KR20040032124A

KR20040032124A - 위성 디지털 멀티미디어 방송 (DMB : digital multimediabroadcasting)시스템을 위한 2진 정진폭 코드분할다중화(CDM : code division multiplexing)시스템의 설계방법과 장치구성

Info

Publication number: KR20040032124A
Application number: KR1020040016322A
Authority: KR
Inventors: 유흥균; 김상우
Original assignee: 유흥균; 김상우
Priority date: 2004-03-08
Filing date: 2004-03-08
Publication date: 2004-04-14

Abstract

본 발명의 목적은, 코드분할 다중화(code division multiplexing : 이하 CDM이라 함)방식으로 여러 가지 프로그램의 페이로드 채널을 송출하는 위성 디지털 멀티미디어 방송 (digital multimedia broadcasting : 이하 DMB라 함) 시스템에서 2진 정진폭 CDM 시스템을 발명하여, CDM 방식에서 큰 문제점인 높은 첨두전력 대 평균전력 비(Peak-to-Average Power Ratio: 이하 "PAPR" 이라함)에 의해 시스템 성능이 열화되고 신호 품질이 나뻐지는 문제점을 완전히 해결해서 고품질의 위성 DMB 서비스를 가능케 하는 것이다.

본 발명에서 제안하는 위성 DMB용 2진 CDM 시스템의 핵심은, 각각 2×2 왈쉬코드표(Walsh code table)에 대한 코드선택(code selecting) 기법과 코드율이 1인 새로운 프리코딩(pre-coding) 기법을 이용한 두 가지 2진 정진폭 CDM 시스템이다. 이들의 적절한 혼합·반복 사용은 보다 확장된 위성 DMB용 2진 CDM 시스템의 구현을 가능케하며, 이를 위성 DMB 시스템의 CDM 변환부에 직접 적용함으로써 코드율의 저하없이, 즉 코드율이 1로써 데이터 전송 속도가 감소되지 않고 대역폭 또한 증가되지 않으며 항상 2진 레벨로써 신호를 출력하게 된다.

상기의 내용과 같이 본 발명에서 제안하는 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 시스템은, 기본적으로 코드선택 기법에 의해 크기가 ±1인 신호를 출력하는 새로운 2진 정진폭 CDM 시스템(편의를 위해 이하 "2진 정진폭 2-branch-CDM"이라함)과 코드율이 1인 새로운 프리코딩 기법을 이용하여 크기가 ±2인 신호를 출력하는 2진 CDM시스템(편의를 위해 이하 "2진 정진폭 4-branch-CDM"이라함)을 기초로 하여, 위성 DMB 시스템에 입력되는 Payload 및 Control Data의 병렬 브랜치(branch) 수가 8, 16, 32, 64 등과 같은 2 ⁿ 개일 때도 여전히 전송 속도의 감소없이 2진 레벨의 신호를 출력하는 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 시스템으로 확장하여 사용될 수 있다(n = 1, 2, 3, 4, . . . ).

본 발명의 핵심 중 하나인 2×2 왈쉬코드표에 대한 코드선택 기법에 의해 크기가 ±1인 신호를 출력하는 새로운 2진 정진폭 CDM 시스템(2진 정진폭 2-branch-CDM)은, 입력된 2개의 병렬 브랜치 신호를 이용하여 왈쉬코드의 선택 및 위상을 조절함으로써 코드율이 2/2, 즉 1인 2진 신호를 출력한다. 또한 새로운 2진 정진폭 CDM 시스템(2진 정진폭 4-branch-CDM)은, 입력되는 4개의 병렬 브랜치 신호들을 이용한 논리 조합으로 패리티(parity) 신호를 생성하고 이를 4번째 브랜치의 신호와 곱한다. 이때 패리티(parity) 신호는 입력되는 4개의 병렬 브랜치 신호를 XOR한 신호이므로 패리티(parity) 신호가 곱해진 후 4개의 병렬 입력 신호는 항상 홀수 개의 -1과 +1을 갖는다. 이렇게 변환된 신호들이 왈쉬 하다마드 변환(Walsh Hardmard transform : 이하 "WHT" 이라 함)을 거치면 출력신호는 항상 ±2의 크기를 나타낸다. 이때 -2와 +2 신호는 항상 홀수 개로 출력되므로, 패리티(parity) 신호의 구분은 출력 신호의 마지막 비트에 또 다시 패리티 신호를 곱해서, 패리티 신호가 -1이면 +2와 -2 신호를 짝수 개가 되도록 함으로써 이루어질 수 있다. 이러한 코딩 방법은 패리티(parity) 신호가 최초 입력 신호와 혼합되는 형태이므로 코딩 후에도전송 데이터의 수는 변하지 않는다. 즉, 코드율이 1로 유지된다. 결국 2개의 및 4개의 병렬입력에 대하여 2진 정진폭 CDM 변환 시스템의 출력 신호는 데이터 전송률의 손실이 없으며 항상 일정한 즉, PAPR이 항상 0 dB인 신호로써 나타난다.

많은 Payload 및 Control Data의 병렬 입력을 갖는 위성 DMB 시스템을 위한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 시스템의 구현은 상기한 두 가지 2진 정진폭 CDM 시스템을 혼합 또는 반복 사용함으로써 확장적으로 이루어질 수 있다. 2 ⁿ 개의 병렬 Payload 및 Control Data 입력에 대하여 n이 짝수인 경우, 예로써 병렬 Payload 및 Control Data입력 브랜치의 수가 2⁴(=16)인 경우, 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템은 4개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템을 병렬로 배치하고 이들의 출력을 하나의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템에 입력함으로써 쉽게 구현된다. 같은 방법으로 2⁶(=64)개의 병렬 Payload 및 Control Data 입력 브랜치를 갖는 경우, 앞에서 얻어진 2진 정진폭 16-branch-CDM 변환 시스템 4개를 병렬로 배치하고 이들의 출력을 또다시 하나의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템에 입력함으로써 보다 확장된 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템을 구현할 수 있다. 한편, n이 홀수인 경우, 예로써 병렬입력 데이터열의 수가 2⁵(=32)인 경우 위의 n이 짝수인 경우에서 얻어진 2진 정진폭 16-branch-CDM 변환 시스템 2개를 병렬로 배치하고 이들의 출력을 하나의 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템에 입력함으로써 쉽게 구현될 수 있다.

본 발명을 이용하면 위성 DMB 시스템에서 데이터 전송속도 저하 또는 대역폭의 확장 문제 및 더 많은 병렬 입력 대한 시스템 확장성의 문제를 해결하고, PAPR이 0 dB인 신호를 출력함으로써 고출력 증폭기(HPA)에서의 비선형 왜곡이 발생하지 않는 보다 효율적이고 안정된 위성 DMB 시스템의 구현이 가능하게 된다. 뿐만 아니라 고출력 증폭기를 최대 전력 효율로 사용할 수 있는 장점이 있다.

Description

위성 디지털 멀티미디어 방송 (DMB : digital multimedia broadcasting) 시스템을 위한 2진 정진폭 코드분할 다중화(CDM : code division multiplexing) 시스템의 설계 방법과 장치구성{ Apparatus and Design Method of Binary Constant Amplitude CDM(code division multiplexing) System for the Satellite DMB (digital multimedia broadcasting) System }

위성 디지털 멀티미디어 방송 (digital multimedia broadcasting : 이하 DMB라 함) 서비스를 위한 시스템은 크게 다중 반송파를 이용하여 고속의 병렬 데이터를 전송하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM:orthogonal frequency division multiplexing, 이하 OFDM이라함) 방식과 다중코드를 이용하여 고속의 병렬 데이터를 단일 반송파로 전송 하는 코드분할 다중화(code division multiplexing : 이하 CDM이라 함) 방식으로 나뉜다. OFDM 방식은 모두 여러개의 부반송파를 이용해 고속의 데이터 전송이 가능하나, 각각의 부반송파에 의한 데이터 신호들이 합쳐질 때 출력되는 신호는 높은 첨두전력대 평균전력 비(Peak-to-Average Power Ratio: 이하 "PAPR" 이라함)를 갖게된다. CDM 방식은 여러개의 코드들에 의해 구분된 신호를 합하여 하나의 반송파를 통해 고속의 데이터 전송을 가능케 한다. 그러나 이 방식 역시 다중 코드들이 합해지는 과정에서 높은 PAPR을 유발하게 된다. 위성 DMB 시스템은 이러한 높은 PAPR로 인하여 고출력 증폭기(HPA)에서의 비선형 왜곡이 발생하고, 따라서 대역내의 간섭신호는 물론 인접 채널로의 간섭을 야기시키며, 뿐만 아니라 고출력 증폭기의 전력 효율을 매우 저하시키게 된다. 그러므로 확산된 여러 개의 병렬 입력 Payload 및 Control Data 데이터들이 합쳐질 때 발생하는 높은 PAPR을 낮은 PAPR로 저감하는 것이 매우 중요하다.

지금까지 CDM 방식의 통신 시스템에서 발명되거나 보고된 PAPR(Peak toAverage Power Ratio) 저감 기법들의 예를 들면,

1) 2002년 9월 K. Sathananthan 과 C. Tellambura가Vehicular Technology Conference, vol. 1에 발표한, MC-CDMA에서 다중 사용자 신호에 의해 발생하는 PAPR을 저감하는 방법으로 부분 전송 시퀀스(partial transmit sequence : 이하 "PTS" 이라함) 및 선택적 맵핑(selective mapping : 이하 "SLM"이라 함) 기법들,

2) 2002년 9월 O. Vaananen과 J. Vankka 그리고 K. Halonen이 IEEE Seventh International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications, vol. 2에 발표한, clipping 방법을 이용한 MC-CDMA 시스템에서의 PAPR 저감기법,

3) 1997년 12월 T. Wada, T. Yamazato, M. Katayama 그리고 A. Ogawa가 IEICE Trans. Fundamentals, vol. E80-A에 발표한, pre-coding을 이용하여 constant amplitude를 갖는 multi-code CDMA 시스템,

4) 2000년 11월 S. I. Kim, G. Y. Jung, S. Y. Yoon 그리고 H. S. Lee가 IEICE Trans. Commun. vol. E83-B에 발표한 보다 발전된 pre-coding을 이용한 constant amplitude 를 갖는 multicode wideband CDMA 시스템이 발표되었다.

그러나, PTS 및 SLM 기법은 신호의 왜곡 없이 PAPR을 저감하는 장점을 갖지만 그 저감에 있어서 한계성을 나타내며, 많은 계산량 및 부가 채널을 이용한 부가 정보(side-information)의 전송과 같은 단점을 갖는다. 그리고 클리핑(clipping) 기법은 신호 자체를 왜곡시키므로 원하는 만큼의 확실한 PAPR 저감효과를 갖는 장점이 있지만, 클리핑(clipping)된 신호는 수신기에서 완전히 복원하지 못하므로 시스템의 비트오율(bit error rate : 이하 "BER"이라함)이 매우 나빠지는 단점을 갖는다.

한편, 프리코딩 기법은 본 발명의 기초가 되는 기술이며 신호를 왜곡하지 않으면서 항상 일정한 신호를 출력하므로 PAPR 저감 성능이 매우 뛰어나다. 그러나 기존의 발명에서 제시된 프리코딩 기법은 다음과 같은 두 가지 큰 단점을 갖는다. 그 하나는 시스템의 병렬 입력 브랜치의 수가 증가함에 따라 프리코딩을 위해 입력 정보를 대신해서 사용되는 부가적인 채널 신호가 많아짐으로써 신호 전송률의 손실이 발생한다는 점이며, 다른 하나는 병렬 브랜치의 수가 증가함에 따른 시스템 확장의 어려움이다.

본 발명은, 코드분할 다중화(code division multiplexing : 이하 CDM이라 함) 방식으로 여러 가지 프로그램의 페이로드 채널을 송출하는 위성 디지털 멀티미디어 방송(digital multimedia broadcasting : 이하 DMB라 함) 시스템에서 2진 정진폭 CDM 시스템을 발명하여, CDM 방식에서 큰 문제점인 높은 첨두전력 대 평균전력 비(Peak-to-Average Power Ratio: 이하 "PAPR" 이라함)에 의해 시스템 성능이 열화되고 신호 품질이 나뻐지는 문제점을 완전히 해결해서 고품질의 위성 DMB 서비스를 가능케 하는 것이다.

본 발명은 코드선택 기법에 의해 크기가 ±1인 신호를 출력하는 새로운 2진 정진폭 CDM(2진 정진폭 2-branch-CDM) 시스템과 코드율이 1인 새로운 프리코딩 기법을 이용하여 크기가 ±2인 신호를 출력하는 새로운 2진 정진폭 CDM(2진 정진폭 4-branch-CDM) 시스템을 발명하고 이들을 이용하여, 위성 DMB 시스템에서 1) 코드율의 저하, 즉 전송속도의 저하 없이 항상 정진폭을 갖는 신호를 출력하게 함으로써 출력신호의 PAPR을 항상 0 dB로 고정시키며, 2) 병렬 Payload 및 Control Data 입력 브랜치 수의 증가에 따라 시스템 확장이 용이한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 시스템의 설계 방법 및 장치 구성에 관한 기술이다. 이 방법은 시스템의 사용대역을 확장하지 않고 적용 가능하다.

상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 2×2 왈쉬코드표(Walsh code table)를 이용하여 2개의 병렬 브랜치 입력에 대하여 길이가 2이고 그 크기가 항상 2가지 2진(binary)으로 일정한 신호를 출력하는 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템과, 입력되는 병렬 브랜치의 신호로부터 얻어낸 패리티(parity) 신호를 이용하여 코드율이 1이며 항상 일정한 신호를 출력하는 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템을 구현하며, 이들을 혼합 또는 반복 사용함으로써 많은 병렬 Payload 및 Control Data 입력을 갖는 위성 DMB 시스템에서도 항상 2진 레벨의 신호를 출력하게 하는 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템으로 쉽게 확장할 수 있다.

제 1 도는 위성 DMB 시스템의 송신기 구성도.

제 2 도는 위성 DMB 시스템의 수신기 구성도.

제 3 도는 발명한 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템의 블록 구성도.

제 4 도는 발명한 2진 정진폭 2-branch-CDM 복원 시스템의 블록 구성도.

제 5 도는 발명한 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템의 블록 구성도.

제 6 도는 발명한 2진 정진폭 4-branch-CDM 복원 시스템의 블록 구성도.

제 7 도는 2진 정진폭 2-branch-CDM과 일반 CDM에 의해 변환된 출력신호의 비교표.

제 8 도는 2진 정진폭 4-branch-CDM과 일반 CDM에 의해 변환된 출력신호의 비교표.

제 9 도는 확장된 위성 DMB용 2진 정진폭 8-branch-CDM 변환 시스템의 블록 구성도.

제 10 도는 확장된 위성 DMB용 2진 정진폭 8-branch-CDM 복원 시스템의 블록 구성도.

제 11 도는 위성 DMB용 2진 정진폭 16-branch-CDM 변환 시스템의 블록 구성도.

제 12 도는 위성 DMB용 2진 정진폭 16-branch-CDM 복원 시스템의 블록 구성도.

제 13 도는 8개의 병렬 Payload 및 Control Data 입력에 대해 일반 CDM 변환 시스템의 출력 신호 레벨.

제 14 도는 8개의 병렬 Payload 및 Control Data 입력에 대해 발명된 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템의 출력 신호 레벨.

제 15 도는 16개의 병렬 Payload 및 Control Data 입력에 대해 일반 CDM 변환 시스템의 출력 신호 레벨.

제 16 도는 16개의 병렬 Payload 및 Control Data 입력에 대해 발명된 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템의 출력 신호 레벨.

※ 제 1도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(1) 입력 Payload 데이터

(2) 입력 Control 데이터

(3) RS Encoder(204.188)

(4) RS Encoder(96.80)

(5) Byte Interleaver

(6) Convolutional Encoder

(7) Bit Interleaver

(8) CDM 변환 시스템

(9) PN Sequence

(10) 출력 데이터

※ 제 2도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(11) 수신 데이터

(9) PN Sequence

(12) CDM 복원 시스템

(13) Bit De-interleaver

(14) Viterbi De-coder

(15) Byte De-interleaver

(16) RS De-coder(204.188)

(17) RS De-coder(96.80)

(18) 복원된 Payload 데이터

(19) 복원된 Control 데이터

※ 제 3도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(20) 병렬 Payload 및 Control Data 입력

(21) 입력 신호의 부호 판별 블록

(22) 2×2 왈쉬 코드 선택기 (Walsh code selector)

(23) 신호 크기의 절대값 판별 블록

(24) 변환된 데이터

※ 제 4도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(25) 수신된 데이터

(26) 각 병렬 데이터 복원 블록

(27) 데이터 판별 블록

(28) 복원된 데이터

※ 제 5도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(29) 병렬 Payload 및 Control Data 입력

(30) 패리티(parity) 신호 추출 블록

(31) 직 ·병렬 변환 블록

(32) 추출된 패리티(parity) 신호

(33) 병 ·직렬 변환 블록

(34) 출력 데이터

※ 제 6도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(35) 수신된 데이터

(31) 직 ·병렬 변환 블록

(30) 패리티(parity) 신호 추출 블록

(33) 병 ·직렬 변환 블록

(26) 각 병렬 데이터 복원 블록

(32) 추출된 패리티(parity) 신호

(36) 복원된 데이터

※ 제 7도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(37) 병렬 Payload 및 Control Data 입력

(38) 2진 4-branch-CDM 변환 블록

(39) 2진 2-branch-CDM 변환 블록

(40) 출력 데이터

※ 제 8도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(41) 수신된 데이터

(42) 2진 2-branch-CDM 복원 블록

(43) 2진 4-branch-CDM 복원 블록

(44) 복원된 데이터

※ 제 9도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(45) 병렬 Payload 및 Control Data 입력

(38) 2진 4-branch-CDM 변환 블록

(46) 출력 데이터

※ 제 10도의 주요 부분에 대한 부호의 설명

(47) 수신된 데이터

(43) 2진 4-branch-CDM 복원 블록

(48) 복원된 신호

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분을 중심으로 설명하며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명에서, 병렬 Payload 및 Control Data 입력에 대해 항상 2진 레벨의신호를 출력하는 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 시스템의 목적은, 코드율의 저하, 즉 데이터 전송속도의 감소 또는 대역폭의 증가와 같은 문제를 발생시키지 않으며, 기존의 CDM 방식의 위성 DMB 시스템에서 각기 다른 코드에의(Walsh code table)을 이용하여 2개의 병렬 브랜치 입력에 대하여 길이해 확산된 여 러 개의 병렬 입력 데이터들이 합쳐질 때 발생하는 높은 PAPR 문제를 2진 크기 레벨로 해결하여 고성능 및 고효율 데이터 전송을 가능하게 하는 것이다.

이 발명의 사용은 시스템 확장이 용이하며, 이는 2×2 왈쉬코드표가 2이고 그 크기가 항상 2진으로 일정한 신호를 출력하는 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템과 입력 되는 신호들로부터 얻어낸 패리티(parity) 신호를 이용하여 코드율이 1이며 항상 일정한 신호를 출력하는 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템을 구현하고 이를 혼합 또는 반복 사용함으로써 많은 병렬 Payload 및 Control Data 입력 브랜치를 갖는 위성 DMB 시스템을 위한 2진 정진폭 CDM 변환 시스템으로 확장시킬 수 있다. 결국 본 발명에 의해 데이터의 전송속도를 그대로 유지함과 동시에 시스템 확장의 제한성을 해결하며, 출력신호의 PAPR을 항상 0 dB로 고정시킴으로써 높은 PAPR 문제를 완벽히 해결하여, 보다 안정되고 효율적인 위성 DMB 서비스를 가능하게 한다.

제 1도는 위성 DMB 서비스를 위한 송신 시스템의 블록 구성도를 나타낸 것이다. 최초 병렬로 입력되는 여러개의 Payload Data(1)와 하나의 Control Data(2)는 각각 RS Encoder(204.188)(3)와 RS Encoder(96.80)(4)를 거친후 차례로 Byte interleaver(5) 및 Convolutional Encoder(6), Payload Data의 경우 Bitinterleaver(7)를 추가적으로 거친후 CDM(8) 변환 시스템에 입력된다. CDM 변환 시스템을 거친 신호는 PN code(9)와 곱해진뒤 출력신호(10)으로써 전송된다.

제 2도는 위성 DMB 서비스를 위한 수신 시스템의 블록 구성도를 나타낸 것이다. 수신된 신호(11)는 송신기에서 사용된 PN code(9)와 곱하고 합쳐짐으로써 decoding되고 decoding된 신호는 송신기의 역순으로 CDM 복원 시스템(12), Bit Deinterleaver(13), Biterbi Decoder(14), Byte Deinterleaver(15), RS Decoder(204.188) (16), RS Decoder(96.80)(17),을 통과한 후 복원된 각각의 Payload Data(18) 및 Control Data(19)로써 나타난다.

제 3도는 본 발명에서 발명하는 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템의 기초 중 하나인 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템의 블록 구성도를 나타낸 것이다.

상기한 목적을 당성하기 위하여, 입력되는 병렬 정보 데이터(20)b= {b ₀.b ₁}는 부호 판별 블록(21)에 의하여 각각 판별된 값b' ₀와b' ₁로 나타나며 이는 ±1의 신호로 나타난다. 여기서 부호 판별 블록(21)의 동작은 다음과 같다.

b' ₀는 2×2 왈쉬 코드 선택기(Walsh code selector)(22)에 입력되어 선택된 하나의 codew _s 로써 출력된다. 이때, 2×2 왈쉬 코드 선택기(22)의 동작은 다음과같이 이루어진다.

이렇게 출력된 신호w _s 는 신호 크기의 절대값 판별 블록(23)으로부터 판별된 신호 |b ₀|와 곱해지고 또한, 부호 판별 블록으로부터 출력된b ₁의 부호 값b' ₁과 곱해짐으로써 이 시스템의 최종 출력신호(24)가 된다.

제 4도는 2진 정진폭 2-branch-CDM 복원 시스템의 블록 구성도를 나타낸다. 수신된 데이터(25)R= {r₀, r₁}는 각각의 왈쉬코드(Walsh code)들에 의해 곱해지고 데이터 복원 블록(26)에 의해 각각d ₀와d ₁으로 출력된다. 여기서 복원식은 다음과 같이 정의된다.

여기서 i는 병렬 데이터 번호,N'는 Walsh code의 길이, k는 각 code 내의 chip 번호를 각각 나타낸다. 이렇게 복원된 신호d _i는 data 판별 블록(27)에 의해 각 병렬 데이터의 신호(28)로 출력된다. 이때, data 판별 블록(27)의 동작은 다음과 같다.

제 5도는 본 발명에서 발명한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템에서 또 하나의 기초가 되는 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템의 블록 구성도를 나타낸 것이다. 상기한 목적을 달성하기 위하여, parity 신호 추출기(30)는 입력되는 정보 데이터(29)들(b ₀,b ₁,b ₂,b ₃)로부터 parity 신호(32)를 추출한다. 이때의 parity 신호(32)는 다음과 같은 식에 의해 얻어질 수 있다.

이렇게 구한 parity 신호(32)는 입력되는 정보 데이터(29)b= {b ₀,b ₁,b ₂,b ₃}의 4 번째 병렬 브랜치의 신호b ₃와 곱해짐으로써로 변환되며, 각 병렬 브랜치들로부터 입력되는 신호는 항상 홀수 개의 +1과 -1을 갖는다. 홀수 개의 +1과 -l로 이루어진 신호가 Walsh Hardmard codew _n (n= 1, 2, 3, 4 )와 곱하여 합쳐진 신호S는 항상 ±2로 이루어진다. 이렇게 얻어진 신호S는 항상 홀수 개의 +2와 -2를 가지므로 이를 직/병렬 변환(31) 후에 parity 신호(32)를 마지막 비트에 곱해줌으로써 사용된 parity 신호를 구분할 수 있으며, 다시 병/직렬 변환(33)을 거치면 항상 정진폭(constant amplitude)을 만족하는 출력 신호(34)를 전송한다.

예로써 입력신호b= [-1 -1 -1 -1]인 경우를 생각해보면, 각 데이터에 의해얻어진 parity 신호는 -1이며, parity 신호에 의해 변환된 입력신호는 [-1 -1 -1 1]이 된다. 이러한 과정에 의해 얻어진 신호가 WHT를 거치면 WHT 출력신호S는 [-2 -2 -2 2]이며, 이는 최초 입력이 [-1 -1 -1 1]인 경우와 같은 결과이므로 신호의 구분을 필요로 하게된다. 이런 두 입력 신호에 대한 구분은 신호S의 마지막 비트에 parity 신호를 또 한번 곱해줌으로써 이루어질 수 있으며, 결국 출력신호(15)는S _out = [-2 -2 -2 -2]이다. 다른 입력신호의 경우에도 같은 과정에 의하여 ±2로만 이루어진 출력신호를 얻을 수 있다.

제 6도는 2진 정진폭 4-branch-CDM 복원 시스템의 블록 구성도를 나타낸 것이다.

수신된 신호(35)는 직/병렬 변환(31)을 거치며, 병렬 변환된 신호들r _n (n= 1, 2, 3, 4 )로부터 parity 신호 추출기(30)는 송신기에서 사용된 parity 신호(32)를 찾아낼 수 있다. 이렇게 찾은 parity 신호(32)는 송신기에서와 같이 수신된 신호(35)의 마지막 비트r ₃ 에 곱해지고, 수신 신호는 병/직렬 변환(33)된다. 변환된 신호R'는 각 Walsh Hardmard codew _n (n= 1, 2, 3, 4 )와 곱해진 뒤 신호 복원 블록(26)에 의해 각 병렬 브랜치의 신호b' _n = {b' ₀ ,b' ₁ ,b' ₂ ,b' ₃ }를 출력하며, parity 신호(32)가 마지막 비트에 곱해짐으로써 최종적으로 복원된 신호(36)B= {b' ₀ ,b' ₁ ,b' ₂ , }를 얻는다. 이때 신호 복원 블록(26)은 앞의 [수학식 3]과 같다.

제 7도는 기존의 2개의 병렬 입력을 갖는 기존의 CDM 변환 시스템과 2진 2-branch-CDM 변환 시스템에서 입력되는 정보에 따른 각 시스템의 출력을 나타낸다.

제 8도는 기존의 4개의 병렬 입력을 갖는 기존의 CDM 변환 시스템과 2진 4-branch-CDM 변환 시스템에서 입력되는 정보에 따른 각 시스템의 출력을 나타낸다.

제 9도는 위성 DMB용 2진 정진폭 8-branch-CDM 변환 시스템의 구성도를 나타낸다. 각각의 encoder 및 interleaver을 거친 Payload 및 Control Data 신호(37)b= {b ₀,b ₁, . . . ,b ₆,b ₇}는 2개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)에 4비트씩 나뉘어 입력되며, 각각의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)으로부터 출력되는 신호S _n (n=0, 1)는 다시 하나의 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템(39)로 입력되어 정진폭을 갖는 출력신호(40)로써 전송된다. 2개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)으로부터 출력되는 신호S _n (n= 0, 1)는 각각 길이가 4이고 ±2로 이루어진 신호이므로, 이를 하나의 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템(39)를 거친 출력신호(40)는 길이가 8이고 ±2로 이루어진다.

제 10도는 위성 DMB용 2진 정진폭 8-branch-CDM 복원 시스템의 구성도를 나타낸다. 수신된 데이터(41)R{=R ₀, . . . ,R ₇}는 하나의 2진 정진폭 2-branch-CDM 복원 시스템(42)에 의해 길이가 4이고 ±2로 이루어진 2개의 비트열R' ₀와R' ₁로 변환되며, 이는 다시 2개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 복원 시스템(43)에 각각 입력되어 8개의 병렬 브랜치를 통해 최종 복원된 신호(44)로 나타난다.

제 11도는 위성 DMB용 2진 정진폭 16-branch-CDM 변환 시스템의 구성도를 나타낸다. 최초 입력되는 신호(45)b={b ₀,b ₁, . . . ,b ₁₄,b ₁₅}는 Payload 및 Control Data가 위성 DMB 시스템 내의 encoder 및 interleaver를 거친 후의 신호로써 4개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)에 4비트씩 나뉘어 입력되며, 각각의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)으로부터 출력되는 신호S _n = {S _n ,₀,S _n ,₁,S _n ,₂,S _n ,₃} (n= 1, 2, 3, 4)는 다시 하나의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)으로 입력되어 정진폭을 갖는 신호(46)S _tx = {S _tx ,₀,S _tx ,₂, . . . ,S _tx ,₁₄,S _tx ,₁₅}로써 출력된다. 4개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)으로부터 출력되는S _n (n= 1, 2, 3, 4)는 각각 길이가 4이고 ±2로 이루어진 신호이므로, 다시 하나의 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템(38)을 거친 출력신호(46)S _tx 는 길이가 16이고 ±4로 이루어진다.

제 12도는 위성 DMB용 2진 정진폭 16-branch-CDM 복원 시스템을 나타낸다. 수신된 신호(47)R= {R ₀, . . . ,R ₁₅}는 하나의 2진 정진폭 4-branch-CDM 복원 시스템(43)에 의해 길이가 4이고 ±2로 이루어진 4개의 비트열R' _n = {R' _n ,₀,R' _n ,₁,R' _n ,₂,R' _n ,₃}로 변환되며, 이는 다시 4개의 2진 정진폭 4-branch-CDM 복원 시스템(43)에 각각 입력되어 16개의 병렬 브랜치를 통해 복원된 신호(48)B= {b' ₀,. . . ,b' ₁₅}로 나타난다.

제 13도는 위성 DMB 시스템에서 기존의 CDM 변환 시스템을 거친 후에 나타나는 신호의 크기 레벨을 나타낸 것으로, 입력으로 사용된 Payload 및 Control data 브랜치의 수는 8이다. 그림에서와 같이 신호는 -8 에서부터 +8 사이에서 크게 변동함을 알수 있으며, 이런 큰 신호 레벨의 변화로 인하여 큰 PAPR을 가지므로 HPA를 거치면서 비선형 왜곡이 크게 나타난다.

제 14도는 위성 DMB 시스템에 본 발명에서 새롭게 발명한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템을 적용하였을 때 나타나는 신호의 크기 레벨을 나타낸다. 역시 입력으로 사용된 Payload 및 Control data 브랜치의 수는 8이며, 그림에서와 같이 신호는 +2와 -2의 binary 레벨로 나타난다. 이는 PAPR이 0 dB이며 HPA를 거쳐도 비선형 왜곡이 발생하지 않는다.

제 15도는 제 13도와 같이 위성 DMB 시스템 내에서 기존의 CDM 변환 시스템을 거친 후에 나타나는 신호의 크기 레벨을 나타낸 것으로, 입력으로 사용된 Payload 및 Control data 브랜치의 수는 16이다. 그림에서와 같이 신호는 -16 에서부터 +16 사이에서 크게 변동함을 알 수 있으며, 이런 큰 신호 레벨의 변화로 인하여 큰 PAPR을 가지므로 HPA를 거치면서 비선형 왜곡이 크게 나타난다.

제 16도는 위성 DMB 시스템에 본 발명에서 새롭게 발명한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템을 적용하였을 때 나타나는 신호의 크기 레벨을 나타낸다. 역시 입력으로 사용된 Payload 및 Control data 브랜치의 수는 16이며, 그림에서와같이 신호는 +2와 -2의 binary 레벨로 나타난다. 이는 PAPR이 0 dB이며 HPA를 거쳐도 비선형 왜곡이 발생하지 않는다.

상기와 같은, 본 발명은 CDM 방식을 이용하는 위성 DMB 시스템의 출력 신호를 항상 일정한 크기를 갖는 2진 레벨로 고정시키기 위한 새로운 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템으로, 코드율이 1이므로 전송 속도가 저하되거나 대역폭이 확장되는 문제가 발생하지 않는다. 여기서 사용된 새로운 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템은 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템과 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템을 기초로 하며, 이들을 혼합 또는 반복 사용함으로써 보다 많은 병렬 Payload 및 Control data 입력을 갖는 위성 DMB 시스템에서도 항상 2진 레벨의 신호를 출력할 수 있는 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템으로 확장할 수 있다.

본 발명을 이용하면 DS/CDM 방식의 위성 DMB 시스템에서 데이터 전송속도 저하 또는 대역폭의 확장 문제 및 더 많은 병렬 브랜치에 대한 시스템 확장성의 문제 등이 발생하지 않으며, PAPR이 0 dB인 신호를 출력함으로써 고출력 증폭기(HPA)에서의 비선형 왜곡이 발생하지 않아서 보다 효율적이고, BER 성능이 안정된 데이터 전송이 가능하게 된다. 뿐만 아니라 고출력 증폭기를 최대 전력 효율로 사용할 수 있는 장점을 갖는다.

Claims

본 발명에서 제시하는 위성 디지털 멀티미디어 방송 ( DMB : digital multimedia broadcasting ) 시스템용 2진 정진폭 코드분할 다중화 (CDM : code division multiplexing) 시스템의 구조 및 방법에 있어서,

1) 위성 DMB 시스템의 병렬입력에 대하여 2진 CDM 변환을 적용, 실행함으로써 항상 2진 레벨의 신호를 출력하게 하는 방법 및 장치,

2) 2×2 코드선택기(code selector)를 이용하여 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템을 구현하는 방법 및 장치,

3) 코드율이 1인 새로운 프리코딩 기법을 이용하여 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템을 구현하는 방법 및 장치,

4) 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템과 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템을 기초로 하고, 많은 병렬 Payload 및 Control Data 입력을 갖는 위성 DMB 시스템을 위하여 이들을 혼합 또는 반복 사용함으로써 병렬 브랜치의 수, 또는 전송 용량을 확장하는 방법 및 장치.
상기 1항에서 제시하는 위성 DMB 시스템용 2진 정진폭 CDM 시스템의 기본이 되는 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템의 2×2 code selecting 기법과 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템의 코드율이 1인 새로운 프리코딩 기법에 의한 신호 변환 및 복원 장치의 구성, 그리고 위성 DMB 시스템용으로 사용하는 병렬 브랜치수의 확장 방법 및 장치에 있어서,

1) 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템에 입력되는 신호들의 크기 및 부호를 확인하여 코드(code) 선택 및 위상을 결정하고 그 크기를 유지시키는 방법 및 장치,

2) 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템에 입력되는 신호들로부터 패리티(parity) 신호를 얻는 장치 및 이를 4번째 병렬 브랜치의 신호와 곱하는 방법 및 장치,

3) 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템 내에서, 패리티(parity) 신호에 의해 변환된 입력 신호가 WHT(Walsh Hardmard transform)를 거쳐 출력될 때 출력 신호의 마지막 비트에 또 다시 패리티(parity) 신호를 곱해줌으로써 사용된 패리티(parity) 신호를 구분해 주는 과정 및 장치,

4) 2진 정진폭 4-branch-CDM 복원 시스템에 입력되는 신호를 직/병렬 변환하여 각각의 병렬 데이터로부터 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템에서 사용된 패리티(parity) 신호를 찾아내는 방법 및 장치.

5) 2개의 동일한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템의 출력 신호를 하나의 2진 정진폭 2-branch-CDM 변환 시스템에 입력하여 2배의 크기로 확장되는 방법 및 장치.

6) 4개의 동일한 위성 DMB용 2진 정진폭 CDM 변환 시스템의 출력 신호를 하나의 또 다른 2진 정진폭 4-branch-CDM 변환 시스템에 입력하여 4배의 크기로 확장되는 방법 및 장치.