KR20070044794A

KR20070044794A - 다중반송파 통신 시스템

Info

Publication number: KR20070044794A
Application number: KR1020060104131A
Authority: KR
Inventors: 야신 아덴 아웨드
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2005-10-25
Filing date: 2006-10-25
Publication date: 2007-04-30
Also published as: EP1780966A1; US20070189334A1; KR100869198B1; CN1956433B; JP2007124654A; DE602005006423D1; DE602005006423T2; US8036285B2; CN1956433A; JP4923949B2; EP1780966B1

Abstract

본 출원은, 일련의 TDS(time domain symbol)가 송신기에 의해 하나 이상의 수신기에 송신되는 통신 방법에 관한 것이다. 각각의 시간 영역 기호는 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 갖는다. 상기 신호들은 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함할 수도 있다. 송신기에서, 소정의 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트에는 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보가 제공된다. 위상 벡터는, 시간 영역 기호에 벡터가 적용될 때 달성될 수 있는 피크 대 평균 전력비에서의 감소를 고려하여 선택되는 것이 바람직하다. 또한, 통신 방법에서 이용되는 송신기와 수신기도 제공된다. 본 발명은, 특히, OFDM 통신 시스템에의 적용이다.

다중반송파, 서브반송파, 통신 시스템, 송신기, 수신기

Description

다중반송파 통신 시스템{MULTI-CARRIER COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 OFDM과 같은 다중반송파 시스템에서 송신된 신호의 정보 유닛을 나타낸 도면.

도 2는 SLM PAR 감소 프로세스를 채용한 공지된 OFDM 송신기를 나타낸 도면.

도 3은 SLM으로 달성될 수도 있는 가능한 PAPR 감소를 나타낸 도면.

도 4는 종래 기술에 따른 수신기를 나타낸 도면.

도 5는 제1 실시예에 따른 정보 유닛의 구조를 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시스템 블록도를 나타낸 도면.

도 7은 제2 실시예에 따른 정보 유닛의 구조를 나타낸 도면.

도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시스템 블록도를 나타낸 도면.

도 9는 본 발명을 구현한 수신기를 나타낸 도면.

도 10, 도 11 및 도 12는 본 발명의 제1 실시예의 성능을 시험하기 위해 수행된 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면.

도 13 및 도 14는 본 발명의 제2 실시예의 성능을 시험하기 위해 수행된 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1A : 송신기

2A : 수신기

3 : 다중경로 무선 채널

12 : 코딩 블록

14 : 변조기

본 발명은, FDM(frequency division multiplexing) 시스템과 OFDM(orthogonal division multiplexing) 시스템과 같은, 다중반송파 통신 시스템, 송신기, 수신기 및 상기 시스템에서 신호를 송신하는 방법에 관한 것이다.

FDM이나 OFDM과 같은, 다중반송파 송신 시스템에서, 단일 데이터 스트림은 N개의 병렬 서브반송파상에서 변조되고, 각각의 서브반송파 신호는 그 고유의 주파수 범위를 갖는다. 이는, 전체 대역폭(즉, 소정의 시간 간격에서 송신되는 데이터량)이 복수의 서브반송파상에서 분할되는 것을 허용함으로써, 각각의 데이터 기호의 기간을 증가시킨다. 각각의 서브반송파가 더 낮은 정보 속도를 가지므로, 다중반송파 시스템은 임펄스 잡음과 반사에 대한 향상된 내성으로부터 이익을 얻는다. FDM 시스템의 불이익은, 한 서브반송파의 스펙트럼이 다른 서브반송파의 스펙트럼과 간섭하지 않는 것을 보장하기 위해, 각각의 변조된 서브반송파 간에 가드 대역 주파수를 필요로 한다는 것이다. FDM 시스템에서 가드 대역에 대한 필요성은 시스템의 스펙트럼 효율을 상당히 낮춘다.

OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)은 FDM에 기초한 변조 기술이다. OFDM 시스템은 수학적인 의미에서 수직인 복수의 서브반송파 주파수를 이용하므로, 서브반송파 스펙트럼은 간섭 없이 겹칠 수도 있다. OFDM 시스템의 직교성은 가드 대역 주파수에 대한 필요성을 제거함으로써, 시스템의 스펙트럼 효율을 증가시킨다. OFDM은 많은 무선 시스템을 위해 제안되고 적응되었다. 현재, 이는, WiMAX 및 IEEE 802.11 a/g를 포함한, ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line) 접속과 일부 무선 LAN 응용에서 이용된다. OFDM은 종종 채널 코딩, 에러 보정 기술과 함께 이용되어, 부호화된 직교 FDM 또는 COFDM을 생성한다. 현재, COFDM은 상기 신호의 인코드 및 디코드를 더 쉽게 하기 위해, 디지털 통신 시스템에 널리 이용된다. 상기 시스템은 특정 타입의 컴퓨터 네트워킹 기술뿐만 아니라 방송에서도 이용되고 있다.

도 1은 OFDM과 같은 다중반송파 시스템에서 송신된 신호의 일 예를 나타낸다. 상기 신호는 일련의 TDS(time domain symbol) 또는 기호 "블록"을 포함하고, 각각의 시간 영역 기호는 N개의 신호들의 세트를 포함하고, 상기 신호들은 파일럿 신호들 또는 데이터 신호들을 포함하고, 서로 다른 서브반송파 주파수로 각각 병렬로(즉, 동시에) 송신된다. 일련의 시간 영역 기호는 시스템의 정보 유닛(F)을 형성한다. 도 1에 도시된 정보 유닛은 38개의 시간 영역 기호를 포함하고, 그 중 32 개의 TDS는 데이터 기호 블록(DSB; data symbol block)이고, 6개의 TDS는 파일럿 신호 블록(PSB; pilot signal block)이다.

OFDM 시스템에서는, 역 퓨리에 변환 알고리즘(IDFT/IFFT)을 이용함으로써 N개의 변조된 데이터 소스 신호의 블록을 N개의 직교 서브반송파에 사상하여, 송신기의 시간 영역에서, "OFDM 기호"로서 공지된, N개의 병렬 신호의 블록을 형성한다. 따라서, "OFDM 기호"는 모든 N개의 서브반송파 신호의 합성 신호이다. OFDM 기호는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다:

여기서, △f는 서브반송파 간격이고, Ts(= 1/△f)는 기호 시간 간격이고, c_n은 변조된 소스 신호이다. 각각의 소스 신호가 변조되는, (1)에서 서브반송파 벡터(c ∈ Cn, c = (c₀, c₁..c_N _-1))는 유한 성상도로부터의 N개의 성상도 기호의 벡터이다. 수신기에서는, DFT(Discrete Fourier Transform) 또는 FFT(Fast Fourier Transform) 알고리즘을 적용함으로써 수신된 시간 영역 신호를 다시 주파수 영역으로 변환한다.

수학식 1에서 알 수 있는 바와 같이, OFDM 시간 영역 기호는, OFDM 시스템의 송신기에 의해 하나 이상의 수신기에, 시간 간격 Ts에서, 동시에 송신되는 N개의 독립한 변조 신호의 합성물로 이루어진다. 따라서, 모든 N개의 신호가 동상일 가 능성이 존재하고, 그 결과, 합성 OFDM 파형의 피크값이 모든 서브반송파 신호의 피크값의 합일 가능성이 존재한다. 이들 N개의 신호를 동일 위상으로 더하는 경우, 평균 전력의 N배인 최대 피크 전력을 생성한다. PAPR(peak-to-average-power-ratio)은 다음과 같이 정의된다:

여기서, E는 기대/평균값을 나타낸다. N개의 서브반송파에 대한 PAPR의 이론상 최대는 10log(N) dB이다.

OFDM 시스템 고유의 높은 PAPR로 인해, 신호가 전력 증폭기를 따라야 하는 문제가 발생한다. 특히, 높은 PAPR 값은 증폭기를 포화 영역으로 구동할 수 있으나, 입력 구동 레벨에서의 증가가 출력 레벨에서의 증가로 되지는 않는다. 상기 비선형성은 증폭기의 효율을 감소시킨다.

특히, OFDM 신호의 다중반송파 다중화된 신호의 PAPR를 감소시키기 위해, 진폭 클리핑(clipping), TR(tone reservation), 및 인터리빙(interleaving)을 포함하는, 다수의 접근법이 제안되었다. 그러나, 이들 이전에 제안된 기술은, 필요한 송신 신호 전력에서의 증가, 시스템의 데이터 속도에서의 감소 및 시스템의 비트 에러와 복잡도에서의 증가와 같은 PAPR에서 나타난 개선을 부정하는 여러 다른 문제를 도입하는 것이 발견되었다. PAPR 감소에 있어 상당히 효과적인 것으로 증명된 두 개의 이전에 고려된 기술은, SLM(selected mapping)과 PTS(partial transmit sequence)의 이용이다. 이들 기술 모두는, 결국 송신되는 합성 OFDM 파형을 최적화하기 위해, 시간 영역 기호에 포함된 서브반송파 신호의 위상 조정을 필요로 한다. SLM(selected mapping)은, "R.W. Bauml, R.F.H Fisher 및 J.B. Huber의, "SLM(selected mapping)에 의한 다중반송파 변조의 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 감소", Electronics Letters, Vol. 32, No. 22, 1996년 10월"에 상세히 설명되어 있다. PTS(Partial Transmit Sequence)의 이용은, "S.H.Muller 및 J.B. Huber의, "PTS(Partial Transmit Sequence)의 최적 조합에 의해 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)이 감소한 OFDM", Elect. Lett., vol. 33, no.5, 1997년 2월, 368-69 페이지"에 설명되어 있다.

SLM 기술에 따르면, 시간 영역 기호를 포함하게 되는 일련의 데이터 소스 기호(C_n{C_n = c₀, c₁, c₂...c_N _-1})는 U개의 서로 다른 위상 벡터(Q_u)를 따라, 서로 다르지만 등가인 (데이터 콘텐츠 관점에서) 시간 영역 기호의 신호 표현들의 세트를 생성한다. 도 2에는 기본 SLM 송신기(18)의 주요부가 도시되어 있다. 각각의 벡터(Q_u)는 일련의 N개의 위상 성분

으로 이루어지고, SLM 절차에 따르면, 각각의 성분은 시간 영역 기호의 서로 다른 서브반송파에 적용되어, 각각의 신호의 위상은 벡터의 단일 위상 성분에 의해 조정된다. 벡터(Q_u)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수도 있다:

,

여기서, 모든 U개의 벡터에 대하여,

.

U개의 위상 벡터들의 세트는 SLM 블록(18)의 위상 벡터 기억 유닛에 기억되는 것이 바람직하고, 특정 위상 벡터(Q_u)에 포함된 일련의 위상 벡터 성분은 무작위로 생성되는 것이 바람직하다. 따라서, SLM 기술은 각각의 서브반송파의 위상을 효과적으로 무작위화하므로, 서브반송파가 함께 더해지는 경우, 신호가 서로 동상일 가능성이 더 적어지고, 합성 봉투 OFDM는 더 편평하게 된다. 그 다음에, 송신기는, 송신을 위한 최저 PAPR을 갖는 OFDM 기호로 되는 벡터를 선택한다.

SLM 기술에 따르면, 적용된 벡터의 켤레, Q_u*를 수신된 신호에 곱함으로써 수신된 신호 r_n으로부터 원래 OFDM 데이터 기호를 복구할 수 있다. 이를 위해서는, 수신기에서 적용된 벡터 시퀀스의 지식을 필요로 한다. 본 발명은 이와 같은 기술적 문제에 관한 것이다.

적용된 벡터의 동일성이 수신기에 의해 확인될 수도 있는 두 개의 주요한 방법이 존재한다. 제1 방법은 적용된 위상 시퀀스에 관한 정보를 부가 정보(side information)로서 수신기에 송신하는 단계를 포함하므로, 그 다음에, 수신기는 r_nQ_u*의 계산으로부터 원래 데이터 기호를 복구할 수 있게 된다. 통상, 부가 정보는 각각의 위상 벡터(Q_u)를 유일하게 식별하는 인덱스 숫자의 형태이다. 그러나, 상기 접근법은 대역폭을 이용하고 신호 부담을 증가시킨다. 실제로는, 많은 U개의 벡터로 인해 PAPR 감소가 나아지나, U의 수가 증가함에 따라 필요한 신호 부담에서 의 대수 증가에 대하여 PAPR에서의 어떤 개선도 불리하게 작용함이 틀림없다. 예를 들어, U = 16이면, log₂(U) = 4(= OFDM 시간 영역 기호마다 부가 정보로서 필요한 비트의 수). 이 경우, 시스템의 정보 유닛, 또는 프레임이 32개의 OFDM 기호로 이루어지면, 모든 정보 유닛에서 수신기에 송신되는데 32*4 = 128개의 비트를 필요로 한다. 도 3은, 코딩 없이 QPSK 변조에 적용된 512개의 서브반송파를 포함한 OFDM 시스템에서 4, 8, 16 및 64개의 벡터를 이용하는 SLM으로 달성될 수도 있는 가능한 PAPR 감소를 나타낸다.

최근, "A.D.S. Jayalath 및 C Tellambura에 의한, "PAR-감소된 OFDM을 위한 블라인드 SLM 수신기"라는 제목의 논문, Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference, 219-222 페이지, 캐나다, 밴쿠버, 2002년 9월 24일 내지 28일"에는 다른 기술이 제안되어 있다. 제안된 기술은 각각의 수신된 OFDM 데이터 기호에 대하여 일련의 계산들을 수행하는 수신기 내의 디코더를 채용한다. 상기 기술에 따르면, OFDM 데이터 기호에 적용되는 최적 위상 벡터를 표현한, 값, 또는 인덱스 숫자는 수신기에 송신되지 않는다. 오히려, 모든 가능한 벡터(Q_u)의 사전 지식을 갖고 있는, 디코더는, r_nQ_u*(여기서, Q_u*는 위상 벡터 성분 중 하나의 켤레이다)와

간의 최소 거리를 찾기 위한 일련의 시행 계산을 수행하고, 여기서,

은 채널 임펄스 응답의 추정이고, c_n은 수신기에서 알려져 있는 이용된 변조 방식의 성상도 지점 중 하나이다. 수신기에서 DFT 복조 후 수신된 신호 r_n은 다 음과 같이 주어진다:

왜곡이 적고 잡음이 적은 채널을 가정하면, 수신기는 수신된 신호 벡터(r = c

Q _u )를 얻는 것으로 가정할 수 있다. 개념상, 각각의 수신된 신호 r_n(n=0,...N-1)에 대하여, 디코더는 "시행" 수신된 신호의 세트 각각과 실제 수신된 신호의 표현 간의 차이를 계산한다. 시행 수신된 신호가 정확하면, 그 차이는 0이 되지만, 실제로는, 최소 차이를 발생하는 시행 벡터를 정확한 위상 벡터로서 식별할 수 있다. 따라서, 디코더는 송신기로부터 수신된 각각의 시간 영역 기호에 대하여 다음 판정 메트릭을 계산한다.

도 4에는 상기 수신기의 블록도가 도시되어 있다. 제안된 방식은, (1) c_n은 특정 변조 방식, 예를 들어, QPSK의 성상도 지점에 제한되고, (2) 적용된 벡터들의 세트는 수신기에서 고정되고 알려져 있고, (3) c

Q _u 및 c

Q _v 는 u ≠ v에 대하여 충분히 다르다는 가정하에 작용한다. 즉, 이용 가능한 위상 벡터들의 세트는 큰 해밍 거리를 가지므로, 수신기에서 이용될 수 있는 고유 다이버시티를 제공한 다.

제안된 블라인드 수신기는, 부가 정보를 송신할 필요성을 피할 수 있다는 점에서 유리하다. 그러나, 시스템의 처리량에서 나타난 개선은 수신기 복잡도에서의 상당한 증가에 의해 상쇄된다. 수신기가 필요로 하는 신호 처리는 상당하고, 정보 유닛마다 U*N*N_data*M개의 연산에 해당한다(여기서, M은 특정 변조 방식(예를 들어, QPSK)에 대한 성상도 지점의 수이고, U는 가능한 벡터의 수이고, N은 서브반송파의 수이고, N_data는 OFDM 시간 영역 기호의 수이다). 공지된 블라인드 수신기의 다른 불이익은, 각각의 OFDM 기호에 대하여, 각각의 서브반송파상에서 같은 변조 방식을 이용해야 하므로, 예를 들어, 일부 서브반송파상에서는 QPSK를 채용하고 다른 서브반송파상에서는 16QAM을 채용하는, 혼합된 변조 방식이 허용되지 않는다는 것이다. 또한, 수신기는, 고레벨 변조 방식(16/64 QAM)이 채용되는 채널의 정확한 추정을 필요로 하고, 이는, 더 많은 파일럿 신호 부담이 필요함을 의미할 수도 있다.

본 발명의 실시예는, 공지된 기술과 관련된 문제를 해결하고, 수신기의 복잡도 및 수신된 신호를 "디코드"하는데 필요한 신호 처리 부담을 과도하게 증가시킴 없이 수신기가 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터에 관한 지식을 가질 수 있도록 해주는 기술을 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 파일럿 신호를 이용하여, 다중반송파 신호의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터에 관한 정보를 송신 측으로부터 수신 측에 전달 한다. 따라서, 다중반송파 신호의 정보 유닛으로부터 데이터를 얻는데 필요한 위상 정보는 정보 유닛 내에서 파일럿 신호로 임베드 또는 인코드된다.

"파일럿" 신호, 즉, 다중반송파 신호에서 공지된 진폭과 위상의 신호의 존재는, 송신기로부터 수신기로 신호가 송신될 때, 수신기가, 채널 임펄스 응답의 추정을 얻는 것을 가능케 한다는 것이 널리 공지되어 있다. 이는, 데이터 기호를 전달하는 다른 서브반송파의 코히런트 복조를 얻는데 필요하다. 공지된 기술에 따르면, 일정한 파일럿 기호는 하나 이상의 지정된 서브반송파 채널상에서 반복적으로 변조될 수도 있다. 다른 방법으로는, 복수의 파일럿 신호를 단일 기호 시간 간격에서 제공하여, 파일럿 신호의 "블록"을 형성할 수도 있다. 이 경우, 하나 이상의 파일럿 신호 "블록"(PSB; pilot signal block)이 정보 유닛의 처음부터 유리하게 제공될 수도 있으므로, 수신기는 파일럿 신호를 이용하여, 송신된 정보 유닛이 경험한 채널 임펄스 응답("채널")의 추정을 얻을 수도 있다. 통상, 파일럿 신호 블록은 도 1에 도시된 바와 같이 정보 유닛의 중간과 끝에서 반복된다. 또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 위상 정보를 전달하기 위해 지정된 파일럿 신호는 필요한 채널 추정을 얻는데 이용될 수 있다. 그 자체로, 현재 제안된 기술에 의해 도입된 추가 데이터 속도 손실은 최소이다. 사실상, 본 발명의 바람직한 실시예는, 송신기와 수신기 간의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터에 관한 위상 정보를 전달하기 위해 파일럿 신호를 이용함으로써, 파일럿 정보에 대한 필요성을 이용한다.

본 발명에 따르면, 일련의 시간 영역 기호가 송신기에 의해 하나 이상의 수신기에 송신되고, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하며, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함하는 통신 방법으로서,

상기 송신기에서, 소정의 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트에 상기 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 제공하는 단계를 포함하며,

상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정되며, 상기 파일럿 신호들의 세트에 포함된 파일럿 신호들의 각각에는 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대한 위상 조정에 관한 정보가 제공되는 통신 방법이 제공된다.

본 발명의 실시예들에서는, 바람직하게도 송신된 다중반송파 신호의 수신기가, 시간 영역 기호 내에서 서브반송파에 적용되는 위상 성분의 동일성을 판정하기 위해, 위상 정보가 제공된 파일럿 신호들을 처리할 수 있도록 한다. 그 다음에, 수신기에 알려지거나 수신기에 의해 결정될 수도 있는, 시간 영역 기호 내에서 서브반송파의 위치로부터, 수신기가, 가능한 위상 벡터 시퀀스들의 세트를 참조하여 적용된 위상 벡터를 구성하는 전체적인 일련의 위상 성분을 식별하는 것이 가능하게 된다. 상기 가능한 위상 벡터들의 세트는 수신기에 알려지는 것이 바람직하다.

시간 영역 기호 내에서 위상 정보가 소정의 파일럿 신호에 제공되는 신호의 위치는 수신기에 의해 알려지는 것이 바람직하다. 당해 기술분야의 당업자는, 임의의 통신 시스템에서, 송신기와 수신기는 신호를 송신하는데 이용되는 프레임-구 조로 미리 프로그램되는 것이 바람직하다는 것을 알게 된다. 따라서, 수신기는, 임의의 소정의 정보 유닛에서 위상 정보를 전달하는 파일럿 신호의 위치의 사전 지식을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 각각의 위상 조정을 경험한 서브반송파와 위상 정보를 전달하는 각각의 위상 신호 간의 상관은 특정 정보 유닛 구조에 대하여 알려지는 것이 바람직하게 된다. 다른 방법으로는, 정보 유닛의 구조가 알려지지 않거나, 이전 송신에 관하여 변하는 경우, 구조에 관한 정보, 또는 구조에서의 변화는 수신기에 신호되어야 한다. 통상, 이는, 현재 전송 포맷을 표현하는 TFCI(transport format combination unit)에 의해 수행되므로, 수신하는 계층은 수신된 데이터를 적절히 디코드, 역다중화 및 전달할 수 있다.

바람직하게는, 소정의 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터는 가능한 위상 벡터들의 세트(Q_u; 여기서, u = 1, 2, ...U)로부터 선택된다. 바람직하게는, 위상 벡터의 선택은, 시간 영역 기호에 포함된 N개의 신호에 선택된 벡터를 적용함으로써 달성될 수 있는 PAPR(peak-to-average power ratio)에서의 감소에 대한 고려에 기초한다. 바람직하게는, 위상 벡터의 선택은 SLM(selected mapping)의 방법을 이용하여 수행된다.

위상 정보를 전달하는데 할당된 파일럿 신호는 다수의 서로 다른 방법으로 소정의 정보 유닛 내에서 위치하고 배열될 수도 있다. 일 실시예에 따르면, 소정의 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호들의 세트는 서로 다른 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 의해 전달된다. 바람직하게는, 이 경우, 정보 유닛에서 위상 조 정을 위해 선택된 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호들의 세트들 모두는 파일럿 신호들, 또는 "파일럿 신호 블록(PSB : pilot signal block)"의 시간 영역 기호를 형성하도록 배열된다. 상기 배열의 이점은, 각각의 시간 영역 기호의 각각의 파일럿 신호와 적절한 서브반송파 간의 상관이 더 직접적이기 때문에, 수신된 파일럿 신호 블록을 수신기에서 더 쉽게 처리하여 위상 정보를 얻을 수 있다(또한, 그 결과, 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터를 확인할 수 있다)는 것이다.

따라서, 파일럿 신호의 처리는 비교적 빨리 수행될 수 있고, 또한, 채널의 추정은 시간 영역 기호의 수신과 동시에 및 그 이전에 유리하게 얻어질 수 있다.

본 실시예에 따르면, 예를 들어, 송신기에 포함된 SLM 유닛에 의해 제공되는, 위상 조정 수단은, 소정의 정보 유닛에서 위상 조정을 위해 선택된 시간 영역 기호에 선택된 위상 벡터를 적용하게 되는 것을 생각할 수 있다. 그 다음에, 위상 조정된 시간 영역 기호는, 다음 송신을 위해 송신기 내에, 버퍼링되거나 기억되게 된다. 바람직하게는, 송신기는, 인코딩 유닛뿐만 아니라, 위상 조정 유닛에 의해 선택된 위상 벡터를 기억하기 위한, 선택된 위상 벡터 기억 유닛을 더 포함한다. 선택된 시간 영역 기호의 위상 벡터가 알려지게 될 때, 또는 일단 다중반송파 신호의 정보 유닛에 포함된 모든 선택된 시간 영역 기호의 위상 벡터가 알려지면, 인코더는 적당한 위상 정보에 의해 파일럿 신호들의 각각의 세트에 포함된 각각의 파일럿 신호를 제공하는 단계를 수행한다. 이는, 적당한 서브반송파의 위상을 조정하는데 이용된 위상 성분으로 소정의 파일럿 신호를 곱하여 파일럿 신호의 위상을 조정함으로써 수행되는 것이 바람직하다.

다른 방법으로는, 제2 실시예에 따르면, 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호들의 세트는 상기 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 의해 전달된다. 따라서, 파일럿 신호는, 파일럿 신호가 위상 벡터 정보를 전달하는 시간 영역 기호 "내에" 배열되는 것으로 보이게 된다. 따라서, 소정의 시간 영역 기호에서, 다수의 서브반송파, N_pilot는, 알려진 파일럿 정보로 각각 변조되지만, 나머지 서브반송파, N-N_pilot는, 데이터로 변조된다. 파일럿 정보는 인접한 서브반송파 주파수들의 세트상에서 변조될 수도 있고, 또는, 시간 영역 기호의 주파수 영역 내에 분산될 수도 있다. 시간 영역 기호 내의 파일럿 신호의 패턴, 또는 배열은 연속한 시간 영역 기호 간에 또는 연속한 정보 유닛 간에 변할 수도 있음을 이해해야 한다. 본 실시예는 다수의 이유 때문에 특히 유리하다. 우선, 소정의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터는 시간 영역 기호에 포함된 서브반송파에 의해 전달된 파일럿 신호에 적용되게 된다. 그 결과, 블록에 포함된 각각의 파일럿 신호가 변조되는 서브반송파는 위상 조정을 경험하게 된다. 파일럿 신호를 전달하는 특정 서브반송파에 적용된 위상 성분은 기호 블록에서 파일럿 신호의 위치(즉, 주파수)에 따라 다르게 된다. 따라서, 시간 영역 기호 내에서 알려지거나, 결정가능한 위치의 파일럿 신호들의 세트에 일련의 위상 성분을 포함한 위상 벡터를 적용하는 것은, 전체 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터에 관한 정보로 그 파일럿 신호를 효과적으로 "인코드"한다. 특히, 시간 영역 기호 블록에 적용된 위상 벡터는, 시간 영역 기호의 주파수 영역에서 인코드된 파일럿 신호의 위치와, 상기 위상 벡터를 형성하는 일련의 위상 성 분 내에서 위상 성분의 위치 간에 존재하게 되는 공간 상관으로부터 결정될 수 있다. 본 실시예에 따르면, 각각의 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대하여 위상 조정에 관한 정보를 갖는 각각의 파일럿 신호를 제공하는 단계는, 시간 영역 기호에 위상 벡터를 적용하는 동안 유리하게 달성될 수도 있다. 이는, 송신기의 SLM 유닛과 같은, 위상 조정 유닛에 의해 수행되는 것이 바람직하다.

본 발명의 제2 태양에 따르면, 일련의 시간 영역 기호가 송신기에 의해 하나 이상의 수신기에 송신되고, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하며, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함하는 통신 방법으로서,

상기 수신기에서, 소정의 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호들의 세트를 처리하여, 상기 송신기에 의해 상기 소정의 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 판정하는 단계를 포함하며,

상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고, 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정되며, 상기 파일럿 신호들의 세트에 포함된 파일럿 신호들의 각각을 처리하여 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대해 행해지는 위상 조정에 관한 정보를 취득하는 통신 방법이 제공된다.

바람직하게는, 수신기는, 수신기에 제공된 위상 벡터들의 라이브러리에 유리하게 기억될 수도 있는 가능한 위상 벡터들의 세트를 고려하여 소정의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터를 식별한다. 바람직하게는, 수신기에 의해 수행된 처리는 복수의 계산 동작을 수행하는 단계를 필요로 하고, 각각의 계산 동작은 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택된 시행 위상 벡터 내의 소정의 위치로부터 얻은 위상 성분을 이용한다. 시행 벡터에서 성분의 위치는 ⅰ) 시행 위상 벡터에 포함된 일련의 위상 성분과 소정의 시간 영역 기호 내에서 정보가 파일럿 신호에 제공되는 신호의 위치를 고려하여 결정된다.

바람직하게는, 수신기는 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, K는 파일럿 신호들의 각각의 세트에 포함된 파일럿 신호의 수이며, P_n ^*은 위상 기호의 켤레이고,

는 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값이다.

다른 방법으로는, 수신기는 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

각각의 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호의 수, K는 전체 벡터 시퀀스를 고유하게 식별할 수 있도록 충분해야 한다. 따라서, 파일럿 신호들의 각각의 세트(Pⁿ)에 포함된 파일럿 신호의 최소 수는 가능한 벡터(Q_u)의 수 U와 두 개의 가능한 벡터 간의 차이의 정도에 따라 다르게 된다. 다중반송파 신호의 각 정보 유닛에는, 송신된 정보 유닛에 포함된 원래 데이터 기호 블록에 적용된 위상 벡터가 결정되는 것을 허용하기에 충분한 파일럿 신호들의 세트가 제공되는 것이 바람직하다. 따라서, 파일럿 신호들의 세트(Pⁿ)는 다중반송파 신호의 각각의 정보 유닛에 포함된 각각의 시간 영역 기호에 제공되는 것이 바람직하므로, n = 1, 2,...N_data이다. 정보 유닛에 포함된 시간 영역 기호의 수, N_data가 변할 수도 있으므로, 정보 유닛이 필요로 하는 파일럿 신호들의 세트의 수도 변할 수도 있음을 이해해야 한다.

본 발명의 다른 태양에 따르면, 일련의 시간 영역 기호를 하나 이상의 수신기에 송신하는 송신기로서, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하고, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함할 수 있는 송신기에 있어서,

ⅰ) 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 위상 벡터를 적용하기 위한 위상 조정 수단 - 상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고, 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정됨 - ; 및

ⅱ) 상기 시간 영역 기호에 할당되는 복수의 파일럿 신호에 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대한 위상 조정에 관한 위상 정보를 제공하기 위한 위상 인코딩 수단

을 포함하는 송신기가 제공된다.

본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 송신기로부터 일련의 시간 영역 기호를 수신하는 수신기로서, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하고, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함할 수 있는 수신기에 있어서,

소정의 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호들의 세트를 처리하여, 상기 송신기에 의해 상기 소정의 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 판정하기 위한 파일럿 신호 처리 수단을 포함하며,

상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고, 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정되며, 상기 파일럿 신호들 의 세트에 포함된 파일럿 신호들의 각각을 처리하여 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대해 행해지는 위상 조정에 관한 정보를 취득하는 수신기가 제공된다.

본 발명의 실시예는, 수신기에 부가 정보를 송신하기 위해 대역폭을 이용해야 하는 필요성을 대체로 피한다는 점에서 유리하다. 그 대신, 채널의 추정을 쉽게 하는데 필요한 파일럿 신호는 위상 정보를 전달하는데도 이용된다. 또한, 수신기에는, 위상 벡터를 식별하기 위해 특정 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터에 관한 위상 정보가 제공된다. 따라서, 본 발명을 채용한 수신기의 처리 부담은 도 4에 도시된 종래 수신기가 필요로 하는 처리와 비교할 때 상당히 감소한다.

상기 태양 중 임의의 태양에 있어서, 여러 특징은 하드웨어에, 또는 하나 이상의 프로세서상에서 실행되는 소프트웨어 모듈로서 또는 그 두 개의 조합으로서 구현될 수도 있다. 예를 들어, 상술한 각각의 송신기와 각각의 수신기는 DSP(digital signal processor)와 같은 프로세서, 또는 프로그램에 따라 동작하는 컴퓨터를 가질 수도 있다. 또한, 본 발명은 여기서 설명된 임의의 방법을 실행하기 위한 컴퓨터 프로그램과 컴퓨터 프로그램 제품, 및 여기서 설명된 임의의 방법을 실행하기 위한 프로그램이 기억된 컴퓨터 판독가능 매체를 제공한다. 본 발명을 채용한 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 판독가능 매체 상에 기억될 수도 있고, 또는 이는, 예를 들어, 인터넷 웹 사이트로부터 제공된 다운로드가능 데이터 신호와 같은 신호의 형태일 수도 있고, 또는 이는 임의의 다른 형태일 수도 있다.

상술한 송신기나 수신기는 기지국 또는 (Node-B)에 제공될 수 있음을 알 수 있다. 또한, 송신기나 수신기는 UE(user equipment)에 제공될 수 있다.

첨부한 청구 범위에서 컴퓨터 프로그램에 대한 의미는 디지털 신호 프로세서와 같은 프로세서에 의해 실행되는 프로그램을 포함하는 것으로 해석되어야 한다.

이하, 본 발명의 더 나은 이해를 위해, 또한 어떻게 본 발명이 실시되는지를 나타내기 위해, 일 예로서, 첨부된 도면을 참조한다.

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 N개의 서브반송파를 포함한 다중반송파 신호의 정보 유닛의 예시적인 구조를 나타낸다. 본 실시예에서, 위상 정보를 전달하는데 할당된 파일럿 신호는 정보 유닛의 제2 시간 영역 기호(TDS₂)에 포함된 신호에 의해 모두 전달된다. 완전한 정보 유닛의 구조는 도 1에 도시된 정보 유닛의 구조와 동일하고, 도 5는, 정보 유닛의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터(Q_u)에 관한 정보가, 할당된 파일럿 신호에 제공되거나 할당된 파일럿 신호에 인코드될 수도 있는 방법을 나타낸다. 도 5에는, 정보 유닛(F₁)에 포함된, 처음 두 개의 파일럿 신호 블록(PSB₁ 및 PSB₂), 처음 두 개의 데이터 기호 블록(DSB₁ 및 DSB₂) 및 마지막 두 개의 데이터 기호 블록(DSB_Ndata _-1 및 DSB_Ndata)만이 도시되어 있고, 여기서, N_data = 32이다.

위상 벡터, Q_u는, 도 5에 도시된 정보 유닛에 포함된 각각의 데이터 기호 블록에 적용된다. 바람직하게는, 각각의 위상 벡터는 도 6에 도시된 SLM 블록(18)과 같은 SLM 유닛에 따라 선택되고, 최저 PAPR을 갖는 위상 조정된 합성 데이터 기호 블록은 송신을 위해 선택된다.

은 적용된 위상 벡터(Q)에 포함된 소정의 위상 벡터 성분을 표현하고, 여기서, n = 0, 1,...N-1이다. 바람직하게는, 특정 위상 벡터에 포함된 각각의 위상 성분은 유일하고, 서로 다른 위상 벡터(Q_u≠v)는 시스템의 정보 유닛에 포함된 시간 영역 기호에 적용된다. 그러나, 당해 기술분야의 당업자는, 벡터의 K개의 위상 성분으로부터 벡터를 유일하게 식별할 수 있도록, 위상 벡터가 충분히 상이해야 함을 알 수 있다. 본 실시예에 따르면, 제2 파일럿 신호 블록을 형성하는 모든 파일럿 신호는 위상 정보를 전달하는데 이용된다. 따라서, 지정된 파일럿 신호는 정보 유닛의 특정 시간 영역 기호에 할당되어야 한다. N_data = 16 + 16 = 32(도 1 참조)이고, 서브반송파의 수, N = 512이고, 파일럿 신호 블록에 포함된 모든 서브반송파가 동일 파일럿 신호(들)를 전달하면, K = N/N_data = 512/32 = 16이고, 여기서, K는 정보 유닛(F)의 특정 시간 영역 기호에 대한 위상 정보를 전달하는데 편리하게 이용될 수도 있는 서브반송파의 수이다. 따라서, K = 파일럿 신호들의 "세트"에 포함된 파일럿 신호의 수이다. 따라서, 본 특정 예에서, PSB₂는 파일럿 신호들의 32개의 세트를 포함하고, 파일럿 신호들의 각각의 세트는 16개의 파일럿 신호를 포함한다.

파일럿 신호들의 세트들은 위상 조정을 경험한 시간 영역 기호에 순차적으로 상관하는 것이 편리하다. 따라서, 파일럿 신호들의 제1 세트(P¹)는 정보 유닛을 형 성하는 제1 데이터 기호 블록(DSB₁)에 적용된 위상 벡터에 관한 정보를 전달한다. 이와 유사하게, 파일럿 신호들의 제2 및 제3 등의 세트(P² 및 P³)에는 각각 제2 및 제3 등의 시간 영역 기호, DSB₂ 및 DSB₃에 관한 정보가 제공된다. 파일럿 신호들의 세트가가 정보 유닛의 특정 시간 영역 기호에 할당될 수도 있는 여러 다른 방법이 존재함을 이해해야 한다. 그러나, 소정의 파일럿 신호가 특정 시간 영역 기호 내에서 정보를 전달하는 서브반송파의 위치는, 가능한 위상 벡터 시퀀스들의 세트에 관하여 완전한 위상 벡터 시퀀스의 동일성을 확인할 수 있도록, 수신기에 알려지거나 수신기에 의해 결정될 수 있는 것이 중요하다. 또한, 수신기는, 정보 유닛에서 위상 정보를 전달하는데 할당된 각각의 파일럿 신호와 적당한 서브반송파 간의 위치 상관을 아는 것이 가능해야 한다. 상술한 바와 같이, 수신기는 상기 상관에 관한 사전 지식으로 프로그램되거나, (예를 들어, TFCI에 의해)상기 상관은 송신기에 의해 수신기에 신호되는 것이 가능하다.

도 6은, 도 5에 도시된 정보 유닛을 생성하고 처리하는데 적합한 본 발명의 제1 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시스템 블록도를 나타낸다. 상기 시스템은 송신기(1A), 수신기(2A), 및 송신기(1A)를 수신기(2A)에 연결하는 다중경로 무선 채널(3)을 포함한다. 도시된 OFDM 시스템에서, 데이터 스트림은, 코딩 블록(12)에서, 예를 들어, 1/2 또는 3/4의 코딩 속도를 갖는 터보 코딩 등의, 코딩을 따르고, 그 다음에, 코딩된 데이터는, 일련의 데이터 기호(DS)를 얻기 위해, 변조기(14)에서, 예를 들어, QPSK(quadrature phase shift keying) 등의, 소정의 변조를 따른 다. 데이터 기호 스트림은 직렬/병렬 변환 블록(16)에 의해 병렬 데이터 기호 블록으로 변환되고, 합성 병렬 데이터 블록은 도 2에 더 상세히 도시된 것과 같은 SLM 블록(18)에 입력되어, OFDM 위상 조정된 기호들의 세트를 생성한다. CPE(cyclic prefix extension)는, CPE 삽입 블록(22)에 의해 최저 PAPR을 나타내는, SLM 블록에 의해 생성된 OFDM 데이터의 처음에 삽입된다. CPE를 갖는 합성 시간 영역 기호는, 연속한 시간 영역 기호를 처음에 기억하도록 동작가능한 멀티플렉서(24)에 송신된다.

각각의 시간 영역 기호에 대하여 SLM 블록에 의해 선택된 위상 벡터는 위상 벡터 기억 유닛(26)에 기억된다. 본 실시예에 따르면, 도 5에 도시된 제2 파일럿 신호 블록(PSB₂)은 위상 조정된 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터에 관한 정보를 전달하는데 이용된다. 모든 위상 조정된 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터가 알려지게 될 때, 또는 일단 다중반송파 신호의 정보 유닛에 포함된 모든 선택된 시간 영역 기호의 위상 벡터가 알려지면, 인코더(28)는, 소정의 세트가 할당되는 적당한 위상 성분으로 파일럿 신호들의 각각의 세트에 포함된 각각의 파일럿 신호를 곱한다. 상기 프로세스는 도 5에 도시된 화살표 A로 나타낸다. 그 다음에, 인코드된 합성 파일럿 신호는, 역 퓨리에 변환 알고리즘을 수행하는 IFFT/IDFT 블록(30)에서 수학적으로 직교하는 서브반송파들의 세트에 사상된다. CPE(cyclic prefix extension)는 CPE 삽입 블록(22)에 의해 인코드된 OFDM 파일럿 신호 블록의 처음에 삽입되고, 합성 기호 블록은 기억 및 멀티플렉싱을 위해 멀티플렉서(24)에 입력된 다. 예를 들어, 파일럿 신호의 PSB₁ 블록을 형성하게 되는 다른 파일럿 신호는, 유닛(36)에 의해 삽입되고, 유닛(38)에 의해 OFDM 세트의 직교 서브반송파 내로 사상되고, CPE(cyclic prefix extension)가 삽입된다. 일단 시스템의 정보 유닛에 포함된 모든 시간 영역 기호가 멀티플렉서에 제공되면, 멀티플렉서는 정확한 순서로 시간 영역 기호를 조합하여 필요한 정보 유닛 구조를 형성한다. OFDM 기호는 DAC 변환기(42)에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 그 다음에, RF(radio frequency) 블록(44)에 의해 RF 신호로 변환된다. RF 신호는 채널(3)을 통하여 수신기에 송신된다. 본 실시예에서, 송신 순서는 PSB₁, PSB₂, DSB₁, DSB₂...등이다. 이 방법으로, 수신기가 정보 유닛을 처리하는데 필요로 하는 채널 추정을 PSB₁로부터 얻을 수 있고, 그 다음에, 위상 정보가 기억된 파일럿 신호 블록을 처리하는데 이용한다.

수신기(2)는 대체로 반대 동작을 수행한다. 수신된 정보 유닛은 RF 섹션(46)에 의해 기저대역 신호로 하향변환된다. 기저대역 아날로그 신호는 ADC(48; analog-to-digital)에 의해 대응하는 디지털 신호로 변환된다. 상기 디지털 신호는, CPE 제거 블록(50)의 출력을 DFT/FFT 블록(52)에서 퓨리에 변환 알고리즘을 따르게 하기 전 CPE 제거 블록(50)에 공급되는 연속한 시간 영역 신호(파일럿 신호 블록 또는 데이터 기호 블록)를 포함한다. 수신된 정보 유닛은 유닛(54)에서 디멀티플렉스되고, 데이터 신호/파일럿 신호는 세 개의 처리 스트림으로 분할된다. 제1 파일럿 신호 블록에 포함된 파일럿 신호(PS1)는, 유닛(56)에 의해 수행되는 채널 추정을 위해 송신된다. 제2 파일럿 신호 블록에 포함된 파일럿 신호(PS2)는 유 닛(58)에서 위상 정보를 얻기 위해 파일럿 신호 처리를 따르고, 데이터 기호(DS)는 위상 벡터 제거를 위해 송신된다. 또한, 일단 위상이 위상 제거 블록(도시안함)에 의해 파일럿 신호로부터 제거되면, 제2 파일럿 신호 블록(PSB₂)에 포함된 파일럿 신호를 유닛(62)에서 유리하게 이용하여, 채널 추정을 얻거나 확인한다.

제2 파일럿 신호(PSB₂)는, 할당된 파일럿 신호에 기억되거나 인코드된 위상 정보를 얻기 위해, 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 신호 처리 수단을 포함한 유닛(58)에서 처리된다. 유닛(58)은, 시행 계산을 수행하여 인코드된 위상 정보를 복구하기 위해 파일럿 신호 처리 수단에 의해 이용될 수도 있는 위상 벡터의 라이브러리를 포함한다. 유닛(58)은 도 9에 더 상세히 도시되어 있고, 유닛(58)에 의해 PSB₂로부터 위상 정보를 얻을 수 있는 방법의 예, 및 각각의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터의 동일성을 결정하는 방법은 다음에 상세히 설명된다. 일단 위상 정보가 알려지고, 위상 벡터(Q_u)가 식별되면, 유닛(60)에서 시간 영역 기호를 처리하여 송신 전 적용된 위상 벡터를 제거하므로, 데이터를 복구할 수도 있다. 데이터는, 복조기(68)를 따르고, 유닛(70)에서 채널 디코딩을 경험하여 재구성된 데이터(72)를 얻기 전, 유닛(64)에서 병렬/직렬 변환을 따른다.

도 7에는 본 발명의 제2 실시예에 따른 정보 유닛(F₂)의 일부가 도시되어 있다. 본 실시예에서, 특정 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호는 각각의 시간 영역 기호와 같은 시간 간격으로 서브반송파에 의해 전달된다. 따라서, 예를 들어, TDS₂에는 파일럿 신호들의 세트(P¹)가 제공된다. 따라서, 파일럿 신호는, 파일럿 신호가 위상 벡터 정보를 전달하는 시간 영역 기호 "내에" 배열되는 것으로 보인다. 따라서, 소정의 시간 영역 기호(예를 들어, DSB₁)에서, N_pilot개의 다수의 서브반송파는 각각 파일럿 신호로 변조되지만, N-N_pilot개의 나머지 서브반송파는 데이터 기호로 변조된다. 도 7로부터, 파일럿 신호는 시간 영역 기호의 주파수 영역 내에서 분산됨을 알 수 있다. 그러나, 주파수 영역 내에서 N_pilot개의 서브반송파의 위치는, 수신기에 알려지거나 수신기에 의해 결정할 수 있어야 한다. 시간 영역 기호 내에서 파일럿 신호의 패턴, 또는 배열은 연속한 시간 영역 기호 간에 또는 연속한 정보 유닛 간에 변할 수도 있음을 이해해야 한다. 또한, 도 7은 N_data개의 시간 영역 기호를 갖는 정보 유닛의 일부를 나타낼 뿐이라는 것도 이해해야 한다. 도 5에서 예시한 바와 같이, 통상, 채널 추정에 이용되는 파일럿 신호 블록(PSB₁)은, 정보 유닛의 중간에서 및/또는 끝에서 반복된다.

도 8은, 도 7에 도시된 정보 유닛을 생성하고 처리하는데 적합한 본 발명의 제2 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 시스템 블록도를 나타낸다. 상기 시스템은 송신기(1B), 수신기(2B), 및 송신기(1B)를 수신기(2B)에 연결하는 다중경로 무선 채널(3)을 포함한다. 도 6에 도시된 대응하는 부분과 같거나 유사한 기능을 수행하는 시스템의 그 부분은 동일한 참조 부호를 이용하여 식별되었고, 이 부분의 설명은 반복하지 않는다.

도 7에 도시된 정보 유닛의 구조, 특히, 파일럿 신호들의 세트가 할당된 시간 영역 기호 내에서 특정 주파수로 분산되는 방법은, 송신기의 복잡도를 줄인다는 점에서 제1 실시예보다 이점을 갖는다. 도 8에 도시된 바와 같이, 변조된 데이터 스트림(DS)은 복수의 파일럿 신호와 함께 멀티플렉서(74)에 입력된다. 멀티플렉서는 파일럿 신호와 데이터 기호를 기호 스트림으로 조합한다. 상기 파일럿을 포함한 기호 스트림은, 직렬/병렬 변환 유닛(16)에 의해 일련의 병렬 기호로 변환된다. 이 병렬 기호 블록은, 블록에 포함된 N개의 병렬 신호의 합성물의 봉투를 개선하거나 최적화하기 위해, SLM 및 인코더 블록(118)을 따른다. 그 결과, 블록에 포함된 각각의 파일럿 신호가 변조되는 서브반송파도 위상 조정을 경험하게 된다. 파일럿 신호를 전달하는 특정 서브반송파에 적용된 위상 성분은 기호 블록에서 파일럿 신호의 위치(즉, 주파수)에 따라 다르게 된다. 따라서, 시간 영역 기호 내에서 알려지거나 결정가능한 위치의 파일럿 신호들의 세트를 SLM 프로세스를 따르게 하는 것은, 전체 블록에 적용된 위상 벡터에 관한 정보를 신호에 제공하는 것이다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른, 각각의 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 서브반송파에 대하여 위상 조정에 관한 정보를 각각의 파일럿 신호에 제공하는 단계는, SLM 및 인코더 블록(118)에 의해 수행된다. CPE(cyclic prefix extension)는 CPE 삽입 블록(22)에 의해 각각의 시간 영역 기호의 처음에 삽입되고, 합성 기호 블록은 유닛(36, 38 및 40)에 의해 생성된 파일럿 신호 블록과 함께 멀티플렉싱을 위해 멀티플렉서(124)에 입력된다. 도 6에 도시된 송신기와 달리, 멀티플렉서(124)는 송신 전 시간 영역 기호를 기억할 필요가 없다.

도 9는, 도 6 또는 도 8에 각각 도시된 수신기 유닛(58 또는 158)에 제공될 수도 있는, U개의 PSP(pilot symbol processing) 블록을 포함한, 파일럿 신호 처리 수단의 일 예를 나타낸다. 수신된 파일럿 신호(r_n)는, 특정 시간 영역 기호에 할당된 수신된 디멀티플렉스된 파일럿 신호들의 세트(각각의 세트는 K개의 파일럿 신호들을 포함하고, 파일럿 신호들의 N_data개의 세트가 처리되게 된다)를 표현한다. 각각의 세트의 파일럿 신호는, 특정 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터를 식별하기 위해, 파일럿 신호 처리 수단에 의해 처리된다. 상기 처리는, U개의 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택된 시행 위상 벡터에서 적당한 위치로부터 얻은 위상 성분을 이용한 일련의 결정 메트릭 계산을 수행하는 단계를 필요로 한다. 특히, 일련의 U개의 결정 메트릭 계산은 파일럿 신호들의 각각의 세트에 대하여 수행되고, 여기서, U는 수신기에 알려진 가능한 위상 벡터 시퀀스들의 세트에 포함된 위상 벡터의 수이다. 따라서, N_data*K=N이므로, 전체 계산 수는 U*N_data*K 또는 U*N이다.

다시 도 5를 참조하고, 데이터 기호 블록(DSB₁)에 적용된 제1 세트의 16개의 위상 성분을 제공하도록 할당된 제1의 16개 파일럿 신호(P¹)를 고려한다. 각각의 수신된 세트의 16개의 파일럿 신호들(r₁)은 모든 가능한 벡터(Q_u)의 제1의 16개의 성분을 이용한 일련의 시행 계산을 따르게 된다. 각각의 제2 세트의 수신된 파일럿 신호들(r₂)은 모든 가능한 벡터(Q_u) 등의 제2의 16개의 성분을 이용한 일련의 시 행 계산을 따르게 된다. 물론, 각각의 시행 위상 벡터로부터의 정확한 위상 성분은 적당한 수신된 파일럿 신호로 처리되는 것이 필요하다. 도 7에 도시된 정보 유닛 구조에 관하여, 시간 영역 기호 내에서 파일럿 신호를 위한 서브반송파의 위치와 위상 시퀀스 내에서 적용된 위상 성분의 위치 간의 공간 상관이 연속한 시간 영역 기호에 대하여 일정하므로, 처리 유닛은, 시행 위상 벡터의 위상 벡터 시퀀스 내에서 같은 위치의 위상 성분을 이용하여 파일럿 신호들의 모든 세트들을 유리하게 처리하는 것이 가능하게 된다.

도 9에 도시된 파일럿 신호 처리 수단에 의해 수행되는 결정 메트릭은 다음과 같다:

[수학식 5]

소정의 파일럿 신호들의 세트에 대하여 최소 V 값을 주는 시행 벡터는, 대응하는 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터가 식별되는 것을 허용한다.

또한, 파일럿 신호 처리 수단에서 이용될 수 있는 다른 결정 메트릭은 다음과 같다:

[수학식 6]

상기 결정 메트릭 모두는 각각의 n 값에 대하여 두 개 항을 계산하고(여기 서, n = 0..K-1이고, K는 소정의 파일럿 신호들의 세트에 포함된 파일럿 신호의 수이다), 그 다음에, 파일럿 신호들의 각각의 세트에 대하여 제2 및 제1 항 간의 차이에 대하여 얻은 값을 합하여 V_SLM을 얻는다. 우선, 수학식 5를 참조하면, 제1 항(r_nP_n*)은, 수신기에서 알려져 있는 송신된 파일럿 신호의 켤레를 곱한 파일럿 신호들의 각각의 세트에 대한 수신된 파일럿 신호를 표현한다. 제2 항(

)은 U개의 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택된 시행 위상 벡터에서 적당한 위치로부터 위상 성분을 곱한 채널 추정을 표현한다. 수신된 파일럿 신호(r_n)는, (SLM 절차에 의해 결정된)적용된 위상 성분을 곱하고 채널 영향을 따른, 송신된 파일럿 신호를 표현한다. 알려진 파일럿 신호의 켤레로 r_n을 곱함으로써, 파일럿 신호(P)를 효과적으로 제거하여, 적용된 위상 성분과 채널 영향의 표현을 남기게 된다. 따라서, 정확한 시행 벡터를 선택하면, 이 두 개의 항은 거의 같아지고, 소정의 n에 대하여

는 0에 가까워지게 된다.

이와 유사하게, 수학식 6을 참조하면, 소정의 n에 대하여 r_nP_n*의 인수를

의 인수에서 빼고, 그 차이는 0에 가까워지게 된다.

당해 기술분야의 당업자는, 본 발명의 파일럿 신호 처리 수단, 위상 벡터 적용 수단 또는 인코더의 기능 중 일부 또는 모두를 구현하는데 실제로 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 프로세서를 이용할 수도 있음을 알 수 있다. 상기 프로세 서는 운영 프로그램에 따라 동작하여 여러 기능을 실행한다.

본 발명의 성능을 시뮬레이션에 의해 조사하였다. 시뮬레이션에 이용된 링크 레벨 시뮬레이션 가정은 다음과 같다:

파라미터	값
반송파 주파수	5GHz
전파 조건	AWGN 및 레일리 페이딩 채널: a) 단일 경로. b) 1 dB 이득 및 0.20 ms 경로 지연을 갖는 12개의 경로 지수 모델
플랫 페이딩을 위한 차량 속도	17kmph(80Hz) 및 207kmph(960Hz)
변조 방식	코딩 속도 없는 QPSK 및 16QAM
액세스	OFDM
대역폭	78.336 MHz
FFT 크기	1024
유용한 서브반송파 #	512
서브반송파 간격	76.5KHz
GI(Guard Interval)	200 샘플
SF(Spreading Factor)	확산 없음
기호 기간	15.62us(Tu:13.05us 및 GI:2.55us)
프레임 기간	0.59ms(32 데이터 + 6 파일럿)
인터리빙	없음
CE(Channel Estimation)	보간(비이상적 CE)
고속 페이딩 모델	제이크스 스펙트럼
채널 코딩	터보 코드
테일 비트	6 및 K=4
터보 코더를 위한 반복 횟수	8
터보 코더를 위한 메트릭	Max-Log-MAP
터보 코더에의 입력	소프트
정보 비트당 EbNo	가변
안테나 다이버시티	Tx/Rx = 1/1

성능 시뮬레이션 결과 - 실시예 1(파일럿 신호 블록)

정보 유닛에 포함된 모든 시간 영역 기호에 대한 위상 정보를 전달하기 위한 파일럿 신호 블록을 갖는 도 5에 도시된 것과 같은 정보 유닛 구조를 이용한, 본 발명의 제1 실시예의 성능은, ⅰ) 완전한 신호(즉, 이상적인 부가 정보)를 이용한, 기본 SLM 기술 및 ⅱ) 도 4에 도시된 것과 같은 블라인드 수신기를 이용한 Jayalath 및 Tellambura에 의해 제안된 기술과 비교하여 분석된다. 상기 성능은, QPSK 및 16QAM 변조 방식에 대하여 이전에 기록된 링크 레벨 시뮬레이션 가정을 이 용한 증폭기 비선형성과 함께 AWGN 채널, 페이딩 채널 상에서 시험된다.

도 10 및 도 11은, 코딩 없이 QPSK(도 10) 및 16QAM(도 11) 변조 방식에 대한 2 dB 및 5 dB 백오프 값을 갖는 Jayalath 등에 의해 제안된 것과 같은 통신 시스템의 BER 성능(a) 및 b))과 본 발명을 채용한 통신 시스템의 BER 성능(c) 및 d))의 비교를 나타낸다. 양쪽 결과는 완전한 부가 정보를 이용할 때 예상된 성능과 비교된다. 이 시뮬레이션으로부터, 본 발명을 채용한 통신 시스템은, 완전한 부가 정보를 갖는 기본 SLM 기술을 이용할 때 예상된 것과 동일한 BER 성능을 가짐을 알 수 있다. 그러나, Jayalath 기술은 낮은 EbNo 값에서 성능 저하를 나타낸다.

또한, 도 12는 유사한 BER 성능 비교를 나타내고, 이번에는, 코딩 없이 QPSK 및 16QAM 변조 방식에 대하여 2 dB 및 5 dB 백오프 값을 갖는 하나의 경로 페이딩 채널 상에서 수행된다. 본 발명을 채용한 통신 시스템(도 12c 및 도 12d)은, 완전한 부가 정보를 갖는 기본 SLM 기술을 이용한 것(도 12a 및 도 12b)과 동일한 성능을 가짐을 관찰할 수 있다. 그러나, Jayalath 기술은 모든 EbNo 값에서 약 0.75dB의 성능 저하를 나타낸다.

성능 시뮬레이션 결과 - 실시예 2(분산된 파일럿)

도 7에 도시된 것과 같은 정보 유닛 구조를 이용한, 본 발명의 제2 실시예의 성능은, 완전한 신호(즉, 이상적인 부가 정보)를 이용한, 기본 SLM 기술과 비교되어 분석된다. 상기 성능은, QPSK 및 16QAM 변조 방식에 대하여 이전에 기록된 링크 레벨 시뮬레이션 가정을 이용한 증폭기 비선형성과 함께 AWGN 채널, 페이딩 채널 상에서 시험된다.

도 13은, 코딩 없이 QPSK(a) 및 c))와 16QAM(b) 및 d))에 대하여 2dB 및 5dB 클리핑(즉, 백오프) 값을 갖는 기본 SLM 기술을 이용한 통신 시스템의 BER 성능과 본 발명을 채용한 통신 시스템의 BER 성능의 비교를 나타낸다. 양쪽 결과는 완전한 부가 정보를 이용할 때 예상된 성능과 비교된다. 이 시뮬레이션으로부터, 본 발명을 채용한 통신 시스템은, 완전한 부가 정보를 갖는 기본 SLM 기술을 이용할 때 예상된 것과 동일한 BER 성능을 가짐을 알 수 있다.

도 14는 유사한 BER 성능 비교를 나타내고, 이번에는, 코딩 없이 QPSK 및 16QAM 변조 방식에 대하여 2dB(도 14a) 및 5dB(도 14b) 백 오프 값을 갖는 하나의 경로 페이딩 채널 상에서 수행된다. 본 발명을 채용한 통신 시스템은, 완전한 부가 정보를 갖는 기본 SLM 기술을 이용할 때 도시된 것과 동일한 성능을 가짐을 알 수 있다(도 14a 및 도 14b).

본 발명에 의하면, 공지된 기술과 관련된 문제가 해결되고, 수신기의 복잡도 및 수신된 신호를 "디코드"하는데 필요한 신호 처리 부담을 과도하게 증가시킴 없이 수신기가 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터에 관한 지식을 가질 수 있게 된다.

Claims

일련의 시간 영역 기호가 송신기에 의해 하나 이상의 수신기에 송신되고, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하며, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함하는 통신 방법으로서,

상기 송신기에서, 소정의 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트에 상기 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 제공하는 단계를 포함하며,

상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정되며, 상기 파일럿 신호들의 세트에 포함된 파일럿 신호들의 각각에는 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대한 위상 조정에 관한 정보가 제공되는 통신 방법.
제1항에 있어서,

상기 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트는 상기 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 의해 전달되는 통신 방법.
제2항에 있어서,

상기 파일럿 신호들의 세트에 포함된 신호들에 상기 소정의 시간 영역 기호 에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 제공하는 단계는, 상기 시간 영역 기호에 상기 위상 벡터를 적용하는 동안 수행되는 통신 방법.
제1항에 있어서,

상기 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트는 서로 다른 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 의해 전달되는 통신 방법.
제4항에 있어서,

소정의 시간 영역 기호는, 복수의 다른 시간 영역 기호에 파일럿 신호들의 세트들로 할당되는 복수의 파일럿 신호를 포함하고, 상기 복수의 다른 시간 영역 기호의 각각에는 위상 벡터가 적용되며, 파일럿 신호들의 각각의 세트에는 해당 세트에 할당되는 시간 영역 기호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보가 제공되는 통신 방법.
제5항에 있어서,

상기 파일럿 신호들의 세트들은 각각 할당된 시간 영역 기호들에 순차적으로 상관하는 통신 방법.
제1항에 있어서,

상기 소정의 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터는 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택되는 통신 방법.
제7항에 있어서,

상기 위상 벡터의 선택은, 상기 시간 영역 기호에 상기 선택된 벡터를 적용함으로써 달성될 수 있는 피크 대 평균 전력비의 감소의 고려에 기초하는 통신 방법.
제4항에 있어서,

상기 소정의 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터는 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택되는 통신 방법.
제9항에 있어서,

상기 파일럿 신호들의 세트에 상기 선택된 위상 벡터에 관한 정보를 제공하는 단계에서의 추후 이용을 위해, 상기 선택된 위상 벡터에 관한 정보를 위상 벡터 기억 유닛에 기억하는 단계를 더 포함하는 통신 방법.
제1항에 있어서,

상기 시간 영역 기호들에 역 퓨리에 변환 알고리즘(IFFT/IDFT)을 적용하여 OFDM 기호를 형성하는 통신 방법.
제1항에 있어서,

상기 수신기에서, 소정의 시간 영역 기호에 할당된 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하여, 상기 소정의 시간 영역 기호에 포함된 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대하여 행해지는 위상 조정에 관한 정보를 판정하는 단계를 더 포함하는 통신 방법.
제12항에 있어서,

상기 수신기는 가능한 위상 벡터들의 세트를 고려하여 상기 소정의 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터를 식별하는 통신 방법.
제11항에 있어서,

상기 수신기에 의해 수행되는 처리는 복수의 계산 동작의 수행을 필요로 하고, 각각의 계산 동작은 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택되는 시행 위상 벡터에서 소정의 위치로부터 구한 위상 성분을 이용하는 통신 방법.
제11항에 있어서,

시행 벡터에서의 성분의 위치는 상기 소정의 시간 영역 기호 내에서 상기 파일럿 신호에 정보가 제공되는 신호의 위치와, 상기 시행 위상 벡터에 포함된 일련의 위상 성분을 고려하여 판정되는 통신 방법.
제11항 또는 제12항에 있어서,

상기 수신기는 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 상기 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, P_n ^*은 상기 위상 기호의 켤레이며,
는 상기 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값인 통신 방법.
제11항 또는 제12항에 있어서,

상기 수신기는 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 상기 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, P_n ^*은 상기 위상 기호의 켤레이며,
는 상기 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값인 통신 방법.
일련의 시간 영역 기호를 하나 이상의 수신기에 송신하는 송신기로서, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하고, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함할 수 있는 송신기에 있어서,

ⅰ) 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 위상 벡터를 적용하기 위한 위상 조정 수단 - 상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고, 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정됨 - ; 및

ⅱ) 상기 시간 영역 기호에 할당되는 복수의 파일럿 신호에 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대한 위상 조정에 관한 위상 정보를 제공하기 위한 위상 인코딩 수단

을 포함하는 송신기.
제18항에 있어서,

상기 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트는 상기 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 의해 전달되는 송신기.
제19항에 있어서,

상기 위상 인코딩 수단은 상기 시간 영역 기호에 위상 벡터를 적용하기 위한 처리 유닛에 제공되는 송신기.
제18항에 있어서,

상기 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트는 서로 다른 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 의해 전달되는 송신기.
제18항에 있어서,

가능한 위상 벡터들의 세트로부터 소정의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터를 선택하는 위상 벡터 선택 유닛을 더 포함하는 송신기.
제22항에 있어서,

상기 위상 벡터 선택 유닛은, 상기 시간 영역 기호에 상기 선택된 벡터를 적용함으로써 달성될 수 있는 피크 대 평균 전력비에서의 감소의 고려에 기초하여 위상 벡터를 선택하는 송신기.
제20항에 있어서,

가능한 위상 벡터들의 세트로부터 소정의 시간 영역 기호에 적용된 위상 벡터를 선택하는 위상 벡터 선택 유닛을 더 포함하는 송신기.
제24항에 있어서,

상기 위상 인코딩 수단에 의한 추후 이용을 위해 상기 선택된 위상 벡터에 관한 정보를 기억하기 위한 위상 벡터 기억 유닛을 더 포함하는 송신기.
제21항에 있어서,

하나 이상의 시간 영역 기호에 역 이산 퓨리에 변환 알고리즘을 적용하여 OFDM 기호를 형성하는 DFT 블록을 더 포함하는 송신기.
송신기로부터 일련의 시간 영역 기호를 수신하는 수신기로서, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하고, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함할 수 있는 수신기에 있어서,

소정의 시간 영역 기호에 할당되는 파일럿 신호들의 세트를 처리하여, 상기 송신기에 의해 상기 소정의 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 판정하기 위한 파일럿 신호 처리 수단을 포함하며,

상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고, 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정되며, 상기 파일럿 신호들의 세트에 포함된 파일럿 신호들의 각각을 처리하여 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대해 행해지는 위상 조정에 관한 정보를 취득하는 수신기.
제27항에 있어서,

상기 파일럿 신호 처리 수단은, 가능한 위상 벡터들의 세트를 고려하여 상기 소정의 시간 영역 기호에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 이용하여 상기 위상 벡터를 식별하는 수신기.
제28항에 있어서,

상기 가능한 위상 벡터들의 세트는 상기 수신기에 제공된 위상 벡터들의 라이브러리에 기억되는 수신기.
제27항에 있어서,

상기 파일럿 신호 처리 수단은 복수의 계산 동작을 수행하고, 각각의 계산 동작은 가능한 위상 벡터들의 세트로부터 선택되는 시행 위상 벡터에서 소정의 위치로부터 구한 위상 성분을 이용하는 수신기.
제30항에 있어서,

시행 위상 벡터에서 상기 성분의 위치는, 상기 수신기가 ⅰ) 상기 소정의 시간 영역 기호 내에서 상기 파일럿 신호에 정보가 제공되는 신호의 위치; 및 ⅱ) 상기 시행 위상 벡터에 포함된 일련의 위상 성분을 고려하여 판정하는 수신기.
제30항에 있어서,

상기 수신기는 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 상기 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, P_n ^*은 상기 위상 기호의 켤레이며,
는 상기 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값인 수신기.
제30항에 있어서,

상기 수신기는 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 상기 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, P_n ^*은 상기 위상 기호의 켤레이며,
는 상기 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값인 수신기.
제27항에 있어서,

수신된 시간 영역 기호에 퓨리에 변환 알고리즘을 적용하기 위한 DFT/FFT 유 닛을 더 포함하는 수신기.
제18항에 따른 송신기 및 제27항에 따른 수신기를 포함하는 시스템.
일련의 시간 영역 기호가 송신기에 의해 하나 이상의 수신기에 송신되고, 각각의 시간 영역 기호가 상기 송신기에 의해 병렬로 송신되는 복수의 신호를 포함하며, 상기 신호들이 데이터 신호들 또는 파일럿 신호들을 포함하는 통신 방법으로서,

상기 수신기에서, 소정의 시간 영역 기호에 할당된 파일럿 신호들의 세트를 처리하여, 상기 송신기에 의해 상기 소정의 시간 영역 기호에 포함된 신호들에 적용되는 위상 벡터에 관한 정보를 판정하는 단계를 포함하며,

상기 위상 벡터는 일련의 위상 성분을 포함하고, 상기 시간 영역 기호의 각각의 신호의 위상은 하나의 상기 위상 성분에 의해 조정되며, 상기 파일럿 신호들의 세트에 포함된 파일럿 신호들의 각각을 처리하여 상기 시간 영역 기호 내에서 결정가능한 위치의 하나의 상기 신호에 대해 행해지는 위상 조정에 관한 정보를 취득하는 통신 방법.
일련의 시간 영역 기호를 송신하도록 구성된 송신기 내의 프로세서에 의한 실행 시에, 상기 송신기에 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 기재한 방법을 실행시키는 컴퓨터 프로그램을 기록한 컴퓨터 판독가능한 기록 매체.
일련의 시간 영역 기호를 수신하도록 구성된 수신기 내의 프로세서에 의한 실행 시에, 상기 수신기에 제36항에 기재한 방법을 실행시키는 컴퓨터 프로그램을 기록한 컴퓨터 판독가능한 기록 매체.
제38항에 있어서,

상기 수신기는 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 상기 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, P_n ^*은 상기 위상 기호의 켤레이며,
는 상기 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값인 컴퓨터 판독가능한 기록 매체.
제38항에 있어서,

상기 수신기는 상기 파일럿 신호들의 세트를 처리하기 위해 다음의 계산을 수행하고,

여기서, r_n은 상기 수신된 파일럿 신호들의 세트이고, P_n ^*은 상기 위상 기호의 켤레이며,
는 상기 시행 위상 벡터로부터 구한 위상 성분을 곱한 채널 임펄스 응답의 추정값인 컴퓨터 판독가능한 기록 매체.