JP4754556B2 - Ｍｉｍｏチャンネル上のｃｄｍａ通信システムのための独立の反復チップの均等化及びマルチユーザ検出 - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル通信の分野に関する。本発明は、性能／複雑さの妥協点を最適化するのと同時に周波数選択性ＭＩＭＯチャンネル上で伝送されるディジタル・データを効率的にデコーディングする方法に関する。図１は、時刻ｎにおいて信号ｘ［ｎ］を出力するＴ送信アンテナを有する送信器１００と、時刻ｎにおいて信号ｙ［ｎ］を受信するＲ受信アンテナを有する受信器２００との間の周波数選択性ＭＩＭＯチャンネル３００上での全体の送信方法を示す。

特定の拡散コードを割り付けることによって同じチャンネルへの多数のユーザのアクセス（ＣＤＭＡ）を管理する任意の通信システムは、ユーザ間のマルチユーザ干渉（ＭＵＩ）によって容量において制限される。本発明の文脈においては、送信は、多数の送信アンテナによって引き起こされる空間マルチアンテナ干渉（ＭＡＩ）及びチャンネルの周波数選択性によって引き起こされる符号（シンボル）間干渉（ＩＳＩ）のような他の種類の干渉を発生しがちなチャンネル上で予想される。受信に関しては、これらの種々の種類の干渉は累積し、有用な情報を回収するのを困難にする。

１９８０年にＳ．Ｖｅｒｄｕによって行われた草分け的な仕事は、固定された負荷（チップ当りのユーザの数）に対する性能を改善するために、または固定された性能に対する負荷を改善するために、マルチユーザ干渉（ＭＵＩ）、マルチアンテナ干渉（ＭＡＩ）及び符号（シンボル）間干渉（ＩＳＩ）の構造的な特性を利用する利点を明瞭に示した。

漸近的な状態下で分析的に評価され得る、一層多いまたは一層少ない負荷を支援することができる多くの型の検出器が研究されてきた。繰返し技術に頼ること無しでは、これらの検出器の性能は、（コーディングのあるまたはコーディングの無いシステムのための）最大尤度（ＭＬ）検出器の性能にははるかに及ばない。

干渉の線形繰返し相殺に基づく非線形ＬＩＣ−ＩＤ検出器のクラスは、このように、性能及び複雑さ間のすぐれた妥協点を提供する。ＬＩＣ−ＩＤ検出器は、以下の機能、すなわち：線形フィルタリング、（その性質にかかわりなく）干渉の重み付けされた再発生、受信された信号から再発生された干渉の差し引き、を用いている。それらは、各新しい試みと共に単調な態様で増加する信頼性をもって、送信変調されたデータ（またはシンボル）に関する決定を出す。（ブロック・レベルにおける）ＩＳＩを除去するよう意図されているＬＩＣ−ＩＤ検出器は、線形イコライザ（等価器）の複雑さと同様の計算の複雑さをもって最適なＭＬ検出器の性能を漸近的に達成する。ＭＵＩを減少するよう意図されているＬＩＣ−ＩＤ検出器は、単純な線形検出器の複雑さに匹敵し得る計算の複雑さをもって最適なＭＬ検出器の性能に近似する。

ＬＩＣ−ＩＤ検出器の顕著な特徴は、それらがチャンネル・デコーダによって出力されるハードなもしくは重み付けされた決定と容易に結合され得ることであり、それ故、データの分離かつ反復的な検出及びデコーディングを行う。

周波数選択性ＭＩＭＯチャンネル上で伝送する（ＭＵＩによる仮定により）過負荷されたＣＤＭＡシステムにとっては、干渉のレベルは、ＬＩＣ−ＩＤ受信器を用いることが不可欠であることが分かるというようなものである。反復的な戦略が選択されたならば、反復的な処理をできるだけ単純化することによってのみ、受信器の複雑さは、減少されて合理的なものとされ得る。ＬＩＣ−ＩＤ検出器は、参考文献［１］（以下を参照）においてはＩＳＩに対し及びＭＵＩに対し別々に処理され、参考文献［２］（以下を参照）においてはＩＳＩ＋ＭＵＩの場合において処理される。

［１］Ａ．Ｍ Ｃｈａｎ， Ｇ．Ｗ Ｗｏｒｎｅｌｌ，“Ａ Ｎｅｗ Ｃｌａｓｓ ｏｆ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｂｌｏｃｋ−Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”，ＩＥＥＥ Ｊ．ＶＬＳＩ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ （Ｓｐｅｃｉａｌ Ｉｓｓｕｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ），ｖｏｌ．３０，ｐｐ．１９７−２１５，Ｊａｎ．−Ｍａｒ．２００２．

［２］Ｗ．Ｗａｎｇ， Ｖ．Ｈ．Ｐｏｏｒ，“Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ（Ｔｕｒｂｏ）Ｓｏｆｔ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｃｏｄｅｄ ＣＤＭＡ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ．ＣＯＭ−４７，ｎｏ．９，ｐｐ．２３５６−２３７４，Ｓｅｐｔ．１９９９．

それらのＭＵＩ＋ＭＡＩ＋ＩＳＩへの一般化は、特に、特別大きい行列に関する計算を含め、行われるべき処理の複雑さ故に、未解決の研究課題を構成している。

送信時の種々のユーザ間に直交の仮定が存在する場合には、１つの誘惑的な方法は、マルチユーザ検出での任意の試みの前にチップ・レベルにおいて直交性を再創設することである。最適なマルチユーザ検出は、次に、各ユーザに整合するフィルタのバンクということになる。周波数―選択性ＳＩＳＯチャンネル上で伝送する過負荷されないＣＤＭＡ通信モデルのための文献［３］（以下を参照）において展開されたこの方法は、例えば、非周期的拡散が考慮される場合には最適なものであるということが分かっている。

［３］Ｍ．Ｌｅｎａｒｄｉ， Ｄ．Ｔ．Ｓｌｏｃｋ，“Ａ Ｒａｋｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｒａｃｅｌｌ Ｉｎｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｗｉｔｈ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｃｏｄｅｓ，”ＩＥＥＥ ＶＴＣ，ｐｐ．４３０−４３４，２０００．

本発明は、周波数―選択性ＭＩＭＯチャンネル上で伝送する過負荷されたＣＤＭＡ通信モデルを考慮することにより、上述の参考文献の枠組みを超えるものである。

本発明の第１の態様は、請求項１乃至２１のいずれかに記載の受信方法を提案するものである。

本発明の第２の態様は、請求項２２に記載の送信システムを提案するものである。

本発明の第３の態様は、請求項２３乃至３３のいずれかに記載の受信方法を提案するものである。

本発明の目的は、送信器においてＣＳＩがなく（すなわち、チャンネルの状態に関する情報がない）かつ受信器においてＣＳＩの完全な知識があるという一般的な仮定の上で、周波数選択性ＭＩＭＯチャンネル（Ｔ送信アンテナ及びＲ受信アンテナ）上での“マルチコード”ＣＤＭＡ送信（Ｋ＞Ｔ）及び／または過負荷ＣＤＭＡ送信（Ｋの潜在的ユーザまたはストリーム、拡散係数Ｎ＜Ｋ）のための受信器を提案することである。該受信器は、固定スペクトル効率及び信号対雑音比（ＳＮＲ）における最高に可能なサービス品質、並びに固定のサービス品質、帯域及びＳＮＲにおける最高の可能な使用可能ビット・レートを得るために、単純な機構及び技術の組み合わせに基づいている。

このため、本発明は、以下の手段を備える装置を提案している：
ＭＡＩ＋ＩＳＩの無いという仮定でＫの潜在ユーザを有する多重アクセス・モデルが受信時にリフォームされる場合に、チップに影響を与えるノイズのサンプルの時間的逆相関（ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を保証するための手段であって、ＭＩＭＯチャンネルまたは非周期的拡散に渡って送信の前にチップ・インターリービングを備えた前記手段。チップ・インターリービングは、内部線形非周期的コーディングのために必要ではないけれども、それはオプションとして残される、ということに留意されたし。

本発明は、種々の送信アンテナから来るデータを受信するデータ検出器を含む均等化及び反復性デコーディング装置を提案するものであり、以下を備える：
・ 各送信アンテナごとにＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉を処理し、Ｒの受信アンテナによって提供される空間ダイバーシティを用いて送信されたチップに関する統計値を生成する第１の線形フィルタリング；
・ 各送信アンテナと関連した任意の線形フィルタリングの前または後で、送信変調されたデータ（またはシンボル的なデータ）の利用可能な評価から当該アンテナのために再生成されたＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉を受信された信号から減算するための手段；
・ 種々のチップに影響を与える追加のノイズがガウスの白色ノイズであると仮定されている、Ｋの潜在ユーザを有する多重アクセス・システムに、均等化されたチップを再順番付けするための手段；
・ 前以て均等化されかつ再順番付けされているチップに基づいてＭＵＩ干渉を処理し、そしてＫの潜在ユーザの各々によって送信されたシンボル的なデータに関する統計値を生成する第２の線形フィルタリング；
・ 各ユーザに対する任意の線形フィルタリングの前または後で、送信されたシンボル的なデータの利用可能な評価から当該ユーザのために再生成されたＭＵＩ干渉を観察された信号から減算するための手段；
・ これらの統計値を処理して、外部デコーディングのために使用可能な確率的ビット情報を生成するための手段；
・ （平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にするという規準の意味において）送信されたシンボル的なデータの評価の計算のために関連した、外来情報と称される確率的情報を生成することができる、重み付けされた入力及び出力を有する外部のデコーディング；
・ 外部デコーダを、ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再生成器及びＭＵＩ干渉再生成器の双方で再帰的に連結するための手段。

本発明の他の特徴及び長所は、添付図面を参照して読まれるべきである、完全に説明のためのものでありかつ非制限的なものである、以下の記載から明らかになるであろう。

１．送信器の一般構造
受信は、高スペクトル効率の変調／コーディング機構と、拡散スペクトル変調の使用及び多数の送信及び受信アンテナの使用に基づく高適合性容量とによって限定され得る送信モードに密接に関連している。提案された解決法は、送信チャンネルの情報が無く（ｎｏ ＣＳＩ）、受信チャンネル（ＣＳＩ）の完全な情報があるという仮定に関係している。本発明の第３の実施形態を紹介するために、通信モデルを以下に簡単に説明する。

図２及び図５を参照すると、有用なディジタル・データが収集されて、送信ディジタル・データ・ソース１０１を構成するＫ_ｏビットのメッセージｍにグループ化される。各メッセージｍにおいて、Ｎ_ｏ×Ｋ_ｏ発生器行列Ｇ_ｏを有しかつＦ_２上に構成される線形外部コードＣ_ｏは、１０２において、以下の行列式によって限定される長さＮ_ｏビットのコード・ワードｖを割り当てる：

外部コーディングの収率（ｙｉｅｌｄ）は、

である。

コード・ワードの長さＮ_ｏは、以下の式によってシステムの種々のパラメータに関連付けられる：

ここに、Ｋは、潜在的ユーザの全数を示し、Ｌは、（シンボル時間における）パケットの長さを示し、ｑは、変調シンボルごとのビットの数を示す。コードは、任意の型のものであって良く、例えば、通常のコード、ターボコード（turbocode）、ＬＤＰＣコード、等であって良い。多重アクセス型の構成において、メッセージｍは、異なったソースからの複数の多重化されたメッセージにある。コーディングは、各構成要素メッセージ上に独立的に行われる。コード・ワードｖは、生成された種々のコード・ワードの連鎖１０３から帰結する。

コード・ワードｖは、ビット・レベルにおいて動作し、適切な場合には特別な構造を有するインターリーバ１０４に送られる。多重アクセス型の構成においては、インターリービングは、次々に置かれた種々のコード・ワードにピースごとに作用する。このインターリーバの出力は、インテガ（ｉｎｔｅｇｅｒｓ：完全数）と呼ばれるｑビットのＫＬ集合に分割される。

インテガ（ｉｎｔｅｇｅｒｓ）のストリームは、Ｋ個の別々のチャンネル上に逆多重化され（１０５）、ここに、Ｋは、送信アンテナの数Ｔよりも断然に大きいよう任意に選択され得る。この動作からの出力は、Ｋ×Ｌのインテガ（完全数）行列Ｄである。この行列ＤのＬ列ｄ［ｎ］ｎ＝０，．．．，Ｌ−１は、以下の構造を有する。

ここに、構成要素インテガｄ_ｋ［ｎ］ｋ＝１，．．．，Ｋは、それ自体以下のように構成される：

図３、４、６、または７を参照すると、行列Ｄのインテガｄ_ｋ［ｎ］は、次に、変調テーブル

を介して収率変調されたデータ、すなわち、

要素を有するコンステレーション

の一層正確な複素（ｃｏｍｐｌｅｘ）シンボルｓ_ｋ［ｎ］に個々に変調される。これは、インテガ行列ＤをＫ×Ｌの複素行列Ｓに変換し、該複素行列ＳのＬ列ｓ［ｎ］ｎ＝０，．．．，Ｌ−１は、以下のように構成される。

以下の逆の関係を特定することが有用である。

この後に、データの内部線形コーディング（または拡散）が続く。送信者の構造上に及び受信上の線形フロント・エンドの特性上に影響を与え得る内部線形コーディングの発生器行列Ｗ（一層詳細には、複合体上の内部線形コーディングの発生器行列）の定義に関しては、幾つかの選択肢がある。

・ 周期拡散（または内部線形コーディング）、ここに、Ｗは、各シンボル時間において再度用いられる。多重アクセス・システムが均等化後にリフォームされるときに、チップに影響を与えるノイズのサンプルの瞬時逆相関を保証するために、チップ・インターリービングが、ＭＩＭＯチャンネルを介する送信の前に適用されなければならない。

・ 非周期拡散（または内部線形コーディング）、ここに、Ｗ_ｎは、シンボル時間に明白に依存する。非周期拡散は、多重アクセス・システムが、均等化後にリフォームされるとき、チップに影響を与えるノイズのサンプルの瞬時逆相関を保証する。チップ・インターリービングは、もはや必要ではないが、選択肢は残される。

さらに、拡散は、空間―時間（または空間―周波数）拡散であって良く、または、各アンテナごとにそれが独立的に行われるならば、単に時間（または周波数）拡散であって良い。

１．１ 過負荷状態下での空間―時間（または空間―周波数）拡散（または内部線形コーディング）
図３または図４を参照して、ここでは、非周期的空間―時間（または空間―周波数）拡散が行われるものと仮定する。

空間―時間（または空間―周波数）拡散は、Ｎ×Ｋの内部コーディング行列Ｗ_ｎ（これは周期的文脈においてはＷで示される）によって各行列Ｓごとに行われ、ここに、：

である。

この生成行列は、また、拡散行列とも呼ばれる。例えば、この行列は、拡散因子Ｎを有するＮの直交拡散コードから構成されるよう考慮され得る。従って、この内部線形コーディングは、この場合、拡散因子Ｎを有する空間−時間（空間−周波数）拡散に対応する。システムの内部コーディング収率（ｙｉｅｌｄ）（または負荷）は、比：

である。

生成行列Ｗ_ｎによるシンボル・ベクトルｓ［ｎ］の１０８における乗算は、ベクトル：

を生成する。この関係は、また、行列レベルにおいて：

とも書かれ得る。

１．１．１ チップ・インターリービングが後続する拡散
チップ・インターリービングは、拡散が、本発明による受信を履行することが（あとで）できるために周期的である（Ｗ＝Ｗ_ｎ）場合に必要である。

図４を参照すると、チップ・ベクトルｚ［ｎ］ｎ＝０，．．．，Ｌ−１は、１０９においてチップの単一ストリームに多重化される。チップ・ストリームは、次に、チップ・インターリーバー１１０を駆動し、その出力は、１１１において、Ｔの別々のチップ・ストリーム（各送信アンテナに対して１つ）に逆多重化される。この動作の効果は、Ｎ×Ｌチップ行列ｚ：

を、Ｔ×ＬＳ_Ｆチップ行列ｘ：

に変換することであり、その列ｘ［ｌ］ｌ＝０，．．．，ＬＳ_Ｆ−１は、ＭＩＭＯチャンネルの入力：

を構成する。

１．１．２ チップ・インターリービングが後続しない拡散
図３を参照すると、チップ・ベクトルｚ［ｎ］ｎ＝０，．．．Ｌ−１は、Ｔの別々のチップ・ストリーム（１１１、各送信アンテナごとに１つ）に逆多重化される。この動作の効果は、Ｎ×Ｌのチップ行列ｚ：

を、Ｔ×ＬＳ_Ｆチップ行列ｘ：

に変換することであり、その列ｘ［ｌ］ｌ＝０，．．．，ＬＳ_Ｆ−１は、ＭＩＭＯチャンネルの入力：

を構成する。

１．２ 時間（または周波数）拡散（内部線形コーディング）

ＵＭＴＳ規格のＨＳＤＰＡモードと適合した図６または図７に示された本発明の変形例においては、長さＳ_ＦのＳ_Ｆ直交コードがある。パラメータＮは、常にＴの倍数：

である。

Ｓ_Ｆの利用可能なコードは、各送信アンテナにおいて再使用される（これは、コード再使用原理である）。各アンテナごとに独立して行われる拡散は、周期的もしくは非周期的時間（または周波数）拡散である（周期的な文脈においてＷ＝Ｗ_ｎ）。

このことは、ＫもＴの倍数：

であるということを課する。本発明を制限するものではないこの条件は、内部コーディング収率（負荷）に対して新しい表現：

をもたらす。

生成行列Ｗ_ｎは、ブロック対角構造：

を有し、該生成行列のブロック

は、寸法Ｓ_Ｆ×Ｕを有するアンテナｔと関連している。

図５を参照すると、時刻ｎにおいて送信された（１０２においてコード化されかつ１０４においてインターリービングされた後に１０５において逆多重化された）整数ベクトルｄ［ｎ］は、以下の特別の構造：

を有し、それにおいて、シンボル・ベクトルｄ^（ｔ）［ｎ］ｔ＝１，．．．，Ｔは、それら自体、以下のように定義される：

図５を参照すると、この多重化されたデータｄ［ｎ］の変調１０７は、以下の特別の構造を有する時刻ｎにおいて送信される変調されたデータ（またはシンボル）ベクトルをもたらす：

ここに、シンボル・ベクトルｓ^（ｔ）［ｎ］ｔ＝１，．．．，Ｔは、それら自体以下のように定義される：

シンボル・ベクトルｓ［ｎ］の生成行列Ｗ_ｎによる乗算１０８は、ベクトル：

を生成し、これはまた、特別の構造：

を有し、ここに、チップ・ベクトルｚ^（ｔ）［ｎ］ｔ＝１，．．．，Ｔは、それら自体、以下のように定義される：

１．２．１ チップ・インターリービングが後続する拡散
チップ・インターリービングは、拡散が、本発明による受信を履行することが（あとで）できるために周期的である（Ｗ＝Ｗ_ｎ）場合に必要である。

図７を参照すると、チップ・ベクトルｚ［ｎ］ｎ＝０，．．．，Ｌ−１は、１０９においてチップの単一ストリームに多重化される。チップ・ストリームは、次に、チップ・インターリーバー１１０を駆動し、その出力は、１１１において、Ｔの別々のチップ・ストリーム（各送信アンテナに対して１つ）に逆多重化される。この動作の効果は、Ｎ×Ｌチップ行列ｚ：

を、Ｔ×ＬＳ_Ｆチップ行列ｘ：

に変換することであり、その列ｘ［ｌ］ｌ＝０，．．．，ＬＳ_Ｆ−１は、ＭＩＭＯチャンネルの入力：

を構成する。

１．２．２ チップ・インターリービングが後続しない拡散
図６を参照すると、チップ・ベクトルｚ^（ｔ）［ｎ］は、次に、１０９−ｔにおいて送信アンテナｔ上に多重化される。

この送信変形例において、空間ダイバーシティの回収は、（１０２における）コードＧ_０及び（１０４における）外部ビット・インターリービングを介して行われることが認められるであろう。拡散コードの長さと共に増加することが知られている過負荷容量は、より低い。

送信方法は、空間−時間コードの一般クラスに自然に適合する。（チャンネルの使用ごとのビットにおける）システムのスペクトル効率は、制限された帯域の理想的なナイキスト・フィルタを仮定すると

い等しい。

実際、第２の整形フィルタは、ナルでないオーバーフロー因子（ロールオフ）εを有する。受信器において、この送信フィルタにマッチしたフィルタは、すべての受信アンテナのために用いられ得る。チャンネル推定並びにタイミング及びキャリア同期機能は、チャンネルのインパルス応答の係数がチップ時間（離散ベースバンドにおいて離散時間に等しいチャンネル）に等しい量だけ規則正しく間を置かれるように、履行されるということを仮定している。この仮説は合法的であり、εが小さいときに１／Ｔ_ｃによって近似され得るレート（１＋ε／Ｔ_ｃ）でサンプリングを課するシャノンのサンプリング定理である。直接の一般化が、１／Ｔ_ｃの倍数に等しいサンプリング・レートのために以下に与えられる表現に対して可能である。

２． チャンネル・モデル
送信は、多重入力及び多重出力（ＭＩＭＯ）を有する周波数選択性Ｂブロック・チャンネル：

上で行なわれる。

チャンネルＨ^（ｂ）は、取り決め：

でＬ_ｘチップに渡って一定であると仮定される。

チップ行列ｘは、Ｂの別々のＴ×Ｌｘチップ行列Ｘ^（１），．．．，Ｘ^（Ｂ）（もし必要ならば物理的なゼロもしくはクアード（ｑｕａｒｄ）時間で右及び左上に穴埋めされた）にセグメント化され得、各行列Ｘ^（ｂ）は、チャンネルＨ^（ｂ）が見える。

Ｂブロック・モデルの極端な場合は以下の通りである：

チップの番号を付け替えることは、各ブロック内で適用される。

２．１ 畳込みチャンネル・モデル
任意のブロック・インデックスｂに対して、離散時間ベースバンド等価チャンネル・モデル（チップ・タイミング）は、形態：

におけるチップ時間１において受信ベクトル

を書き込むために用いられる。ここに、Ｐは、（チップにおける）チャンネルの制約長さであり、

は、チップ時間１において送信されるＴチップの複素ベクトルであり、

は、ｂでインデックスされたブロックＭＩＭＯチャンネルのインパルス応答のｐでインデックスされた行列係数であり、

は、複素相加性雑音ベクトルである。複素相加性雑音ベクトルｖ^（ｂ）［ｌ］は、ゼロ平均及び共分散行列σ^２Ｉと円形対称のＲ次元ガウス法に従って独立してかつ同一的に配分されるよう仮定されている。インパルス応答のＰ係数は、Ｒ×Ｔの複素行列であり、その入力は、送信アンテナ間に等しく配分された電力を有するシステムの場合においては、ゼロ平均を有しかつ全体的な電力の正規化の制約を満足する共分散行列：

を有する同一的に配分された独立のガウス入力である。これらの仮定を与えると、ＭＩＭＯチャンネルの係数の相関行列の固有値は、ウイシャート（Ｗｉｓｈａｒｔ）配分に一致する。送信アンテナへの電力の等しい配分は、送信チャンネルの知識が無い（ｎｏ ＣＳＩ）場合において合法的な電力割付け方法であることが強調される。

２．２ ブロック行列チャンネル・モデル
データ・デコーディング・アルゴリズムを誘導するために、タイプ：

のセットに関する行列系を示さなければならない。ここに、

であり、

は、チャンネルのためのシルヴェスタ行列：

である。

２．３ スライディング・ウィンドウ行列チャンネル・モデル
実際、寸法を減らすために、スライディング・ウィンドウ・モデルが、長さ：

について使用される。

以下の新しいシステムが得られる：

ここに：

であり、

は、チャンネル３００のためのシルヴェスタ行列：

である。

３． 多重経路ＭＩＭＯチャンネルの単一搬送波送信（ＨＳＤＰＡ）
ここでは、ビット・レートは非常に高く、チャンネルのコヒーレンス時間は長く、従って、

であると仮定される。ＵＭＴＳ規格のＨＳＤＰＡに対して、チャンネルは、準静的、すなわち、Ｂ＝１である。

４． 多重経路ＭＩＭＯチャンネルの多重搬送波送信（ＭＣ−ＣＤＭＡ）
拡散（もしくは内部線形コーディング）は、空間−周波数拡散もしくは周波数拡散である。図８を参照して、送信ＩＦＦＴ１２０及び受信ＦＦＴ２２０の誘導は、（インターリービングを無視して）周波数選択性ではない等価チャンネル（円形プリフィックス、次に、フーリエ・バースでレンダリングされた対角線を用いた循環行列によってモデル化されたチャンネル）をもたらすということが当業者には良く知られている。従って、各搬送波は、フラットなＭＩＭＯチャンネルを見る。前述した数学的表現を用いて、ＦＦＴ後のチャンネルは、非選択性のＢ−ブロック・チャンネル（Ｐ＝１）として見られ得る。フィルタを計算するためのスライディング・ウィンドウの幅は、Ｌ_Ｗ＝１である。

５． 受信器２００の一般構造
反復的受信器２００は、引き続く干渉相殺ステージに分割される。第１のステージは、チップ・レベルにおけるＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉を相殺し、すべてのアンテナに渡るユーザのグループ内で直交性を再創設することを試みる。第２のステージは、ユーザのグループ内に直交性が再創設されると、ＭＵＩ干渉を相殺する。２つのステージは、数回活性化される。問題のスケールが与えられると、ウィーナ・フィルタ（ＭＭＳＥ規準）または単純な（単一ユーザ）整合フィルタに基づく線形方法だけが考えられる。双方の場合において、フィルタリングの前後で、干渉の重み付けされたバージョンが除去される。

５．１ 送信シンボルのＭＭＳＥ評価
任意の反復ｉ時、送信シンボルのビット（変調データとも称す）に関する対数比を介して表現されたデータ：

の演繹的な（ａ ｐｒｉｏｒｉ）知識が仮定される。

規約により、これらの比は第１の反復時には値０を有する。

図９または図１０を参照すると、この演繹的な（ａ ｐｒｉｏｒｉ）情報に基づき、時刻ｎ＝０，．．．，Ｌ−１においてユーザｋ＝１，．．．，Ｋによって送信されるシンボルｓ_ｋ［ｎ］の、ＭＭＳＥ規準の意味での、評価の行列

が２１２において発見され得る。シンボルの評価は、以下のように表現される：

深い空間−時間インターリービングでもって、シンボルのための演繹的な（ａ ｐｒｉｏｒｉ）確率は、該確率を構成するビットの周辺確率の積によって近似され得：

無限のインターリービング深さに対して等号が得られる。

先に定義されたビットの演繹的な（ａ ｐｒｉｏｒｉ）確率の対数比

を誘導するために、以下のように書くことができ、

そして、最後に、

を発見し得た。

５．２ 送信チップのＭＭＳＥ評価
評価されたシンボル的なデータ・ベクトル

から、評価された行列

を構成する、各反復ｉ上で評価されるチップ・ベクトル

が、（送信時に使用される拡散行列Ｗ_ｎを評価値に適用することにより）２１４において創成され得る。

この後に処理２１５（多重化、逆多重化、チップ・インターリービング、ブロック分割を含み得る）が続く。

処理２１５は、拡散１０８のダウンストリームでの送信時に適用されるもの（図３、図４、図６及び図７のいずれかを参照）と一致する。

例えば、送信処理が、図３及び６に示されるように、Ｔ送信アンテナへの簡単な多重化を含むならば、処理２１５は、（図１０に示されるように）Ｔチャンネル上への多重化を含む。

例えば、送信処理が、図４及び図７に示されるように、チップ・インターリービング１１０がその後に続く１つのチャンネル上への多重化１０９並びにＴ送信アンテナへの逆多重化（１１１）を含むならば、（図９に示されるように）受信処理２１５は、１つのチャンネルへの多重化、チップ・インターリービング、及びＴチャンネルへの逆多重化を含む。

処理２１５に続いて、次に、（

から推定されて）行列

が生成され、その列は、２０１においてＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の線形反復相殺のために用いられるベクトル

である。

５．３ チップ時間への均等化によりユーザ・グループ間の直交性を再創設する
このセクションは、それらのすべてに対して同一の処理を仮定してアンテナｔにより送信されたインデックスｂの与えられたブロックを考慮する。本発明は、（ＭＡＰ規準の意味における）チップｘ_ｔ［ｌ］の最適な検出を、スライディング・ウィンドウ・モデルに基づいて導出される（バイアスされた）ＭＭＳＥ規準の意味における評価によって置き換えることを示唆しており、その複雑さは、システムのパラメータにおける多項式であり、もはや指数ではない。各反復ｉに関して、２０２において第１のフィルタ

が計算され、該第１のフィルタは、（ブロックの部分をカバーする）更新された観察に基づいて、チップｘ_ｔ［ｌ］を損なうＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉を相殺し、かつバイアスの無い制約を受ける平均二乗誤差（ＭＳＥ）：

を最小にするチップ送信の評価

を生成する。

複雑さの理由のために無条件のＭＳＥが好ましいであろう：第１のフィルタ

は、次に、特定のチャンネルの当のブロックに対して時間において不変である（該フィルタは、処理されたデータ・ブロックｂに対して一度だけ計算される）。

反復ｉに関するチップの評価のベクトル：

から、変更されたバージョンが位置Ｌ_１Ｔ＋ｔにおける０を含めて２１６において定義され、該位置は、シンボルｘ_ｔ［ｌ］に対するＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉２１６

を再生成するために用いられる。

従って、ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の評価は、このベクトルを前記シルヴェスター行列

により乗算することにより

再生成される（その計算は、セクション２．２または２．３において上述されている）。

第１の（ウィーナー）フィルタ２０２は、再生成されたＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の２０１における減算の後に得られる観察ベクトル

に与えられる。

この第１のフィルタ２０２は、チップｘ_ｔ［ｌ］の（バイアスされた）評価に関する無条件のＭＳＥを最小にし、直交投影理論

から容易に導出され得る。ここに、ｅ_ｔは、位置Ｌ_１Ｔ＋ｔにおける１及びどこか他におけるゼロを有する大きさ（Ｌ_Ｗ＋Ｐ−１）Ｔのベクトルであり、

であり、項

は、対角上の位置Ｌ_１Ｔ＋ｔに位置し、

は、以下の評価器

を用いて評価される。

バイアスの制約のないことを満足させるために、フィルタは、その左で、相関因子：

によって乗算されなければならない。

フィルタに対する以下の最終表現：

が得られる。

代替的には、このフィルタは、

によって与えられるその単一ユーザの整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）バージョンによって、完全にまたは異なった反復ｉ（ｉ≧１）から、置き換えられ得る。

チップｘ_ｔ［ｌ］の評価は、次に、第１のフィルタ２０２の出力において、

に対応する。

残留のＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の変数にノイズを加えたものは、次に、

に等しく、事実上、以下の評価器

を用いて評価され得る。

他の可能な均等化の変形例
図１１ｂは、（図９または１０の機構に含まれるこれら２つの検出ステップを表わす）図１１ａの第１のフィルタリング２０２及びＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉２１０の再生成と比較すべき第１のフィルタリング２０２’及びＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉２１０’の再生成の変形例を示す。

図１１ｂを参照すると、ここでは、第１のフィルタリング２０２’は、２１０において再生成されるＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の第１の減算２０１の上流で行われ、図１１ａにおける場合のようにその下流で行われるのではない。

用いられる第１のフィルタｆ’及びここではｂ_１’で示される用いられるＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の再構成行列は、第１のフィルタｆ及び先に計算されたここではｂ１で示されるＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再構成行列から自明に（図９または１０及び１１ａを参照した上述を参照）、以下の式：

から推論され得る

次に、それから推論するために、

である。

５．４ 等価なガウス多重アクセス及びマルチユーザ検出モデル
送信に関して区別される２つの状況（すなわち、空間−時間（空間−周波数）拡散、及び時間（または周波数）拡散）が、１またはＴの異なった多重アクセス・モデルを生成する。

空間−時間（または空間−周波数）送信拡散
図９及び１０を参照すると、チップ行列

は、ここでは、単一の行列

にグループ化され、該行列は、次に、処理２０３の後に単一のＮ×Ｌ行列

に再編成され、処理２０３は、セクション５．２で説明した処理２１５の逆に対応する。

次に、タイプ

の（正規の）ガウス等価多重アクセス・モデルが得られる。

観察されたチップ行列は、

で示される。

時間におけるノイズのサンプルの行列は、

で示される。

各時刻ｎごとに、

がセットされる。残留ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の共分散行列はノイズ・ベクトルを付加する。これは、２０３において含まれるチップ・デインターリービングもしくは拡散の非周期的性質のいずれかのおかげで対角線にされる。その対角線要素は、先に評価された分散：

から推論される。

引き続く処理（ＭＭＳＥマルチユーザ検出）を簡単にするために、システムの全体に対して一定であるノイズ・サンプルの分散（ｖａｒｉａｎｃｅ）は、

と仮定され得る。

時間的な依存性は、次に、除去される：

５．４．１．１ 周期的空間−時間（空間−周波数）送信拡散
上に見られるように、拡散が周期的であるとき、チップ・インターリーバー（１１０）は送信上で用いられ、それにより、処理２０３は、チップ・デインターリービング（図９参照）を含む。

変形例１： 過負荷された状況： ＭＭＳＥマルチユーザ検出
ここで、（ＭＡＰ規準の意味における）シンボルｓ_ｋ［ｎ］の最適な検出は、バイアスされないＭＭＳＥ評価によって置き換えられ、その複雑さは、システムのパラメータにおいて多項式であり、指数的ではない。各反復ｉに関して、各潜在的ユーザｋごとに、２０４において第２のフィルタ

が計算され、該第２のフィルタは、（先のモデルのｎでインデックスされた列に関する）更新された観察に基づいて、シンボルｓ_ｋ［ｎ］を損なうＭＵＩ干渉を除去し、バイアスの無い制約を受ける平均二乗誤差（ＭＳＥ）：

を最小とする送信変調されたデータ（またはシンボル）の評価

を生成する。複雑さの理由のために無条件のＭＳＥが好ましいであろう：次に、第２のフィルタ

は、特定チャンネルの当のブロックに対して時間において不変である（すなわち、処理されるブロックの全体に渡って一度だけ計算される）。

反復ｉにおけるシンボルの評価のベクトル：

から、シンボルｓ_ｋ［ｎ］に対するＭＵＩ干渉：

の再生成２１３のために用いられる、位置ｋにおいて０を含む、変更されたバージョンを２１３において定義することが可能である。

従って、ＭＵＩ干渉の評価は、後者のベクトルを、送信上で用いられる拡散行列Ｗで乗算することにより：

２１３において再生成される。

第２の（ウィーナー、バイアスされた）フィルタは、次に、この再生成されたＭＵＩ干渉：

の減算２０４に続いて得られる観察ベクトルに２０５において与えられる。

この第２のフィルタ２０５は、シンボルｓ_ｋ［ｎ］の評価上の無条件のＭＳＥを最小にし、直交投影の理論：

を用いて容易に導出され得、ここに、ｅ_ｋは、位置ｋにおいて１及びどこか他においてゼロを有する大きさＫのベクトルであり、また、

であり、

は、対角線上の位置ｋに位置し、

は、
以下の評価器

を用いて評価される。

バイアスの無い制約を満足させるために、第２のフィルタは、左で、修正因子：

で乗算されなければならない。

第２のフィルタに対する最終の表現は、次に、

として得られる。

シンボルｓ_ｋ［ｎ］の評価は、第２のフィルタ２０５の出力において、

に対応する。

残留ＭＵＩ干渉にノイズ項

を加えた分散は、以下の評価器

を介して評価され得る。

変形例２： 過負荷された状況： ＳＵＭＦ（単一ユーザ整合されたフィルタ）検出
簡略化されたバージョンにおいて、２０５における第２のＭＭＳＥフィルタは、任意の反復から第２のＳＵＭＦフィルタ

によって置き換えられ得る。

以下の評価：

が得られる。

この方法は、Ｎ×Ｎの逆行列を計算することを避ける。

変形例３： 過負荷されない状況
過負荷されない状況においては：

を有する。

検出は、２０５における第２のフィルタ

を観察ベクトルに与えることになる。

評価は、次に、

から直接得られる。

５．４．１．２ 非周期的空間―時間（空間―周波数）拡散
この場合において、処理２０３は、図９及び図１０を参照して説明したように、チップ・デインターリービングを含んでも良いし、含まなくても良い。（正規）ガウス等価多重アクセス・モデルは、今や、

と書かれる。

ＳＵＭＦ型の検出だけが、非周期的文脈においては合理的な複雑さのものであり、したがって、用いられるのが好ましい。

変形例１： 過負荷された状況
フィルタは、次に、以下の表現：

を有する。

変形例２： 過負荷されない状況
フィルタは、次に、以下の表現：

を有する。

５．４．２ 時間（または周波数）送信拡散
チップ行列

は、独特の行列

にグループ化される。処理２０３に続いて、図９及び図１０を参照すると

は、タイプ：

のＴの独立（正規）ガウス等価多重アクセス・モデルに対応するＴＳ_Ｆ×Ｆ行列

に再編成される。

観察されたチップ行列は：

で示される。

時間において逆相関される（ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ）ノイズのサンプルの行列は：

である。

各時間ごとに、

がセットされ、残留ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉の共分散の行列はノイズ・ベクトルを付加する。このことは、処理２０３に含まれるチップ・デインターリービングによるか、または拡散の日周期的特性によるかのいずれかにより対角線になされる。その対角線の要素は、処理される種々のブロックに渡って先に評価される分散（ｖａｒｉａｎｃｅｓ）

によって推論される。

引き続く処理（ＭＭＳＥマルチユーザ検出）を簡略化するために、システムの全体に対するノイズ・サンプルの一定の分散（ｖａｒｉａｎｃｅ）は：

と仮定され得る。

次に、時間的従属性が除去される：

各多重アクセス・モデルに対するフィルタｇ_ｕ ^ｉ（ｔ）の計算は上述したものと類似しているので、それらはここでは説明しない。

５．４．２．１ 周期的時間（または周波数）送信拡散
先に説明したように、拡散が周期的であるとき、チップ・インターリーバ（１１０）が拡散上で用いられ、それ故、処理２０３は、図９を参照して説明したようにチップ・デインターリービングを含んでいる。

変形例１： 過負荷された状況： ＭＭＳＥマルチユーザ検出
フィルタは、次に、以下の表現：

を有する。

変形例２： 過負荷された状況： ＳＵＭＦ（単一ユーザ整合された）検出
任意の反復ｉから、ＭＭＳＥフィルタはそのやや最適なＳＵＭＦバージョン：

によって置き換えられ得る。

変形例３： 過負荷されない状況
フィルタは、次に、以下の表現：

を有する。

５．４．２．２ 周期的非周期時間（または周波数）送信拡散
この場合、処理２０３は、図９及び図１０を参照して説明したように、チップ・デインターリービングを含んでも良く、含まなくても良い。Ｔの（正規）ガウス等価多重アクセス・モデルは、今や、

と書かれる。

ＳＵＭＦ型の検出だけが、周期的文脈における合理的な複雑さのものである。

変形例１： 過負荷された状況
フィルタは、次に、以下の表現：

を有する。

変形例２： 過負荷されない状況
フィルタは、次に、以下の表現：

を有する。

他の可能な均等化変形例
セクション５．４．１及び５．４．２で説明した変形例にかかわらず、図１２ａの第２のフィルタリング２０５及びＭＵＩ干渉再生成２１３（図９または図１０機構に含まれるこれら検出ステップを表わす）と比較すべき、第２のフィルタリング２０５’及びＭＵＩ干渉再生成２１３’（図１２ｂを参照して説明される）をいかに行うかに関する変形例も存在する。

図１２ｂを参照すると、第２のフィルタリング２０５’は、ここでは、図１２ａにおけるようにその下流でよりもむしろ、２１３’で再生成される干渉の第２の減算２０４の上流で行われる。

用いられる第２のフィルタｇ’および用いられるＭＵＩ干渉再構成行列ｂ_２’は、第２のフィルタｇ及び先に計算されたＭＵＩ干渉再構成行列ｂ_２から自明に（図９または１０及び１２ａを参照した上述の説明を参照）、等式の以下の条件：

から推論され得る。

そこから

が推論される。

５．５ チャンネル・デコーダとの確率的情報の交換
Ｋフィルタでの線形フィルタリング２０５の出力に基づいて、ｑの対数的な帰納的（a posteriori）確率（ＡＰＰ）比が、各ユーザｋ＝１,…,Ｋごとに、各時間ｎ＝０,…,Ｌ−１において、各シンボルごとに２０６において計算される。これらの確率的量は、以下のように定義され、

そして、図９、１０及び１３において

で参照されるか、または、

で参照され、そこから以下が誘導される。

分子及び分母を拡張すると、以下が与えられる。

尤度は以下のように表現される。

各反復ｉ時に、チャンネル・デコーダ２０９から来る種々のシンボルのビットに関する演繹的な（ａ ｐｒｉｏｒｉ）情報は、前もって誘導された対数的ＡＰＰ比の形態で利用可能でありかつ使用可能であり、それに対する表現は：

である。

充分に大きい深さの空間―時間インターリービングを仮定すると、

と書くことができる。

チャンネル・デコーダ２０９に対して意図された重み付けされた出力復調器２０６によって配信される各ビットに関する外来情報は、次に、式：

から２０７において発見される。

すべてのブロックに対するすべてのビット外来情報の対数比は、次に、２０５において、収集され、適切に多重化され、そしてデインターリービングされ、チャンネル・デコーダ２０９に送信される。

このデコーダは、Ｎ_０ビットの外部確率の対数比（コード・ワードｖの各ビットごとに一つ）からなる独特のベクトル

を見る。

デコーディング２０６は、次に、情報ＡＰＰの比の対数λを送信変調されたデータ（またはシンボル）ビットに配信するために、柔軟な出力ビタビ・アルゴリズムのようなアルゴリズムを用いる。

この対数λは、次に、

のような

で形式的に定義されたビット外来情報の対数比が２１０ａ及び２１０ｂにおいて計算される基礎である。

反復ｉにおいて計算されたコード・ワードの外部情報の対数比

は、ビット・インターリービング及び逆多重化２０８ａ及び２０８ｂのあと、次の反復に関するシンボル・ビットＡＰＰ対数比

と類似している。

本発明による受信は、それを履行するための方法に言及するだけでなく、それを実行するためのシステム並びに該受信システムを組み込んだ任意の送信システムにも言及している。

周波数選択性ＭＩＭＯチャンネル上での送信の一般概念を示す図である。 ディジタル情報の外部のチャンネル・コーディング、インターリービング、及びＫのストリーム（各潜在ユーザごとに１つ）への逆多重化を含む送信プロセスの第１の部分を示す図である。 Ｔの送信アンテナ上での多重化が後続する非周期的空間−時間（空間−周波数）拡散に対応する内部線形コーディングを含む、図２の送信プロセスの第２の部分を示す図である。 非周期的空間−時間（空間−周波数）拡散に対応する内部線形コーディング、単一チャンネル上への多重化、チップ・レベルでのインターリービング、及びＴの送信アンテナへの逆多重化を含む、図２の送信方法の第２の部分を示す図である。 ディジタル情報の外部チャンネル・コーディング、インターリービング、Ｔのストリームへの第１の逆多重化（空間逆多重化）、その後のＵのストリームへの第２の逆多重化（コード・逆多重化）を含む、送信方法の変形例の第１の部分を示す図である。 非周期的時間（または周波数）拡散、及びＵＭＴＳ ＨＳＤＰＡモードと適合した各アンテナごとの独立の多重化を含む、図５の送信方法の第２の部分を示す図である。 非周期的時間（または周波数）拡散、その後の単一チャンネル上への多重化及びチップ・レベルでのインターリービング、その後のＵＭＴＳ ＨＳＤＰＡモードと適合した、Ｔの送信アンテナへの逆多重化を含む、図４の送信方法の第２の部分を示す図である。 周波数選択性ＭＩＭＯチャンネルのフーリエ・ベースへの分解により得られかつ多重搬送波変調のためのモデルとしてごく普通に用いられる、フラットなエルゴード的もしくはブロック・レベルのフェージング等価チャンネルを示す図である。 アルゴリズムを理解するために必要な機能単位だけが示された本発明のＬＩＣ−ＩＤ受信器の第１の部分のアーキテクチャの第１変形例を示す図であり、図２−４及び５−７による送信機構に関する図である。 アルゴリズムを理解するために必要な機能単位だけが示された本発明のＬＩＣ−ＩＤ受信器の第１の部分のアーキテクチャの第２変形例を示す図であり、図２−３及び５−６を参照して説明した送信機構に関する図である。 ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉を処理するためのＬＩＣ−ＩＤ受信器を履行する等価方法を示す図であり、該履行方法は、フィルタリング、及び図９または図１０に示された全体の検出器の第１の部分のＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再生成部分を表わす。 ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉を処理するためのＬＩＣ−ＩＤ受信器を履行する等価方法を示す図である。 ＭＵＩ干渉を処理するためのＬＩＣ−ＩＤ受信器を履行する等価方法を示す図であり、該履行方法は、フィルタリング、及び図９または図１０に示された全体の検出器の第１の部分のＭＵＩ干渉再生成部分を表わす。 ＭＵＩ干渉を処理するためのＬＩＣ−ＩＤ受信器を履行する等価方法を示す図である。 アルゴリズムを理解するために必要な機能単位だけが示された本発明によるＬＩＣ−ＩＤ受信器の第２の部分のアーキテクチャを示す図である（検出器の第１の部分は、図９または図１０によって表わされている）。

符号の説明

２０１ 第１の減算
２０２ 線形フィルタ
２０２’ 線形フィルタ
２０３ 処理
２０４ 第２の減算
２０５ 線形フィルタ
２０５’ 線形フィルタ

Claims (33)

1. 複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを有する周波数選択性チャンネルを介した通信のための受信方法であって、
   当該受信方法は、受信アンテナによって受信されるデータを処理するよう適合され、該データは、送信時に、連続的に、
   （Ａ）Ｋチャンネル上で変調されており、該数Ｋは送信アンテナの数Ｔより厳密に大きく、
   （Ｂ）Ｎ×Ｋの周期的拡散行列（Ｗ）またはＮ×Ｋの非周期的拡散行列（Ｗ_ｎ）で拡散しており、ここに、Ｎは、変調されたデータのＫ次元ベクトルに渡って、Ｔよりも厳密に大きく、
   （Ｃ）Ｔの送信アンテナから送信されるよう処理されており、
   当該受信方法は、この目的のために反復的に、
   ・ 受信されたデータを処理するよう適合されたＴの線形フィルタ（２０２、２０２’）により第１にフィルタリングし、ここに、ステップ（Ｂ）の拡散後に送信されるチップの評価
   

   

   を生成するよう、マルチアンテナ干渉（ＭＡＩ）及び符号（シンボル）間干渉（ＩＳＩ）の評価の減算後に適用可能であり、この第１のフィルタリングは、複数の受信アンテナの空間ダイバーシティを特に考慮することと、
   ・ 第１のフィルタリングの前または後に、先のフィルタリング動作によって生成された送信変調されたデータの評価
   

   

   に基づいて計算された情報から先に再生成されたマルチアンテナ干渉（ＭＡＩ）及び符号（シンボル）間干渉（ＩＳＩ）の評価を用いて、干渉（２０１）の第１の減算を行うことと、
   ・ 先に評価されたチップの再編成
   

   

   を用いて、送信ステップ（Ｃ）のものの逆である処理（２０３）を行うことと、
   ・ この方法で得られた送信されたチップの評価
   

   

   を処理するよう適合されたＫの線形フィルタ（２０５、２０５’）により第２にフィルタリングすることと、ここに、ステップ（Ｂ）の拡散前に送信変調されたデータの評価
   

   

   を生成するよう、マルチユーザ干渉（ＭＵＩ）の評価を減算後に適切であり、この第２のフィルタリングは、複数の受信アンテナの空間ダイバーシティを特に考慮し、
   ・ 第２のフィルタリングの前または後に、先のフィルタリングによって生成された送信変調されたデータの評価
   

   

   に基づいて計算された情報から先に再生成されたＭＵＩ干渉評価を用いた干渉の第２の減算（２０４）を行うことと、
   ・ 送信変調されたデータの前記評価
   

   

   に基づいて計算された情報に基づいて、受信されたデータからＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価及びＭＵＩ干渉評価を生成するよう処理し、ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価及びＭＵＩ干渉評価は、次に、次の第１の減算（２０１）及び次の第２の減算（２０４）にそれぞれ再帰的に送信されることと
   を用いるようにしたことを特徴とする受信方法。
2. ステップ（Ｂ）の送信拡散はＮよりも厳密的に大きいＫで行われることを特徴とする請求項１に記載の受信方法。
3. 当該受信方法は、１よりも厳密に大きいアンテナごとのチャンネルの数でかつ各アンテナごとに独立して、送信時に、ステップ（B）の間拡散されたデータを処理するよう適合されており、拡散行列（Ｗ、Ｗ_ｎ）は、アンテナの数に等しいブロックの数を有する対角線ブロック行列であり、ブロックは、Ｎ／Ｔ直交コードから構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の受信方法。
4. 当該受信方法は、送信時に、Ｎ直交コードから構成された拡散完全行列（Ｗ、Ｗ_ｎ）によって、ステップ（B）の間拡散されたデータを処理するよう適合されることを特徴とする請求項１または２に記載の受信方法。
5. Ｔの第１のフィルタは、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準を用いて導出され、Ｔの第１のフィルタは、与えられたチャンネルに対して時間において不変であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信方法。
6. Ｔの第１のフィルタは、（一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称する）整合フィルタであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信方法。
7. Ｔの第１のフィルタは、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準に従って最初に導出され、次に、与えられた反復から（一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称する）整合フィルタとなることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信方法。
8. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は周期的に行われ、ステップ（Ｃ）はチップ・インターリービングを含み、Ｋの第２のフィルタは、無条件の平均二乗誤差を最小にする規準に従って導出され、そしてＫの第２のフィルタは、与えられたチャンネルに対して時間において不変であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の受信方法。
9. Ｋの第２のフィルタは、一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称する整合フィルタであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の受信方法。
10. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は周期的に行われ、ステップ（Ｃ）はチップ・インターリービングを含み、Ｋの第２のフィルタは、無条件の平均二乗誤差を最小にする規準に従って導出され（従って、Ｋの第２のフィルタは、与えられたチャンネルに対して時間において不変であり）、次に、与えられた反復から（一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称する）Ｋの整合されたフィルタとなることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の受信方法。
11. Ｔの第１のフィルタは、フィルタリング（２０２）後に信号対雑音比（ＳＮＲ）を最小にすることにより複数の受信アンテナの空間ダイバーシティを特に考慮することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の受信方法。
12. 第１及び／または第２のフィルタは、スライディング・ウィンドウを用いて計算されることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれかに記載の受信方法。
13. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は非周期的に行われ、送信ステップ（Ｃ）の処理は、インターリービング無しでＴの送信アンテナ上への多重化を含み、受信上への前記逆処理（２０３）は、次に、Ｎチャンネル上への逆多重化を含むことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の受信方法。
14. 送信ステップ（Ｃ）の処理は、１つのチャンネル上への多重化、チップ・インターリービング、そして次に、Ｔの送信アンテナ上への逆多重化を含み、受信上への前記逆処理は、次に、１つのチャンネル上への多重化、チップ・デインターリービング、そして次に、Ｎチャンネル上への逆多重化を含むことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の受信方法。
15. 送信時、データはステップ（Ａ）の前にコード化されており、受信時、干渉評価を生成するための前記処理は、
    ・ 送信変調されたデータの評価
    

    

    を処理して、デコーディングのために使用可能な変調されたデータ・ビット確率的情報を生成する、重み付けされた出力処理（２０６）と；
    ・ 前記確率的情報から確率的量（λ）を生成するための、デコーディング（２０９）と、
    ・ この確率的量（λ）に基づいてＭＵＩ干渉評価を生成するＭＵＩ干渉再生成（２１３、２１３’）と、この干渉評価は、次に、次の第２の減算ステップ（２０４）に再帰的に送信され、
    ・ 確率的量（λ）に基づいて、かつステップ（Ｃ）のものと一致する処理（２１５）により、ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価を生成するためのＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再生成（２１６、２１６’）と、この干渉評価は、次に、次の第１の減算ステップ（２０１）に再帰的に送信されるものである、
    を用いることを特徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載の受信方法。
16. ＭＡＩ＋ＩＳＩ及びＭＵＩ干渉の再生成は、送信変調されたデータの評価
    

    

    から干渉評価を生成し、該評価
    

    

    は、デコーディング（２０９）後に前以て利用可能な送信されたビットの関数である外来情報（ξ）に基づいて平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準の意味において計算される（２１２）ことを特徴とする請求項１５に記載の受信方法。
17. 送信時、データはステップ（Ａ）の前にコード化されかつインターリービングされており、受信時、干渉評価を生成するための前記処理は、
    ・ 送信変調されたデータ
    

    

    及びデコーディング（２０９）から帰結するデコーディング統計値（Π）を評価することに基づいて、変調されたデータ・ビットごとの統計値（Λ）を生成するための重み付けされた出力処理（２０６）と；
    ・ 先に生成された確率的量（Λ）から発見されるビット・レベルの外来の統計値（Ξ）におけるデインターリービング（２０８）と；
    ・ この方法でデインターリービングされたデータ（φ）に基づいてビットのすべてに渡る確率的量（λ）を生成する重み付けされた入力及び出力のデコーディング（２０９）と；
    ・ 確率的量（λ）から発見されるビット・レベルの外来の統計値（ξ）におけるインターリービング（２１１ａ−２１１ｂ）と；インターリービングされた新しい統計値（Π）は、従って、重み付けされた出力処理の次のステップ（２０６）に再帰的に送信され、
    ・ 前記新しいインターリービングされた統計値（Π）からの平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準の意味において計算され（２１２）た送信変調されたデータの評価
    

    

    に基づいてＭＵＩ干渉評価を生成するようＭＵＩ干渉を再生成する（２１０、２１０’）ことと；該ＭＵＩ干渉評価は、次に、次の第２の減算ステップ（２０４）に再帰的に送信され、
    ・ ステップ（Ｃ）のものと一致する処理（２１５）により送信変調されたデータの同じ評価
    

    

    に基づいてＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価を生成するためのＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再生成（２１６、２１６’）と；この干渉評価は、次に、次の第１の減算（２０１）に再帰的に送信されものである、
    を用いることを特徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載の受信方法。
18. デコーディング（２０９）後の前記確率的量（λ）は、変調されたデータ・ビット情報の経験的確率との比の対数である請求項１５乃至１７のいずれかに記載の受信方法。
19. デコーディング（２０９）は、重み付けされた入力及び出力を有するビタビ・アルゴリズムにより前記確率的量（λ）を計算することを特徴とする請求項１乃至１８のいずれかに記載の受信方法。
20. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は、周波数領域において行われ、受信前の送信は多重搬送波型のものであることを特徴とする請求項１乃至１９のいずれかに記載の受信方法。
21. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は、時間領域において行われ、受信前の送信は、単一搬送波型のものであることを特徴とする請求項１乃至１９のいずれかに記載の受信方法。
22. ・ 複数の送信アンテナを有し、そして送信アンテナの数Ｔより厳密に大きい数Ｋのチャンネル上で変調を行うように、かつＮ×Ｋの周期的拡散行列（Ｗ）またはＮ×Ｋの非周期的拡散行列（Ｗ_ｎ）で、変調されたデータのＫ次元ベクトルに渡って、拡散するように（ここに、Ｎは、Ｔよりも厳密に大きい）、適合された送信するシステムと；
    ・ 周波数選択性送信チャンネルと；
    ・ 複数の受信アンテナを有し、そして請求項１乃至２１のいずれかに記載の受信方法を履行するよう適合された受信システムと；
    を備えた送信システム。
23. 複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを有する周波数選択性チャンネルを介した通信のための受信システムであって、
    当該受信システムは、受信アンテナを介して受信されるデータを処理するよう適合され、該データは、送信時に、連続的に、
    （Ａ）Ｋチャンネル上で変調されており、該数Ｋは送信アンテナの数Ｔより厳密に大きく、
    （Ｂ）Ｎ×Ｋの周期的拡散行列（Ｗ）またはＮ×Ｋの非周期的拡散行列（Ｗ_ｎ）で時間または周波数において拡散しており、ここに、Ｎは、変調されたデータのＫ次元ベクトルに渡って、Ｔよりも厳密に大きく、
    （Ｃ）Ｔの送信アンテナから送信されるよう処理されており、
    当該受信システムは、この目的のために、
    ・ 受信されたデータを処理するよう適合されたＴの第１の線形フィルタ（２０２、２０２’）を備え、ここに、ステップ（Ｂ）の拡散後に送信されるチップの評価
    

    

    を生成するよう、マルチアンテナ干渉（ＭＡＩ）及び符号（シンボル）間干渉（ＩＳＩ）の評価の減算後に適用可能であり、このフィルタは、複数の受信アンテナの空間ダイバーシティを特に考慮し、
    ・ 前記Ｔの第１のフィルタ上流または下流に、先のフィルタリングによって生成された送信変調されたデータの評価
    

    

    に基づいて計算された情報から先に再生成されたマルチアンテナ干渉（ＭＡＩ）及び符号（シンボル）間干渉（ＩＳＩ）の評価を用いる第１の干渉減算器を備え、
    ・ 先に評価されたチップの再編成
    

    

    を用いて、送信ステップ（Ｃ）のものの逆である処理を行うよう適合された処理手段（２０３）を備え、
    ・ この方法で得られた送信されたチップの評価
    

    

    を処理するよう適合されたＫの第２線形フィルタ（２０５、２０５’）を備え、ここに、ステップ（Ｂ）の拡散前に送信変調されたデータの評価
    

    

    を生成するよう、マルチユーザ干渉（ＭＵＩ）の評価を減算後に適切であり、この第２のフィルタリングは、複数の受信アンテナの空間ダイバーシティを特に考慮し、
    ・ 前記Ｋの第２のフィルタの上流または下流に、先のフィルタリングによって生成された送信変調されたデータの評価
    

    

    に基づいて計算された情報から先に再生成されたＭＵＩ干渉評価を用いる第２の干渉減算器（２０４）を備え、
    ・ 送信変調されたデータの前記評価
    

    

    に基づいて計算された情報に基づいて、受信されたデータからＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価及びＭＵＩ干渉評価を生成するための処理手段を備え、ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価及びＭＵＩ干渉評価は、次に、次の第１の減算（２０１）及び次の第２の減算（２０４）にそれぞれ再帰的に送信され、
    当該受信システムのこれらの種々の要素は、反復的に用いられるよう適合されていることを特徴とする受信システム。
24. Ｔの第１のフィルタは、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準を用いて導出されることを特徴とする請求項１乃至２３のいずれかに記載の受信システム。
25. Ｔの第１のフィルタは、一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称される整合フィルタであることを特徴とする請求項２３に記載の受信システム。
26. Ｔの第１のフィルタは、平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準に従って最初に導出され、次に、与えられた反復から、一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称されるＴの整合されたフィルタとなることを特徴とする請求項２３に記載の受信システム。
27. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は周期的に行われ、ステップ（Ｃ）はチップ・インターリービングを含み、そしてＫの第２のフィルタは、無条件の平均二乗誤差を最小にする規準に従って導出され、Ｋの第２のフィルタは、与えられたチャンネルに対して時間において不変であることを特徴とする請求項２３乃至２６のいずれかに記載の受信システム。
28. Ｋの第２のフィルタは、（一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称される）整合フィルタであることを特徴とする請求項２３乃至２６のいずれかに記載の受信システム。
29. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は周期的に行われ、ステップ（Ｃ）はチップ・インターリービングを含み、そしてＫの第２のフィルタは、無条件の平均二乗誤差を最小にする規準に従って最初に導出され（次に、Ｋの第２のフィルタは、与えられたチャンネルに対して時間において不変であり）、次に、与えられた反復から（一般に単一ユーザ整合されたフィルタ（ＳＵＭＦ）と称される）Ｋの整合されたフィルタとなることを特徴とする請求項２３乃至２６のいずれかに記載の受信システム。
30. 送信ステップ（Ｂ）の拡散は非周期的に行われ、送信ステップ（Ｃ）の処理は、Ｔの送信アンテナ上への多重化を含み、送信ステップ（Ｃ）のものの逆である処理を実行するよう適合された処理手段（２０３）は、次に、Ｎチャンネル上への逆多重化を含むことを特徴とする請求項２３乃至２９のいずれかに記載の受信システム。
31. 送信ステップ（Ｃ）の処理は、１つのチャンネル上への多重化、チップ・インターリービング、そして次に、Ｔの送信アンテナ上への逆多重化を含み、送信ステップ（Ｃ）のものの逆である処理を実行するよう適合された処理手段（２０３）は、次に、１つのチャンネル上へのマルチプレクサ、チップ・デインターリーバ、そして次に、Ｎチャンネル上へのデマルチプレクサを含むことを特徴とする請求項２３乃至２９のいずれかに記載の受信システム。
32. 送信時、データはステップ（Ａ）の前にコード化されており、受信時、干渉評価を生成するための前記処理手段は、
    ・ 送信変調されたデータの評価
    

    

    を処理して、デコーダによって使用可能な変調されたデータ・ビット確率的情報を生成するための重み付けされた出力処理手段（２０６）と；
    ・ 前記確率的情報から確率的量（λ）を生成するための、デコーダ（２０９）と；
    ・ この確率的量（λ）に基づいてＭＵＩ干渉評価を生成するためのＭＵＩ干渉再生成器（２１３、２１３’）と；この干渉評価は、次に、第２の減算器（２０４）に再帰的に送信され、
    ・ 確率的量（λ）に基づいてかつステップ（Ｃ）のものと一致する処理（２１５）により、ＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価を生成するためのＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再生成器（２１６、２１６’）と；この干渉評価は、次に、第１の減算器（２０１）に再帰的に送信される、
    を備えることを特徴とする請求項１乃至３１のいずれかに記載の受信システム。
33. 送信時、データはステップ（Ａ）の前にコード化されかつインターリービングされており、受信時、干渉評価を生成するための前記処理手段は、
    ・ 送信変調されたデータの評価
    

    

    及びデコーダ（２０９）からのデコーディング統計値（Π）から、各変調されたデータ・ビットごとの統計値（Λ）を生成するための重み付けされた出力処理手段（２０６）と；
    ・ 先に生成された確率的量（Λ）から発見される外来の統計値のビット・レベル（Ξ）におけるデインターリーバ（２０８）と；
    ・ ビットのすべてに渡る確率的量（λ）を生成するこの方法でデインターリービングされたデータ（φ）から生成するための１つの重み付けされた入力及び出力デコーダ（２０９）と；
    ・ 確率的量（λ）から発見される外来の統計値（ξ）のビット・レベルにおけるインターリーバ（２１１ａ−２１１ｂ）と；このようにインターリービングされた新しい統計値（Π）は、重み付けされた出力処理手段（２０６）に再帰的に送信され、
    ・ 前記新しいインターリービングされた統計値（Π）からの平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を最小にする規準の意味において計算され（２１２）た送信変調されたデータの評価
    

    

    に基づいてＭＵＩ干渉評価を生成するためのＭＵＩ干渉を再生成器（２１０、２１０’）と；該ＭＵＩ干渉評価は、次に、第２の減算器（２０４）に再帰的に送信され、
    ・ ステップ（Ｃ）のものと一致する処理（２１５）により送信変調されたデータの同じ評価
    

    

    に基づいてＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉評価を生成するためのＭＡＩ＋ＩＳＩ干渉再生成器（２１６、２１６’）と；この干渉評価は次に、第１の減算器（２０１）に再帰的に送信され、
    を備えることを特徴とする請求項２３乃至３１のいずれかに記載の受信システム。

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