KR20060035290A - 직접변환 주파수 혼합기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 직접변환(direct conversion) 방식으로 고주파(RF) 신호를 베이스밴드(base-band) 신호로 하향변환(down conversion)시키는 주파수 혼합기(mixer)에 관한 것이다. 본 발명의 직접변환 주파수 혼합기는 단일 위상의 고주파(RF) 신호와 직교국부발진(quadrature LO) 신호를 이용하여 직교 베이스밴드 신호를 얻을 수 있는 구조로서, 제 1 주파수 혼합부는 0도와 180도 위상의 직교국부발진(LO) 신호를 이용하여 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 인-페이즈(In-phase)의 베이스밴드로 직접하향변환(direct down conversion)시키고, 제 2 주파수 혼합부는 90도와 270도 위상의 직교국부발진(LO) 신호를 이용하여 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 직교위상(quadrature-phase)의 베이스밴드로 직접하향변환시킨다. 직교국부발진(LO) 신호가 인가되는 트랜지스터와 고주파(RF) 신호가 입력되는 트랜지스터의 드레인과 소스가 각각 공통으로 연결되기 때문에 낮은 전원전압에서도 구동이 가능하다.
직접변환, 주파수 혼합기, 고주파, 직교국부발진, 베이스밴드

Description

직접변환 주파수 혼합기 {Direct-conversion frequency mixer}
도 1은 일반적인 단일 평형(single-balanced) 직접하향변환 주파수 혼합기의 회로도.
도 2는 본 발명에 따른 직접변환 주파수 혼합기를 설명하기 위한 개략도.
도 3a 및 도 3b는 도 2에 도시된 제 1 및 제 2 주파수 혼합부의 상세 회로도.
도 4는 본 발명에 따른 직접변환 주파수 혼합기의 동작을 설명하기 위한 회로도.
도 5는 본 발명의 직접변환 주파수 혼합기를 적용한 고주파 송수신 장치를 설명하기 위한 블록도.
＜도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명＞
10, 11: 신호 입력부
100, 200: 제 1 및 제 2 주파수 혼합부
110: 코어부
401: 광대역 안테나
402: 대역통과 필터
403: 송수신 선택스위치
404: 저잡음 증폭기
405, 406: 제 1 및 제 2 하향 주파수 혼합부
407, 408: 저역통과필터
409, 410: 가변이득 증폭기
411, 412: 아날로그-디지털 변환기
413, 414: 직교국부발진 신호 증폭기
415: 주파수 합성기
416, 417: 디지털-아날로그 변환기
418, 419: 베이스밴드 신호 증폭기
420, 421: 베이스밴드 신호필터
422, 423: 제 1 및 제 2 상향 주파수 혼합부
424: 구동 증폭기
425: 디지털 베이스밴드 프로세서
본 발명은 무선통신 시스템에서 직접변환 방식으로 고주파(RF) 신호를 베이스밴드 신호로 하향변환시키는 주파수 혼합기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 낮은 전원전압에서도 높은 선형성을 가지는 직접변환 주파수 혼합기에 관한 것이다.
일반적으로 전파를 이용하는 무선통신 시스템에서 주파수 변환기는 안테나를 통해 입력되는 매우 작은 전력의 고주파(RF) 신호와, 시스템 내부의 국부발진기(Local Oscillaot)에서 출력되는 직교국부발진(quadrature LO) 신호를 입력받아서 두 신호 주파수 차이에 해당하는 기저대역의 주파수 신호로 변환하는 기능을 가진다. 이러한 주파수 변환은 두 신호를 곱하는 비선형 회로를 통해 간단히 이룰 수 있으므로 주파수 변환기는 일반적으로 아날로그 곱셈기 역할을 하는 코어부, 입출력 버퍼, 필터 등으로 구성된다. 주파수 변환기 회로의 일반적인 이론과 종래의 기술은 B. Razavi의 “RF Microelectronics" (Prentice Hall, 1998)와 Thomas Lee의 ”The design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits" (Cambridge University Press, 1998)에 기술되어 있다.
최근들어 반도체 기술이 발전됨에 따라 디지털 VLSI 칩에 주로 사용되던 CMOS 등의 실리콘 소자가 고주파(RF) 회로에도 많이 적용되고 있다. 그러나 고집적화로 인하여 CMOS 트랜지스터의 게이트 선폭은 130 나노미터에서 90 나노미터 수준으로 계속 미세화되는 반면, 디지털 회로부의 전원전압은 1.5V 이하로 계속 낮아지는 추세이다. 디지털 회로부와 고주파(RF)/아날로그 회로부에 서로 다른 전원전압을 사용하면 별도의 직류(DC)-직류(DC) 변환기 등과 같은 전원변환 회로가 필요하므로 부품비용과 전력소모가 증가하게 된다. 이는 최근들어 부품 수요자들이 더욱 더 강하게 요구하고 있는 저비용, 저전력 소모 등의 요구에 부합되지 않는다. 따라서 디지털 회로와 같이 낮은 전원전압으로 구동 가능한 고주파(RF) 회로의 개발이 요구되고 있다. 이를 위해서는 고주파(RF) 칩을 구성하는 많은 회로들의 구조를 근본적으로 바꿀 수 있는 새로운 회로의 개발이 필요하다.
종래의 고주파(RF)/아날로그 기술에서는 공정 및 온도 등과 같은 동작조건의 변화에 무관한 안정적인 특성을 얻기 위해 2개 이상의 트랜지스터가 적층(stack) 또는 종속접속(cascode) 형태로 연결된 전류 바이어스 또는 전류원(current source)을 많이 사용한다. 주파수 혼합기(mixer) 회로의 경우, 도 1에 도시된 바와 같이, 직교국부발진(LO) 신호 변환 트랜지스터(Q1 및 Q2)로 구성된 직교국부발진(LO) 신호 입력부(10)와 고주파(RF) 신호 변환 트랜지스터(Q3)로 구성된 고주파(RF) 신호 입력부(11)가 적층 구조로 연결된다. 이와 같은 길버트(Gilbert) 곱셈기 구조는 전원전압을 각 단에서 나누어 사용하기 때문에 출력단의 전압 스윙폭이 낮으며, 전원전압이 1.5V 이하로 낮아질 경우 트랜지스터의 능동영역(active region)으로 동작 가능한 전압 범위가 좁아져 선형성이 낮아지는 문제가 있다.
전력 수준이 매우 큰 대역내(in-band) 간섭신호가 그대로 입력되는 초광대역(ultra wide-band) 시스템에서 주파수 혼합기의 선형성 감소는 특히 심각한 문제가 된다. 초광대역 시스템은 3.1 ~ 10.6GHz의 매우 넓은 고주파(RF) 대역에 걸쳐 확산된 -41dBm/MHz 이하의 매우 미약한 전파를 이용하여 통신하는 방식으로, 근거리에서 1Gbps 급의 높은 전송율을 얻을 수 있기 때문에 최근들어 많은 관심을 받고 있다. 따라서 일정한 주파수 대역만을 사용하고, 그 외의 대역은 고주파(RF) 필터를 이용하여 차단시키는 종래의 무선통신 시스템과 달리 초광대역 송수신기(트랜시버)는 넓은 주파수 대역의 모든 신호를 입력받기 때문에 원하는 신호에 비해 30dB 이상 큰 간섭신호가 동시에 주파수 혼합기에 인가되어 상호변조에 의한 스퓨 리어스 신호 발생, 포화에 의한 감도 저하, 블로킹 등의 비선형 효과가 더욱 현저하게 발생할 수 있다. 따라서 낮은 전원전압을 사용하면서도 높은 선형성을 가질 수 있는 새로운 주파수 혼합기의 개발이 요구된다.
본 발명의 목적은 낮은 전원전압에서도 높은 선형성을 가지는 직접변환 주파수 혼합기를 제공하는 데 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 직접변환 주파수 혼합기는 0도 및 180도 위상의 직교국부발진 신호를 이용하여 단일 위상의 고주파 신호를 인-페이즈의 베이스밴드로 직접변환시키는 제 1 주파수 혼합부, 및 90도 및 270도 위상의 직교국부발진 신호를 이용하여 단일 위상의 상기 고주파 신호를 직교위상의 베이스밴드로 직접변환시키는 제 2 주파수 혼합부를 포함하며, 상기 제 1 및 제 2 주파수 혼합부가 단일 전압원으로부터 공급되는 바이어스 전압에 의해 구동되는 것을 특징으로 한다.
상기 제 1 주파수 혼합부는 게이트를 통해 상기 0도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 1 트랜지스터, 게이트를 통해 상기 180도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 2 트랜지스터, 상기 제 1 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 3 트랜지스터, 상기 제 2 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 4 트랜지스터를 포함하며, 상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 트랜지스터의 드레인에 상기 바이어스 전압이 인가되는 것을 특징으로 한다.
상기 제 2 주파수 혼합부는 게이트를 통해 상기 90도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 1 트랜지스터, 게이트를 통해 상기 270도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 2 트랜지스터, 상기 제 1 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 3 트랜지스터, 상기 제 2 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 4 트랜지스터를 포함하며, 상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 트랜지스터의 드레인에 상기 바이어스 전압이 인가되는 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이하의 실시예는 이 기술 분야에서 통상적인 지식을 가진 자에게 본 발명이 충분히 이해되도록 제공되는 것으로서, 여러가지 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 기술되는 실시예에 한정되는 것은 아니다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 직접변환 주파수 혼합기를 설명하기 위한 개략도이다.
단일 위상의 고주파(RF) 신호와 직교국부발진(quadrature LO) 신호를 이용하여 직교 베이스밴드 신호를 얻을 수 있는 구조를 가진다. 제 1 주파수 혼합부(100)는 0도와 180도 위상의 직교국부발진(LO) 신호(LO-0, LO-180)를 이용하여 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 인-페이즈(In-phase)의 베이스밴드로 직접하향변환(direct down conversion)시키고, 제 2 주파수 혼합부(200)는 90도와 270도 위상의 직교국부발진(LO) 신호(LO-90, LO-270)를 이용하여 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 직교(quadrature)의 베이스밴드로 직접하향변환시킨다.
상기 제 1 주파수 혼합부(100)는 0도와 180도 위상을 가지는 직교국부발진(LO) 신호(LO-0, LO-180)를 이용하여 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 직접하향변환시킴으로써 인-페이즈의 베이스밴드 출력 I(+)와 I(-)이 발생된다. 또한, 상기 제 2 주파수 혼합부(200)는 90도와 270도 위상을 가지는 직교국부발진(LO) 신호(LO-90, LO-270)를 이용하여 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 직교의 베이스밴드로 직접하향변환시킴으로써 직교 위상의 베이스밴드 출력 Q(+), Q(-)이 발생된다.
상기 제 1 및 제 2 주파수 혼합부(100, 200)는 서로 동일한 회로로 이루어지며, 입력되는 직교국부발진(LO) 신호의 위상으로 구분될 수 있다. 그러면 상기 제 1 및 제 2 주파수 혼합부(100, 200)를 도 3a 및 도 3b를 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 3a는 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 180도 위상 차이를 가지는 인-페이즈 베이스밴드 신호 I(+), I(-)로 직접하향변환시키는 제 1 주파수 혼합부(100)의 상세 회로도이다.
직교국부발진(LO) 신호에 의해 스위칭 동작을 이루는 코어부(110)는 게이트를 통해 0도 위상의 직교국부발진(LO) 신호(LO-0)가 인가되는 트랜지스터(Q11), 게이트를 통해 180도 위상의 직교국부발진(LO) 신호(LO-180)가 인가되는 트랜지스터(Q14), 상기 트랜지스터(Q11, Q14) 각각에 소스 및 드레인이 서로 공통으로 접속되며 게이트를 통해 고주파(RF) 신호가 인가되는 트랜지스터(Q1, Q13)로 구성된다. 상기 트랜지스터(Q11, Q12)와 트랜지스터(Q13, Q14)의 드레인에는 저항(R11, R12)를 통해 전압원으로부터 전원전압(VDD)이 인가된다.
직교국부발진(LO) 신호는 고주파(RF) 신호의 반송파와 동일한 주파수를 가지기 때문에 중간 주파수로의 천이없이 직접 베이스밴드 신호로 하향변환된다. 하향변환된 인-페이즈의 베이스밴드 신호는 각각 트랜지스터(Q11 및 Q12)의 드레인(I(+) 노드)과 트랜지스터(Q13 및 Q14)의 드레인(I(-) 노드)에 180도의 위상 차이를 가지며 나타난다. 고주파(RF) 신호 입력부의 인덕터(L11)는 주파수 혼합기의 입력 임피던스를 정합시키며, 캐패시터(C11)는 고주파(RF) 신호의 AC 커플링용으로 사용된다. 직교국부발진(LO) 신호 입력부(LO-0 및 LO-180)에 사용된 캐패시터(C12 및 C13)는 각각 직교국부발진(LO)신호의 AC 커플링용으로 사용된다.
도 3b는 단일 위상의 고주파(RF) 신호를 180도 위상 차이를 가지는 직교 위상의 베이스밴드 출력 Q(+), Q(-)으로 직접하향변환시키는 제 2 주파수 혼합부(200)의 상세 회로도로서, 도 3a의 회로와 동일하며, 직교국부발진(LO) 신호 입력부(LO-90 및 LO-270)를 통해 90도와 270도 위상의 직교국부발진(LO) 신호가 각각 입력되고, 하향변환된 직교 위상의 베이스밴드 신호는 각각 트랜지스터(Q11 및 Q12)의 드레인(Q(+) 노드)과 트랜지스터(Q13 및 Q14)의 드레인(Q(-) 노드)에 180도의 위상 차이를 가지며 나타난다.
그러면 상기와 같이 구성된 본 발명에 따른 직접변환 주파수 혼합기의 동작을 도 4를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
설명을 위하여 트랜지스터(Q1 및 Q4)에 차동의 구형파 논리신호(
Figure 112004048212993-PAT00001
와
Figure 112004048212993-PAT00002
)가 입력된다고 가정하면, 트랜지스터(Q1)의 게이트 전극의 교류전압 성분은 논리신호(LO)가 된다. 만약 논리신호(LO)가 양(+)의 값을 가지면, 스위치(S1)는 온(on)되므로 고주파(RF) 신호(v 2 )에 의해 (+) 출력전류(i op )는 매우 작게 흐른다. 반면, 스위치(S4)는 오프(off)되므로 대부분의 (-) 출력전류(i on )는 트랜지스터(Q3)의 드레인 전류가 된다. 따라서 전체 차동 출력전류는 하기의 수학식 1과 같이 나타내진다.
Figure 112004048212993-PAT00003
만약 논리신호(LO) 신호가 음(-)의 값이 되면, 스위치(S1)는 오프되고 스위치(S4)가 온되므로 트랜지스터(Q2)는 활성화되고, 트랜지스터(Q3)는 동작하지 않게 된다. 따라서 출력전류는 하기의 수학식 2와 같이 나타내진다.
Figure 112004048212993-PAT00004
따라서 전체 차동 출력전류의 부호는 논리신호(LO)의 부호에 의해 결정되어지고, 출력신호는 하기의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004048212993-PAT00005
만약 논리신호(LO)가 주파수 f LO 을 가지는 주기함수라 가정한다면, sign(v 11 ) 항은 주기적인 구형파 함수가 된다. 따라서, 퓨리에 시리즈 전개를 이용하여 출력전류를 하기의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004048212993-PAT00006
상기 출력전류는 종래의 단일평형 능동 주파수 혼합기의 출력전류와 동일한 형태를 가진다. 높은 주파수를 가지는 고차수의 하모닉 성분들은 저역통과필터를 사용하여 쉽게 제거할 수 있기 때문에 상기와 같은 원리에 의해 시스템에서 요구하는 주파수의 변환을 이룰 수 있다.
일반적인 단일 평형 직접하향변환 주파수 혼합기는 도 1에 도시된 바와 같이 직교국부발진(LO) 신호가 입력되는 직교국부발진(LO) 신호 입력부(10)와 고주파(RF) 신호가 입력되는 고주파(RF) 신호 입력부(11)가 적층된 구조를 가짐으로 인해 전원전압을 각 단에서 나누어 사용하기 때문에 출력단의 전압 스윙폭이 작다. 그러나 본 발명은 도 3a 및 도 3b와 같이 구성된 제 1 및 제 2 주파수 혼합기부(100, 200)를 이용하여 주파수 혼합기를 구성함으로써 종래의 주파수 혼합기에 비해 출력전압 스윙폭이 커져 상대적으로 낮은 전원전압(VDD)에서도 주파수 변환을 일으킬 수 있다. 즉, 직교국부발진(LO) 신호의 입력부와 고주파(RF) 신호의 입력부가 서로 적층된 종래의 구조와는 달리 직교국부발진(LO) 신호가 인가되는 트랜지스터와 고주파(RF) 신호가 입력되는 트랜지스터의 드레인과 소스가 각각 공통으로 접속되기 때문에 낮은 전원전압에서도 구동할 수 있다.
도 5는 본 발명의 주파수 혼합기를 적용한 광대역 고주파 송수신기의 일예를 설명하기 위한 블록도이다.
광대역 안테나(401)를 통해 수신된 고주파 전기신호는 대역통과 필터(402)와 송수신 선택스위치(403)을 통해 저잡음 증폭기(404)로 입력된다. 저잡음 증폭기(404)에서 증폭된 고주파 신호는 도 3a 및 도 3b와 같이 구성된 제 1 및 제 2 하향 주파수 혼합부(405, 406)의 고주파(RF) 신호 입력단자를 통해 입력된다. 이와 동시에 주파수 합성기(415)에서 생성되며 상호 90도의 위상차를 갖는 일정 주파수의 정현파 신호로 이루어지는 국부발진신호(LO_I, LO_Q)는 직교국부발진(LO) 신호 증폭기(413, 414)를 통해 충분한 전력 수준으로 증폭된 후 상기 제 1 및 제 2 하향 주파수 혼합부(405, 406)의 직교국부발진(LO) 신호 입력단자로 입력된다.
상기 제 1 및 제 2 하향 주파수 혼합부(405, 406)에서 주파수가 베이스밴드로 하향변환된 베이스밴드 신호는 베이스밴드 저역통과필터(407, 408)를 거쳐 가변이득 증폭기(409, 410)에서 증폭된 후 아날로그-디지털 변환기(411, 412)를 통해 디지털 베이스밴드 프로세서(425)로 입력된다. 상기 디지털 베이스밴드 프로세서(425)는 상기 아날로그-디지털 변환기(411, 412)로부터 출력되는 신호에서 일정한 주파수 대역의 신호만을 출력한다.
한편, 디지털 베이스밴드 프로세서(425)로부터 출력되는 신호는 디지털-아날로그 변환기(416, 417), 베이스밴드 신호 증폭기(418, 419), 베이스밴드 신호 필터(420, 421)를 통해 제 1 및 제 2 상향 주파수 혼합부(422, 423)로 입력된다. 상기 제 1 및 제 2 상향 주파수 혼합부(422, 423)의 출력은 구동 증폭기(424)에서 증폭된 후 송수신 선택 스위치(403) 및 대역통과 필터(402)를 통해 안테나(401)로 전달된다.
상기와 같이 구성된 광대역 고주파 송수신기는 종래의 직접변환 수신기와 그 구조에 있어서 유사하나, 하향 및 상향 주파수 혼합부를 도 3a 및 도 3b와 같이 구성함으로써 종래의 수신기에 비해 더 낮은 전원전압에서도 동작이 가능한 장점을 갖는다.
이상에서와 같이 상세한 설명과 도면을 통해 본 발명의 최적 실시예를 개시하였다. 용어들은 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
상술한 바와 같이 본 발명의 주파수 혼합기는 직교국부발진(LO) 신호가 인가되는 트랜지스터와 고주파(RF) 신호가 입력되는 트랜지스터의 드레인과 소스가 각 각 공통으로 연결되며, 단일 전압원으로부터 공급되는 바이어스 전압에 의해 구동된다. 즉, 직교국부발진(LO) 신호의 입력부와 고주파(RF) 신호의 입력부가 서로 적층된 종래의 구조와는 달리 직교국부발진(LO) 신호가 인가되는 트랜지스터와 고주파(RF) 신호가 입력되는 트랜지스터의 드레인과 소스가 각각 공통으로 접속되기 때문에 전원전압을 종래의 1/2로 감소시킬 수 있다. 따라서 낮은 전원전압에서 구동이 가능하여 저전력 시스템에 적합하고, 구조가 간단하여 초소형, 고집적 회로에 응용이 가능하다.

Claims (5)

  1. 0도 및 180도 위상의 직교국부발진 신호를 이용하여 단일 위상의 고주파 신호를 인-페이즈의 베이스밴드 신호로 직접변환시키는 제 1 주파수 혼합부, 및
    90도 및 270도 위상의 직교국부발진 신호를 이용하여 단일 위상의 상기 고주파 신호를 직교위상의 베이스밴드 신호로 직접변환시키는 제 2 주파수 혼합부를 포함하며,
    상기 제 1 및 제 2 주파수 혼합부가 단일 전압원으로부터 공급되는 바이어스 전압에 의해 구동되는 것을 특징으로 하는 직접변환 주파수 혼합기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 주파수 혼합부는 게이트를 통해 상기 0도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 1 트랜지스터,
    게이트를 통해 상기 180도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 2 트랜지스터,
    상기 제 1 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 3 트랜지스터,
    상기 제 2 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 4 트랜지스터를 포함하며,
    상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 트랜지스터의 드레인에 상기 바이어스 전압이 인가되는 것을 특징으로 하는 직접변환 주파수 혼합기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 드레인과 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 드레인에 상기 인-페이즈의 베이스밴드 신호가 각각 180도의 위상 차이를 가지며 나타나는 것을 특징으로 하는 직접변환 주파수 혼합기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2 주파수 혼합부는 게이트를 통해 상기 90도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 1 트랜지스터,
    게이트를 통해 상기 270도 위상의 직교국부발진 신호가 인가되는 제 2 트랜지스터,
    상기 제 1 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 3 트랜지스터,
    상기 제 2 트랜지스터와 소스 및 드레인이 공통으로 접속되며, 게이트를 통해 상기 고주파 신호가 인가되는 제 4 트랜지스터를 포함하며,
    상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 트랜지스터의 드레인에 상기 바이어스 전압이 인가되는 것을 특징으로 하는 직접변환 주파수 혼합기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 드레인과 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 드레인에 상기 직교 위상의 베이스밴드 신호가 각각 180도의 위상 차이를 가지며 나타나는 것을 특징으로 하는 직접변환 주파수 혼합기.
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