KR20040078135A - 고조파 제거 믹서를 이용한 트랜시버 - Google Patents

고조파 제거 믹서를 이용한 트랜시버 Download PDF

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KR20040078135A KR10-2004-7011480A KR20047011480A KR20040078135A KR 20040078135 A KR20040078135 A KR 20040078135A KR 20047011480 A KR20047011480 A KR 20047011480A KR 20040078135 A KR20040078135 A KR 20040078135A
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Abstract

무선 트랜시버는 2 스텝 상향 변환 아키텍처로 고조파 제거 믹서를 가진 송신기와 RF 출력 위상동기루프를 가진 송신기와, 직접 변환 수신기를 포함한다. 송신기는 중간주파수의 배수인 신호를 생성하는 국부 오실레이터, 동위상 및 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, 직각위상 기저대역 신호들을 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기 고조파 제거 믹서, 중간주파수 신호에 응답하여, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하는 스위칭가능 믹서, 및 필터링된 중간주파수 신호와 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프를 포함한다. 고조파 제거 믹서는 필터링 요구사항을 감소시켜 하이 레벨의 회로 집적화를 용이하게 하며, 출력 오프셋 위상동기루프는 소비전력을 감소시킨다. 필터의 스위칭능력에 의해 EGSM, DCS 및 PCS 통신용 트랜시버의 이용이 가능하게 된다. 국부 오실레이터는 정수 및 분수 분주형 위상동기루프를 이용할 수 있다.

Description

고조파 제거 믹서를 이용한 트랜시버{TRANSCEIVER USING A HARMONIC REJECTION MIXER}
배경기술
관련출원
본 출원은 2002년 1월 25일자로 출원된 미국특허 가출원번호 제 60/651,869 호를 우선권으로 주장한다.
기술분야
개시된 방법과 장치는 일반적으로 무선통신에 관한 것으로, 더욱 자세하게는, 무선통신 트랜시버에 관한 것이다.
관련기술의 설명
무선통신장치는 광범위한 대중이용을 위하여 증가된 수로 제조되고 있다. 제조자들은 보다 저렴한 비용에 대한 증가된 압력을 받으며, 그에 응답하여 더욱 집적화된 트랜시버 회로를 제공하고 있다. 회로 복잡도를 최소화하는 것은 크기를 감소시키는 것 및 이에 따른 집적회로 칩의 비용을 감소시키는 것 뿐만 아니라 소비전력을 감소시키는 데에도 필요하다. 특히, 소비전력은 이동전화기와 같은 소형 휴대용 장치에 매우 중요하다. 또한, EGSM (이동 통신에 대한 글로벌 시스템), DCS (디지털 셀룰라 시스템), 및 PCS (개인 통신 서비스) 에 대한 각각의 대역과 같은 2 개 이상의 주파수 대역을 통하여 동작할 수 있는 고집적회로를제공하는 것이 필요하다.
통상적으로, 무선통신 장치는 디지털 위상 변조를 이용한다. 더욱 자세하게는, EGSM, DCS, 및 PCS 는 실질적으로 일정한 진폭 엔벨로프를 가진 최소 주파수-시프트 키잉 (keying) 변조를 이용할 수 있다. 통상적으로, 변조된 RF (무선 주파수) 신호는 동위상 및 직각위상 기저대역 신호들로부터 생성된다. 예를 들면, 실질적으로 일정한 진폭 엔벨로프를 생성하기 위하여, 동위상 및 직각위상 신호들은 비트 주기의 1/2 만큼 시간에 맞추어 서로 오프셋되고 동위상 진폭 및 직각위상 진폭의 제곱의 합이 일정하도록 진폭변조되는 대역한정 2진데이터이다. 실제로는, 원하는 동위상 및 직각위상 기저대역 신호들은 송신될 데이터의 펑션으로서 디지털방식으로 합성된다. 디지털 대 아날로그 컨버터들의 쌍은 변조된 RF 신호들을 생성할 수 있는 직각 변조기로의 제공을 위하여, 디지털방식으로 합성된 동위상 및 직각위상 신호를 각각의 아날로그 신호들로 변환한다.
직각변조기는 송신될 주파수에서 변조된 RF 신호를 직접 생성할 수도 있지만, 송신될 주파수로의 상향변환을 위하여 낮은 주파수에서 변조된 RF 신호를 생성하는 것이 바람직하다. 이러한 2-스텝 상향 변환 프로세스는 낮은 주파수에서도 더욱 쉽게 달성되도록, 이상적인 진폭 밸런스 및 직각위상 시프트로부터의 허용가능한 편차와 같은 직각변조기의 원하는 성능 요구사항들을 가능한 만족시킬 수 있다. 예를 들면, 집적화된 디지털 회로는 더욱 낮은 주파수에서 직각 위상 반송파들을 용이하게 생성하며 직각 변조기는 디지털 방식으로 생성된 직각위상 반송파들의 의사작용들을 감소시키기 위하여 고조파 제거 믹서로서 구성될 수 있다.
무선 송신기에 대한 2 스텝 상향 변환 아키텍처는 Kaufman 등의 미국특허 제6,240,142 호에 개시되어 있다. 이러한 아키텍처에서의 고조파 제거 믹서의 이용은 Weldon 등의 "A 1.75 GHz Highly-Integrated Narrow Band CMOS Transmitter with Harmonic-Rejection Mixers" (2001 IEEE International Solid-State Circuits Conference, Feb. 6, 2001, pp. 160-161, 442) 에 개시되어 있다. 이들 회로는 하이 레벨 집적화를 위한 직접변환 송신기 아키텍처보다 진보성을 제공하지만, 휴대용 통신장치들에 대한 소비전력을 감소시키기 위하여 회로 복잡도를 감소시키는 것이 여전히 필요하다. Kaufman 등의 2-스텝 상향변환 아키텍처는 RF 송신 주파수에서 동작하는 2개의 밸런스 변조기들을 포함하는 고주파수 밸런스 변조기들의 다중화도를 이용한다. 밸런스 변조기들은 상당한 양의 전력을 소비한다.
발명의 개요
개시된 방법과 장치는 송신기 회로를 포함한다. 송신기 회로는 중간주파수의 배수인 신호를 생성하는 국부 오실레이터, 및 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, 동위상 기저대역 신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각변조기 고조파 제거 믹서를 포함한다. 송신기 회로는 중간주파수 신호에 응답하여, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하는 필터, 및 그 필터링된 중간주파수 신호에 응답하며 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프를 더 포함한다.
또 다른 실시형태에 따르면, 송신기 회로는 중간주파수의 배수인 신호를 생성하기 위한 국부 오실레이터, 및 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, 동위상기저대역신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기를 포함한다. 송신기 회로는 중간주파수 신호에 응답하여, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하는 필터, 및 그 필터링된 중간주파수 신호에 응답하고 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프를 더 포함한다. 국부 오실레이터는 채널 선택을 위한 디지털 회로들을 가진 위상동기루프 합성기를 포함하며, 위상동기루프 디지털 합성기가 로크 (lock) 상태를 달성할 경우의 RF 송신신호의 주파수를 배수에 1 을 더한 합으로 나눈 배수와 동일한 팩터만큼 곱한 주파수와 동일한 주파수를 생성한다.
또 다른 태양에 따르면, 개시된 방법과 장치는 EGSM (이동 통신에 대한 글로벌 시스템), DCS (디지털 셀룰라 시스템), 및 PCS (개인 통신 서비스) 에서의 동작을 위한 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로를 제공한다. 트랜시버 회로는 채널 선택 전압제어형 오실레이터, 이 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 선택되는 송신 채널을 통한 EGSM 송신 및 DCS 또는 PCS 송신을 위한 2-스텝 상향 변환 다중 대역 무선 송신기, 및 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 선택되는 수신채널의 EGSM 수신 및 DCS 또는 PCS 수신을 위한 직접 변환 다중 대역 무선 수신기를 포함한다.
도면의 간단한 설명
개시된 방법 및 장치를, 명세서 안에 첨부된 도면과 함께 상세한 설명부를 통하여 자세히 설명한다.
도 1 은 개시된 방법과 장치의 제 1 실시형태의 블록도로서, RF 출력 오프셋위상동기루프에서 RF 송신 주파수로 동작하는 이미지 제거 오프셋 믹서가 국부 오실레이터 신호를 이용하여 RF 송신신호를 중간주파수로 하향변환한다.
도 2 는 개시된 방법과 장치의 제 2 실시형태의 블록도로서, RF 출력 오프셋 위상동기루프에서 RF 송신 주파수로 동작하는 이미지 제거 오프셋 믹서가 중간주파수 신호를 이용하여 RF 송신신호를 중간주파수의 4배로 하향변환한다.
도 3 은 도 5 에서의 직각 변조기 고조파 제거 믹서에 이용되는 통상적인 밸런스 변조기 길버트 셀의 개략도이다.
도 4 는 도 5 에서의 직각 변조기 고조파 제거 믹서에 이용되는 게이트된 래치 셀의 개략도이다.
도 5 는 도 1 과 도 2 에 이용되는 직각 변조기 고조파 제거 믹서의 블록도이다.
도 6 은 무선 원격통신 트랜시버를 제공하기 위해 직접 변환 수신기에 대한 RF 국부 오실레이터 신호가 어떤 방법으로 도 1 또는 도 2 에서의 송신기 국부 오실레이터의 VCO 신호로부터 생성될 수 있는지를 나타내는 블록도이다.
도 7 은 도 6 에 이용되는 단일 측파대 믹서의 개략도이다.
도 8 은 도 6 에 도입되는 디지털 하이브리드와 멀티플렉서의 개략도이다.
도 9 는 분수 분주형 위상동기루프 (fractional-N phase-locked loop) 를 포함하는 국부 오실레이터의 변형구성을 나타내는 블록도이다.
개시된 방법과 장치는 여러 변형과 변경된 형태도 가능하며, 이들의 구체적인 실시형태들을 도면에 예를 들어 도시하고 상세히 설명한다. 그러나, 본원발명은 도시된 특정 형태로 한정되지 않으며 그와 반대로, 본 발명은 첨부된 청구범위에 의해 한정되는 본 발명의 범위 내에 있는 모든 변형예, 균등물, 및 변경예를 포함한다.
상세한 설명
도 1 은 개시된 방법 및 장치에 따른 2-스텝 상향 변환 아키텍처를 이용하는 무선통신 송신기의 제 1 실시형태를 나타낸다. 송신기는 국부 오실레이터 (10), 직각 변조기 고조파 제거 믹서 (11), 스위칭가능 중간주파수 (IF) 필터 (12) 및 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 를 포함한다.
국부 오실레이터 (10) 는 중간 국부 오실레이터 주파수의 4배의 디지털 신호를 생성한다. 이 디지털 신호는 직각변조 고조파 제거 믹서 (11) 와 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 에 제공된다. 국부 오실레이터 (10) 로부터의 결과로 되는 출력은 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 로부터의 RF 송신 주파수 출력의 1/5 이다.
국부 오실레이터 (10) 는 통상적인 채널 선택 정수 또는 분수 분주형 위상동기루프 (14) 를 포함한다. 위상동기루프 (14) 는 전압제어형 오실레이터 (VCO; 15) 를 포함한다. (분수 분주형 위상동기루프 회로는 도 9 에 도시되어 있는데, 아래 자세히 설명되어 있다.) 국부 오실레이터 (10) 는 위상동기루프 디지털 합성기가 로크상태를 달성하는 경우, RF 송신신호의 주파수를 배수에 1 을 더한 합으로 나눈 배수와 동일한 팩터만큼 곱한 주파수와 동일한 주파수를 생성하기 위한 것이다.
도 1 의 송신기 아키텍처는 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 에 의해 생성되는 RF 송신 주파수가 EGSM 및 DCS 또는 PCS 대역에 대한 국부 오실레이터 (10) 의 주파수의 팩터 5/4배로 되는 것을 보장한다. 따라서, 채널 선택 위상동기루프 (14) 는 19.2 MHz 크리스털 (16) 을 이용하는 경우 160 kHz 채널 스텝 크기를 갖는 RF 송신 채널 선택을 제어한다. 더욱 낮은 주파수 EGSM 대역에서는, 그 스텝 크기가 더 높은 주파수 대역에 대한 스텝 크기보다 2 배 더 크지만, 채널 선택 위상동기루프 (14) 는 위와 동일한 방법으로 RF 송신 채널 선택을 제어한다.
도 1 의 송신기 회로는 EGSM 서비스에 대한 880-915 MHz의 비교적 낮은 주파수 대역, 및 DCS 서비스에 대한 1.710-1.785 GHz 대역과 PCS 서비스에 대한 1.850-1.910 GHz 대역을 포함한 2개의 비교적 높은 주파수 대역들을 포함하는 3 개의 RF 송신 주파수 대역들 간을 전자적으로 스위칭할 수 있다. 높은 주파수 대역과 낮은 주파수 대역들 간을 스위칭하기 위하여, 멀티플렉서 (22) 는 높은 주파수 대역에서의 동작을 위한 VCO (15) 의 출력, 또는 낮은 주파수 대역에서의 동작을 위한 토글 플립플롭 (20) 의 출력을 선택한다. 또한, 대역들 간을 스위칭하는 경우, 스위칭가능 IF 필터 (12) 의 상위 컷오프 주파수는 선택된 대역에서의 동작을 위한 상위 중간주파수 바로 위로 스위칭된다. EGSM 서비스에서는, 중간 LO 주파수는 176 내지 183 MHz의 범위이다. DCS 서비스에서는, 중간 LO 주파수는 342 내지 357 MHz의 범위이다. PCS 서비스에서는, 중간 LO 주파수는 370 내지 382 MHz의 범위이다. 따라서, EGSM 서비스에서는, VCO (15) 가 1.408 내지 1.464 GHz의 주파수를 생성한다. DCS 서비스에서는, VCO (15) 가 1.368 내지1.428 GHz의 주파수를 생성한다. PCS 서비스에서는, VCO (15) 가 1.480 내지 1.528 GHz의 주파수를 생성한다.
도 1 에 도시된 바와 같이, 직각변조기 고조파 제거 믹서 (11) 는 4 분주 회로 (23), 동위상 밸런스 변조기 (24), 직각위상 밸런스 변조기 (25) 및 합산기 (26) 를 포함한다. 도 3 내지 도 5 를 통하여 아래 더욱 설명하는 바와 같이, 이들 구성요소 (23, 24, 25, 및 26) 는 스위칭가능 IF 필터 (12) 에 대한 요구사항들을 감소시키기 위하여 고조파 제거를 실시한다. 직각 변조기 (11) 의 고조파 제거 특성과 스위칭가능 IF 필터 (12) 의 3차 저대역통과 특성은 중간주파수 신호의 고조파들이 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 에 도달할 때의 기본 진폭으로부터 약 65 dB 이상 되는 것을 보장한다.
스위칭가능 IF 필터 (12) 에 대한 감소된 요구사항에 의해 직각 변조기 (11) 및 도 1 의 송신기의 다른 액티브 구성요소를 더 포함하는 단일 모놀리식 실리콘 집적회로 칩 상에 IF 필터가 완전히 집적화될 수 있다. 예를 들면, 스위칭가능 IF 필터 (12) 는 간단하게 스위칭가능 상위 컷오프 주파수를 가진 3 차 또는 4 차 저대역통과 R-C 액티브 필터이다. 예를 들면, 상위 컷오프 주파수는 IF 필터 (12) 로 추가 용량을 전기적으로 스위칭함으로써 더욱 낮은 주파수 EGSM 대역으로 감소된다.
RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 는 RF 송신신호를 생성하는 통상적인 VCO (27), 통상적인 위상 검출기 (PD) 와 주파수 위상 검출기 (FPD; 28), 및 통상적인 위상동기루프 (29) 를 포함한다. RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 는 자동레벨 제어 증폭기 (30), 이미지 제거 오프셋 믹서 (31), 및 스위칭가능 IF 필터 (32) 를 더 포함한다. (이미지 제거 오프셋 믹서의 구성은 도 6 에 도시된 단일 측파대 믹서 (122) 의 구성과 유사하며, 아래 자세히 설명되어 있다.)
자동 레벨 제어 증폭기 (30) 는, 이미지 제거 오프셋 믹서 (31) 가 VCO 에 의해 생성되는 진폭에서의 약간의 편차에도 불구하고 이미지 제거 오프셋 믹서의 입력 범위에 걸쳐 VCO (27) 로부터 피드백되는 RF 신호의 선형 믹싱을 수행하는 것을 보장한다. 자동 레벨 제어 증폭기가 이용되지 않는 경우, 변조기가 과잉동작하는 것을 방지하기 위하여 역 탄젠트 전송 펑션에 따라 변조기에 제공되는 신호를 미리 왜곡시키는 것이 바람직하다. 이미지 제거 오프셋 믹서 (31) 는 국부 오실레이터 (10) 의 멀티플렉서 (22) 로부터의 4 X IF LO 신호와 RF 신호를 믹싱하여, RF 송신 주파수의 약 9/5 번째에서의 주파수 신호와 대략 중간 LO 주파수에서의 주파수 신호의 합 주파수 신호와 차이 주파수 신호를 생성한다.
스위칭가능 IF 필터 (32) 는 이미지 제거 오프셋 믹서 (31) 로부터의 차이 주파수 신호를 선택한다. 스위칭가능 IF 필터 (32) 는 비교적 낮은 주파수 EGSM 대역과 비교적 높은 주파수 DCS 및 PCS 대역들 간에 스위칭되는 자체 컷오프 주파수를 가진다. 스위칭가능 IF 필터 (32) 는 스위칭가능 IF 필터 (12) 와 동일할 수 있다. 또한, VCO (27) 의 중심 주파수는, RF 송신 주파수가 4 X IF LO 신호의 주파수보다 더 크도록, 선택된 대역의 펑션으로 스위칭되는데, 이에 의해, RF 출력 오프셋 위상동기루프가 중간 LO 주파수의 5배인 RF 송신 주파수로 고속으로 로크되는 것이 보장된다.
도 1 의 송신기에서, RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 는 IF 필터 (12) 로부터의 신호의 주파수와, 국부 오실레이터 (10) 의 멀티플렉서 (22) 로부터의 4 X IF LO 신호의 주파수의 합으로 로크된다. 이는, IF 필터 (12) 로부터 통상적인 위상 검출기 및 주파수 위상 검출기 (28) 로 신호를 제공하고 RF 송신 주파수에서 동작하는 밸런스 변조기 (31) 에 4 X LO 신호를 제공함으로서 수행된다.
또 다른 배열구성에서는, 도 2 에 도시된 바와 같이, 4 X LO 신호가 통상적인 위상 검출기 및 주파수 위상 검출기 (45) 에 제공되고 스위칭가능 IF 필터 (42) 로부터의 신호가 RF 송신 주파수에서 동작하는 이미지 제거 오프셋 믹서에 제공된다. 또한, 도 2 의 송신기 회로는 도 1 의 국부 오실레이터 (10) 와 동일한 구성을 가진 국부 오실레이터 (40) 및 도 1 의 직각 변조기 (11) 와 동일한 구성을 가진 직각 변조기 고조파 제거 믹서 (41) 를 포함한다. 스위칭가능 IF 필터 (42) 는 도 1 의 스위칭가능 IF 필터 (12) 와 동일한 구성을 가진다. 그러나, 도 2 의 송신기 회로는 도 1 의 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (13) 와 상이한 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (43) 를 포함한다.
도 2 의 RF 출력 오프셋 위상동기루프 (43) 는 RF 송신 주파수에서 동작하는 통상적인 VCO (44), 통상적인 위상검출기 (PD) 및 주파수 위상 검출기 (FPD) (45), 및 통상적인 저대역통과필터 (46) 를 포함한다. RF 출력 오프셋 위상동기루프 (43) 는 도 1 의 자동 레벨 제어 증폭기 (30) 와 동일한 구성을 가진 자동 레벨 제어 증폭기 (47) 및 도 1 의 밸런스 변조기 (31) 와 동일한 구성을 가진 이미지 제거 오프셋 믹서 (48) 를 더 포함한다. 그러나, 이미지 제거 오프셋 믹서 (48)는 IF 필터 (42) 로부터의 IF 신호와 RF 송신신호를 믹싱하여 RF 송신 주파수의 약 6/5 의 차이 주파수에서의 신호와 RF 송신 주파수의 약 4/5 의 주파수에서의 차이 주파수의 합 신호를 생성한다. 바람직하게는, 이미지 제거 오프셋 믹서는 채널 내의 스퍼들 (in-channel spurs) 과 상호변조 왜곡 생성부를 감소시키기 위하여 IF 신호와 RF 송신신호 양쪽의 선형 믹싱을 제공한다.
대역통과필터 (BPF; 49) 는 RF 송신 주파수의 약 4/5 의 주파수에서의 차이 주파수를 선택한다. 대역통과필터의 적어도 상위 컷오프 주파수는 더욱 낮은 주파수 EGSM 대역과 더욱 높은 주파수 DCS 및 PCS 대역들에서의 동작들 간을 적어도 스위칭할 수 있다. 대역통과필터 (49) 로부터의 선택된 차이 신호는 리미터 (50) 에서 실질적으로 일정한 진폭으로 제한되며 통상적인 위상 검출기 및 주파수 위상 검출기 (45) 에 제공된다. 위상 검출기 및 주파수 위상 검출기 (45) 는 제한된 차이 신호의 주파수 또는 위상을 국부 오실레이터 (40) 로부터의 4 X LO 신호의 주파수 또는 위상과 비교한다.
바람직한 구성 형태에서는, 도 1 과 도 2 에서의 밸런스 변조기들과 이미지 제거 오프셋 믹서들 (24, 25, 31, 48) 은 통상적인 바이폴라 트랜지스터 길버트 셀들을 이용한다. 일반적으로 60 으로 표시되는 이러한 길버트 셀은 도 5 에 도시된 6 개의 길버트 셀들의 여러 입력과 출력을 식별하기 위하여 도 3 에 도시되어 있다. 즉, 도 5 에 도시된 각각의 길버트 셀들은 셀의 상단에서 출력들의 쌍을 가지며, 셀의 좌상단에서 2 개의 디지털 입력들을 가지며 셀의 우하단에서 2 개의 아날로그 입력들을 가지며 셀의 하단에서 전류 싱크 접속부를 가지며, 도 3 에 도시된 바와 같은 내부 구성을 가진다.
또한, 통상적인 바이폴라 트랜지스터 길버트 셀들을 이용하는 경우, 공통 모놀리식 실리콘 집적회로 칩 상의 전류모드 에미터 결합 로직 (ECL) 과 길버트 셀들을 통합하는데 편리함이 있다. ECL 회로들은 길버트 셀들과 동일한 바이어스 전압 레벨들을 이용할 수 있다. 예를 들면, 도 4 에는, 일반적으로 70 으로 표시되는 하나의 게이트 래치 셀의 개략도가 도시되어 있다. 이러한 게이트된 래치 셀 (70) 의 데이터 출력 (Q 및) 은 길버트 셀들의 디지털 입력을 구동시키기 위하여 상위 바이어스 레벨에 있다. 이러한 게이트된 래치 셀 (70) 의 세트 (S) 와 리세트 (R) 입력들은 이 상위 바이어스 레벨에서 동작된다. 클록 입력 (C 및) 은 상위 바이어스 레벨 미만에서 약 1 볼트 이상의 하위 바이어스 레벨에서 동작한다. 또한, 이 하위 바이어스 레벨은 길버트 셀들의 아날로그 입력들에 대한 바이어스 레벨이다.
도 5 는 도 3 의 길버트 셀들과 도 4 의 게이트된 래치 셀들이 어떤 방식으로 결합되어 도 1 의 직각 변조기 고조파 제거 믹서 (11) 를 형성하는지를 나타낸다. 4 개의 게이트된 래치 셀들 (81, 82, 83, 및 84) 은 직렬접속되어 4 분주 시프트 레지스터 카운터 (23) 를 형성한다. 게이트된 래치 셀 (81 및 82) 은 공동으로 하나의 마스터-슬래이브 지연 플립플롭을 포함하며 게이트된 래치 셀 (83 및 84) 은 또 다른 마스터-슬래이브 지연 플립플롭을 포함한다. 로직 반전은 4 번째 게이트된 래치 셀 (84) 의 Q 및출력들로부터 1번째 게이트된 래치 셀(81) 의 S 및 R 입력들로의 피드백 경로에서 발생한다. 동작시, 4 분주 시프트 레지스터 카운터 (23) 는 중간 LO 주파수 디지털 클록 신호의 4 개의 위상들을 제공한다. 각각의 게이트된 래치 셀들 (81, 82, 83, 84) 은 중간 LO 주파수에서의 이러한 디지털 클록 신호의 4 개의 위상들 중의 대표적인 하나의 위상을 제공한다.
동위상 변조기 (24) 는 LO 디지털 클록 신호의 위상 (1, 2, 3) 에 의해 각각 구동되는 3 개의 길버트 셀들 (85, 86, 87) 로 구성된다. 길버트 셀 (86) 은 길버트 셀 (85, 87) 의 전류 싱크에 대하여 2 의 제곱근의 팩터만큼 가중처리된 전류 싱크를 가진다. 이 전류 싱크들의 가중처리는 전류 미러 기술을 이용하여 통상적인 방식으로 수행된다. 각각의 디지털 클록 위상들에 의한 길버트 셀들 (85, 86, 87) 의 여기와 전류 싱크의 가중처리와 함께, 동위상 변조기 (24) 에서의 하나 이상의 길버트 셀의 이용에 의해 원하는 고조파 제거가 제공된다.
직각 위상 변조기 (25) 는 길버트 셀들 (88, 89, 및 90) 이 길버트 셀들 (85, 86 및 87) 에 비하여, LO 클록 신호의 90도 만큼 지연된 각각의 클록 위상들에 의해 구동된다는 점을 제외하고는, 동위상 변조기 (24) 와 동일한 방식으로 구성된다.
합산기 (26) 는 길버트 셀들 (85 내지 90) 의 출력과 공유 로드 레지스터의 쌍 (91 및 92) 과의 병렬접속에 의해 제공된다. 로드 레지스터들 (91 및 92) 은 길버트 셀들에 의해 싱크된 차동 전류의 합에 비례하여 차동전압을 생성한다.
상기 설명부에서는, 단일 모놀리식 실리콘 집적회로 칩 상의 하이레벨 집적화를 가능하게 하는 2-스텝 상향변환 무선통신 송신기가 설명되어 있다. 직각 변조기는 고조파 제거 믹서를 이용하여 IF 필터링 요구사항들을 감소시킨다. 또한, 직각 변조기는 직각 변조기 위상 에러의 감소를 위하여 국부 오실레이터 신호의 다중 위상들이 디지털방식으로 생성되도록 하는 중간주파수에서 동작한다. 국부 오실레이터는 통상적인 채널 선택 디지털 회로의 이용을 가능하게 하는 위상동기루프를 통합하여, 통합된 LO 위상잡음을 감소시키고 스위칭 시간을 감소시킨다.
도면에 도시된 이 회로들은 여러 방법으로 변형될 수도 있다. 예를 들면, N-채널 강화형 모드 전계효과 트랜지스터가 도 3 및 도 4 에 도시된 NPN 트랜지스터 대신에 직접 교체될 수도 있다. 보다 높은 RF 송신 주파수에서의 동작을 가능하게 하기 위하여 갈륨 아세나이드 전계효과 트랜지스터를 이용하는 것도 바람직할 수 있다. 또 다른 방법으로, 표준 CMOS 프로세스를 이용하여 CMOS 디지털 회로와 무선 송신기를 통합하기 위하여 실리콘 전계효과 트랜지스터를 이용하는 것이 바람직할 수도 있다. 표준 CMOS 프로세스가 이용되는 경우, 도 4 에 도시된 4 개의 게이트된 래치 셀들 대신에 통상적인 CMOS 게이트된 래치 셀들로 교체될 수도 있다.
도 1 및 도 2 는 다중대역 회로를 나타내는데, 이는 보다 낮은 주파수 EGSM 대역 또는 보다 높은 주파수 DCS 및 PCS 대역들 중 어느 하나만의 동작을 위하여 간략화될 수 있다. 이 경우, 멀티플렉서 (도 1 에서의 22) 는 제거될 수 있고 IF 필터 (도 1 에서의 12 또는 도 2 에서의 42) 는 스위칭가능할 필요가 없으며 RF출력 VCO (도 1 에서의 27 또는 도 2 에서의 44) 는 보다 낮은 주파수 대역과 보다 높은 주파수 대역 간에 스위칭되는 중심 주파수를 가질 필요가 없다.
도 6 은 무선 원격통신 트랜시버를 제공하기 위하여 채널 선택 위상동기루프를 통하여 직접변환 수신기에 대한 수신 국부 오실레이터 생성기 회로로부터의 국부 오실레이터 신호를 어떤 방법으로 생성할 수 있는지를 나타낸다. 도 6 에 도시된 바와 같이, 수신 국부 오실레이터 생성기 회로는 VCO (15) 로부터의 신호를 주파수 (Fs) 에서 4분주 주파수로 분주하는 4 분주 회로 (121) 를 포함한다. 도 7 을 통하여 자세히 후술할 바와 같이, 단일 측파대 믹서 (122) 는 VCO 신호를 4 분주 회로의 출력과 믹싱하여 5/4 Fs 인 주파수에서 신호를 생성한다. 도 8 을 통하여 더욱 자세히 도시되고 후술되는, 2 분주 디지털 하이브리드 회로 (123) 는 단일 측파대 믹서 (122) 의 출력 주파수를 2 로 분주한다. 도 8 을 통하여 자세히 도시되고 후술되는 멀티플렉서 (124) 는 (DCS 또는 PCS 경우에 대하여) 단일 측파대 믹서의 출력 또는 (EGSM의 경우에 대하여) 분주기 (123) 의 출력을 선택하여, 수신기 국부 오실레이터 신호를 생성한다. PCS 또는 DCS 수신 국부 오실레이터 신호는 아날로그 하이브리드 회로 (125) 를 여기시켜, 각각 동위상 복조기 (126) 와 직각위상 복조기 (127) 에 제공되는 동위상 (0°) 과 직각위상 (90°) 신호들을 생성한다. 적절한 아날로그 하이브리드 회로는 도 7 을 통하여 자세히 후술한다. GSM 수신 국부 오실레이터 신호 회로에 대한 동위상 (0°) 과 직각위상 (90°) 신호들은 분주기 (123) 로부터 멀티플렉서 (124) 를 통하여 동위상 복조기 (128) 와 직각위상 복조기 (129) 로 각각 제공된다. 각각의 복조기 (126,127, 128, 129) 는 도 3 에 도시된 바와 같은 단일 길버트 셀일 수 있다. 동위상 복조기 (126) 는 DCS 또는 PCS RF 수신 신호를 복조하여, 동위상 기저대역 신호 (I') 를 생성하며 직각위상 복조기 (127) 는 DCS 또는 PCS RF 수신신호를 복조하여 직각위상 기저대역 신호 (Q') 를 생성한다. 동위상 복조기 (128) 는 EGSM RF 수신신호를 복조하여 동위상 기저대역 신호 (I') 를 생성하며 직각 위상 복조기 (129) 는 EGSM RF 수신신호를 복조하여 직각위상 기저대역 신호 (Q') 를 생성한다.
도 6 의 트랜시버의 통상적인 동작시, 수신기와 송신기가 듀플렉스 전화동작을 제공하지만 수신기와 송신기가 동시에 동작하지 않는다. 그 대신에, 송신기와 수신기가 사용자에게 투명한 시간공유 방식으로 동작한다. 이에 의해 VCO의 주파수 (Fs) 가 송신 및 수신 간의 스위칭시 변경될 수 있다. 예를 들면, (MHz 에서의) 동작 주파수는 아래 표에 도시되어 있다.
도 7 은 단일 측파대 믹서 (122) 의 개략도를 나타낸다. 주파수 (Fs) 에서 (도 6 에서의) VCO 의 출력은 버퍼 (131 및 132) 쌍에 인가된다. 이 버퍼(132) 는 4 분주 회로 (121) 에 의해 클록되는데, 이 4 분주회로는 도 5 에서의 시프트 레지스터 (23) 와 유사하다. 4 분주회로는 동위상 클록들의 상보형 쌍을 제 1 길버트 셀 (134) 에, Fs/4 의 주파수에서의 직각위상 클록들의 상보형 쌍을 제 2 길버트 셀 (135) 에 제공한다. 버퍼 (131) 는 레지스터/커패시터 리드 (lead)/래그 (lag) 접속들을 길버트 셀들 (135) 에 제공하는 아날로그 하이브리드 회로 (136) 를 구동시킨다. 각각의 리드/래그 접속은 ±45°의 위상 시프트를 제공하며, 그 결과, 제 1 길버트 셀이 주파수 (Fs) 에서 동위상 신호를 수신하며 제 2 길버트 셀이 주파수 (Fs) 에서 직각위상 신호를 수신한다. 2 개의 길버트 셀 (134, 135) 의 출력들은 병렬로 접속되어, 길버트 셀로부터의 3/4 Fs 에서의 하위 측파대 신호들을 상쇄시키고 길버트 셀로부터의 5/4 Fs 에서의 상위 측파대 신호를 추가하도록 구성될 수 있다.
단일 측파대 변조기 (122) 는 주파수 (Fs) 에서 동위상 및 직각 위상 신호들을 상보적으로 생성하기 위한 아날로그 하이브리드 회로 (136) 를 보여주고 있지만, VCO (도 6 에서의 15) 가 이러한 동위상 및 직각위상 신호들을 생성하도록 구성되는 것도 가능하다. 예를들면, VCO 에서의 주파수 선택 엘리먼트가 피드백 회로에서의 아날로그 또는 디지털 지연 라인으로 될 수도 있고 이 아날로그 또는 디지털 지연 라인은 0°위상 위치로 태핑 (tapped) 되어 동위상 신호를 제공할 수 있고 90°위상 위치로 태핑되어 직각위상신호를 제공할 수도 있다. 예를 들면, 이러한 디지털 지연 라인은 시프트 레지스터에서의 각각의 게이트된 래치를 각각의 ECL 인버터로 교체함으로써 도 5 의 시프트 레지스터 (23) 와 유사한 방식으로 직렬로 된 4개의 ECL 인버터로 구성될 수 있다.
도 8 은 도 6 에 도시된 2 분주 디지털 하이브리드 (123) 와 멀티플렉서 (124) 를 더욱 자세히 나타낸 것이다. 이 2 분주 디지털 하이브리드는 제 1 S-R 래치 (141) 와 제 2 S-R 래치 (142) 를 포함한다. 이 래치 (141 및 142) 는 네가티브 피드백을 가진 마스터-슬래이브 D형 플립플롭을 형성하도록 접속되어 2 분주회로로서 기능한다. 제 1 S-R 래치는 동위상 출력을 제공하며 제 2 S-R 래치는 직각 위상 출력을 제공한다. 멀티플렉서 (124) 는 로직 로우 제어 신호에 대하여 인에이블되는 제 1 송신 게이트 (143), 로직 하이 제어 신호에 대하여 인에이블되는 제 2 송신 게이트 (144), 및 로직 하이 제어 신호에 대하여 인에이블되는 제 3 송신 게이트 (145) 를 포함한다.
도 9 는 분수 분주형 위상동기루프를 포함하는 국부 오실레이터 (140) 를 나타낸다. 이 예에서는, 분수 분주형 위상동기루프는 RF 송신 주파수를 생성하도록 처음에 의도되는 채널 선택 디지털 회로 (144) 를 포함한다. 원하는 4 X IF LO 주파수를 생성하기 위하여, 멀티플라이어 (149) 가 VCO (142) 의 출력으로부터 디지털 회로 (144) 의 입력으로의 피드백 경로에 삽입된다. VCO (142) 의 주파수 (Fs) 는 제 1 토글 플립플롭 (146) 에서 2 분주되고 다시 제 2 토글 플립플롭 (147) 에서 2 분주되어, 그 결과, 제 2 토글 플립플롭 (147) 이 VCO (142) 의 주파수 (Fs) 의 1/4에서 디지털 신호를 출력한다. 이 디지털 신호는 분수 멀티플리케이션을 수행하는 배타적 OR 게이트로서 기능하는 멀티플라이어 (149) 에 제공된다. 2 개의 토글 플립플롭 (146과 147) 을 통한 총 지연은 VCO (142) 의 주파수 (Fs) 주기의 약 1/4 정도이다. 따라서, 멀티플라이어 (149) 는 VCO 신호에서의 매 4회의 송신마다 부가적 로직 트랜지션을 부가하고, 멀티플라이어 (149) 로부터 위상동기루프 (141) 의 디지털 회로 (144) 로 피드백되는 신호는 5/4의 팩터에 의해 순시 주파수로 증가된다.
멀티플라이어 (149) 로부터 위상동기루프로 피드백되는 신호가 디지털 회로 (144) 에 의해 하향 분주되고 이들 디지털 회로는 멀티플라이어 (149) 로부터의 신호에서의 트랜지션들의 수에 응답한다. 따라서, 위상동기루프 (141) 가 위상로크되는 경우, VCO (142) 는, 위상동기루프가 처음에 생성되도록 의도된 것보다 4/5 팩터 작은 주파수 (Fs) 에서의 신호를 생성한다. 멀티플렉서 (148) 는 4 X IF LO 신호를 제공한다. 멀티플렉서 (148) 는 DSC 및 PCS 대역에 대하여 신호 (Fs) 를 선택하고 EGSM 대역에 대하여 제 1 토글 플립플롭 (146) 의 출력을 선택한다.

Claims (39)

  1. 중간주파수의 배수인 신호를 생성하는 국부 오실레이터;
    이 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, 동위상 기저대역 신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기 고조파 제거 믹서;
    이 중간주파수 신호에 응답하여, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하는 필터; 및
    이 필터링된 중간주파수 신호에 응답하며 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프를 결합하여 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    국부 오실레이터는 RF 송신신호의 주파수를 상기 배수만큼 곱한 다음, 상기 배수에 1 을 더한 합으로 나눈 주파수와 동일한 주파수를 생성하는, 무선통신 송신기 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    국부 오실레이터는 위상동기루프와 전압 제어형 오실레이터를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    위상동기루프는 정수 분주형 위상동기루프인, 무선통신 송신기 회로.
  5. 제 3 항에 있어서,
    위상동기루프는 분수 분주형 위상동기루프인, 무선통신 송신기 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    국부 오실레이터는 중간주파수를 2의 팩터만큼 변경하기 위하여 스위칭가능하며,
    필터는 중간주파수가 2의 팩터만큼 변경되는 경우, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하기 위하여 스위칭가능한, 무선통신 송신기 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    필터는 3 차 저대역통과필터인, 무선통신 송신기 회로.
  8. 제 1 항에 있어서,
    필터는 4 차 저대역통과필터인, 무선통신 송신기 회로.
  9. 제 1 항에 있어서,
    직각 변조기 고조파 믹서는 중간주파수 디지털 신호의 다중 위상들을 생성하는 시프트 레지스트 카운터, 및 중간주파수 디지털 신호의 각각의 위상에 각각 응답하는 다중 길버트 셀들을 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  10. 제 1 항에 있어서,
    RF 출력 오프셋 위상동기루프는 주파수 제어신호에 응답하여 RF 송신신호를 생성하는 전압제어형 오실레이터, 중간주파수의 배수인 신호를 가지고 RF 송신신호를 하향변환하여 차이 (difference) 주파수 신호를 생성하는 오프셋 믹서, 및 차이 주파수 신호의 위상을 필터링된 중간주파수 신호의 위상과 비교하여 주파수 제어 신호를 생성하는 위상 검출기를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  11. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    오프셋 믹서는 더블 밸런스 믹서 (double balanced mixer) 인, 무선통신 송신기 회로.
  12. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    오프셋 믹서는 이미지 제거 더블 밸런스 믹서인, 무선통신 송신기 회로.
  13. 제 1 항에 있어서,
    RF 출력 오프셋 위상동기루프는 주파수 제어신호에 응답하여 RF 송신신호를생성하는 전압 제어형 오실레이터, 필터링된 중간주파수 신호를 가지고 RF 송신신호를 하향변환하여 차이 주파수 신호를 생성하는 오프셋 믹서, 및 차이 주파수 신호의 위상을 중간주파수의 배수인 신호의 위상과 비교하여 주파수 제어 신호를 생성하는 위상검출기를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  14. 제 11 항 또는 제 13 항에 있어서,
    오프셋 믹서는 더블 밸런스 믹서인, 무선통신 송신기 회로.
  15. 제 11 항 또는 제 13 항에 있어서,
    오프셋 믹서는 이미지 제거 더블 밸런스 믹서인, 무선통신 송신기 회로.
  16. 중간주파수의 4 배인 신호를 생성하는 국부 오실레이터;
    이 중간주파수의 4 배인 신호에 응답하여, 동위상 기저대역 신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기 고조파 제거 믹서;
    이 중간 주파수 신호에 응답하여 필터링된 중간주파수 신호를 생성하는 필터; 및
    이 필터링된 중간주파수 신호에 응답하며 중간주파수의 4 배인 신호에 응답하여 RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프를 결합하여 포함하며,
    상기 국부 오실레이터는 채널 선택을 위하여 디지털 회로들을 갖는 위상동기루프를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  17. 제 16 항에 있어서,
    국부 오실레이터는 RF 송신신호의 주파수를 상기 배수만큼 곱한 다음, 상기 배수에 1 을 더한 합으로 나눈 주파수와 동일한 주파수를 생성하는, 무선통신 송신기 회로.
  18. 제 16 항에 있어서,
    국부 오실레이터는 위상동기루프와 전압 제어형 오실레이터를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  19. 제 16 항에 있어서,
    국부 오실레이터는, 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수의 1/2인 신호를 생성하는 플립플롭, 및 전압제어형 오실레이터에 연결된 제 1 입력, 플립플롭에 연결된 제 2 입력 및 중간주파수의 4배인 신호를 제공하기 위한 출력을 가진 멀티플렉서를 포함하며,
    상기 멀티플렉서는 IF 국부 오실레이터 주파수의 4 배로 되도록, 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수 또는 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수의 1/2을 선택하는 선택 신호에 응답하는, 무선통신 송신기 회로.
  20. 제 16 항에 있어서,
    국부 오실레이터는 중간주파수를 2의 팩터만큼 변경하기 위하여 스위칭가능하며,
    필터는 중간주파수가 2의 팩터만큼 변경되는 경우, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하기 위하여 스위칭가능한, 무선통신 송신기 회로.
  21. 제 16 항에 있어서,
    필터는 3 차 저대역통과필터인, 무선통신 송신기 회로.
  22. 제 16 항에 있어서,
    필터는 4 차 저대역통과필터인, 무선통신 송신기 회로.
  23. 제 16 항에 있어서,
    직각 변조기 고조파 믹서는 4 개의 게이트된 래치를 가진 시프트 레지스터 카운터 및 6 개의 길버트 셀들을 포함하며,
    각각의 4개의 게이트된 래치는 중간주파수 디지털 신호의 4 개의 위상들 중 각각의 위상을 생성하며,
    각각의 길버트 셀들은 중간주파수 디지털 신호의 각각의 위상에 응답하는, 무선통신 송신기 회로.
  24. 제 16 항에 있어서,
    RF 출력 오프셋 위상동기루프는 주파수 제어신호에 응답하여 RF 송신신호를 생성하는 전압제어형 오실레이터, 중간주파수의 4 배인 신호를 가지고 RF 송신신호를 하향변환하여 차이 주파수 신호를 생성하는 오프셋 믹서, 및 차이 주파수 신호의 위상을 필터링된 중간주파수 신호의 위상과 비교하여 주파수 제어신호를 생성하는 위상검출기를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  25. 제 16 항에 있어서,
    RF 출력 오프셋 위상동기루프는 주파수 제어신호에 응답하여 RF 송신신호를 생성하는 전압제어형 오실레이터, 필터링된 중간주파수 신호를 가지고 RF 송신신호를 하향변환하여 차이 주파수 신호를 생성하는 오프셋 믹서, 및 차이 주파수 신호의 위상을 중간주파수의 4 배인 신호의 위상과 비교하여 주파수 제어신호를 생성하는 위상검출기를 포함하는, 무선통신 송신기 회로.
  26. 송신을 위하여 중간주파수의 배수인 신호를 생성하고, 수신기 국부 오실레이터 신호를 생성하는 채널 선택 전압제어형 오실레이터를 포함하는 국부 오실레이터;
    이 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여 동위상 기저대역 신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하고 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기;
    이 중간주파수 신호에 응답하며 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여 RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프; 및
    수신기 국부 오실레이터 신호에 응답하는 직접 변환 수신기를 결합하여 포함하며,
    상기 국부 오실레이터는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의한 채널 선택에 응답하여 수신기 국부 오실레이터 신호를 생성하는 수신기 국부 오실레이터 생성기 회로를 포함하는, 무선통신 트랜시버 회로.
  27. 제 26 항에 있어서,
    수신기 국부 오실레이터 생성기 회로는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수를 4로 분주하는 분주기, 및 분주기와 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 응답하여, 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수를 5/4의 팩터만큼 스케일링하는 단일 측파대 믹서를 포함하는, 무선통신 트랜시버 회로.
  28. 제 27 항에 있어서,
    수신기 국부 오실레이터 생성기 회로는 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수의 1/2인 신호를 생성하는 플립플롭, 및 단일 측파대 믹서에 연결된 제 1 입력, 플립플롭에 연결된 제 2 입력, 및 수신기 국부 오실레이터 신호를 직접 변환 수신기에 제공하는 출력부를 가진 멀티플렉서를 더 포함하며,
    상기 멀티플렉서는 수신기 국부 오실레이터 주파수 신호로 되도록, 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수 또는 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수의 1/2를 선택하는 선택신호에 응답하는, 무선통신 트랜시버 회로.
  29. EGSM 및 DCS 또는 PCS 동작을 위한 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로로서,
    송신기에 대하여, EGSM 동작과 DCS 또는 PCS 동작 간을 스위칭가능한 중간주파수의 배수인 신호를 생성하는 채널 선택 전압제어형 오실레이터를 포함하는 국부 오실레이터;
    이 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여, 동위상 기저대역 신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기 고조파 제거 믹서;
    이 중간주파수 신호에 응답하여, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하며, EGSM 송신과 DCS 또는 PCS 송신 간을 스위칭가능한 스위칭가능 필터;
    이 필터링된 중간주파수 신호에 응답하며 중간주파수의 배수인 신호에 응답하여 RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프; 및
    국부 오실레이터 신호에 응답하여, EGSM 수신 및 DCS 또는 PCS 수신을 위한 직접 변환 수신기를 결합하여 포함하며,
    상기 국부 오실레이터는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의한 채널 선택에 응답하여 수신기 국부 오실레이터 신호를 생성하는 수신기 국부 오실레이터 생성기 회로를 포함하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  30. 제 29 항에 있어서,
    수신기 국부 오실레이터 생성기 회로는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성된 주파수를 4로 분주하는 분주기, 및 분주기와 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 응답하여, 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수를 5/4의 팩터만큼 스케일링하는 단일 측파대 믹서를 포함하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  31. 제 29 항에 있어서,
    수신기 국부 오실레이터 생성기 회로는 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수의 1/2인 신호를 생성하는 플립플롭, 및 단일 측파대 믹서에 연결된 제 1 입력, 플립플롭에 연결된 제 2 입력 및 수신 국부 오실레이터 신호를 직접 변환 수신기에 제공하는 출력을 가진 멀티플렉서를 더 포함하며,
    상기 멀티플렉서는 수신기 국부 오실레이터 주파수 신호로 되도록, 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수 또는 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수의 1/2를 선택하는 선택신호에 응답하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  32. EGSM 및 DCS 또는 PCS 동작을 위한 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로로서,
    채널 선택 전압제어형 오실레이터;
    이 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 선택된 송신 채널 상에서 EGSM 송신 및 DCS 또는 PCS 송신을 위한 2-스텝 상향변환 다중 대역 무선 송신기; 및
    이 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 선택된 수신 채널 상에서 EGSM 수신 및 DCS 또는 PCS 수신을 위한 직접 변환 다중 대역 무선 수신기를 결합하여 포함하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 무선 송신기는,
    동위상 기저대역 신호와 직각위상 기저대역 신호를 변조하여 중간주파수 신호를 생성하는 직각 변조기 고조파 제거 믹서;
    이 중간주파수 신호에 응답하여, 필터링된 중간주파수 신호를 생성하며, EGSM 송신과 DCS 또는 PCS 송신 간을 스위칭가능한 스위칭가능 필터; 및
    이 필터링된 중간주파수 신호에 응답하여, RF 송신신호를 생성하는 RF 출력 오프셋 위상동기루프를 포함하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  34. 제 33 항에 있어서,
    스위칭가능 필터는 3 차 저대역통과필터인, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  35. 제 33 항에 있어서,
    스위칭가능 필터는 4 차 저대역통과필터인, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  36. 제 33 항에 있어서,
    EGSM 및 DCS 또는 PCS 동작을 위하여, 국부 오실레이터는 직각 변조기 고조파 제거 믹서의 국부 오실레이터 주파수의 4배인 주파수의 신호를 생성하고, 직각 변조기 고조파 제거 믹서는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성된 신호의 주파수를 4 로 분주하며, RF 오프셋 위상동기루프는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성된 신호에 응답하여, 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성된 신호의 주파수의 5/4인 RF 송신 주파수를 생성하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  37. 제 33 항에 있어서,
    무선 트랜시버는 수신기 국부 오실레이터 생성기 회로와 직접 변환 수신기를 포함하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  38. 제 37 항에 있어서,
    수신기 국부 오실레이터 생성기 회로는 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수를 4 로 분주하는 분주기, 및 분주기와 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 응답하여, 채널 선택 전압제어형 오실레이터에 의해 생성되는 주파수를 5/4의 팩터만큼 스케일링하는 단일 측파대 믹서를 포함하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
  39. 제 38 항에 있어서,
    수신 국부 오실레이터 생성기 회로는 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수의 1/2인 신호를 생성하는 플립플롭, 및 단일 측파대 믹서에 연결된 제 1 입력, 플립플롭에 연결된 제 2 입력 및 수신 국부 오실레이터 신호를 직접 변환 수신기에 제공하는 출력을 가진 멀티플렉서를 더 포함하며,
    상기 멀티플렉서는 수신기 국부 오실레이터 주파수 신호로 되도록, 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수 또는 단일 측파대 믹서에 의해 생성되는 주파수의 1/2를 선택하는 선택신호에 응답하는, 다중 대역 무선통신 트랜시버 회로.
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