KR20070054754A

KR20070054754A - 무선랜의 물리 계층에서의 지향성 안테나 조정

Info

Publication number: KR20070054754A
Application number: KR1020077010411A
Authority: KR
Inventors: 존 이 호프맨; 조지 알 쥬니어 넬슨; 존 에이 레그니어; 케빈 피 존슨
Original assignee: 아이피알 라이센싱, 인코포레이티드
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2003-09-30
Publication date: 2007-05-29
Also published as: US20070008219A1; US7061427B2; JP2006515726A; CA2500578A1; WO2004032529A2; AU2003299177A1; EP1574082A2; AU2003299177A8; US20040130487A1; WO2004032529A3; KR20050073465A; NO20052104L; NO20052104D0

Abstract

본 발명은 무선랜(WLAN) 장치에서 이용할 수 있는 지향성 안테나를 조정하는 기술에 관한 것이다. 이 기술은 패킷 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 프레임의 매우 앞부분에 있는 짧은 동기 펄스를 수신하는 중에 신호 파라미터를 검출한다. 그 결과, 반송파 신호 위상 및 주파수를 취득하는 데에 필요할 수도 있는 프리앰블의 다른 부분을 수신하기 전에 수신에 최적인 방향으로 안테나를 조정할 수 있다.

Description

무선랜의 물리 계층에서의 지향성 안테나 조정{DIRECTIONAL ANTENNA PHYSICAL LAYER STEERING FOR WLAN}

도 1은 본 발명에 따른 안테나 조정 알고리즘의 실행 위치를 보여주는 통상의 무선랜(WLAN) 수신기의 블록도이다.

도 2는 802.11a 또는 802.11g 네트워크에서 이용되는 패킷 프로토콜 데이터 유닛(PPDU)의 고수준 도면이다.

도 3은 헤더의 프리앰블부에 대한 상세도이다.

도 4는 PLCP 프리앰블 또는 "짧은 동기" 펄스의 실수부 및 허수부의 시간 영역 표현도이다.

도 5는 크기부뿐만 아니라 실수부 및 허수부를 보여주는 짧은 동기 펄스에 대한 상세도이다.

도 6은 짧은 동기 펄스의 크기의 주파수 영역 표현도이다.

도 7은 주파수 영역에서 짧은 동기 펄스의 주파수 대 주요 진폭 및 위상 응답을 보여주는 삼차원도이다.

도 8은 PPDU의 프리앰블부의 또 다른 도면이다.

도 9는 물리 계층 수렴 절차(PLCP) 프리앰블의 긴 동기 펄스부의 시간 영역 표현도이다.

도 10은 긴 동기 펄스의 크기의 주파수 영역 표현도이다.

도 11은 긴 동기 펄스의 진폭 및 위상의 주파수 영역 표현도이다.

도 12는 물리 계층 조정 알고리즘의 제1 실시예의 흐름도이다.

도 13은 조정 알고리즘의 제2 실시예의 흐름도이다.

도 14는 조정 알고리즘의 제3 실시예의 흐름도이다.

많은 상이한 데이터 접속 애플리케이션의 솔루션으로서 무선 근거리 통신망(무선랜 ; WLAN) 장치가 계속 이용되고 있다. 현재, WLAN은 비지니스 애플리케이션에서 강력하고 편리한 액세스를 제공할 뿐만 아니라, 홈 네트워크 내에서 무선 설비형 퍼스널 컴퓨터에 대한 액세스와, 랩톱 컴퓨터 및 퍼스널 디지털 어시스턴츠(PA)에 대한 모바일 액세스를 제공할 수 있는 이상적인 솔루션으로 간주되고 있다.

실제로, 요즈음에는 대부분의 랩톱 컴퓨터가 WLAN 인터페이스 카드를 구비한 상태로 출하되고 있다. 인텔과 같은 일부 마이크로프로세서 제조업체는 프로세서 칩 플랫폼에 직접 WLAN 능력을 통합할 의향을 표명하였다. 이들 및 다른 제조없체의 주도로 모든 종류의 퍼스널 컴퓨터에 WLAN 장치가 통합되도록 계속해서 몰아갈 것이다.

이미 많은 도시에서 IEEE 802.11a, 802.11b 및 802.11g 표준에 따른 WLAN 액 세스 장치 운영이 폭넓게 행해지고 있다. 이들 도시에서 누구나 네트워크 접속성을 제공하는 "과열 지역(hot spot)"을 발견할 수 있다. 불행하게도, 수백개는 아니지만 수십개의 밀접하게 이격되어 있는 무선 네트워크가 동일한 무선 스펙트럼을 이용한다는 것은 간섭이 문제가 된다는 것을 의미한다. 즉, 802.11 표준이 확산 스펙트럼 무선 주파수 변조의 형태로 변조 부반송파에 직교 주파수 분할 다중화를 이용하여 강력한 시그널링을 제공하더라도, 무선 스펙트럼 그룹은 여전히 잡음을 증가시키고 따라서 모든 사용자의 성능을 저하시킨다.

알려진 바로는, 송신기와 수신기 사이에서 무선 주파수 에너지를 조정하는 데에 지향성 안테나 어레이를 이용할 수 있다. 이것에 의해, 그렇지 않은 경우에 다수의 사용자가 동시에 동일한 스펙트럼을 이용할 때에 일어나게 될 간섭량이 상당히 줄어든다. 무선 가입자 장치에 그러한 지향성 안테나 어레이를 이용하는 것에 관한 기재는 "동일 주파수 네트워크에서 이용하기 위한 적응 안테나"란 제목의 미국 특허 제6,100,843호, "통신 네트워크에서 안테나를 제어하기 위한 방법 및 장치"란 제목의 미국 특허 제6,400,317호, 그리고 "안테나 어레이 성능을 향상시키면서 적응 시간을 줄이도록 안테나 어레이를 적응시키는 방법 및 장치"란 제목의 미국 특허 제6,473,036호에 개시되어 있다. 이들 각 특허는 본 출원의 양수인인 탠티버티 커뮤니케이션 인크(Tantivity Communications, Inc.)에 양도되었다.

그러나, WLAN 시그널링은 피어 투 피어 방식으로 극히 짧은 길이의 패킷을 가지고 통신한다는 점을 특별히 고려해야 한다. 지금까지의 생각으로는 WLAN 가입 자 장치에게 그러한 매우 짧은 기간 동안에 안테나 어레이를 가능한 한 많은 후보 각도들 중 한 각도로 조정할 것을 요구하는 것은 매우 곤란한 것이었다.

본 발명은 무선랜(WLAN) 장치의 물리 계층에서 안테나 조정을 실행하는 기술에 관한 것이다. 물리 계층에서 안테나 조정 판정을 실행함으로써, 그렇지 않은 경우에 표준화된 통신 처리 소프트웨어의 변경을 요구하게 될 매체 접속 제어(MC) 계층 또는 링크 계층과 같은 상위 통신 계층이 필요없게 된다.

일실시예에 있어서, 본 발명은 WLAN 프레임의 프리앰블부의 거의 선두에서 짧은 동기 심볼 수신 중에 신호를 검출하는 기술을 제공한다. 구체적으로, 802.11a 또는 802.11g 패킷 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 프레임(패킷) 환경에서, 물리 계층 수렴 절차(PLCP) 프리앰블부의 단지 몇몇 초기 트레이닝 시퀀스 심볼 내에 해결될 수 있다. 이들 소위 짧은 동기 펄스 중에 매우 빠르게 동작함으로써, 프리앰블부의 다른 부분을 수신하기 전에 안테나를 최적의 방향으로 조정할 수 있게 된다. 이로써, 무선 수신기 장치는 지향성 안테나가 존재하지 않는 경우와 거의 마찬가지로 프리앰블부의 나머지 부분을 이용하여 반송파 위상 잠금 및 주파수 동기화를 달성할 수 있게 된다. 이와 같이, 표준 WLAN 프레임 처리에 따라 프리앰블부의 나머지 부분을 처리할 수 있다.

채용한 특정 기술 중 하나는 첫번째의 짧은 동기 펄스를 수신하기 전에 안테나 어레이를 전방향 또는 무지향성(omni-directional) 모드로 조정하는 것이다. 이로써, 수신기 내의 자동 이득 제어(AGC) 회로가 초기의 짧은 동기 펄스 중에 트래 킹할 수 있게 된다. 다음 하나 또는 두개의 짧은 동기 펄스 수신 중에, 상관(correlation)과 같은 신호 메트릭을 이용하여 예상 응답에 대해 관측 응답을 평가한다. 예상 응답은 짧은 동기 펄스 중에 예상되는 최적의 기억된 응답일 수 있다. 이와 달리, 예상 응답은 초기의 짧은 동기 펄스 중에 전방향 모드 조정으로 수신되는 기억된 형태의 관측 응답일 수도 있다.

본 발명의 어떤 다른 형태에 따르면, 실수 샘플과 허수 샘플을 바꿔서 짧은 동기 펄스의 전반 및 후반에 걸쳐 상관을 행할 수 있다. 이로써, 각각의 다음의 짧은 동기 펄스 중에 테스트할 두배 많은 후보 각도를 제공할 수 있게 된다.

이들 두 기술 중 어느 것이든, 네번째의 짧은 동기 펄스가 도달할 때까지, 안테나 어레이가 후보 방향으로 조정된다. 이로써, 수신기가 주파수 및 위상 잠금을 달성하는 데에 이용할 수 있는 적어도 5 내지 6개의 추가의 짧은 동기 펄스를 제공할 수 있게 된다.

세번째 기술은 유한 임펄스 응답 빗형 필터링의 이용을 필요로 한다. 이것은 고속 역 퓨리에 변환을 이용하여 행할 수 있다. 여기서 그러한 처리는 신호와 잡음 모두에 대한 이상적인 빗형 필터 응답을 구하여 그것을 수신된 짧은 동기 신호와 컨벌루션하는 것이다. 관측한 신호 및 잡음 필터 응답의 비로서 신호 대 잡음비의 근사 추정치를 구할 수 있다. 다음에, 가장 강한 신호 대 잡음비를 보이는 후보 각도를 선택 이용한다.

본 발명의 상기 및 그외 다른 목적, 특징 및 이점은, 전 도면에 걸쳐 동일한 구성 요소에는 동일한 참조 부호를 붙인 첨부 도면에 도시한 바와 같이, 본 발명의 양호한 실시예에 관한 다음의 더욱 구체적인 설명으로부터 명백해질 것이다. 도면은 반드시 축척일 필요는 없으며, 그 대신에 본 발명의 원리를 설명하는 데에 중점을 두었다.

[실시형태]

이하 본 발명의 양호한 실시예를 설명한다.

본 발명은 일반적으로 무선랜(WLAN) 수신기의 기저 대역 물리 계층 신호 처리기에서 안테나 조정 알고리즘으로서 구현된다. 구체적으로, 본 발명은 일반적으로 프리앰블의 초기 부분을 구성하는 하나 이상의 매우 짧은 기간의 동기 펄스의 수신에 응답하여 후보 안테나 조정을 시도하는 각종 기술을 필요로 한다. 메트릭을 이용하여 후보 응답을 평가한 후, 프로토콜 데이터 유닛(프레임)의 트래픽 부분뿐만 아니라 프리앰블의 나머지 부분을 수신하는 중에 안테나 조정을 고정시킨다. 이와 같이, 본 발명은 패킷 수신시마다 안테나를 최적화하기 위해서 매체 접속 제어(MAC) 계층과 같은 상위 계층 처리 요소의 변경을 필요로 하지 않는다.

도 1은 지향성 안테나(110), 안테나 제어기(120), 대역 선택 필터(130), 무선 주파수/중간 주파수(RF/IF) 회로(140), 관련 증폭기(132, 133) 및 스위치(131), 채널 선택 필터(145), 관련 스위치(142, 148), 중간 주파수/기저 대역(IF/BB) 회로(160), 기저 대역 처리기(170) 및 매체 접속 제어(MAC) 계층 처리기(180)를 포함하는 무선랜(WLAN) 송수신기의 블록도이다.

대역 선택 필터(130), RF/IF 회로(140) 및 IF/BB 회로(160)는 공지 기술에 따라 기저 대역 처리기(170)와 함께 작용하여 WLAN 프로토콜의 물리 계층(PHY)을 구현한다. 예컨대, 이들 구성 요소는 IEEE 802.11a 표준이 규정하는 물리 계층을 구현할 수 있다. 이 표준은 구체적으로 5.15 내지 5.825 GHz의 무면허 무선 대역의 무선 데이터 전송을 구현하는 물리 계층을 제공한다. 확산 스펙트럼 시그널링, 특히 직교 주파수 분할 다중화를 이용하여, 6 내지 54 Mbps의 페이로드 데이터 레이트를 제공할 수 있다. 802.11a에서 구현되는 변조 방식에는 이진 위상 편이 방식, 직교 위상 편이 방식, 16 QAM 및 64 QAM이 있고, 1/2, 2/3 또는 3/4 레이트의 컨볼루션 코딩을 이용한다.

여기서 주의할 점은 장치(100)는 다수의 상이한 방위각으로 조정 가능한 지향성 안테나 어레이(110)를 포함한다는 점이다. 조정 가능한 안테나 어레이(110)를 이용하더라도, 장치(100)의 성능(원하지 않는 신호 및 잡음의 거부)을 향상시킴으로써, 기저 대역 처리기(120)의 선택도를 증가시킬 수 있다. 안테나 제어기(120)는 안테나 어레이(110)를 N개의 각도 중 하나로 조정할 수 있도록 물리 계층 처리기의 일부를 형성한다. 기저 대역 처리기(170) 내에 구현된 조정 알고리즘(175)은 초기 처리 단계 중에 시도할 후보 각도를 선택한다. 조정 알고리즘(175)은 후보 각도를 평가하고, 안테나 제어기는 패킷 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 프레임의 나머지를 수신하는 중에 안테나 어레이(110)를 고정 상태로 조정한다. 이와 같이, 본 발명은 관련 컴퓨터 호스트(도시 생략)가 실행하는 통신 프로토콜로 AC 계층(180) 또는 상위 레벨 계층을 변경하지 않고서도 목적 달성이 가능하다.

조정 알고리즘(175) 구현 방법을 상세히 설명하기 전에, PPDU 프레임의 포맷을 이해하는 것이 중요하다. 이러한 하나의 프레임의 포맷을 도 2에 도시하였다. 여기서, PPDU 프레임(200)은 물리 계층 수렴 절차(PLCP) 프리앰블부(210), 신호부(220) 및 데이터부(230)를 포함한다는 것을 알 수 있다. PLCP 프리앰블부(210)는 12개의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼로 구성되며, 이들 심볼에 대한 상세는 후술한다. 신호부(220)는 PLCP 헤더(240)의 상세도에 도시한 바와 같이 하나의 심볼로 구성된다. 이들은 1/2 레이트의 이진 위상 편이 방식(BPSK)으로 코딩된 다수의 비트, 즉 레이트 필드(242), 리저브 비트(242), 길이 비트(244), 패리티 비트(245), 테일 비트부(246) 및 서비스 비트부(247)를 포함한다. 데이터부(230)는 더 구체적으로 실제 페이로드 데이터를 포함하는 프로토콜 서비스 데이터 유닛(PSDU) 필드(250), 테일부(252) 및 패드 비트(254)를 포함한다.

도 3은 PLCP 프리앰블부, 특히 개시부에 일어나는 트레이닝 시퀀스의 상세도이다. PLCP 프리앰블부(120)는 수신기가 신호 검출, 자동 이득 제어, 다이버시티 선택, 코어스 주파수 조정 및 타이밍 동기화, 그리고 파인 주파수 및 인타이밍 오프셋 추정을 행할 수 있도록 해주는 다수의 샘플로 이루어지는 짧고 긴 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 레이트 필드(245) 및 메시지 길이 필드(244)는 심볼로 인코딩 데이터 레이트 및 길이를 나타냄으로써 나머지 프레임의 디코딩을 돕는다. PSDU 필드(250)는 컨볼루션 인코딩 및 스크램블링된 페이로드 데이터이다. 테일 비트(252)는 컨볼루션 디코더가 기지의 제로 상태로 수렴시키는 디코딩 처리를 하는 데에 필요한 비트이며, 패드 비트(254)는 고정된 정수의 OFDM 심볼로 일정하게 만들도록 메시지를 늘리기 위한 것이다.

도 3은 또한 PLCP 프리앰블(210)의 포맷을 보여준다. 여기서, 짧은 동기 부(212)와 긴 동기부(214)를 볼 수 있다. 짧은 동기부(212)는 각각이 800 ns의 기간을 갖는 10개의 짧은 동기 심볼(t₁, t₂, ..., t₁₀)로 이루어진다(총 기간은 8 ㎲). IEEE 802.11a 표준에 따르면, 대략 7번째의 짧은 동기 심볼 t₇의 발생 전까지 신호 검출, 자동 이득 제어 및 다이버시티 선택이 이루어진다. 이어서 짧은 동기 시퀀스의 끝에서 나머지 3 내지 4개의 심볼 중에 코어스 주파수 오프셋 추정 및 타이밍 동기화이 이루어진다.

2개의 긴 동기 심볼 T₁ 및 T₂의 앞에 더블 가이드 밴드 G12가 위치한다. 프리앰블(214)의 긴 동기부의 전체 기간은 짧은 동기 심볼부와 같은 8.0 ㎲이다. 여기서 중요한 점은 PLCP 프리앰블의 선두에서 안테나 어레이 조정에 이용할 수 있는 시간이 그다지 길지 않다는 점이다. 예컨대, 시간 t₇까지 또는 적어도 시간 t₈까지는 수신기가 코어스 주파수 오프셋 추정을 행해야 한다. 이와 같이, PPDU 프레임을 수신할 때마다 안테나 어레이를 최적화하도록 조정해야 한다면, 그러한 조정을 완료해야 하고, 대략 t₆후에는 안테나 어레이를 더이상 조정 또는 "회전"시켜서는 안된다. 그렇지 않으면, 수신기가 프레임의 후속 데이터 심볼을 적절하게 디코딩하는 데에 필요한 파인 주파수 및 타이밍 오프셋 동기화를 행할 수 없을 뿐만 아니라, 코어스 주파수 및 타이밍 동기화를 적절하게 행할 수 없게 될 것이다.

도 4는 PLCP 프리앰블의 짧은 동기부의 실수부 및 허수부를 도시한 도면이다. 짧은 동기 펄스(212)는 실수 및 허수 데이터 면 모두에서 기지의 에너지 버스 트로 이루어진다. (여기서 X축은 샘플수에 기초하며 특별히 시간 기간을 아니다.) 주의할 점은 8 ㎲의 시간 기간이 20 MHz 복소수 샘플 레이트로 대략 160 샘플을 수신한 것에 해당한다는 점이다.

도 5는 시간 영역에서 단일 PLCP의 짧은 동기 펄스의 상세도이다. 여기서는 800 ns의 심볼 기간에 걸쳐 16개의 샘플을 취하였다(즉, 복소수 샘플 당 50 ns의 레이트 또는 20 MHz). 도 5의 상부에 있는 파선부는 PLCP의 짧은 동기 펄스의 복소수 크기를 나타낸다. 진한 실선(510)은 동일한 짧은 동기 펄스의 실수부를 나타내고, 일반 실선(520)은 동일한 짧은 동기 펄스의 허수부를 나타낸다.

이 도면으로부터 주의할 점은 샘플 1 내지 8과 샘플 9 내지 16 사이에 대칭이 존재한다는 점이다. 구체적으로, 실수부의 제1 부분(즉, 샘플 1 내지 8)은 허수부의 제2 부분(즉, 샘플 9 내지 16)에 대응한다. 마찬가지로, 실수부의 제2 부분(즉, 샘플 9 내지 16)은 허수부의 제1 부분(즉, 샘플 1 내지 8)에 대응한다. 이러한 대칭은 짧은 동기 펄스의 검출에 필요한 처리를 단축하는 데에 이용할 수 있는 몇가지 기술을 암시한다. 구체적으로, 짧은 동기 펄스의 적어도 전반을 트래킹할 수 있다면, 그것을 적절하게 검출할 수 있어야 하며, 따라서 어느 정도 그 후반은 여분의 것이 된다. 이러한 짧은 동기 펄스의 특성은 조정 알고리즘과 관련하여 상세하게 후술하는 바와 같이 더 활용 가능하다.

도 6은 64개의 샘플에 대한 짧은 동기 펄스의 주파수 영역의 크기 응답을 도시하는 도면이다. 도면으로부터 알 수 있는 바와 같이, 주파수 성분은 12개의 고정된 "예상" 빈(bin)에 존재한다. 나머지 52개의 빈에는 예상 에너지가 존재하지 않 는다. 관측된 실제의 짧은 동기 검출 펄스가 주어지면 신호 대 잡음비의 근사치로서 메트릭을 결정하기 위해서 조정 알고리즘의 일형태와 관련하여 상기 특정 응답을 이용할 것이다.

도 7은 짧은 동기 프리앰블 펄스에 대한 주파수 영역의 진폭 및 위상 도면으로서, 그 펄스를 구성하는 12개의 에너지 빈의 상대 위상을 보여준다.

도 8은 여기서 나머지 긴 동기 펄스 T₁ 및 T₂의 포맷을 보여준다. 이들 펄스는 긴 동기부(242) 중에 발생하며, 주로 위상 추정 및 파인 주파수 취득 처리에 이용된다. 긴 동기 펄스는 도 9에 도시한 바와 같이 시간 영역으로 포맷화된다. 주파수 영역 응답은 도 10에 도시하였다. 긴 동기 펄스의 복소수의 실수 및 허수 주파수 영역 특성을 보여주는 샘플도는 도 11에 도시하였다. 이 도면은 긴 동기 펄스의 주파수 영역의 크기 응답을 보여주기 위한 것으로, 적어도 이용 가능한 64개의 샘플의 각각의 주파수 빈에서 에너지가 발생한다. 이와 같이 그러한 펄스로부터 추정 신호 대 잡음비 또는 다른 메트릭을 구하기가 어렵다.

또한, 여기서 주의해야 할 중요한 점은 긴 동기 펄스의 수신 시에, 수신기는 파인 튜닝 동작을 행해야 한다는 점이다. 이 때, 안테나의 지향성 조정을 변경하기에는 너무 늦어 버린 것이다.

이와 같이 짧은 동기 펄스(212) 동안에만 안테나를 조정할 수 있는 기술이 필요하다. 일반적으로, 이들 알고리즘은 이용 가능한 시간이 단지 몇 ㎲이므로, 가능한 한 빨리 행해야 한다. 게다가, 어떤 긴 동기 펄스 전이나 패킷마다 요구되는 파인 주파수 추정 처리 전에 결과를 얻을 수 있도록 그 알고리즘을 신호 취득 처리에 동기하여 행해야 한다. 또한, 주지해야 할 점은 이들 알고리즘은 1 ㎲보다 작은 극소 레이턴시 시간에 또는 대략 하나의 짧은 동기 펄스 기간에 안테나에 적용된다는 점이다.

도 12에 도시한 제1 조정 알고리즘(175)은 다음과 같이 진행된다. 제1 단계(1200)에서, 안테나 어레이(110)를 전방향 수신 모드로 배열한다. 이것은 첫번째의 짧은 동기 펄스를 수신하기 전에 완료하는 것이 바람직하다. 다음 단계(1210)에서, 첫번째의 짧은 동기 펄스(t₁) 기간 동안 수신기의 자동 이득 제어(AGC) 회로의 트래킹을 허용한다. 802.11a의 경우에, 그 기간은 800 ns이다. 다음 단계(1212)에서, AGC를 잠그고, 설정량을 6 데시벨까지 떨어뜨린다.

다음 단계(1230)에서, 메트릭을 결정한다. 이것은 일실시예로서, 짧은 동기 펄스의 전반, 즉 펄스 t₂(도 3)의 전반 400 ns에 걸쳐 행해지는 상관일 수 있으며, 다른 메트릭도 가능하다. 이러한 상관은 검출된 t₂ 펄스가 이상적인 예상 버전과 비교되도록 행해진다. 이와 같이 그러한 상관은 후보 각도에서의 짧은 동기 펄스의 수신도의 측정치를 제공한다. 다음 단계(1240)에서 짧은 동기 펄스의 후반에 걸쳐 제2 상관이 행해진다.

다음 단계(1242)에서 이 제2 상관 단계 중에 실수 샘플과 허수 샘플을 바꾼다. 이것은 전방향 응답에 대한 기준선을 제공한다.

다음 단계(1250)에서 안테나 어레이(110)를 다수의 후보 각도 중에서 제1 후 보 각도로 조정한다. 후보 각도의 수는 안테나 어레이의 배열에 따라 달라지며, 일실시예에서는 4개의 후보 각도가 있다. 다음 단계(1260)에서, 4개의 후보 각도 각각에 대해서 상관 단계(1230, 1240, 1242)를 반복하여, 그 각각의 후보 각도에 대한 상관 결과를 저장한다. 다음에, 최적의 상관 결과를 제공한 후보 각도를 짧은 동기 펄스의 나머지 및 PPDU의 나머지를 처리하기 위한 각도로서 선택한다. 단계 1270에서 이 각도를 선택하고, 단계 1280에서 후보 안테나 방향을 설정한다. 이와 같이 도 12의 조정 알고리즘을 6개의 짧은 동기 펄스만큼 짧은 기간 동안에 완료할 수 있다. 이로써, 안테나가 안정한 조건에 도달한 후 4개의 남은 짧은 동기 펄스 t₇ 내지 t₁₀ 동안 주파수 추정과 같은 추가의 수신기 처리가 가능하게 된다.

각각의 짧은 동기 펄스의 인페이스 및 콰드러처 대칭 때문에, 짧은 동기 펄스의 전반에 이용한 것과 다른 후보 각도를 이용하여 짧은 동기 펄스의 후반에 걸쳐 상관을 행할 수 있다. 그러나, 이것은 안테나 어레이가 약 30 내지 200 ns 내에 새로운 후보 각도로 조정될 수 있다는 것을 의미한다. 또한, 그러한 타임프레임 내에 상관을 완료할 수 있다는 것을 의미한다. 이것이 가능하다면, 그 알고리즘은 짧은 동기 펄스마다 2개의 상이한 후보 각도에 대한 상관값을 결정할 수 있게 된다. 특정 구현에 대한 최적의 실시예를 결정하는 것은 고속 상관 하드웨어 및 고속 스위칭 안테나 요소의 가용도에 따라 달라진다.

안테나 조정 알고리즘(175)에 이용되는 제2 기술을 도 13에 나타내었다. 이 처리는 도 12에 나타낸 것과 유사하다. 단계 1300에서, 시스템은 첫번째의 짧은 동 기 펄스 t₁의 수신 중에 안테나를 전방향 모드로 설정한다. 단계 1310에서, 최적의 예상된 짧은 동기 응답에 대해서 상관시키기 보다는, 단계 1310, 1315에서 실제의 전반 및 후반의 짧은 동기 응답을 저장한다. 이것은 나중에 4개의 가능한 각도에 대한 상관 계산에 이용하기 위해서 참조로서 저장된다. 실제 응답에는 다중 경로 왜곡 정보가 포함될 수 있는데, 이것은 이상적인 응답만을 이용하는 기술에 비해서 잠재적으로 이로운 것일 수 있다. 그 외의 단계 1315 이후의 처리는 도 12에서와 같이, AGC 트래킹을 행하고 (필요하다면) 4개의 후보 각도마다 짧은 동기 펄스의 전반 및 후반에 걸쳐 상관을 행한다. 단계 1370에서 최적의 후보 각도를 선택하고, 단계 1380에서 최종 안테나 각도를 설정한다.

도 14에 도시한 또 다른 처리를 후보 안테나 조건을 결정하는 데에 이용할 수 있다. 이 방법은 빗형 필터로 이상적인 응답을 미리 계산하는 것이다. 이것은 도 12 및 도 13의 처리에 이용되는 간단한 최적의 진폭 응답이 아닌, 추정 신호 대 잡음비의 계산을 허용한다.

단계 1400에서, 이 처리는 이상적인 짧은 동기 펄스의 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행한다. 그 결과는 일반적으로 도 6에 도시한 응답처럼 보일 것이다. 단계 1410에서, 이상적인 펄스의 역 FFT를 행하여 이상적인 시간 영역의 에너지 또는 "신호" 응답을 제공한다. 구체적으로, 예상 에너지가 없는 모든 빈, 즉 에너지가 있을 것으로 전혀 예상되지 않는 52개의 빈을 제로로 설정하고 역 FFT를 행한다.

단계 1420에서, FFT를 위해서 짧은 동기 응답으로부터 예상 에너지 레벨을 갖지 않는 빈인 "관심없는" 다른 빈을 취한다. 다음에 이 응답을 "반영"하는데, 예컨대 크기 "1" 값을 잡음이 예상되는 52개의 빈에 배치하고, 크기 "0" 값을 에너지가 예상되는 빈에 배치한다. 다음에 단계 1430에서 이 "잡음 필터"의 역 FFT를 행하여 "잡음"의 시간 영역 응답을 제공한다.

단계 1440에서, 이들 시간 영역 시퀀스, 즉 "신호" 및 "잡음" 필터 응답 모두에 수신 파형을 상관시킨다. 단계 1450에서 예상 "의사 신호 대 잡음비"가 구해진다. 이것은 각 빈 위치에서 "신호" 상관의 피크를 "잡음" 상관의 피크로 나눈 비로서 계산될 수 있다.

구체적으로, 한 후보 각도에서 수신된 짧은 동기 펄스의 각각을 공급하여 신호 및 잡음 필터 모두와 컨볼루션한다. 이들 2개의 응답의 비를 취함으로써, 얼마나 잘 각 안테나 각도가 수행 예상되는지를 측정하기 위해서 메트릭으로서 이용되는 신호 대 잡음비의 의사 추정값을 제공한다.

도 6에 도시한 바와 같이 64개의 샘플에 대해 FFT 및역 FFT를 행할 수 있다. 그러나, 더 짧은 FFT 사이즈 또는 32개의 샘플의 샘플 세트를 이용하여도 여전히 측정 가능한 결과를 얻을 수 있다는 것을 주지해야 한다. 즉, 디지털 신호 처리기의 타이밍 제약이 필터에 대해 많은 샘플 중 반만을 허용한다면, 주파수 영역에서 예상 피크 값마다 적어도 하나의 에너지 샘플 및 적어도 하나의 잡음 샘플을 이용할 수 있다. 적어도 802.11a의 경우, 12개의 에너지 레벨을 32개의 빈보다 적게 정수 방식으로 맵핑할 수 없다면, 샘플량을 더 짧게 하는 것은 불가능하게 된다.

본 발명은 특히 본 발명의 양호한 실시예와 관련하여 도시되고 설명되었지만, 본 분야에 숙련된 기술자들은 첨부된 청구 범위에 의해 포함된 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 그 형태 및 상세의 여러가지 변경이 이루어질 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.

본 발명의 구성에 따르면, 반송파 신호 위상 및 주파수를 취득하는 데에 필요할 수도 있는 프리앰블의 다른 부분을 수신하기 전에 수신에 최적인 방향으로 안테나를 조정할 수 있다.

Claims

조정 가능한 안테나 어레이의 지향 각도를 제어하는 방법으로서, 상기 안테나 어레이를 통해 수신되는 무선 신호는 프리앰블부와 데이터부를 포함하는 것인 조정 가능한 안테나 어레이의 지향 각도 제어 방법에 있어서,

상기 무선 신호를 전방향 모드에서 수신하도록 상기 안테나 어레이를 배열하는 단계와;

상기 프리앰블의 초기 부분을 수신하는 단계와;

상기 프리앰블의 상기 초기 부분의 품질 메트릭을 결정하는 단계와;

상기 안테나 어레이를 후보 각도로 설정하는 단계와;

상기 프리앰블의 후속 부분을 수신하는 단계와;

수신된 상기 후속 부분의 품질 메트릭을 결정하는 단계와;

상기 안테나 어레이를 설정하는 단계, 후속 프리앰블부를 수신하는 단계 및 적어도 하나의 추가 후보 각도의 품질 메트릭을 결정하는 단계를 반복하는 단계와;

상기 데이터부를 수신하기 전에, 상기 품질 메트릭에 기초하여 후보 각도를 선택하는 단계

를 포함하는 조정 가능한 안테나 어레이의 지향 각도 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 무선 신호를 전방향 모드에서 수신하도록 상기 안테나 어레이를 배열하는 단계 후에, 그러나 상기 프리앰블의 초기 부분을 수신하는 단계 전에, 자동 이득 제어를 설정하는 단계를 더 포함하는 것인 조정 가능한 안테나 어레이의 지향 각도 제어 방법.
제1항에 있어서, 상기 후보 각도로 설정된 안테나 어레이를 이용하여 추가의 프리앰블 신호 부분을 수신하는 단계를 더 포함하는 것인 조정 가능한 안테나 어레이의 지향 각도 제어 방법.