KR20040037211A - 무선 통신 시스템의 교정 - Google Patents

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KR20040037211A
KR20040037211A KR10-2004-7004676A KR20047004676A KR20040037211A KR 20040037211 A KR20040037211 A KR 20040037211A KR 20047004676 A KR20047004676 A KR 20047004676A KR 20040037211 A KR20040037211 A KR 20040037211A
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KR10-2004-7004676A
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린즈코그에릭디.
트로트미첼디.
커르아담비.
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어레이컴, 인코포레이티드
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Abstract

송신 체인(transmit chain)과 수신 체인(receive chain) 사이에 각각 상이한 위상과 크기만을 사용하는 무선 통신 시스템의 송신 또는 수신 체인 세트에 대한 주파수 의존 교정 벡터(frequency dependent calibration vector)를 결정하는 방법 및 장치를 제공한다. 일 실시예에서, 본 발명은 복수의 개별 단말기(other terminal)와 무선 통신 신호를 송신 및 수신하기에 적합한 안테나 어레이(antenna array), 상기 안테나 어레이를 통해 트랜스폰더(transponder)에 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 교정 신호를 전송하는 송신 체인, 상기 안테나 어레이를 통해 상기 트랜스폰더로부터 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 수신되고 교정 신호에 기초하는 트랜스폰더 신호를 수신하는 수신 체인을 포함한다. 신호 처리기는 트랜스폰더 신호가 수신 체인을 통해 수신될 때에 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수에서의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성(relative characteristics)과, 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수에서의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성을 비교함으로써, 상기 트랜스폰더 신호의 적어도 두 개의 주파수 대역에 기초하여 주파수 의존 교정 벡터를 결정한다.

Description

무선 통신 시스템의 교정 {CALIBRATION OF A RADIO COMMUNICATIONS SYSTEM}
통신 시스템의 용량(capacity)은 전방향성(omni-directional) 무선 통신보다 방향성(directional)을 사용하여 크게 향상될 수 있다. 방향성 신호를 전송하고, 신호를 방향성에 맞춰 수신하는 한가지 방법은 안테나 어레이(antenna array)를 통한 빔 생성 및 소멸(beam forming and nulling)을 사용하는 것이다. 안테나 어레이를 통한 빔 생성 및 소멸의 정밀도는 송신 체인(transmit chain) 및 수신 체인(received chain)이 모두 교정되는 경우에 향상될 수 있다. 교정(calibration)은 기저대역(baseband)에서의 디지털 인터페이스로부터 각 안테나 소자(antenna element)에 수신된 또는 각 안테나 소자로부터 방사된 전계로 체인에 대해 적용될 수 있다. 교정을 수행하는 한가지 방법은 기지국 다운링크(downlink) 주파수에 대한 안테나 어레이의 출력을 수신하는(listen) 안테나 어레이로부터 분리된 트랜스폰더를 구비하는 것이다. 트랜스폰더는 기지국으로부터 다운링크 교정 신호를 수신한 다음 그것을 업링크(uplink) 주파수로 재송신한다. 송신에 적합한 신호와 수신에 적합한 신호를 선택함으로써, 기지국은 그 송수신 체인을 교정하기 위해 위상과 크기의 보상(compensation)을 평가하기 위한 신호 처리를 적용할 수 있다.
원격 트랜스폰더 교정 시스템은 예를 들어 Roy, Ⅲ 등의 미국특허 제5,546,090호에 나타나 있다. 이 특허는 각 송신 및 수신 체인의 위상과 크기에 대한 협대역 FDD(Frequency Division Duplex, 주파수 분할 듀플렉스) 시스템의 교정에 대해 기술한다. FDD 시스템에서, 보통 미사용 시간 및 주파수 슬롯(slot)이 때때로 발생하며, 이들은 협대역 교정 신호를 송수 및 수신하는 데 사용될 수 있다. 하지만 일반적인 스펙트럼 확산 시스템(spread spectrum system)에서, 교정에 사용하기 위한 미사용 시간 및 주파수 슬롯이 존재하지 않는다. 예를 들어 FDMA(Frequency Division Multiple Access, 주파수 분할 다중 접속) 시스템과 TDMA(Time Division Multiple Access, 시간수 분할 다중 접속) 시스템과 대립되는 CDMA(Code Division Multiple Access, 부호 분할 다중 접속) 시스템과 같은 스펙트럼 확산 시스템은 동시에 동일한 무선 채널을 사용하는 사용자가 복수이다. 만약 트랜스폰더가 트래픽에 사용되는 동일한 스펙트럼 확산 채널을 사용하여 신호를 송수신하도록 설계되면, 교정에 의해 채널에 부가되는 추가적인 에너지는 시스템 용량을 감소시킬 것이다. 일반적인 트랜스폰더는 교정 신호를 포함한 모든 다운링크 트래픽을 수신하여, 주파수를 이동시키고, 증폭하여 그 모든 트래픽을 기지국으로 다시 전송할 것이다. 이것은 업링크로 트랜스폰더에 의해 전송되는 아주 대량의 에너지 소비를 초래하고 실제로 다른 모든 트래픽을 압도할 수 있다. 그 결과, 교정은 다운링크 및 업링크 채널 용량에 모두 영향을 미칠 것이다.
송신기 또는 수신기 세트의 주파수 의존 그룹 특성을 교정하는 경우, 교정 신호는 몇 개의 상이한 주파수로 송신되어야 한다. 하지만, 단순한 트랜스폰더로는 송신 또는 수신 체인에 의해 송신된 또는 수신된 체인으로 도입되는 위상 및 크기 섭동(perturbation)의 실제 값을 정확하게 측정할 수 없다. 이러한 정보의 부족은 유도된 변동(variation)을 보정하기 위해 어레이의 각 부분을 교정하는데 있어 상당한 방해물로 나타난다.
본 발명은 일반적으로 디지털 신호 통신과 송수신 체인 교정 분야에 관한 것이다. 더욱 구체적으로, 본 발명은 복수의 수신 또는 송신 체인의 상이한 그룹 지연(group delay)을 교정하는 것에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예과 함께 사용하기에 적합한 무선 통신 시스템 기지국의 아키텍처의 일례를 도시한 블록도이다.
도 2는 도 1의 기기국과 함께 사용하기에 적합한 무선 트랜스폰더 시스템의 아키텍처의 일례를 도시한 블록도이다.
도 3은 수신 체인의 교정을 보여주는 프로세스 흐름도이다.
도 4는 송신 체인의 교정을 보여주는 프로세스 흐름도이다.
송신 체인과 수신 체인 사이에 각각 상이한 위상과 크기만을 사용하는 무선 통신 시스템의 송신 또는 수신 체인 세트에 대한 주파수 의존 교정 벡터(frequency dependent calibration vector)를 결정하는 방법 및 장치를 제공한다. 일 실시예에서, 본 발명은 복수의 개별 단말기(other terminal)와 무선 통신 신호를 송신 및 수신하기 적합한 안테나 어레이(antenna array), 상기 안테나 어레이를 통해 트랜스폰더(transponder)에 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 교정 신호를 전송하는 송신 체인, 상기 안테나 어레이를 통해 상기 트랜스폰더로부터 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 수신되고 교정 신호에 기초하는 트랜스폰더 신호를 수신하는 수신 체인을 포함한다. 신호 처리기는 트랜스폰더 신호가 수신 체인을 통해 수신될 때에 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수에서의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성(relative characteristics)과, 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수에서의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성을 비교함으로써, 상기 트랜스폰더 신호의 적어도 두 개의 주파수 대역에 기초하여 주파수 의존 교정 벡터를 결정한다.
본 발명의 다른 특징들은 첨부 도면 및 이하의 상세한 설명으로부터 명백할 것이다.
본 발명은 한정으로서가 아닌 예시로서 설명되며, 첨부 도면에서 동일한 도면 부호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
서론
일 실시예에서, 본 발명은 협대역 트랜스폰더를 사용하는 광대역 적응형 안테나(adaptive antenna) 기지국의 복수의 송신 및 수신 체인의 그룹 지연을 교정하는 방법을 포함한다. 송신 및 수신 체인의 그룹지연을 교정하기 위해, 기지국은 각각의 송신 체인을 통해 다운링크 주파수 대역 내의 적어도 두 개의 상이한 주파수로 상이한 협대역 교정 신호를 전송한다. 그 후 이 신호들은 협대역 트랜스폰더에 의해 수신되어 광대역 업링크 주파수 대역 내의 협대역 신호로서 기지국으로 재전송된다. 이러한 애플리케이션에서, 적응형 안테나 기지국의 무선 방송(raio)은 광대역 채널을 지원한다. 하지만, 모든 불필요한 간섭의 발생을 회피하기 위해, 교정 신호와 트랜스폰더 신호는 협대역 신호이다. 다시 말해, 교정 신호는 광대역 채널의 오직 한정된(좁은) 부분(narrow portion)을 차지한다. 트랜스폰더는 이 좁은 주파수 대역으로만 수신하고, 그 신호를 업링크 대역의 한정된 부분에 대응하도록 재전송한다.
협대역 신호는 광대역 업링크 및 다운링크 채널에 대해 단지 소량의 에너지를 증가시키기 때문에, 기지국에 의해 정규 데이터 트래픽(regular data traffic)이 지원되고 있는 동안에 교정이 수행될 수 있다. 교정 신호의 대역폭이 좁아질수록 시스템에 증가될 에너지량은 더욱 줄어들 것이다. 광대역 스펙트럼 확산 시스템의 경우, 아마 협대역 신호는 정규 데이터 트래픽 채널의 1/10 또는 1/100 정도의 폭일 것이다. 주파수 분할 시스템의 경우, 협대역 신호는 여전히 트래픽 채널 폭의 1/3 내지 1/5일 수 있다. 신호 전력 레벨을 적절히 선택함으로써 정규 트래픽에 대한 영향을 더욱 줄일 수 있다. 복수의 협대역 신호와 트랜스폰더 대역을 사용함으로써 주파수의 함수인 더욱 일반적인 위상 및 이득 변동을 교정할 수 있다. CDMA 시스템에서, CDMA 시스템이 협대역 신호에 특히 민감하게 반응하지 않도록(insensitive) 설계하는 것이 가능하다.
일 실시예에서, 트랜스폰더는 오직 수신하여 교정될 더 넓은 대역의 시스템의 트랙픽 대역 내의 협대역으로 재전송한다. 시스템은 안테나 소자를 갖는 광대역 송신기 세트와 안테나 소자를 갖는 광대역 수신기 세트를 구비하거나, 또는 하나의 안테나 소자를 송신기와 수신기에서 공용할 수 있다. 두 경우에 있어, 시스템 성능은 보통 송신 체인과 수신 체인 양자의 그룹 지연에 대한 빈번한 교정으로 향상된다. 그룹 지연 교정 벡터는 수신 체인과 송신 체인의 경우 상이할 수 있다. 일례로, 시스템은 SDMA(Spatial Division Multiple Access, 공간 분할 다중 접속)을 구비한 CDMA를 사용하여 최대 10km 떨어져 있는 복수의 가입자와 통신하는 다중 채널 기지국을 구비한다. 이 시스템의 경우, 한 시간 또는 두 시간 간격의 교정은 성능을 눈에 띄게 향상시킬 것임이 밝혀졌다. 이러한 빈번한 교정으로, 일반 동작에 대한 교정의 영향은 중요할 수 있다. 본 발명에 따르면, 일반 동작에 대한 교정의 영향은 협대역 교정 트랜스폰더로 최소화될 수 있다.
각각의 좁은 주파수 교정 대역에 있어, 상이한 신호가 둘 이상의 송신 체인을 통해 송신될 수 있다. 이 신호들은 예를 들어 신호에 대해 상이한 시퀀스(sequences)로 변조함으로써 구분될 수 있다. 일 실시예에서, 시퀀스는 복조에서 도움이 될 수 있는 직교 시퀀스(orthogonal sequences)이다. 다른 실시예에서 시퀀스는 신호에 대해 확산 부호(spreading code)로 변조된다. 이것은 역확산 부호(de-spreading code)가 수신 신호에 대해 사용될 수 있도록 하여 각 송신 체인으로부터의 신호가 구별될 수 있도록 허용한다. 트랜스폰더는 이러한 신호를 수신하여 기지국 업링크 대역으로 재전송한다. 기지국에 의해 수신된 신호는 그 후 신호에 대한 모든 원하는 상대적인 특성을 측정하기 위해 처리될 수 있다. 예를 들어, 신호는 관련 송신 체인의 상대적인 위상과 크기, 그리고 모든 수신 체인의 상대적인 위상과 크기를 알아내기 위해 사용될 수 있다. 상이한 송신 체널을 통해 상이한 신호를 전송함으로써, 수신될 때 신호가 구별될 수 있다. 이것은 상대적인 위상과 크기와 같은 특성이 각 송신 체인에 대해 개별적으로 평가되는 것을 허용한다. 이 특성들은 주파수 의존 교정 벡터를 계산하기 위해서는 물론 업링크 및 다운링크에 대한 공간 서명(spatial signatiure)을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 상이한 주파수에서의 위상 측정값(measurement)을 결합하여, 그룹 지연 교정 벡터를 얻을 수 있다.
송신 체인의 상대적인 위상과 크기는 단일 안테나에서 상이한 신호를 수신하고 상이한 송신 체인을 통해 송신된 상이한 신호 각각에 대한 채널을 평가함으로써 평가될 수 있다. 수신 체인의 상대적인 위상과 크기는 단일 송신 체인을 통해 단일 교정 신호를 송신하고 상이한 수신 체인을 통해 그것을 수신함으로써 평가될 수 있다. 그 후, 각 수신 체인을 통해 수신된 채널은 평가되고 공간 서명을 알아내기 위해 그리고 교정을 위해 비교될 수 있다. 그 결과, 만약 교정 신호가 일단 모든 송신 체인을 통해 전송된 다음, 대응하는 트랜스폰더 신호가 모든 수신 체인을 통해 수신되면, 어레이 전체는 단일 다운링크 및 업링크 버스트(burst)에 기초하여 교정될 수 있다. 송신 및 수신 교정 벡터 결정은 서로 연관되지 않아도 되기 때문에, 동일한 버스트에 대한 양 교정 모두의 실행은 효율을 증가시키고 트래픽에 대한 영향을 감소시킨다. 만약 교정 신호가 둘 이상의 상이한 주파수로 동시 또는 서로 근접한 이시(異時)에 송신되면 그룹 지연이 발생될 수 있다.
대안으로, 매우 적은 수나 2개의 송신 또는 수신 체인까지만 동시에 교정될수 있다. 만약 모든 송신 또는 수신 체인이 교정 측정할 때마다 관련되지 않는다면, 상이한 송신 또는 수신 체인 세트에 대해 반복 교정 측정을 수행할 수 있으므로 모든 상대적인 위상과 크기가 모든 송신 및 수신 안테나 사이에서 측정될 수 있다. 측정할 때마다 공통의 송신 또는 수신 체인이 있다면 정밀도는 향상된다. 이것은 측정된 위상과 크기가 그 공통 체인과 관련하여 서로 연관되는 것을 허용한다. 일반적으로 수신 체인 중 하나는 기준(reference) 수신 체인으로 지정되며, 교정 신호는 기준 체인과 짝을 이루는 각 수신 체인과 함께 쌍으로 측정된다. 기준 체인은 측정할 때마다 참여하기 때문에, 다른 모든 체인은 기준 체인을 통해 서로 참조될 수 있다. 수신 체인이 교정된 후, 같은 종류의 프로세스가 기준에 대해 쌍으로 측정되는 송신 채널에 대해 수행된다. 어떤 특정한 채널이 기준으로 선택되었는지는 중요하지 않으며, 수신 및 송신 기준은 서로 아무런 관련이 없어도 된다. 교정 벡터들은 각각 기준(reference)으로부터의 변동이나, 수신 또는 송신 체인 사이의 차의 평균(average), 평균(mean) 또는 가운데값(median)와 같은 모든 임의 기준(arbitrary standard)으로부터의 변동으로 표현될 수 있다.
일 실시예에서, 본 발명은 SDMA 무선 데이터 통신 시스템에서 구현된다. 이러한 공간 분할 시스템에서, 각 단말기는 예를 들어 기지국과 사용자 단말기 사이와 같은 무선 통신 채널과 관련되는 일련의 공간 파라미터와 연관된다. 공간 파라미터는 각 단말기에 대한 공간 서명을 포함한다. 공간 서명과 어레이형 안테나를 사용함으로써, 기지국의 RF 에너지가 단일 사용자 단말기에 더욱 정확하게 지향하도록 하고, 다른 사용자 단말기와의 간섭을 감소시키고 다른 사용자 단말기에 대한잡음 임계값(noise threshold)을 낮출 수 있다. 반대로, 동시에 몇 개의 상이한 사용자 단말기로부터 수신된 데이터는 낮은 수신 에너지 레벨로 분석될 수 있다(resolved). 사용자 단말기의 공간 분할 안테나로, 통신에 필요한 RF 에너지를 훨씬 감소시킬 수 있다. 이익은 공간적으로 서로 떨어져 있는 가입자의 경우에 훨씬 크다. 공간 서명은 송신기의 공간적인 위치, 도착 방향(direction-of-arrival, DOAs), 도착 시간(time-of-arrival, TOAs) 및 기지국으로부터의 거리와 같은 것을 포함할 수 있다.
신호 전력 레벨, DOAs, 및 TOAs와 같은 파라미터의 평가는 센서 (안테나) 어레이 정보와 함께 채널 등화(channel equalization)를 목적으로 디지털 데이터 스트림 내에 놓인 공지된 훈련 시퀀스(training sequences)를 사용하여 결정될 수 있다. 그 후 이 정보는 공간 디멀티플렉서, 멀티플렉서, 및 결합기(combiner)에 대한 적절한 가중치를 계산하기 위해 사용된다. 확장형 칼만 필터(extened Kalman filter) 또는 이 기술 분야에 잘 알려진 다른 종류의 선형 필터는 공간 파라미터의 결정에 있어 훈련 시퀀스의 속성을 개발하는 데(exploit) 사용될 수 있다. 또한 공간 분할 및 SDMA 시스템의 사용에 관한 자세한 것은, 예를 들어 1998년 10월 27일자로 Ottersten 등에게 발행된 미국특허 제5,828,658호, 1997년 6월 24일자로 Roy, Ⅲ 등에게 발행된 미국특허 제5,642,353호에 기술되어 있다.
기지국 구조
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으며, 고정 접속(fixed-access) 또는 이동 접속(mobile-access) 무선 네트워크일 수 있다. 본 발명은 부호 분할 다중접속(CDMA), 그리고 기타 스텍트럼 확산형 시스템과 같은 광대역 다중 접속 시스템과 결합하여 공간 분할 기술을 사용할 수 있다. 도 1은 본 발명의 구현에 적합한 무선 통신 시스템 또는 네트워크의 기지국의 일례를 나타낸다. 시스템 또는 네트워크는 원격 단말기 또는 사용자 단말기라고도 하는 다수의 가입자국(subscriber station)을 포함한다(도시하지 않음). 기지국은 임의의 요구 데이터 서비스와 인접 무선 시스템(immediate wireless system) 외부로의 접속을 제공하는 호스트 DSP(231)을 통해 광역 통신망에 연결된다. 공간 분할을 지원하기 위해, 복수의 안테나(103), 예를 들어 4개의 안테나가 사용되지만 안테나의 수는 다르게 선택될 수 있다.
이 CDMA 시스템에서 안테나의 출력은 주파수 스위치인 듀플렉서 스위치(107)에 연결된다. 대안으로, 개별 송신 및 수신 안테나 어레이가 사용될 수 있으며, 이 경우에 듀플렉스는 불필요하다. 수신할 때, 안테나 출력은 스위치(107)를 거쳐 RF(radio frequency) 수신 모듈(205)에 연결되며, 다운 컨버터(207)에서 하향 혼합되고(mixed down) 채널화된다(channelized). 하향 변환된 신호는 그 후 ADC(Analog to Digital Conveter)(209)에서 샘플링되어 디지털 신호로 변환된다. 이것은 FIR(Finite Impulse Response, 유한 임펄스 응답) 필터링 기술을 사용하여 수행될 수 있다. 본 발명은 RF와 IF(Intermediate Frequency) 반송 주파수와 대역의 폭넓은 변화에 적합하도록 개조될 수 있다.
본 예에서, 각 안테나 수신 모듈(205)에 하나씩 4개의 채널 출력이 있다. 채널의 특정 개수는 네트워크의 필요에 적합하도록 변경될 수 있다. 4개의 수신안테나 채널 각각에 대해, 4개의 안테나로부터의 4개의 하향 변환된 출력은 교정을 포함한 추가적인 처리를 위해 디지털 신호 처리(DSP) 장치(217)에 공급된다. 본 발명의 일면에 따르면, 4개의 모토롤라 DSP56300 계열 DSP가 수신 채널당 하나씩 채널 프로세서로 사용될 수 있다. 타임슬롯 프로세서(217)는 수신된 신호 전력을 감시하고 위상과 시간 정렬(time alignment)을 평가한다. 타임슬롯 프로세서(217)는 또한 각 안테나 소자에 대한 스마트 안테나의 가중치를 결정한다. 가중치는 공간 분할 다중 접속 방식에서 특정한 원격 사용자로부터의 신호를 판단하고 판단된 신호를 복조하기 위해 사용된다.
채널 프로세서(217)의 출력은 복조된 버스트 데이터이다. 이 데이터는 그 주요 기능이 시스템의 모든 구성요소를 제어하고 더 높은 레벨의 처리와 인터페이스하는 것인 호스트 DSP(231)로 전송된다. 더 높은 레벨의 처리는 모든 상이한 제어의 통신에 필요한 신호를 공급하고, 시스템의 통신 프로토콜로 규정된 통신 채널을 서비스한다. 호스트 DSP(231)는 모토롤라 DSP56300 계열의 DSP일 수 있다. 또한 채널 프로세서는 각 사용자 단말기에 대해 결정된 수신 가중치를 호스트 DSP(231)로 전송한다.
호스트 DSP(231)는 상태 및 타이밍 정보를 유지하고, 채널 프로세서(217)로부터 업링크 버스트 데이터를 수신하며, 채널 프로세서(217)를 프로그램한다. 또한 호스트 DSP(231)는 업링크 신호의 버스트 분석(deconstruct), 오류 검출 코드 확인, 디스크램블, 및 암호화를 수행한 다음, 기지국의 다른 부분에서의 더 높은 레벨의 처리를 위해 전송될 업링크 신호를 포맷한다. 기지국의 다른 부분과 관련하여, 호스트 DSP(231)는 서비스 데이터와 트래픽 데이터를 기지국에서의 추가적인 더 높은 레벨의 처리를 위해 포맷하고, 기지국의 다른 부분으로부터 다운링크 메시지와 트래픽 데이터를 수신하며, 다운링크 버스트를 처리하고 포맷하여 그 다운링크 버스트를 송신 체인으로 전송하는데, 이에 대해서는 이하에서 논의한다.
호스트 DSP(231)로부터의 송신 데이터는 RF 송신기(tx) 모듈(245)로 송신되는 아날로그 송신 출력을 생성하는 데 사용된다. 특히, 수신된 데이터 비트는 DAC(241)을 통해 아날로그 송신 파형으로 변환되고, 업컨버터(243)에서 IF 주파수의 복합 변조 신호(complext modulated signal)로 상향 변조(up-converted)된다. 아날로그 파형은 송신 모듈(245)로 전송된다. 송신 모듈(245)은 신호를 송신 주파수로 상향 변환하고, 그 신호를 증폭한다. 증폭된 송신 신호 출력은 듀플렉서/시간 스위치(107)를 경유하여 안테나(103)로 전송된다.
협대역 트랜스폰더 구조
도 2를 참조하면, 본 발명의 구현에 사용하기 적합한 원격 트랜스폰더의 일례가 도시된다. 이 트랜스폰더는 값싸고 간단하게 설계된다. 또한 도시된 특정한 트랜스폰더 설계는 원한다면 기지국의 설치에서 사용될 수 있도록 소형이고 휴대 가능하며 경량의 패키지로 이루어질 수 있다. 트랜스폰더는 근처의 고정물(fixture)이나 기지국의 안테나에 의해 사용되는 안테나 마스트(antenna mast)에 조차 장착될 수 있다. 대안으로, 트랜스폰더는 훨씬 더 복잡하고 완전히 기능적인 사용자 단말기의 특수 모드로 대신 동작될 수 있다. 제2 기지국도 또한 트랜스폰더 기능을 수행할 수 있다. 트랜스폰터(118)의 기능은 광대역 다운링크채널 범위 내의 신호를 수신하고, 그 신호를 광대역 업링크 채널로 상향 변환 또는 하향 변환하며, 좁은 주파수 대역만을 선택하기 위해 필터링하고 증폭한 다음, 업링크 채널 범위 내의 신호로 재전송한다. 전술한 바와 같이, 주파수 이동 트랜스폰더(118)는 교정에 사용하기 적합한 트랜스폰더의 가능한 예 중의 하나일 뿐이다. 트랜스폰더에 대한 유일한 일반적인 필요조건은 수신된 신호와 어떻게든 구별할 수 있는 무선 주파수 신호를 다시 송신한다는 것이다. 신호를 주파수 이동하는 외에, 트랜스폰더는 또한 신호를 시간 지연시키거나, 또는 다양한 공지된 변조 방식을 사용하여 신호를 더욱 일반적으로 변조할 수 있다. 부호 분할 멀티플렉스 시스템의 경우, 트랜스폰더는 또한 업링크 채널을 위한 새로운 확산 부호로 수신된 신호를 복호화 및 부호화할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 기지국으로부터의 교정 신호는 트랜스폰더 안테나(122)에서 수신된다. 듀플렉서(140)는 안테나에서 수신된 신호를 수신 대역통과 필터(126)로 시작하는 수신 체인에 개별적으로 보내고 송신 대역통과 필터(125)로 끝나는 송신 체인으로부터 들어오는 신호를 개별적으로 경로를 정한다. 수신 체인에서, 트랜스폰더 안테나로부터 들어오는 신호는 대역 통과 필터(126)에서 필터링된 후 저잡음 증폭기(low noise amplifier, LAN)(142)로 보내진다. 증폭된 신호는 그 후 주파수에 기초하여 불필요한 신호를 제거하는 대역 통과 필터(144)에 의해 다시 필터링된다. 그 다음, 필터링된 신호는 수신된 신호와 LO(Local Oscillator signal, 로컬 오실레이터 신호)(146) 파형을 결합하는 믹서(148)에 의해 IF로 하향 변환된다. IF 신호는 송신을 위해 상향 변환되기 전에 또다른 대역 통과 필터(150)를 통해 처리된다. 채널 필터(150)는 기지국으로부터의 교정 신호 주파수 각각에 대해 하나씩, 둘 이상의 통과대역을 가지도록 구성될 수 있다.
제2 믹서(149)는 서로 일정 간격 떨어져 있고 업링크 주파수 대역 내의 주파수로 두 개의 새로운 송신 신호를 생성하기 위해 대역 통과 필터(150)로부터의 신호와 제2 LO(147)를 결합한다. 이 두 개의 새로운 신호는 대역 통과 필터(145)에서 필터링되고 전력 증폭기(143)에서 증폭된다. 전력 증폭기(143)는 다른 채널과의 간섭을 감소시키고 기지국에서의 교정 신호의 수신을 원활하게 하기 위해 전력 피드백 제어 루프(141)에 의해 조정된다. 또다른 대역 통과 필터(125)는 상위 믹서 생성물(upper mixer product)와 전력 증폭기로부터의 모든 가공물(artifacts)를 제거하고, 주파수를 제외하고는 RF 수신 체인에서의 원래 입력 신호의 복사본인 하위 믹서 생성물만을 남겨둔다. 이 신호는 안테나 소자(122)를 통한 송신을 위해 듀플렉서(140)에 연결된다. 대안으로서, 트랜스폰더는 개별 송신 안테나 소자(123)와 수신 안테나 소자(124)를 나타낸다. 만약 개별 소자가 사용되면 듀플렉서(140)는 더 이상 필요하지 않으며, 안테나는 각각의 송신 및 수신 대역 통과 필터에 직접 연결될 수 있다.
전술한 바와 같은 트랜스폰더는, TIA(Telecommunications Industry Association, TIA)에 의해 IS-95로 선정된 북미 셀룰러 CDMA 통신 방식의 대역으로 송신되는 기지국으로부터의 협대역 신호를 이동시키고 트랜스폰드(transpond) 하도록 설계된다. 일부 환경에서는 완전한 CDMA 채널을 통해 광대역 교정 신호를 수신하고 그것을 협대역 신호를 돌려주는 것이 바람직할 수 있다. 대부분의 단일 채널 통신 대역폭은 RF 주파수에서의 실제 필터에 대해 너무 넓기 때문에, 그러한 단일 채널 트랜스폰더는 RF 주파수를 더 낮은 중간 주파수로 낮춰 혼합하고, 이 중간 주파수에 협대역 필터를 적용하고, 그 후 협대역 신호로 에코백(echoed back)되도록 필터링된 신호를 원하는 RF 주파수까지 올려 다시 혼합할 것이다. 다른 모든 면에서 광대역, 단일 채널, 트랜스폰더는 여기에 기술된 협대역 트랜스폰더처럼 구성되고 작용할 것이다.
그룹 지연을 결정하기 위해, 교정 신호에 대해 적어도 두 개의 주파수가 요구된다. 교정 신호에 대해 두 개의 주파수를 돌려 보내기 위해, 트랜스폰더는 주파수 내에서 이동된 두 개의 협대역 신호를 돌려 보내도록 구성될 수 있다. 대안으로, 고유 또는 일부 공유 하드웨어를 구비한 추가적인 트랜스폰더가 사용될 수 있다. 각 트랜스폰더는 오직 협대역으로만 수신 및 송신하도록 구성되거나 넓은 범위의 상이한 주파수로 수신 및 송신하도록 구성될 수 있다. 다중 주파수 트랜스폰더 시스템의 상세한 설계는 애플리케이션의 특정 환경과 통신 시스템에 의존한다.
동작 중에, 기지국 DSP(217)은 분화된(specialized) 협대역 교정 송신 신호를 적어도 두 개의 주파수로 생성하여 듀플렉서를 통해 안테나 어레이에서 송신한다. 트랜스폰더는 교정 송신 신호를 수신하고, 듀플렉서를 통해 수신 체인을 거쳐 수신되도록 적절하게 변화시켜 에코백한다. 종래의 셀룰러 CDMA 시스템에서, 무선 시스템은 송신 및 수신을 위해 상이한 주파수를 사용한다. 따라서, 트랜스폰더는수신한 다운링크 신호의 주파수 이동된 복사본인 신호를 업링크 주파수 대역으로 에코백한다. 기지국 DSP는 수신 체인을 통해 양쪽 주파수로 에코된 교정 신호를 취득하고, 이 수신된 교정 신호를 나중에 그룹 지연 교정 벡터 저장 버퍼에 저장될 그룹 지연 벡터를 계산하기 위해 송신 교정 신호에 대한 정보(knowlege)와 함께 사용한다.
CDMA 셀룰러 시스템의 경우, 시스템은 예를 들어 824MHz∼835MHz 또는 835MHz∼849MHz로 대역폭이 할당될 수 있다. 이 범위 내의 광대역 채널은 1.25MHz 정도로 좁거나 5MHz 정도로 넓다. 이러한 시스템에서, 업링크 및 다운링크 주파수 대역은 일반적으로 상당한 보호 대역(guard band)을 갖고 서로 떨어져 있으므로, 1.25MHz 내지 5MHz 만큼 떨어져 있다. 이것은 트랜스 폰더가 교정 신호 주파수를 기지국으로 다시 돌려 보내기 위해 이동해야 하는 양이다. 다른 시스템에서, 광대역 업링크 및 다운링크 채널은 40MHz 정도 또는 그 이상으로 넓을 수 있다. 한편, 협대역 교정 신호는 일반적으로 0.01MHz∼0.1MHz 폭일 것이다. 교정 신호의 스펙트럼 폭은, 적당한 비용으로 장비를 상당히 편리하게 이용할 수 있을 만큼 작을 것이다. 신호의 대역폭이 더 좁을수록 기존 트래픽과의 간섭이 더 적을 것이다. 하지만 전술한 바와 같이, 협대역 신호는 광대역 송수신 체인에 의해 송수신될 수 있어야 한다. 필요한 대역폭 제한은 또한 특정한 시스템에 의존한다. 광대역 신호가 1.25MHz 폭인 시스템의 경우, 협대역 신호는 아마 광대역 신호가 40MHz 폭인 시스템의 경우보다 훨씬 더 좁을 것이다. 사용된 특정 반송 주파수는 특정 시스템의 요구에 적합하도록 변경될 수 있다. 현재, 적합한 시스템은 450MHz∼2100MHz범위의 주파수에 중심이 있는 반송 주파수를 갖는다. 이 범위는 무선 기술과 스펙트럼 할당 변화로 인해 더 크질 것으로 예상된다.
교정 벡터의 계산
협대역 신호와 트랜스폰더를 사용하는 복수의 안테나 어레이의 위상과 크기를 계산하고 교정하는 방법에는 여러 가지 다른 방법이 있다. 1996년 8월 13일자로 Roy, Ⅲ 등에게 발행된 미국특허 제5,546,090호, 1999년 7월 27일자로 Parish 등에게 발행된 미국특허 제5,930,243호, 및 Parish 등에게 발행된 미국특허 제6,037,8983호는 교정에 대한 적절한 접근법을 보여준다. 다른 접근법은 1999년 11월 11일에 공개된 Boros 등의 국제출원 WO99/157820호에 나타나 있다. 이 참조 문헌들의 개시 내용은 참조에 의해 본 명세서에 통합된다,
기지국의 송수신 체인에 대한 그룹 지연의 교정에 관하여 업링크 및 다운링크에 대해 동일한 RF 전파를 가정하면, 단일 트랜스폰더 또는 가입자 유닛은 교정을 수행하기 위해 그 기지국과 함께 사용될 수 있다. 하지만 본 발명은 트랜스폰더 또는 임의의 가입자 유닛에 대한 업링크 및 다운링크 서명의 개별 결정을 가능하게 한다. 이 공간 서명은 기지국 하드웨어의 전자 신호 경로의 영향과, 트랜스폰더 또는 가입자 유닛에 대한 업링크 전자 신호 경로와 다운링크 전자 신호 경로 사이의 모든 차이를 포함한다. 이러한 정보의 사용하는 한 가지 방법은 가입자 유닛으로의 RF 전파와 가입자 유닛으로부터의 RF 전파가 상이할 때, 각 가입자 유닛에 대한 개별 교정을 결정하는 것이다. 다른 사용법은 기지국을 교정하는 것이지만, 기지국과 단일 트랜스폰더를 사용하여 단일 교정 벡터를 구하는 것이 아니라,단일 교정 벡터를 결정하기 위해 몇 개의 트랜스폰더를 사용하는 것이다.
일 실시예에서, 단일 교정 벡터는 평균(average) 교정 벡터이다. 다른 실시예에서, 그것은 가중 평균(weighted average) 교정 벡터이다. 특정 가입자 유닛을 사용하여 이루어진 평가에 대해 주어진 가중치 부여(wehghting)는 가입자 유닛에 의해 수신된 신호 품질의 측정에 의존하므로, 더 우수한 품질의 신호를 갖는 가입자 유닛에서의 평가는 가중 평균에서 더 많이 가중치가 부여된다. 신호 품질을 결정하는 방법 및 장치에 대한 것은 1999년 8월 12일자로 공개된 Yun의 국체출원 W099/40689에 개시되어 있다.
도 1 및 2의 아키텍처에서, 기지국 DSP는 교정에 사용되는 신호 세트를 생성한다. 일례에서, 모든 안테나는 서로 다른 공지의 교정 신호를 송신하므로, 각 송신 안테나에서 각 수신 안테나로의 채널은 계산될 수 있다. 일반적으로, 트랜스폰더의 위치에 대해 특유한 성분을 감산한 후, 수신 교정 벡터는 위상 및 크기와 하나의 송신 안테나로부터 각 수신 안테나로의 채널의 주파수의 차이로부터 평가될 수 있다. 모든 수신 안테나의 결과물을 평균함으로써 교정 벡터는 훨씬 더 향상될 수 있다. 유사하게 송신 체인의 교정 벡터는 상이한 송신 안테나로부터 수신 안테나 중 하나로의 채널에 대한 상대적인 위상과 크기에서 트랜스폰더의 특정 성분을 감산한 후, 평가될 수 있다. 또 모든 다른 수신 안테나의 결과의 평균은 평가를 향상시킬 수 있다.
둘 이상의 협대역 트랜스폰더 반환(return)을 사용하여, 송수신 체인의 상대적인 위상과 크기는 기지국 다운링크 및 업링크 대역 내의 두 개의 주파수에서 교정될 수 있다. 측정값은 또한 그룹 지연과 수신 또는 송신 체인들간의 다른 모든 주파수 의존형 차이를 교정하기 위해 사용될 수 있다. 두 개의 좁은 주파수 대역이 트래픽 대역 내에서 약간 거리들 두고 떨어져 위치하면 더욱 높은 정밀도(accuracy)를 얻을 수 있다. 또한 둘 이상의 상이한 주파수를 사용함으로써 더욱 높은 정밀도를 얻을 수 있다. 교정 주파수와 상이한 주파수의 개수에 대한 최선의 선택은 트래픽 대역의 대역폭과 원하는 정밀도에 의존할 것이다.
그룹 지연이 특정한 기울기를 갖는 위상 램프(phase ramp)에 상당하는 것으로 간주될 수 있기 때문에, 송신 체인과 수신 체인 사이의 그룹 지연에 있어 상대적인 차이는 각각 위상 측정값을 사용하여 교정될 수 있다. 이것은 대역 내의 두 개의 주파수에서의 위상 측정값에 기초하는 위상 램프의 기울기를 계산함으로써 수행될 수 있다. 단지 두 개의 주파수만을 사용하므로, 각 위상 측정에는 위상 랩핑(phase wrapping)에 기인한 모호함이 존재하며, 두 측정 주파수 사이의 상대적인 위상은 360도의 위상 창(phase window) 내로만 결정될 수 있다. 그 결과, 모든 그룹 지연을 변화하고, 두 측정 주파수 사이의 360도의 위상 이동에 대응하는 지연 내의 차이는 측정되어 보상될 수 있다. 위상 창은 더 많은 주파수를 측정함으로써 확대될 수 있다.
그룹 지연은 위상 교정 프로세스로부터 직접 결정될 수 있다. 만약에 시스템이 위상과 크기 차이에 대해 여러 수신 및 송신 체인을 교정하는 경우, 그 프로세스로부터의 위상 결정은 그룹 지연을 찾아내기 위해 사용될 수 있다. 그룹 지연은 또한 임의의 위상 교정 프로세스와는 별개로 계산될 수 있는 상대적인 위상 측정값을 사용하여 결정될 수 있다. 위상 교정은 안테나 i와 주파수 j 각각에 대한 교정 계수 αij를 갖는 교정 벡터를 제공할 것이다. 주파수 j에서의 안테나 i의 실제 위상 φij는 φij= αij+ δj로 표현될 수 있으며, δj는 주파수 j에서의 모든 안테나에 공통인 임의의 알려지지 않는 위상 항(phase term)이다. δ의 값은 다른 체인에 대한 송신 또는 수신 체인을 교정하기 위해 알려져 있지 않아도 된다. 오직 α'에 특징이 있는 상대적인 위상만을 필요로 한다.
그룹 지연의 경우, 상이한 송신 또는 수신 체인 사이의 차이가 사용된다. 단일 주파수 j에 대해, 이 안테나 i와 i' 사이의 차 Δφj는 Δφj= φij- φi'j= αij+ δj- (αi'j+ δj) = αij- αi'j로 표현될 수 있다. 안테나 i와 i' 사이의 그룹 지연은 상이한 주파수에서의 위상 차 Δφ를 비교함으로써 구해질 수 있다. 주파수 j와 j'의 경우, 따라서 그룹 지연은 Δφj -Δφj'에 비례한다. 두 개의 상이한 주파수에서의 위상 교정 벡터 α'를 사용함으로써 상대적인 그룹 지연은 신속하게 결정될 수 있다.
전술한 프로세스에서, δj는 알려지지 않은 채로 남아 있은 주파수 j에서의 모든 안테나에 공통인 임의의 미지의 위상 항이다. 이 항은 또한 시간에 관해 변화할 수 있다. 예를 들어, 만약 주파수 f1이 반복적으로 측정되면, 측정된 서명은 ejφa1으로 표현될 수 있으며, a는 성분 a1, a2, a3, ...을 포함하는 주파수 f1에서의측정 벡터이고, 위상 φ는 각 측정에 대해 변화한다. 대안으로, 측정된 위상은 일부 성분, 예를 들어 제1 성분인 실수(real)가 되도록 정규화될 수 있다. 어느 경우에나 절대적인 위상은 측정되지 않는다.
그 결과, 절대적인 그룹 지연은 위상 교정 값을 사용하여 용이하게 결정될 수 없지만, 상이한 송신 및 수신 체인 사이의 상대적인 위상 지연을 교정하는 것은 성능을 상당히 향상시킨다. 이 상대적인 위상 차이는 시스템의 송신 체인과 수신 체인 사이의 차동(differential) 위상 지연을 구성한다. 현재의 디지털 신호 처리 기술은 단일 송신기의 주파수 의존 위상 변동을 조절할 수 있다(accommodate). 만약 복수의 송신기에서의 위상 변동이 정렬될 수 있다면, 복수의 송신기 시스템에서의 변동은 단일 송신기에서와 동일한 방식으로 수신기에 의해 조절될 수 있다. 만약 송신기들간에 위상 변동이 다르면, 송신된 신호는 분석하기가 훨씬 더 어려워진다. 따라서, 절대적인 그룹 지연에 대해 보정하는 교정은 몇몇 애플리케이션에서 바람직할 수 있지만, 상대적인 그룹 지연에 대한 교정은 매우 유용하다. 송신 또는 대안으로 수신 체인 사이의 차이가 클수록 시스템의 성능을 더 많이 감소시킬 수 있다.
위상 및 크기 측정값을 사용하여, 교정 벡터를 만들고 기지국에 의한 송신에 적용할 수 있다. 하나의 접근법은 안테나 시스템의 수신 체인에서의 공간 서명을 사용하는 것인데, 두 개의 상이한 주파수의 서명을 사용하는 것은 선형 위상 이동 램프를 부과(impose)하는 것이다. 공간 서명은 수신 또는 송신 체인 각각에 대한위상 및 크기 측정값의 집합 a 또는 벡터로 이루어질 수 있다. 그들은 aj와 aj'로 표현될 수 있으며, aj는 예를 들어 주파수 j에서의 M개의 수신 또는 송신 체인 i = 1, 2, 3, ... , M 각각에 대한 값 aj1, aj2, aj3, ... aM의 집합을 나타낸다. 이 두 개의 서명은 주파수 의존 교정 인자 c(f)를 얻기 위해 결합된다.
c(f)에 대한 선형 맞춤(linear fit)은 이하에 나타내는 것처럼 오직 두 개의 측정된 주파수만을 사용하는 교정 벡터에 대해 간단하고 신속한 결정을 제공하며, 더 많은 주파수는 측정될 수 있고, 임의의 다양한 다른 곡선 또는 형상이 측정된 결과와 정합될 수 있다(match). 측정을 위한 상이한 주파수의 개수 선택은 물론 보간법 또는 곡선 매칭 알고리즘의 선택은 교정 복잡도와 신호 품질 사이의 균형에 의존할 것이다. 시스템의 주파수 대역폭의 폭은 물론 등화기(equalizer)와 복조기의 품질은 또한 다른 인자들 사이에서 적당히 고려될 것이다.
주파수에 대한 크기 이동의 차이를 교정하기 위해, 안테나 i= 1, ..., M 각각에 대한 주파수 의존 크기 교정 인자는 선형 보간법에 의해 결정될 수 있다.
, f2는 주파수 j'에 대응하고, f1은 주파수 j에 대응하며, a1,i는 주파수 f1에서의 안테나 i에 대한 위상 및 크기 측정값에 대응하고, a2,i는 주파수 f2에서의 안테나 i에 대한 위상 및 크기 측정값에 대응한다. 선형 외삽법(linearextrapolation)은 측정된 두 주파수 f1, f2사이의 간격밖으로 크기 교정 인자를 확장하기 위해 사용될 수 있다.
교정 벡터 c(f)의 위상 부분을 결정하기 위해, 위상 랩핑을 보장하는 수정된 선형 보간법이 사용될 수 있다. 전술한 바와 같이, 360도 또는 2π의 상대적인 위상 창이 존재하며, 어느 지점에서, 위상은 대략 영(zero)으로 랩백(wraps back)한다. 만약 각도(a)가 -180도에서 180도까지, 그러나 180도는 포함하지 않는 각도(a) ∈ [-180, 180]의 임의의 값을 취할 수 있는 정도의 각도이고, 각도(a)는 복소수(complex number) a에 대응하고, a*는 a의 공액 복소수이면, 안테나 i의 주파수 f에서의 교정 위상 φi(f)는 아래에 나타낸 것처럼 표현될 수 있다.
i = 1, ... M에 대해, 전체 교정 인자는 아래와 같이 표현될 수 있는 크기 및 위상 교정 인자들의 조합(combination)과 같다.
동작 방법
그룹 지연에 대해 한 그룹의 수신 체인을 교정하기 위한 동작 프로세스의 일례는 도 3에 도시되어 있다. 다른 주파수 의존 교정 벡터는 유사한 프로세스를 사용하여 결정될 수 있다. 교정 프로세스는 일반적으로 동일한 샘플 세트를 갖는 수신 체인 및 송신 체인의 교정을 포함한다. 송신 체인의 교정에 대해서는 도 4에 도시되어 있다. 수신 체인에 대한 교정 사이클를 시작하기 위해, 기지국(BS)(예:도 1 참조)은 교정 신호를 생성할 것이다. 앞서 논의한 바와 같이, 이것은 전형적으로 둘 이상의 주파수에서의 협대역 신호이다. 이 협대역 송신 교정 신호는 그런 후 기지국의 단일 송신 체인으로부터 송신된다(311). 송신은 협대역 신호에 의해 기존의 광대역 데이터 트래픽에 부가되는 소량의 추가 에너지 때문에, 정상 동작에 대한 기지국의 정규 사용(regular use) 중에 어느 때나 발생할 수 있다. 하지만 오직 하나의 송신 체인만 필요하며, 동시에 모든 송신 체인으로부터의 송신은 수신 교정 알고리즘에 위해 더 많은 샘플을 제공한다.
송신된 협대역 교정 신호는 트랜스폰더에서 수신된다(313)(예: 도 2 참조). 만약 교정 신호가 광대역 신호이면, 전술한 바와 같이 적절한 대역 통과 필터를 사용하여 적어도 두 개의 협대역 파형의 갖는 세트로 변환된다. 만약 신호가 특정 확산 시퀀스를 갖거나, 특정 데이터 또는 훈련 시퀀스로 변조된 경우, 복조될 수 있으며 새로운 신호는 이 신호에 대해 변조될 수 있다. 일 실시예에서, 교정 신호는 협대역 신호이고, 간단하게 수신되고 주파수가 이동되며(315), 다시 기지국으로 전송된다(317). 이러한 접근법은 트랜스폰더를 단순화하고, 다른 많은 잠재적인 오류의 발생을 제거한다. 주파수 이동된 교정 신호는 또한 둘 이상의 상이한 주파수로 이동되고 재전송될 수 있으므로, 교정은 상이한 좁은 주파수 대역 전체에 걸쳐 수행될 수 있다. 그러나, 다운링크에 대해 각각 상이한 주파수로, 기지국에서 수 개의 상이한 교정 신호를 전송함으로써 보다 단순한 트랜스폰더로 동일한 효과를 달성할 수 있다. 각각의 신호는 업링크에 대해 상이한 주파수로 이동될 것이다.
기지국은 각 수신 안테나 체인에서 트랜스폰더 신호를 수신한다(319). 이 수신된 트랜스폰더 신호들은 각 수신 안테나 체인에 대해 샘플링되고(321), 샘플들은 수신된 신호의 모든 수의 특성을 측정하기 위해 사용될 수 있다. 각 수신 체인에서의 각 샘플 세트는 동일한 협대역 트랜스폰더 신호의 상이한 상태(view)를 나타낸다. 수신을 강화하기 위해, DSP(217)는 일반적으로 대부분의 데이터 트래픽 신호 에너지를 제거하고 수신된 트랜스폰더 신호를 분리하기 위해 좁은 대역 통과 필터를 사용할 것이다. 수신된 트랜스폰더 신호는 위상 세트, 예를 들어 전술한 α'와 크기를 계산하기 위해 사용된다(323). 그룹 지연을 지원하는 계산은 일반적으로 각 수신 체인에 의해 수신되었을 때의 수신된 트랜스폰더 신호와 각기 다른 수신 체인에 의해 수신되었을 때의 각 신호의 비교에 기초할 것이다. 이것은 보통 위상과 크기를 측정하고 예를 들어 공분산 행렬(covariance matrix)을 사용함으로써 이루어진다. 대안으로서, 신호는 단지 두 개의 수신 체인에서만 샘플링될 수 있다. 이것은 두 개의 선택된 체인이 서로에 대해 교정될 수 있도록 허용할 것이다. 각각의 가능한 조합에 대한 프로세스 또는 기준으로 선택된 수신 체인에 대해 수신 체인 각각에 대한 프로세스를 반복함으로써, 상대적인 위상 측정값 세트를 얻을 수 있다.
전술한 교정 신호를 송신 및 수신하는 프로세스는 그 후 반복될 수 있으며, 그 결과는 평균되거나 저장될 수 있다(325). 또한 상대적인 위상과 크기는 추가적인 데이터를 사용하여 계산되며(327), 그룹 지연이 계산된다(328). 이 그룹 지연은 일반적으로 전술한 바와 같이 각 송신 및 수신 체인에 대한 위상 및 크기 교정인자의 세트로 이루어진 교정 벡터의 형태이다. 대안으로, 제1 벡터를 조정하기 위해 사용되는 새로운 벡터을 찾아내기 위하여, 결과물 교정 벡터는 적용되고 프로세스는 반복될 수 있다. 매 사이클 후에 조정된 교정 벡터를 적용함으로써, 교정은 교정 시스템의 정밀도의 한계값(limit)으로 수렴할 때까지 점진적으로 더욱 정확해져야 한다. 송신, 수신 및 계산은 수신 체인의 상이한 조합에 대해서, 그리고 상이한 트랜스폰더에 대해서조차 반복될 수 있다. 시간이 경과함에 따라, 수신 체인의 특성은 변화할 수 있고, 때문에 프로세스는 또한 변화하는 상태에 대한 교정 벡터를 갱신하기 위해 반복될 수 있다. 기준 체인(reference chain)에 대해 교정이 이루어졌을 때, 기준 체인에 대해 각 수신 체인을 짝지음으로써(pairing), 기준 체인의 벡터는 하나의 세트 또는 몇 개의 다른 정규화된 값의 세트일 수 있으므로, 다른 수신 체인에 대한 벡터는 기준 체인으로부터의 변이량(variance)을 나타낸다. 대안으로, 벡터는 예를 들어, 평균(average), 평균(mean) 또는 가운데값(median) 응답과 같은 임의의 다른 값으로부터의 변이량을 나타낼 수 있다.
송신 체인의 교정은 도 4에 도시한 것과 같은 방법으로 이루어진다. 수신 체인을 구비할 때, 교정 신호는 트랜스폰더로 전송된다. 이 경우에, 교정 신호는 기지국의 각 송신 체인으로부터 전송된다(329). 따라서 교정 신호는 수신될 때 서로 구별될 수 있으며, 각 수신 체인은 상이한 변조 시퀀스를 사용한다. 수신 교정을 할 때, 이 신호는 적어도 두 개의 상이한 주파수에서의 협대역 신호이다. 협대역 신호는 트랜스폰더가 단순한 구성을 갖도록 한다.
교정신호는 트랜스폰에서 수신된다(331). 그 후 수신 교정을 할 때, 수신된교정 신호의 주파수를 이동시킨다(333). 그 후, 이동된 교정 신호는 다시 기지국으로 송신된다(335). 변조된 시퀀스 또는 확산 부호를 다시 변경하는 것이 가능하지만, 가장 단순한 트랜스폰더는 다운링크 대역으로 수신한 협대역 신호를 취하고 그것을 사실상 동일한 협대역 신호로서 업링크 대역으로 다시 송신할 것이다.
기지국은 트랜스폰던 신호를 이번에는 단지 하나의 수신 안테나 체인에서 수신한다(337). 수신된 트랜스폰더 신호는 샘플링된 다음(339), 그 고유한 변조된 시퀀스는 샘플링된 파형으로부터 각 송신 체인의 교정 신호를 추출하기 위해 사용된다(341). 수신 교정을 할 때, 좁은 대역 통과 필터는 일반적으로 트랜스폰더 신호를 분리하기 위해 사용된다. 교정을 위해, 각 송신 체인으로부터 송신된 교정 신호는 서로 비교된다(343). 상이한 송신 체인으로부터 동시에 수신된 신호를 더욱 용이하게 구별하기 위해, 동시 송신 체인의 수를 줄일 수 있다. 예를 들어, 송신 체인 중 하나를 기준으로 지정할 수 있고, 그러면 모든 송신 체인이 기준에 대한 교정이 완료될 때까지 각기 다른 송신 체인은 기준과 함께 동시에 한 쌍으로 송신할 수 있다. 이것은 전술한 쌍 방식(pair-wise) 수신 체인 교정과 유사하다.
이 비교는 상대적인 위상 및 크기 세트를 생성하는 기초가 된다(345). 교정 신호의 송수신 프로세스는 그 후 반복될 수 있으며(347), 그 결과를 정밀하기 하기 위해 추가로 상대적인 위상 및 크기가 계산될 수 있다. 그런 다음, 송신 그룹 지연 교정 벡터가 각각의 송신 체인에 대해 계산된다(351). 일 실시예에서, 제1 라운드(first round)에서 결정된 교정 벡터는 각 송신 체인에 적용되고, 그 후 프로세스가 반복된다. 다음 교정 사이클은 큰 오류(gross error)가 이미 보상되었기때문에 더욱 높은 정밀도에 이를 것이다. 이것은 거친 조정 프로세스(coarse tuning process)를 수행한 다음 미세 조정 프로세스(fine tuning process)를 수행하는 것과 비슷하다.
본 발명은 종래 기술에 비해 많은 이점이 있다. 교정은 단지 간단하고 값싼 트랜스폰더를 사용하여 수행될 수 있다. 송신 교정과 수신 교정 양쪽 모두가 단일 트랜잭션과 안테나 어레이 시스템의 기준 주파수 오프셋에 대한 자기 보정(self-corrects) 방식으로 결정될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 교정은 본래부터(inherently) 정확하다. 한편 본 발명은 주로 원격 트랜스폰더를 사용하는 기지국의 교정으로서 설명하였으나, 복수의 안테나를 구비한 원격 사용자 단말기에도 적용될 수 있다. 본 발명은 또한 기지국과 원격 장치(remote), 동등한 피어(peer), 또는 마스터(masters) 및 슬레이브(slaves)를 구비하는, 복수의 안테나 시스템을 구비한 모든 유형의 무선 네트워크에 적용될 수 있다.
교정하는 동안에 정규 트래픽의 수신을 향상시키기 위해, 기지국에 트랜스폰더 신호 대역을 필터링하기 위해 놋치 필터(notch filter)를 적용하는 것이 바람직할 수 있다. 이것은 일반적으로 디지털 필터일 것이고, 교정 신호가 활성화되지 않는 경우에 턴오프(turn-off)될 수 있다. 가입자 유닛은 마찬가지로 기지국으로부터의 교정 신호를 위한 놋치 필터를 구비할 수 있다.
이상의 상세한 설명에서, 설명을 위해, 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 많은 구체적인 사항을 기술하였다. 하지만, 이 기술 분야의 당업자는 일부 이러한 구체적인 사항 없이도 본 발명을 실시할 수 있음이 명백하다. 다른 예에서, 공지의 구조와 장치는 블록도 형태로 도시된다.
본 발명은 여러 단계를 포함한다. 본 발명의 단계는 도 1 및 도 2에 도시된 것과 같은 하드웨어 구성에 의해 실행될 수 있거나, 또는 DSP와 같은 논리 회로나 범용 또는 특수 목적 프로세서를 동작시키기 위해 사용될 수 있는 기계에서 실행 가능한 명령어(machine-executable instruction)로 구현될 수 있다. 이와는 달리, 단계들은 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 실행될 수도 있다.
본 발명은, 본 발명에 따른 프로세스를 실행하도록 컴퓨터(또는 다른 전자 장치)를 프로그램하기 위해 사용될 수 있는 명령어가 저장된, 기계로 판독 가능한 매체(machine-readable medium)를 포함할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품으로 제공될 수 있다. 기계로 판독 가능한 매체는 플로피 디스켓, 광 디스크, CD-ROM 및 광자기 디스크, ROM, RAM, EPROM, EEPROm, 자기 또는 광학 카드, 플래시 메모리, 또는 전자적인 명령어를 저장하기에 적합한 기타 유형의 매체 또는 기계로 판독 가능한 매체를 포함할 수 있으나, 이들로 한정되는 것은 아니다. 또한, 본 발명은 컴퓨터 프로그램 제품으로 다운로드될 수도 있으며, 프로그램은 통신 링크(예를 들어 모뎀이나 네트워크 연결)를 통해 반송파 또는 다른 전파 매체로 구현된 데이터 신호로서 원격지 컴퓨터에서 요청한 컴퓨터로 전송될 수 있다.
본 발명은 모바일 원격 단말기를 위한 무선 스펙트럼 확산 데이터 시스템의 관계에 있어서 기술하였으나, 데이터가 교환되는 폭 넓은 다른 무선 시스템에 적용될 수 있다. 이러한 시스템으로는 외부 연결이 없이 음성, 영상, 음악, 방송 및 기타 유형의 데이터 시스템을 포함한다. 본 발명은 이동성이 낮은, 그리고 높은단말기에는 물론 고정된 사용자 단말기에도 적용될 수 있다. 본 명세서에는 많은 방법이 기본적인 형태로 기술되었지만, 본 발명의 기본적인 범위를 벗어나지 않으면서, 임의의 방법에 단계를 추가하거나 임의의 방법으로부터 단계를 제거할 수 있고, 임의의 설명된 메시지에 정보를 더하거나 임의의 설명된 메시지로부터 정보를 뺄 수 있다. 많은 추가적인 변경과 개조가 이루질 수 있음이 이 기술 분양의 당업자에게 명백하다. 특정한 실시예는 본 발명의 한정하기 위한 것이 아니라 예시하기 위한 것이다. 본 발명의 범위는 전술한 구체적인 예에 의해 결정될 수 있는 것이 아니라, 이하의 청구범위에 의해서만 결정될 수 있다.

Claims (26)

  1. 복수의 개별 단말기와 무선 통신 신호를 송수신하기에 적합한 안테나 어레이(antenna array),
    상기 안테나 어레이를 통해 트랜스폰더(transponder)에 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 교정 신호(calibration signal)를 송신하는 송신 체인(transmit chain),
    상기 안테나 어레이를 통해 상기 트랜스폰더로부터 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 수신되고 상기 교정 신호에 기초하는 트랜스폰더 신호를 수신하는 수신 체인(receive chain), 및
    상기 수신 체인을 통해 수신될 때에, 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성과 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성을 비교함으로써, 상기 트랜스폰더 신호의 상기 적어도 두 개의 주파수 대역에 기초하여 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 신호 처리기
    를 포함하는 무선 통신 시스템.
  2. 제1항에서,
    상기 주파수 의존 교정 벡터의 결정은, 그룹 지연을 결정하기 위해 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상과 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상을 비교하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  3. 제1항에서,
    상기 트랜스폰더 신호는 상기 교정 신호와 비교될 때에 주파수가 이동되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  4. 제1항에서,
    상기 상대적인 특성은 상기 수신 체인에 의해 수신될 때에 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상과 크기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  5. 제4항에서,
    상기 수신 체인은 복수의 수신 체인을 포함하고,
    각각의 수신 체인은 상기 트랜스폰더 신호를 수신하며,
    상기 주파수 의존 교정 벡터는 그룹 지연(group delay)을 포함하고,
    상기 신호 처리기는, 상기 각 수신 체인에 의해 수신될 때에 각 주파수에서의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상과 크기를 비교함으로써 그룹 지연을 결정하는
    것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  6. 제5항에서,
    상기 주파수 의존 교정 벡터의 결정은, 적어도 두 개의 주파수 대역 중 제1 주파수 대역의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 적어도 두 개의 수신 체인간의 위상 차와, 적어도 두 개의 주파수 대역 중 제2 주파수 대역의 트랜스폰더 신호를 위한 동일한 두 개의 수신 체인간의 위상 차를 비교함으로써, 수신 체인 그룹 지연을 결정하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  7. 제6항에서,
    복수의 수신 체인 중 하나는 기준 수신 체인으로 선택되고,
    각 수신 체인에 대한 상기 그룹 지연은 상기 기준 수신 체인에 대해 특징이 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  8. 제4항에서,
    상기 상대적인 특징은 상기 트랜스폰더 신호의 측정된 위상과 크기를 포함하며,
    상기 신호 처리기는
    상기 트랜스폰더 신호의 상기 측정된 위상과 크기를 사용하여, 상기 트랜스폰더 신호의 각 주파수의 상기 안테나 어레이에서의 상기 트랜스폰더의 업링크 서명(uplingk signature)을 결정하고,
    상기 트랜스폰더의 상기 업링크 서명을 사용하여 상기 수신 체인에 대한 상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는
    것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  9. 제4항에서,
    상기 상대적인 특징은 상기 트랜스폰더 신호의 측정된 위상과 크기를 포함하고,
    상기 신호 처리기는
    상기 트랜스폰더 신호의 각 주파수에서의 측정된 위상과 크기를 사용하여, 상기 트랜스폰더에서의 상기 송신 체인의 다운링크 서명(downlingk signature)을 결정하고,
    상기 송신 체인의 상기 다운링크 서명을 사용하여 상기 송신 체인에 대한 상기 주파수 의존 교정 벡터를 추가로 결정하는
    것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  10. 제4항에서,
    상기 송신 체인은 복수의 송신 체인을 포함하고,
    각 송신 체인은 상기 교정 신호를 송신하며,
    상기 주파수 의존 교정 벡터는 그룹 지연을 포함하고,
    상기 신호 처리기는, 각 수신 체인에 의해 수신될 때에
    상기 트랜스폰더 신호의 각 주파수에서의 상대적인 위상을 비교함으로써 주파수 의존 송신 교정 벡터를 결정하는
    것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  11. 제10항에서,
    상기 교정 신호는 각 송신 체인으로부터의 하나씩 복수의 신호를 포함하고, 각각의 신호는 고유한 변조 시퀀스(unique modulation sequence)에 기초하여 개별적으로 식별 가능한 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  12. 제10항에서,
    상기 주파수 의존 송신 교정 벡터의 결정은, 그룹 지연을 결정하기 위해 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 두 개의 송신 체인간의 위상 차와, 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 동일한 두 개의 송신 체인간의 위상 차를 비교하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  13. 제12항에서,
    복수의 송신 체인 중 하나는 기준 체인으로 선택되고,
    각 송신 체인의 상기 그룹 지연은 상기 기준 체인에 대해 규정되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  14. 명령어(instruction)를 나타내는 데이터가 저장되어 있는 기계로 판독 가능한 매체로서, 상기 명령어는 기계에 의해 실행될 때에 상기 기계로 하여금
    송신 체인을 사용하여 복수의 개별 단말기로 무선 통신 신호를 송신하는 단계,
    수신 체인을 사용하여 복수의 개별 단말기로부터 무선 통신 신호를 수신하는 단계,
    상기 송신 체인을 통해 트랜스폰더에 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 교정 신호를 송신하는 단계,
    상기 트랜스폰더로부터 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 수신되고 상기 교정 신호에 기초하는 트랜스폰더 신호를 수신하는 단계, 및
    상기 수신 체인을 통해 수신될 때에 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성과, 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성을 비교함으로써, 상기 트랜스폰더 신호의 상기 적어도 두 개의 주파수 대역에 기초하여 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계를
    포함하는 동작을 수행하도록 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  15. 제14항에서,
    상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계는, 그룹 지연을 결정하기 위해 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상과,상기 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상을 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  16. 제14항에서,
    상기 상대적인 특성은 상기 수신 체인에 의해 수신될 때에 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상과 크기를 포함하는 것을 특징으로 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  17. 제16항에서,
    상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계는, 상기 적어도 두 개의 주파수 대역 중 제1 주파수 대역의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 적어도 두 개의 수신 체인간의 위상 차와, 상기 적어도 두 개의 주파수 대역 중 제2 주파수 대역의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 동일한 두 개의 수신 체인간의 위상 차를 비교함으로써, 수신 체인 그룹 지연을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  18. 제17항에서,
    복수의 수신 체인 중 하나는 기준 수신 체인으로 선택되고,
    각 수신 체인에 대한 상기 그룹 지연은 상기 기준 수신 체인에 대해 특징이 있는 것을 특징으로 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  19. 제15항에서,
    상기 상대적인 특징은 상기 트랜스폰더 신호의 측정된 위상과 크기를 포함하고,
    상기 명령어는 상기 기계에 의해 실행될 때에 상기 기계로 하여금
    상기 트랜스폰더 신호의 측정된 위상과 크기를 사용하여, 상기 트랜스폰더 신호의 각 주파수의 상기 안테나 어레이에서의 상기 트랜스폰더의 업링크 서명을 결정하도록 하고,
    상기 트랜스폰더의 상기 업링크 서명을 사용하여 상기 수신 체인에 대한 상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하도록 하는
    것을 특징으로 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  20. 송신 체인을 사용하여 복수의 개별 단말기에 무선 통신 신호를 송신하는 단계,
    수신 체인을 사용하여 복수의 개별 단말기로부터 무선 통신 신호를 수신하는 단계,
    송신 체인을 통해 트랜스폰더에 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 교정 신호를 송신하는 단계,
    상기 트랜스폰더로부터 적어도 두 개의 상이한 주파수 대역으로 수신되고 상기 교정 신호에 기초하는 트랜스폰더 신호를 수신하는 단계, 및
    상기 수신 체인을 통해 수신될 때에, 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성과, 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 트랜스폰더 신호의 상대적인 특성을 비교함으로써, 상기 트랜스폰더 신호의 상기 적어도 두 개의 주파수 대역에 기초하여 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계를
    포함하는 방법.
  21. 제20항에서,
    상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계는, 그룹 지연을 결정하기 위해 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상과, 상기 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 상기 트랜스폰더 신호의 상대적인 위상을 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제20항에서,
    상기 상대적인 특성은 상기 트랜스폰더 신호의 측정된 위상과 크기를 포함하고,
    상기 방법은
    상기 트랜스폰더 신호의 각 주파수에서 측정된 위상과 크기를 사용하여 상기 트랜스폰더에서의 상기 송신 체인의 다운링크 서명을 결정하는 단계, 및
    상기 송신 체인의 상기 다운링크 서명을 사용하여 상기 송신 체인에 대한 상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제20항에서,
    상기 주파수 의존 교정 벡터를 결정하는 단계는, 그룹 지연을 결정하기 위해 적어도 두 개의 주파수 중 제1 주파수의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 두 개의 송신 체인간의 위상 차와, 적어도 두 개의 주파수 중 제2 주파수의 상기 트랜스폰더 신호를 위한 동일한 두 개의 송신 체인간의 위상 차를 비교하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제1항에서,
    상기 무선 통신 신호는 부호 분할 다중 접속 표준을 따르기 적합한 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  25. 제14항에서,
    상기 무선 통신 신호는 부호 분할 다중 접속 표준을 따르기 적합한 것을 특징으로 하는 기계로 판독 가능한 매체.
  26. 제20항에서,
    상기 무선 통신 신호는 부호 분할 다중 접속 표준을 따르기 적합한 것을 특징으로 하는 방법.
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DE (1) DE60224213T2 (ko)
WO (1) WO2003028248A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101012717B1 (ko) * 2008-06-19 2011-02-09 김명보 보행자 사고방지기능을 갖는 볼라드

Families Citing this family (55)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8363744B2 (en) 2001-06-10 2013-01-29 Aloft Media, Llc Method and system for robust, secure, and high-efficiency voice and packet transmission over ad-hoc, mesh, and MIMO communication networks
US7039016B1 (en) * 2001-09-28 2006-05-02 Arraycomm, Llc Calibration of wideband radios and antennas using a narrowband channel
US7155231B2 (en) * 2002-02-08 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Transmit pre-correction in a wireless communication system
JP4361938B2 (ja) * 2003-12-30 2009-11-11 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 双方向通信チャネルの相反性を実現する校正方法
ATE417380T1 (de) * 2004-02-27 2008-12-15 Europ Agence Spatiale Puls-kodierte ferngesteuerte kalibrierung einer phasen gesteuerten antenne
US7460839B2 (en) 2004-07-19 2008-12-02 Purewave Networks, Inc. Non-simultaneous frequency diversity in radio communication systems
US7263335B2 (en) * 2004-07-19 2007-08-28 Purewave Networks, Inc. Multi-connection, non-simultaneous frequency diversity in radio communication systems
EP1739908A1 (en) * 2005-06-30 2007-01-03 STMicroelectronics N.V. Method and apparatus for reducing the interferences between a wide band device and a narrow band interferer
EP1739909A1 (en) * 2005-06-30 2007-01-03 STMicroelectronics N.V. Method and apparatus for reducing the interferences between a wide band device and a narrow band device interfering with said wide band device
US8145198B2 (en) * 2006-04-06 2012-03-27 Wavecom Method of initializing an electronic radio communication module, method of compressing and decompressing calibration parameters, corresponding computer programme product and storage means
US7598905B2 (en) * 2006-11-28 2009-10-06 Aviation Communication & Surveillance Systems Llc Systems and methods for monitoring transponder performance
US8311494B2 (en) 2006-12-15 2012-11-13 Freescale Semiconductor, Inc. Test unit for testing the frequency characteristic of a transmitter
WO2008082344A1 (en) 2007-01-04 2008-07-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for improving transmission efficiency in a mobile radio communications system
US8049662B2 (en) * 2007-07-23 2011-11-01 Aviation Communication&Surveillance Systems LLC Systems and methods for antenna calibration
US8099132B2 (en) * 2007-08-15 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Antenna switching and uplink sounding channel measurement
US7986755B2 (en) * 2007-08-17 2011-07-26 Ralink Technology Corporation Method and apparatus for calibration for beamforming of multi-input-multi-output (MIMO) orthogonol frequency division multiplexing (OFDM) transceivers
US8559571B2 (en) * 2007-08-17 2013-10-15 Ralink Technology Corporation Method and apparatus for beamforming of multi-input-multi-output (MIMO) orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) transceivers
US7945408B2 (en) * 2007-09-20 2011-05-17 Voxis, Inc. Time delay estimation
JP5612257B2 (ja) * 2008-10-20 2014-10-22 株式会社Ｎｔｔドコモ マルチアンテナ測定方法、マルチアンテナ測定システム
US8193971B2 (en) * 2008-11-10 2012-06-05 Motorola Mobility, Inc. Antenna reciprocity calibration
GB2465752B (en) * 2008-11-26 2012-11-14 Ubidyne Inc A calibration apparatus and a method for generating at least one calibration signal for an antenna array
EP2224611A1 (en) * 2009-02-27 2010-09-01 Astrium Limited Compensation apparatus
CN101860387B (zh) * 2009-04-09 2013-06-12 中兴通讯股份有限公司 一种波达角估计的方法和系统
US8154452B2 (en) * 2009-07-08 2012-04-10 Raytheon Company Method and apparatus for phased array antenna field recalibration
US8219035B2 (en) * 2009-09-18 2012-07-10 ReVerb Networks, Inc. Enhanced calibration for multiple signal processing paths in a wireless network
US8179314B2 (en) * 2009-10-22 2012-05-15 ReVerb Networks, Inc. Enhanced calibration for multiple signal processing paths in a frequency division duplex system
US8311166B2 (en) 2010-03-31 2012-11-13 Ubidyne, Inc. Active antenna array and method for calibration of the active antenna array
US8441966B2 (en) 2010-03-31 2013-05-14 Ubidyne Inc. Active antenna array and method for calibration of receive paths in said array
US8340612B2 (en) 2010-03-31 2012-12-25 Ubidyne, Inc. Active antenna array and method for calibration of the active antenna array
CN102082745B (zh) 2010-04-19 2013-10-16 电信科学技术研究院 天线校准信息的上报、天线校准因子的确定方法及设备
US8271042B2 (en) * 2010-04-21 2012-09-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Self-calibrating multi-antenna wireless communication system
WO2011153698A1 (zh) * 2010-06-10 2011-12-15 华为技术有限公司 多天线波束成型系统中接收链路的校准方法、装置及系统
US20140370823A1 (en) * 2011-10-21 2014-12-18 Optis Cellular Technology, Llc Methods, processing device, computer programs, computer program products, and antenna apparatus for calibration of antenna apparatus
US9025575B2 (en) * 2012-11-15 2015-05-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Antenna array calibration using traffic signals
CN104218983B (zh) * 2013-05-31 2017-11-24 华为技术有限公司 联合通道校正方法及装置
CN104243054B (zh) * 2013-06-20 2016-06-29 智易科技股份有限公司 无线信号测试系统与其建立方法
US9813027B2 (en) * 2013-12-31 2017-11-07 Skyworks Solutions, Inc. Devices and methods related to embedded sensors for dynamic error vector magnitude corrections
WO2015106802A1 (en) * 2014-01-15 2015-07-23 Nokia Solutions And Networks Oy Antenna calibration in communications
CN104166343B (zh) * 2014-09-03 2017-08-29 上海无线电设备研究所 用于分布式定位系统的高精度时间同步系统及其同步方法
CN104753611B (zh) * 2015-01-29 2017-06-09 北京奥普维尔科技有限公司 基于频谱仪的频率变换系统及方法
EP3566072B1 (en) * 2017-01-04 2023-04-05 Alps Alpine Co., Ltd. Personal radar
KR102457109B1 (ko) * 2017-08-23 2022-10-20 삼성전자주식회사 위상 배열 안테나를 캘리브레이션하기 위한 장치 및 방법
JP6867346B2 (ja) * 2017-10-13 2021-04-28 アンリツ株式会社 アンテナ装置および測定方法
WO2019086931A1 (en) 2017-10-31 2019-05-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Orthogonal training signals for transmission in an antenna array
TWI663849B (zh) * 2017-12-04 2019-06-21 財團法人工業技術研究院 波束成型校準系統及方法
CN111630793B (zh) * 2017-12-29 2021-08-03 华为技术有限公司 一种用于校正多个阵列间传输通道偏差的装置及方法
CN108521310B (zh) * 2018-02-12 2021-07-20 深圳昂瑞微电子技术有限公司 一种无线通信频率校准方法、装置和设备
CN110505169B (zh) 2018-05-17 2020-11-06 大唐移动通信设备有限公司 一种相位校准方法及装置
US20200351814A1 (en) 2019-05-02 2020-11-05 Qualcomm Incorporated Group delay timing accuracy for positioning in new radio
CN112004263B (zh) * 2019-05-27 2023-05-30 中兴通讯股份有限公司 群时延波动校准方法及装置
CN110429993B (zh) * 2019-06-17 2022-01-25 北京睿信丰科技有限公司 一种宽频单载波天线校准方法及校准系统
CN115176423A (zh) 2019-12-27 2022-10-11 英特尔公司 Mimo系统中的波束管理和天线校准
US11558127B2 (en) 2020-10-19 2023-01-17 Mediatek Inc. Method for calibrating transmiter-to-receiver relative phase in millimeter wave beamforming system and associated millimeter wave antenna module
CN114828195B (zh) * 2021-01-18 2024-02-13 大唐移动通信设备有限公司 信号处理方法及装置
EP4270795A1 (en) 2022-04-28 2023-11-01 Nokia Solutions and Networks Oy Rf chain offset estimation and reduction

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3226714A (en) * 1963-06-05 1965-12-28 Nat Aeronautical Corp Airborne distance measuring equipment
US3742496A (en) * 1971-01-07 1973-06-26 Itt Precision dme compatible with tacan
GB1386183A (en) * 1972-10-05 1975-03-05 Elliott Brothers London Ltd Pulse signal handling circuit arrangements
US3870993A (en) * 1973-05-21 1975-03-11 Republic Electronics Ind Corp Distance measuring equipment for aircraft employing precision distance measuring means
US3969725A (en) * 1974-06-12 1976-07-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of Transportation Distance measuring equipment
DE3339388C1 (de) * 1983-10-29 1985-03-07 Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart Bordgeraet fuer ein Zweiweg-Entfernungsmesssystem
US4646097A (en) * 1985-05-06 1987-02-24 E-Systems, Inc. Off-channel frequency discriminator circuit for use in a precision distance measuring equipment (DME/P) receiver
US4965732A (en) 1985-11-06 1990-10-23 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Methods and arrangements for signal reception and parameter estimation
US4750147A (en) 1985-11-06 1988-06-07 Stanford University Method for estimating signal source locations and signal parameters using an array of signal sensor pairs
US5546090A (en) 1991-12-12 1996-08-13 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for calibrating antenna arrays
US5515378A (en) 1991-12-12 1996-05-07 Arraycomm, Inc. Spatial division multiple access wireless communication systems
US5828658A (en) 1991-12-12 1998-10-27 Arraycomm, Inc. Spectrally efficient high capacity wireless communication systems with spatio-temporal processing
US5274844A (en) 1992-05-11 1993-12-28 Motorola, Inc. Beam pattern equalization method for an adaptive array
IT1259026B (it) * 1992-05-21 1996-03-11 Alcatel Italia Disposizione per confrontare due raffiche di segnale, temporaneamente separate ed a due differenti frequenze
US5530449A (en) 1994-11-18 1996-06-25 Hughes Electronics Phased array antenna management system and calibration method
US6463295B1 (en) 1996-10-11 2002-10-08 Arraycomm, Inc. Power control with signal quality estimation for smart antenna communication systems
US5930243A (en) 1996-10-11 1999-07-27 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for estimating parameters of a communication system using antenna arrays and spatial processing
FR2767991B1 (fr) * 1997-09-04 1999-10-15 Alsthom Cge Alcatel Procede de calibrage de chaines de reception et/ou d'emission pilotant un reseau d'antennes actives, et station mobile correspondante
US6037898A (en) 1997-10-10 2000-03-14 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for calibrating radio frequency base stations using antenna arrays
US6134261A (en) * 1998-03-05 2000-10-17 At&T Wireless Svcs. Inc FDD forward link beamforming method for a FDD communications system
US6615024B1 (en) 1998-05-01 2003-09-02 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for determining signatures for calibrating a communication station having an antenna array
US6124824A (en) * 1999-01-29 2000-09-26 Cwill Telecommunications, Inc. Adaptive antenna array system calibration

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101012717B1 (ko) * 2008-06-19 2011-02-09 김명보 보행자 사고방지기능을 갖는 볼라드

Also Published As

Publication number Publication date
DE60224213D1 (de) 2008-01-31
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EP1433271B1 (en) 2007-12-19
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US6570527B1 (en) 2003-05-27
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US20030098809A1 (en) 2003-05-29

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