CN101390255A - 无线局域网方向性天线物理层操控 - Google Patents

Abstract

一种用于操纵一方向性天线的技术，举例而言，可以被使用于一无线局域网(WLAN)装置中、该技术可在接收短同步脉冲的期间检测处于一封包协议数据单元(PPDU)帧的相当前端部分中的信号参数，而如此的结果是，该天线可以被操纵至一最佳角度，以用于在接收获取载波信号相位及频率可能会需要的一前导频的其它部分前的接收。

Description

无线局域网方向性天线物理层操控

技术领域

本发明涉及一种无线局域网方向性天线物理层的操控。

背景技术

无线局域网(WLAN)设备仍旧持续的被使用作为许多不同数据连通性应用的一解决方案，现在，WLANs已被视为能提供对家用网络范围中的配备有无线的个人计算机的存取，对膝上型计算机以及个人数字助理(PDAs)的移动存取，以及能提供于商业应用中提供坚实且方便的存取的一理想解决方案。

确实，现今许多的膝上型计算机在从工厂出场时即已具有WLAN适配卡，且某些微处理器制造商，例如，intel，也已经发布了将WLAN能力直接并入处理器芯片平台的意图，而这些以及其它的计划则将会继续地驱动WLAN设备与所有型态的个人计算机的整合。

在许多的城市中已经有的情形是，依照IEEE 802.11a，IEEE 802.11b，以及IEEE 802.11g标准而操作的WLAN存取设备已经获得广泛的使用，因此，现在，在这些城市中，使用者可以发现用来提供网络连通性的″热点(hot spots)″，但是，不幸地是，有数十个，若非数百个的话，紧密间隔的无线网络使用相同的无线电频谱即表示，干扰会成为问题，也就是说，虽然该等802.11标准会以展频射频调变(spread spectrum radio frequency modulation)的形式提供坚实的信号发送，并且会使用正交频分多任务(orthogonal frequency divisionmultiplexing)覆盖已调变的次载波(subcarriers)，但是，拥挤的该无线电频谱仍然会增加噪声，并因此而减少所有使用者的效能。

方向性天线阵列可以被用以操纵在一传输器以及接收器之间的射频能量的事实系已经获得认可，此会大大地降低干扰的量，否则该干扰将会在该频谱有同时使用者时加以产生，而如此的阵列于无线客户端设备中的使用则是已叙述于发明名称为″用于相同频率网络的适配天线(Adaptive Antenna for Use in SameFrequency Networks)″第6,100,843号美国专利，发明名称为″用于在通信网络的天线控制的方法及装置(Methods and Apparatus for Antenna Control in aCommunication Network)″第6,400,317号美国专利，以及在发明名称为″用于减少适配时间同时提高阵列性能的适配天线的方法装置(Method Apparatus forAdapting Antenna Array to Reduce Adaptation Time While Increasing ArrayPerformance)″的第6,473,036号美国专利中，这些专利的每一个皆归属于本发明的申请人，Tantivity通讯有限公司(Communications，Inc.)。

然而，WLAN信号发送所具有的特殊考量却是在于，通信被预期是利用极短的封包长度而建构在一点对点的基础之上，因此，迄今为止，始终认为，要求WLAN客户端设备于如此的非常短的间隔期间内，将一天线阵列操纵至许多可能候选角度的其中之一是相当困难的。

发明内容

本发明是一种用于在一无线局域网(WLAN)装置的物理层处执行一天线操纵的技术，而执行在该物理层处的该天线操纵决定会消除牵涉到较高的通信层，否则其将会需要修饰标准化的通信处理软件，例如，该媒体存取控制(MAC)或连结层。

在一实施例中，本发明是提供在短同步符号接收期间，于一WLAN帧的一前导频部分的相当开端中进行信号检测的技术，尤其是，在一802.11a或802.11g封包协议数据单元(Packet Protocol Data Unit，PPDU)帧(封包)的背景之中，此可以仅在该物理层会聚程序(Physical Layer ConvergentProcedure，PLCP)前导频部分的少数起始训练序列符号的范围之中做出结论，并且，由于在这些所谓的短同步脉冲期间的非常快速操作，该天线将会在接收该前导频的其它部分之前，被操纵至一最佳方向，而此则是会允许该无线电接收器设备能够使用该前导频的剩余，并利用与犹如没有出现方向性天线差不多相同的方式，来获取载波锁相以及频率同步，因此，该等剩余前导频部分可以根据标准WLAN帧处理而进行处理。

一个所利用的特殊技术是，在接收该第一短同步脉冲之前，先将一天线阵列设定至一全方向性模式，而此则是允许在该接收器中的自动增益控制(automatic gain control，AGC)电路能够去追踪一起始短同步脉冲，并且，在接收下一个或两个短同步脉冲的期间，一信号度量，例如，一相关性，会被用以评估该相对于一预期响应的已观测响应，其中，该预期响应可以是一已储存的用于一短同步的最佳预期的响应，或者，二者择一地，该预期响应也可以是在该起始短同步脉冲期间、借由一全设定(omni setting)所接收的一已测量响应的一已储存形式。

依照本发明的某些其它观点，相关性可以借由交换真实及虚构取样，而在一短同步脉冲的一初始以及第二半边期间加以执行，而此则是为每一个接续短同步脉冲提供了两倍数量的候选角度。

伴随着此两种技术的任一个，并借由第四个短同步脉冲的抵达时间，该天线阵列会被操纵至一候选方向，而此则会提供可为该接收器所用而获取频率及锁相的至少五至六个额外的短同步脉冲。

一第三技术则是牵涉到使用有限脉冲响应梳形滤波(finite impulse responsecomb filtering)，此可以通过使用反向快速傅立叶转换而加以执行，在此，该程序是，响应信号以及噪声两者而执行一理想的梳形滤波器，以及接着将其与该已接收的短同步信号进行旋绕，因此，一信号对噪声比的一大略评估可以衍生成为观测信号以及噪声滤波响应间的一比值，所以，该显示有最强信号对噪声比的候选角度就接着会被选择而加以使用。

附图说明

本发明前述的以及其它的目的、特点以及优点将可从接下来有关本发明的较佳实施例的具体叙述而更为显见，正如在附图中所举例说明的，其中，相同的标号是于所有不同的观点中代表相同的部件，再者，该附图并不需要符合比例，取而代之的是，会强调本发明所举例说明的原则。

图1是显示执行根据本发明的一天线操纵算法的位置的一典型无线局域网(WLAN)接收器的一方块图；

图2是显示被使用于一802.11a或802.11g网络中的一封包协议数据单元(packet protocol data unit，PPDU)的一高阶示意图；

图3是显示标头(header)的前导频部分(preamble portion)的一更详细示意图；

图4A和图4B是显示一PLCP前导频或″短同步(short sync)″脉冲的真实以及虚构部分的时域曲线图；

图5是显示该等真实以及虚构部分以及一强度部分的该短同时脉冲的一更详尽的曲线图；

图6是显示该短同步脉冲的强度的频域图；

图7是显示在该频域中的该短同时脉冲的主要幅度以及相位响应的频率的立体图；

图8是显示一PPDU的该前导频部分的一另一示意图；

图9A和图9B是显示该物理层会聚程序(physical layer convergentprocedure，PLCP)前导频的一长同步脉冲部分的一时域图；

图10是显示该长同步脉冲的频域强度图；

图11是显示该长同步脉冲的一频域幅度及脉冲立体示意图；

图12是显示该物理层操纵算法的一实施例的一高阶流程图；

图13是显示一第二实施例的一流程图；以及

图14是显示该操纵算法的一第三实施例的一流程图。

具体实施方式

随后是本发明的较佳实施例的叙述。

本发明是加以执行为，典型地在一无线局域网(WLAN)的基频物理层信号处理器中的一天线操纵算法，特殊地是，本发明是牵涉到各种的技术，以响应接收一或多个通常是构成一前导频的一起始部分的非常短持续期间同步脉冲，而尝试候选天线设定，并且，一度量会被用以评估该等候选响应，以及接着，一天线设定会获得稳定平衡，以用于该前导频的剩余部分以及一协议数据单元(帧)的流量部分的接收，因此，本发明并不需要借由修饰较高层处理构件，例如，媒体存取控制(MAC)层，而来执行每一个已接收封包的天线最佳化。

图1是举例说明一无线局域网(WLAN)收发器的一方块图，其包括，一方向性天线110，天线控制器120，频带选择滤波器130，射频/中频(RF/IF)电路140，相关的放大器132，133以及开关131，频道选择滤波器145，相关的开关142，148，中频/基带(IF/BB)电路160，基带处理器170，以及媒体存取控制(Media Access Control，MAC)层处理器180。

该频带选择130，RF/IF 140，以及IF/BB 160，依照已知的技术，是结合该基带处理器170一起操作，进而执行该WLAN协议的该物理层(PHY)，举例而言，这些构件可以执行一物理层，例如，由电子电机工程师协会(Instituteof Electrical and Electronics Engineers，IEEE)802.11a标准所载明的，而特别地是，此标准会提供一可于一未经许可的处于5.15至5.825十亿赫兹(GHz)的无线电频带中执行无线数据传输的物理层，并且，利用展频信号发送，特别是，正交频分多任务，可以提供介于每秒6至54兆位(Mbps)的负载数据率(payload data rates)，另外，于802.11a中所执行的调变计划(modulation scheme)则是包括二进元相移键控(binary phase shiftkeying)，正交相移键控(quadrative phase shift keying)16QAM以及64QAM，伴随着一半、三分之二、或四分之三速率的回旋编码。

在此，要特别注意的是，该设备100包括一方向性天线阵列110，其可以受到操纵而朝向一些不同的方位角角度，并且，通过使用该可操纵的阵列110，有可能增加该基频处理器120的选择性，而借以改善该设备100的效能(拒绝不想要的信号及噪声)，再者，一天线控制器120形成该物理层处理器的部分，以允许该阵列110设定为N个角度的其中之一，而在该基带处理器170中所执行的操纵算法175会对候选角度进行选择，以在一起始处理相位期间进行尝试，其中，该等候选角度是借由该操纵算法175而进行评估，且该天线控制器会将该阵列设定于一固定的条件，以用于接收该封包协议数据单元(packetprotocol data unit，PPDU)帧的剩余者，因此，本发明可以在不需要对该MAC层180、或是更高阶的层进行修饰的情况下，利用借由一相关的计算机主机(未显示)所执行的通信协议而将此完成。

在更详尽叙述如何执行一操纵算法175之前，很重要的是，要先了解一PPDU帧的格式，而一个如此的帧的格式是显示于图2之中，在此可看出，该PPDU帧200包括一物理层会聚程序(physical layer convergent procedure，PLCP)前导频部分210，一信号部分220，以及一数据部分230，其中，该PLCP前导频210是由十二的正交频分多任务(orthogonal frequency divisionmultiplex，OFDM)符号所构成，且对于这些符号将会在之后有更详尽的叙述，该信号部分220是由显示于该PLCP标头240的更详细附图中的一个符号所构成，这些包括一些以二分之一的速率被编码成为二进元相移键控(BPSK)的位，包括一速率字段(rate field)242，一保留位243，一长度位244，一配类位(parity bit)245，一尾部位区段246，以及服务位区段247，而更特别地，一数据部分230则包括协议服务数据单元(protocol service dataunit，PSDU)字段250，其包括真实负载数据，一尾部部分252，以及填补位(pad bits)254。

图3是该PLCP前导频部分以及，特别地，发生在一开始部分中的一训练序列的一更详细表示。该PLCP前导频120包括由一些允许一接收器执行信号检测、自动增益控制、分集选择(diversity selection)、粗略频率调整(coarsefrequency adjustment)，以及时序同步与精确频率的取样所构成、并存在于时序偏移评估中的、短的以及长的训练序列，再者，该速率字段242以及信息长度字段244允许借由指示该帧的该剩余的编码数据率以及在符号方面的长度而进行其译码，该PSDU字段250是已回旋编码且已进行扰码(scrambled)的负载数据，该等尾部位252是需要该回旋译码器译码程序来会聚至一已知的零状态的位，以及该等填补位254是会将该信息延伸为最终符合一固定整数数量的OFDM符号。

图3亦显示该PLCP前导频210的格式，而在此则可以看到该短的同步(短同步)区段212以及长同步区短214，其中，该短同步区段212是由十个短同步符号，t1，t2，…，t10，所构成，且其每一个具有一800μs(nanosecond，十亿分之一秒)的持续期间(以提供一8μs的聚集持续期间)，再者，根据该IEEE 802.11a规格，信号检测、自动增益控制、以及分集选择预期是大约由第七个短同步符号t7的发生而加以执行，至于粗略频率偏移评估以及时序同步，则是接着在该短同步序列尾端的剩余三至四个符号上进行。

然后，在包含两个长同步符号T1以及T2之前，会先提供一双卫频带(double guard band)GI2，以及，该前导频214的该长同步部分的整个持续期间是8.0微秒(microsecond)，正如在该短同步符号区段的例子中一样，在此重要的是，在该PLCP前导频的开始时，并没有特别长的时间可用来操纵一天线阵列，举例而言，借由时间t7、或是借由至少由时间t8，其会预期该接收器将是已经正在执行粗略频率偏移评估，因此，若是一天线阵列是加以操纵为其会为了每一个接收的PPDU帧而进行最佳化时，则该操纵就必须要完成，以及该天线可能会在大约t6之后即不会受到更进一步的操纵，而相反的，该接收器将会倾向于不会适当地获得粗略频率以及时序同步，且不会介意不能执行精准频率以及在适当译码稍后于该帧中所发生的该等数据符号时所需要的时序偏移同步。

图4A和图4B是举例说明该PLCP前导频的一短同步部分的真实及虚构部分的一曲线图。该等短同步脉冲212的每一个是由在该等真实及虚构数据平面两者之中的能量的一已知丛发(burst)所构成，(在此，X轴是以取样数，而非明确地以时间持续期间作为基础)，而应该要注意的是，8微秒的时间持续期间是对应于在一20MHz复合取样率(complex sample rate)接收大约160个取样。

图5是在该时间持续期间中的一单一PLCP短同步脉冲的一更详尽表示的曲线图，在此显示了跨越800奈秒(nanosecond)(也就是说，以每个复合取样50奈秒、或是20百万赫兹的速率)的符号持续期间所得的16个取样，其中，跨越页面上方的虚线部分是代表该PLCP短同步脉冲的复合强度，较粗线条的图形510是表示该相同的短同步脉冲的该真实部分，以及较细线条520是表示该短同步脉冲的该虚构部分。

由此附图可以注意到的是，在取样1至8以及取样9至16之间存在有对称的现象，明确地说，该真实部分的第一部份(亦即，取样1至8)是对应于该虚构部分的第二部分(取样9至16)，同样的，该真实部分的第二部份(亦即取样9至16)是对应于该虚构部分的第一部分(取样1至8)，而此对称即暗示了可以被用来缩短在适当地检测一短同步脉冲时所需要的处理的数种技术，明确地说，只要能够至少追踪一短同步脉冲的至少一半，就有可能可以适当地对其进行检测，因为就某种意义而言，该第二半边等于是冗余，因此，一短同步脉冲的此特征可以更进一步地以接下来关联于操纵算法而会更详尽叙述的方式而进行利用。

图6是举例说明一超过64取样的短同步脉冲的频域强度响应的一曲线图，正如可以由图中看出，该频率内容是存在于十二个固定的″预期″容器(bins)之中，且在剩余的52个容器中并没有预期的能量，而此特别的响应将会与该操纵算法的一方面观点一起使用，以决定作为会提供一观测得的真实短同步检测脉冲的一信号对噪声比的一近似值。

图7是用于显示包括该脉冲的该12个能量容器的相关相位的该短同步前导频脉冲的一频域幅度及相位标绘图。

图8是在此作为该等长同步脉冲T1以及T2的格式的一剩余，其中，这些脉冲是发生在该长同步部分242期间，并且，主要被用于脉冲评估以及精准频率取得处理，再者该长同步脉冲如图9所示的于时域中进行格式化，该频域响应会显示于图10中，以及一显示该长同步脉冲的该复合真实及虚构频域特征的取样标绘图显示于图11之中，且此标绘图是在于显示，该长同步脉冲的该频域强度响应是在每一个频率容器中发生的能量，至少具有64个可获得的取样，因此，要自如此的一脉冲产生一已评估的信号对噪声比、或其它度量是有困难的。

在此，亦要特别注意的是，在接收该长同步脉冲的时间，一接收器是会被预期要执行一精准调整操作(fine tuning operation)，因此，在此点上，亦有可能因为太晚了而无法改变该等天线方向性设定。

所以，需要的是一种仅在该短同步脉冲212上操纵该天线的技术。一般而言，当可获得的时间仅几微秒时，这些算法必须要尽可能快速地加以执行，再者，该算法的作用则是必须要与信号取得处理同步，因而使得在每一个封包所需要的任何长同步或精准频率评估处理之前，可以得到一个结果，在此，同样应该要理解的是，这些算法会与可利用极小的延迟时间，少于一微秒、或大约一较短同步脉冲的持续期间而加以操纵的天线一起操作。

在图12中所显示的一第一操纵算法175是如下而进行。在一第一步骤1200之中，该阵列110是会为了一全方向性接收模式而加以建构，而此较佳地则是，甚至在接收该第一短同步脉冲之前完成，在下一步骤1210之中，该接收器的该自动增益控制(automatic gain control，AGC)电路会被允许进行该第一短同步脉冲(t1)的追踪，若是在802.11a的例子中时，此将会持续一800奈秒(ns)的持续期间，然后，在步骤1212时，该AGC会被锁住，且该设定量会下降六个分贝。

在下一个步骤1230中，会决定一度量，而此，在一实施例中，可以是一在该短同步脉冲的第一半边期间所执行的相关性(correlation)，亦即，脉冲t2(图3)的该起始400奈秒，不过，也有可能为其它的度量，而其中，该相关性是以该已检测t2脉冲与一理想预期形式进行比较的方式而加以执行，因此，该相关性会提供一有关该短同步脉冲在该候选角度时被接收的情形如何的测量，然后，一第二相关性会接着在状态1240中加以执行该短同步脉冲的该第二半边期间。

在状态1242中，该等真实及虚构取样会于此第二相关步骤中进行交换，而此则是接着会提供一全方向性响应的一基线(baseline)。

再者，在状态1250中，该阵列110会被操纵为一些候选角度中的一第一候选角度，其中，该等候选角度的数量是取决于该天线阵列的架构，如在一实施例中，会具有四个候选角度，然后，根据状态1260，会为了该四个候选角度的每一个重复该等相关步骤1230，1240，以及1242，并且每一个候选角度的相关结果会进行储存，接着，能提供最佳相关结果的候选角度就会被选择作为用于剩余短同步以及剩余PPDU处理的角度，此角度是于状态1270中进行选择，并且，在状态1280中，该候选天线方向会进行设定，因此，图12的该操纵算法是可以在与六个短同步脉冲一样少的时间内完成，而此则是可以在该天线已经到达一稳定设定之后，允许于该四个、或因此剩下的短同步脉冲T7至T10上，操作额外的接收器处理，例如，频率评估。

由于每一个短同步脉冲的该同相及正交对称，其有可能利用一不同于该第一半边所使用的候选角度而执行一持续一短同步脉冲的一第二半边期间的相关性，不过，此是假设，该天线阵列可以在大约30至200奈秒内被操纵至一新的候选角度，也同时假设，该相关性可以在如此的一时帧(timeframe)中被完成，因此，当此是可能时，该算法即可以决定每一个短同步脉冲的两个不同候选角度的一相关数值，至于有关哪一个实施例对一特别的执行最好的决定则是取决于高速相关硬件以及快速切换天线构件的可利用性。

用于天线操纵算法175的一第二技术是叙述于图13中，而此程序则是相似于在图12中所显示。根据状态1300，该系统会将该天线设定在全方向模式，以用于接收一第一短同步脉冲t1，然后，状态1310中，除了对比于一最佳预期短同步响应的相关之外，一真实的第一半边以及第二半边短同步响应会于状态1310以及1315中进行储存，而这些参考是为了被用于四个可能角度的相关性的稍后计算而进行储存，其中，该真实响应将会包含多路径失真信息，而其则是可以潜在地于一仅使用理想响应的技术期间有所帮助，除此之外，在此，于状态1315之后所进行的程序，如在图12中一样，会执行一AGC追踪以及产生该四个候选角度的每一个(若有需要的话)与一短同步脉冲的初始以及第二半边部分期间的关联，然后，该最佳候选角度会于状态1370中进行选择，以及最终的天线角度会于状态1380中进行设定。

在图14中所显示的又一种程序可以被用以决定一候选天线设定，此方法是预先计算一理想响应，以作为一梳形滤波器(comb filter)，而此则是在用于图12以及图13的该程序的一简单最佳幅度响应之外，依次地允许一已评估信号对噪声比的计算。

在步骤1400中，此程序是会执行一理想短同步脉冲的一快速傅立叶转换(Fast Fourier Transform，FFT)，而结果则是典型地看起来像先前于图6中所见的该响应，接着，在状态1410，此理想脉冲的FFT的反向(inverse)会被用来提供一理想时域能量、或″信号″响应，尤其是，所有不具有预期能量的容器，亦即，该52个不被预期会具有任何能量的容器，会被设定为零，以及该IFFT会进行运作。

在状态1420中，会自FFT的短同步响应中取得其它″没兴趣的″容器，也就是说，不具有预期能量位准的该等容器，接着，此响应会发展出，举例而言，具有被置于预期有噪声的该52个容器之中的强度″一″数值，以及在预期具有能量的该等容器中的强度″零″，的一″镜像(mirror)″，然后，此″噪声滤波器″的该反FFT会在状态1430中进行，以提供一″噪声″时域响应。

在状态1440中，该已接收波形会与此些时域序列两者，亦即，该″信号″以及″噪声″滤波器响应两者，产生相关，然后，在状态1450中会发展出一预期的″虚拟信号对噪声(pseudo signal to noise)″比，而此则是可以被计算，以作为该″信号″相关性的一峰值除上位在每一个容器位置的该″噪声″相关性的峰值所得的一比值。

具体地说，为了一候选角度所接收的该等短同时脉冲的每一个会加以供给为与该等信号以及噪声滤波器两者产生旋绕，而获得此两个响应的一比值则是提供被使用作为该度量的该信号对噪声比的一准评估(quasi-estimate)，以测量每一个天线角度的执行应该要如何进行预期。

该FFTs以及反FFTs可以有64个取样，如图6所建议的，不过，应该要了解的是，也可以一较短的FFT尺寸、或是32个取样的取样集，并且仍然会获得可测量的结果，也就是说，若是数字信号处理器时序限制仅允许与该等滤波器的取样的一半一样多的取样时，则每一个预期峰值数值的至少一能量取样以及至少一噪声取样会在该频率中为可获得，另外，在假设十二个能量位准不会以完整的方式映像进入少于32个容器的任何事物中的情形下，至少对802.11a而言，较短的取样数量是没有可能的。

当本发明已经以其较佳实施例做为参考而特别地加以显示以及叙述的同时，熟习此技术的人将可以了解，于形式上以及细部的各种改变是可以在不脱离所附权利要求所包含的本发明的范围的情形下加以达成。

Claims (13)

1.一种用于控制一可操纵天线阵列的一方向性角度的方法，其中，一经由该阵列所接收的无线电信号包含一前导频部分以及一数据部分，该方法包括下列步骤：

架构该天线阵列，以于一全方向性模式中接收该无线电信号；

接收该前导频的一起始部分；

决定该前导频的该起始部分的一品质度量；

设定该阵列至一候选角度；

接收该前导频的一接续部分；

决定该所接收的接续部分的一品质度量；

为了至少一额外候选角度而重复该等设定该阵列、接收一接续前导频部分、以及决定一品质度量的步骤；以及

在接收该数据部分前，以该等品质度量作为基础而选择一候选角度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

在该架构该阵列以用于在一全方向性模式中进行接收的步骤后，但在接收该前导频的一起始部分前，设定一自动增益控制。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

借由将该阵列设定至该候选角度而接收额外的前导频信号部分。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于还包括：

利用一接续前导频部分进行频率评估。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该无线电信号包含一提供该前导频部分的封包协议数据单元帧。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该无线电信号包含一包括有多个短同步脉冲的物理层会聚程序，且该等短同步脉冲包括该等前导频部分。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该决定一品质度量的步骤还包括：

产生一接续前导频部分与一已预期的已接收前导频部分的相关性。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，

该已预期的已接收前导频部分是一已储存的最佳响应。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，该已预期的已接收前导频部分是记录自一在前的无线电信号接收。

10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该前导频部分包括短同步脉冲以及长同步脉冲，以及其中，所有将该阵列设定至一候选角度的步骤都在接收该等长同步脉冲前先行完成。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该前导频包括一系列的同步脉冲，且每一个脉冲具有一第一区段以及一第二区段，其中，该第一以及第二脉冲区段具有相关于一同相及正交时轴的对称。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，该决定一品质度量的步骤是借由自该第一脉冲区段决定出一用于一第一候选角度的度量，以及自该第二脉冲区段决定出一用于一第二候选角度的度量，而自一单一前导频部分决定出用于两个候选角度的一品质度量。

13.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，该品质度量是借由下列步骤而决定：

于一已接收的短同步脉冲上执行一快速傅立叶转换(FFT)，以及选择对应于一所需信号的FFT容器；

执行一第一反向FFT，以产生该所需信号的一时域结果；

选择未于该执行一FFT的第一步骤中获选的容器作为未选择容器，进而提供一噪声评估；

在该等未选择容器上执行一第二反向FFT，以产生噪声信号的一时域结果；以及

自该两个反向FFT结果的一比值建立出一虚拟信号对噪声比评估，以作为该度量。

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