JP2006515726A - Ｗｌａｎのための指向性アンテナをステアリングする方法 - Google Patents

Abstract

無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）デバイスで使用することが可能な指向性アンテナをステアリングする技術。この技術は、パケットプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）フレームの冒頭で短期同期パルスの受信中に信号パラメータを検出する。その結果、そのアンテナを、搬送波信号の位相および周波数を得るために必要となる場合のあるプリアンブルの他の部分を受信する前に、受信のための最適な方向にステアリングすることができる。

Description

本発明は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）デバイスで使用することが可能な指向性アンテナをステアリングする技術に関し、特にステアリング可能なアンテナアレイの指向性アングルを制御する方法に関する。

無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）設備は、多くの異なるデータ接続用途のための解決策として使用され続けている。ＷＬＡＮは、現在、ホームネットワーク内の無線装備パーソナルコンピュータへのアクセス、ラップトップコンピュータおよびパーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）への移動アクセスを提供することのみならず、ビジネス用途での堅牢で便利なアクセスを提供するための、理想的な解決策と見なされている。

実際、現在では、多くのラップトップコンピュータが、ＷＬＡＮインターフェースカードと共に工場から出荷されている。Ｉｎｔｅｌのような特定のマイクロプロセッサ製造業者は、プロセッサチッププラットフォームに直接ＷＬＡＮ機能を組み込む意向も既に予告している。これらおよび他の決定は、すべてのタイプのパーソナルコンピュータへのＷＬＡＮ設備の統合を推進し続けることになる。

多くの都市で、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ、８０２．１１ｂ、および８０２．１１ｇ標準に従って動作するＷＬＡＮアクセス設備が、幅広く使用されていることは既に事実である。これらの都市では、現在、ネットワーク接続を提供する「ホットスポット」を見つけることができる。残念ながら、１００ではないにしても、１０の近接した無線ネットワークに同じ無線スペクトラムを使用させるということは、その干渉が問題になることを意味している。すなわち、８０２．１１標準は、スペクトラム拡散無線周波数変調形式の、変調された副搬送波全体にわたり直交周波数分割多重化を使用する堅牢な信号送受を提供するが、無線スペクトラムの混雑は、依然として雑音を増し、したがってすべてのユーザに対する性能を低下させる。

送信機と受信機の間で無線周波数エネルギーを導くために、指向性アンテナアレイを使用することができることが分かっている。これは、そのスペクトラムの同時使用者に対して通常ならば作成されるはずの、干渉の量を大幅に低減する。無線加入者設備でこのようなアレイを使用することが記載されている（例えば、「Adaptive Antenna for Use in Same Frequency Networks」という名称の特許文献１、「Methods and Apparatus for Antenna Control in a Communications Network」という名称の特許文献２、「Method Apparatus for Adapting Antenna Array to Reduce Adaptation Time While Increasing Array Performance」という名称の特許文献３参照）。これら特許のそれぞれは、本願の譲受人であるＴａｎｔｉｖｉｔｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ社に譲渡されている。

米国特許第６，１００，８４３号明細書 米国特許第６，４００，３１７号明細書 米国特許第６，４７３，０３６号明細書

しかし、ＷＬＡＮ信号送受は、通信が、非常に短いパケット長によるピアツーピアベースになることが予想されるという特別な考慮がある。以前は、ＷＬＡＮ加入者設備に対して、そのような非常に短い期間中に多くの可能な候補アングルのうちの１つに対してアンテナアレイを導くよう要求することは、非常に困難であった。

本発明は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）デバイスの物理層でアンテナを導くことを実施するための技術である。
物理層でアンテナを導く決定を実施することにより、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）またはリンク層のような、通常ならば標準化された通信処理ソフトウェアの修正を必要とする、より高い通信層の必要性が解消される。

一実施態様では、本発明は、ＷＬＡＮフレームのプリアンブル部分の冒頭の短期同期記号受信中における信号検出のための技術を提供する。
具体的には、８０２．１１ａまたは８０２．１１ｇパケットプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）フレーム（パケット）の場合、これは、物理層コンバージェントプロシージャ（ＰＬＣＰ）プリアンブル部分のいくつかの初期トレーニングシーケンス記号だけの中に決定することができる。これらの所謂短期同期パルス中において非常に高速に動作することにより、アンテナは、プリアンブルの他の部分を受信する前に、最適な方向に導かれる。これにより、無線レシーバ設備は、指向性アンテナがない場合とほとんど同じ方法で、搬送波位相ロックと周波数同期を得るために、プリアンブルの残りを使用することができる。残りのプリアンブル部分は、したがって、標準ＷＬＡＮフレーム処理に従い処理を受けることができる。

利用される１つの具体的な技術は、第１の短期同期パルスを受信する前に、アンテナアレイを無指向性モードに設定することである。これにより、レシーバの自動利得制御（ＡＧＣ）回路は、初期短期同期パルスを追跡することができる。次の１つまたは２つの短期同期パルスの受信中に、相関関係のような信号メトリックが使用され、予想される応答に対して監視される応答を評価する。予想される応答は、短期同期に対して予想される最適のものである、記憶された応答であってもよい。あるいは、予想される応答は、初期短期同期パルス中のオムニ設定により受信された、測定された応答の記憶されたバージョンであってもよい。

本発明の特定の他の態様によれば、相関関係は、現実のサンプルと仮想のサンプルをスワップすることにより短期同期パルスの前半と後半にわたって実行することができる。これは、それぞれの後続短期同期パルスに対してテストされるべき候補アングルの２倍を提供する。

これら２つの技術のどちらかにより、第４の短期同期パルスの到着時までに、アンテナアレイは候補となる方向に導かれる。これは、周波数および位相ロックを得るためにレシーバが使用することのできる、少なくとも５つから６つの追加の短期同期パルスを提供する。

第３の技術は、有限インパルス応答ｃｏｍｂフィルタリングの使用を伴う。これは、逆高速フーリエ変換を使用することにより実行することができる。ここでのプロセスは、信号と雑音の両方に対する理想的なｃｏｍｂタイプのフィルタ応答を実施し、受信した短期同期信号でそれをｃｏｎｖｏｌｖｅすることである。信号対雑音比の推定は、監視された信号および雑音フィルタ応答の比として導出することができる。次いで、最強の信号対雑音比を示す候補アングルが、使用するために選択される。

本発明の上記および他の目的、特性および利点は、異なる図面すべてにおいて同じ部分を類似の参照記号で示した、添付の図面に示される、以下の本発明の好ましい実施形態のさらに具体的な説明から明らかになろう。図面は、必ずしも現実を相似的に表現するものではなく、本発明の原理を示すことに重点をおくものである。

本発明の好ましい実施形態の説明を次に示す。

本発明は、典型的には無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）レシーバのベースバンド物理層信号プロセッサにおける、アンテナステアリングアルゴリズムとして実施される。具体的には、本発明は、通常、プリアンブルの初期部分を構成する１つまたは複数の非常に短い期間の同期パルスの受信に応じて、候補アンテナ設定を試すための様々な技術を伴う。候補応答を評価するためにメトリックが使用され、次いでアンテナ設定が、プリアンブルの残りの部分ならびにプロトコルデータユニット（フレーム）のトラフィック部分の受信のために安定化される。本発明はしたがって、それぞれの受信したパケットに対してアンテナの最適化を実行するために、メディアアクセス制御（ＭＡＣ）層のような構成要素を処理する、より上層の修正を必要としない。

図１は、指向性アンテナ１１０、アンテナコントローラ１２０、バンド選択フィルタ１３０、無線周波数／中間周波数（ＲＦ／ＩＦ）回路１４０、関連する増幅器１３２、１３３、およびスイッチ１３１、チャネル選択フィルタ１４５、関連するスイッチ１４２、１４８、中間周波数／ベースバンド（ＩＦ／ＢＢ）回路１６０、ベースバンドプロセッサ１７０、およびメディアアクセス制御（ＭＡＣ）層プロセッサ１８０を含む、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）トランシーバのブロック図である。

バンド選択１３０、ＲＦ／ＩＦ １４０およびＩＦ／ＦＢ １６０は、ＷＬＡＮプロトコルの物理層（ＰＨＹ）を実施するために、ベースバンドプロセッサ１７０と共に、周知の技術に従って動作する。例えば、これらの構成要素は、電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）８０２．１１ａ標準によって指定されるような物理層を実施することができる。この標準は、具体的には、５．１５から５．８２５ギガヘルツ（ＧＨｚ）で無許可の無線帯域の無線データ伝送を実施する、物理層を提供する。特に直交周波数分割多重化で、スペクトラム拡散信号を使用することにより、秒速６から５４メガビット（Ｍｂｐｓ）のペイロードデータ転送速度を提供することができる。８０２．１１ａで実施される変調方式は、１／２、２／３、または３／４の速度の畳み込み符号化（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｉｎｇ）により、バイナリ位相シフトキーイング、直交（ｑｕａｄｒａｔｉｖｅ）位相シフトキーイング１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭを含む。

ここで指摘すべき重要なことは、設備１００が、複数の異なる方位角（ａｚｉｍｕｔｈｏｌ ａｎｇｌｅｓ）に導かれることのできる指向性アンテナアレイ１１０を含むということである。ステアリング可能アレイ１１０を使用することにより、ベースバンドプロセッサ１２０の選択性を増し、それによって設備１００の性能（すなわち、不要な信号および雑音の拒否）を改良することが可能である。アンテナコントローラ１２０は、Ｎ個のアングルのうちの１つでアレイ１１０を設定することを可能にするために、物理層プロセッサの部分を形成する。ベースバンドプロセッサ１７０で実施されるステアリングアルゴリズム１７５は、初期処理位相中に試すための候補アングルを選択する。候補アングルは、パケットプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）フレームの残りを受信するために、アレイ１１０を固定状態に設定するアンテナコントローラにより、ステアリングアルゴリズム１７５によって評価される。本発明はしたがって、関連するコンピュータホスト（図示せず）によって実施される通信プロトコルにより、ＭＡＣ層１８０またはさらに上位レベルの層に修正を加えずに、これを達成する。

ステアリングアルゴリズム１７５の実施方法を詳細に説明する前に、ＰＰＤＵフレームの形式を理解しておくことが重要である。１つのそのようなフレームの形式を図２に示す。ここで、ＰＰＤＵフレーム２００は、物理層コンバージェントプロシージャ（ＰＬＣＰ）プリアンブル部分２１０、信号部分２２０、およびデータ部分２３０を含むように示されている。ＰＬＣＰプリアンブル２１０は、１２の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）記号から構成される。これらの記号を、以下でさらに詳細に説明する。この信号部分２２０は、ＰＬＣＰヘッダ２４０のさらに詳細な図面に示すように、１つの記号から構成される。これらは、速度フィールド２４２、予約ビット２４３、長さビット２４４、パリティビット２４５、テールビットセクション２４６、およびサービスビットセクション２４７を含めて、半分の速度で、バイナリ位相シフトキー（ＢＰＳＫ）として符号化された複数のビットを含む。データ部分２３０は、より具体的には、現実のペイロードデータ、テール部分２５２、およびパッドビット２５４を含む、プロトコルサービスデータユニット（ＰＳＤＵ）フィールド２５０を含む。

図３は、ＰＬＣＰプリアンブル部分、具体的には、開始部分で生じるトレーニングシーケンスのさらに詳細な図である。ＰＬＣＰプリアンブル１２０は、レシーバが、信号検出、自動利得制御、相違点選択、コース周波数調整、およびタイミング同期ならびに高精度周波数（ｆｉｎｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）およびインタイミングオフセット推定（ｉｎ ｔｉｍｉｎｇ ｏｆｆｓｅｔ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を実行することを可能にする、複数のサンプルから構成される、短期および長期トレーニングシーケンスを含む。速度フィールド２４５およびメッセージ長フィールド２４４は、記号に関して、そのデータ転送速度および長さの符号化を示すことにより、フレームの残りの復号を可能にする。ＰＳＤＵフィールド２５０は、畳み込みによって符号化され、スクランブルされたペイロードデータである。テールビット２５２は、周知の０状態に収束するために、プロセスを復号する畳み込みデコーダ（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｄｅｃｏｄｅｒ）に要求されるビットであり、パッドビット２５４は、ＯＦＤＭ記号の固定整数に均等に適合するようにメッセージを拡張する。

図３は、ＰＬＣＰプリアンブル２１０の形式も示す。ここでは、短期同期（短期同期）セクション２１２と長期同期セクション２１４が示されている。短期同期セクション２１２は、それぞれが８００ナノ秒の期間を有する（８マイクロ秒（μ秒）の集合期間を提供する）、１０の短期同期記号ｔ_１、ｔ_２、．．．ｔ_１０から構成される。ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ標準によれば、信号検出、自動利得制御、および相違点選択は、およそ７番目の短期同期記号ｔ_７の発生によって実行されることが予想される。コース周波数オフセット推定およびタイミング同期は次いで、短期同期シーケンスの終わりの残り３つから４つの記号に進む。

２つの長い同期記号Ｔ_１とＴ_２を含める前に、二重の保護周波数帯Ｇ１２が提供される。プリアンブル２１４の長い同期部分の期間全体は、短期同期記号セクションの場合と同様に、８．０マイクロ秒である。ここで指摘すべき重要なことは、ＰＬＣＰプリアンブルの開始時にアンテナアレイをステアリングすることができるほどの、特に長い時間がないことである。例えば、時間ｔ_７により、または少なくとも時間ｔ_８により、レシーバがコース周波数オフセット推定を既に実行することが予想される。したがって、それぞれの受信したＰＰＤＵフレームに対して最適化されるように、アンテナアレイがステアリングされるべき場合、そのステアリングは完了されねばならず、アンテナは、およそｔ_６の後ではさらにステアリングまたは「スピン」してはいけない。そうでない場合、そのフレームにおいて後で発生するデータ記号を適切に復号するために必要な高精度周波数およびタイミングオフセット同期を実行することができないことは関係なく、レシーバは、コース周波数およびタイミング同期を適切に取得しない傾向がある。

図４は、ＰＬＣＰプリアンブルの短期同期部分の現実部分と仮想部分を示す図である。短期同期パルス２１２は、それぞれに現実データ平面と仮想データ平面の両方でのエネルギーの周知のバーストから構成される。（ここで、Ｘ軸は、サンプル数に基づいており、具体的には期間に基づかない。）８マイクロ秒という期間は、２０ＭＨｚ複合サンプルレートで約１６０サンプルを受信することに対応することに留意されたい。

図５は、タイムドメインの単一ＰＬＣＰ短期同期パルスのさらに詳細な図である。ここには、１６サンプルが８００ナノ秒の記号存続期間（ｓｙｍｂｏｌ ｄｕｒａｔｉｏｎ）にわたって取られるように示してある（すなわち、複合サンプル当たり５０ナノ秒または２０メガヘルツの速度で）。ページ上部を横切る破線部分は、ＰＬＣＰ短期同期パルスの複合的な大きさを表す。濃い陰影のプロット５１０は、同じ短期同期パルスの現実部分を表し、薄い陰影５２０は、短期同期パルスの仮想部分を示す。

この図から指摘できることは、サンプル１から８と、サンプル９から１６の間に対称性があるということである。具体的には、現実部分の第１の部分（すなわち、サンプル１から８）は、仮想部分の第２の部分（サンプル９から１６）に対応する。同様に、現実部分の第２の部分（サンプル９から１６）は、仮想部分の第１の部分（サンプル１から８）に対応する。この対称性は、恐らくは短期同期パルスを検出するために必要となる処理を短縮するために使用することのできる、いくつかの技術を示す。具体的には、短期同期パルスの少なくとも１／２を追跡することができる限り、後半は重複しているので、ある程度、それを適切に検出することは可能なはずである。短期同期パルスのこの特性は、ステアリングアルゴリズムと共に以下でさらに詳細に説明することのできる方法で、さらに活用することができる。

図６は、６４サンプルを超える短期同期パルスの周波数ドメインの大きさの応答を示す図である。図から分かるように、周波数内容は、１２の固定された「予想される」ビンの中にある。残りの５２ビンには、予想されるエネルギーはない。監視された現実の短期同期検出パルスが与えられると、この特別な応答は、信号対雑音比の近似としてメトリックを決定するために、ステアリングアルゴリズムの一態様と共に使用される。

図７は、パルスを含んでいる１２のエネルギービンの相対位相を示す短期同期プリアンブルパルスに対する周波数ドメイン振幅および位相プロットである。

図８は、長い同期パルスＴ_１、Ｔ_２の形式の残りとして本明細書に含まれる。これらのパルスは、長い同期部分２４２中に発生し、主として位相推定および高精度周波数取得処理のために使用される。長い同期パルスは、図９に示すようにタイムドメインでフォーマットされる。周波数ドメイン応答を図１０に示す。長い同期パルスの複合的な現実および仮想の周波数ドメイン特性を示すサンプルプロットを、図１１に示す。このプロットは、長い同期パルスの周波数ドメインの大きさの応答が、使用可能な少なくとも６４のサンプルを有する各周波数ビンでエネルギーが発生することを示すために含まれる。したがって、推定された信号対雑音比または他のメトリックをそのようなパルスから生成することは困難である。

長い同期パルスの受信時に、レシーバは高精度調整動作を実行することが予想されるということも、ここで指摘しておくことが重要である。したがって、この時点で、アンテナの指向性設定を変更することもまた、遅すぎる可能性がある。

したがって、短期同期パルス２１２のみでアンテナをステアリングするための技術が求められている。一般に、使用可能な時間は数マイクロ秒なので、これらのアルゴリズムはできる限り高速に実行される必要がある。さらに、このアルゴリズムは、各パケットに対して求められるいかなる長い同期または高精度周波数推定処理の前にでも、結果が得られるように、信号獲得処理により同期化において作用する必要がある。これらのアルゴリズムは、１マイクロ秒より少ないか、またはおよそ１つの短期同期パルスの期間の、非常に短い待ち時間でステアリングすることのできるアンテナと共に動作することも理解されたい。

図１２に示す第１のステアリングアルゴリズム１７５は、次に示すように進行する。第１のステップ１２００で、アレイ１１０は、無指向性受信モード用に構成される。これは、第１の短期同期パルスの受信の前にでさえ完了することが好ましい。次のステップ１２１０では、レシーバの自動利得制御（ＡＧＣ）回路は、第１の短期同期パルス（ｔ_１）の期間を追跡することができる。８０２．１１ａの場合、これは８００ナノ秒（ｎｓ）の期間に対することである。ステップ１２１２で、ＡＧＣがロックされ、設定量は６デシベルだけ減らされる。

次のステップ１２３０で、メトリックが決定される。これは、一実施形態では、短期同期パルスの前半、すなわちパルスｔ_２の第１の４００ナノ秒（図３）に対して実行される相関関係だが、他のメトリックも可能である。相関関係は、検出されたｔ_２パルスが理想的な予想されるバージョンに対して比較されるように実行される。したがって相関関係は、短期同期パルスが候補アングルでどれだけ良好に受信されたかの測度を提供する。第２の相関関係は次いで、状態１２４０で短期同期パルスの後半に対して実行される。

状態１２４２で、現実および仮想サンプルは、この第２の相関関係ステップ中にスワップされる。これは次いで、無指向性応答に対する基準線を提供する。

状態１２５０では、アレイ１１０は、複数の候補アングルのうちの第１の候補アングルに対してステアリングされる。候補アングル数は、アンテナアレイの構成によって異なり、一実施形態では、４つの候補アングルがある。状態１２６０から、相関関係ステップ１２３０、１２４０、および１２４２は、相関関係結果を各相関関係アングルに対して記憶して、４つの候補アングルのそれぞれに対して繰り返される。最高の相関関係結果を提供した候補アングルは次いで、短期同期の残りおよびＰＰＤＵ処理の残りに対して使用されるべきアングルとして選択される。このアングルが状態１２７０で選択され、状態１２８０では、候補アンテナの方向が設定される。図１２のステアリングアルゴリズムはしたがって、６つの短期同期パルスという短さで完了することができる。これは、アンテナが安定設定に到達した後で、４つほどの残りの短期同期パルスＴ_７からＴ_１０に対して動作するように、周波数推定のような追加のレシーバ処理を可能にする。

各短期同期パルスの同相および直交対称性があるため、前半で使用されたのと異なる候補アングルを使用して、短期同期パルスの後半に対する相関関係を実行することができる。しかし、これは、アンテナアレイが、約３０から２００ナノ秒で新しい候補アングルにステアリングすることができることを前提としている。また、相関関係はそのような時間枠内で完了することができる。これが可能な場合、アルゴリズムは、短期同期パルスごとに２つの異なる候補アングルに対する相関関係値を決定することができる。特定の実施態様に対してどの実施形態が最良かの決定は、高速相関関係ハードウェアと高速切替アンテナ構成要素の可用性によって異なる。

アンテナステアリングアルゴリズム１７５に使用される第２の技術を、図１３に示す。このプロセスは、図１２に示すプロセスと類似している。状態１３００から、システムは、第１の短期同期パルスｔ_１の受信のためにアンテナを無指向性モードに設定する。状態１３１０で、最適化された予想される短期同期応答に対する相関ではなく、現実の前半と後半の短期同期応答が、状態１３１０と１３１５に記憶される。これらの参照は、４つの可能なアングルの相関関係の、後の計算で使用するために記憶される。この現実の応答は、理想的な応答のみを使用する技術に対して潜在的に有益な可能性のある、マルチパス歪み情報を含む。そうでない場合、ここで、このプロセスは、４つの候補アングルのそれぞれに対して（必要ならば）短期同期パルスの前半部分と後半部分に対してＡＧＣ追跡および相関を実行するために、図１２にあるように状態１３１５の後で進行する。状態１３７０で最良の候補アングルが選択され、最終アンテナアングルが状態１３８０で設定される。

候補アンテナ設定を決定するために、図１４に示すさらに別のプロセスを使用することができる。この方式は、ｃｏｍｂフィルタとして理想的な応答を事前計算することである。これは、図１２および１３のプロセスで使用される簡素な最良の振幅応答ではなく、推定された信号対雑音比の計算を可能にする。

ステップ１４００で、このプロセスは、理想的な短期同期パルスの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。この結果は、通常、上記の図６に示す応答のように見える。状態１４１０で、この理想的パルスのＦＦＴの逆は、理想的タイムドメインエネルギーまたは「信号」応答を提供するために取られる。具体的には、予想されるエネルギーのないすべてのビン、すなわちいかなるエネルギーをも有することが予想されない５２ビンは０に設定され、ＩＦＦＴが実行される。

状態１４２０で、予想されるエネルギーレベルのないビンである「非対象」の他のビンが、ＦＦＴに対する短期同期応答から取られる。この応答の「ミラー」は次いで、例えば、雑音が予想される５２ビン内では大きさ「１」の値で開発され、エネルギーが予想されるビン内では大きさ「０」で開発される。この「雑音フィルタ」の逆ＦＦＴは次いで、「雑音」タイムドメイン応答を提供するために状態１４３０で取られる。

状態１４４０で、受信した波形は、これらのタイムドメインシーケンスの両方に対して、すなわち「信号」と「雑音」フィルタ応答の両方に対して相関される。予想される「擬似信号対雑音」比は、状態１４５０で開発される。これは、各ビンの位置での「雑音」の相関関係のピークによって分割される「信号」相関関係のピークの比として計算することができる。

具体的には、候補アングルのために受信した短期同期パルスのそれぞれは、信号および雑音フィルタの両方で信号処理（ｃｏｎｖｏｌｖｅ）されるように供給される。これら２つの応答の比を取ることにより、各アンテナアングルがどれだけ良好に実行されることが予想されるかを測定するために、メトリックとして使用されるべき信号対雑音比の擬似推定を提供する。

ＦＦＴおよび逆ＦＦＴは、図６によって示される６４サンプルに対して取ることができる。しかし、より短いＦＦＴサイズまたは３２サンプルのサンプルセットを使用することができ、依然として測定可能な結果を得ることができるということを理解されたい。すなわち、デジタル信号プロセッサのタイミング制約が、フィルタの半分のサンプルだけを許可する場合、各予想されるピーク値に対する少なくとも１つのエネルギーサンプルと少なくとも１つの雑音サンプルが、周波数ドメインで使用可能である。１２のエネルギーレベルがその３２ビンより小さい整数方式でマップしない場合、少なくとも８０２．１１ａに対しては、より短いサンプル量は可能でない。

以上、本発明を、その好ましい実施形態を参照して具体的に図示し説明したが、当業者には、首記の特許請求の範囲に含まれる本発明の範囲を逸脱せずに、形式および詳細における様々な変更を本発明に行うことができることが理解されよう。

本発明は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）デバイスで使用することのできる指向性アンテナをステアリングする技術に関する。本技術は、パケットプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）フレームの冒頭で短期同期パルスの受信中に信号パラメータを検出し、その結果、そのアンテナを、搬送波信号の位相および周波数を得るために必要となる場合のあるプリアンブルの他の部分を受信する前に、受信のための最適な方向にステアリングする。

本発明による、アンテナステアリングアルゴリズムの実施態様の位置を示す、典型的な無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）レシーバを示すブロック図である。 ８０２．１１ａおよび８０２．１１ｇネットワークで使用されるパケットプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）を示す高レベルな説明図である。 ヘッダのプリアンブル部分の、より詳細な説明図である。 ＰＬＣＰプリアンブルまたは「短期同期」パルスの現実部分と仮想部分のタイムドメイン表現を示す説明図である。 現実部分と仮想部分、ならびに大きさ部分を示す短期同期パルスの、より詳細な説明図である。 短期同期パルスの大きさの周波数ドメインプロットを示す説明図である。 周波数ドメインの短期同期パルスの主要振幅および位相応答に対する周波数を示す、３次元の説明図である。 ＰＰＤＵのプリアンブル部分の別の表現を示す説明図である。 物理層コンバージェントプロシージャ（ＰＬＣＰ）プリアンブルの長い同期パルス部分のタイムドメインプロットを示す説明図である。 長い同期パルスに対する周波数ドメインの大きさのプロットを示す説明図である。 長い同期パルスに対する周波数ドメイン振幅および位相図を示す説明図である。 物理層ステアリングアルゴリズムの一実施形態の、高レベルに構成された言語表現に対応した説明図である。 第２の実施形態の、構成された言語表現に対応した説明図である。 ステアリングアルゴリズムの第３の実施形態の、構成された言語表現に対応した説明図である。

Claims (13)

1. ステアリング可能なアンテナアレイの指向性アングルを制御する方法であって、
   前記アレイを介して受信した無線信号はプリアンブル部分とデータ部分を含み、該方法は、
   無指向性モードで前記無線信号を受信するために前記アンテナアレイを構成するステップと、
   前記プリアンブルの初期部分を受信するステップと、
   前記プリアンブルの前記初期部分の品質メトリックを特定するステップと、
   前記アレイを候補アングルに設定するステップと、
   前記プリアンブルの後続部分を受信するステップと、
   受信した前記後続部分に関する品質メトリックを特定するステップと、
   前記アレイを設定する前記ステップと、後続プリアンブル部分を受信する前記ステップと、少なくとも１つの追加候補アングルに関する品質メトリックを特定する前記ステップとを繰り返すステップと、
   前記データ部分の受信の前に、前記品質メトリックに基づいて候補アングルを選択するステップと
   を具えたことを特徴とする方法。
2. 前記無指向性モードで受信するために前記アンテナアレイを構成する前記ステップの後、前記プリアンブルの初期部分を受信する前記ステップの前に、自動利得制御を設定するステップ
   をさらに具えたことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記候補アングルに設定された前記アレイによって追加のプリアンブル信号部分を受信するステップ
   をさらに具えたことを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 周波数推定のために後続プリアンブル部分を使用するステップ
   をさらに具えたことを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 前記無線信号は、前記プリアンブル部分を提供するパケットプロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）フレームを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
6. 前記無線信号は、前記プリアンブル部分を含む複数の短期同期パルスを含む物理層コンバージェントプロシージャ（ＰＬＣＰ）を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
7. 品質メトリックを特定する前記ステップは、
   予想される受信されたプリアンブル部分に対して後続プリアンブル部分を相関するステップ
   をさらに具えたことを特徴とする請求項１記載の方法。
8. 前記予想される受信されたプリアンブル部分は、記憶された最適な応答であることを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 前記予想される受信されたプリアンブル部分は、前の無線信号受信から記録されることを特徴とする請求項７記載の方法。
10. 前記プリアンブル部分は、短期同期パルスと長期同期パルスを含み、
    前記アレイを候補アングルに設定するすべてのステップは、前記長期同期パルスの受信前に完了することを特徴とする請求項１記載の方法。
11. 前記プリアンブルは一連の同期パルスを含み、
    各パルスは、第１のセクションと第２のセクションを有し、
    前記第１と第２のパルスセクションは、同相および直交時間軸に関して対称性を有することを特徴とする請求項１記載の方法。
12. 前記品質メトリックを特定するステップは、
    第１のパルスセクションから第１の候補アングルに関するメトリックを特定し、前記第２のパルスセクションから第２の候補アングルを特定することにより、単一プリアンブル部分から２つの候補アングルに関する品質メトリックを特定することを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記品質メトリックは、
    受信した短期同期パルスに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行し、所望の信号に対応するＦＦＴビンを選択するステップと、
    第１の逆ＦＦＴを実行し、前記所望の信号のタイムドメイン結果を作成するステップと、
    ＦＦＴを実行する前記第１のステップで選択されなかったビンを非選択ビンとして選択し、雑音推定を提供するステップと、
    前記非選択ビンに対して第２の逆ＦＦＴを実行し、雑音信号のタイムドメイン結果を作成するステップと、
    前記２つの逆ＦＦＴ結果の比率から、擬似信号対雑音比推定を前記メトリックとして設定するステップと
    によって特定されることを特徴とする請求項６記載の方法。
    

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