KR20070017385A - 다중입출력 채널상의 코드분할다중접속 통신을 위한분리반복식 칩 등화 및 다중사용자 검출 - Google Patents

다중입출력 채널상의 코드분할다중접속 통신을 위한분리반복식 칩 등화 및 다중사용자 검출 Download PDF

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Abstract

본 발명은 복수의 송신안테나 및 복수의 수신안테나를 사용해서 주파수 선택형 채널 상에서 전송을 하기 위한 수신 방법에 관한 것이며, 송신시에 연속적으로 변조되며 확산되고 프로세스되며, 수신안테나에 의해 수신되는 데이터를 프로세스하는 것이 가능한 것을 특징으로 한다. 이를 위해, 본 발명에 따른 수신 방법은, 제1선형필터링(202, 202'), 사전 재생성된 다중안테나간섭(MAI) 및 부호간간섭(ISI)의 추정값을 사용하는 제1간섭감산(201), 제2선형필터링(205, 205'), 사전 재생성된 다중사용자간섭(MUI)을 사용하는 제2간섭감산(204), 및 수신 데이터에 기초하고 이렇게 필터링된 데이터로부터 다중안테나간섭, 부호간간섭 및 다중사용자간섭 추정값을 생성하는 프로세싱을 포함한다. 본 발명은 또한 이러한 방법을 구현하도록 구성된 수신 시스템과 상기 수신 시스템을 포함하는 전송 시스템에 관한 것이다.

Description

다중입출력 채널상의 코드분할다중접속 통신을 위한 분리반복식 칩 등화 및 다중사용자 검출{DISJOINT ITERATIVE CHIP EQUALISATION AND MULTI-USER DETECTION FOR CDMA COMMUNICATION SYSTEMS ON A MIMO CHANNEL}
본 발명은 디지털 통신 분야에 관한 것이다. 본 발명은 성능/복잡도 트레이드-오프(trade-off)를 최적화하는 동시에 주파수 선택형 다중입출력(MIMO: multi input multi output) 채널 상에서 전송된 디지털 데이터를 효율적으로 디코딩하는 방법에 관한 것이다. 도 1은 시간 n에 신호 x[n]를 전달하는 T개의 송신안테나를 구비한 송신기(100)와 시간 n에 신호 y[n]를 수신하는 R개의 수신안테나를 구비한 수신기(200) 사이의 주파수 선택형 다중입출력 채널(300) 상에서의 전체적인 전송 방법을 도시한다.
특정 확산 코드를 할당함으로써 동일한 채널로의 복수의 사용자의 접속을 관리하는 코드분할다중접속(CDMA: code division multiple access) 시스템은 사용자들 사이에 다중사용자간섭(MUI: multi-user interference)에 의해 용량이 제한된다. 본 발명에서는, 채널의 주파수 선택성에 의해 야기된 부호간간섭(ISI: intersymbol interference) 및 복수의 송신안테나에 의해 야기된 공간적인 다중안테나간섭(MAI: multi-antenna interference)과 같은 여러 종류의 간섭을 생성하기 쉬운 채널 상에서의 전송이 고찰되었다. 수신시에, 이들 여러 종류의 간섭들이 누적되어 유용한 정보를 복구하는 것을 어렵게 한다.
1980년대 에스. 베르두(S.　Verdu)에 의해 수행된 선구적인 연구는 고정 부하(칩당 사용자수)에 대한 성능을 향상시키기 위해 또는 고정 성능에 대한 부하를 향상시키기 위해 다중사용자간섭, 다중안테나간섭 및 부호간간섭의 구조적인 특성을 이용하는 장점을 명백하게 증명했다.
점근적 조건(asymptotic conditions)하에서 분석적으로 평가될 수 있는 부하를 더 많게 혹은 더 적게 지원할 수 있는 많은 유형의 선형 검출기가 연구되어 왔다. 반복 기법에 의지하지 않는다면 이들 검출기의 성능은 (코딩을 갖거나 코딩을 갖지 않는 시스템을 위한) 최대우도(ML: maximum likelihood) 검출기의 성능에 크게 못 미친다.
그러므로, 간섭의 선형적 반복 소거에 기초한 비선형 LIC-ID 검출기의 클래스는 성능과 복잡도 사이에 훌륭한 트레이드-오프를 제공한다. LIC-ID 검출기는 선형필터링, (간섭의 특성과 무관한) 간섭의 가중치 재생성, 수신된 신호로부터 재생성 간섭의 감산과 같은 함수를 사용한다. 그들은 송신된 변조 데이터(또는 부호)에 대한 판단을 각각의 새로운 시도에 따라 단조롭게 증가하는 신뢰도로 전달한다. (블록 레벨에서) 부호간간섭을 제거하기 위해 의도된 LIC-ID 검출기는 선형 등화기(euqalizer)의 계산 복잡도와 유사한 계산 복잡도를 가지면서 최적의 최대우도 검출기의 성능을 갖추고 있다. 다중사용자간섭을 제거하기 위해 의도된 LIC-ID 검출기는 단순한 선형 검출기의 계산 복잡도에 필적할 만한 계산 복잡도로 최적의 최대우도 검출기의 성능에 근접한다.
LIC-ID 검출기의 괄목할만한 특성은 그들이 채널 디코딩 수단에 의해 전달된 까다로운 또는 가중된 판단과 쉽게 결합할 수 있으며, 따라서 데이터의 분리 반복 검출 및 디코딩을 달성한다는 것이다.
주파수 선택형 다중입출력 채널 상으로 전송하면서 (가정에 의해 다중사용자 간섭에 의해) 과부하 코드분할다중접속 시스템에 대해, 간섭의 레벨은 LIC-ID 수신기를 사용하는 것이 필연적이라는 것을 증명하고 있다. 반복 전략이 선택되면, 단지 반복 프로세싱을 가능한 충분하게 단순화시킴으로써 수신기의 복잡도가 감소되고 적정하게 될 수 있다. LIC-ID 검출기는 참조문헌 [1](아래 참조)에서 부호간간섭에 대해 그리고 다중사용자간섭에 대해 별개로 취급되어 있고, 참조문헌 [2](아래 참조)에서 부호간간섭과 다중사용자간섭에 대해 설명되어 있다.
참조문헌 [1] 에이.엠. 찬(A.M.　 Chan ), 지.더블유. 워넬 (G.W.　 Wornell ), "디지털 통신 수신기를 위한 새로운 클래스의 효율적인 블록 반복 간섭 소거 기술(A New Class of Efficient Block - Iterative Interference Cancellation Techniques for Digital Communication Receivers )," IEEE J.　 VLSI Signal Processing (Special Issue on Signal Processing for Wireless Communication Systems ), vol . 30, pp . 197-215, 2002년 1월 내지 3월.
참조문헌 [2] 더블유. 양(W.　 Wang ), 브이 .에이치. 푸어 (V.H.　 Poor ), "코딩된 CDMA를 위한 반복적 (터보) 소프트 간섭 소거 및 디코딩( Iterative ( Turbo ) Soft Interference Cancellation and Decoding for Coded CDMA )," IEEE Trans . Commun ., vol. COM -47, no . 9, pp . 2356-2374, 1999년 9월
이들의 다중사용자간섭, 다중안테나간섭 및 부호간간섭으로의 일반화는 특히 달성하고자 하는 프로세싱의 복잡도 때문에 아직도 공개된 연구 과제를 이루고 있으며, 큰 행렬에 대한 계산을 필요로 한다.
직교성의 가정이 송신시의 여러 사용자 사이에 존재하는 경우에, 하나의 매력적인 접근은 다중 사용자 검출에서 임의의 시도 이전에 칩 레벨에서 직교성을 재설정하는 것이다. 그런 다음, 최적의 다중 사용자 검출은 각각의 사용자에 정합된 일련의 필터에 상당한다. 주파수 선택형 단일입출력(SISO:single input single output) 채널 상으로 전송하는 비-과부하(non-overloaded) 코드분할다중접속 통신 모델을 위한 참고문헌 [3](아래 참조)에서 개발된 이러한 접근은 예를 들어 비주기적 확산이 고려될 때 최적이라는 것을 입증한다.
참조문헌 [3] 엠. 레나르디 (M.　 Lenardi ), 디.티. 슬록 (D.T.　 Slock ), "직교 코드를 이용한 DS - CDMA 동기 하향링크를 위한 셀내 간섭 소거를 구비한 레이크 수신기(A Rake Receiver with Intracell Interference Cancellation for DS - CDMA Synchronous Downlink with Orthogonal Codes )," IEEE VTC , pp . 430-434, 2000.
본 발명은 주파수 선택형 다중입출력 채널 상에서 전송하는 과부하 코드분할다중접속 통신 모델을 고려함으로써 상기 참조문헌들의 범위를 넘어선다.
도 1은 주파수 선택형 다중입출력 채널 상에서의 전송에 대한 일반적인 개념을 나타낸다.
도 2는 디지털 정보의 외부 채널 코딩, 인터리빙, 및 K개 (각각의 잠재적인 사용자당 하나씩)의 스트림으로의 역다중화(demultiplexing)를 포함하는 송신 방법 중 제1부분을 도시한다.
도 3은 T개의 송신안테나로의 다중화(mujltiplexing)가 후속되는 비주기적인 공간-시간 (공간-주파수) 확산에 대응하는 내부 선형 코딩을 포함하는 도 2의 송신 방법의 제2부분을 도시한다.
도 4는 비주기적인 공간-시간(또는 공간-주파수) 확산, 단일 채널로의 다중화, 칩 레벨에서의 인터리빙, 및 T개의 송신안테나로의 역다중화에 대응하는 내부 선형 코딩을 포함하는 도 2의 송신 방법의 제2부분을 도시한다.
도 5는 디지털 정보의 외부 채널 코딩, 인터리빙, U 스트림 내로의 제2역다중화(코드 역다중화)가 후속되는 T 스트림 내로의 제1역다중화(공간 역다중화)를 포함하는 송신 방법의 변형예 중 제1부분을 도시한다.
도 6은 각각의 안테나에 대한 비주기적인 시간(또는 주파수) 확산 및 독립적인 다중화를 포함하며 또한 통합이동통신시스템(UMTS:Universal Mobile Telecommunications System) 고속하향패킷접속(HSDPA:high speed downlink packet access) 모드와 호환 가능한 도 5의 송신 방법의 제2부분을 도시한다.
도 7은 단일 채널로의 다중화가 후속되는 비주기적인 시간(또는 주파수) 확산 및 T개의 송신안테나로의 역다중화가 후속되는 칩 레벨에서의 인터리빙을 포함하며 또한 통합이동통신시스템(UMTS) 고속하향패킷접속(HSDPA) 모드와 호환 가능한 도 4의 송신 방법의 제2부분을 도시한다.
도 8은 주파수 선택형 다중입출력 채널의 푸리에 기반으로의 분해에 의해 획득되고 다중 반송파 변조(multi-carrier modulation)를 위한 모델로서 통상적으로 사용되는 평탄 에르고딕(flat ergodic) 또는 블록 레벨 페이딩 등가(block level fading equvalent) 채널을 도시한다.
도 9 및 도 10은 본 발명의 LIC-ID 수신기의 제1부분의 구성에 대한 제1변형얘 및 제2변형예를 각각 도시한 것으로서, 알고리즘을 이해하기 위해 필요한 기능적인 유닛만이 표시되어 있다. 구체적으로 도 9는 도 2 내지 도 4 및 도 5 내지 도 7에 따른 송신 방법에 관한 것이며, 또한 도 10은 도 2, 도 3, 도 5 및 도 6을 참조하여 기술된 송신 방법에 관한 것이다.
도 11a 및 도 11b는 다중안테나간섭과 부호간간섭을 프로세싱하는 LIC-ID 수신기를 구현하는 두 개의 등가 방법을 나타낸 것으로서, 도 11a의 구현 방법은 도 9 또는 도 10에 도시된 전체 검출기 중 제1부분의 필터링 및 다중안테나간섭과 부호간간섭의 재생성 부분을 나타낸다. 도 11a 및 도 11b에 있어서 이다.
도 12a 및 도 12b는 다중사용자간섭을 프로세싱하는 LIC-ID 수신기를 구현하는 두 개의 등가 방법을 나타낸 것으로서, 도 12a의 구현 방법은 도 9 또는 도 10에 도시된 전체 검출기 중 제1부분의 필터링 및 다중사용자간섭 재생성부를 나타낸다. 도 12a 및 도 12b에 있어서 이다.
도 13은, 알고리즘을 이해하기 위해 필요한 기능적인 유닛만이 표시된, 본 발명에 따른 LIC-ID 수신기 중 제2부분의 구성을 도시한다(검출기의 제1부분은 도 9 또는 도 10 에 의해 나타나 있다).
본 발명의 제1측면은 특허청구범위 제1항 내지 제21항 중 어느 한 항에 따른 수신 방법을 제안한다.
본 발명의 제2측면은 특허청구범위 제22항에 따른 전송 시스템을 제안한다.
본 발명의 제3측면은 특허청구범위 제23항 내지 제33항 중 어느 한 항에 따른 수신 시스템을 제안한다.
본 발명의 목적은, 송신기에서의 채널상태정보(CSI)가 없더라도 수신기에서의 채널상태정보가 완전하다는 일반적인 가정하에서, 주파수 선택형 다중입출력 채널(T개의 송신안테나와 R개의 수신안테나)상에서의 "다중코드(multicode)" 코드분할다중접속 전송(K>T) 및/또는 과부하 코드분할다중접속 전송(K개의 잠재적인 사용자 또는 스트림(stream), 확산 인자 N<K)을 위한 수신기를 제안하는 것이다. 수신기는 고정된 스펙트럼 효율 및 신호대 잡음비(SNR: signal to noise ratio)에서 가능한 최대의 서비스 품질을 얻기 위한 또는 고정된 서비스 품질, 대역 및 신호대 잡음비에서 가능한 최대의 가용 비트율을 얻기 위한 단순한 메커니즘 및 기법의 조합에 기초한다.
이를 위해, 본 발명은, K개의 잠재적인 사용자를 갖는 다중 접속 모델이 다중안테나간섭과 부호간간섭이 없을 때 수신시에 재구성될 때 칩에 영향을 미치는 잡음의 샘플의 시간적인 비상관성(decorrelation)을 보장하는 수단을 포함하는 장치를 제안하며, 상기 수단은 다중입출력 채널 상에서의 전송 이전에 칩 인터리빙 (chip interleaving) 또는 비주기적 확산을 포함한다. 칩 인터리빙은 내부 선형 비주기적 코딩인 경우에 필수가 아니지만 여전히 선택 사양이다.
본 발명은 다양한 송신안테나로부터 방출되는 데이터를 수신하는 데이터 검출기를 포함하는 등화(equalization) 및 반복 디코딩 수단을 제안하는데, 이 등화 및 반복 디코딩 수단은,
ㆍ각각의 송신안테나에 대해 다중안테나간섭과 부호간간섭을 프로세싱하고 R개의 수신안테나에 의해 제공된 공간적 다양성을 사용하여 송신된 칩에 대한 통계를 생성하는 제1선형필터링 수단;
ㆍ각각의 송신안테나에 연관된 임의의 선형필터링의 이전 또는 이후에, 송신된 변조 데이터(또는 부호 데이터)의 가용 추정값으로부터 그 안테나에 대해 재생성된 다중안테나간섭과 부호간간섭을 수신 신호로부터 감산하는 수단;
ㆍ다양한 칩에 영향을 미치는 추가적인 잡음을 가우시안 백색 잡음으로 가정할 때 K개의 잠재적인 사용자를 갖는 다중 접속 시스템 내로 등화된 칩을 재정렬하는 수단;
ㆍ사전 등화되고 재정렬된 칩을 기초로 다중사용자간섭을 프로세싱하고 K개의 잠재적인 사용자 각각에 의해 송신된 부호 데이터에 대한 통계를 생성하는 제2선형필터링 수단;
ㆍ각각의 사용자에 대한 임의의 선형필터링의 이전 또는 이후에, 송신된 부호 데이터의 가용 추정값으로부터 그 사용자에 대해 재생성된 다중사용자간섭을 관측된 신호로부터 감산하는 수단;
ㆍ이들 통계를 프로세싱하고 외부 디코딩에 대해 사용 가능한 확률 비트 정보를 생성하는 수단;
ㆍ(최소평균제곱오차법(MMSE:minimizing the mean square error)으로) 송신된 부호 데이터의 추정값을 계산하기에 적절하며, 외적 정보로서 지칭되는 확률 정보를 생성할 수 있는, 가중치 입출력을 구비한 외부 디코딩 수단; 및
ㆍ다중안테나간섭과 부호간간섭의 재생성기와 다중사용자간섭 재생성기를 모두 구비한 외부 디코딩 수단의 출력을 재귀적으로 접합(concatenating)하는 수단;
을 포함한다.
본 발명의 다른 특징과 장점들은 첨부된 도면을 참조하는 이하의 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
1.　송신기의 일반 구조
수신은 확산 스펙트럼 변조의 사용 및 복수의 송신안테나 및 수신안테나의 사용에 기초한 높은 스펙트럼 효율 및 높은 적응성 용량의 변조/코딩 방식에 의해 정의될 수 있는 송신모드와 밀접하게 연결된다. 제안된 해결책은 송신 채널상태정보(CSI)가 없고 수신 채널상태정보가 완전하다고 가정하는 경우에 적절하다. 본 발명의 제3실시예를 도입하기 위하여 이하에서 통신 모델이 간단하게 기술된다.
도 2 및 도 5을 참조하면, 유용한 디지털 데이터는 수집되어 송신 디지털 데이터 소스(101)를 구성하는 K 0 비트의 메시지 m로 그룹핑된다. 각각의 메시지 m에서, N 0 ×K 0 생성기 행렬 G 0를 갖는 한편 F2 상에 구성되는 선형 외부 코드 C0는 행렬식
에 의해 정의되는 길이 N 0 비트의 부호워드(code word) v를 할당(102)받는다.
외부 코딩 수율은
이다.
부호워드의 길이 N 0 는 식
에 의해 시스템의 다양한 변수에 연결되는데, 여기서 K는 잠재적인 사용자의 총수를 의미하고, L은 (부호 시간 단위의) 패킷의 길이를 의미하며, 또한 q는 변조 부호당 비트수를 의미한다. 코드는 예를 들어 돌림형 부호(convolutional code), 터보 코드(turbocode), 엘디피씨(LDPC:Low-density parity check) 부호 등과 같은 임의의 유형일 수 있다. 다중 접속 유형 구조에서, 메시지 m는 상이한 소스로부터의 복수의 다중화(multiplexing)된 메시지로 이루어진다. 코딩은 각각의 구성 요소 메시지에 대해 독립적으로 이루어진다. 부호워드 v는 발생된 다양한 부호워드의 접합(concatenation)(103)으로부터 생성된다.
부호워드 v는 비트 레벨에서 동작하는 한편 적절하게는 특유한 구조를 갖는 인터리빙(104) 수단으로 송신된다. 다중 접속 유형의 구조에서, 인터리빙은 순차적으로 위치된 다양한 부호워드에 대하여 하나씩 작용한다. 이러한 인터리빙 수단의 출력은 정수로 지칭되는 q비트의 KL세트로 분할된다.
정수의 스트림은 K개의 개별적인 채널로 역다중화(demultiplexing)(105)되며, 이때 K는 송신안테나의 개수 T보다 확실히 크도록 임의로 선택될 수 있다. 이러한 동작으로부터의 출력은 K×L 정수 행렬 D이다. 이러한 행렬 D의 L개의 열
라는 구조를 갖는데, 구성 요소 정수들 는
와 같이 구조화된다.
그런 다음, 도 3, 도 4, 도 6 또는 도 7을 참조하면, 행렬 D의 정수 는 변조 테이블 을 통해 개별적으로 변조(107)되어 변조 데이터를 얻으며 또는 더 정확하게는 원소를 갖는 컨스텔레이션(constellation) 의 복소 부호 를 얻는다. 이는 정수 행렬 D를 K×L 복소 행렬 S로 변환시키는데, 복소 행렬 S의 L개의 열 은
와 같이 구조화된다.
후속하는 역관계
를 구체화하는 것이 유용하다. 이는 데이터의 내부 선형 코딩(또는 확산)에 의해 후속된다. 송신기의 구조에 영향을 미칠 수 있는 그리고 수신시에 선형 전단부의 특성에 영향을 미칠 수 있는, 내부 선형 코딩의 생성기 행렬 W(더 정확하게는 복소수 본체에 대한 내부 선형 코딩의 생성기 행렬)의 정의에 관한 몇 가지 선택은,
ㆍ각각의 부호 시간(symbol time)에서 W가 재사용되는 주기적 확산(또는 내부 선형 코딩). 등화(equalization) 이후에 다중 접속 시스템이 재구성될 때 칩에 영향을 미치는 잡음의 샘플들의 시간적인 비상관성을 보장하기 위해, 다중입출력 채널 상에서의 전송 이전에 칩 인터리빙이 적용되어야 한다;
ㆍW n 부호 시간에 따라 명시적으로 달라지는 비주기적 확산(또는 내부 선형 코딩). 등화 이후에 다중 접속 시스템이 재구성될 때 비주기적 확산은 칩에 영향을 미치는 잡음의 샘플들의 시간적인 비상관성을 보장한다. 칩 인터리빙은 더 이상 필수가 아니지만 여전히 선택 사양이다.
또한, 확산은 공간-시간(또는 공간-주파수) 확산일 수 있으며, 또한 확산이 각각의 안테나에 대해 독립적으로 이루어진다면, 확산은 단지 시간(주파수) 확산일 수 있다.
1.1　과부하 조건에서의 공간-시간(또는 공간-주파수) 확산 (또는 내부 선형 코딩)
도 3 또는 도 4를 참조하면, 본 실시예에서 비주기적인 공간-시간(또는 공간-주파수) 확산이 이루어진다고 가정된다.
인 N×K 내부 코딩 행렬 W n (주기적 확산행렬인 경우에는 W)에 의해서 각각의 행렬 S에 대해 공간-시간(또는 공간-주파수) 확산이 이루어진다.
이러한 생성기 행렬도 또한 확산행렬로 지칭된다 예를 들어, 이러한 행렬은 확산 인자 N을 갖는 N개의 직교 확산 코드로부터 구성된다고 생각될 수 있다. 그러므로, 이 경우에 이러한 내부 선형 코딩은 확산 인자 N을 갖는 공간-시간(공간-주파수) 확산에 대응한다. 시스템의 내부 코딩 수율(또는 부하)은
이다.
생성기 행렬 W n 에 의한 부호 벡터 의 곱(108)은 벡터
이다.
이러한 상관성은 행렬 레벨에서
로 기재될 수도 있다.
1.1.1 칩 인터리빙이 후속되는 확산
본 발명에 따라 (이후에) 수신을 구현할 수 있기 위해 확산이 주기적이라면(W = W n ) 칩 인터리빙이 필요하다.
도 4를 참조하면, 칩 벡터 는 단일의 칩 스트림으로 다중화(109)된다. 그런 다음 칩 스트림은 칩 인터리빙(110) 수단을 구동시키며, 그 출력은 (각각의 송신안테나당 하나씩) T개의 개별적인 칩 스트림으로 역다중화(111)된다. 이러한 동작의 효과는 N×L 칩 행렬 Z
를 T×LS F 칩 행렬 X
로 변환시키는 것인데, 행렬의
로 정의되는 열들은 다중입출력 채널의 입력을 구성한다.
1.1.2 칩 인터리빙에 의해 후속되지 않는 확산
도 3을 참조하면, 칩 벡터 는 (각각의 송신안테나 당 하나씩) T개의 개별적인 칩 스트림으로 역다중화(111)된다. 이러한 동작의 효과는 N×L 칩 행렬 Z
를 T×LS F 칩 행렬 X
로 변환시키는데, 행렬의
로 정의되는 열들은 다중입출력 채널의 입력을 구성한다.
1.2　시간(또는 주파수) 확산(내부 선형 코딩)
도 6 및 도 7에 도시된 통합이동통신시스템(UMTS) 표준의 고속하향패킷접속(HSDPA) 모드와 호환 가능한 본 발명의 변형예로는 길이 S F 인 S F 직교 코드가 있다. 변수 N은 항상 T의 배수일 때,
이다. S F 가용 코드는 각각의 송신안테나에서 재사용된다(코드 재사용 원리). 각각의 안테나에 대해 독립적으로 이루어지는 확산은 주기적 또는 비주기적 시간확산(또는 주파수확산)이다. (주기적 시간확산의 경우 W = W n )
또한 K가 T의 배수일 때,
이다. 본 발명에 대하여 제한적이지 않은 이러한 조건은 내부 코딩 수율(부하)에 대한 새로운 식을 산출한다.
생성기 행렬 W n 는
와 같은 블록 대각 구조를 가지는데, 생성기 행렬의 블록 은 차원 를 갖는 안테나 t와 연관된다.
도 5를 참조하면, 시간 n에서 송신된 (코딩(102)되고 인터리빙(104)된 이후에 역다중화(105)된) 정수 벡터 d[n]는
와 같은 특유 구조를 가지는데, 그 부호 벡터 는
와 같이 규정된다.
도 5를 참조하면, 이러한 다중화된 데이터의 변조(107)는
와 같은 특유의 구조를 가지면서 시간 n에 송신된 변조 데이터 (또는 부호) 벡터를 산출하는데, 그 부호 벡터 는
와 같이 규정된다.
부호 벡터 s[n]의 생성기 행렬 W n 에 의한 곱(108)은 벡터
를 생성하는데, 그 벡터는
와 같은 특유의 구조를 갖는데, 그 칩 벡터 는
와 같이 정의된다.
1.2.1 칩 인터리빙이 후속되는 확산
본 발명에 따른 수신을 (이후에) 구현할 수 있기 위해서는 확산이 주기적인 경우에(W = W n ) 칩 인터리빙이 필수적이다.
도 7을 참조하면, 칩 벡터 는 단일 칩 스트림으로 다중화(109)된다. 그런 다음 칩 스트림은 칩 인터리빙 수단을 구동시키며, 그 출력은 T개(각각의 송신 안테나당 하나씩)의 개별적인 칩 스트림으로 역다중화(111)된다. 이러한 동작의 효과는 N×L 칩 행렬 Z
를 칩 행렬 X
로 변환시키는 것인데, 행렬의
로 정의되는 열들은 다중입출력 채널의 입력을 구성한다.
1.2.2 칩 인터리빙에 의해 후속되지 않는 확산
도 6을 참조하면, 그런 다음 칩 벡터 는 송신안테나(t)상으로 다중화(109-t)된다.
이러한 송신 변형예에서 공간 다양성의 회복은 코드 를 통하여(102), 그리고 외부 비트 인터리빙(104)을 통하여 이루어진다는 것을 알게 될 것이다. 확산 코드의 길이에 따라 증가한다고 알려진 과부하 용량은 더 작아진다.
송신 방법은 공간-시간 코드의 일반 클래스에 자연스럽게 적합하게 된다. 제한 대역의 이상적인 나이키스트 필터를 가정하면, 시스템의 공간적인 효율(채널의 사용당 비트)은 다음과 같다.
실제로, 송신 정형 필터(send shaping filter)는 비널 오버플로우(non-null overflow)인자 (ε)를 갖는다. 수신기에서, 이러한 송신 필터에 정합되는 필터가 모든 수신안테나를 위해 사용될 수 있다. 채널의 임펄스 응답의 계수들이 칩 시간과 같은 양만큼 규칙적으로 이격되도록(이산 기저 대역에서 이산 시간과 동등한 채널) 채널 추정, 타이밍 및 반송파 동기 함수 (carrier synchronization function)가 구현된다고 가정된다. 이러한 가정은 적절하며, 샤논 표본화 이론 (Shannon sampling theorem)은 비널 오버플로우 인자(ε)가 작을 때 1/Tc로 근사될 수 있는 속도 (1+ε)/Tc로 표본화를 한다. 1/Tc의 배수와 같은 샘플링 속도에 대해 후술된 수식에 대한 직접적인 일반화가 가능하다.
2.　채널 모델
다음의 다중입출력(MIMO: multiple inputs and multiple outputs)을 갖는 주파수 선택형 B 블록 채널 상에서의 전송이 이루어진다:
규약으로
를 갖는 Lx 칩에 대해 채널 이 일정하다고 가정된다.
칩 행렬 X는 (필요하다면 물리적인 0으로 또는 보호 시간으로 오른쪽 및 왼쪽에 패딩된) B개의 개별적인 개의 칩 행렬 로 분할될 수 있으며, 또한 각각의 행렬 는 채널 을 인지한다.
B 블록 모델의 극단적인 경우는 다음과 같다.
B=1 및 L x =LS F ⇒ L S =L 준-안정(quasi-static) 모델
B=LS F 및 L x =1 ⇒ L S =1 에르고딕(칩) 모델
칩의 번호 재설정은 각각의 블록 내에서 적용된다.
2.1　 돌림형 ( convolutional ) 채널 모델
임의의 블록 인덱스(b)에 대해, 이산 시간 기저밴드 등가 채널 모델(칩 타이밍)을 사용하여, 칩 시간(1)에서 수신 벡터 를
와 같은 형태로 기재하는데, P는 (칩 단위의) 채널의 제한 길이이며, 는 칩 시간(1)에서 송신된 T개의 칩들의 복소 벡터이고, 는 b로 표시되는 블록 다중입출력 채널의 임펄스 응답의 p로 표시되는 행렬 계수이며, 또한는 추가적인 복소 잡음 벡터이다. 추가적인 복소 잡음 벡터 는 평균값 0과 공분산(covariance) 행렬 σ 2 I를 갖는 원형 대칭의 R차원 가우시안 법칙에 따라 독립적이며 동일하게 분포되어 있다고 가정된다. 임펄스 응답의 P개의 계수들은, 동력이 송신안테나 사이에서 동일하게 분포된 시스템인 경우에 평균값이 0이고 공분산 행렬이 전체 동력 표준화 제약 조건(global power normalizaton constraint)
을 만족시키면서 그 입력이 동일하게 분포된 독립적인 가우시안 입력인 R×T개의 복소 행렬들이다. 이러한 가정이 주어지면, 다중입출력 채널의 계수의 상관성 행렬의 8개 값은 위샤르트(Wishart) 분포와 합치한다. 송신 채널상태정보가 없는 경우에 송신안테나에 대한 동력의 동일한 분포가 적절한 동력 할당 방안임이 강조된다.
2.2　블록 행렬 채널 모델
데이터 디코딩 알고리즘을 도입하기 위해,
유형의 세트에 대한 행렬 시스템을 제시해야 하는데, 여기서
이고,
는 채널에 대한 실베스터(Sylvester) 행렬이다.
2.3　슬라이딩 윈도 행렬 채널 모델
실제로 차원을 줄이기 위해 길이
인 슬라이딩 윈도 (sliding window) 모델이 사용된다.
후속하는 신규 시스템
이 얻어지는데,
이고, 는
채널(300)에 대한 실베스터 행렬이다.
3.　다중경로 다중입출력 채널 단일 반송파 전송 ( 고속하향패킷접속 : HSDPA )
본 실시예에서, 비트율이 매우 높으며 또한 채널의 가간섭성 시간(coherence time)이 길어서, 라고 가정된다. 통합이동통신시스템(UMTS) 표준의 고속하향패킷접속(HSDPA) 모드에 대해, 채널은 준 정적(quasi-static)이어서, 즉 B=1이다.
4.　다중경로 다중입출력 채널 다중 반송파 전송 (다중반송파 코드분할다중접속: MC - CDMA )
확산(또는 내부 선형 코딩)은 공간-주파수 확산 또는 주파수 확산이다. 도 8을 참조하면, 송신 역고속푸리에변환(IFFT) (120) 및 수신 고속푸리에변환(FFT) (220)의 도입이 주파수 선택형(frequency selective)이 아닌 등가 채널(순환적인 접두어를 사용하는 순환 행렬에 의해 모델링되고 푸리에 기반으로 대각화된 채널인)을 (인터리빙을 무시하면서) 초래한다는 것이 당업자에게 잘 알려져 있다. 따라서, 각각의 반송파는 평탄한 다중입출력 채널을 인지한다. 전술된 형식을 사용함으로써, 고속푸리에변환(FFT) 이후의 채널이 비선택형 B 블록 채널(P=1)로서 인지될 수 있다. 필터를 순환시키기 위한 슬라이딩 윈도의 폭은 이다.
5.　수신기(200)의 일반 구조
반복 수신기(200)는 연속적인 간섭 감산 단계로 분할된다. 제1단계는 칩 레벨에서 다중안테나간섭과 부호간간섭을 소거시키며, 또한 모든 안테나에 대하여 사용자의 그룹 내에 직교성을 재설정하도록 시도한다. 사용자의 그룹 내에 직교성이 재설정되면, 제2단계는 다중사용자간섭을 소거한다. 상기 두 단계는 여러 차례 활성화된다. 문제의 스케일이 주어지면, 위너(Wiener) 필터(최소평균제곱오차법에 의한) 또는 단순 (단일 사용자) 정합 필터에 기초로 한 오직 선형적인 접근만이 고찰된다. 두 경우에 있어서, 간섭의 가중치는 필터링 이전 또는 이후에 제거된다.
5.1　송신 부호 최소평균제곱오차법 추정
임의의 반복(i)시에, 송신된 부호의 비트에 대한 로그(logarithm) 비율로 표현된 (변조 데이터로도 호칭되는) 데이터의 선험적인 정보가 가정된다.
일반적으로 이들 비율은 제1 반복시에 0이란 값을 갖는다.
도 9 또는 도 10을 참조하면, 이러한 선험적인 정보를 기초로, 시간 에 사용자 에 의해 송신된 부호의 추정값들의 행렬가 최소평균제곱오차법에 의해 계산(212)될 수 있다. 부호의 추정값은
로 표현된다.
공간-시간 인터리빙에 의해, 부호에 대한 선험적인 확률은 그것을 구성하는 비트의 한계 확률(marginal probability)들의 곱에 의해 다음과 같이 근사될 수 있으며,
등호는 인터리빙이 무한적으로 이루어질 경우에 성립한다.
사전 규정된 비트 선험적인 확률의 로그 비율 를 도입하기 위해,
를 기재할 수 있고, 마지막으로 다음과 같은 식을 얻을 수 있다.
5.2　송신 칩 최소평균제곱오차법 추정
추정된 부호 데이터 벡터 로부터, 각각의 반복(i)에 추정된 칩 벡터가
(송신 시에 사용된 확산 행렬 W n 를 추정값에 적용함으로써) 생성(214)될 수 있으며, 이들은 추정된 행렬 를 구성한다.
이것은 합치 프로세싱(215)(다중화, 역다중화, 칩 인터리빙, 및 블록 분할을 포함할 수 있는)을 수반한다.
합치 프로세싱(215)은 확산(108)의 하류에 송신시에 적용된 프로세싱과 합치한다(도 3, 도 4, 도 6 및 도 7 중 어느 한 도면 참조).
예를 들어, 송신 프로세싱이 도 3 및 도 6에 도시된 바와 같이 T개의 송신 안테나에 대한 단순 다중화를 포함하면, 합치 프로세싱(215)은 T개의 채널(도 10에 도시된)로의 다중화를 포함한다.
예를 들어, 송신 프로세싱이 도 4 및 도 7에 도시된 바와 같이 하나의 채널로의 다중화(109)와 후속하는 칩 인터리빙(110) 및 T개의 송신안테나로의 역다중화(111)를 포함하면, 수신 합치 프로세싱(215)은 (도 9에 도시된) 하나의 채널로의 다중화, 칩 인터리빙, 및 T개의 채널로의 역다중화를 포함한다.
그런 다음, 합치 프로세싱(215)을 후속하면서, 다중안테나간섭과 부호간간섭의 선형적인 반복 소거를 위해 사용되는 벡터
가 열(column)인 행렬 이 (로부터 유도되어) 생성(201)된다.
5.3　칩 시간에 대한 동기화에 의한 사용자 그룹 사이의 직교성 재설정
이 단락은 모든 안테나에 대한 동일한 프로세싱을 가정하면서 안테나(t)에 의해 송신된 블록(b)을 고려한다. 본 발명은 슬라이딩 윈도 모델을 기초로 도출되고 그 복잡도가 시스템의 변수에 대한 다항식이고 더 이상 지수가 아닌 (바이어싱된) 최소평균제곱오차법을 통한 추정값에 의해 (MAP 기준의 의미에서의) 칩 의 최적 검출을 대체할 것을 제안한다. (블록의 일부를 커버하는) 갱신된 관측을 기초로 칩 을 손상시키는 다중안테나간섭과 부호간간섭을 소거시키고, 바이어스(bias)의 부존재의 제약을 받는 평균제곱오차(MSE: mean square error)
를 최소화시키는 송신된 칩의 평가치 를 생성하는 제1선형필터링(202) 수단 이 각각의 반복(i)시에 계산된다.
복잡도의 이유 때문에 무조건적인 평균제곱오차가 바람직할 것이며, 즉, 그런 경우에 제1 필터는 특유 채널에 관련된 블록에 대해 시간 불변이다(필터는 프로세싱된 데이터 블록(b)에 대해 한 번만 계산된다).
반복 i 시에 칩의 추정값들의 벡터:
로부터, 위치 에서 0을 포함하는 변형예(216)는 부호 에 대한 다중안테나간섭과 부호간간섭
을 재생성(216)하기 위해 사용된다.
그러므로, 다중안테나간섭과 부호간간섭의 추정값은 이 벡터를 상기 실베스터 행렬 (그 계산은 전술한 단락 2.2 및 2.3에 기재됨)와 곱함으로써 재생성(216)된다.
제1선형필터링(202) 수단 (비엔너 필터: Wiener filter)은 재생성된 다중안테나간섭과 부호간간섭의 제1간섭감산(201) 이후에 얻어지는 관찰 벡터(observation vector)
에 적용된다.
제1선형필터링(202) 수단은 칩 의 (바이어싱된) 추정값에 대한 무조건적인 평균제곱오차를 최소화하며 직교 투영 이론
으로부터 쉽게 도출될 수 있는 데, 여기서 는 위치 에서 1이고 나머지 모든 위치에서 0인 차원의 벡터이며,
인데, 용어 는 대각선 상의 위치 에 위치되며, 는 다음과 같은 추정량을 사용하여 평가된다.
바이어스 제약의 부존재를 만족시키기 위해, 필터는 정정 인자
에 의해 좌측에 곱해져야 한다.
필터에 대한 다음과 같은 최종 표현이 얻어진다.
이와 달리, 이러한 필터는
로 주어지는 단일사용자 정합필터(SUMF: single user matched filter)에 의해, 상이한 반복(i)(i≥1)으로부터 대체될 수 있다.
그런 다음, 칩 의 평가치는, 제1선형필터링(202) 수단의 출력에서,
에 대응한다.
그런 다음, 잔류하는 다중안테나간섭 및 부호간간섭과 잡음의 분산은
과 같으며, 다음과 같은 추정량을 사용하여 실제로 평가될 수 있다.
다른 가능한 등화의 변형예
도 11b는 도 11a의 제1선형필터링(202)과 다중안테나간섭 및 부호간간섭의 재생성(210)에 (도 9 또는 도 10 방안에 포함된 이들 두 개의 검출 단계를 표현함) 비교되는 제1선형필터링의 변형예(202')와 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재생성의 변형예(210')를 도시한다.
도 11b를 참조하면, 본 실시예에서 제1선형필터링(202')은 재생성(210')된 다중안테나간섭 및 부호간간섭의 제1간섭감산(201)의 상류측에서 달성되며 도 11a의 경우와 같이 그것의 하류측에서 달성되지는 않는다.
사용된 제1필터(f')와 이 경우에 b1'으로 표시되는 사용된 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재구성 행렬은 제1필터(f)와 이 경우에 b1로 표시된 식
으로부터 사전 계산된 (도 9 또는 도 10 또는 도 11a를 참조하여 전술한 기재 참조) 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재구성 행렬로부터 간단하게 도출될 수 있다.
그로부터 다음과 같은 식이 도출된다.
5.4　등가 가우시안 다중 접속 및 다중 사용자 검출 모델
송신시에 구별되는 두 개의 상황(즉, 공간-시간(공간-주파수) 확산 및 시간(또는 주파수) 확산)은 1개 또는 T개의 상이한 다중 접속 모델을 생성한다.
5.4.1　공간-시간(또는 공간-주파수) 송신 확산
도 9 및 도 10을 참조하면, 이 경우에 칩 행렬 는 단일 행렬 로 그룹핑되고, 그런 다음 단일 행렬 로 재편성되는데, 이 역프로세싱(203)은 단락 5.2에 기술된 프로세싱(215)의 역에 대응한다.
그런 다음,
유형의 (정규(canonic)) 가우시안 등가 다중 접속 모델이 얻어진다.
관측된 칩 행렬은 다음과 같다.
시간 잡음의 샘플들의 행렬은 다음과 같다:
각각의 시간(n)에 대해, 다음과 같이 설정된다:
잔류하는 다중안테나간섭 및 부호간간섭과 잡음 벡터의 공분산(covariance) 행렬. 이는 역프로세싱(203)에 포함된 칩 디인터리빙 또는 확산의 비주기적인 특성에 의해 대각으로 만들어진다. 그것의 대각 원소들은 사전 추정량의 분산으로부터 도출된다:
후속하는 프로세싱(최소평균제곱오차법에 의한 다중 사용자 검출)을 단순화하기 위해, 시스템의 전체에 대해 일정한 잡음 샘플의 분산이 다음과 같이 가정될 수 있다:
그런 다음, 시간 의존성이 제거된다.
5.4.1.1　주기적인 공간-시간 (공간-주파수) 송신 확산
전술한 바와 같이, 확산이 주기적일 때 칩 인터리빙(110) 수단이 송신 시에 사용됨으로써, 역프로세싱(203)은 칩 디인터리빙을 포함한다(도 9 참조).
변형예 1:　과부하 영역: 최소평균제곱오차법 다중 사용자 검출
이 경우에, (MAP 기준의 의미에서) 부호 의 최적 검출은 그 복잡도가 시스템의 변수로 된 다항식이지만 지수는 아닌 바이어스 없는(nonbiased) 최소평균제곱오차법 평가로 대체된다. 각각의 반복(i)시에, 각각의 잠재적인 사용자(k)에 대해, (선행 모델의 n으로 표시된 열과 관련되는) 갱신 관측을 기초로, 부호 를 손상시키는 다중사용자간섭을 제거하고, 바이어스의 부존재의 제약의 대상이 되는 평균 제곱 오차
를 최소화하는 송신된 변조 데이터(또는 부호)의 평가치 를 생성하는 제2필터 가 제2간섭감산(204)시 계산된다. 무조건적인 평균제곱오차법이 복잡도를 이유로 바람직할 것이며, 그래서 제2필터 는 특정 채널에 관련된 블록에 대해 시간 불변이다(즉, 처리될 블록의 전체에 대해 한 번만 계산된다).
반복(i)시 부호의 추정값의 벡터
로부터, 위치 k에서 0을 포함하는 경우가 가능하며, 이 수정 형태는 부호
에 대한 다중사용자간섭의 재생성(213)을 위해 사용된다.
그러므로, 다중사용자간섭의 추정값은 송신시에 사용된 확산 행렬 W에 의해 벡터를 다음과 같이 곱함으로써 재생성된다.
그런 다음, 제2선형필터링 수단(비엔너 필터, 바이어싱됨)은 이러한 재생성된 다중사용자간섭의 제2간섭감산(204)을 따라 얻게 되는 관측 벡터에 제2선형필터링05)에서 적용된다.
이러한 제2선형필터링(205) 수단은 부호의 추정값에 대한 평균제곱오차를 최소화하고,
직교 투영의 이론을 사용하여 쉽게 도출될 수 있는데, 는 위치 k에서 1이고 그밖의 다른 곳에서 0인 차원 K인 벡터이고,
이며, 는 대각 방향으로 위치 k에 위치되고, 는 추정량을 사용하여 평가된다.
바이어스의 부존재의 제약을 만족시키기 위해, 제2선형필터링 수단은 정정 인자에 의해 좌측에서 곱해져야 한다.
제2선형필터링 수단에 대한 최종 표현은 다음과 같다.
부호 의 평가치는 제2선형필터링(205) 수단의 출력에서
에 대응한다.
잔류하는 다중사용자간섭과 잡음 항목 의 분산은 추정량을 통해 평가될 수 있다.
변형예 2: 과부하 영역: 단일 사용자 정합 필터(SUMF: Single User Matched-Filter) 검출
단순화된 형태에서, 제2선형필터링(205)에서의 제2 최소평균제곱오차 필터는 제2 단일사용자 정합필터에 의해 임의의 반복(i)을 통해 다음과 같이 대체될 수 있다.
후속하는 평가치는 다음과 같이 얻어진다.
이러한 접근은 N×N 역 행렬를 계산하는 것을 방지한다.
변형예 3: 비-과부하 영역
비-과부하 상황에서
이다.
검출은 제2선형필터링(205) 수단에서 를 관측 벡터에 작용시키는 것에 상응한다.
그런 다음 평가치는
로부터 직접 얻어진다.
5.4.1.2　비주기적인 공간-시간 (공간-주파수) 확산
이 경우, 역프로세싱(203)은 도 9 및 도 10을 참조하여 기술된 바와 같이 칩 디인터리빙을 포함할 수 있거나 또는 포함할 수 없다. (정규) 가우시안 등가 다중 접속 모델은 현재 다음과 같이 기재할 수 있다.
단지 단일사용자 정합필터 유형 검출만이 비주기적인 경우에 복잡하므로 사용되게 된다.
변형예 1: 과부하 영역
그 경우 필터는 다음과 같은 식을 갖는다
변형예 2: 비-과부하 영역
이 경우 필터는 다음과 같은 식을 갖는다
5.4.2　시간(또는 주파수) 송신 확산
칩 행렬는 유니크(unique) 행렬로 그룹핑된다. 역프로세싱(203) 이후에, 도 9 및 도 10을 참조하여, 는
유형의 T개의 독립적인 (정규) 가우시안 등가 다중 접속 모델에 대응하는 T개의 행렬로 재편성된다.
관측된 칩 행렬은 다음과 같다:
시간적으로 상관없는 잡음의 샘플의 행렬은 다음과 같다:
각각의 시간에 대해, 잔류하는 다중안테나간섭 및 부호간간섭 및 잡음 벡터의 공분산들의 행렬
을 설정한다. 이는 역프로세싱(203)에 포함된 칩 디인터리빙에 의해서 또는 확산의 비주기적인 특성에 의해 대각으로 구성된다. 그 대각 요소는 처리되는 다양한 블록에 대해 사전 추정된 다음과 같은 분산에 의해 추론된다.
후속하는 최소평균제곱오차 다중 사용자 검출을 단순화하기 위해, 시스템의 전체에 대한 잡음의 일정한 분산이 가정될 수 있다.
그런 다음, 시간 의존성이 제거된다:.
각각의 다중 접속 모델에 대한 필터 의 계산은 전술한 것들과 유사하므로, 여기에서 설명하지 않을 것이다.
5.4.2.1　주기적인 시간(또는 주파수) 송신 확산
전술한 바와 같이, 확산이 주기적일 때, 칩 인터리빙(110) 수단이 송신시에 사용되고, 따라서 역프로세싱(203)은 도 9를 참조하여 전술한 바와 같이 칩 디인터리빙을 포함한다.
변형예 1: 과부하 영역: 최소평균제곱오차 다중 사용자 검출
이 경우 필터는 다음 식을 갖는다.
변형예 2: 과부하 영역: 단일사용자 정합필터 검출
임의의 반복(i)을 통해, 최소평균제곱오차법에 의한 필터는 그것의 준 최적 단일사용자 정합필터에 의해 대체될 수 있다:
변형예 3: 비-과부하 영역
이 경우 필터는 다음 식을 갖는다:
5.4.2.2　주기적인 비주기적인 시간(또는 주파수) 송신 확산
이 경우, 역프로세싱(203)은 도 9 및 도 10을 참조하여 기술된 바와 같이 칩 디인터리빙을 포함할 수 있거나 또는 포함할 수 없다. T개의 (정규) 가우시안 등가 다중 접속 모델은 다음과 같이 기재된다:
단지 단일사용자 정합필터-유형 검출만 비주기적인 경우에 복잡성을 갖는다.
변형예 1: 과부하 영역
이 경우 필터는 다음 식을 갖는다:
변형예 2: 비-과부하 영역
이 경우 필터는 다음 식을 갖는다:
다른 가능한 등가의 변형예
단락 5.4.1 및 5.4.2에 설명된 변형예에도 불구하고, (도 9 또는 도 10 방법에 포함된 이들 두가지 검출 단계를 표현하는) 도 12a의 제2선형필터링(205)과 다중사용자간섭 재생성(213)에 비교되는 (도 12b를 참조하여 기술된) 제2선형필터링(205')과 다중사용자간섭 재생성(213')하는 방법에 대한 변형예도 있다.
도 12b를 참조하면, 여기에서 제2선형필터링(205')은 도 12a에서와 같이 그것의 하류에서보다는 다중사용자간섭 재생성(213')된 간섭의 제2간섭감산(204)의 상류에서 달성된다
사용된 제2필터 g'와 사용된 다중사용자간섭 재구성 행렬 b2'는 제2필터 g 와 항등식의 다음과 같은 조건
으로부터 사전 계산된 (도9 또는 도10 및 도12a를 참조한 전술한 기재 참조) 다중사용자간섭 재구성 행렬 (b 2 )로부터 간단히 추론될 수 있다.
그로부터 다음과 같이 추론한다:
5.5　채널 디코딩 수단을 갖는 확률 정보의 교환
K개의 필터를 갖는 제2선형필터링(205)의 출력을 기초로, q개의 로그 귀납적 확률(APP: a posteriori probability) 비율이 각각의 부호에 대해, 각각의 시간 n=0, ...L-1에서, 각각의 사용자 k=1, ..., K에 대해 가중치 출력 프로세싱(206)에서 계산된다. 이들 확률량은
와 같이 규정되고, 도 9, 도 10 및 도 13에서 Λ로 참조되거나, 또는
로 참조되며, 여기서
를 도입한다.
분자와 분모를 전개하면 다음과 같다.
확률은 다음과 같이 표현된다:
각각의 반복(i)시에, 채널 디코딩(209) 수단으로부터 방출된 다양한 부호의 비트에 대한 연역적 정보는 사전 도입된 로그 APP 비율의 형태로 사용 가능하고 유용하며, 그 표현은 다음과 같다:
충분히 큰 깊이의 공간-시간 인터리빙을 가정하면, 다음과 같이 기재된다.
그런 다음, 채널 디코딩(209) 수단을 위해 의도된 가중치 출력 프로세싱(206) 수단에 의해 전달된 각각의 비트에 대한 외적 정보는 식
으로부터 계산(207)된다.
그 다음, 모든 블록에 대한 모든 비트 외적 정보 로그 비율이 수집되고 적절히 다중화되고 디인터리빙되며 채널 디코딩(209) 수단으로 송신된다.
이러한 디코딩 수단은 (부호워드 v의 각각의 비트당 하나씩) 비트 내적 확률 로그 비율로 이루어진 유니크 벡터 를 인지한다. 그런 다음 디코딩은 가용성 출력 비터비 알고리즘 (flexible output Viterbi algorithm)과 같은 알고리즘을 사용하여 송신된 변조 데이터(또는 부호) 비트에 대한 정보 APP의 비율의 로그(λ)를 전달한다.
그런 다음, 이 로그(λ)를 기초로 다음과 같이 공식적으로 규정된 비트 외적 정보 로그 비율을 계산한다.
비트 인터리빙(208a 및 208b) 및 역다중화 이후에, 반복(i)을 통해 계산된 부호워드 외적 정보 로그 비율 은 후속하는 반복시에 부호 비트 APP 로그 비율 과 같다.
본 발명에 기재된 "수신"은 그것을 구현하기 위한 수신 방법뿐만 아니라 그것을 수행하기 위한 수신 시스템은 물론 그 수신 시스템이 포함되는 임의의 전송 시스템을 지칭한다.

Claims (33)

  1. 복수의 송신안테나와 복수의 수신안테나를 이용하여 주파수 선택형 채널 상에서 통신하기 위한 수신 방법에 있어서,
    수신안테나가,
    K개의 채널 상으로 변조되는 A단계;
    변조 데이터인 K차원 벡터에 대해 N×K 주기적 확산행렬(W) 또는 N×K 비주기적 확산행렬(W n )의 형태로 확산되는 B단계;
    T개의 송신안테나로부터 전송받는 C단계;
    를 송신중에 연속적으로 행하여 수신데이터를 처리하며,
    (T:송신안테나 개수, K>>T, N>>T, K와 N는 자연수)
    다중안테나간섭(MAI: multi-antenna interference) 및 부호간간섭(ISI: intersymbol interference) 추정값의 감산 이후에, 수신된 데이터를 처리하여 상기 B단계 이후 송신된 칩의 평가치()를 생성하는 T개의 제1선형필터링 수단을 매개로 복수의 수신안테나의 공간적 다양성을 고려하는 제1선형필터링(202, 202');
    송신된 변조데이터의 평가치()를 기초로 계산된 결과로부터, 재생성된 다중안테나간섭 및 부호간간섭의 추정값을 사용하는 제1간섭감산(201);
    상기 생성된 송신된 칩의 평가치()를 재편성하는, 상기 C단계에 대한 역프로세싱(203);
    다중사용자간섭(MUI: multi-user interference)의 평가치를 감산한 이후에 얻은 송신된 칩의 평가치()를 처리하여, 상기 B단계 이전에 송신된 변조데이터의 평가치()를 처리하는 K개의 제2선형필터링 수단을 매개로 복수의 수신안테나의 공간적 다양성을 고려하는 제2선형필터링(205, 205');
    송신된 변조데이터의 평가치()를 기초로 계산된 결과로부터, 재생성된 다중사용자간섭 추정값을 사용하는 제2간섭감산(204); 및
    상기의 송신된 변조데이터의 평가치()를 이용하여 계산된 결과를 기초로, 수신데이터로부터 다중안테나간섭 및 부호간간섭 추정값과 다중사용자간섭 추정값을 생성하여, 다음 과정인 제1간섭감산(201)과 제2간섭감산(204)에 각각 재귀적으로 사용되도록 하는 것;
    을 특징으로 하는 수신 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 B단계의 K가 N보다 큰 수인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 수신 방법은 각각의 안테나에 대해 독립적으로 이루어지며, 하나의 안테나당 복수의 채널을 이용하여 송신중에 상기 B단계 동안에 확산된 데이터를 처리하도록 구성되고, 주기적 확산행렬(W)과 비주기적 확산행렬(W n )은 안테나와 동일한 개수의 블록을 갖는 대각 블록 행렬이며, 또한 블록은 N/T 직교 코드들로부터 구성된 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  4. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 수신 방법은 N개의 직교 코드로부터 구성된 주기적 확산행렬(W)과 비주기적 확산행렬(W n )에 의해 송신시에 상기 B단계 동안에 확산된 데이터를 처리하도록 구성된 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  5. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1선형필터링에 사용되는 T개의 제1선형필터링 수단은 최소평균제곱오차법 (MMSE: minimizing the mean square error)에 따라 도출되며, 해당 채널에 대하여 시간 불변(invariant in time)인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  6. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1선형필터링에 사용되는 T개의 제1선형필터링 수단은 통상적으로 단일사용자 정합필터 (SUMF: single-user matched filter)로 지칭되는 정합필터인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  7. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1선형필터링에 사용되는 T개의 제1선형필터링 수단은 먼저 최소평균제곱오차법에 따라 도출되며, 그런 다음 반복을 통해 도출되는 정합필터(통상 단일사용자 정합필터로 지칭되는)가 되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  8. 청구항 1 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 주기적으로 이루어지고, 상기 C단계는 칩 인터리빙(chip interleaving)을 포함하며, 상기 제2선형필터링에 사용되는 K개의 제2선형필터링 수단은 최소평균제곱오차법에 의해 계산되고, 또한 상기 제2선형필터링에 사용되는 K개의 제2선형필터링 수단은 해당 채널에 대하여 시간 불변인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  9. 청구항 1 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2선형필터링에 사용되는 K개의 제2선형필터링 수단은 통상 단일사용자 정합필터로 호칭되는 정합필터인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  10. 청구항 1 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 주기적으로 이루어지고, 상기 C단계는 칩 인터리빙을 포함하며, 또한 상기 제2선형필터링에 사용되는 K개의 제2선형필터링 수단은 먼저 최소평균제곱오차법에 따라 계산되고(따라서 해당 채널에 대해 시간 불변임) 그런 다음 반복을 통해 도출되는 K개의 정합필터(통상 단일사용자 정합필터로 지칭되는)가 되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  11. 청구항 1 내지 청구항 10 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1선형필터링에 사용되는 T개의 제1선형필터링 수단은 상기 제1선형필터링(202) 이후에 신호대 잡음비(SNR: signal to noise ratio)를 최대화함으로써 복수의 수신안테나의 공간적 다양성을 특히 고려하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  12. 청구항 1 내지 청구항 11 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1선형필터링에 사용되는 제1선형필터링 수단과 상기 제2선형필터링에 사용되는 제2선형필터링 수단 중 적어도 하나는 슬라이딩 윈도(sliding window)를 사용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  13. 청구항 1 내지 청구항 12 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 비주기적으로 이루어지고, 상기 C단계의 프로세싱은 인터리빙 없이 T개의 송신안테나로의 다중화(multiplexing)를 포함하며, 또한 수신시의 상기 역프로세싱(203)은 N개의 채널로의 역다중화(demultiplexing)를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  14. 청구항 1 내지 청구항 12 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 C단계는 단일 채널로의 다중화, 칩 인터리빙 및 그런 다음의 T개의 송신안테나로의 역다중화를 포함하며, 수신시의 상기 역프로세싱은 단일 채널로의 다중화, 칩 디인터리빙 및 N개의 채널로의 역다중화를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  15. 청구항 1 내지 청구항 14 중 어느 한 항에 있어서,
    송신시에 데이터는 상기 A단계 이전에 코딩되며, 또한 수신시에 간섭 추정값을 생성하기 위해 상기 프로세싱은,
    송신된 변조 데이터의 평가치()를 프로세싱하고, 디코딩을 위해 사용 가능한 변조 데이터 비트 확률 정보를 생성하는 가중치 출력 프로세싱(206),
    상기 확률 정보로부터 확률량(λ)을 생성하기 위한 디코딩(209),
    상기 확률량(λ)을 기초로 다중사용자간섭 추정값을 생성하여, 후속하는 제2간섭감산(204)에 재귀적으로 사용하게 하는 다중사용자간섭 재생성(213, 213'), 및
    상기 확률량(λ)을 기초로 하여 상기 C단계의 프로세싱에 합치하는 합치 프로세싱(215)에 의해 다중안테나간섭 및 부호간간섭 추정값을 생성하여, 후속하는 제1간섭감산(201)에 재귀적으로 사용되게 하는 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재생성(216, 216')을 사용하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  16. 청구항 11에 있어서,
    상기 다중사용자간섭 재생성 및 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재생성은 송신된 변조 데이터의 추정값()으로부터 간섭 추정값을 생성하며, 또한 디코딩(209) 이후에 사전 가용적인 송신된 비트의 함수인 외적 정보(ξ)를 기초로 최소평균제곱오차법을 이용하여 상기 변조 데이터의 추정값()을 계산(212)하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  17. 청구항 1 내지 청구항 14 중 어느 한 항에 있어서,
    송신시에 데이터는 상기 A단계 이전에 코딩되고 인터리빙되며,
    수신시에 간섭 추정값을 생성하는 상기 수신 방법은,
    디코딩(209)으로부터 기인하는 송신된 변조 데이터의 평가치() 및 디코딩 통계(Π)의 평가치를 기초로 변조 데이터 비트당 통계(Λ)를 생성하는 가중치 출력 프로세싱(206);
    상기 생성된 확률량(Λ)으로부터 발견된 외적 통계 비트 레벨(Ξ)에서의 디인터리빙(208);
    상기 디인터리빙된 데이터()를 기초로 모든 비트에 대하여 확률량(λ)을 생성하는 가중치 입출력 디코딩(209);
    확률량(λ)으로부터 발견된 외적 통계 비트 레벨(ξ)에서 인터리빙되고, 그에 따라 인터리빙된 신규 디코딩 통계(Π)가 가중치 출력 프로세싱(206)의 후속하는 단계로 재귀적으로 송신되는 외적 인터리빙(211a 내지 211b);
    상기 외적 인터리빙된 통계(Π)로부터 최소평균제곱오차법으로 계산된 송신된 변조 데이타의 추정값()을 기초로 다중사용자간섭 추정값을 계산(212)하여, 후속하는 제2간섭감산(204)에 재귀적으로 사용되게 하는 다중사용자간섭 재생성(210, 210'); 및
    상기 C단계의 프로세싱에 합치하는 합치 프로세싱(215)에 의해, 송신된 변조 데이터의 추정값()을 기초로 다중안테나간섭 및 부호간간섭 추정값을 생성하여, 후속하는 제1간섭감산(201)에 재귀적으로 사용되게 하는 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재생성(216, 216');
    을 사용하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  18. 청구항 15 내지 청구항 17 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디코딩(209) 이후에 상기 확률량(λ)은 변조 데이터 비트 정보의 선험적 확률의 비율의 로그값인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  19. 청구항 1 내지 청구항 18 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디코딩(209)은 가중치 입출력을 갖는 비터비(Viterbi) 알고리즘에 의해 상기 확률량(λ)을 계산하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  20. 청구항 1 내지 청구항 19 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 주파수 영역에서 이루어지며, 또한 수신 이전의 전송은 다중 반송파(multi-carrier) 유형인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  21. 청구항 1 내지 청구항 19 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 시간 영역에서 이루어지며, 또한 수신 이전의 전송은 단일 반송파(single-carrier)유형인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  22. 복수의 송신안테나를 포함하며, K개의 채널 상으로 변조되고 변조 데이터의 K차원 벡터에 대한 N×K 주기적 확산행렬(W) 또는 N×K 비주기적 확산행렬(W n )에 의해 확산시키는 송신시스템;
    주파수 선택형 전송채널; 및
    복수의 수신 안테나를 구비하여, 청구항 1 내지 청구항 21에 따른 수신 방법을 구현하도록 구성된 수신시스템;
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
    (T:송신안테나 개수, K>>T, N>>T, K와 N은 자연수)
  23. 복수의 송신안테나와 복수의 수신안테나를 이용하여 주파수 선택형 채널 상에서 통신을 하기 위한 수신 시스템에 있어서,
    수신안테나가,
    K개의 채널 상으로 변조되는 A단계;
    변조 데이터인 K차원 벡터에 대해 N×K 주기적 확산행렬(W) 또는 N×K 비주기적 확산행렬(W n )로 시간적 또는 주파수적으로 확산되는 B단계;
    T개의 송신안테나로부터 전송되도록 프로세스되는 C단계;
    를 송신중에 연속적으로 행하여 수신데이터를 처리하며,
    (T:송신안테나 개수, K>>T, N>>T, K와 N은 자연수)
    다중안테나간섭(MAI: multi-antenna interference) 및 부호간간섭(ISI: intersymbol interference) 추정값의 감산 이후에 적용 가능하며, 수신 데이터를 처리하여 상기 B단계의 확산 이후에 송신된 칩의 평가치()를 생성하도록 구성되며, 또한 복수의 수신안테나의 공간적 다양성을 고려하는 T개의 제1선형필터링(202, 202') 수단;
    상기 T개의 제1선형필터링 수단의 상류 또는 하류에서, 사전 필터링에 의해 생성된 송신된 변조 데이터의 평가치()를 기초로 계산된 결과로부터 사전 재생성된 다중안테나간섭 및 부호간간섭의 평가치를 사용하는 제1간섭감산 수단;
    상기 칩의 평가치()를 재편성시키는 상기 C단계에 대한 역프로세싱(203) 수단;
    다중사용자간섭(MUI: multi-user interference)의 추정값을 감산한 이후에 적절하며, 송신된 칩의 평가치()를 처리하여 상기 B단계의 확산 이전에, 송신된 변조 데이터의 평가치()를 생성하도록 구성되며, 복수의 수신안테나의 공간적 다양성을 고려하는 K개의 제2선형필터링(205, 205') 수단;
    송신된 변조 데이터의 평가치()를 기초로 계산된 결과로부터, 재생성된 다중사용자간섭 추정값을 사용하는 제2간섭감산(204) 수단; 및
    송신된 상기 변조 데이터의 평가치()를 이용하여 계산된 결과를 기초로, 수신 데이터로부터 다중안테나간섭 및 부호간간섭 추정값 및 다중사용자간섭 추정값을 생성하여, 후속하는 제1간섭감산(201) 수단과 제2간섭감산(204) 수단에 각각 재귀적으로 사용되도록 하는 프로세싱 수단;
    를 포함하여 반복적으로 이용되도록 구성된 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  24. 청구항 23에 있어서, 상기 T개의 제1선형필터링 수단은 최소평균제곱오차법(MMSE)을 따르는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  25. 청구항 23에 있어서, 상기 T개의 제1선형필터링 수단은 통상 단일사용자 정합필터(SUMF)로 호칭되는 정합필터인 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  26. 청구항 23에 있어서, 상기 T개의 제1선형필터링 수단은 먼저 최소평균제곱오차법에 따르며, 또한 반복을 통하여 통상 단일사용자 정합필터로 호칭되는 T개의 정합필터로 되는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  27. 청구항 23 내지 청구항 26 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 주기적으로 이루어지고, 상기 C단계는 칩 인터리빙을 포함하며, 상기 K개의 제2선형필터링 수단은 최소평균제곱오차법에 의해 계산되고, 또한 상기 K개의 제2선형필터링 수단은 해당 채널에 대해 시간 불변인 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  28. 청구항 23 내지 청구항 26 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 K개의 제2선형필터링 수단은 (통상 단일 사용자 정합 필터로 호칭되는) 정합 필터인 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  29. 청구항 23 내지 청구항 26 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 주기적으로 이루어지며, 상기 C단계는 칩 인터리빙을 포함하며, 또한 상기 K개의 제2선형필터링 수단은 먼저 최소평균제곱오차법에 의해 계산되며, 해당 채널에 대해 시간 불변이고, 반복을 통하여 (통상 단일 사용자 정합 필터로 호칭되는) K개의 정합 필터가 되는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  30. 청구항 23 내지 청구항 29 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 B단계의 확산은 비주기적으로 이루어지고, 상기 C단계의 프로세싱은 T개의 송신안테나로의 다중화를 포함하며, 또한 상기 C단계에 대한 역프로세싱(203) 수단은 N개의 채널로의 역다중화 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  31. 청구항 23 내지 청구항 29 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 C단계의 프로세싱은 단일 채널로의 다중화, 칩 인터리빙 및 T개의 송신안테나로의 역다중화를 포함하며, 또한 상기 C단계에 대한 역프로세싱(203) 수단은 단일 채널로의 다중화 수단, 칩 디인터리버 및 N개의 채널로의 역다중화 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  32. 청구항 23 내지 청구항 31 중 어느 한 항에 있어서,
    송신시에 데이터는 상기 A단계 이전에 코딩되며, 또한 수신시에 간섭 추정값을 생성하는 상기 프로세싱 수단은,
    송신된 변조 데이터의 평가치()를 프로세싱하며 디코더에 의해 사용 가능한 변조 데이터 비트 확률 정보를 생성하는 가중치 출력 프로세싱(206) 수단;
    상기 확률 정보로부터 확률량(λ)을 생성하는 디코딩(209) 수단;
    이 확률량(λ)을 기초로 다중사용자간섭 추정값을 생성하여, 제2간섭감산(204) 수단으로 재귀적으로 송신시키는 다중사용자간섭 재생성(213, 213') 수단; 및
    상기 C단계의 프로세싱에 합치하는 합치 프로세싱(215)에 의해 확률량(λ)으로부터 다중안테나간섭 및 부호간간섭 추정값을 생성하여, 제1간섭감산(201) 수단에 재귀적으로 송신시키는 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재생성(216, 216') 수단;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
  33. 청구항 23 내지 청구항 31 중 어느 한 항에 있어서,
    송신시에 데이터는 상기 A단계 이전에 코딩되고 인터리빙되며, 또한 수신시에 간섭 추정값을 생성하는 상기 수신 시스템은,
    디코딩(209) 수단으로부터 디코딩 통계(Π)를 생성하며, 송신된 변조 데이터의 평가치()로부터 각각의 변조 데이터 비트에 대한 통계(Λ)를 생성하는 가중치 출력 프로세싱(206) 수단;
    사전 생성된 확률량(Λ)으로부터 얻어진 외적 통계(Ξ)의 비트 레벨에서의 디인터리빙(208) 수단;
    모든 비트에 대하여 확률량(λ)을 생성하는 방식으로 디인터리빙된 데이터()로부터 생성하는 단일 가중치 입출력 디코딩(209) 수단;
    확률량(λ)으로부터 발견된 외적 통계(ξ)의 비트 레벨에서 인터리빙하며, 인터리빙에 의한 신규 통계(Π)는 다음 단계의 가중치 출력 프로세싱(206) 수단에 재귀적으로 송신되는 통계 인터리빙(211a 내지 211b) 수단;
    상기 신규 인터리빙된 통계(Π)로부터 최소평균제곱오차법에 의해 계산된 송신된 변조 데이터의 평가치()를 기초로 다중사용자간섭 추정값을 생성하며, 다중사용자간섭 추정값은 제2간섭감산(204) 수단으로 재귀적으로 송신되는 다중사용자간섭 재생성(210, 210') 수단; 및
    상기 C단계의 프로세싱에 대한 합치 프로세싱(215)에 의해, 송신된 변조 데이터의 추정값()을 기초로 다중안테나간섭 및 부호간간섭 추정값을 생성하여, 제1간섭감산(201) 수단에 재귀적으로 송신시키는 다중안테나간섭 및 부호간간섭 재생성(216, 216') 수단;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 시스템.
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