KR20050025777A - 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법 - Google Patents

스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20050025777A
KR20050025777A KR1020030062613A KR20030062613A KR20050025777A KR 20050025777 A KR20050025777 A KR 20050025777A KR 1020030062613 A KR1020030062613 A KR 1020030062613A KR 20030062613 A KR20030062613 A KR 20030062613A KR 20050025777 A KR20050025777 A KR 20050025777A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
state
signal
switch
time
voltage
Prior art date
Application number
KR1020030062613A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100986762B1 (ko
Inventor
김정원
허동영
Original Assignee
페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 페어차일드코리아반도체 주식회사 filed Critical 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority to KR1020030062613A priority Critical patent/KR100986762B1/ko
Priority to US10/920,816 priority patent/US7035122B2/en
Publication of KR20050025777A publication Critical patent/KR20050025777A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100986762B1 publication Critical patent/KR100986762B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 스위칭 전원 공급 장치에 관한 것으로서 더욱 구체적으로는 공진형 스위칭 전원의 스위칭 주파수를 제한하는 스위칭 전원 공급 장치에 관한 것이다. 본 발명의 스위칭 전원 공급 장치는 펄스폭변조 신호 발생기, 영전압 측정회로, 블랭킹 회로 등을 포함하는데 상기 펄스폭변조 신호 발생기가 스위칭 소자의 턴온 시간을 측정하여 이를 블랭킹 회로에 전송하고, 블랭킹회로는 상기 스위칭 소자의 턴온 시간에 따른 로우(low) 신호기간을 가지는 신호를 발생시켜 상기 스위칭 소자를 턴온시키는 동기신호를 조절한다. 또한, 블랭킹 회로는 스위칭 전원 공급 장치에 입력되는 입력전압과 출력전압 제어기의 출력전압의 비에 따른 로우(low)신호기간을 가지는 신호를 발생시켜 상기 스위칭 소자를 턴온시키는 동기 신호를 조절한다. 이를 통해 스위칭 소자의 턴온 시간(TON)에 따라 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 제한함으로써, 입력전압이 증가 또는 부하가 감소하는 경우 스위칭 소자의 턴온 시간(TON)이 감소(스위칭 주파수가 증가함을 의미함)하여 스위칭 소자의 손실이 큰 문제점을 막을 수 있다.

Description

스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법{SWITCHING POWER SUPPLY APPARATUS AND POWER SUPPLY METHOD THEREOF}
본 발명은 스위칭 전원 공급 장치에 관한 것으로서, 더욱 구체적으로는 공진형 스위칭 전원의 스위칭 주파수를 제한하는 스위칭 전원 공급 장치에 관한 것이다.
본 발명과 관련된 종래 기술로서, 도 1에서 나타낸 바와 같은 준공진형 플라이백 컨버터(quasi resonant flyback converter)는 기본적인 플라이백 컨버터로서 스위칭 손실 및 스위칭 노이즈(noise)를 줄이기 위해 사용된다. 도 1과 같은 컨버터 회로는 보조 코일(LB)을 사용함에 의해서 스위칭 소자 Q1의 전압을 측정하고 제로 크로스 측정 회로(zero cross detection circuit, 이하 'ZCD 회로'라 함)에 의해 VB 의 영(zero)축을 지나는 점을 측정하여 스위칭 소자의 전압이 최소화되는 지점에서 스위칭 소자를 턴온함으로써 스위칭 손실을 줄인다. 이러한 각 지점의 전압 및 전류를 나타낸 것이 도2의 도면이다. 도 2를 참고로 하여 도 1과 컨버터의 동작을 아래에서 살펴본다.
전압 VGS 의 펄스 전압(도 2의 (f) 참조)이 제어 회로(control circuit, 'CTL')를 통해 스위칭 소자 Q1의 게이트 전극과 소스 전극 사이에 인가되면 스위칭 소자 Q1이 턴온(turn on)된다. 그러면, 드레인 전류 ID 는 도 2의 (a) 파형에서 알 수 있듯이 VIN/LP 의 기울기를 가지면서 증가한다(도 2의 (a) 참조). 스위칭 소자 Q 1이 턴온 되고 나서 시간 TON 지난 후, 트랜스 포머(T)에 저장된 에너지가 2차측 코일(LS)로부터 배출되고 이를 통해 커패시터 C2가 충전된다. 이때, 전류 IS ( 다이오드 D2로 흐르는 전류)는 다이오드 D2의 정바이어스의 전압(forward voltage)을 무시하면 약 -VOUT/LS 의 기울기를 가지고 감소하며 곧 영(zero)이 된다(도 2의 (b) 참조).
전류 IS가 영(zero)이 되었을 때, 다이오드 D2는 턴오프 되며 2차측 코일은 높은 임피던스(high impedance)로 변환된다. 결과적으로 1차측 코일에서의 전압이 시간 주기를 가지고 공진하기 시작하는데 공진 주기는 인덕턴스 LP와 커패시턴스 Cr의 값에 의해 정해진다. 이를 스위칭 소자 Q1의 드레인 전극과 소스 전극사이의 전압 VDS로 환산하면 VDS는 도 2의 (c)에 나타낸 바와 같이 코사인 커브(cosine curve)를 그리며 감소한다.
MOSFET 소자의 스위칭 손실은 정형적으로 0.5 *(COSS + Cr)*VDS*V DS*f로 표현된다. 여기서 f는 스위칭 주파수를 나타내며, COSS는 드레인 전극과 소스 전극 사이의 기생 커패시턴스(parasitic capacitance)를 나타낸다. 따라서, 스위칭 손실은 드레인 전극과 소스 전극 사이의 전압 VDS와 스위칭 주파수 f가 증가함에 따라 증가함을 알 수 있다.
도 1과 같은 컨버터 회로는 스위칭 손실을 줄이기 위해서 VDS를 최소화하는데 이는 공진 파형의 가장 낮은 지점을 측정(도 2의 (c) 참조)하여 이때 스위칭 소자 Q1을 턴온 시킴으로써 구현된다. 즉, 도 2의 (d)에 나타낸 파형은 바이어스 된 코일 LB에 의해서 획득할 수 있는데, 이 파형이 영(zero)이 되는 지점을 ZCD 회로(Zero Crossing Detecting Circuit)를 통해 측정하고 임의의 시간 지연 후(Td)(이는 지연회로(Delay Circuit, DLY)로 통해 지연시킴) 스위칭 소자 Q1을 턴온시키는 펄스 파형을 제어 회로(CTL)에 인가한다(도 2의 (e), 도 2의 (f) 참조). 이러한 스위칭 소자 Q1을 턴온시키는 펄스 파형은 파형 형성 회로(Waveform Shaping Circuit, WS)에 의해서 구현된다. 도 2의 (f)와 같은 펄스 파형은 제어회로(CTL)를 동기화 시키는데 사용하며 스위칭 소자 Q1을 턴온시킨다.
그리고, 도1과 같은 컨버터 회로의 작동 상태에서, 스위칭 주파수는 T = TON + Tr + TOFF 가되며 Tr의 값은 인덕턴스 LP 와 커패시턴스 Cr에 의해 정해지는 상수이다. 여기서, TON 과 TOFF는 입력전압 VIN 과 출력 부하(load)에 따라 크게 변하며 특히 부하에 대한 영향이 크다. 따라서, 도 1과 같은 컨버터 회로는 출력 부하에 따라 스위칭 주파수가 크게 변하는데, 출력 부하가 감소하면 스위칭 주파수가 증가하여 결국 스위칭 손실을 증가하는 문제점이 있다.
즉, 상기와 같이 도 1과 같은 준공진형 플라이백 컨버터(quasi resonant flyback converter)는 스위칭 손실을 줄이기 위해 VDS를 최소화하는 지점에서 스위칭 소자를 턴온하지만, 부하가 감소하면 스위칭 주파수가 증가하여 스위칭 손실을 증가하는 문제점을 가지고 있다.
종래의 기술로서, 도 1과 같은 준공진형 플라이백 컨버터의 최대 스위칭 주파수를 제한하는 방법으로 단안정(mono-stable) 멀티바이버레이터를 사용하는 미국 특허 제 5,497,311이 있는데, 이는 단안정 멀티바이버레이터의 상태에 따라 스위칭 소자의 턴온을 조절함으로써 스위칭 주파수의 최대 값을 제한한다. 그러나, 스위칭 주파수는 여전히 높으며 이는 효율을 낮게 하는 문제점이 발생한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서 스위칭 손실을 줄이기 위해 스위칭 주파수를 스위칭 소자의 턴온 시간에 따라 줄이거나 제한하는 방법을 제공하기 위한 것이다.
이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따른 스위칭 전원 공급 장치는
임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치에 있어서,
전압이 인가되어 스위칭 되는 스위치;
상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 다수의 지점을 측정하며, 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 영 전압 측정부;
제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 스위치가 턴온되는 시간에 따라 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하여, 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 블랭킹 회로부; 및
상기 블랭킹 회로부의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키며 상기 스위치가 턴온되는 시간을 상기 블랭킹 회로부로 전송하는 펄스폭변조 신호 발생기부를 포함한다.
여기서, 상기 블랭킹 회로부는 상기 스위치가 턴온되는 시간이 일정치 이하의 값 이하로 감소하는 경우 상기 제2 신호의 제1 상태의 구간을 점점 증가시킨 상기 제2 신호를 생성하여 상기 스위치의 스위칭 주파수를 제한하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 스위칭 전원 공급 장치는
임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치에 있어서,
전압이 인가되어 스위칭 되는 스위치;
상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 다수의 지점을 측정하며, 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 영 전압 측정부;
제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 출력전압에 연결되어 출력전압을 제어하는 전압 제어기부의 출력 전압과 상기 입력전압에 따라 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하여, 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 블랭킹 회로부; 및
상기 블랭킹 회로부의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키는 신호를 생성하며 상기 출력전압을 제어하는 전압 제어기부의 출력 전압을 상기 블랭킹 회로부로 전송하는 펄스폭변조 신호 발생기부를 포함한다.
여기서, 상기 블랭킹 회로부는 상기 전압 제어기부의 출력 전압과 상기 입력전압의 비가 일정치 이하의 값으로 감소하는 경우 상기 제2 신호의 제1 상태의 구간을 점점 증가시킨 상기 제2 신호를 생성하여 상기 스위치의 스위칭 주파수를 제한하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 스위칭 전원 공급 장치는
스위치가 턴온 또는 턴오프 되는 시간을 조절하여 임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치에 있어서,
1차측 코일, 2차측 코일 및 바이어스 코일을 포함하며 상기 스위치가 턴온된 경우 상기 1차측 코일에 에너지를 저장하며 상기 스위치가 턴오프된 경우 상기 2차측 코일로 상기 1차측 코일에 저장된 에너지를 방출하는 트랜스 포머;
상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 지점을 측정하며, 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간이 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 영 전압 측정부;
제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하여, 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 블랭킹 회로부; 및
상기 블랭킹 회로부의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키며 상기 스위치가 턴온되는 시간을 상기 블랭킹 회로부로 전송하는 펄스폭변조 신호 발생기부를 포함한다. 이때, 상기 스위치에 병렬로 연결되어 상기 1차측 코일과 공진하는 커패시터를 더 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 스위칭 전원 공급 장치의 전원 공급 방법은
스위치가 턴온 또는 턴오프 되는 시간을 조절하여 임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치의 전원 공급 방법에 있어서,
(a) 상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 다수의 지점을 측정하는 단계;
(b) 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 단계;
(c) 제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하는 단계;
(d) 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 단계; 및
(e) 상기 단계 (d)의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키는 단계를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.
도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치를 나타내는 도면이다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 정류된 교류전압인 입력전압 VIN 은 입력단의 한 지점과 접지사이에 인가된다. 이때, 교류전압은 입력단의 한 지점과 접지사이에 연결된 커패시터 C1에 의해 정류된다. 1차측 코일 NP의 한 지점은 커패시터 C1과 입력단이 연결된 지점에 연결되고 다른 지점은 스위칭 소자 Q1의 드레인전극에 연결된다. 이때, 스위칭 소자 Q1은 스위칭 소자로서 MOSFET 또는 바이폴라 트랜지스터 등 스위칭 소자로 구현 가능하다(이하에서는 MOSFET 인 경우에 대해서 설명한다). 스위칭 소자 Q1의 소스 전극은 저항 Rs를 통해 접지에 연결되고, 게이트 전극은 펄스폭변조 신호 발생기(Pulse Width Modulator Signal Generator, 이하 'PWM 신호 발생기'라 함)(100)에 연결된다. 그리고 도 3에 나타낸 바와 같이 스위칭 전원 공급 장치는 2차측 코일 NS 와 바이어스 코일 NB를 포함한다. 여기서, 1차측 코일 Np, 2차측 코일 NS 및 바이어스 코일 NB는 적정한 트랜스 포머 T1의 코어를 가지도록 코일이 감겨져 있다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치는 스위칭 소자 Q1의 드레인 전극과 소스 전극 사이에 연결된 공진 커패시터 CR, PWM 신호 발생기(100)에 전원을 공급하기 위한 정류 다이오드 D1, 바이어스 코일 NB의 전압 VB를 평탄하게 정류하기 위한 커패시터 C2를 더 포함한다. 이때, 다이오드의 양극(anode)은 바이어스 코일 NB의 한지점과 연결되고 다이오드의 음극(cathode)은 커패시터 C2를 통해 접지와 연결된다. 상기 공진 커패시터 CR은 연결될 수도 있고 연결되지 않을 수도 있다.
다이오드 D2는 2차측 코일 NS에서 발생되는 전압을 정류하기 위한 것으로서 평탄화하기 위한 커패시터 C3에 연결된다. 이때, 다이오드 D2의 양극(anode)은 2차측 코일 NS의 한 지점과 연결되고 다이오드 D2의 음극(cathode)은 출력단의 한지점과 커패시터 C3의 한지점에 연결된다. 여기서, 커패시터 C3의 다른 지점은 2차측 코일 NS의 다른 지점과 출력단의 다른 지점에 연결된다.
제로 크로스 측정 회로(Zero Cross Detecting Circuit, 이하'ZCD 회로'라 함)(200)는 바이어스 코일 NB의 전압(VB)이 영(zero)이 되는 순간에 V1 신호를 생성한다. ZCD 회로의 출력 신호인 V1은 상기 바이어스 코일 NB의 전압(VB )이 영(zero)이 되는 순간에서 임의의 주기 시간(Td)동안 딜레이(delay)되는데 이는 딜레이 회로(delay circuit, 도 3에는 도시하지 않았음)에 의해 간단하게 구현된다. 상기 임의의 주기 시간(Td)동안 딜레이 된 ZCD 회로(200)의 출력 신호는 블랭킹 회로(Blanking Circuit)(300)에 입력된다.
여기서, 블랭킹 회로(300)는 PWM 신호 발생기(100)로부터 전송되는 스위칭 소자 Q1이 턴온 되는 시간(TON)과 상기 V1 신호를 입력받아 도 3에 나타나 있는 V2 신호를 출력한다. 여기서, 상기 TON 시간의 정보는 PWM 신호 발생기(100)에서 여러 가지 방법으로 측정되며 이러한 TON 시간의 정보는 전압이나 또는 전류 등의 형태로 블랭킹 회로(300)에 전달된다. 이때, 블랭킹 회로(300)는 스위칭 소자 Q1의 스위칭 주파수를 제한하기 위해서 VBLANK 신호를 생성하는데 이 VBLANK 신호와 상기 V 1 신호를 이용해 스위칭 소자 Q1을 턴온시키 위한 신호 V2를 PWM 신호 발생기(100)에 전송한다. 이러한 VBLANK 신호의 블랭킹 기간(TBLANK)은 스위칭 소자 Q1이 턴온 되는 시간(TON)에 따라 변동되는데 이를 나타낸 것이 도 5이다(이에 대한 구체적 설명은 아래에서설명함).
PWM 신호 발생기(100)는 상기 블랭킹 회로(300)의 출력 신호 V2신호와 스위칭 소자 Q1의 소스 전극에 흐르는 전류(IQ)의 정보를 가지고 스위칭 소자 Q 1의 턴온(turn on) 또는 턴오프(turn off)시키는 VGS 신호를 생성한다. V2신호를 입력으로 스위칭 소자Q1의 게이트-소스 전압(VGS)신호를 High로 만들고, 도 3에 나타낸 바와 같이 스위칭 소자 Q1의 드레인 전극에 흐르는 전류(IQ)를 저항 RS를 통해서 센싱하여 그 전압이 출력 전압 제어기(도 3에는 도시하지 않았음)의 출력 전압과 같아지면 전압 VGS 신호를 Low로 만든다.
본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치는 기본적으로 준공진형 플라이백 컨버터로서, 스위칭 소자 Q1이 턴온되는 경우 2차측 코일 NS에는 전류가 흐르지 않는데 이는 2차측 코일 NS에 의해 유도되는 전압이 다이오드 D2를 역바이어스(reverse bias) 걸도록 하기 때문이다. 스위칭 소자 Q1이 턴온되는 경우 1차측 코일 NP는 입력전압 VIN에 의해 동작하고 이를 통해 트랜스 포머 T1에 에너지가 축적된다. 스위칭 소자 Q1이 턴오프된 경우에는 2차측 코일 NS가 출력 전압 VOUT 에 의해 리셋되고 트랜스 포머 T1에 축적된 에너지가 부하(Load)에 공급된다.
이하에서는 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치인 도 3과 같은 회로의 동작을 도 4를 참조하여 설명한다.
PWM 신호 발생기(100)로부터 스위칭 소자 Q1을 턴온하기 위한 문턱전압(threshold voltage)을 초과하는 전압 VGS(도 4의 (h) 참조)의 펄스 신호가 스위칭 소자 Q1의 게이트 전극과 소스 전극 사이에 인가되면 스위칭 소자 Q1이 턴온된다. 스위칭 소자 Q1이 턴온되면 입력전압 VIN이 1차측 코일 NP에 인가되어 스위칭 소자를 통해 스위칭 소자의 소스 전극으로 흐르는 전류 IQ(도 4의 (a) 참조)는 VIN/LP(여기서, LP는 1차측 코일 NP의 인덕턴스를 말함)의 기울기를 가지며 증가한다. 스위칭 소자 Q1이 턴온되어 임의의 TON 시간이 지난 후, 트랜스 포머 T1에 축적된 에너지는 2차측 코일 NS로부터 방출되고 커패시터 C3을 충전시킨다. 다이오드를 통해 흐르는 전류 IS(도 4의 (b) 참조)는 - VOUT/LS(여기서, LS 는 2차측 코일 NS의 인덕턴스를 말함)의 기울기를 가지며 감소하고 도 4의 (b)에 나타낸 바와 같이 곧 영(zero)이 된다.
여기서, TON 시간은 임으로 정해지는 시간으로서, 일반적으로 출력 전압 제어기(도 3에서 도시하지 않았음)의 출력전압과 저항 RS를 통해 측정한 IQ로부터 센싱한 전압이 같은 경우 PWM 신호 발생기(100)에 의해 스위칭 소자를 턴오프하기 때문에 TON 시간은 출력 전압 제어기의 출력전압(VCTRL) 값에 따라 임의로 정해진다. 즉, 출력 전압 제어기의 출력전압(VCTRL) 값이 증가하는 경우 TON 시간은 증가하며 출력전압( VCTRL) 값이 감소하는 경우는 TON 시간이 감소한다. 그리고, 상기와 같이 T ON 시간은 IQ 로부터 센싱한 전압에 의해 결정되는데, IQ는 VIN/LP 의 기울기를 가지며 증가하므로 TON 시간은 입력 전압 VIN에 따라 달라진다. 즉, 입력전압 VIN 이 클 경우에는 기울기가 급해져서 TON 시간이 짧아지고 VIN 전압이 작을 경우에는 기울기가 완만해 져서 TON 시간이 길어진다. 따라서, 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 입력 전압 VIN에 따라 변하게 되므로 문제가 발생하는데, 본 발명은 스위칭 주파수가 입력 전압 VIN 이 높은 경우 스위칭 주파수가 높아지는 문제점을 해결하기 위해 TON 시간에 따라 블랭킹 회로(Blanking Circuit)(300)의 TBLANK 시간을 조절한다(도 5 참조). 이러한 TON 시간에 따른 TBLANK 시간의 관계를 나타낸 것이 도 5이다. 도 5에 나타낸 바와 같이, 입력전압 VIN이 증가함에 따라 TON 이 감소하는 경우 스위칭 주파수를 조절하기 위해 TBLANK 시간을 더욱 길게 한다. 이를 통해 스위칭 주파수가 증가하는 것을 제한한다. 또한, 부하(load)가 감소하는 경우에도 TON 이 감소하게 되는데, 본 발명은 TON에 따라 TBLANK 시간을 도 5와 같이 가변 함으로써 부하가 감소하는 경우에도 스위칭 주파수를 제한하게 된다.
상기와 같이 IS가 영(zero)이 되었을 때 다이오드 D2는 턴오프되고 2차측 코일은 높은 임피던스(High Impedance) 상태로 된다. 이때, 1차측 코일 NP의 전압 VDS은 코사인 커브(cosine curve)를 가지며 공진하고, 공진 주기는 1차측 코일 NP의 인덕턴스와 커패시터 CR의 커패시턴스 값에 결정된다. 또한, 상기 공진 시에는 저항 RS의 영향(기생 저항 성분도 포함)으로 인해 코사인 커브를 그리며 감소한다. 여기서, 스위칭 소자 Q1은 턴오프 된 상태이므로 스위칭 소자의 드레인 전극과 소스 전극간의 전압 VDS는 도 4의 (c)에 나타낸 바와 같이 입력 전압 VIN을 기준으로 코사인 커브를 그리며 감소하는 공진을 한다. 즉, VDS는 VIN+N*VOUT으로부터 VIN-N*VOUT 사이에서 코사인 커브를 그리며 공진한다(여기서, N은 1차측 코일과 2차측 코일간의 권선비를 의미한다).
바이어스 코일 NB의 전압 VB는 상기 1차측 코일과 2차측 코일 및 바이어스 코일간의 권선비를 적절히 조절하여 상기 스위칭 소자 Q1의 드레인- 소스 전극간의 전압 VDS 파형과 같은 모양(도 4의 (d)에 나타낸 바와 같이 Y축 상으로만 이동되었음)으로 도 4의 (d)와 같은 모양이 된다. 여기서, 바이어스 코일 NB의 전압 VB 신호는 ZCD 회로(200)으로 입력되어 전압 VB 신호가 영(zero)을 지나는 점을 센싱하게 된다(도 4의 (e) 참조). 전압 VB신호가 영(zero)을 지나는 점을 센싱하여 임의의 시간 Td 동안 딜레이 하여 도 4의 (e)에 나타낸 바와 같은 V1 신호가 블랭킹 회로(300)에 입력된다. 이때, 임의의 시간 Td 동안 지연시키는 것은 스위칭 소자의 드레인-소스간의 전압이 최소가 되는 지점에서 스위칭하기 위한 것으로서 이는 ZCD 회로(200)내부 또는 별도의 회로(도 3에는 도시하지 않았음)에 의해 이루어진다.
블랭킹 회로(300)에는 상기 V1 신호와 PWM 신호 발생기(100)로부터 전송되는 TON 신호가 입력된다. 블랭킹 회로(300)는 TON 신호를 이용해 도 4의 (f)에 나타낸 바와 같이 VBLANK 신호를 발생시킨다. 여기서, VBLANK 신호는 스위칭 소자 Q1이 턴오프될 때 로우(Low)가 되고 TBLANK 시간 후에 하이(High)가 된다. 이때, 블랭킹 회로(300)는 스위칭 주파수를 제한하기 위해 TON 시간에 따른 TBLANK 시간(V BLANK 신호가 턴오프 되는 시간을 의미함)을 도 5와 같이 가변 시킨 신호인 도 4의 (f)와 같은 VBLANK 신호를 발생시킨다. 도 5에 나타낸 바와 같이 스위칭 주파수를 제한하기 위해서는 TON신호가 임의의 기준치 이하로 감소한 경우(즉, 입력전압 VIN이 증가하는 경우) TBLANK를 증가시킨다. 여기서, 임의의 기준치는 최고 스위칭 주파수를 임의로 125kHz로 제한하기를 원할 경우 TON = 5us, TBLANK = 3us로 설정한 경우, T ON이 더욱 감소할 경우 그에 따라 TBLANK 시간을 늘림으로써 스위칭 주파수를 제한한다.
블랭킹 회로(300)는 상기 V1 신호와 VBLANK 신호가 모두 하이(High)인 경우 스위칭 소자 Q1을 턴온하기 위한 트리거링(triggering) 신호 V2(도 4의 (g) 참조)를 발생시키며, V2 신호는 PWM 신호 발생기(100)에 입력되어 스위칭 소자가 턴온 된다. 또한, 블랭킹 회로(300)는 VBLANK 신호가 로우(Low)인 경우에는 V1 신호가 하이(High)인 경우라도 V2 신호를 로우(Low)로 한다. 여기서, 상기에서 설명한 바와 같이 TBLANK 시간을 TON 시간에 따라 도 5와 같이 가변 시킴으로써 스위칭 주파수를 제한하게 된다. 즉, 도 5에 나타낸 바와 같이, 입력전압 VIN이 증가함에 따라 TON 이 감소하는 경우 스위칭 주파수를 조절하기 위해 TBLANK 시간을 더욱 길게 하여 스위칭 주파수가 증가하는 것을 제한한다. 다시 말하면, 도 4에 나타낸 바와 같이 스위칭 소자 Q1의 스위칭 주기 Ts = TON + TBLANK + α의 관계가 성립하는데, TON 이 감소하는 경우 TBLANK 를 증가시킴으로써 스위칭 주기가 감소하는 것(즉, 스위칭 주파수가 증가하는 것을 말함)을 막을 수 있다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치를 나타내는 도면이다. 도 6에 나타낸 바와 같이 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치는 블랭킹 회로(300)에 입력되는 TON 시간 대신에 VIN 과 VCTRL 이 입력되는 것을 제외하고는 도 3과 같다. 블랭킹 회로(300)에 입력되는 신호가 TON 신호 대신 VIN 과 VCTRL 신호인 점을 제외하고 도 3과 동일한바 중복되는 부분의 설명은 이하에서 생략한다.
TON 시간은 상기에서 설명한 바와 같이 출력 전압 제어기(도 3 및 도 6에는 도시하지 않았음)의 출력 전압(VCTRL)에 비례한다. 즉, 출력 전압 제어기의 출력 전압(VCTRL)이 증가하는 경우 TON 시간이 증가하며, 출력 전압(VCTRL)이 감소하는 경우 TON 시간이 감소한다. 또한, 스위칭 소자 Q1의 소스 전극으로 흐르는 전류 IQ(도 4의 (a) 참조)는 VIN/LP 의 기울기의 관계가 있으므로 TON 시간은 V IN이 증가함으로써 감소한다. 따라서, TON 시간은 VIN에 반비례함을 알 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 아래의 수학식 1이 된다.
상기 수학식 1의 관계를 이용하여 TON 시간 대신에 VCTRL 와 VIN을 도 6에 나타낸 바와 같이 블랭킹 회로(300)에 입력함으로써 스위칭 주파수를 제한할 수 있다. 이때, 수학식 1에서 상기 k는 적절하게 임의로 정해지는 상수 값이다. 블랭킹 회로(300)는 TON 신호 대신 상기 VCTRL 신호와 VIN 신호를 이용하여 도 7과 같은 TBLANK 값을 가지는 VBLANK 신호를 생성한다. 즉, 상기 수학식 1의 관계가 성립하는 것을 이용하여 VCTRL/VIN이 일정한 기준치 이상 감소하는 경우 TBLANK 값을 점점 증가시킴으로써 스위칭 소자 Q1의 스위칭 주파수를 제한하는 것이 가능하다. 다시 말하면, 입력전압 VIN이 증가할 경우 TBLANK 시간을 도 7과 같이 더욱 증가시킴으로써 스위칭 소자 Q1의 스위칭 주파수가 증가하는 것을 제한하게 된다. 또한, 본 발명의 제2 실시예의 경우도 본 발명의 제1 실시예와 같이 부하(load)가 감소함에 따른 스위칭 소자 Q1의 스위칭 주파수 증가를 제한하게 된다. 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치는 블랭킹 회로(300)에 입력되는 신호가 TON 대신 VIN 과 V CTRL을 이용하는 것을 제외하고는 본 발명의 제1 실시예와 동일한바 구체적인 동작은 본 발명의 제1 실시예와 동일하다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면 스위칭 소자의 턴온 시간(TON)에 따라 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 제한함으로써, 입력전압이 증가 또는 부하가 감소하는 경우 스위칭 소자의 턴온 시간(TON)이 감소(스위칭 주파수가 증가함을 의미함)하여 스위칭 소자의 손실이 큰 문제점을 막을 수 있는 특유의 효과가 있다. 또한, 스위칭 소자의 드레인-소스 전극 사이의 전압이 가장 낮을 때 스위칭 소자를 턴온 함으로써 스위칭 손실을 줄일 수 있다.
도 1은 종래의 준공진형 플라이백 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 각 지점에서의 파형을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치를 나타내는 도면이다.
도 4는 도3의 각 지점에서의 파형을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치의 블랭킹 회로에서 발생되는 블랭킹 신호의 로우(low)구간의 시간을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치의 블랭킹 회로에서 발생되는 블랭킹 신호의 로우(low)구간의 시간을 나타내는 도면이다.

Claims (20)

  1. 임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치에 있어서,
    전압이 인가되어 스위칭 되는 스위치;
    상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 다수의 지점을 측정하며, 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 영 전압 측정부;
    제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 스위치가 턴온되는 시간에 따라 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하여, 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 블랭킹 회로부; 및
    상기 블랭킹 회로부의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키며 상기 스위치가 턴온되는 시간을 상기 블랭킹 회로부로 전송하는 펄스폭변조 신호 발생기부를 포함하는 스위칭 전원 공급 장치.
  2. 임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치에 있어서,
    전압이 인가되어 스위칭 되는 스위치;
    상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 다수의 지점을 측정하며, 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 영 전압 측정부;
    제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 출력전압에 연결되어 출력전압을 제어하는 전압 제어기부의 출력 전압과 상기 입력전압에 따라 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하여, 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 블랭킹 회로부; 및
    상기 블랭킹 회로부의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키는 신호를 생성하며 상기 출력전압을 제어하는 전압 제어기부의 출력 전압을 상기 블랭킹 회로부로 전송하는 펄스폭변조 신호 발생기부를 포함하는 스위칭 전원 공급 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제2 신호는 상기 스위치가 턴오프될 때 제2 상태에서 제1 상태로 변하며, 상기 제1 상태의 구간의 시간 지연 후 제1상태에서 제2 상태로 변동되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 블랭킹 회로부는 상기 스위치가 턴온되는 시간이 일정치 이하의 값 이하로 감소하는 경우 상기 제2 신호의 제1 상태의 구간을 점점 증가시킨 상기 제2 신호를 생성하여 상기 스위치의 스위칭 주파수를 제한하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 블랭킹 회로부는 상기 전압 제어기부의 출력 전압과 상기 입력전압의 비가 일정치 이하의 값으로 감소하는 경우 상기 제2 신호의 제1 상태의 구간을 점점 증가시킨 상기 제2 신호를 생성하여 상기 스위치의 스위칭 주파수를 제한하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위치는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위치에 병렬로 연결된 커패시터를 더 포함하는 스위칭 전원 공급 장치.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 스위치와 접지부 사이에 연결되는 저항을 더 포함하며 상기 펄스폭변조 신호 발생기부는 상기 저항으로부터 상기 스위치를 통해 흐르는 전류를 측정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  9. 스위치가 턴온 또는 턴오프 되는 시간을 조절하여 임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치에 있어서,
    1차측 코일, 2차측 코일 및 바이어스 코일을 포함하며 상기 스위치가 턴온된 경우 상기 1차측 코일에 에너지를 저장하며 상기 스위치가 턴오프된 경우 상기 2차측 코일로 상기 1차측 코일에 저장된 에너지를 방출하는 트랜스 포머;
    상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 지점을 측정하며, 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 영 전압 측정부;
    제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하여, 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 블랭킹 회로부; 및
    상기 블랭킹 회로부의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키며 상기 스위치가 턴온되는 시간을 상기 블랭킹 회로부로 전송하는 펄스폭변조 신호 발생기부를 포함하는 스위칭 전원 공급 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제2 신호의 제1 상태 구간의 시간이 상기 스위치가 턴온되는 시간에 따라 변동하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제2 신호의 제1 상태의 구간의 시간이 상기 출력전압에 연결되어 출력전압을 제어하는 전압 제어기부의 출력 전압과 상기 입력전압에 따라 변동하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 스위치에 병렬로 연결되어 상기 1차측 코일과 공진하는 커패시터를 더 포함하는 스위칭 전원 공급 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 2차측 코일과 부하사이에 연결되어 상기 2차측 코일에 유도되는 전압을 평탄화하기 위한 다이오드 및 커패시터를 더 포함하는 스위칭 전원 공급 장치.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 블랭킹 회로는 상기 스위치가 턴온되는 시간이 일정치 이하의 값 이하로 감소하는 경우 상기 제2 신호의 제2 상태 구간을 점점 증가시킨 상기 제2 신호를 생성하여 상기 스위치의 스위칭 주파수를 제한하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 블랭킹 회로는 상기 전압 제어기의 출력 전압과 상기 입력전압의 비가 일정치 이하의 값으로 감소하는 경우 상기 제2 신호의 제2 상태 구간을 점점 증가시킨 상기 제2 신호를 생성하여 상기 스위치의 스위칭 주파수를 제한하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  16. 제9항에 있어서,
    상기 제2 신호는 상기 스위치가 턴오프될 때 제2 상태에서 제1 상태로 변하며, 상기 제1 상태의 구간의 시간 지연 후 제1 상태에서 제2 상태로 변동되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  17. 제9항에 있어서,
    상기 스위치는 MOSFET 인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치.
  18. 스위치가 턴온 또는 턴오프 되는 시간을 조절하여 임의의 입력전압으로부터 출력하고자 하는 출력전압을 추출하는 스위칭 전원 공급 장치의 전원 공급 방법에 있어서,
    (a) 상기 스위치에 인가되는 전압이 영(zero)이 되는 다수의 지점을 측정하는 단계;
    (b) 상기 측정되는 다수의 영이 되는 지점으로부터 임의의 시간을 지연시킨 지점을 기초로 하여 홀수의 지점에서 제1 상태에서 제2 상태로 변하고 짝수의 지점에서 제2 상태에서 제1 상태로 변하는 제1 신호를 생성하는 단계;
    (c) 제1 상태와 제2 상태를 가지며 상기 제1 상태의 구간의 시간이 변동하는 제2 신호를 생성하는 단계;
    (d) 상기 제1 신호 및 제2 신호가 모두 제2 상태인 지점에서 상기 스위치를 턴온시키는 동기 신호를 생성하는 단계; 및
    (e) 상기 단계 (d)의 동기 신호에 의해 상기 스위치를 턴온시키는 단계를 포함하는 스위칭 전원 공급 장치의 전원 공급 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제2 신호의 제1 상태 구간의 시간이 상기 스위치가 턴온되는 시간에 따라 변동하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치의 전원 공급 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 제2 신호의 제1 상태의 구간의 시간이 상기 출력전압에 연결되어 출력전압을 제어하는 전압 제어기부의 출력 전압과 상기 입력전압에 따라 변동하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 공급 장치의 전원 공급 방법.
KR1020030062613A 2003-09-08 2003-09-08 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법 KR100986762B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030062613A KR100986762B1 (ko) 2003-09-08 2003-09-08 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법
US10/920,816 US7035122B2 (en) 2003-09-08 2004-08-18 Switching power supply device and method

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030062613A KR100986762B1 (ko) 2003-09-08 2003-09-08 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050025777A true KR20050025777A (ko) 2005-03-14
KR100986762B1 KR100986762B1 (ko) 2010-10-08

Family

ID=34420516

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020030062613A KR100986762B1 (ko) 2003-09-08 2003-09-08 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7035122B2 (ko)
KR (1) KR100986762B1 (ko)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101026248B1 (ko) * 2004-09-21 2011-03-31 페어차일드코리아반도체 주식회사 역률 보상 회로
DE102005022859B3 (de) * 2005-03-11 2006-08-10 Friwo Mobile Power Gmbh Ansteuerschaltung für den Schalter in einem Schaltnetzteil
JP4373995B2 (ja) * 2005-06-24 2009-11-25 フリボ モバイル パワー ゲーエムベーハー スイッチモード電源における電流および電圧を制御するための制御回路
US7253600B2 (en) * 2005-07-19 2007-08-07 Cambridge Analog Technology, Llc Constant slope ramp circuits for sample-data circuits
WO2007054886A2 (en) * 2005-11-11 2007-05-18 Bobinados De Transformadores S.L. Boost converter for power factor correction
US7471530B2 (en) * 2006-10-04 2008-12-30 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to reduce audio frequencies in a switching power supply
KR101248605B1 (ko) * 2006-10-13 2013-03-28 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
KR101274213B1 (ko) * 2006-11-29 2013-06-14 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US8179700B2 (en) * 2006-11-29 2012-05-15 Systems General Corp. Control circuit with adaptive minimum on time for power converters
US8213193B2 (en) 2006-12-01 2012-07-03 O2Micro Inc Flyback DC-DC converter with feedback control
US7755915B2 (en) * 2006-12-01 2010-07-13 Innocom Technology (Shenzhen) Co., Ltd. Power supply circuit with at least one feedback circuit feeding operating state of transformer back to pulse width modulation circuit thereof
JP2009011073A (ja) * 2007-06-28 2009-01-15 Panasonic Corp スイッチング電源装置
WO2009040691A2 (en) * 2007-09-25 2009-04-02 Nxp B.V. Electronic power switching device
JP5424663B2 (ja) * 2009-01-30 2014-02-26 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
US8098502B2 (en) * 2009-06-10 2012-01-17 Infineon Technologies Ag System and method for emissions suppression in a switched-mode power supply
US8299730B2 (en) 2010-02-09 2012-10-30 Power Integrations, Inc. Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply
US8102683B2 (en) * 2010-02-09 2012-01-24 Power Integrations, Inc. Phase angle measurement of a dimming circuit for a switching power supply
US8553439B2 (en) 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
CN102948060B (zh) 2010-05-04 2016-01-20 意法半导体股份有限公司 用于利用电流信号的前沿消隐设备控制电流路径的开关的集成电路
CN103329618B (zh) * 2011-06-17 2016-06-29 马维尔国际贸易有限公司 用于固态负载的triac调光系统
US8693217B2 (en) 2011-09-23 2014-04-08 Power Integrations, Inc. Power supply controller with minimum-sum multi-cycle modulation
JP2014164872A (ja) * 2013-02-22 2014-09-08 Toshiba Corp Ｌｅｄ電流制御装置
EP3399635A1 (en) * 2017-05-03 2018-11-07 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Quasiresonant flyback converter
EP3419153A1 (en) * 2017-06-20 2018-12-26 Koninklijke Philips N.V. A control circuit for controlling a resonant power converter
CN107565807B (zh) * 2017-07-10 2023-04-14 陕西亚成微电子股份有限公司 一种开关电源控制电路、开关电源电路、启动方法
CN108347173B (zh) * 2018-04-08 2019-12-27 昂宝电子（上海）有限公司 准谐振反激式开关电源系统

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3116338B2 (ja) * 1994-03-22 2000-12-11 横河電機株式会社 スイッチング電源
US6462971B1 (en) * 1999-09-24 2002-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller

Also Published As

Publication number Publication date
KR100986762B1 (ko) 2010-10-08
US7035122B2 (en) 2006-04-25
US20050078493A1 (en) 2005-04-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100986762B1 (ko) 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법
US6304473B1 (en) Operating a power converter at optimal efficiency
US7450402B2 (en) Soft switching high efficiency flyback converter
CN108736729B (zh) 主动箝位的返驰式电源转换电路及其中的转换控制电路
US20180159437A1 (en) Control method and control apparatus for flyback circuit
CN106059304B (zh) 使用次级开关的电压有效减小的开关
US9369054B2 (en) Reducing power consumption of a synchronous rectifier controller
TWI653810B (zh) 控制裝置及控制方法
US9973094B2 (en) Power converter and power conversion method
KR101236955B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US9641082B2 (en) Systems and methods for zero voltage switching in power conversion systems
KR20060064679A (ko) 스위칭모드 파워서플라이용 적응 지연제어회로
KR20090075465A (ko) 동기 정류 회로
KR20010078798A (ko) 스위칭 전원 회로
WO2015065592A1 (en) Adaptive synchronous rectifier control
US9001538B2 (en) Switching power supply apparatus
US10958178B2 (en) Control circuit, control method and flyback converter of primary-side feedback control thereof
US11139730B2 (en) Burst controller and burst control method of resonance converter
US12009753B2 (en) Half-bridge flyback power converter and control method thereof
TWI671990B (zh) 變換裝置與其控制方法
US10355610B2 (en) LLC power converter and switching method thereof
US11606039B2 (en) Synchronous rectifier circuit, control circuit and control method thereof
KR20090011715A (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
US11228242B2 (en) Power converter and method for driving an electronic switch
JP7244748B2 (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130917

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140925

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151005

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160927

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181001

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191001

Year of fee payment: 10