KR20050070044A - 전달 함수 결정 방법, 입력 파의 전자기 처리 방법, 입력파의 전자기 처리 장치 및 신호 송신기 - Google Patents

전달 함수 결정 방법, 입력 파의 전자기 처리 방법, 입력파의 전자기 처리 장치 및 신호 송신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역 위상 변조기와 같은 처리 시스템에 대한 이산 전달 함수를 결정하는 것과, 타겟 전달 함수에 이산 전달 함수의 역을 곱하여 이산 고역 강조 전달 함수를 생성하도록 타겟 전달 함수를 결정하는 것과, 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환시키는 것에 의 해 처리되기 전에 전자기 신호에 대한 전달 함수를 결정하는 시스템에 관한 것이다. 이산 전달 함수는 예를 들어 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및/또는 Steiglitz-McBride 알고리즘을 이용함으로써 결정될 수도 있다. 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터를 이용하여 수행될 수도 있다. 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터일 수도 있다.

Description

전달 함수 결정 방법, 입력 파의 전자기 처리 방법, 입력 파의 전자기 처리 장치 및 신호 송신기{APPARATUS, METHODS AND ARTICLES OF MANUFACTURE FOR PRE-EMPHASIS FILTERING OF A MODULATED SIGNAL}
본 발명은 일반적으로 전자 신호의 전자기 처리에 관한 것으로서, 특히 본 발명은 변조된 신호의 고역 강조(pre-emphasis) 필터링에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 위상 변조기의 전송 특성에 기초하여 위상 변조된 신호의 고역 강조 필터링의 결정에 관한 것이다.
전자기파 및 전자기 신호(이하에서는 "파동 (wave)")을 처리하는 동안에 발생하는 에러를 수정하는 것이 때론 어렵다. 이들 파는 여러 목적으로 사용될 수도 있다. 예를 들면, 이들은 진폭, 주파수 또는 전류 또는 무선 주파수(RF) 파의 위상을 변조하여 데이터를 전송하는 경우에서와 같이, 전자기파 특성을 감쇄 및/또는 증폭시키는 것에 의해 정보를 전달하도록 처리될 수도 있다. 다른 예로서, 회로 내의 전압 또는 전류를 변조하는 경우에서와 같이, 전자기파의 특성을 감쇄 및/또는 증폭함으로써 제어된 방식으로 파동을 따라서 전력이 전달될 수도 있다. 또한, 전력 특성을 처리하는 것에 의해 파동을 통해 정보가 전달되는 경우와 같이, 파와 정보를 결합하여 사용할 수도 있다.
60 Hz 전력파(power wave)와 같은 저주파수의 파는 24 GHz의 레이더 파와 같은 고주파수의 파동과는 다른 처리 기법을 필요로 할 수도 있기 때문에, 상이한 파에 대해서는 상이한 특성을 갖는 상이한 컴포넌트를 사용하는 것이 일반적이다. 예를 들면, 60 Hz 전력파용의 컴퓨터 내에서 사용된 스위칭 반도체는 24 GHz의 레이더 시스템에 사용된 전력 반도체와 다른 전력 처리 특성을 갖는다. 그러나, 신호를 처리하는 동안에 전자기파의 특성의 일부에 유입될 수도 있는 에러로 인해, 이들 시스템은 각각 처리된 신호 내에 에러를 생성할 수도 있다.
예를 들면, 위상 변조 시스템에서, 변조 처리를 하는 동안에 유입된 에러로 인해 출력 신호의 위상에 에러가 발생할 수도 있다. 이들 파의 처리 시스템 및 기타 처리 시스템에서, 위상 변조 동안의 필터링이 위상 노이즈를 신호에 추가하거나 또는 신호 위상의 추적을 지나치게 느리게 하거나 또는 출력 신호 내의 임의의 주파수 성분을 억제할 수도 있다. 이것은 특히, 원하는 광대역 전송 신호와 비교하면 위상 변조기의 주파수 응답에서의 제한으로 인해 코드 분할 다중 액세스 시스템(예를 들면, CDMA, WCDMA, CDMA2000)과 같은 광대역 위상 변조 시스템에서 그러하다.
이 때문에, 변조될 입력 신호의 부분에 (위상 변조기의 주파수 응답을 확대함으로써)이들 에러를 보정하기 위한 고역 강조 필터링이 이루어질 수도 있는데, 이것은 변조된 신호 내의 예상 출력 특성에 따라서 결정될 수도 있다.
따라서, 변조된 입력 신호의 고역 강조 필터링을 향상시키기 위해 신호를 처리하는 동안 전자기파를 보정하기 위한 효과적이며 동시에 정확한 기법을 제공하는 것이 전자기 처리 분야에 도움이 될 것이다.
도 1은 위상 변조 시스템의 개략도.
도 2는 위상 변조기 및 타겟 전달 함수를 도시한 도표.
도 3은 모든 통과 필터 폴/제로 위치를 도시한 도표.
도 4a 및 4b는 이산 전달 함수의 주파수 응답을 도시한 도표.
도 5는 위상 변조 시스템을 도시한 블록도.
도 6a 및 6b는 증폭 부분의 일실시예를 도시한 도면.
본 발명의 실시예들은 신호를 처리하는 동안에 자동으로 전자기파를 적응시키기 위한 장치, 방법 및 제품을 포함한다. 본 발명은 처리 시스템에 대한 이산 전달 함수(discrete transfer function)를 결정하고, 타겟 전달 함수(target transfer function)에 이산 전달 함수의 역(inverse)을 곱하여 이산 고역 강조 전달 함수(discrete pre-emphasis transfer function)를 생성하도록 상기 타겟 전달 함수를 결정하고, 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴(pole) 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환시키는 것에 의해, 전자기 신호를 처리하기 전에 전자기 신호의 일부를 강조하는데 사용된 전달 함수를 결정하는 처리 시스템을 포함할 수도 있다.
일실시예에서, 이산 전달 함수는 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및 Steiglitz-McBride 알고리즘으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 이용하여 결정된다. 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터(pass filter)를 이용하여 수행된다. 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1(unity)의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터일 수도 있다.
상기 처리 시스템은 특히 한정되는 것은 아니지만, 위상 변조, 광대역 위상 변조, 광대역 소수 시그마 델타 변조(wideband fractional sigma delta modulation) 및 코드 분할 다중 액세스 신호를 위한 광대역 소수 시그마 델타 변조로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 포함할 수도 있다.
본 발명은 첨부 도면과 함께 다음의 상세한 설명으로부터 보다 완전하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 실시예는 신호를 처리하는 동안에 변조되는 신호의 고역 강조 필터링을 위한 장치, 방법 및 제품을 포함한다. 예를 들면, 일실시예는 광대역 위상 변조기의 입력/출력 신호 또는 S 함수에 기초한 무한 임펄스 응답 필터를 포함할 수도 있다. 그러나, 본 명세서에 개시된 시스템은 넓은 범위의 파동 처리 시스템과 함께 사용될 수도 있으며, 본 명세서에 개시된 바와 같은 위상 변조 시스템에 한정되지 않는다. 시스템은 송신기에 한정되지 않고 수신기, 변환기 등과 같은 넓은 범위의 애플리케이션에 사용될 수도 있다.
본 명세서에 사용된 "신호"라는 용어는 스위치 온 및 오프되는 직류 또는 교류 또는 하나 이상의 데이터 스트림을 포함하는 전류 또는 전자기장, 전자기 캐리어와 같은 한 장소에서 다른 장소로 데이터를 전달하는 어떠한 방식도 포함하도록 넓게 해석되어야 한다. 예를 들어, 데이터는 아날로그 또는 디지털 형태로 수행될 수도 있는, 변조에 의해 캐리어 전류 또는 파 상에 중첩될 수도 있다. 본 명세서에 사용되는 "데이터"라는 용어는 어떠한 유형의 정보 또는 음성과 같은 오디오, 텍스트 및/또는 비디오와 같은 다른 정보를 포함하는 것으로 넓게 해석되어야 한다.
위상 변조기의 일실시예가 도 1에 도시되어 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 전자기파를 처리하기 위한 이러한 시스템은 위상/주파수 검출기(102), 전하 펌프(104), 루프 필터(106), 전압 제어 발진기(VCO)(108) 및 위상 동기 루프(PLL)를 형성하는 분할기(110)를 포함할 수도 있다. 이 시스템에서, 반송파(Fref)는 베이스밴드 정보 신호로부터 위상 정보에 의해 변조되어 위상 변조 신호를 생성할 수도 있다.
PLL은 낮은 스퍼(spur) 및 양호한 위상 노이즈를 갖는 정확한 신호 주파수를 생성하는 데 필요한 많은 애플리케이션에서 흔히 주파수 합성기로서 사용된다. VCO(108)의 신호 주파수는 분할기(110)의 분할 비를 변경하는 것에 의해 변화될 수도 있다. 기준 신호는 주파수가 변화될 수 없는 안정된 발진기에 의해 매우 빈번하게 생성되며, 따라서 분할비는 정수 스텝(integer step)에서 VCO 주파수를 변화시키도록 변경되며, 여기서 출력 주파수는 분할비의 반송파 주파수 배와 같다.
위상/주파수 검출기(102) 및 전하 펌프(104) 분할기는 기준 신호 위상이 분할된 VCO 신호 위상을 리드하는 지 또는 뒤따르는 지에 따라서 정 또는 부의 전하 "펄스"를 전달한다. 이들 전하 펄스는 루프 필터(106)에 의해 통합되어 동조(tuning) 전압을 생성한다. 동조 전압은 기준 신호 및 분할된 신호의 위상이 동조될 때까지 VCO 주파수를 업 또는 다운시킨다.
흔히, 루프 필터는 출력된 처리 신호에 에러 또는 노이즈를 유입할 수도 있다. 예를 들면, CDMA2K 송신기 설계에서, 위상 변조기 내의 루프 필터는 수백 kHz 범위의 차단(cutoff) 주파수를 가질 수도 있는데, 여기서 출력된 위상 변조된 신호의 대역폭은 수 MHz 범위이다(이것은 보다 좁은 주파수 범위를 갖는 GSM을 사용하는 시스템과 같은 다른 시스템과 대조적이다). 이 시스템 및 유사한 시스템에서, 고역 강조 필터(112)가 위상 변조기의 PLL 내의 분할기(110)에 공급되기 전에 위상 신호의 대역폭을 확장시키는데 사용될 수도 있다.
루프 필터(106)(전하 펌프(104) 및 VCO(108)와 함께)는 위상 변조기의 주파수 응답을 결정한다. 보다 넓은 통과 대역(passband)은 위상 정보의 추적이 보다 빠르지만 보다 많은 위상 노이즈를 추가한다. 역으로, 보다 좁은 통과 대역을 갖는 루프 필터는 위상 정보의 추적이 느리지만 보다 적은 위상 노이즈를 추가한다. 추적 시간 및 위상 노이즈 사이의 이 절충 때문에, 루프 필터는 통상 약 500 kHz의 차단 주파수를 갖도록 설계된다. 그러나, 전술한 바와 같이, CDMA2K와 같은 일부 시스템에서는 위상 신호가 수 MHz 차수의 보다 넓은 주파수 대역폭을 갖는다. 따라서, 고역 강조가 없는 루프 필터는 위상 신호의 고주파수 성분의 많은 부분을 억제할 것이다.
그 결과, 고역 강조 필터는 위상 변조기로부터 출력된 변조 신호의 이득이 원하는 타겟의 넓은 신호 주파수 대역에 걸쳐 실질적으로 1이 되도록 고주파수 대역에서 주파수 응답의 크기를 증가시킴으로써, 통상 주파수 대역을 확장하는데 사용된다. 이것은 도 2에 도시되어 있다.
고역 강조 필터에 사용된 필터의 유형은, 예를 들어, 유한 임펄스 응답(FIR) 또는 무한 임펄스 응답(IIR) 필터를 포함한다. 그러나, FIR 필터는, 보다 높은 차수의 필터가 보다 많은 전력을 소비하고 필터에 요구된 많은 수의 탭 때문에 유사한 IIR 필터보다 더 큰 ASIC 다이스 크기를 요구한다고 하는 문제점을 갖고 있다.
따라서, 일실시예에서, IIR 필터는 고역 강조 필터를 위해 사용될 수도 있다. 이 필터는 위상 변조기의 전체 전달 함수에 기초할 수도 있는데, 이 전달 함수는 예를 들어 위상 변조기의 S 함수 또는 위상 변조기의 입력 및 출력 신호와 같은 다수의 방법으로 유도될 수도 있다. 예를 들면, 시그마 델타 소수 N(sigma-delta fractional-N) 위상 변조기가 수식 1에 도시된 이산 전달 함수를 가질 수도 있다.
여기서 K는 DC 이득이고, zmi 및 pmi는 각각 제로 및 폴이며, Hm(z)은 수백 kHz 범위의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터이다.
만약 위상 변조기의 전달 함수가 수식 1에서와 같다면, 고역 강조 필터는 다음과 같이 설계될 수도 있다.
여기서 Hp(z)는 고역 강조 전달 함수이고, Ht(z)는 목표 캐스케이드 네트워크(targeted cascaded network)의 전달 함수, 즉 시스템에 대한 희망하는 전체 전달 함수이다. 예를 들면, 원하는 타겟 전달 함수는 반드시 그런 것은 아니지만, 수 MHz 범위의 차단 주파수 및 1의 이득을 갖는 FIR 저역 통과 필터가 되도록 사전 정의 될 수도 있다. 이 경우, 고역 강조 필터 전달 함수는 위상 변조기의 이산 전달 함수를 인버팅(inverting)하고 이것을 다음과 같은 타겟 전달 함수와 결합시킴으로써 얻어질 수도 있다.
타겟 전달 함수는 통상 FIR 필터이고, 제로만 갖기 때문에, 고역 강조 전달 함수는 Hm(z)의 제로인 zmi에서 폴을 갖는다(역(inversion) 때문에). 대부분의 경우에서와 같이, 위상 변조기 전달 함수가 최소 위상이 아니면(즉, 모든 제로가 s-평면(s-plane)의 좌측 절반으로 한정되지 않으면), 단위 원, 즉 |zmi|>1의 외부에 위치한 일부 제로를 갖는다. 따라서, 고역 강조 필터 전달 함수는 단위 원 외부에 폴을 가지며, Hp(z)는 안정된 시스템이 아닐 것이다.
고역 강조 필터 전달 함수를 안정되게 하기 위해, 불안정한 폴은 제거되어야 한다. 그러나, 고역 강조 필터의 주파수 응답은 이들 폴을 제거하는 중에 변경되지 않는 것이 바람직하다. 이것을 수행하는 한 메커니즘을 이하에 논의한다.
모든 통과 필터는 수식 4에 정의된 전달 함수를 가질 수도 있다.
여기서 a*는 a의 복소공액이다.
안정된 모든 통과 필터는 단위 원 |1/a|<1 내부에 위치하는 1/a*에서 폴을 가지며, 단위 원 |a|>1의 외부에 위치한 a에서 제로를 갖는다. 이것은 도 3에서 그래프로 도시되어 있다. 전체 주파수 스펙트럼에 대해 이상적인 모든 통과 필터의 주파수 응답의 크기는 1이다. 이 상황에서 다음 식이 성립한다.
실제로는, 고역 강조 필터의 주파수 응답의 크기는 일부 위상 변화를 제외하고는 변하지 않고 유지된다.
만약 고역 강조 필터에서 전달 함수(Hp(z))가 단위 원 |po|>1의 외부에 위치한 폴을 가지면, 이 전달 함수는 다음과 같이 인수분해될 것이다.
그러면 도 7에 도시된 바와 같이, 고역 강조 필터는 모든 통과 필터에 의해 캐스케이드될 수도 있다.
수식 6 및 7을 결합하면 수식 8이 생성된다.
이들 수식으로부터, po에서 불안정한 폴은 (1/po *)에서 안정된 폴로 대체될 수도 있음이 분명한데, (1/po *)에 (-1/po *)의 이득이 곱해질 수도 있다. 이에 따라, 불안정한 폴은 단위 원 내로 들어오며, 그 결과 안정된 고역 강조 필터 전달 함수가 생성된다. 만약 고역 강조 필터 전달 함수가 복수의 불안정한 폴을 가지면, 이들 모두 이런 방식으로 단위 원 내로 들어올 수도 있다.
전술한 바와 같이, 위상 변조기에 대한 이산 전달 함수(Hm(z))는, 예를 들어 연속적인 시간 S-함수 또는 위상 변조기를 통한 입력 및 출력 신호의 사용과 같은 다수의 방법으로 결정될 수도 있다. 예를 들면, 위상 변조기에 대한 연속적인 시간 S-함수(Hm(s))는 제 1 항의 부분 분수 확장으로서 표현될 수도 있다.
이 함수는 예를 들어 임펄스-불변(impulse-invariant) 방법과 같은 다수의 방법으로 이산 전달 함수로 변환될 수도 있다. 당업자에게 공지되어 있는 바와 같이, 임펄스-불변 방법은 아날로그 및 디지털 영역에서 필터의 임펄스 응답을 맵핑한다. 따라서, 이 방법을 연속적인 시간 S-함수에 적용하면, 다음과 같은 이산 전달 함수를 생성할 수 있다.
여기서 T는 샘플링 간격이다. S-도메인 내의 폴(si)은 다음 관계를 통해 z-평면 내의 폴(zi)로 맵핑될 수도 있다.
한편, 위상 변조기에 대한 닫힌 형태의 S-함수가 이용가능하지 않으면, 시스템을 통해 입력 신호를 통과시키고 입력 출력 신호 특성을 식별함으로써 이산 전달 함수가 얻어질 수도 있다. 예를 들면, 이들 신호로부터 이산 전달 함수를 식별하기 위해 Steiglitz-McBride 알고리즘이 사용될 수도 있다. 당업자에게 공지되어 있는 바와 같이, Steiglitz-McBride 알고리즘은 시스템의 입력 및 출력 신호를 사용하여 시스템의 응답의 근사를 제공하는 반복 알고리즘이다.
본 발명의 시스템은 특정 설계 예를 이용하여 더 설명될 수도 있다. 그러나, 당업자라면, 이 예가 단지 설명을 위해 제공되었을 뿐이며, 본 발명은 여기에 한정되지 않는다는 것을 알 수 있을 것이다.
이 예에서, 위상 변조기는 4차 S-함수 Hm(s)=Bm(s)/Am(s)를 갖는데, 여기서 분모 및 분자 다항식은 Bm=[0, 0, 0, 0.0233986088102633, 12744.3403106009]이고, Am=[1.272348e-024, 8.11593e-016, 7.23e-009, 0233986088102633, 12744.3403106009]이다. 시스템에 대한 타겟 이산 전달 함수(Ht(z))는 계수 [-0.0798679590688931, 0.0943951888467198, 0.488574943617655, 0.488574943617655, 0. 0943951888467198, -0.079867959068893 1]를 갖는 5차 대칭 FIR 필터이다.
아날로그 위상 변조기 S-함수(Hm(s))는 T=16*1.2288 MHz의 샘플링 간격을 갖는 전술한 임펄스-불변 방법을 통해, 이산 전달 함수(Hm(z))로 변환될 수도 있다. 이것의 제로는 [0, -3.85403625471938e+015, 0.972699691892029, -0.0262884086904271]이다. 이것의 폴은 [0.9662666880065, 0.802795952379248+0.10325054705215i, 0.802795952379248-0.10325054705215i, 1.28357452895155e-014]이다. 따라서, 제로들 중 하나는 단위 원의 외부에 위치한다.
다음으로, 수식 3은 고역 강조 필터 전달 함수 Hp(z)=Ht(z)Hm-1(z)를 계산하는데 적용될 수도 있다. 그러면, 모든 통과 필터(수식 7 및 8)는 Hp(z)의 임의의 불안정한 폴을 단위 원 내로 끌어들이는데 사용될 수도 있다. 이 결과, 위상 변조기의 전달 함수와 결합될 때 시스템에 대한 바람직한 타겟 전달 함수를 생성하는 안정된 고역 강조 필터(Hpa(z))가 생성된다. 이 예에 사용된 이산 전달 함수의 주파수 응답은 도 4a 및 4b에 도시되어 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 광대역 위상 변조기와 함께 사용된 고역 강조 시스템을 포함하는 신호 송신기의 환경에서 본 발명의 동작을 도시하고 있다. 도 5에 도시된 송신기는 에를 들어 입력 신호를 수신하고 그 신호에 대한 진폭 및 위상 정보를 생성하도록 적응된 베이스밴드 프로세서(500), 위상 신호 프로세서(501), 광대역 위상 변조기(502), 적응성 위상 재 정렬 컴포넌트(503), 전력 증폭기(504) 및 안테나(506)에 접속된 하나 이상의 부하 라인(505)을 포함할 수도 있다.
베이스밴드 프로세서(500)는 예를 들어, 베이스 밴드 신호와 같은 입력 신호에 응답하여 전력 제어 신호 및 데이터 제어 신호를 생성할 수 있는 디지털 신호 처리기일 수도 있다. 데이터 제어 신호는 베이스밴드 프로세서(500)로부터 위상 신호 프로세서(501) 및 증폭기(504)로 전달될 수도 있다. 일실시예에서, I, Q 데이터는 베이스밴드 프로세서(500)에 의해 입력 신호의 진폭파 특성("Am")을 포함하는 아날로그 또는 디지털 데이터 제어 신호 및 입력 신호의 위상파 특성("Ap")을 포함하는 전자기 신호로 변환될 수도 있다. 예를 들면, (R, 세타) 형태의 극성 좌표계를 출력하는데 직교-극성 변환기(rectangular to polar converter)가 사용될 수도 있다. 여기서, R 좌표는 파의 진폭 특성을 나타내고, 세타 좌표는 파의 위상 특성을 나타낸다.
원래의 입력 신호의 진폭 특성(Am)은, 위상 변조기(502)로부터 출력된 신호의 전력 증폭기(5040 내의 증폭을 제어하는데 사용되는 여러 실시예에서 가변 길이의 디지털 워드를 포함하는 일련의 디지털 펄스와 같은 제어 신호로서 변조될 수도 있다.
그러면, 특성 Ap는 별도로 처리되어 전력 증폭기(504)로 공급될 수도 있다. 예를 들면, 위상 신호(Ap)는 광대역 위상 변조기(502)로 전달될 수도 있으며, 여기서 위상 특성 정보는 전술한 방식으로 캐리어 신호 상으로 변조된 후에 전력 증폭기(504)로 보내질 수도 있고, 데이터 제어 신호(Am)에 의해 조절되어 입력 신호의 증폭된 형태인 전송용 출력 신호를 생성할 수도 있다.
입력 신호(Ap)로부터의 위상 데이터는 먼저 데이터 신호의 진폭을 적절히 스케일링하는 데이터 스케일링 프로세서(520)를 통과할 수도 있다. 데이터 스케일링 프로세서(520)에 의해 생성된 신호 진폭의 변화는 광대역 변조기(502)로부터의 출력 신호 내에 유입될 수도 있는 임의의 원치 않는 이득을 보상하도록 계산될 수도 있다. 신호의 스케일링은 데이터 포맷과 호환되는 임의의 종래의 수단을 통해 수행될 수 있다. 예를 들면, 위상 데이터 신호가 디지털인 경우, 스케일링이 디지털 처리에 의해 수행될 수도 있다. 이 실시예에서, 광대역 변조기(502)는 본래 주파수 변조기이며, 따라서 데이터의 주파수 및 위상 표현을 위한 데이터의 변환이 dθ/dt(523)를 통해 이루어진다.
그 다음에 위상 성분 신호가 변조 보상(등화) 필터(121)를 통과할 수도 있는데, 이것은 광대역 변조기(502)의 폐루프 응답의 역인 크기 및 위상 응답을 갖도록 계산된다. 위에서 논의한 바와 같이, 일부 예에서는, 변조기(502)가 신호 내의 노이즈를 최소화하기 위한 고유 디자인 대역폭을 갖는다. 그러나, 이 방법으로 대역폭을 제한하면, 롤오프(roll-off), 즉 신호의 고 주파수 성분의 감손이 발생한다. 등화 필터(521) 및 전체 변조 응답 필터(522)는 이들 고 주파수 성분의 이득을 증가시키는 것에 의해 롤오프를 보상할 수도 있으며, 따라서 시스템에 대한 보다 고른(평탄한) 주파수 응답 및 광대역 변조기(502)의 변조 대역폭을 효과적으로 확장한다.
등화 필터(521)는 바람직하게는 디지털 신호 프로세서를 이용하여 디지털 방식으로 수행되며, 예를 들어 FIR(finite impulse response) 또는 IIR(infinite frequency response) 필터일 수도 있다. 위상 성분 데이터는 또한 전체 변조 응답 필터(522)를 통과할 수도 있는데, 이것은 광대역 변조기(502)(예를 들면, 4MHz)의 전체 통과 대역 응답을 설정하도록 계산된다. 등화 필터(521)와 유사한 전체 변조 응답 필터(522)는 아날로그 또는 디지털 FIR 또는 IIR 필터일 수도 있다. 기능적으로, 필터(521, 522)는 원한다면 단일 필터로 결합될 수도 있다. 위상 신호 정보에 적절한 고역 강조를 제공하여, 원하는 주파수 대역에 걸쳐서 1인 위상 변조기(502)로부터 출력 신호를 생성하도록, 필터의 전달 함수는 전술한 시스템을 이용하여 설계될 수도 있다.
본 명세서에 개시된 실시예에서, 베이스밴드 입력 신호는 광대역 변조기(502) 내의 선택된 중심 주파수의 반송파 상으로 변조될 수도 있다. 소정의 신호가 변조되는 기준이 되는 중심 주파수는 채널 계산에 의해 결정되며, 이 채널 계산에 의해 반송파 주파수(예를 들면, 1880 MHz)는 기준 소스의 주파수에 의해 분할되어 그 신호를 위한 채널을 설정한다.
이 실시예에서, 채널 계산은 정수 부분과 소수 부분을 갖는 수를 생성한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 채널 계산기(524)는 베이스밴드 프로세서(500)로부터 채널 수를 수신하고, 선택가능한 광대역 변조기(502)의 반송파를 분할하여 위상 데이터 신호를 변조하는 채널의 선택를 허용하는 넌홀 넘버(non-whole number)를 결정한다. 이 수의 소수 부분은 데이터 신호와 결합될 수도 있으며, 이것은 광대역 변조기(502)에서 시그마 델타 변조기(SDM)(525)로 전달된다. (이 소수 부분은 또한 채널 정보를 적응성 위상 재정렬 컴포넌트(503)에 제공하는데 사용될 수도 있다.
입력 신호를 반송파 상으로 광대역 변조하기 위해 위상 동기 루프(PLL)(526)와 함께 SDM(525)이 사용될 수도 있다. SDM(525)은 입력된 위상 데이터를 랜덤화하고 오버샘플링(oversample)하는 역할을 하며, 출력의 복수의 샘플의 평균이 입력과 동일하게 된다. 이 실시예에서의 SDM(525)은 디지털화 프로세스로부터 고유 양자화 노이즈가 주파수 형태가 되도록 하는 방식으로 동작하며, 따라서 원하는 주파수에서 노이즈가 낮아진다.
SDM(525)은 입력 범위가 위상 변조 데이터 및 채널 수의 소수 부분에 대해 충분하게 되도록 구성될 수도 있다. 예를 들면, SDM(525)은 3 비트 시스템일 수도 있으며, 따라서 SDM(525)이 임의의 원하는 수의 비트 또는 요소를 포함할 수도 있겠지만, 8 개의 상이한 출력 수(예를 들면, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, 4)를 생성할 수 있다. SDM(525)은 입력의 각 샘플에 대해 네 개의 출력 정수를 생성하여 입력의 네 배의 오버샘플링 레이트를 생성할 수도 있다. 이 방법으로 SDM(5250 내의 입력 변조 데이터의 샘플링은 입력 변조 신호 상에 노이즈를 유입할 수도 있다. 그러한 노이즈는 PLL(526) 내의 저역 통과 루프 필터(531)에 의해 필터링될 수도 있다. SDM(525)에 대한 회로 토폴로지는 한정적인 것은 아니지만, 예를 들어 MASHⅢ 토폴리지 또는 3차 루프 토폴로지를 포함할 수도 있다. 그러나, 원한다면 SDM(525)에 대해 이용될 수도 있는 다른 적절한 회로 토폴로지가 사용될 수도 있다.
그러면, 도시된 실시예의 SDM(525)의 출력은 채널 계산기(524)로부터 수신된 채널 수의 정수 부분과 결합될 수도 있다. 여기서 논의된 예에서, 이 조합은 20 내지 28의 수를 생성한다. 채널 수의 정수 부분과 소수 부분은 이 실시예에서 분할기(528)로 입력될 수도 있고, 원하는 RF 캐리어에 대해 PLL(526)을 동기시키는데 사용된다.
도시된 실시예에서 PLL(526)은 입력 신호의 위상 부분을 사용하여, 반송파 소스(529)와 같은 RF 반송파 신호 소스에 의해 합성된 파 신호를 변조하는데 사용될 수도 있다. 반송파 소스(529)는 무선 주파수 전압 제어 발진기(VCO)와 같은 반송파를 생성할 수 있는 임의의 전자기파의 소스일 수도 있다.
기준 소스(527)의 주파수(또는 소정 수로 나눈 주파수)는 SDM(525) 및 채널 계산기(524)로부터 분할기(528)에 의해 수신된 일련의 수로 나눈 반송파 소스(529)의 출력 주파수와 비교될 수도 있다. 기준 소스(527)는 일정하거나 또는 실질적으로 일정한 주파수의 VCO를 포함할 수도 있고 또는 다른 주파수에서 소스로부터 유도될 수도 있다.
위상 주파수 검출기(PFD)(530)는 두 신호의 상대적인 위상을 비교한 후, 이들 사이의 차(위상 시프트)에 비례하는 신호를 출력하는데 사용될 수도 있다. 이 출력 신호는 반송파 소스(529)의 주파수를 조정하는데 사용될 수도 있으며, PFD(530)에서 측정된 위상 차는 실질적으로 제로에 가깝거나 바람직하게는 제로이다. 따라서, 이 신호의 위상은 반송파 소스(529)의 위상 및 주파수에서의 변화로 인해 신호 위상의 원치 않는 드리프트(drift)를 방지하도록 피드백 루프에 의해 동기된다.
반송파 소스(529))로부터의 피드백 신호는 분할기(528)를 통과할 수도 있으며, 일련의 수에 의해 제어된 분할기의 분할비는 SDM(525)으로부터 수신된 위상 성분 정보 및 채널 계산기(524)로부터 수신된 채널 정보를 나타낸다. 결과의 신호는 PFD(530)로 전달되며, 여기서 전술한 바와 같이 기준 소스(527)로부터의 신호와 비교된다. 이 결합된 신호는 저역 통과 루프 필터(531)를 통과할 수도 있고, 반송파 소스(529)의 반송파 신호와 결합될 수도 있다.
SDM(525)은 SDM(525)으로의 위상 데이터 입력의 광대역 변조를 수행하는데 이용된다 SDM(525)으로의 위상 데이터 입력은 일정하지 않을 수도 있기 때문에, SDM(525)을 분할기(528)의 출력에 동기화시키면, 변조 신호에 의존하는 주파수 오프셋이 유입될 수도 있다. 따라서, 어떤 실시예에서는 SDM(525) 및 분할기(528)가 기준 소스(527)에 의해 동기화되는 것이 바람직하다.
등화 필터(521) 앞에, 위상 특성 정보(Ap)가 또한 적응성 위상 재정렬 컴포넌트(503)로 송신되어 동위상 재정렬에 사용될 수 있다. 예를 들면, 등화 필터(521) 및 PLL(526)의 폐루프 응답이 밀접하게 매칭되도록, 적응성 위상 재정렬 컴포넌트(503)는 PLL 응답을 동적으로 조정하는데 사용될 수도 있다. 적응성 위상 재정렬 컴포넌트(503)는 광대역 변조기(502)의 출력 위상을 측정하고 이것을 광대역 입력 데이터 및 채널 계산기(524)로부터 수신된 중심 주파수 정보로부터 유도되는 이론적으로 완벽한 버전과 비교한다. 이 비교의 결과는 광대역 변조기(502) 내의 PLL(526)의 루프 이득을 조정하는데 사용된다. 이 피드백 시스템은 송신 신호 내의 에러를 최소화하도록 동작한다. 적응성 위상 재정렬 컴포넌트(503)는 바람직하게는 PLL이 서비스 중인 동안에 동작하며, 시스템의 수동 조정에 대한 요구를 줄인다.
위상 변조된 반송파는 또한 증폭을 위해 전력 증폭기(504)로 전달될 수도 있다. 입력 신호의 진폭 부분이 전력 증폭기(504)로 전달될 수도 있다. 입력 신호의 진폭 부분은 입력 신호 내에 포함된 정보를 운반하는 증폭된 반송파를 나타내는 전력 증폭기(504)로부터 출력 전류를 생성하는데 사용될 수도 있다.
이것을 수행하는 한 방식은 다음과 같다. 베이스밴드 프로세서(500)로부터 출력된 입력 신호의 진폭 성분(Am)은 최상위 비트(MSB)-최하위 비트(LSB)와 함께 비트로 양자화될 수도 있는 디지털 워드를 형성하는 디지털 펄스를 포함할 수도 있다. 디지털 워드는 여러 실시예에서 길이가 변할 수도 있다. 일반적으로, 워드가 길수록 입력파의 재생 정확도는 커진다. 이 디지털 워드는 증폭되도록 제어될 수도 있다.
이것은 또한 도 6a 내지 6b에 도시되어 있다. 도 6a에 도시된 바와 같이, 증폭기는 전력 증폭 세그먼트(610-616)를 포함할 수도 있다. 이들은 예를 들어 전력 증폭기를 포함할 수도 있다. 각각의 전력 증폭 세그먼트는 수신한 제어 신호에 따라서 출력을 생성할 수도 있고 생성하지 않을 수도 있다. 위상 변조된 신호가 각 세그먼트로 입력될 수도 있다.
그러면, 각 전력 증폭 세그먼트의 출력은 결합 회로(620)에서 결합되어 부하를 구동하기 위한 출력 신호를 생성할 수도 있다. 결합 회로(620)는 특별히 제한되지 않으며, 전력 변환기, 1/4 파 전송 라인, 이산 LC 컴포넌트(예를 들면, Pi-네트워크) 등을 이용하여 각 전력 증폭기로부터의 출력을 결합하는 임의의 메커니즘을 포함할 수도 있다.
도 6b에 도시된 바와 같이, 증폭기는 또한 잠재 전류원 역할을 할 수도 있는 부분인 분할된 트랜지스터(630)를 포함할 수도 있다. 각 증폭 세그먼트는 이 제어 컴포넌트를 조절하기 위한 적절한 디지털 신호를 통해 조절되고 세그먼트의 활성화는 제어 신호의 값 및 적절한 제어 컴포넌트의 부수적인 조절에 의존하기 때문에, 전류원으로서 작용할 수도 있고 그렇지 않을 수도 있다. 트랜지스터 및 세그먼트는 HBT 트랜지스터일 수도 있다. FET 등과 같은 다른 트랜지스터가 또한 사용될 수도 있으며, 다른 전류 또는 파 특성 소스가 사용될 수도 있다. 예를 들면, 트랜지스터 세그먼트 등에 대한 구동 전류를 줄이기 위해 트랜지스터(430), VGA 앞에 분할기와 같은 다른 컴포넌트가 삽입될 수도 있다.
세그먼트들은 위상 성분으로부터의 디지털 워드 출력의 비트에 의해 스위치 온 및 스위치 오프될 수도 있고 진폭 성분으로부터의 디지털 워드 출력에 의해 조절될 수도 있다. 예를 들면, 비트가 "1" 또는 "하이"이면, 대응하는 제어 컴포넌트가 스위치 온되고, 따라서 제어 컴포넌트로부터 세그먼트로 전류가 흐른다. 전술한 바와 같이, 디지털 워드의 길이는 변할 수도 있으며, 따라서 비트 수 제어 세그먼트의 수가 여러 실시예에서 변할 수도 있다. 또한 실시예들은 단일 비트 길이의 워드를 포함할 수도 있다.
일실시예에서, 세그먼트의 크기가 변할 수도 있다. 예를 들면, 제 1 세그먼트는 다음 세그먼트의 크기의 두 배가 될 수도 있고, 이것은 그 다음 세그먼트의 크기의 두 배가 될 수 있으며, 이런 방식으로 마지막 세그먼트에 도달할 때까지 계속된다. 가장 큰 세그먼트는 진폭 워드의 MSB에 의해 제어될 수 있으며, 그 다음으로 큰 세그먼트는 워드의 다음 비트에 의해 제어되며, 이런 방식으로 가장 작은 세그먼트로 전송될 LSB까지 계속된다. 물론, 전술한 바와 같이, 다른 실시예들은 다른 패턴의 비트와 세그먼트의 매칭을 가질 수도 있다. 다른 실시예에서, 다른 파의 특성이 파 특성의 다른 소스로 공급되어 그 소스를 조절할 수도 있다.
신호가 증폭되면, 증폭된 신호는 부하 라인(505)(도 5 참조)으로 전달될 수도 있다. 부하 라인(505)은 당해 기술에 공지되어 있는 바와 같이, 안테나(506)에 매칭을 제공한다. 그러면, 안테나(506)는 출력 신호를 발한다.
일부 실시예에서, 예를 들어 소정의 송신기, 수신기, 트랜시버 실시예에서, 본 명세서에 개시된 컴포넌트들은 특정 입력 신호, 반송파 및 출력 신호, 예를 들어 CDMA, CDMA200, W-CDMA, GSM, TDMA과 같은 여러 유형의 셀 전화 및 여러 유형의 디바이스 및, 유선 및 무선 겸용, 예를 들어 블루투스(Bluetooth), 802.11a, -b, -g, 레이더, 1xRTT, 라디오, GPRS, 컴퓨터 및 컴퓨터 또는 넌-컴퓨터 통신 장치, 핸드헬드 장치 등에 대해 특화될 수도 있다. 본 발명의 실시예에 사용될 수도 있는 변조 방안은 제한되지 않으며, EDGE에 사용되는 PSK, IS-2000에 사용되는 OQP나 & HP나, TDMA에 사용되는 p/4 DQPSK 및 802.11에 사용되는 OFDM을 포함할 수도 있다.
실시예들은 이들 실시예들이 아날로그 및 디지털 컴포넌트 모두를 요구하는 파 및 신호를 조작하는 한 아날로그 및 디지털 컴포넌트 모두에 이용될 수도 있다. 예를 들면, 셀 전화 실시예는 아날로그 및 디지털 컴포넌트 모두를 이용할 수도 있다. 여러 유형의 시스템 아키텍처가 실시예를 구성하기 위해 이용될 수도 있다. 예를 들면, 실시예 또는 여러 컴포넌트가 원한다면, 집적 회로 또는 애플리케이션 특정 집적 회로 구성과 같은 반도체 장치에 제공될 수도 있으면, 몇몇 예는 실리콘(Si), 실리콘 게르마늄(SiGe) 또는 갈륨 비소(GaAs) 기판을 포함한다.
이상 본 발명의 몇몇 특정 실시예를 설명하였지만, 당업자들에 의해 여러 변형, 수정 및 개선이 이루어질 것이다. 그러한 변형, 수정 및 개선은 비록 본 명세서에 명시적으로 기재되어 있지 않더라도 이 기재의 일부로 간주되며 본 발명의 사상 및 범주 내에 있는 것으로 간주된다. 따라서, 당업자라면, 본 발명의 실시예 또는 여러 컴포넌트 및/또는 특징들이 완전히 하드웨어, 소프트웨어 및/또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합으로 이루어질 수도 있음을 알 수 있을 것이다.
따라서 도면의 각 블록 및 도면의 블록들의 조합은 당업자들에게 공지되어 있는 여러 방식으로 구현될 수도 있다.
이상의 설명은 일례일 뿐 한정 사항은 아니다. 본 발명은 다음의 청구범위 및 그 등가사항에서 규정된 대로만 제한된다.

Claims (35)

  1. 처리 시스템에서 처리되기 전에 전자기 신호의 일부를 강조하는데 사용된 전달 함수를 결정하는 방법에 있어서,
    상기 처리 시스템에 대한 이산 전달 함수(discrete transfer function)를 결정하는 단계와,
    타겟 전달 함수에 상기 이산 전달 함수의 역(inverse)을 곱하여 이산 고역 강조 전달 함수(discrete pre-emphasis transfer function)를 생성하도록 상기 타겟 전달 함수를 결정하는 단계와,
    상기 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴(pole) 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환시키는 단계를 포함하는
    전달 함수 결정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 이산 전달 함수는 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및 Steiglitz-McBride 알고리즘으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 이용하여 결정되는
    전달 함수 결정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터(pass filter)를 이용하여 수행되는
    전달 함수 결정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1(unity)의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터인
    전달 함수 결정 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 처리 시스템은 위상 변조, 광대역 위상 변조, 광대역 소수 시그마 델타 변조(wideband fractional sigma delta modulation) 및 코드 분할 다중 액세스 신호에 대한 광대역 소수 시그마 델타 변조로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 포함하는
    전달 함수 결정 방법.
  6. 입력 파의 특성을 포함하는 입력 신호를 처리하여 변형된 신호를 생성하는, 상기 입력 파의 전자기 처리 방법에 있어서,
    상기 입력 파의 상기 특성을 포함하는 상기 입력 신호를 수신하는 단계와,
    상기 입력 신호의 상기 처리를 위한 이산 전달 함수를 결정하는 것과, 상기 타겟 전달 함수에 상기 이산 전달 함수의 역을 곱하여 상기 고역 강조 전달 함수를 생성하도록 타겟 전달 함수를 결정하는 것과, 상기 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환하는 것에 기초하여 상기 고역 강조 전달 함수를 사용하여 상기 입력 신호를 변환시키는 단계와,
    상기 입력 신호를 처리하여 상기 변형된 신호를 생성하는 단계와,
    상기 입력 파의 다른 특성을 포함하는 제어 신호를 사용하여 상기 변형된 신호를 조절하여 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 이산 전달 함수는 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및 Steiglitz-McBride 알고리즘으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 이용하여 결정되는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터(pass filter)를 이용하여 수행되는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1(unity)의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터인
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 변형된 신호는 위상 변조된 신호이고,
    상기 처리 단계는 위상 변조, 광대역 위상 변조, 광대역 소수 시그마 델타 변조(wideband fractional sigma delta modulation) 및 코드 분할 다중 액세스 신호에 대한 광대역 소수 시그마 델타 변조로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 포함하는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  11. 제 6 항에 있어서,
    상기 변형된 신호를 조절하는데 사용된 상기 특성은 크기인
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  12. 제 6 항에 있어서,
    상기 변형된 신호를 조절하는 상기 단계는 복수의 세그먼트를 사용하여 수행되는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    하나 이상의 상기 세그먼트는 출력 신호에 전력을 공급하는 상기 입력 파를 나타내는 상기 둘 이상의 신호의 일부에 의해 전력 증폭기로서 독립적으로 제어되는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    하나 이상의 상기 세그먼트로부터 출력된 전력을 결합시킴으로써 출력 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전력을 결합시킴으로써 출력 신호를 생성하는 단계는 전력 변환기, 1/4 파 전송 라인, 이산 LC 컴포넌트, 및 Pi-네트워크로 이루어지는 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 사용하여 수행되는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  16. 제 12 항에 있어서,
    하나 이상의 상기 세그먼트는 출력 신호에 전류를 공급하는 상기 입력 파를 나타내는 상기 둘 이상의 신호의 일부에 의해 전류원으로서 독립적으로 제어되는
    입력 파의 전자기 처리 방법.
  17. 위상 변조기에서 변조되기 전에 입력 파로부터 위상 신호를 강조하는데 사용된 전달 함수를 결정하는 방법에 있어서,
    상기 위상 변조기에 대한 이산 전달 함수(discrete transfer function)를 결정하는 단계와,
    타겟 전달 함수에 상기 이산 전달 함수의 역(inverse)을 곱하여 이산 고역 강조 전달 함수(discrete pre-emphasis transfer function)를 생성하도록 상기 타겟 전달 함수를 결정하는 단계와,
    상기 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴(pole) 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환시키는 단계를 포함하는
    전달 함수 결정 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 이산 전달 함수는 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및 Steiglitz-McBride 알고리즘으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 이용하여 결정되는
    전달 함수 결정 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터(pass filter)를 이용하여 수행되는
    전달 함수 결정 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1(unity)의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터인
    전달 함수 결정 방법.
  21. 입력 파의 특성을 포함하는 입력 신호를 처리 회로에서 처리하여 변형된 신호를 생성하는, 상기 입력 파의 전자기 처리 장치에 있어서,
    상기 입력 파의 상기 특성을 포함하는 상기 입력 신호를 수신하고, 상기 입력 신호의 상기 처리를 위한 이산 전달 함수를 결정하는 것과, 타겟 전달 함수에 상기 이산 전달 함수의 역을 곱하여 고역 강조 전달 함수를 생성하도록 타겟 전달 함수를 결정하는 것과, 상기 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환하는 것에 기초하여 상기 고역 강조 전달 함수를 사용하여 상기 입력 신호를 변환시키는 필터와,
    상기 필터 내에서의 변환 후에 상기 입력 신호를 처리하여 상기 변형된 신호를 생성하는 처리 회로와,
    상기 입력 파의 다른 특성을 포함하는 제어 신호를 사용하여 상기 변형된 신호를 조절하여 출력 신호를 생성하는 출력 회로를 포함하는
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 이산 전달 함수는 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및 Steiglitz-McBride 알고리즘으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 이용하여 결정되는
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터(pass filter)를 이용하여 수행되는
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  24. 제 21 항에 있어서,
    상기 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1(unity)의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터인
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  25. 제 21 항에 있어서,
    상기 변형된 신호는 위상 변조된 신호이고,
    상기 처리 회로는 위상 동기 루프, 위상 변조기, 광대역 위상 변조기, 광대역 소수 시그마 델타 변조기(wideband fractional sigma delta modulation) 및 코드 분할 다중 액세스 신호에 대한 광대역 소수 시그마 델타 변조기로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 포함하는
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  26. 제 21 항에 있어서,
    상기 변형된 신호를 조절하는데 사용된 상기 특성은 크기인
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  27. 제 6 항에 있어서,
    상기 출력 회로는 복수의 세그먼트를 포함하는 증폭기인
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  28. 제 27 항에 있어서,
    하나 이상의 상기 세그먼트는 출력 신호에 전력을 공급하는 상기 제어 신호에 의해 전력 증폭기로서 독립적으로 제어되고,
    상기 출력 회로는 각각의 세그먼트로부터의 출력을 상기 출력부에 결합시키는 결합 회로를 더 포함하며,
    상기 결합 회로는 전력 변환기, 1/4 파 전송 라인, 이산 LC 컴포넌트, 및 Pi-네트워크로 이루어지는 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 포함하는
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  29. 제 27 항에 있어서,
    하나 이상의 상기 세그먼트는 출력 신호에 전류를 공급하는 상기 입력 파를 나타내는 상기 둘 이상의 신호의 일부에 의해 전류원으로서 독립적으로 제어되는
    입력 파의 전자기 처리 장치.
  30. 신호 송신기에 있어서,
    입력 파를 수신하여 상기 입력파를 나타내는 위상 신호 및 크기 신호를 생성하는 베이스밴드 프로세서와,
    상기 위상 신호를 위상 변조하며 관련된 변조기 전달 함수를 갖는 위상 변조기와,
    상기 위상 변조기에서 변조되기 전에 상기 위상 신호를 변환하며, 상기 변조기 전달 함수로부터 이산 전달 함수를 결정하는 것과, 타겟 전달 함수에 상기 이산 전달 함수의 역을 곱하여 고역 강조 전달 함수를 생성하도록 타겟 전달 함수를 결정하는 것과, 고역 강조 전달 함수 내의 임의의 불안정한 폴 및/또는 제로를 안정한 폴 및/또는 제로로 변환하는 것에 기초하여 상기 고역 강조 전달 함수를 갖는 필터와,
    상기 크기 신호를 사용하여 상기 위상 변조된 신호를 증폭시켜 송신용 출력 신호를 생성하는 복수의 세그먼트를 포함하는 증폭기를 포함하는
    신호 송신기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 이산 전달 함수는 S-함수, 입력 및 출력 신호, 상기 역 불변(inverse-invariant) 방법 및 Steiglitz-McBride 알고리즘으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 이용하여 결정되는
    신호 송신기.
  32. 제 30 항에 있어서,
    상기 불안정한 폴 및/또는 제로의 변환은 모든 통과 필터(pass filter)를 이용하여 수행되는
    신호 송신기.
  33. 제 30 항에 있어서,
    상기 타겟 전달 함수는 FIR 필터의 실질적으로 모든 주파수 범위에 걸쳐서 약 1(unity)의 이득을 갖는 저역 통과 FIR 필터인
    신호 송신기.
  34. 제 30 항에 있어서,
    상기 출력 회로는 각각의 세그먼트로부터의 출력을 상기 출력 신호에 결합시키는 결합 회로를 더 포함하고, 상기 결합 회로는 전력 변환기, 1/4 파 전송 라인, 이산 LC 컴포넌트, 및 Pi-네트워크로 이루어지는 그룹으로부터 선택된 하나 이상을 포함하는
    신호 송신기.
  35. 제 30 항에 있어서,
    하나 이상의 상기 세그먼트는 출력 신호에 전류를 공급하는 상기 입력 파를 나타내는 상기 둘 이상의 신호의 일부에 의해 전류원으로서 독립적으로 제어되는
    신호 송신기.
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