conventional)(1201), 슬라이서 방법을 사용하는 간섭 제거기를 사용하는 단말기(IC with Slicer)(1203), FEC 방법을 사용하는 간섭 제거기를 사용하는 단말기(IC with FEC)(1205)의 경우에 대한 결과이다. 여기서 가로축은 서빙 기지국의 CINR의 세기를 나타내고, 세로축은 MSE(Mean Squared Error)를 나타낸다. 그리고 상기 실험 결과의 조건은 간섭 기지국이 하나만 존재할 때, 채널은 AWGN(Additive White Gaussian Noise), 간섭신호를 제외한 신호 대 잡음비가 6dB, 변조 방법은 QPSK, 그리고 반복 부호(Repetition Coding)는 6일 경우이다. 채널 추정을 제외한 간섭 신호의 재생성이 완벽하다고 가정하였다.

상기 도 12의 그래프를 참조하면, 전반적으로 본 발명에 따른 수신기는 서빙 기지국의 CINR이 약해지는 경우 MSE값이 낮아지므로 종래 수신기보다 성능이 우수함을 알 수 있다. 종래 OFDMA수신기(1201)로는 수신 신호의 CINR이 감소함에 따라, 즉 간섭신호의 세기가 커짐에 따라, MSE값이 선형적으로 증가됨을 볼 수 있다. 간섭 제거기를 사용하였을 경우(1203, 1205)에는 CINR이 높은 부분에서 오히려 성능이 기존 수신기보다 나빠지는 현상을 볼 수 있는데, 이것은 CINR이 높은 부분은 간섭신호의 세기가 약하여 간섭신호 검출성능이 나빠져서 잘못 재생성(Regeneration)된 간섭신호를 빼 줌으로 하여 성능이 오히려 나빠지게 된 것이다. 반대로 CINR이 낮은 부분에서는 간섭신호의 세기가 상대적으로 커서, 간섭신호의 재생성 (Regeneration)이 완벽하게 되어 성능이 우수해 진다. 이 실험에서 간섭신호를 제외한 신호 대 잡음비가 6dB 이고 반복 부호(Repetition Coding)를 6번 적용 하였으므로, MSE의 이론상 최소값은 다음의 <수학식 15>과 같다.

상기 도 12에서 나타낸 바와 같이 CINR이 낮은 부분에서는 간섭 신호 제거기가 이론상 MSE최소값에 접근하는 것을 알 수 있다.

간섭 신호 제거기의 성능은 신호대 간섭비(Signal to Interference Ratio : SIR가 낮아질수록, 즉 간섭 기지국의 간섭 신호가 커질수록 성능이 좋아지고, SIR이 높은 부분에서는 오히려 간섭 제거를 하지 않는 것이 좋으므로, 일정한 임계값을 정하여 간섭신호 제거기를 사용하는 시점을 정해야 한다. 상기 도 12에서 볼 수 있듯이, 간섭제거기를 사용했을 때와 사용하지 않았을 때의 성능이 같아지는 지점을 간섭제거기의 임계값으로 설정할 수 있다. 예를 들어 슬라이서 방법을 이용하는 간섭 신호 제거기(1203)인 경우 임계값은 3dB이고, FEC 방법을 사용하는 간섭 신호 제거기(1205)인 경우 임계값은 4dB로 정할 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해서 정해 져야 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 주변 기지국으로부터 발생하는 간섭 신호를 제거하므로 단말기의 수신성능을 향상 시킬수 있다. 또한 시간축에서 간섭 신호를 감산하므로 동기식 및 비동기식 OFDMA 시스템에서 적용할 수 있게 된다.

Claims (11)

1. 직교 주파수 다중화 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : OFDMA) 시스템의 수신기에서 간섭 신호를 제거하는 방법에 있어서,

   주변 기지국의 캐리어 대비 잡음 및 간섭비(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)를 측정하고, 서빙 기지국의 CINR과 상기 측정된 주변 기지국의 CINR의 차이값이 소정 임계값을 만족하는 간섭 신호들을 선별하는 제 1과정과,

   상기 선별된 간섭 신호들을 선택하여 검출하는 제 2과정과,

   상기 검출된 간섭 신호를 시간 영역까지 재생성하는 제 3과정과,

   상기 재생성된 간섭신호를 서빙 기지국의 신호에서 제거하는 제 4과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
2. 제 1항에 있어서, 상기 제 1과정에서 간섭 신호는,

   상기 주변 기지국의 식별자(Base Station Identifier : BSID)를 이용하여 확인함을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
3. 제 1항에 있어서, 제 2과정은,

   간섭 신호가 가장 큰 순서대로 간섭 신호를 결정하는 과정과,

   상기 결정된 간섭 신호의 심볼 동기를 획득하는 과정과,

   상기 결정된 간섭 신호를 수신하여 채널 보상을 하는 과정과,

   상기 채널 보상된 간섭 신호를 일정한 순열 규칙에 의해 부채널 형태로 변환시키는 과정과,

   상기 부채널 형태로 변환된 간섭 신호를 반복 결합하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
4. 제 3항에 있어서,

   상기 반복 결합된 간섭 신호를 디맵핑하는 과정과,

   상기 디맵핑된 신호를 순방향 에러 정정(Forward Error Correction : FEC 디코딩을 수행하는 과정을 더포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
5. 상기 제 4항에 있어서,

   상기 FEC 디코딩은 순방향 채널(Forward Channel : FCH)과 다운링크 정보(Downlink - MAP : DL-MAP)까지 수행함을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
6. 제 4항에 있어서,

   상기 FEC 디코딩 과정은 순방향 채널(Forward Channel : FCH)과 다운링크 정보(Downlink - MAP : DL-MAP)와 다운링크 버스트(Downlink Burst)까지 수행함을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
7. 제 3항에 있어서, 상기 제 3과정은,

   상기 맵핑된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 과정과,

   상기 반복된 간섭 신호를 부반송파 형태로 섞어주는 과정과,

   상기 부반송파로 섞인 간섭 신호를 스크램블림하는 과정과,

   상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 과정과,

   상기 곱셈 연산을 수행한 간섭 신호를 시간 영역으로 변환하여 저장하는 과정과,

   상기 저장된 간섭 신호를 다음 번 적용되는 간섭 신호 및 서빙 기지국의 심볼 구간에 해당되는 시간 영역으로 정렬하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
8. 제 4항에 있어서, 상기 제 3과정은,

   상기 디코딩된 간섭 신호를 검출하여 인코딩하여 맵핑하는 과정과,

   상기 맵핑된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 과정과,

   상기 반복된 간섭 신호를 부반송파 형태로 섞어주는 과정과,

   상기 부반송파 형태의 간섭 신호를 스크램블림하는 과정과,

   상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 과정과,

   상기 곱셈 연산을 수행한 간섭 신호를 시간 영역으로 변환하여 저장하는 과정과,

   상기 저장된 간섭 신호를 다음 번 적용되는 간섭 신호 및 서빙 기지국의 심볼 구간에 해당되는 시간 영역으로 정렬하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
9. 직교 주파수 다중화 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : OFDMA) 시스템의 수신기에 있어서,

   기지국으로부터 수신된 신호를 심볼 동기를 획득하는 심볼 동기부와,

   서빙 기지국의 캐리어 대비 잡음 및 간섭비(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)와 주변 기지국의 CINR의 차이값이 소정 임계값을 만족하는 경우, 상기 수신부에서 수신된 간섭 신호를 시간 영역까지 재생성하는 간섭 신호 제거기와,

   상기 서빙 기지국의 신호에서 상기 재생성된 간섭 신호를 시간 영역에서 제 거하는 감산기와,

   상기 간섭 신호가 가장 큰 순서대로 간섭 신호를 결정하여 상기 간섭 신호 제거기의 동작 여부를 제어하는 제어부를 포함함을 특징으로 하는 수신기.
10. 제 9항에 있어서, 상기 신호 간섭 제거기는,

    상기 수신부로부터 디코딩된 간섭 신호를 검출하여 인코딩하는 인코더와,

    상기 인코딩된 간섭 신호를 맵핑하는 심볼 맵퍼와,

    상기 맵핑된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 반복기와,

    상기 반복된 간섭 신호를 일정한 순열 규칙에 의해 부반송파 형태로 섞어주는 부 반송파 할당기와,

    상기 부반송파 형태의 간섭 신호를 스크램블링하는 스크램블러와,

    상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 수신부에서 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 곱셈기와,

    상기 곱셈 연산을 수행한 간섭 신호를 시간 영역으로 변환하여 저장한후 상기 저장된 간섭 신호를 다음 번 적용되는 간섭 신호 및 서빙 기지국의 심볼 구간에 해당되는 시간 영역으로 정렬하는 심볼 정렬부를 포함함을 특징으로 하는 수신기.
11. 상기 제 9항에 있어서, 상기 간섭 신호 제거기는,

    상기 수신부로부터 반복 결합된 간섭 신호를 검출하는 슬라이서와,

    상기 검출된 간섭 신호를 소정 횟수로 반복하는 반복기와,

    상기 반복된 간섭 신호를 일정한 순열 규칙에 의해 부반송파 형태로 섞어주는 부 반송파 할당기와,

    상기 부반송파 형태의 간섭 신호를 스크램블링하는 스크램블러와,

    상기 스크램블링된 간섭 신호를 상기 수신부에서 채널 추정된 신호와 곱셈연산을 수행하는 곱셈기와,

    상기 곱셈 연산을 수행한 간섭 신호를 시간 영역으로 변환하여 저장한후 상기 저장된 간섭 신호를 다음 번 적용되는 간섭 신호 및 서빙 기지국의 심볼 구간에 해당되는 시간 영역으로 정렬하는 심볼 정렬부를 포함함을 특징으로 하는 수신기.

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