KR20040019407A - 추적 시스템 개선 방법 - Google Patents

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KR20040019407A
KR20040019407A KR10-2004-7002191A KR20047002191A KR20040019407A KR 20040019407 A KR20040019407 A KR 20040019407A KR 20047002191 A KR20047002191 A KR 20047002191A KR 20040019407 A KR20040019407 A KR 20040019407A
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correlation
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KR10-2004-7002191A
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허스트그레고리찰스
아구터웨인노르만
센크로버트
카르니윌리암마크
홈즈찰스레이
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퀵트랙 네트웍스 엘티디
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Abstract

위치결정될 차량(10)또는 객체가 연속 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 무선 신호(11)를 방출하는 확산-스펙트럼 위치결정 및 추적 시스템이 제공된다. 이 송신은 통신가능 영역에서 충분히 이격된 다수의 수신국(12)에서 수신되고 이들 수신기에서의 신호의 도달 시간에서의 차는 상관도 피크에 대응하는 에폭을 결정함으로써 측정된다. 수신기측(12)에서 수신된 송신기 송신의 반송 주파수(f1, f2, f3)가 추정되고, 송신기와 특정한 수신측 사이의 상대적 이동으로 인해 반송 주파수로부터 이격된 주파수 에러는 모든 수신측에 의해 공통 오프셋으로 나타날 것이고, 따라서, 3개 이상의 원격측에서 측정의 단일 세트로부터 이동 송신기의 속도 벡터를 추정할 수 있게 하는 적합한 처리에 의해 제거될 수도 있다.

Description

추적 시스템 개선 방법{Improvements to tracking systems}
본 명세서에 포함되는 문헌, 작용, 재료, 장치, 논문등의 논의는 본 발명의 컨텍스트를 제공하기 위한 목적이다. 본 출원의 각 청구항의 우선일자 이전에 오스트레일리아에 있어서, 어떠한 또는 모든 이들 내용이 종래 기술에 기초하여 형성되거나 본 발명의 관련 분야에서 일반적인 지식이다는 것으로서 취급되어서는 안된다.
본 발명은 일반적으로 통신 시스템의 개선에 관한 것으로서, 바람직한 실시형태에서, 본 발명은 직접-시퀀스 확산-스펙트럼(DSSS)송신 기술을 사용하는 차량 위치결정 및 추적 시스템에 적용된다.
본 명세서 전반적으로, 용어 "포함한다(comprise)", 또는 "포함한다(comprises)" 또는 "포함하는(comprising)"은, 일정한 엘리먼트, 정수 또는 단계, 또는 엘리먼트들, 정수들 또는 단계들의 그룹을 포함하고, 어떠한 다른 엘리먼트, 정수 또는 단계, 또는 엘리먼트들, 정수들 또는 단계들의 그룹을 제외하지 않는다는 것을 의미한다.
첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태을 설명한다.
도 1은 본 발명에 따라 통신 시스템에 대한 개선점이 사용될 수도 있는 차량 추적 시스템을 도시하는 도면.
도 2는 수신된 신호의 주파수 시프트로부터 이동하는 송신기의 속도 및 방향을 계산하기 위해 사용된 삼각법을 도시하는 도면.
도 3은 바람직한 실시형태에서 사용된 수신기 처리를 도시하는 블록도.
제 1 양태에 따르면, 본 발명은 이동 송신기의 이동의 속도 및 방향을 결정하는 방법을 포함하며, 상기 방법은;
이동 송신기로부터 신호를 송신하는 단계;
서로에 대하여 알려진 위치를 갖는 평면상의 이격된 위치에 위치된 3개 이상의 수신기에서 송신된 신호를 수신하는 단계;
각 수신기에서 수신된 신호에 대한 도달 정보의 시간을 측정하는 단계;
송신기로부터 수신기 각각으로의 송신 경로 길이차를 시간 도달 측정치로부터 계산하고 다중-레터레이션(lateration)을 사용하여 수신기에 대한 송신기의 위치를 계산하기 위해 경로 길이차를 사용하는 단계;
각 수신기에 수신된 신호에 대해, 송신기의 공칭 송신 주파수로부터 주파수 오프셋을 결정하는 단계;
수신기에서 측정된 주파수 오프셋과 수신기의 평면내에서 수신기에 대한 송신기 이동의 순간 속도 및 방향을 계산하기 위해 수신기에 대한 송신기의 위치를 사용하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 수신기는 수신기에 의해 정의된 평면이 지구의 표면과 거의 같도록 지표면에 대해 알려진 고정 위치에 위치되고 이격되어서, 송신기 이동의 속도 및 방향이 지표면에 대해 계산된다.
바람직하게는, 3개의 수신기를 갖는 2차원 경우에, 송신기 이동의 속도 및 방향을 결정하기 위해 아래의 계산이 수행된다. 여기서,
ⅰ)3개의 수신기가 기지국(B1, B2, B3)에 위치되고,
ⅱ)제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 2 기지국(B2)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이의 대응하는 각이 θ이고, 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 3 기지국(B3)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이의 대응하는 각이 δ이도록 송신기(T)가 위치되고,
ⅲ)송신된 신호의 반송 주파수는 fc이고,
ⅳ)송신기의 이동으로 인한 최대 도플러 시프트는,
fd= fcㆍv/c (1)
이고, 여기서, v는 기지국의 평면에서의 송신기의 속도이고 c는 무선 신호의 전파 속도이고,
ⅴ)기지국(B1, B2, B3)각각에서 수신된 신호의 측정된 반송 주파수(f1, f2, f3)는,
f1= fc+ fdcos(α) (2)
f2= fc+ fdcos(θ- α) (3)
f3= fc+ fdcos(α+ δ) (4)
에 의한 최대 도플러 시프트에 관한 것이고, 여기서, α는, α및 fd가,
f1- f2= fd(cosα- cos(α- θ)) (5)
f1- f3= fd(cosα- cos(α+ δ)) (6)
를 계산함으로써 결정될 수 있는 송신기(T)의 이동 방향과 제 1 기지국(B1)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고, 여기서, f1, f2, f3, θ및 δ는 알려져 있다.
그 후, 송신기(T)의 속도는 수학식(1)에서 fd를 대입함으로써 결정될 수 있고 α는 B1-T 라인에 대한 이동 방향을 제공한다.
3개 이상의 수신기에서의 측정이 앰비규어티(ambiguity)및/또는 랜덤 측정 에러의 영향을 감소 또는 제거하기 위해 과-결정된 솔루션을 제공하도록 사용될 수 있다.
속도 결정의 이러한 기술은 위치가 명확하게 결정될 수 있는 어떠한 다중 수신기 통신 시스템과 사용될 수 있다. 그러나, 바람직한 실시형태에서, 사용된 송신 시스템은 변조 신호가 필터링된(대역-제한)최대 길이 의사-랜덤 바이너리 시퀀스(PRBS)인 직접-시퀀스 확산-스펙트럼 시스템이다. 시퀀스 길이 N(비트)및 칩 레이트 fn(코드 클럭 레이트)은 N/fn이 송신기로부터 수신기로의 신호 전파 지연 보다 더 크도록 선택된다.
제 2 양태에 따르면, 본 발명은 이동 송신기 이동의 속도 및 방향을 결정하는 방법을 포함하며, 상기 방법은,
이동 송신기로부터 신호를 송신하는 단계;
공간에서 서로에 대해 알려진 위치를 갖고 단일 평면에 포함되지 않는 이격된 위치에 위치된 4개 이상의 수신기에서 송신된 신호를 수신하는 단계;
각 수신기에 수신된 신호에 대한 도달 정보의 시간을 측정하는 단계;
송신기로부터 수신기 각각으로의 상대적 송신 경로 길이차를 시간 도달 측정치로부터 계산하고 다중-레터레이션을 사용하여 수신기에 대한 송신기의 위치를 계산하기 위해 경로 길이차를 사용하는 단계;
각 수신기에 수신된 신호에 대해, 송신된 신호의 공칭 송신 반송 주파수로부터 주파수 오프셋을 결정하는 단계;
수신기에서의 주파수 오프셋 및 수신기에 대한 송신기 이동의 순간 속도 및 방향을 계산하기 위해 수신기에 대한 송신기의 위치를 사용하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 4개의 수신기를 갖는 3차원 경우에, 송신기 이동의 속도 및 방향을 결정하기 위해 아래의 계산이 수행된다. 여기서,
ⅰ)4개의 수신기가 기지국(B1, B2, B3, B4)에 위치되고,
ⅱ)제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로 및 제 2 기지국(B2)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이에 대응하는 각이 θ이고, 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로 및 제 3 기지국(B3)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이에 대응하는 각이 δ이고, 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로 및 제 4 기지국(B4)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이에 대응하는 각이 φ이도록 송신기(T)가위치되고,
ⅲ)송신된 신호의 반송 주파수는 fc이고,
ⅳ)송신기의 이동으로 인한 최대 도플러 시프트는,
fd= fcㆍv/c (1)
이고, 여기서, v는 송신기의 이동 속도이고 c는 무선 신호의 전파 속도이고,
ⅴ)기지국(B1, B2, B3, B4)각각에 수신된 신호의 측정된 반송 주파수(f1, f2, f3, f4)는,
f1= fc+ fdF1(α, β, δ, φ) (7)
f2= fc+ fdF2(α, β, δ, φ) (8)
f3= fc+ fdF3(α, β, δ, φ) (9)
f4= fc+ fdF4(α, β, δ, φ) (10)
에 의한 최대 도플러 시프트에 관한 것이고, 여기서, α는 송신기(T)의 이동 방향과 제 1 기지국(B1)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고, β는 송신기(T)의 이동 방향과 제 2 기지국(B2)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고,
ⅵ)α, β및 fd는 수학식 7, 8, 9 및 10을 계산함으로써 결정되고, 여기서, f1, f2, f3, f4, θ, δ 및 φ는 알려져 있고,
ⅶ)송신기(T)의 속도는 수학식(1)에서 fd를 대입함으로써 결정되고, α 및 β는 B1- T 및 B2- T 라인에 대한 이동 방향을 제공한다.
3차원 경우에서, 4개 이상의 수신기에서의 측정이 앰비규어티 및/또는 랜덤 측정 에러의 영향을 감소 또는 제거하기 위해 과-결정된 솔루션을 제공하도록 사용될 수 있다.
제 3 양태에 따르면, 본 발명은 직접 시퀀스 확산-스펙트럼 통신 수신기에 의해 수신된 신호에서의 주파수 에러를 결정하는 방법을 포함하며, 상기 방법은,
수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
각 측정 기간에 대한 복수의 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 측정 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
복소 상관도(correlogram)의 연속 세트를 생성하기 위해 각 측정된 기간으로부터 샘플 포인트를 처리하는 단계;
복소 상관도의 세트로부터, 수신된 신호를 가장 잘 나타내는 상관도에서의 복소 포인트(통상적으로, 합성 상관도에서의 피크의 위치 또는 이들 피크의 리딩 에지(leading edge)(타겟 포인트))중에서 타겟 포인트의 세트를 결정하는 단계;
수신된 신호에서의 위상 변화(회전)의 시퀀스를 결정하기 위해 연속 복소 상관도에서의 대응하는 타겟 포인트의 위상 각을 모니터링하는 단계;
타겟 포인트의 위상 변화의 평균비를 결정하고, 위상 변화의 평균비를 수신된 신호의 공칭 또는 예상 주파수에 대한 수신된 신호의 주파수 에러를 나타내는주파수로 중계하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 주파수 에러는 수신된 주파수를 매칭하여 혼합 주파수를 보상하도록 사용될 수 있어서, 수신기의 의도한 중간 주파수에 거의 매칭된 중간 주파수 신호를 달성할 수 있다.
일반적으로 표현하면, 통상의 실시형태에 있어서, 중간 주파수 신호는 확산 코드 길이 NC와 소정의 측정 기간(tS)당 확산 코드 사이클의 수(CS)의 적(product)에 의해 분할된 칩 레이트(fC)와 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)의 곱과 동일한 주파수(fS)에서 샘플되어서, 즉, fS= fC ㆍnS/(NCㆍCS), 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)는 나이퀴스트 레이트 이상인 샘플링 주파수를 제공하도록 선택되는 2의 거듭제곱이고, 여기서, 소정의 측정 기간은 코히어런스가 보장되는 기간인 기간 길이 tS를 갖고 tS는 확산 코드 사이클 기간의 정수이다.
바람직한 실시형태에서, 중간 주파수 신호는 16384 복소 샘플의 세트를 생성하기 위해 연속하는 대략 4 msec 기간 동안 대략 4MHz로 샘플된다. 이들 샘플 세트는 각각의 기간에 대한 상관도를 생성하기 위한 처리를 받는다. 생성된 상관도는 복소수이지만, 일반적으로, 수신된 신호를 가장 잘 나타내는 포인트의 세트(일반적으로, 상관도의 피크)의 인덱스(시간 오프셋)를 결정하기 위해 크기만 고려된다. (샘플 상관도의 완벽한 세트에 대한 평균 또는 다른 적합한 함수로서 결정되는)이 시간 오프셋은 위치 결정에 대한 신호의 도달 시간의 측정치로서 사용된다.
그러나, 수신된 신호에서의 어떤 주파수 에러의 영향은 상관도의 피크값의 위상에서의 회전을 야기한다. 연속 상관도에서의 피크 위상 사이의 차를 모니터링함으로써, 원래 신호에서의 레이트 회전 및 주파수 에러가 추정될 수 있다.
제 4 양태에 따르면, 본 발명은 랜덤 잡음과 다중-경로 수신으로 인한 잡음의 영향을 감소시킴으로써 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비를 개선시키는 방법을 포함하며, 상기 방법은,
수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
각 기간에 대한 복수의 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
연속 복소 상관도를 생성하기 위해 각 기간으로부터 샘플 포인트를 처리하는 단계;
수신된 신호의 위상 회전의 레이트를 결정하기 위해 연속 상관도에서의 피크값의 위상을 모니터링하는 단계;
수신된 신호의 회전 레이트로부터 신호의 공칭 또는 예상된 주파수에 대한 수신된 신호의 주파수 에러를 결정하는 단계;
연속 상관도에서의 신호 피크의 위상이 정렬되도록 상관도를 변경시키기 위해 결정된 주파수 에러에 대한 보상으로 신호를 재처리하는 단계; 및
랜덤하게 분포된 위상으로 인한 잡음의 제거량을 제공하기 위해 상관도의 복소 누산을 수행하는 단계를 포함한다.
다시 일반적으로 표현하면, 통상의 실시형태에 있어서, 중간 주파수 신호는확산 코드 길이 NC와 소정의 측정 기간(tS)당 확산 코드 사이클의 수(CS)의 적(product)에 의해 분할된 칩 레이트(fC)와 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)의 곱과 동일한 주파수(fS)에서 샘플되어서, 즉, fS= fC ㆍnS/(NCㆍCS), 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)는 나이퀴스트 레이트 이상인 샘플링 주파수를 제공하도록 선택되는 2의 거듭제곱이고, 여기서, 소정의 측정 기간은 코히어런스가 보장되는 기간인 기간 길이 tS를 갖고 tS는 확산 코드 사이클 기간의 정수이다.
바람직한 실시형태에서, 중간 주파수 신호는 16384 복소 샘플의 세트를 생성하기 위해 연속하는 대략 4 msec 기간 동안 대략 4MHz에서 샘플된다. 이들 샘플 세트는 각각의 기간에 대한 상관도를 생성하기 위한 처리를 받는다. 수신된 신호에서의 어떤 주파수 에러의 영향은 상관도의 피크값의 위상에서의 회전을 야기한다. 연속 상관도에서의 피크 위상 사이의 차를 모니터링함으로써, 원래 신호에서의 레이트 회전 및 주파수 에러가 추정될 수 있다.
통상의 신호 처리는 신호 대 잡음비를 개선시키기 위해 연속 상관도의 누산(또는 평균)을 사용한다. 상관도 데이터의 고유 위상 회전 때문에, 처리는 크기 정보(고유 누산)만을 사용하여 행해진다.
상관도 크기를 택하는 효과는 공통 평면으로 모든 데이터(잡음 + 신호)를 회전시키는 것이고, 따라서, 잡음 및 신호 모두는 누산 처리에 선형적으로 누산된다. 상관도의 어떤 포인트에서 잡음 크기가 연속 상관도를 갖는 진폭에서 랜덤하게 변화하는 반면 신호 진폭은 일반적으로 크고 일정하기 때문에 네트 SNR 개선이 달성된다.
그러나, 신호 크기가 위상 정렬되도록 연속 상관도에서의 회전이 연속 상관도의 위상을 조절함으로써 제거되는 경우에, 랜덤하게 분포된 잡음 위상이 어떠한 삭제를 생성하는 경우에 복소 누산을 수행하는 것이 가능하다. 사실, 잡음은 누산 당 rms-와이즈(wise)를 증가시키지만, 신호는 누산당 선형적으로 증가한다.
역-회전 기술의 잠재적 이점은 다중-경로 영향을 감소시키는 것이다. 수신측에서 처리된 통상의 신호는 직접 경로 신호 + 다수의 반사된 신호를 포함한다. 반사된 신호는 서로 다른 경로를 택해야 하기 때문에, 송신기 및/또는 반사체가 이동중인 경우에 신호는 서로 다른 도플러 주파수 시프트를 나타낸다. 수신된 상관도가 주(primary)(직접 경로)신호의 위상을 정렬시키기 위해 역-회전될 때, 다중경로 신호는 주 신호 평면 외부에서 회전될 수도 있고, 이것은 상관도가 누산될 때 관찰된 다중-경로 진폭에서의 감소를 발생시킨다.
제 5 양태에 따르면, 본 발명은 신호의 도달 각을 결정하는 방법을 포함하며, 상기 방법은,
단일 수신기측에서 2개의 이격된 안테나로부터의 수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
신호 각각에 대한 각 기간에 대한 복수의 복소 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
2개 신호 각각에 대한 연속 상관도를 생성하기 위해 각 기간으로부터 복소샘플 포인트를 처리하는 단계;
2개 신호의 상관도의 피크값의 위상을 비교하는 단계;
2개 신호 사이의 위상에서의 차로부터, 2개 신호의 도달 시간에서의 차를 결정하고, 2개 안테나의 기하학적 위치로부터, 송신기로부터의 신호의 도달 각을 결정하는 단계를 포함한다.
이전의 애플리케이션에서는, 연속 상관도 측정 사이의 위상 회전의 레이트는 송신 주파수 에러를 추정하도록 결정되었다. 공간적으로 분리된 안테나에 동시에 수신된 신호를 측정하는 경우에, 각 측정에 대해 계산된 상관도 사이의 위상차는 송신기로부터 안테나로의 신호의 경로 길이에서의 차를 나타낸다. 차등 경로 길이 측정은 안테나 기선(baseline)에 대한 송신의 도달 각 계산을 가능하게 한다.
제 6 양태에서, 본 발명은 서로 거리적으로 분리된 2개의 송신기로부터의 확산-스펙트럼 통신 수신기에 의해 수신된 2개 신호 사이의 주파수 에러를 결정하는 방법을 제공하고, 상기 방법은,
각 수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
각 측정 기간에 대한 복수의 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 측정 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
복소 상관도의 연속 세트를 생성하기 위해 각 측정 기간으로부터 샘플 포인트를 처리하는 단계;
복소 상관도의 세트로부터, 수신된 신호를 가장 잘 나타내는 각 상관도에서의 복소 포인트중에서 타겟 포인트의 세트를 결정하는 단계;
서로에 대한 수신된 신호에서의 위상 변화의 시퀀스를 결정하기 위해 각 수신된 신호의 연속 복소 상관도에서의 대응하는 타겟 포인트의 위상각을 모니터링하는 단계;
타겟 포인트의 위상 변화의 평균 레이트를 결정하고, 위상 변화의 평균 레이트를 다른 수신된 신호에 대한 수신된 신호중의 하나의 주파수 에러를 나타내는 주파수로 중계하는 단계; 및
수신된 신호에 동기화하기 위해 주파수 에러 정보를 사용하는 단계를 포함한다.
차량 위치를 결정하는 수단으로서 직접-시퀀스 확산-스펙트럼 통신 시스템을 사용하는, 도 1에 도시한 다중-차량 위치결정 및 추적 시스템을 참조하여 본 발명을 설명한다.
직접-시퀀스 확산-스펙트럼 송신 시스템에서, 수신기는 송신과 관련된 확산코드를 갖는 들어오는 합성 스트림을 크로스-상관함으로써 송신된 정보를 추출한다. 들어오고 국부적으로 생성된 확산 코드의 클럭 레이트 및 에폭(epoch)이 매칭될 때, 확산-스펙트럼 신호는 상관도의 소수의 근접 포인트로 폴드(요약)되지만, 모든 다른 매칭되지 않는 신호(일반적으로 잡음)는 전체 상관도를 통해 확산을 유지한다. 확산 코드의 하나의 완벽한 사이클 동안의 상대적 시간 지연(에폭)의 함수로서 확산 코드의 무잡음 버전과 들어오는 신호 사이의 크로스-상관의 값을 상관도라 칭한다.
도 1을 참조하면, 확산-스펙트럼 위치결정 및 추적 시스템에서, 위치결정되는 차량(10)또는 객체상의 송신기는 연속적인 직접 시퀀스 확산-스펙트럼 무선 신호(11)를 방출한다. 이러한 송신은 통신가능 영역의 다수의 충분히 이격된 수신국(12)에서 수신되고 이들 수신기에서의 신호의 도달 시간에서의 차는 상관도 피크에 대응하는 에폭을 결정함으로써 측정된다. 그 후, 인버스 쌍곡선 항법 기술이 오퍼레이터 단말기로 정보를 전송하는 중앙 컴퓨터(13)에서의 송신기의 위치를 계산하기 위해 사용될 수도 있다. 바람직한 실시형태에서, 확산 코드는 511개 비트이고, 최대 길이 의사-랜덤 바이너리 시퀀스(PRBS)는 1Mbit/sec의 레이트로 클럭된다. 이 경우에, 511 마이크로초 마다 확산 코드의 하나의 완벽한 사이클이 존재한다.
본 발명의 실시형태는 수신기측(12)에서 수신된 송신기 송신에 대한 반송 주파수(f1, f2, f3)를 추정하기 위해 새로운 기술을 사용한다. 일반적으로, 이러한 주파수는,
ㆍ반송 주파수 합성 제어 루프에서의 측정 및 양자화 에러로 인한 송신기에서의 주파수 오프셋;
ㆍ송신기상의 주파수-기준 발진기에서의 에러로 인한 송신기에서의 주파수 오프셋;
ㆍ송신기와 수신측 사이의 상대적 이동으로 인한 도플러 변화로 인해 수신측에서의 수신된 신호의 주파수 오프셋 때문에 공칭 값에 에러 비교된다.
송신기와 특정한 수신측 사이의 상대적 이동으로 인해 떨어져 있는 모든 주파수 에러는 모든 수신측에 의해 공통 오프셋으로 보일 것이고, 따라서, 3개 이상의 원격국에서의 단일 세트의 측정으로부터 이동하는 송신기의 속도 벡터을 추정할 수 있게 하는 적합한 처리에 의해 제거될 수도 있다.
주파수 에러를 추정하기 위해 사용된 기술은 사이트에서 데이터 도달 시간을 생성하기 위해 사용된 연속 복소 상관도의 피크에서의 위상 각 회전을 추정하는 것을 포함한다. 그 외의 이점으로서, 이러한 위상 회전이 알려지면, 회전은 원래 데이터로부터 제거될 수도 있어서, 상관도 신호 대 잡음비를 개선시키고 따라서 추적 정확도를 개선시킨다.
직접-경로 신호의 도달 각과 안테나 기선에 대한 송신기의 방향 벡터를 계산할 수 있는, 다이버스 수신 안테나에 수신된 신호 사이의 반송 위상차를 측정하기 위해 동일한 기술이 사용될 수도 있다.
수신된 주파수 에러의 추정
수신측 신호 처리는, 송신기가 정확한 주파수상에서 송신하고 수신된 신호를 중간 주파수(IF)신호로 혼합한다는 것을 가정한다. IF는 16384개 복소 포인트의 세트를 생성하기 위해 대략 4 msec 마다 대략 4MHz로 샘플된다. 샘플 세트는 상관도를 생성하기 위해 처리된다. 이러한 처리는 샘플 세트에 퓨리에 변환을 취하고, 결과적인 복소 주파수 스펙트럼을(제로 주파수 에러 및 알려진 기준 에폭을 갖는)예상된 신호의 퓨리에 변환의 공액 복소수를 포함하는 템플릿만큼 승산되고, 그 결과에 인버스 퓨리에 변환을 취한다.(이 처리는 도 3에 도시되어 있다.)바람직한 실시형태에서, 아날로그-디지털 변환에 따르는 모든 동작이 범용 컴퓨터 처리 장치에서 수행될 수도 있다. 생성된 상관도는 복소 상관값을 포함하지만, 일반적으로, 위치 피팅(fitting)을 위해 사용된, 신호의 에폭(피크 위치)을 결정하기 위해 이들 값의 크기만 고려된다.
그러나, 수신된 신호에서의 어떤 주파 에러의 영향은 복소 상관도 샘플의 회전, 또는 위상에서의 점진적인 변동을 포함한다. 연속 상관도 피크값의 위상 사이의 차를 모니터링함으로써, 위상의 평균 레이트 및 수신된 신호에서의 주파수 에러가 추정될 수도 있다.
속도 추정에 대한 애플리케이션
각 수신측에서 측정된 송신 주파수 에러는 송신기에서의 주파수 오프셋으로 인한 고정된 에러, + 랜덤 측정 에러 + 수신측의 방향에서 송신기 속도 벡터의 성분으로 인한 주파수의 도플러 시프트로 인한 에러를 포함한다. 공통 주파수 에러는 송신기 및 수신측 위치와 3개 이상의 수신측에서 관찰된 주파수 에러가 제공되는경우에 추정될 수도 있다. 공통 성분이 제거되면, 나머지 에러는 송신기와 수신측 사이의 상대적 이동을 계산하기 위해 사용될 수도 있다. 3개 이상의 사이트에서의 측정이 앰비규어티 및/또는 랜덤 측정 에러의 영향을 감소 또는 제거하기 위해 과-결정된 솔루션을 제공하도록 사용될 수 있다.
SNR 측정에 대한 애플리케이션
연속 상관도를 생성하기 위해 데이터의 4-msec 샘플의 누산은 각 상관도에 대한 8개의 완벽한 코드 사이클의 코히어런트 누산을 발생시킨다. 이러한 코히어런트 누산은 최대 신호 대 잡음비(SNR)개선을 제공하지만, 신호가 코히어런트하게 유지되는 시간 동안만 적용된다. 이러한 시간은 반송 주파수 에러로 인한 반송 신호의 주파수 불확실성과 도플러 시프트로 인한 에러에 의해 결정되고, 바람직한 실시형태에서 실질적으로 4 msec 주위로 제한된다.
통상의 신호 처리는 신호 대 잡음비를 더 개선시키기 위해 연속 상관도의 인코히어런트 누산(또는 평균화)을 사용한다. 상관도 데이터의 고유 위상 회전 때문에, 이러한 처리는 크기 정보(즉, 인코히어런트 누산)만을 사용하여 행해질 수 있다.
상관도 크기를 택하는 효과는 공통 평면으로 모든 데이터(잡음 + 신호)를 회전시켜서, 잡음 및 신호 모두가 누산 처리에 누산된다는 것이다. 잡음 크기가 진폭에서 랜덤한 반면 신호 진폭이 크고 일정하기 때문에 네트 신호 대 잡음비 개선이 달성된다.
그러나,(신호의 에폭을 나타내는)신호 피크가 위상 정렬되도록 연속 상관도에서의 회전이 제거되는 경우에, 랜덤하게 분포된 잡음 위상이 어떠한 삭제 생성하는 경우에 복소 누산을 수행하는 것이 가능하다. 사실, 잡음은 누산 당 rms-와이즈(wise)를 증가시키지만, 신호는 누산당 선형적으로 증가한다. 사실, 코히어런스 시간은 코히어런트 누산의 이점을 제공하기 위해 무한적으로 확장된다.
역-회전 기술의 소정의 애플리케이션은 다중-경로 영향을 감소시키는 것이다. 원격측에서 처리된 통상의 신호는 직접 경로 신호 + 다수의 반사된 신호를 포함한다. 반사된 신호는 서로 다른 경로를 택해야 하기 때문에, 송신기 및/또는 반사체가 이동중인 경우에 신호는 서로 다른 도플러 주파수 시프트를 나타낸다. 수신된 상관도가 주(primary)(직접 경로)신호의 위상을 정렬시키기 위해 역-회전될 때, 다중경로의 위상은 통상적으로 위상 회전을 나타낸다. 이러한 위상 회전 다중경로 신호의 코히어런트 누산은 통상적으로 구성적이고 파괴적인 누산을 나타내고, 따라서, 각 누산 단계와 선형적으로 증가하지 않는다. 이것은 상관도가 누산될 때 관찰된 다중-경로 진폭에서의 감소를 발생시킨다.
도달 각 측정에 대한 애플리케이션
이전의 애플리케이션에서는, 연속 상관도 측정 사이의 위상 회전의 레이트는 송신 주파수 에러를 추정하기 위해 결정되었다. 공간적으로 분리된 안테나에 동시에 수신된 공통 신호를 측정하는 경우에, 대응하는 상관도에서의 신호 피크 사이의(반송)위상차는 송신기로부터 각 안테나로의 공통 신호의 경로 길이에서의 차(들)을 나타낸다. 차등 경로 길이 측정은 안테나 기선에 대한 송신의 도달 각 계산을 가능하게 한다.
일반 주파수 측정에 대한 애플리케이션
본 발명의 실시형태에서 주파수 에러의 측정을 위해 전술한 기술은 일반적으로 거리적으로 분리된 임의의 2개의 주파수 소스 사이의 에러의 측정에 적용될 수도 있고 따라서, 원격 주파수 동기화 방법으로서 사용될 수도 있다.
속도 및 방향의 결정
도 2를 참조하면, 바람직한 실시형태의 추적 시스템내에서 동작하는 차량의 이동 속도 및 방향의 결정은 아래와 같이 수행되고, 여기서,
ⅰ)3개의 수신기가 기지국(B1, B2, B3)에 위치되고,
ⅱ)제 1 기지국(B1)및 송신기(T)와 제 2 기지국(B2)및 송신기(T)로부터 그어진 라인 사이의 대응하는 각이 θ이고, 제 1 기지국(B1)및 송신기(T)와 제 3 기지국(B3)및 송신기(T)로부터 그어진 라인 사이의 대응하는 각이 δ이도록 송신기(T)가 위치되고,
ⅲ)송신된 신호의 반송 주파수는 fc이고,
ⅳ)송신기의 이동으로 인한 최대 도플러 시프트는,
fd= fcv/c (1)
이고, 여기서, v는 송신기의 속도이고 c는 무선 신호의 전파 속도이고,
ⅴ)기지국(B1, B2, B3)각각에서 수신된 신호의 측정된 반송 주파수(f1, f2, f3)는,
f1= fc+ fdcos(α) (2)
f2= fc+ fdcos(θ- α) (3)
f3= fc+ fdcos(α+ δ) (4)
에 의한 최대 도플러 시프트에 관한 것이고, 여기서, α는, α및 fd가,
f1- f2= fd(cosα- cos(α- θ)) (5)
f1- f3= fd(cosα- cos(α+ δ)) (6)
를 계산함으로써 결정될 수 있는 송신기(T)의 이동 방향과 제 1 기지국(B1)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고, 여기서, f1, f2, f3, θ및 δ는 알려져 있다.
그 후, 송신기의 속도는 α가 B1-T 라인에 대한 이동 방향을 제공하면서, 수학식(1)에서 fd를 대입함으로써 결정될 수 있다.
다수의 변형 및 변경이 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고 소정의 실시형태에 나타낸 바와 같이 본 발명에 대해 이루어질 수도 있다는 것을 당업자는 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 실시형태는 모든 점에서 한정하는 것이 아니라 예시적인 것으로서 고려되어야 한다.

Claims (29)

  1. 이동 송신기(T)의 이동의 속도 및 방향을 결정하는 방법에 있어서,
    상기 이동 송신기로부터 신호를 송신하는 단계;
    서로에 대하여 알려진 위치를 갖는 평면상의 이격된 위치에 위치된 3개 또는 그 이상의 수신기에서 송신된 신호를 수신하는 단계;
    각 수신기에서 수신된 신호에 대한 도달 정보의 시간을 결정하는 단계;
    송신기로부터 수신기 각각으로의 송신 경로 길이차를 계산하고 다중-레터레이션(lateration)을 사용하여 수신기에 대한 송신기의 위치를 계산하기 위해 경로 길이차를 사용하는 단계;
    각 수신기에 수신된 신호에 대해, 송신된 신호의 공칭 송신 반송 주파수로부터 주파수 오프셋을 결정하는 단계;
    수신기에서의 주파수 오프셋과, 수신기의 평면내에서 수신기에 대한 송신기 이동의 순간 속도 및 방향을 계산하기 위해 수신기에 대한 송신기의 위치를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기는 수신기에 의해 정의된 평면이 지구의 표면과 거의 같도록 지표면에 대해 알려진 고정 위치에 위치되고 이격되어서, 상기 송신기 이동의 속도및 방향이 지표면에 대해 계산되는 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    ⅰ) 3개의 수신기가 기지국(B1, B2, B3)에 위치되고,
    ⅱ) 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 2 기지국(B2)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이의 대응하는 각이 θ이고, 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 3 기지국(B3)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이의 대응하는 각이 δ이도록 송신기(T)가 위치되고,
    ⅲ)송신된 신호의 반송 주파수는 fc이고,
    ⅳ)송신기의 이동으로 인한 최대 도플러 시프트는,
    fd= fcㆍv/c (1)
    이고, 상기 v는 기지국의 평면에서의 송신기의 이동 속도이고 상기 c는 무선 신호의 전파 속도이고,
    ⅴ)기지국(B1, B2, B3)각각에서 수신된 신호의 측정된 반송 주파수(f1, f2, f3)는,
    f1= fc+ fdcos(α) (2)
    f2= fc+ fdcos(θ- α) (3)
    f3= fc+ fdcos(α+ δ) (4)
    에 의한 최대 도플러 시프트에 관한 것이고, 상기 α는 송신기(T)의 이동 방향과 제 1 기지국(B1)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고,
    ⅵ)상기 α및 fd는,
    f1- f2= fd(cosα- cos(α- θ)) (5)
    f1- f3= fd(cosα- cos(α+ δ)) (6)
    를 계산함으로써 결정될 수 있고, 상기 f1, f2, f3, θ및 δ는 알려져 있고,
    ⅶ)송신기(T)의 속도는 수학식(1)에서 fd를 대입함으로써 결정될 수 있고, 상기 α는 B1-T 라인에 대한 이동 방향을 제공하는 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    측정은 앰비규어티(ambiguity)및/또는 랜덤 측정 에러의 영향을 감소 또는 제거하기 위해 과-결정된(over-determined)솔루션을 제공하도록 3개 이상의 수신기에서 이루어지는 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    송신 시스템은 N/fn이 송신기로부터 수신기로의 신호 전파 지연 보다 더 크도록 변조 신호가 선택되는 시퀀스 길이 N(비트)및 칩 레이트 fn(코드 클럭 레이트)을 갖는 필터링된(대역-제한)최대 길이 의사-랜덤 바이너리 시퀀스(PRBS)인 직접-시퀀스 확산-스펙트럼 시스템인 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  6. 이동 송신기 이동의 속도 및 방향을 결정하는 방법에 있어서,
    이동 송신기로부터 신호를 송신하는 단계;
    공간에서 서로에 대해 알려진 위치를 갖고 단일 평면에 포함되지 않는 이격된 위치에 위치된 4개 이상의 수신기에서 송신된 신호를 수신하는 단계;
    각 수신기에 수신된 신호에 대한 도달 정보의 시간을 결정하는 단계;
    송신기로부터 수신기 각각으로의 상대적 송신 경로 길이차를 계산하고 다중-레터레이션을 사용하여 수신기에 대한 송신기의 위치를 계산하기 위해 경로 길이차를 사용하는 단계;
    각 수신기에 수신된 신호에 대해, 송신된 신호의 공칭 송신 반송 주파수로부터 주파수 오프셋을 결정하는 단계;
    수신기에서의 주파수 오프셋과, 수신기에 대한 송신기 이동의 순간 속도 및 방향을 계산하기 위해 수신기에 대한 송신기의 위치를 사용하는 단계를 포함하는것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    ⅰ)4개의 수신기가 기지국(B1, B2, B3, B4)에 위치되고,
    ⅱ)제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 2 기지국(B2)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이에 대응하는 각이 θ이고, 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 3 기지국(B3)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이에 대응하는 각이 δ이고, 제 1 기지국(B1)으로부터 송신기(T)로와 제 4 기지국(B4)으로부터 송신기(T)로 각각 그어진 라인 사이에 대응하는 각이 φ이도록 송신기(T)가 위치되고,
    ⅲ)송신된 신호의 반송 주파수는 fc이고,
    ⅳ)송신기의 이동으로 인한 최대 도플러 시프트는,
    fd= fcㆍv/c (1)
    이고, 상기 v는 송신기의 이동 속도이고 상기 c는 무선 신호의 전파 속도이고,
    ⅴ)기지국(B1, B2, B3, B4)각각에 수신된 신호의 측정된 반송 주파수(f1, f2, f3, f4)는,
    f1= fc+ fdF1(α, β, δ, φ) (7)
    f2= fc+ fdF2(α, β, δ, φ) (8)
    f3= fc+ fdF3(α, β, δ, φ) (9)
    f4= fc+ fdF4(α, β, δ, φ) (10)
    에 의한 최대 도플러 시프트에 관한 것이고, 상기 α는 송신기(T)의 이동 방향과 제 1 기지국(B1)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고, 상기 β는 송신기(T)의 이동 방향과 제 2 기지국(B2)및 송신기(T)가 만나는 라인 사이의 각이고,
    ⅵ)상기 α, β및 fd는 수학식 7, 8, 9 및 10을 계산함으로써 결정되고, 상기 f1, f2, f3, f4, θ, δ 및 φ는 알려져 있고,
    ⅶ)송신기(T)의 속도는 수학식(1)에서 fd를 대입함으로써 결정되고, α 및 β는 B1- T 및 B2- T 라인에 대한 이동 방향을 제공하는 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
    측정은 앰비규어티(ambiguity)및/또는 랜덤 측정 에러의 영향을 감소 또는 제거하기 위해 과-결정된(over-determined)솔루션을 제공하도록 4개 이상의 수신기에서 이루어지는 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  9. 제 6 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    송신 시스템은 N/fn이 송신기로부터 수신기로의 신호 전파 지연 보다 더 크도록 선택되는 PN 코드에 대해 PN 코드 길이 N 비트 및 칩 레이트 fn(코드 클럭 레이트)을 갖는 확산-스펙트럼 시스템인 것을 특징으로 하는 이동 송신기 이동의 속도 및 방향 결정 방법.
  10. 직접 시퀀스 확산-스펙트럼 통신 수신기에 의해 수신된 신호에서의 주파수 에러를 결정하는 방법에 있어서,
    수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
    각 측정 기간에 대한 복수의 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 측정 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
    복소 상관도(correlogram)의 연속 세트를 생성하기 위해 각 측정 기간으로부터 샘플 포인트를 처리하는 단계;
    상기 복소 상관도의 세트로부터, 수신된 신호를 가장 잘 나타내는 상관도에서의 복소 포인트 중에서 타겟 포인트의 세트를 결정하는 단계;
    수신된 신호에서의 위상 변화의 시퀀스를 결정하기 위해 연속 복소 상관도에서의 대응하는 타겟 포인트의 위상 각을 모니터링하는 단계;
    타겟 포인트의 위상 변화의 평균비를 결정하고, 위상 변화의 평균비를 수신된 신호의 공칭 또는 예상 주파수에 대한 수신된 신호의 주파수 에러를 나타내는 주파수로 중계하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 복소 상관도에서의 타겟 포인트의 위치는 각 복소 상관도의 크기에서의 피크를 식별함으로써 위치되는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    샘플 세트는 각 기간에 대한 복소 상관도를 생성하기 위해 처리되고, 생성된 상관도는 누산되며 위치 결정에 대한 신호의 도달 시간은 누산된 상관도의 피크 크기를 갖는 포인트 세트의 위치를 결정함으로써 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  13. 제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,
    상기 각 복소 상관도에서의 타겟 포인트의 위치는 각각의 상관도의 피크를 나타내기 위해 결정된 포인트 세트에서의 제 1 포인트를 위치시킴으로써 선택되는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  14. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 수신된 신호에서의 주파수 에러의 영향은 연속 상관도 피크값의 위상 사이의 차를 모니터링하고 위상 변동의 레이트를 측정하여 주파수 에러를 추정함으로써 측정되는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  15. 제 10 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 측정된 주파수 에러는 수신된 주파수를 매칭하기 위해 혼합 주파수를 보상하도록 사용되어, 수신기의 의도한 중간 주파수에 거의 매칭된 중간 주파수 신호를 달성하는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  16. 제 10 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    중간 주파수 신호는 확산 코드 길이 NC와 소정의 측정 기간(tS)당 확산 코드 사이클의 수(CS)의 적(product)에 의해 분할된 칩 레이트(fC)와 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)의 곱과 동일한 주파수(fS)에서 샘플되어서, 즉, fS= fC ㆍnS/(NCㆍCS), 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)는 나이퀴스트 레이트 이상인 샘플링 주파수를 제공하도록 선택되는 2의 거듭제곱이고, 소정의 측정 기간은 코히어런스가 보장되는 기간인 기간 길이 tS를 갖고 tS는 확산 코드 사이클 기간의 정수인 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  17. 랜덤 잡음과 다중-경로 수신으로 인한 잡음의 영향을 감소시킴으로써 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비를 개선시키는 방법에 있어서,
    수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
    각 기간에 대한 복수의 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
    연속 복소 상관도를 생성하기 위해 각 기간으로부터 샘플 포인트를 처리하는 단계;
    수신된 신호의 위상 회전의 레이트를 결정하기 위해 연속 상관도에서의 피크값의 위상을 모니터링하는 단계;
    수신된 신호의 회전 레이트로부터 신호의 공칭 또는 예상 주파수에 대한 수신된 신호의 주파수 에러를 결정하는 단계;
    연속 상관도에서의 신호 피크의 위상이 정렬되도록 상관도를 변경시키기 위해 추정된 주파수 에러에 대한 보상으로 신호를 재처리하는 단계; 및
    복소 상관도의 누산을 수행하여 랜덤하게 분포된 위상으로 인한 잡음을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    위치 결정에 대한 신호의 도달 시간은 상관도의 피크 크기를 갖는 포인트 세트의 위치를 결정함으로써 결정되는 것을 특징으로 하는 확산-스펙트럼 수신기의신호 대 잡음비 개선 방법.
  19. 제 17 항 또는 제 18 항에 있어서,
    상기 각 복소 상관도에서의 타겟 포인트의 위치는 각각의 상관도의 피크를 나타내기 위해 결정된 포인트 세트에서의 제 1 포인트를 위치시킴으로써 선택되는 것을 특징으로 하는 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  20. 제 17 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신된 신호에서의 주파수 에러의 영향은 연속 상관도 피크값의 위상 사이의 차를 모니터링하고 위상 변동의 레이트를 측정하여 주파수 에러를 추정함으로써 측정되는 것을 특징으로 하는 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  21. 제 17 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 측정된 주파수 에러는 수신된 주파수를 매칭하기 위해 혼합 주파수를 보상하도록 사용되어, 수신기의 의도한 중간 주파수에 거의 매칭된 중간 주파수 신호를 달성하는 것을 특징으로 하는 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  22. 제17 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 있어서,
    중간 주파수 신호는 확산 코드 길이 NC와 소정의 측정 기간(tS)당 확산 코드 사이클의 수(CS)의 적(product)에 의해 분할된 칩 레이트(fC)와 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)의 곱과 동일한 주파수(fS)에서 샘플되어서, 즉, fS= fC ㆍnS/(NCㆍCS), 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)는 나이퀴스트 레이트 이상인 샘플링 주파수를 제공하도록 선택되는 2의 거듭제곱이고, 소정의 측정 기간은 코히어런스가 보장되는 기간인 기간 길이 tS를 갖고 tS는 확산 코드 사이클 기간의 정수인 것을 특징으로 하는 확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  23. 제 17 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 추정된 주파수 에러는 연속 상관도의 위상을 조절하도록 사용되어 신호 피크가 위상 정렬되고, 상기 누산 단계는 상관도의 복소 누산을 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 복소 상관도의 누산은 다중-경로 영향을 감소시키기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는확산-스펙트럼 수신기의 신호 대 잡음비 개선 방법.
  25. 신호의 도달 각을 결정하는 방법에 있어서,
    단일 수신기측에서 2개의 이격된 안테나로부터의 수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
    신호 각각에 대한 각 기간에 대한 복수의 복소 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
    2개 신호 각각에 대한 연속 상관도를 생성하기 위해 각 기간으로부터 복소 샘플 포인트를 처리하는 단계;
    2개 신호의 상관도의 피크값의 위상을 비교하는 단계;
    2개 신호 사이의 위상에서의 차로부터, 2개 신호의 도달 시간에서의 차를 결정하고, 2개 안테나의 기하학적 위치로부터, 송신기로부터의 신호의 도달 각을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호의 도달 각 결정 방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    중간 주파수 신호는 확산 코드 길이 NC와 소정의 측정 기간(tS)당 확산 코드 사이클의 수(CS)의 적(product)에 의해 분할된 칩 레이트(fC)와 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)의 곱과 동일한 주파수(fS)에서 샘플되어서, 즉, fS= fC ㆍnS/(NCㆍCS), 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)는 나이퀴스트 레이트 이상인 샘플링 주파수를 제공하도록 선택되는 2의 거듭제곱이고, 소정의 측정 기간은 코히어런스가 보장되는 기간인 기간 길이 tS를 갖고 tS는 확산 코드 사이클 기간의 정수인것을 특징으로 하는 신호의 도달 각 결정 방법.
  27. 서로 거리적으로 분리된 2개의 송신기로부터의 확산-스펙트럼 통신 수신기에 의해 수신된 2개 신호 사이의 주파수 에러를 결정하는 방법에 있어서,
    각 수신된 신호를 중간 주파수 신호에 혼합하는 단계;
    각 측정 기간에 대한 복수의 샘플 포인트를 생성하기 위해 소정의 측정 기간 동안 중간 주파수 신호의 복수의 샘플을 연속적으로 생성하는 단계;
    복소 상관도의 연속 세트를 생성하기 위해 각 측정 기간으로부터 샘플 포인트를 처리하는 단계;
    복소 상관도의 세트로부터, 수신된 신호를 가장 잘 나타내는 각 상관도에서의 복소 포인트중에서 타겟 포인트의 세트를 결정하는 단계;
    서로에 대한 하나의 수신된 신호에서의 위상 변화의 시퀀스를 결정하기 위해 각 수신된 신호의 연속 복소 상관도에서의 대응하는 타겟 포인트의 위상각을 모니터링하는 단계;
    타겟 포인트의 위상 변화의 평균 레이트를 결정하고, 위상 변화의 평균 레이트를 다른 수신된 신호에 대한 수신된 신호의 주파수 에러를 나타내는 주파수로 중계하는 단계; 및
    수신된 신호에 동기화하기 위해 주파수 에러 정보를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 복소 상관도에서의 타겟 포인트의 위치는 각 복소 상관도의 크기에서의 피크를 식별함으로써 위치되는 것을 특징으로 하는 주파수 에러 결정 방법.
  29. 제 27 항 또는 제 28 항에 있어서,
    중간 주파수 신호는 확산 코드 길이 NC와 소정의 측정 기간(tS)당 확산 코드 사이클의 수(CS)의 적(product)에 의해 분할된 칩 레이트(fC)와 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)의 곱과 동일한 주파수(fS)에서 샘플되어서, 즉, fS= fC ㆍnS/(NCㆍCS), 소정의 측정 기간(tS)당 샘플의 수(nS)는 나이퀴스트 레이트 이상인 샘플링 주파수를 제공하도록 선택되는 2의 거듭제곱이고, 소정의 측정 기간은 코히어런스가 보장되는 기간인 기간 길이 tS를 갖고 tS는 확산 코드 사이클 기간의 정수인 것을 특징으로 하는주파수 에러 결정 방법.
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