KR20060059155A - 직접 변환 델타-시그마 송신기 - Google Patents

직접 변환 델타-시그마 송신기 Download PDF

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KR20060059155A
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로날드 엠. 힉클링
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테크노컨셉츠, 인크.
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Abstract

전송을 위해 무선 주파수 신호를 발생시키는 가용성이고(flexible) 프로그램 가능한 회로는 두 개의 델타-시그마 변조기들(62, 64), 90도 위상차를 가진 두 개의 클록 신호들(71, 73)을 발생시키는 직교 클록 발생기(70), 두 직교 클록 신호들 각각의 반주기들을 교차시킬시 +1 및 -1로 두 변조기 출력들을 승산하는 두 개의 커뮤테이터들(commutators)(66, 68), 두 커뮤테이팅된 출력들을 합산하는 합산기(80), 및 전송 전에 불필요한 주파수 성분들을 제거하는 필터(82)를 포함한다. 회로는 커뮤테이션 단계 후 추가적인 주파수 변환에 대한 필요없이 직접적으로 무선 주파수 신호를 발생시킨다.
무선 주파수 신호, 델타-시그마 변조기, 클록 신호, 직교 클록 발생기, 커뮤테이터

Description

직접 변환 델타-시그마 송신기{Direct conversion delta-sigma transmitter}
도 1a는 종래 기술의 제 1 차 델타-시그마 디지털-아날로그 변환기를 도시한 도면.
도 1b는 종래 기술의 제 2 차 델타-시그마 디지털-아날로그 변환기를 도시한 도면.
도 1c는 종래 기술의 제 1 차 델타-시그마 아날로그-디지털 변환기를 도시한 도면.
도 2는 커뮤테이팅된 입력 파형의 스펙트럼을 도시한 스펙트럼 구성으로서, 커뮤테이터로의 기저 대역 입력이 ω= 0 부근을 중심으로 하고 출력은 ω= π부근을 중심으로 하는 상기 구성을 도시한 도면.
도 3은 단일 비트 변환기에 대하여 그리고 멀티비트 변환기에 대하여 델타-시그마 변조기의 출력을 도시한 도면.
도 4a는 기저 대역 델타-시그마 변조를 보여주는 주파수 도메인 구성을 도시한 도면.
도 4b는 기저 대역 델타-시그마 변조 신호가 커뮤테이팅된 후의 출력 스펙트럼을 보여주는 주파수 도메인 구성을 도시한 도면.
도 5는 실제적인 출력 크기와 위상이 보간되는 사이의 이산 상태들을 나타내는 배치 구성을 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 델타-시그마 송신기의 블록도.
도 7은 1-비트 변환기의 커뮤테이션을 구현하기 위해 XOR 게이트의 사용을 도시한 도면.
도 8은 서모메트릭하게 부호화된(coded thermometrically) 입력을 변환하는 커뮤테이터 회로의 개략도.
도 9는 두 개의 "D" 플립-플롭들을 사용하는 직교 클록 발생기의 제 1 구현의 개략도.
도 10은 4 단계 링 발진기를 사용하는 직교 클록 발생기의 제 2 구현의 개략도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
20: 1-비트 D/A 22: 아날로그 LPF
40: 카운터 또는 디지털 LPF 62, 64: 델타-시그마 변조기
66: 커뮤테이터 70: 직교 클록 발생기
발명의 분야
본 발명은 무선 통신의 분야에 관한 것이다. 더 상세하게, 본 발명은 직접적인 변환 델타-시그마 송신기의 분야에 관한 것이다.
관련 기술의 설명
무선 신호들의 전송에서의 지속적인 시도는 노이즈 또는 왜곡을 생성하지 않고 수학적으로 이상적인 방법에서, 캐리어 신호를 변조하는, 즉, 상기 캐리어에 정보를 전송하는 방법으로 진폭 및/또는 위상 (주파수)를 변경하는 과정이다. 종래 기술의 시스템들은 배타적 아날로그 회로를 이용했고, 또는 신호를 요구되는 캐리어 주파수로 변환하기 위해 일반적인 아날로그 회로에 뒤이은 대역폭 또는 중간 주파수(IF) 파형을 생성하기 위해 디지털 회로를 이용했다. 둘 중 어느 하나의 경우에서, 일반적인 아날로그 회로의 사용은 수학적으로 이상적인 동작들을 이루기 위해 아날로그 회로의 무능에 기인하여 스퓨리어스 신호들의 발생을 초래하였다.
본 발명의 위탁자에게 위탁된, 미국 특허 제 6,748,025 호는 A/D 변환기에 기초한 선형 수신기의 구조에서의 델타-시그마 변환에 결합하여 커뮤테이션의 사용을 설명하고 있다.
발명의 요약
본 발명은 또한 울트라-선형 송신기를 실현하기 위해 커뮤테이터와 결합하는 델타-시그마 변조기를 이용하고 있다. 본 발명은 커뮤테이터에 결합하는 적어도 하나의 델타-시그마 변조기를 이용하여 대역 주파수와 같은 저주파에서 RF 주파수와 같은 고주파로 신호의 방향 전환을 수행한다. 커뮤테이터는 RF 캐리어 주파수 클록과 같은 클록의 반주기들을 교차시킬시 +1 및 -1로 신호를 승산한다. 결과 파형은 캐리어 주파수로의 고주파로 변환된 처음의 파형, 대역 통과 필터(bandpass filter, BPF)에 의해 필터될 수 있는 플러스 사이드 로브들(plus side lobes)을 포함하고 상기 BPF의 특징들은 정확하게 제어될 필요가 없다. 더 일반적인 전송기는 두 델타-시그마 변조기들이 각각의 커뮤테이터들로 입력되는 출력들을 가진 직교 접근을 이용한다. 두 커뮤테이터들은 90도 떨어져 클록되고 그 결과적인 커뮤테이팅된 파형들은 서로 90도의 위상차, 즉 직교적이어서 I 및 Q 성분들을 생성한다. 이후 I 및 Q 성분들은 결합될 수 있다. 두 입력 파형들의 발생을 제어하고, I 및 Q 성분들을 생성하도록 두 파형들을 직교로 커뮤테이팅하고나서 이들 성분들을 결합함으로써, 진폭과 위상 및 그 결과적인 신호의 주파수는 임의적으로 제어될 수 있다. 즉, 어느 변조 방식이 구현될 수 있다. 송신기 회로는 임의의 정밀한 아날로그 성분들 또는 필터들에 의존하지 않기 때문에, 송신기 설계는 사실상 광범위의 주파수들에 어느 임의의 파형을 생성할 수 있다.
클록 신호가 무선 주파수 범위에 있을 때, 결과적인 출력은 임의의 추가적인 고주파로의 변환에 대한 필요없이 무선 주파수로 직접 보다 높은 주파수로 변환된 기저 대역 신호를 나타내는 무선 주파수 신호이다. 따라서, 전송기는 무선 변환기들에 공통으로 사용되는 중간 주파수 변환 단계에 대한 필요를 제거한다.
추가적으로, 결과적인 송신기는 단지 클록 주파수를 변경시킴으로써 넓은 주파수 범위로 전송할 수 있다. 클록 주파수가 상당히 변경되면, BPF의 저지 대역은 또한 이동될 필요가 있을 것이지만, 전이 밴드들 및 다른 특징들이 정확히 제어될 필요가 없는 BPF의 저지 대역을 이동하는 것은 비교적 단순한 일이다.
본 발명은 단지 디바이스를 프로그래밍함으로써 임의의 캐리어 주파수에서 임의의 전송된 파형의 발생을 허용하기 때문에, 본 발명은 고가용성이고 프로그램 가능한 무선 주파수 송신기를 이룬다. 상기 디바이스를 플라이에 재프로그램함으로써, 송신기는 변조 방식과 캐리어 주파수를 본질적으로 즉시 변화시키기 위해 재프로그램될 수 있다.
그러므로 한 특징에 있어서, 본 발명은 제 1 및 제 2 정보 신호들을 각각 발생시키는 제 1 및 제 2 델타-시그마 변조기들, 무선 주파수 범위에서 제 1 및 제 2 클럭들을 발생시키고 90도의 미리 정해진 위상차를 가진 클럭 발생 회로, 정보 신호들을 수신하고 복합 신호의 I 및 Q 성분들을 생성하기 위해 제 1 및 제 2 클록들에 따라 정보 신호들을 교환하는 제 1 및 제 2 커뮤테이터들, 및 무선 네트워크를 통해 전송될 결합된 신호를 발생시키기 위해 제 1 및 제 2 커뮤테이팅된 신호들을 결합하는 가산기를 포함하는 무선 주파수 송신기이다. 제어기는 제 1 및 제 2 정보 신호들의 발생을 제어하여 결과적인 전송된 파형 캐리어들 상기 요구된 데이터가 상기 요구된 변조 방식을 이용한다.
다른 특징에 있어서, 본 발명은 전송을 위한 신호를 발생시키는 방법이고, 상기 방법은 제 1 및 제 2 데이터 워드들을 발생시키고 그들 데이터 워드들을 2진 펄스들로 변환하는 단계로서, 상기 펄스들의 펄스 폭들은 데이터 워드들의 값에 각각 대응하는 상기 단계와, 제 1 및 제 2 이진 펄스들이 각각 존재할 때 제 1 및 제 2 직교 위상 클록들을 반전시키는 단계와, I 및 Q 성분들을 생성하기 위해, 상기 제 1 및 제 2 이진 펄스들이 각각 존재하지 않을 때 상기 제 1 및 제 2 클록들을 반전시키지 않는 단계와, 상기 I 및 Q 성분들을 합산하는 단계, 및 원하지 않는 주파수들을 제거하기 위해 합산된 신호를 필터링하는 단계로서, 결합된 무선 주파수 전송 신호를 발생시키는 상기 단계를 포함한다.
다른 특징에 있어서, 본 발명은 디지털 입력을 수신하고 그것에 응답하여 기저 대역 신호를 발생시키는 델타-시그마 변조기를 가진 송신기이고, 양의 요소와 음의 요소에 의해 교대로 기저 대역 신호를 승산하고 그에 따라 제 2 신호를 발생시키기 위해 신호를 커뮤테이팅하는 커뮤테이터와, 커뮤테이션이 발생하는 상당히 비율의 절반의 범위 밖에 있는 제 2 신호 무선 주파수 성분들로부터 제거하는 필터이다.
본 발명의 예시적인 실시예들은 또한 이하 도면들을 참조하여 설명될 것이고, 같은 숫자들은 같은 부품들을 나타낸다.
바람직한 실시예들의 상세한 설명
도 1은 종래의 델타-시그마 디지털-아날로그(D/A) 변환기(DAC)의 블록도이다. 델타-시그마 변조기(10)는 델타-시그마 D/A 변환기의 코어를 형성한다. 제 1 차 델타-시그마 변조기(10)에 대한 기본적인 디지털 구현은 디지털 차이 블록(12), 디지털 합산기(14), "D" 플립-플롭 또는 레지스터(16), 및 레지스터(16)의 출력으 로부터 최상위 비트(MSB)를 스트립 오프(strip off)하는 블록(18)을 포함한다. 델타-시그마란 명칭은 차이 블록(12)(델타)와 합산기(14)(시그마)의 결합으로부터 유도된다. 델타-시그마 변환기(10)의 출력은 듀티 사이클(duty cycle)이 VIN/VMAX에 비례하는 펄스열(pulse train)이다. 상기 신호는 양자화 노이즈가 관심 대역의 밖에 집중되는 하나의 비트(또는 멀티비트 변조기의 경우에 멀티비트) 펄스 폭 변조(PWM) 시퀀스이다.
델타-시그마 변환기(10)의 PWM 출력을 1-비트 D/A 변환기(20)를 통해 아날로그로 변환하고 아날로그 저역 통과 필터(LPF)(22)를 통해 아날로그 신호를 저역 통과 필터링함으로써, 결과적인 출력은 XIN/XMAX의 크기를 나타낸다. LPF(22)가 적당하게 아웃밴드 노이즈를 억제할 때, 결과적인 아날로그 파형은 매우 높은, 예를 들면 22비트들보다 더 큰 효과적인 해상도를 가질 수 있다.
도 1b는 종래의 2차 델타-시그마 D/A 변환기이다. 2차 및 더 높은 차수의 델타-시그마 변환기들은 또한 잘 알려져 있고 문학 속에 설명되어 있다.
도 1c는 종래의 1차 델타-시그마 A/D 변환기이다. A/D 변환기의 코어를 구성하는 델타-시그마 변조기(30)는 차동 증폭기 또는 비교기(32), 계속적인 시간 적분기(34), 비교기(36), 및 1-비트 D/A 변환기(38)를 이용하여 아날로그 도메인에서 구현된다. 도 1a에서의 델타-시그마 변조기(10)의 출력으로, 도 1c에서의 델타-시그마 변환기(30)의 출력은 PWM 신호이다. PWM 신호는 카운터 또는 디지털 저역 통과 필터(40)에 의해 길이 N의 종래의 멀티비트 이진 워드로 변환된다. 디지털 저역 통과 필터는 고주파 양자화 노이즈를 억제한다.
종래의 델타-시그마 D/A 변환기 기술은 10MHz와 비슷한 클록 속도들의 능력이 있다. 그러한 클록 속도들은 오디오 속도, 즉 50kHz보다 상당히 더 낮은 속도에서 고해상도 출력 파형들을 수행하기에 적합하다. 갈륨 비소(GaAs)와 실리콘 게르마늄(SiGe)과 같은 높은 스피드의 반도체 기술들은 4GHz 범위를 넘어서 클록 속도들을 확장시킬 수 있다. 그러나, 그러한 클록 속도들은 단지 5-50 MHz 대역폭을 가진 파형들의 발생을 가능하게 할 수 있고, 상기 대역폭은 중앙 주파수가 2 GHz를 초과하는 높은 스피드의 변조 캐리어 파형을 렌더링하기에 명백히 불충분하다.
커뮤테이션은 명백한 승산 동작의 사용 없이 주파수 변환을 수행하는 효과적인 방법이라고 설명되었고, 상기 동작은 A/D 변환기들에 대해 무왜곡이 수행될 수 없고 D/A 변환기들에 대해 다량의 디지털 회로의 사용을 요구할 수 없다. 예를 들어, 두 개의 16-비트 워드들의 승산은 32 비트들의 넓은 출력을 발생시킨다. 또한, 명백한 승산이 사용되면, 결과적인 평행 출력은 GHz 속도 고해상도 플래시 D/A 변환기로 유도될 필요가 있을 것이고, 상기 D/A 변환기는 A/D 변환기보다 설계하기에 더 쉽지만, 그럼에도 불구하고 아직 전류 발생 반도체 기술들에서 구현하기에 어렵다.
앞서 커뮤테이션은 미국 허여된 특허 출원 번호 제 10/858,611 호에 설명된 것처럼 신호를 다운컨버팅(downconverting)하는 효과적인 방법이라고 했고, 상기 특허는 출원 번호 제 09/241,994 호의 연속물이고, 현재 미국 특허 번호 제 6,748,025 호이며, 본 명세서에 참조적으로 통합되어 있다.
커뮤테이션이 들어오는 기저 대역의 스펙트럼에게 아니면 낮은 주파수 신호에게 하는 것에 관하여, 우리는 신호 x(n)이 시퀀스 (-1)n에 의해 승산되는 이산-시간 커뮤테이팅에서 주목하고 n은 정수이다.
Figure 112005014917922-PAT00001
위의 결과는 ω=△ 부근 중앙의 입력 스펙트럼이 ω= π+△, 3π+△, 5π+△,...부근의 이미지들을 가진 출력 스펙트럼을 생성할 것을 제안한다. 따라서, 클록 주파수 1.5배 부근의 중앙에 있는 이미지의 가장 가까운 반복과 더불어, 클록 주파수 1.5배 부근의 중앙에 있는 상기 이미지의 가장 가까운 반복으로 클록 주파수의 1/2 부근의 중앙에 있는 이미지가 결과로서 발생한다. 이것은 효과적으로 ω= π의 양에 의한 스펙트럼의 변환이다. 또한, 에일리어싱(aliasing)은 스펙트럼의 대역폭이 △ω< π/2로 제한되면 피해진다.
도 2는 주파수 도메인에서 이산 시간에서의 커뮤테이팅의 결과를 도시하고 있다. 대표적인 기저 대역 신호(ω= 0 부근을 중앙으로 함)는 선으로서 도시되어 있다. 이산 시간에서의 커뮤테이팅의 결과는 그림자 스펙트럼(shaded spectrum)으로 도시되어 있다. 통신은 기저대역 신호를 주파수의 홀수 고조파들에서 반복들을 가진 샘플 레이트(ω= π)의 반과 같은 상기 주파수로 변환한다.
단일-비트 델타-시그마 변조기의 배후에 있는 기본 개념은 두 제한들 Vmin<Vout<Vmax 사이의 값을 가진 어느 정전압 Vout (또는 적당히 낮은 주파수에서의 시변 전압)이 다음의 식을 만족시키는 듀티 사이클 ρ로 Vmin과 Vmax 사이를 교환하는 펄스-폭 변조(PWM) 파형의 장기간의 평균만큼 전달될 수 있는 점이다:
Figure 112005014917922-PAT00002
Nmin 및 Nmax의 양들은 PWM 파형의 출력이 Vmin 및 Vmax에서 각각 이루어지는 동안 샘플 주기들의 개수를 표시한다. 말할 필요도 없이, 등식은 출력값(즉, Nmin + Nmax)을 전달하기 위해 이용되는 샘플들의 수가 증가함에 따라, Vout 값이 전달될 수 있는 정확도가 향상된다고 올바르게 예측한다.
본 원리는 또한 델타-시그마 변조 루프들의 일부로서 사용되는 멀티비트 (멀티레벨) 변조기들로 확장된다. 이론적으로, 멀티-비트 변조기들을 이용하는 델타-시그마 변환기들은 변조기에 의해 생성되는 각 샘플이 더 큰 해상도를 가지기 때문에 한 개-비트의 대응하는 것들보다 더 좋은 해상도를 실현할 수 있다. 그러나, 이 향상된 해상도를 실현하는 것은 소위 16비트의 정확도(즉, 출력 전압은 0.0015%내에서 정확하다)를 지닌 하나의 비트 변조기를 만드는 것이 그것과 같은 정확도를 지닌 멀티비트 변조기를 만드는 것보다 훨씬 더 쉽기 때문에 실제적으로 어렵다. 도 3은 델타-시그마 변조기를 이용하여 VOUT의 값을 전달할 때 한 개-비트와 멀티비 트 델타-시그마 변조기들의 작동상의 다이내믹스를 비교하고 있다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 한 개-비트의 변조기를 이용하여 VMIN과 VMAX 사이의 "회색도(gray levels)"가 PWM 파형의 듀티 사이클에 의해 단지 해결될 수 있기 때문에 VOUT을 전달하기 위해 다수의 샘플들이 사용되어야 한다. 그러나, 단일-비트 변조기의 정확도는 매우 높다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 멀티비트 변조기를 사용하여 VOUT의 값이 Vj와 Vj+1 사이의 "회색도"로 해결되기만을 필요로하기 때문에 더 적은 수학적 처리가 요구된다. 그러나, 전치-왜곡 보상 회로의 사용 없이, 멀티비트 변조기들은 전체 변조기와 같은 정확도를 가지기 위해 각각의 기준을 요구한다. 이것은 실제적으로 달성하기에 어렵다.
앞서 말한 분석은 이미 명시되었고, 델타-시그마 변조기에 의해 전달된 기저 대역 신호가 시퀀스 (-1)n을 이용하여 커뮤테이팅된다면, 기저 대역 신호의 스펙트럼은 주파수에 있어서 상향으로 변환되고 결과적으로 클록 주파수의 1/2 주위에 중앙이 있는 스펙트럼에 이르게 된다. 이후 델타-시그마 변조기의 출력 파형이 커뮤테이션을 통해 더 높은 주파수로 변환되면, 이 더 높은 주파수로 변환된 파형의 스펙트럼은 (클록 속도의 절반인) 캐리어 주파수에 가까운 주파수들에서 대략 요구되는 (이상적인) 아날로그 파형의 것에 가까워질 것이고 캐리어 주파수로부터 멀리 제거된 주파수들의 요구되는 스펙트럼에서 벗어날 것이다. 도 4의 시뮬레이션은 이 동작을 보여주고 있다. 도 4는 델타-시그마 변조 및 커뮤테이팅을 이용하여 2GHz 캐리어를 변조하는 사인파 표현들의 주파수 도메인 플롯이다. 도 4a는 제 2 차 델타-시그마 변조기에 의해 생성되는 사인파의 스펙트럼을 보여주고 있다. 변조기에 대한 양자화 노이즈는 사인파의 주파수로부터 상당히 제거된다. 출력 스펙트럼은 입상 양자화 노이즈 층을 포함한다. 도 4b는 4GHz의 클록 속도로 (-1)n 파형으로 기저 대역 신호를 커뮤테이팅한 결과를 도시하고 있다. 스펙트럼은 현재 캐리어 주파수의 근처에서 낮은 노이즈 플로어를 가지고 2GHz 부근을 가운데로 하고 있다. 상기 플롯의 해상도에 의해 분명치 않지만, 두 개의 분리된 측파대들이 있고, 이것은 양측파대 억압 반송파 변조(double sideband suppressed-carrier modulation)의 예상된 결과이다.
우리가 델타-시그마 변조기에 의해 발생된 PWM 파형이 캐리어 주파수 부근의 스펙트럼 특징이 이상적인 믹서에 의해 생성되는 것과 밀접하게 부합하는 신호를 형성하기 위해 커뮤테이터로 구동될 수 있음을 방금 증명했다면, 이후 두 개의 그러한 신호들은 직교적으로 추가되어 일반화된 복합 변조 포락선을 형성할 것이다. 즉, 우리는 독립적으로 크기 및 위상을 변경시킬 수 있고 따라서 캐리어 신호의 주파수를 변경시킬 수 있다. 이것은 모든 변조 방식들이 캐리어의 순간적인 크기와 위상을 다루는 것을 포함하기 때문에 어느 임의적인 변조 캐리어 파형의 발생을 용이하게 한다.
어느 정도까지, 커뮤테이팅은 바이페이즈 편이 방식(BPSK)과 다소 유사하고 멀티비트 커뮤테이팅은 직교 진폭 변조(QAM)와 유사하다. 그러므로, 커뮤테이팅 델 타-시그마 변환기는 QAM(또는 단일 비트의 경우에 대해서는 QPSK) 배열 상에서 가장 가깝게 인접하는 두 개의 사이를 이리저리 교체함으로써 미리 정해진 진폭과 위상을 가진 (복소 평면 상의 점으로서 나타내어지는) 사인파를 렌더링한다고 생각될 수도 있다.
도 5는 실제 출력 크기와 위상이 보간되는 것 사이에서 이산 분포들을 나타내는 배치도이다. 각각의 배치들은 I 및 Q의 실수부와 허수부들에 대해 ±1의 풀-스케일로 표준화된다. 미리 정해진 위상과 진폭을 가진 사인파는 양의 x-축과 위상을 나타내는 벡터 사이에서 크기와 각도를 나타내는 벡터의 길이와 더불어, 이 구성의 원점과 평면상의 임의의 점 사이에서 벡터로 표현될 것이다. 원들은 I 및 Q에 대하여 단일-비트 변조기들을 이용하여 생성된 배치를 나타낸다. "X" 심볼들은 1.5비트 변조기들, 즉 I 및 Q에 대하여 각각 3레벨들을 이용한 그것을 나타낸다. "+" 심볼들은 2-비트 D/A 변환기들, 즉 I 및 Q에 대하여 각각 4레벨들을 이용하는 것과 관련된 배치를 나타낸다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 완전한 델타-시그마 송신기는 직교 클록 발생기, (I 및 Q에 대하여 각각 하나인) 두 개의 델타-시그마 변조기들, (각각의 델타-시그마 변조기에 대하여 하나인) 한 쌍의 커뮤테이터들, 합산 증폭기, 및 대역 통과 필터로 구성되어 있다. 델타-시그마 송신기의 블록도는 도 6에 도시되어 있다. 델타-시그마 변조기들(62 및 64)은 각각 N-비트 디지털 입력들을 수신하고, 상기 입력들은 일반적으로 본 명세서에서 길이와는 무관한 N-비트 워드들로서 언급될 것이고, 그들 N-비트 디지털 워드들을 펄스 폭 변조 신호들(63 및 65)로 변환할 것이고, 상기 펄스 폭은 N-비트 디지털 입력 워드의 값에 대응한다. 따라서 PWM 신호들(63 및 65)은 전송될 정보의 하나의 형태를 포함하고 따라서 정보 신호들이라고 말할 수 있다. 직교 클록 발생기(70)는 두 개의 클록들을 생성하고, 상기 클록들은 이상적으로 엄밀히 1/4 사이클, 즉 90도의 위상차를 가진다. 커뮤테이터들은 디지털적으로 각각의 PWM 신호들과 대응하는 클록 신호들을 승산한다. 전송될 복소 RF 신호의 I 및 Q 성분들을 나타내는, 커뮤테이팅된 신호들(67 및 69)은 이후 결합된 신호(81)를 발생시키기 위해 합산기(80)에서 결합된다. 이후 결합된 신호(81)는 BPF(82)에 의해 필터링되어 일반적으로 증폭기(도시되지 않음)로 그리고 송신 안테나(도시되지 않음)로 보내질 출력 신호(83)를 발생시킨다.
각각 기저 대역 신호와 같은 폭을 가진 두 측파대들을 통과시키기에 충분한 통과 대역 폭을 가지고, BFP(82)의 통과 대역은 이상적으로 클록 주파수의 1/2 부근을 중앙으로 한다. 저지 대역들(stop bands)은 클록 주파수에서의 커뮤테이팅의 결과로서 생성되는 돌출부들(lobes)을 단지 실질적으로 차단할 필요가 있다. 논의된 것처럼 필터링 아웃될 제 1 돌출부는 대략 커뮤테이팅 클록 신호들의 주파수의 1.5배의 주파수에 있을 것이다. 대역 통과 필터들의 설계는 필터 설계의 기술내에서 잘 알려져 있다. 통과 대역은 엄밀히 클록 주파수의 1/2에서 중앙에 있을 필요가 없다. BPF는 실질적으로 클록 주파수의 1/2과 기저 대역 신호에 의해 생성되는 두 개의 측파대들을 통과하는 것이 필요하기만 하고, 실질적으로 클록 주파수의 1.5배의 부근과 더 높은 차수들에 중앙이 있는 돌출부들을 정지시키는 것이 필요하기만 하다.
무선 주파수 전송에 대하여 클록 주파수는 또한 무선 주파수 범위에 있을 것이다. 그러므로, 클록 주파수는 1MHz보다 더 클 수도 있고, 10MHz보다 더 클 수도 있으며, 1GHz보다 더 클 수도 있다. 이것은 중간 주파수로의 제 1 변환과 이후 중간 주파수 신호를 무선 주파수로 더 높은 주파수로의 변환에 대한 필요 없이 무선 주파수로의 기저 대역 신호의 직접적인 변환으로 종결된다.
제어기(도시되지 않음)는 델타-시그마 변조기들로 디지털 입력들의 스트림을 제공하여서 결과적으로 결합된 복합 파형은 요구되는 변조 방식에 따라 전송될 정보를 나타낸다. 그러한 제어기는 마이크로프로세서, 디지털 신호 처리기, 또는 필요 데이터 스트림을 발생시키는 다른 전용 프로세서이거나 그것들을 포함할 수도 있다. 일반적으로 델타-시그마 변조기들에 관한 이론 및 어떤 상세들은 스티븐 알. 노스워시(Steven R. Norsworthy), 리차드 슈라이어(Richard Schreier), 및 가보 씨. 테메스(Gabor C. Temes)(편집자들)(1997년 IEEE판)의 델타-시그마 데이터 변환기들: 이론, 설계, 및 시뮬레이션(Delta-Sigma Data Converters: Theory, Design, and Simulation)에서 알 수 있다. 변조 캐리어 신호들에 관한 이론 및 상세들은 (2001년 윌레이(2001 Wiley)) 토미 오베르그(Tommy Oberg)의 변조, 검출, 및 코딩(Modulation, Detection, and Coding)과 (2000년 피어슨 교육(Pearson Education 2000)) 웨인 토마시(Wayne Tomasi)의 전자 통신 시스템: 진보적인 것들의 기초(Electronic Communication Systems: Fundamentals Through Advanced)에서 알 수 있다. 이 참고 문헌들을 이용하여 관련 기술의 당업자는 필요한 요구된 복합 출력 신호를 종합하는 PWM 파형들을 발생할 수 있을 것이다. 프로세서를 오프로드 (offload)하기 위해, 델타-시그마 변조기들로의 데이터 스트림들은 또한 순차 액세스 메모리(SAM) 또는 직접 메모리 액세스(DMA)를 통해 액세스된 RAM이나 ROM과 같은 랜덤 접근 액세스 메모리에 저장된 값들로부터 부분적으로 제공될 수 있다. 발생된 신호를 물리적으로 전송하기 위하여 본 출원에서의 사용을 위해 적합한 RF 증폭기들과 안테나들의 설계도 잘 알려져 있다.
과정 내의 어느 단계에서 고정된 증폭 또는 감쇠의 존재가 회로의 일반적인 작동에 영향을 미치지 않기 때문에, 승산 단계는 정확히 +1 및 -1과의 승산을 구현할 필요가 없음을 이해할 것이다. 따라서, 본 명세서에 이용되는 바와 같이, +1 또는 -1에 의한 승산의 용어는 일반적으로 어느 양 및 음의 인수와의 승산을 나타낸다. 유사하게도, 상기 방법에 따른 합산 단계와 필터링 단계, 및 다른 단계도 또한 실질적으로 분석에 영향을 미치지 않고 어떤 요소에 의한 증폭이나 감쇠를 포함할 수 있다.
커뮤테이터 설계
커뮤테이터는 들어오는 클록 신호의 반-주기들의 반대인 동안 입력에다 +1 및 -1을 선택적으로 승산하는 블록이다. 더 일반적으로, 커뮤테이터는 클록 신호의 전류 상태(HI 또는 LO)에 따라 들어오는 정보 신호를 교환한다. 아날로그 신호들에 대하여, 커뮤테이터는 클록 신호의 반-주기들의 반대에 있는 동안 출력 단자들을 교체하는 상보 출력 증폭기로서 구현되는 커뮤테이팅 증폭기를 이용함으로써 실현된다. 디지털 회로들에 대하여, 커뮤테이터의 개념은 다소 서로 다른 실현을 맡아야 한다. 많은 커뮤테이터의 구현이 가능하고 본 기술의 당업자들에게 명백할 것이 지만, 이하는 두 가능한 구현들을 다루고 있다.
단순한 한 개-비트의 커뮤테이터는 도 7에 도시된 바와 같이 배타적-or(XOR) 게이트를 이용하여 구현된다. 커뮤테이터는 델타-시그마 변조기로부터의 PWM 출력의 HI 또는 LO 상태에 따라 클록 신호를 반전시키는 것으로서 생각될 수 있고, 또는 그것은 커뮤테이팅 클록의 HI 또는 LO 상태에 따라 델타-시그마 변조기로부터 PWM 출력 신호를 반전시키는 것으로서 생각될 수 있다.
온도계상의 변환기(즉, N-비트 워드가 2N-1 라인들에 의해 표시되는 것과 정수 N0가 논리 "1"과 2N-1-N0을 전달하는 그들 라인들의 N0에 의해 표시되는 것)에 대해 커뮤테이터는 2N-1 출력 라인들 각각을 가진 XOR 게이트를 작동시키고 결과를 합산함으로써 구현될 수 있다. 도 8은 서모메트릭하게 부호화된 변환기에 대한 커뮤테이터 회로를 도시하고 있다.
직교 클록 발생기 설계
본 기술의 당업자들에게는 명백할 것이지만 다양한 방법들이 서로 90도의 위상인 한 쌍의 클록 신호들을 개발하는 것에 대해 이용 가능하다. 2가지 그러한 방법들, 반도체 집적 회로 상의 구현에 대해 타당한 상기 방법들은 예시를 위한 목적으로 공들여져 있다.
도 9는 두 개의 "D" 플립-플롭들을 이용하는 직교 클록 발생기의 제 1 구현을 나타내는 다이어그램이다. 이 구현은 마스터를 이용하고 2 회로로 분할된 출력 들을 슬레이브하고, 이중 주파수 클록에 의해 분할된다. 마스터와 슬레이브 래치들이 클록의 반대의 반-위상들에서 활성화되기 때문에, 효과적인 위상 시프트는 1/4의 기간, 즉 90도이다.
도 10은 제 4 스테이지 링 오실레이터를 이용하는 직교 클록 발생기의 제 2 구현을 도시하고 있다. 이 구현에 있어서 전압-제어 링 오실레이터는 위상 동기 루프(PLL)를 이용한 안정적인 외부의 클록으로 잠긴다. 이 링 오실레이터가 짝수의 단계들을 가지도록 구성된다면, "위상적으로" 및 "직교적으로" 출력을 생성하는 안정 주파수 소스는 구현될 수도 있다.
직교 클록들에 대한 90도의 위상차가 이상적임을 이해될 것이고, 위상차가 미리 정해진 이상적인 90도에서 단지 약간 빗나가는 클록들을 발생시키는 직교 클록 발생기는 위상차가 계속 본 발명의 최정 환경의 전송기내에서 알맞게 동작할 것이고, 그래서 위상차는 단지 대략 90도 또는 1/4 사이클임을 필요로 한다.
본 발명은 적응성 있고, 고도로 프로그래밍가능한 송신기가 구현되는 것을 허용하고 성분들을 튜닝하거나 제어하는 주의를 요구하지 않는다. 본 발명을 이용하여, 송신기는 구현될 수 있고 둘 이하의 소프트웨어 제어의 가장 적은 요소에 의해 변경시킬 수 있는 캐리어 주파수 상에서 전송할 수 있다. 본 발명은 가깝게 어느 무선 적용에서 구현될 수 있고, 이동 셀룰러 전화기들과 확장 스펙트럼을 호핑(hopping)하는 주파수를 포함하는 다른 확장 스펙트럼 응용들에 대해 잘 적합하다.
본 발명은 또한 아날로그 신호들을 전송하기 위해 이용될 수 있다. 전체 직교의 경우에 대해 한 개-비트의 델타-시그마 D/A 변환기, 또는 두 개의 델타-시그 마 D/A 변환기들의 출력과 같은 아날로그 출력을 커뮤테이팅함으로써, 본 발명은 적응성 있는 아날로그 신호 송신기 또한 구성되는 것을 허용한다.
본 명세서에 이용된 것과 같은 "본 발명"이란 용어는 단일 본질적인 요소 또는 요소들의 그룹이 존재되는 단일 발명만이 의미하는 것으로 해석되지 말아야 함을 이해될 것이다. 유사하게, "본 발명"이란 용어가 각각 분리된 발명들이라고 고려될 수 있는 다수의 분리된 혁신들을 포함함을 또한 이해될 것이다. 따라서 본 발명은 바람직한 실시예들과 도면들에 관하여 상세하게 설명되었지만, 본 발명의 다양한 변화들 및 변경들이 본 발명의 사상과 범위를 벗어나지 않고 수행될 수도 있음을 본 기술의 당업자들에게 명백해야 한다. 따라서, 상술되어 다뤄진 것과 같은 상세한 설명 및 첨부 도면들은 본 발명의 중점을 제한하도록 의도되지 않음을 이해되어야 하고, 단지 다음의 청구항들과 그것들의 타당하게 해석된 합법적인 등가물들로부터 추론되어야 한다.
본 발명은 단지 디바이스를 프로그래밍함으로써 임의의 캐리어 주파수에서 임의의 전송된 파형의 발생을 허용하기 때문에, 본 발명은 고가용성이고 프로그램 가능한 무선 주파수 송신기를 이룬다. 상기 디바이스를 플라이에 재프로그램함으로써, 송신기는 변조 방식과 캐리어 주파수를 본질적으로 즉시 변화시키기 위해 재프로그램될 수 있다.

Claims (26)

  1. 무선 주파수 송신기에 있어서,
    각각 제 1 및 제 2 정보 신호들을 발생하는 제 1 및 제 2 델타-시그마 변조기들,
    제 1 및 제 2 클록 신호들을 발생시키는 클록 발생 회로로서, 상기 제 1 및 제 2 클록 신호들은 각각 1MHz보다 더 크고 미리 정해진 상대 위상차를 가진, 상기 클록 발생 회로,
    상기 제 1 정보 신호 및 상기 제 1 클록 신호를 수신하고, 제 1 커뮤테이팅된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 클록 신호에 따라 상기 제 1 정보 신호를 스위칭하는 제 1 커뮤테이터,
    상기 제 2 정보 신호 및 상기 제 2 클록 신호를 수신하고, 제 2 커뮤테이팅된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 클록에 따라 상기 제 2 정보 신호를 스위칭하는 제 2 커뮤테이터, 및
    무선 네트워크를 통해 전송될 결합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 커뮤테이팅된 신호들을 결합하는 가산 회로를 포함하는, 무선 주파수 송신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 결합된 신호가 전송되기 전 상기 결합된 신호로부터 불필요한 주파수 성분들을 제거하기 위해 상기 제 1 및 제 2 클록들의 주파수의 대략 절반에 중심이 있는 통과 대역을 가진 적어도 하나의 대역 통과 필터를 더 포함하는, 무선 주파수 송신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 상대 위상차는 대략 90도인, 무선 주파수 송신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 결합된 신호가 상기 제 1 및 제 2 정보 신호들에 따라 크기와 위상 모두가 제어되는 무선 주파수 신호를 나타내도록 상기 제 1 및 제 2 정보 신호들을 발생하는 제어기를 더 포함하는, 무선 주파수 송신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 무선 주파수 신호는 확산 스펙트럼 신호인, 무선 주파수 송신기.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 송신기는 이동 전화 송신기인, 무선 주파수 송신기.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 송신기가 두 개 중 적어도 하나의 인수의 주파수 범위에 걸쳐 정보를 전송할 수 있도록, 상기 클록 발생 회로는 두 개 중 적어도 하나의 인수의 제어 가 능한 주파수 범위를 가진, 무선 주파수 송신기.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 커뮤테이터들에 의해 수신되는 상기 정보 신호들은 펄스 폭 변조 신호들인, 무선 주파수 송신기.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 델타-시그마 변조기들은 멀티비트 델타-시그마 변조기들인, 무선 주파수 송신기.
  10. 신호를 발생시키는 방법에 있어서,
    제 1 데이터 워드를 발생하고 상기 제 1 데이터 워드를 펄스 폭이 상기 제 1 데이터 워드의 값에 대응하는 제 1 이진 펄스로 변환하는 단계,
    제 2 데이터 워드를 발생하고 상기 제 2 데이터 워드를 펄스 폭이 상기 제 2 데이터 워드의 값에 대응하는 제 2 이진 펄스로 변환하는 단계,
    상기 제 1 이진 펄스가 존재할 때 제 1 클록 신호를 반전하고, 상기 제 1 이진 펄스가 존재하지 않을 때 상기 제 1 클록 신호를 비반전하여 제 1 신호 성분을 생성하는 단계,
    상기 제 2 이진 펄스가 존재할 때 제 2 클록 신호를 반전하고, 상기 제 2 이진 펄스가 존재하지 않을 때 상기 제 2 클록 신호를 비반전하여 제 2 신호 성분을 생성하는 단계, 및
    결합된 무선 주파수 전송 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 신호 성분들을 합산하는 단계를 포함하는, 신호 발생 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호 성분들은 복합 무선 주파수 신호의 I 및 Q 성분들을 규정하는, 신호 발생 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 클록 신호들은 대략 1/4 사이클의 상대 위상차를 가진, 신호 발생 방법.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 클록 신호 및 상기 제 2 클록 신호의 주파수의 1.5배보다 더 크거나 같은 주파수 성분들을 제거하기 위해 상기 결합된 무선 주파수 전송 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는, 신호 발생 방법.
  14. 전송될 신호를 발생시키는 회로에 있어서,
    제 1 및 제 2 신호들을 각각 발생시키는 제 1 및 제 2 신호 발생 섹션들,
    제 1 커뮤테이팅된 신호를 생성하는 제 1 클록 스위칭 섹션으로서, 상기 제 1 커뮤테이팅된 신호는 상기 제 1 신호의 상태에 따른 제 1 클록의 반전된 또는 비반전된 버전인, 상기 제 1 클록 스위칭 섹션,
    제 2 커뮤테이팅된 신호를 생성하는 제 2 클록 스위칭 섹션으로서, 상기 제 2 커뮤테이팅된 신호는 상기 제 2 신호의 상태에 따른 제 2 클록의 반전된 또는 비반전된 버전이고, 상기 제 2 클록은 주파수가 제 1 클록과 동일하고 미리 정해진 위상차만큼 그로부터 오프셋되어 있는, 상기 제 2 클록 스위칭 섹션, 및
    합산된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 커뮤테이팅된 신호들을 가산하는 합산 섹션(summing section)을 포함하는, 신호 발생 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 클록들의 주파수의 대략 절반의 범위 밖에 있는 상기 합산된 신호의 주파수 성분들을 제거하는 필터, 및 무선 전송 링크를 통해 상기 합산되고 필터링된 신호를 전송하는 전송 섹션을 더 포함하는, 신호 발생 회로.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호들은 펄스 폭 변조된 신호들인, 신호 발생 회로.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호 발생 섹션들은 델타-시그마 변조기들을 포함하는, 신호 발생 회로.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호 발생 섹션들은 델타-시그마 디지털-아날로그 변환기들을 포함하는, 신호 발생 회로.
  19. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호 발생 섹션들은 각각 멀티비트 서모메트릭 디지털-아날로그 변환기들(multibit thermometric digital-to-analog converters)을 포함하는, 신호 발생 회로.
  20. 전자 디바이스에 있어서,
    디지털 입력을 수신하고 그에 응답하여 제 1 기저 대역 신호를 발생시키는 델타-시그마 변조기,
    상기 제 1 기저 대역 신호에 양의 인수 및 음의 인수를 교호로 승산하고 그에 따라 제 2 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호를 커뮤테이팅하는 커뮤테이터로서, 상기 커뮤테이팅은 무선 주파수율로 발생하는 상기 커뮤테이터, 및
    상기 커뮤테이션이 발생하는 비율의 1/2의 범위 훨씬 밖에 있는 상기 제 2 신호 주파수 성분들로부터 제거하는 필터를 포함하는, 전자 디바이스.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 기저 대역 신호는 단일 비트 신호인, 전자 디바이스.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 기저 대역 신호는 멀티비트 신호인, 전자 디바이스.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 신호는 기저 대역 정보 신호를 나타내고, 상기 제 2 신호가 어떤 다른 주파수 변환 없이 무선 통신 링크를 통해 직접 전송될 수 있도록 상기 커뮤테이팅은 1GHz보다 더 큰 주파수에서 발생하는, 전자 디바이스.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 신호를 증폭하는 증폭기, 및
    상기 증폭된 제 2 신호를 전송하는 안테나를 더 포함하는, 전자 디바이스.
  25. 신호를 발생시키는 방법에 있어서,
    제 1 및 제 2 정보 신호들을 제공하는 단계,
    상기 제 1 및 제 2 정보 신호들 각각을 각각의 +1 및 -1 피승수 파형들로 교호로 승산하는 단계로서, I 및 Q 직교 신호들을 생성하기 위해, 상기 제 1 신호에 대한 상기 +1 및 -1 피승수 파형은 상기 제 2 신호에 대한 상기 +1 및 -1 피승수 파형과 대략 90도 위상차를 가진, 상기 승산하는 단계, 및
    무선 주파수 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 직교 신호들을 합산하는 단계를 포함하는, 신호 생성 방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 무선 주파수 신호를 필터링하고 무선 전송 링크를 통해 상기 무선 주파수 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는, 신호 생성 방법.
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