KR20040011429A - 통신 시스템에서 신호 전력 레벨을 제어하는 방법 및 장치 - Google Patents

통신 시스템에서 신호 전력 레벨을 제어하는 방법 및 장치 Download PDF

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KR20040011429A
KR20040011429A KR10-2003-7006274A KR20037006274A KR20040011429A KR 20040011429 A KR20040011429 A KR 20040011429A KR 20037006274 A KR20037006274 A KR 20037006274A KR 20040011429 A KR20040011429 A KR 20040011429A
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Abstract

통신 시스템 (100) 에서 신호 전력 레벨을 제어하는 신규하고 개선된 방법 및 장치는, 간섭 제거 전후에, 각각 수신 신호의 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 결정하고, 제 1 신호 대 간섭비와 제 2 신호 대 간섭비 사이의 차이를 결정하고, 그 차이에 기초하여, 그 수신 신호의 소스로부터 송신되는 신호의 전력 레벨을 제어하기 위한 신호 대 간섭 임계값을 결정함으로써 이루어진다.

Description

통신 시스템에서 신호 전력 레벨을 제어하는 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING SIGNAL POWER LEVEL IN A COMMUNICATION SYSTEM}
CDMA (Code division multiple access) 통신 시스템들은 오래 동안 상업적인 오퍼레이션들에 이용되어 왔다. CDMA 통신 시스템들에 있어서, 동일한 지리적 영역내의 다수의 사용자들은 상기 통신 시스템이 공통적인 반송파 주파수에 의해 동작하도록 결정할 수도 있다. 각 사용자로부터의 신호는 독특하게 할당된 코드에 따라 코딩된다. 공통적인 반송파 주파수를 이용하여 사용자들로부터 신호들을 수신하는 수신기는 할당된 코드에 따라 각 신호를 디코딩한다. 신호를 디코딩하는 동안에, 모든 다른 사용자들로부터 송신된 신호들은 간섭으로서 취급될 수도 있다. 간섭 레벨을 제어하기 위하여, CDMA 시스템을 동작시키기 위한 기본 원리들 중 하나는 시스템의 서로 다른 사용자들에 의해 송신되는 신호들의 전력 레벨을 제어하는 방법 및 장치에 기초한다. 배터리 전력을 보존하는 것과 같이, CDMA 시스템에서 신호들의 전력 레벨을 제어하기 위한 다른 이유들은 당업자에게 공지 되어있다.
일반적으로, 간섭의 영향을 제거하기 위하여, 사용자는 신호 전력 레벨 또는 통신 데이터 레이트, 또는 이들 모두를 증가시킬 수도 있다. 더 많은 사용자들이 신호 전력 레벨 또는 통신 데이터 레이트를 증가시키므로, 다른 사용자들에 의해 경험되는 간섭의 레벨도 또한 증가된다. 이와 같이, 각 사용자에 의해 경험되는 간섭 레벨이 최소화되도록 각 사용자에 의해 송신되는 각 신호의 전력 레벨을 제어할 필요가 있다. 또한, 신호 간섭을 제거하기 위하여 수신기에서 효과적인 신호 프로세싱을 해야한다.
개시되어 있는 실시예들은 통신 분야에 관한 것이다. 특히, 개시되어 있는 실시예들은 간섭을 감소시키기 위한 신호 전력 레벨의 제어, 및 수신기에서 신호 간섭을 제거하기 위한 유효한 신호 프로세싱에 관한 것이다.
개시되어 있는 실시예들의 특징, 목적, 이점을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하며, 도면 중 동일한 참조부호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 1 은 통신 시스템의 일반적인 블록도를 나타낸다.
도 2 는 송신기의 일반적인 블록도를 나타낸다.
도 3 은 도 2 의 송신기에 사용될 수 있는 월시 커버링/스프레딩 모듈의 블록도를 나타낸다.
도 4 는 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 5 는 터보 인코더의 블록도의 일례를 나타낸다.
도 6 은 종래의 터보 디코더의 블록도를 나타낸다.
도 7 은 수신기에서의 간섭 제거를 위한 동작 흐름도를 나타낸다.
도 8 은 폐쇄 루프 전력 제어의 흐름도의 일례를 나타낸다.
도 9 는 폐쇄 루프 전력 제어에 사용되는 새로운 설정값을 결정하기 위한 흐름도를 나타낸다.
통신 시스템에서 신호 전력 레벨을 제어하는 신규하고 개선된 방법 및 장치는, 간섭 제거 전후에 각각 수신된 신호에 대한 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 결정하고, 제 1 신호 대 간섭비와 제 2 신호 대 간섭비 사이의 차이를 결정하고, 그 차이에 기초하여, 수신된 신호의 소스로부터 송신된 신호의 전력 레벨을 제어하기 위한 신호 대 간섭 임계값을 결정함으로써 이루어진다.
도 1 은 어떤 코드 분할 다중 액세스 통신 시스템 표준들에 따라 동작될 수 있는 통신 시스템 (100) 의 일반적인 블록도를 나타낸다. 이러한 표준들은 TIA/EIA-95 표준, TIA/EIA-IS-2000 표준, IMT-2000 표준, WCDMA 표준, 및 여기에 참조된 모든 표준들을 포함한다. 상기 표준들의 사본은, 어드레스 : http://www.cdg.org 로 월드 와이드 웹에 액세스하거나, 또는 미국 VA 22201, 알링턴, 윌슨 블러바드 2500, TIA 표준 기술부에 문의함으로써 획득될 수도 있다. 일반적으로, 통신 시스템 (100) 은 이동국 (102 내지 104) 과 같은 다수의 이동국들 사이에, 그리고 이동국 (102 내지 104) 과 유선 네트워크 (105) 사이에 통신 링크들을 제공하는 기지국 (BS)(101) 을 구비한다. BS (101) 는 이동국 제어기, 기지국 제어기, 및 무선 주파수 트랜시버와 같은 다수의 구성요소들을 구비할 수도 있다. 또한, BS (101) 는 다른 기지국들 (간략화를 위해 도시하지 않음) 과 통신할 수도 있다. BS (101) 는 순방향 링크를 통하여 각 이동국 (MS) 과 통신한다. 순방향 링크는 BS (101) 로부터 송신되는 순방향 링크 신호 (106) 에 의해 유지된다. 일부 이동국들 (102 내지 104) 에 대하여 타겟화된 신호들은 합산되어 신호 (106) 를 형성 할 수도 있다. 신호 (106) 를 수신하는 MS (102 내지 104) 들 각각은 수신된 신호 (106) 를 디코딩하여 신호 수신중인 MS (102 내지 104) 의 사용자에 대하여 타겟화되는 정보를 추출한다. 각각의 수신중인 MS들 (102 내지 104) 은 다른 수신 이동국들에 대하여 타겟화된 수신 신호의 일부를 간섭으로서 취급할 수도 있다. 각 MS들 (102 내지 104) 은, MS들 (102 내지 104) 각각에 대한 역방향 링크 신호들 (107 내지 109) 과 같은 역방향 링크 신호를 통하여 BS (101) 와 통신한다.
또한, BS (101) 는 순방향 링크를 통하여 파일럿 채널에 의해 소정의 일련의 데이터 비트들을 모든 이동국들에 송신하여 순방향 링크 신호 (106) 의 디코딩시에 각 이동국을 도와준다. 각 MS 는 파일럿 채널을 BS (101) 에 송신할 수도 있다. MS 로부터 송신된 파일럿 채널은 MS 로부터 송신된 역방향 링크 신호에 의해 운반되는 정보를 디코딩하는데 사용될 수도 있다. 파일럿 채널의 사용 및 동작은 공지되어 있다. 순방향 링크 및 역방향 링크를 통하여 통신하는 송신기 및 수신기는 각 이동국 (102 내지 104) 과 BS (101) 에 포함된다.
도 2 는 일 실시예에 따른 BS (101) 및 이동국들 (102 내지 104) 에 사용되는 송신기 (200) 의 일반적인 블록도를 나타낸다. 송신기 (200) 는 IS-2000 표준에 따른 CDMA 시스템 동작에 사용될 수도 있다. 채널 데이터 비트들은 채널인코더 (201) 에 입력되어 인코딩된 채널 데이터 심볼들을 생성한다. 채널 인코더 (201) 의 기능들은 프레임 품질 비트들을 가산하는 기능, 콘볼루션 및/또는 터보 인코딩을 수행하는 기능을 포함할 수도 있다. 데이터의 1 블록은 각 시간 레임으로 송신된다. 인코딩 레이트는 1/2, 1/4, 또는 어떤 다른 인코딩 레이트일 수도 있다. 인코딩 이후에, R개의 데이터 심볼들을 인코딩된 매 데이터 비트마다 생성한다. 그 결과, 데이터의 R 개의 블록이 인코더 (201) 의 입력에서 매 데이터 블록마다 생성된다. 1/2 레이트로 인코딩하는 경우에, 2개의 데이터 블록들이 인코더 (201) 의 출력에서 각 입력 블록에 대하여 생성된다. 인코더 (201) 는 채널 인코딩된 심볼들을 인터리빙 기능에 적합한 블록 인터리버 (202) 로 보낸다. 블록 인터리버 (202) 는 데이터를 RAM 블록 (도시되지 않음) 에 기록하는 동안에 인터리빙 기능에 따른 데이터의 각 블록에서 데이터 심볼들의 위치를 재배열하고, RAM 블록으로부터 그 재배열된 데이터의 블록을 출력한다. 인터리빙된 데이터 심볼들을 긴 코드 스크램블링/변조기 블록 (203) 에 입력하며, 여기서 각 채널내의 데이터 심볼들은 긴 코드 마스크로 스크램블링된다. 긴 코드 마스크를 각 사용자에게 할당한다. 또한, 전력 제어 심볼 펑처링과 같은 다른 기능들이 긴 코드 스크램블링/변조기 블록 (203) 에서 발생할 수도 있다. 각 전력 제어 심볼은 사용자에게 명령하여 역방향 링크 신호의 전력 레벨을 증가 또는 감소시킨다. 디멀티플렉서 (204) 는 긴 코드 스크램블링/변조기 블록 (203) 의 출력을 디멀티플렉싱하여 월시 커버링 및 BPSK 또는 QPSK PN 스프레딩을 위한 동위상 (in-phase) 데이터 심볼 (211) 및 4 위상 데이터 심볼 (212) 을 생성한다.QPSK PN 스프레딩을 사용할 수도 있으므로, 2 개의 데이터 심볼들은 디멀티플렉서 (204) 로부터 동시에 출력될 수도 있다. 월시 커버링/스프레딩 블록 (205) 은 안테나 시스템 (도시되지 않음) 으로부터 이후에 증폭 및 송신을 하기 위하여 입력 데이터 심볼들을 변조 및 스프레딩시킨다.
도 3 은 일 실시예에 따른 월시 커버링/스프레딩 블록 (205) 의 블록도를 나타낸다. 도시된 바와 같이 블록 (205) 의 동작들은 커버리지 영역에서 BS (101) 로부터 이동국들로 증폭 및 송신용 신호 (313) 를 생성하도록, 월시 커버 동작, 이동국들에 대하여 타겟화된 순방향 링크 신호들을 합산하는 합산 동작, 복소 곱셈기 동작, 베이스밴드 필터링 동작, 및 반송파 변조 동작을 포함한다. 또한, 블록 (205) 는 역방향 링크 신호들의 송신을 위해 이동국들에 의해 사용될 수도 있다. 블록 (205) 은 다양한 구성들의 약간의 동작들을 포함할 수도 있다. 월시 코드는 정상적으로 각각의 순방향 및 역방향 링크에 의해 각 채널에 할당된다. 긴 코드 스크램블링 이후에, 그에 따라 생성된 I 및 Q 신호 (211, 212) 는 월시 커버 동작을 받는다. 채널에 대한 월시 커버 동작은 월시 커버 블록 (310) 에 도시되어 있다. 블록 (310) 에서의 월시 커버 동작은 입력 I 및 Q 신호들 (211, 212) 에 할당된 월시 함수를 곱하여 월시 커버링된 I 및 Q 신호들 (306, 307) 을 생성한다.
순방향 링크 신호는 이동국에 대하여 각각 타겟화된 몇몇 신호들 중에서 결합된 신호일 수도 있다. 신호들이 결합되어 순방향 링크 신호를 형성하는 경우에, 다른 채널들의 I 및 Q 신호 (341, 342) 를 월시 커버 블록 (310) 에서의 월시커버 동작과 같이 각각의 월시 코드들에 의해 월시 커버한 이후에, 합산 블록들 (343, 344) 에 입력한다. 월시 커버 동작 이전에, I 신호 (341) 들 및 Q 신호 (342) 들은 I 신호 (211) 및 Q 신호 (212) 에 대하여 나타낸 동작들과 유사한, 인코딩 동작, 블록 인터리빙 동작, 및 긴 코드 스크램블링 동작들을 받는다. 월시 커버 동작들 이후에, I 신호들 (306 및 341) 은 합산 블록 (343) 에서 합산되며, Q 신호들 (307, 342) 은 합산 블록 (344) 에서 합산된다. 그 결과들은 I-신호 (345) 와 Q-신호 (346) 로 결합된다. 신호들 (306, 307) 은 합산기 (343, 344) 의 합산 동작을 위한 신호들이 없는 경우에 신호들 (345, 346) 로서 통과한다.
블록 (205) 의 다음 동작은 PNI 시퀀스 (347) 및 PNQ 시퀀스 (348) 를 통한 복소 곱셈기 동작을 포함한다. PNI 및 PNG 시퀀스 (347, 348) 는 I 및 Q 채널 PN 시퀀스이다. 신호들 (345, 346) 은 PNI 및 PNG 시퀀스 (347, 348) 에 의해 복소 곱셈된다. 복소 곱셈기 (370) 의 동작에 의해 스프레딩 신호들 (345, 346) 은 I 및 Q 신호들 (371, 372) 을 생성한다. 베이스 밴드 필터 (373, 374) 는 I 및 Q 신호들 (371, 372) 을 필터링하는데 사용될 수도 있다. 필터링 이후에 I 및 Q 신호들 (371, 372) 을 반송파 변조시키기 위하여, 곱셈기들 (375, 376) 을 사용한다. 그에 따라 발생된 신호들은 결합기 (377) 에서 결합되어 결합된 신호 (313) 를 생성한다. 안테나 시스템 (도시되지 않음) 으로부터 송신하기 위하여 신호 (313) 를 증폭할 수도 있다.
도 4 는 CDMA 신호들을 처리하는데 사용되는 수신기 (400) 의 블록도를 나타낸다. 수신기 (400) 는 수신된 신호를 복조하여 수신된 신호에 의해 운반된 정보를 추출한다. 수신 (Rx) 샘플들을 RAM (404) 에 기억한다. 수신 샘플들은 무선 주파수/중간 주파수 (RF/IF) 시스템 (490) 및 안테나 시스템 (492) 에 의해 생성된다. 안테나 시스템 (492) 는 RF 신호를 수신하고, RF 신호를 RF/IF 시스템 (490) 으로 전송한다. RF/IF 시스템 (490) 은 어떤 콘볼루션 RF/IF 수신기일 수도 있다. 수신된 RF 신호들은 일 실시예에 따라 필터링되고, 다운-컨버팅되고, 계수화되어 베이스밴드 주파수들에서 RX 샘플들을 형성한다. 그 샘플들을 디멀티플렉서 (demux)(402) 로 공급한다. 디멀티플렉서 (402) 의 출력을 탐색기 (searcher) 유닛 (406), 및 핑거 엘리먼트 (408) 들에 공급한다. 제어 유닛 (410) 을 디멀티플렉서에 연결한다. 결합기 (412) 는 디코더 (414) 를 핑거 엘리먼트 (408) 들에 연결한다. 일 실시예에 있어서, 제어 유닛 (410) 은 소프트웨어에 의해 제어되는 마이크로프로세서이며, 동일한 집적 회로에 또는 개별 집적 회로에 배치될 수도 있다.
동작시에, 수신 샘플들을 디멀티플렉서 (402) 에 공급한다. 디멀티플렉서 (402) 는 그 샘플들을 탐색기 유닛 (406) 및 핑거 엘리먼트 (408) 들에 공급한다. 제어 유닛 (410) 은 탐색기 유닛 (406) 으로부터의 탐색 결과들에 기초하여 서로 다른 시간 오프셋들에서 수신된 신호의 복조를 수행하도록 핑거 엘리먼트 (408) 들을 구성한다. 복조의 결과들을 결합하여 디코더 (414) 로 전송한다. 디코더 (414) 는 데이터를 디코딩하고, 그 디코딩된 데이터를 출력한다.
일반적으로 탐색동안에, 탐색기 (406) 는 파일럿 채널을 비-가간섭성 (non-coherent) 복조하여 다양한 송신 소스들 및 다중 경로들에 대응하는 타이밍 가설 (timing hypothesis) 및 위상 오프셋들을 테스트한다. 핑거 엘리먼트 (408) 들에 의해 수행된 복조는 제어 채널 및 트래픽 채널과 같은 다른 채널들의 가간섭성 복조를 통하여 수행된다. 탐색기 (406) 에 의해 추출된 정보는 다른 채널들의 복조를 위하여 핑거 엘리먼트 (408) 에 사용된다. 탐색기 (406) 및 핑거 엘리먼드 (408) 들은 파일럿 채널 탐색과 제어 채널 및 트래픽 채널의 복조 모두를 제공할 수도 있다. 복조 및 탐색은 다양한 시간 오프셋들로 수행될 수 있다. 복조의 결과들은 각 채널상에 의해 데이터를 디코딩하기 이전에 결합기 (412) 에서 결합될 수도 있다. 채널들의 디스프레딩은 수신된 샘플들에 PN 시퀀스의 복소 공액수 및 단일 타이밍 가설에서 할당된 월시 함수와 곱하고, 곱해진 샘플들을 종종 집적 및 덤프 (dump) 누산기 회로 (도시되지 않음) 를 사용하여 디지털 방식으로 필터링함으로써 수행된다. 이러한 기술은 일반적으로 당해 분야에 공지되어 있다. 각각 역방향 및 순방향 링크 신호들에 대한 정보를 디코딩하기 위하여 수신기 (400) 를 BS (101) 와 이동국 (102 내지 104) 에 사용할 수도 있다. BS (101) 는 몇몇 수신기 (400) 를 사용하여 동시에 몇몇 이동국들로부터 송신된 정보를 디코딩할 수도 있다.
도 5 는 채널 데이터 비트들을 터보 인코딩하기 위한 채널 인코더 (201) 에 사용될 수 있는 터보 인코더 (500) 의 일례에 대한 블록도를 나타낸다. 터보 인코더 (500) 는 제 1 및 제 2 인코더 블록 (501, 502) 및 인터리버 블록 (503) 을 포함한다. 인코더 (501) 의 입력 (510) 에서 데이터 심볼 (Xi) 를 터보 코드(500) 에 입력한다. 인코더 (501) 는 종래의 인코딩 동작에 따른 인코딩 이후에 데이터 심볼 (Yi) 들을 생성한다. 종래의 인코딩 동작은 종래의 코드 전송 함수에 따른 인코딩을 포함할 수도 있다. 이러한 함수는 전송 함수 F(D)=(1+D+D**2)/(1+D) 에 의해 정의되며, 여기서 D 는 지연 단계를 나타내며, 플러스 기호 (+) 는 배타적 논리합 연산을 나타낸다. 이러한 함수의 구현은 관련 분야의 당업자에게 공지되어 있다. 인코딩 블록 (502) 은 데이터 심볼 (Wi) 들을 출력한다. 데이터 심볼 (Xi) 들을 인터리빙 동작에 적합한 인터리버 (503) 에 입력하여 데이터 심볼 (Zi) 들을 생성한다. 인터리버 (503) 의 인터리빙 동작은 어떤 공지된 인터리버 동작들에 따라 행해질 수도 있다. 데이터 심볼 (Zi) 들은 인터리빙 매핑 함수에 따라 순서대로 재배열된 데이터 심볼 (Xi) 들로 이루어 진다. 인코더 (502) 는 인코더 (502) 에서 사용되는 인코딩 함수에 따라 데이터 심볼 (Zi) 들을 인코딩하고, 데이터 심볼 (Wi) 들을 출력한다. 인코더들 (501, 502) 에 사용되는 인코딩 함수들은 동일하거나 또는 서로 다를 수도 있다.
데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 을 펑처링 블록 (520) 으로 전송한다. 펑처링 블록 (520) 은 입력 (510) 에서 데이터 심볼 (Xi) 들을, 입력 (511) 에서 인코더 (501) 에 의해 생성된 데이터 심볼 (Yi) 들을, 입력 (512) 에서 인코더 (502) 에 의해 생성된 데이터 심볼 (Wi) 들을 수신한다. 펑처링 패턴에 따른 펑처링 블록 (520) 은 데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 로부터 데이터 심볼들을 선택한다. 선택된 데이터 심볼들을 데이터 블록 인터리빙 동작에 적합한 블록 인터리버 (202) 로 전달한다. 이와 같이, 송신된 데이터 심볼들은 주로 데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 로 이루어져 있다.
데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 의 송신은 신호 처리, 적절한 주파수로의 업-컨버전, 및 신호 증폭을 포함할 수도 있다. 이러한 송신기는 당해 분야의 당업자에게 공지되어 있다. 착신지 수신기에 의한 송신, 전파, 및 수신의 전체 프로세스는 데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 에 잡음 및 간섭을 부가하는 프로세스를 포함할 수도 있다. 수신기 (400) 내의 디코더 (414) 는 데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 의 잡음 버전을 수신한다.
도 6 은 데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 을 디코딩하여 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들을 생성하는 종래의 터보 디코더 (600) 의 블록도를 나타낸다. 디코더 (600) 는 수신기 (400) 의 디코더 블록 (413) 에 사용될 수도 있다. 데이터 심볼들 (Xi, Yi, 및 Wi) 은 데이터 심볼 선택기 블록 (620) 을 통과하고, 상기 블록 (620) 은 입력 (642) 에서 디코더 블록 (601) 으로 라우팅하기 위한 데이터 심볼들 (Xi, Yi) 을 선택하도록 동작한다. 데이터 심볼 (Xi) 들은 내부적으로 인터리버 (699) 를 통과하여 데이터 심볼 (Zi) 들을 국부적으로 재생한다. 입력 (640) 에서 데이터 심볼들 (Zi, Wi) 은 디코더 블록 (602) 을 통과한다. 디코더 (601) 는 인코더 블록 (501) 에 사용되는 코딩 함수에 따라 데이터 심볼들 (Xi, Yi) 을 디코딩한다. 디코더 (601) 는 출력 (650) 에서 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들을 생성한다. 디코더 (602) 는 인코더 블록 (502) 에서 사용되는코딩 함수에 따른 데이터 심볼들 (Zi, Wi) 을 디코딩한다. 디코더 (602) 는 출력 (660) 에서 데이터 심볼 (Zi) 들의 추정값들을 생성한다.
데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들에 대한 신뢰 수준을 증가시키기 위하여, 출력 (650) 에서의 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들은 인터리버 (630) 를 통과하여 디코더 (602) 의 입력 (632) 에서 데이터 심볼 (Zi) 들의 추정값들을 생성한다. 디코더 (602) 는 입력 (640) 에서의 데이터 심볼들의 추정값들과 입력 (632) 에서의 데이터 심볼 (Zi) 들의 추정값들을 이용하여, 출력 (660) 에서 데이터 심볼 (Zi) 들의 새로운 추정값들을 생성한다. 출력 (660) 에서의 데이터 심볼 (Zi) 들의 추정값들은 터보 인코더 (500) 내의 인터리버 (503) 의 인터리빙 함수의 프로세스와 반대가 되게 하는, 디-인터리버 (631) 를 통과하여 입력 (641) 에서 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들을 생성한다. 입력 (641) 에서의 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들은 입력 (642) 에서 데이터 심볼들의 추정값들로 사용되어, 출력 (650) 에서 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들을 생성한다. 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들에 대한 신뢰성이 수용가능한 레벨에 도달할 때 까지, 프로세스를 반복할 수도 있다. 터보 디코딩 프로세스가 몇몇 단계를 거쳐 완료되는 경우에, 입력 (641) 은 하나의 단계로부터 다음 단계로 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값을 입력하는데 사용될 수도 있다. 이전의 단계로부터의 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값은 다음 단계에서의 디코딩 프로세스를 개선시킬 수도 있다.
도 7 은 일 실시예에 따른, 수신기 (400) 와 같은 수신기에서의 간섭 제거를 위한 동작 흐름도 (700) 를 나타낸다. RAM (404) 으로부터 판독된 이후에, 수신된 샘플들은 상관 단계 (701) 에서 이동국들로부터 수신된 각 신호에 대하여 상관 프로세스를 통과한다. 상관 프로세스는 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408), 및 결합기 (412) 의 동작들로서 집합적으로 기술될 수도 있다. 수신된 샘플들은 하나 이동국 보다 많은 이동국으로부터 송신되는 신호 (예를 들어, M 개의 이동국들로부터의 M 개의 신호) 들로부터의 샘플들을 포함하므로, 상관 프로세스는 신호 (1-M) 들에 대한 상관 단계 (701) 에서 각 수신 신호에 대하여 반복될 수도 있다. 각각의 수신 신호에 대한 상관 프로세스는, 각 신호가 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408), 및 결합기 (412) 의 동작들에 대하여 발견한 파라미터들에 대하여 서로 다른 상관 파라미터들을 요구할 수도 있다. 각 신호는 트래픽 채널 및 파일럿 채널을 포함할 수도 있다. 각 신호에 의해 실행되는 트래픽 채널 및 파일럿 채널에 할당된 PN 시퀀스는 서로 다를 수도 있다. 상관 프로세스는 채널 추정 프로세스를 포함할 수도 있으며, 상기 채널 추정 프로세스는 파일럿 채널과의 상관 결과에 기초하여 채널 페이딩 특성들을 추정하는 것을 포함한다. 그 후에, 채널 추정 정보들은 트래픽 채널과의 상관 프로세스에 사용된다. 그 후에, 각 트래픽 채널을 디코딩한다.
각 상관 프로세스로부터의 결과들은 디코딩 단계 (702) 를 통과한다. 디코더 (414) 는 디코딩 단계를 수행할 수도 있다. 송신된 채널이 종래의 인코딩 프로세스를 통하여 인코딩되는 경우에, 디코딩 단계 (414) 는 사용된 종래의 코드에 따라서 수행된다. 송신된 채널이 터보 인코딩 프로세스를 통하여 인코딩되는 경우에, 디코딩 단계 (414) 는 사용된 터보 코드에 따라 수행된다. 디코더(600) 에 도시된 터보 디코딩 동작은 디코더 (414) 에 사용될 수도 있다. 따라서, 통과 지시기 (pass indicator) 가 각 송신된 데이터의 프레임과 연관된 각 CRC (cyclic redundancy check) 에 대하여 생성되는지 여부에 대한 충분한 정보를 제공하도록 각 신호를 디코딩한다. 통신 시스템에서의 CRC 의 동작 및 사용은 공지되어 있다.
CRC 체크는 간섭 제거의 일시적인 결정 파트이다. CRC 를 통과한 경우에, 통과된 CRC 와 연관된 채널의 디코딩 결과는 단계 (703) 에서 재인코딩 및 재스프레딩되어 재인코딩된 샘플 및 재스프레딩된 샘플을 생성한다. 예를 들어, 디코딩된 채널이 사용자와 연관된 트래픽 채널인 경우에, 트래픽 채널을 송신하기 위해 사용자에 의해 사용되는 동일한 PN 코드는 재스프레딩 프로세스에 사용된다. 이와 유사하게, 채널을 송신하는데 사용되는 동일한 인코딩 프로세스는 재인코딩 프로세스에 사용된다. 재인코딩 및 재스프레딩 프로세스는 각 채널에 대한 채널 추정값을 결정하는 프로세스를 수반할 수도 있다. 각 채널에 대한 채널 추정값은 연관된 파일럿 채널 페이딩 특성들에 기초하여 결정된다. 각 트래픽 채널에 대하여 결정된 채널 추정값의 결과들을 재스프레딩 및 재인코딩 프로세스에 사용하여 제거 프로세스를 위한 RX 샘플들을 형성한다. 각 채널을 재인코딩 및 재스프레딩한 이후에, 채널 추정값의 결과를 재인코딩 및 재스프레딩된 트래픽 채널 신호와 곱한다. 그 후에, 그 결과를 단계 (705) 에서 제거 프로세스에 사용한다. 상기 재인코딩 및 재스프레딩은 디지털 신호 프로세서 또는 소프트웨어 제어된 마이크로프로세서에 의해 수행될 수도 있다.
원래의 샘플들은 단계 704 에서 메모리로부터 판독될 수도 있다. 재인코딩된샘플 및 재스프레딩된 샘플을 제거 프로세스에 이 샘플들을 이용하기 이전에 단계 705에서 연관된 파일럿 채널의 디코딩 결과로서 생성되는 채널 추정 파라미터들과 곱한다. 단계 705 에서, 채널 변경되는 재인코딩된 샘플 및 재스프레딩된 샘플은 수신된 샘플들로부터 감산된다. RAM (404) 은 상기 프로세스가 완료될 때까지 발생된 샘플들을 기억할 수도 있다. 그 결과들은 상관 단계 (706) 로 전달된다. 단계 (706) 에서, 신호 (1 내지 M) 에 대한 상관 프로세스들은 단계 (705) 에서 생성된 샘플들에 대하여 반복된다. 상관 단계 (706) 의 결과들은 디코딩 단계 (707)에서 디코딩된다. 이 때, 디코딩 단계 (707) 의 결과들은, 단계 705 에서 수행되는 제거 프로세스 때문에 디코딩 단계 (702) 의 결과들보다 작은 에러를 가진다. 상기 프로세스는 단계 707 에서 디코딩된 결과들을 CRC 체킹하고, 단계 705 에서 수행된 샘플들과 동일한 샘플들을 추가적으로 제거함으로써 반복될 수도 있다. 이러한 반복 프로세스는 소망하는 바와 같이 많은 회수로 반복될 수도 있다. 각 제거 프로세스 이후에, 최종적으로 수신된 샘플들은 메모리에 기억된다. 또 다른 제거 단계가 필요하게 되는 경우에는, 새롭게 기억된 샘플들을 사용한다.
시스템에서 터보 인코더가 사용되는 경우에, 단계 (702, 707) 에서의 디코딩 프로세스는 도 6 에 나타낸 예시적인 실시예와 같은 터보 디코딩 프로세스에 따라 필요하게 될 수 있다. 터보 디코딩 프로세스는 반복적인 프로세스를 포함할 수도 있다. 또한, 일 단계에서 결정된 Xi 의 추정값들은 다음 반복 단계에서 데이터 심볼 (Xi) 을 디코딩하기 위한 피드백으로 사용될 수도 있다. 상술한 바와 같이 이러한 반복적인 프로세스는 데이터 심볼 (Xi) 의 실제 추정값과 연관된 신뢰성 레벨을 향상시킨다. 이와 같이, 단계 (702) 에서 터보 디코딩 프로세스에 따른 디코딩의 경우에, 디코딩 단계 (702) 로부터 추정된 결과들은 디코딩 단계 (707) 에 사용되어 단계 707 에서 디코딩 프로세스를 개선시킬 수도 있다. 예를 들어, 단계 702 에서 서로 다른 채널들 ("A 내지 Q" 로 도시됨) 과 연관된 데이터 심볼 (Xi) 들의 추정값들을 디코딩 단계 (707) 에 입력한다. 예를 들어, 제 1 채널과 연관된 데이터 심볼 (Xi) 들을 동일한 채널과 연관된 디코딩 단계 (707) 에서 사용한다.
만일 하나 이상의 제거 단계가 존재하는 경우에, 재인코딩 및 재스프레딩 프로세스는 채널 파라미터들을 재추정하는 프로세스를 수반할 수도 있다. 이러한 파라미터들은 파일럿 채널과 연관된 페이딩 파라미터들을 포함한다. 채널은 각 제거 프로세스 이후에 각 사용자와 연관된 각 파일럿 채널에 대하여 재추정된다. 동일한 사용자에 대한 채널 추정 파라미터들은 RX 샘플들로부터의 샘플들을 제어함에 의해 각 제거 단계 이후에 서로 다르게 될 수도 있다. 그 후에, 재추정된 채널을 사용하여 다음 제거 프로세스에 대하여 재스프레딩 및 재인코딩된 신호를 재구성한다. 이와 같은 채널 재추정 그리고 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성하기 위해 이를 이용하는 것은 서로 다른 단계들에서 각 제거 프로세스에 대해 정확한 샘플들을 제공하는데 필요하게 될 수도 있다. 그 결과, 제거 단계에서 사용되고, 제거 프로세스에 의해 생성되는 샘플들은 더욱 정확해진다. 제거 프로세스가 수신된 샘플들로부터 진폭 및 위상의 부정확한 제거를 수반하는 경우에, 후속 단계에서의 디코딩 프로세스는 저하될 수도 있다. 이와 같이, 각 제거 프로세스에 사용되는 샘플들은 공통 사용자와 모두 연관되는 트래픽 및 파일럿 채널들을 형성하도록 정확하게 복사된 신호의 샘플들일 수도 있다.
BS (101) 에 의해 수신된 신호들은 수신기 (400) 로 입력될 수도 있다. 안테나 시스템 (492) 및 RF/IF 시스템 (490) 은 이동국들로부터 신호들을 수신하여 수신된 신호들의 샘플들을 생성한다. 수신된 샘플들은 RAM (404) 에 기억될 수도 있다. 수신기 (400) 는 서로 다른 이동국들로부터 수신된 모든 신호들에 대하여 701 및 706 의 상관 단계들 및 702 및 707 의 디코딩 단계들을 동시에 수행하기 위하여, 다수의 탐색기 (406), 다수의 핑거 엘리먼트 (408), 다수의 결합기 (412), 및 다수의 디코더 (414) 를 포함할 수도 있다. 그러나, 단지 하나의 안테나 시스템 (492) 및 RF/IF 시스템 (490) 이 필요하게 될 수도 있다. 송신된 신호들이 송신기에서 터보 인코딩 프로세스를 통과하는 경우에, 디코더 (414) 에 의해 수행되는 디코딩 단계들 (702, 707) 은 도 6 에 나타낸 터보 디코더의 동작에 따라 행해질 수도 있다.
일반적으로, 통신 시스템 (100) 에서, RF/IF 시스템 (490) 은 인코딩 및 스펙트럼 확산된 수신 신호를 수신된 샘플들로 변환한다. 수신된 샘플들은 RAM (404) 에 기억될 수도 있다. 탐색기 (406) 는 핑거 엘리먼트 (408) 와 함께 파일럿 신호 샘플들의 제 1 세트에 기초하여 제 1 채널 추정값을 결정한다. 파일럿 신호 샘플들의 제 1 세트는 수신된 샘플들에 포함된다. 핑거 엘리먼트(408), 결합기 (412), 및 디코더 (414) 는 제 1 채널 추정값에 따라 수신된 샘플들을 상관 및 디코딩하여 디코딩된 수신 샘플들을 생성한다. RAM (404) 과 같이 다른 블록들과 관련된 제어기 (410) 는 디코딩된 수신 샘플들을 재인코딩 및 재스프레딩하여 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성한다. 또한, 제어기 (410) 는 제 1 채널 추정값에 기초하여 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 변경하여 채널 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성한다. 변경 단계는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 제 1 채널 추정값과 곱하여, 채널 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성하는 단계를 포함할 수도 있다. 제어기 (410) 는 채널 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 이용하여 수신된 샘플들에 대하여 간섭 제거를 수행하여 수신된 샘플들의 새로운 세트를 생성한다. 수신된 샘플들의 새로운 세트는 RAM (404) 에 기억될 수도 있다. 그 결과, 수신된 샘플들의 새로운 세트는, 샘플들로부터의 구성요소들이 상기 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들에 기초하여 제거되기 때문에, 정확하고 효과적인 후속 신호 프로세싱에 대하여 컨디셔닝된다. 상기 변경된 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들은 제거 프로세스의 진폭 및 위상에 관하여 정확한 샘플들을 나타낸다. 이러한 정확도는 변경된 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성하는 프로세스에서 채널 추정 정보를 포함함으로써 달성된다.
반복적인 프로세스의 일부로서, 수신 신호의 후속 신호 프로세싱에 대하여, 탐색기 (406) 는 핑거 엘리먼트 (408) 와 함께 파일럿 신호 샘플들의 제 2 세트에 기초하여 제 2 채널 추정값을 결정한다. 파일럿 샘플들의 제 2 세트는 수신된샘플들의 새로운 세트에 포함된다. 제 2 채널 추정값의 결정은, 수신된 샘플들의 새로운 세트가 원래 수신된 샘플들로부터 제거된 하나 이상의 구성요소를 가지므로, 필요하게 될 수도 있다. 핑거 엘리먼트 (408), 결합기 (412), 및 디코더 (414) 가 결합하여 제 2 채널 추정값에 따라 새롭게 수신된 샘플들을 상관 및 디코딩하여 새롭게 디코딩된 수신 샘플들을 생성한다. 제어기 (410) 는 새롭게 디코딩된 수신 샘플들을 재인코딩 및 재스프레딩하여 새롭게 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성한다. 제어기 (410) 는 제 2 채널 추정값에 기초하여 새롭게 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 변경하여 새롭게 채널 변경된 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성한다. 변경 프로세스는 새롭게 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 제 2 채널 추정값과 곱하여 새롭게 채널 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성하는 프로세스를 포함할 수도 있다. 제어기 (410) 는 새롭게 채널 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 이용하여 수신된 샘플들의 새로운 세트에 대하여 간섭 제거를 수행하여 수신된 샘플들의 또 다른 새로운 세트를 생성한다. 그 결과, 새롭게 생성되는 수신된 샘플들의 세트는, 샘플들로부터의 구성요소들이 새롭게 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들에 기초하여 제거되기 때문에, 정확하고 효과적인 후속 신호 프로세싱을 위하여 컨디셔닝된다. 새롭게 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들은 제거 프로세스의 진폭 및 위상에 관하여 정확한 샘플들을 나타낸다. 이러한 정확도는 새롭게 변경되는 재인코딩 및 재스프레딩된 샘플들을 생성하는 프로세스에서 제 2 채널 추정 정보를 포함함으로써 달성된다. 반복적인 프로세스는 필요할 때 마다 많은 회수로 반복될 수도 있다.
디코딩 프로세스는 터보 디코딩 프로세스 또는 종래의 디코딩 프로세스에 따라 행해질 수도 있다. 디코딩 프로세스가 채널상에 행해질 때 마다, 제어기 (410) 는 디코딩 프로세스의 결과에 기초하여 순환 중복 검사가 소정의 기준을 통과하는지 여부를 결정할 수도 있다. 제거 프로세스는 순환 중복 검사를 통과하였는지 여부에 따라 컨디셔닝될 수도 있다. 순환 중복 검사를 통과하지 못 한 경우에, 디코딩 결과는 재인코딩 및 재스프레딩 그리고 제거 프로세스에 대한 그 후속 사용에 대하여 적절하게 되지 않을 수 있다. 터보 디코딩 프로세스에 따른 디코딩의 경우에, 1 반복시의 디코딩 결과는 제거 프로세스 이후의 후속 단계에서 디코딩 프로세스를 돕는데 사용될 수도 있다.
상관 프로세스가 수행될 때 마다, 탐색기 (406) 및 핑거 엘리먼트 (408) 는 파일럿 채널의 비-가간섭성 복조를 결정하기 위하여 새롭게 개시하여 타이밍 가설 및 위상 오프셋을 테스트할 수도 있다. 탐색기 (406), 또는 핑거 엘리먼트 (408), 또는 탐색기 (406) 와 핑거 엘리먼트 (408) 의 결합은, 수신된 각 신호에 대한 신호 대 간섭비 (S/I) 를 결정할 수도 있다. 각 신호의 간섭 레벨은, 단계 705 에서 몇몇 샘플들이 수신된 샘플들로부터 감산될 때 마다 감소될 수도 있다. 이와 같이, S/I 는 간섭 제거 프로세스 (700) 가 1 반복될 때 마다 서로 다르게 될 수도 있다. Eb/I 비율은 S/I 비율과 같은 의미를 나타낼 수도 있다. Eb/I 비율은 단위 데이터 심볼 또는 데이터 비트 당 (per) 간섭에 대한 신호 에너지의 측정값이다. 따라서, S/I 및 Eb/I 는 어떤 점에 있어서 호환될 수도 있다.
MS 가 BS 로부터 통신 서비스들을 수신하기 위하여, MS 는 몇몇 국부적인 상태들을 통과해야 한다. 제 1 상태는 통신 링크를 설정하기 위하여 BS 에 등록하기 위한 초기 액세스 상태일 수도 있다. 다음 상태는 MS 가 BS 와의 초기 등록 및 프로토콜 교환을 완료한 아이들 (idle) 상태일 수도 있다. 아이들 상태에서, MS 는 MS 또는 BS 의 사용자 중 어느 하나에 의해, BS 와의 통신 링크를 웨이크 업 (wake up) 및 초기화할 수도 있다. 다음 상태에서, MS 는 접속 상태에 있을 수도 있다. 접속 상태에서, MS 는 데이터를 수신하거나 또는 데이터를 수신 대기할 수 있다. MS 와 BS 사이에는 주기적인 순방향 및 역방향 링크 통신이 존재한다.
간섭을 제어하기 위하여, 시스템은 각 MS 로부터 송신된 신호 레벨, 또는 통신 데이터 레이트, 또는 이들 모두를 제어한다. 일반적으로, 각 MS 는 요구되는 역방향 링크 전력 레벨을 결정하여 트래픽 채널 및 파일럿 채널을 지원한다. 통신 시스템에서 MS 로부터 송신되는 신호들의 전력 레벨들을 제어하는 다양한 전력 제어 방식들이 공지되어 있다. 하나 이상의 예들이 "Moblie Station-Base Station Compatibility Standard for Wideband Spread Spectrum Cellular Systems"에 기재되어 있으며, 그 밖에는 여기서 참조된 "TIA/EIA-95 표준 및 TIA/EIA-2000 표준" 으로 공지되어 있다. MS 들의 출력 전력 레벨은 2 개의 독립적인 제어 루프들 즉, 개방 루프 및 폐쇄 루프에 의해 제어된다. 개방 루프 전력 제어는 각 MS 의 요구에 따라 이루어져서 BS 와의 적절한 통신 링크를 유지한다. 따라서, BS 에 더 근접하는 MS 는 더 멀리에 있는 MS 보다 더 적은 전력을 요구한다. MS 에서의 강한 수신 신호는 MS 와 BS 사이에 보다 작은 전파 손실을 나타내므로, 더 약한 역방향 링크 송신 전력 레벨을 요구한다. 개방 루프 전력 제어에 있어서, MS 는 파일럿, 페이징, 동기 채널, 트래픽 채널과 같이 수신된 하나 이상의 채널의 S/I 의 독립적인 측정값들에 기초하여 역방향 링크의 송신 전력 레벨을 설정한다. MS 는 역방향 링크에 설정되는 전력 레벨 이전에 독립적인 측정을 수행할 수도 있다.
도 8 은 실시예에 따른 폐쇄 루프 전력 제어 방법의 일례의 흐름도 (800) 를 나타낸다. 일단 통신 시스템 (100) 내의 MS 가 순방향 링크 트래픽 채널을 포착하면, 폐쇄 루프 전력 제어 방법 (800) 의 동작을 개시한다. MS 에 의해 시도된 초기 액세스 이후에, MS 는 초기 역방향 채널 전력 레벨을 설정한다. 그 후에, 역방향 링크에 설정되는 초기 전력 레벨은 통신 링크 동안에 폐쇄 루프 전력 레벨 제어 (800) 를 통하여 조정된다. 폐쇄 루프 전력 제어 (800) 는 개방 루프 제어 보다 빠른 응답 시간으로 동작한다. 폐쇄 루프 전력 제어 (800) 는 개방 루프 전력 제어를 보정한다. 일 실시예에 있어서, 폐쇄 루프 전력 제어 (800) 는 트래픽 채널 통신 링크 동안에 개방 루프 제어와 함께 동작하여 역방향 링크 전력 제어에 큰 동적 범위를 제공한다.
폐쇄 루프 (800) 를 통하여 이동국의 역방향 링크 신호의 전력 레벨을 제어 하기 위하여, 단계 801 에서 BS (101) 는 이동국으로부터 송신된 역방향 링크 신호의 신호 대 간섭비 (S/I) 를 측정한다. 측정된 S/I 는 단계 802 에서 설정값S/I 와 비교된다. 측정된 S/I 는 간섭에 대한 비트 에너지의 비율인 Eb/I 의 형태일 수도 있으므로, 설정값은 동일한 형태일 수도 있다. 설정값은 이동국에 대하여 선택된다. 설정값은 초기에 이동국에 의해 설정되는 개방 루프 전력에 기초할 수도 있다.
측정된 S/I 가 설정값보다 더 높은 경우에, 단계 803 에서, BS (101) 는 이동국에 명령하여 역방향 링크 신호의 전력 레벨을 예를 들어 1 dB 량 만큼 파워 다운시킨다. 측정된 S/I 가 설정값보다 더 높은 경우에, 이는 이동국이 적절한 역방향 링크 통신을 유지하는데 요구되는 전력 레벨보다 더 높은 신호 전력 레벨로 역방향 링크를 송신하는 것을 나타낸다. 그 결과, 이동국에게 역방향 링크의 신호 전력 레벨을 더 낮게 하도록 명령하여 전체 시스템 간섭을 감소시킨다. 측정된 S/I 가 설정값보다 낮은 경우에, 단계 804 에서, BS (101) 는 이동국에게 명령하여 그 역방향 링크 신호의 전력 레벨을 예를 들어 1dB 량 만큼 파워 업시킨다. 측정된 S/I 가 설정값보다 낮은 경우에, 이는 이동국이 적절한 역방향 링크 통신을 유지하기 위하여 요구되는 신호 전력 레벨보다 낮은 신호 전력 레벨로 역방향 링크를 송신하는 것을 나타낸다. 전력 레벨의 증가의 결과로, 이동국은 간섭 레벨을 극복하고, 적절한 역방향 링크 통신을 제공할 수도 있다.
단계 802 내지 804 에서 수행되는 동작들을 내부 루프 전력 제어라고 한다. 내부 루프 전력 제어는, 설정값에 의해 제공되는 바와 같이 타겟 임계값에 가능한한 근접하게 BS (101) 의 역방향 링크 (S/I) 를 유지한다. 타겟 S/I 는 이동국에 대하여 선택된 설정값에 기초한다. 파워 업 또는 파워 다운은 시간 프레임동안에서 수 회 수행될 수도 있다. 일 실시예에서, 1 시간 프레임은 16 개의 전력 레벨 그룹들로 분할될 수도 있다. 각 전력 제어 그룹은 몇몇 데이터 심볼들로 이루어진다. 파워 업 또는 파워 다운 명령은 프레임 당 16 회 송신될 수도 있다. 데이터의 1 프레임이 단계 805 에서 수신되지 않은 경우에, 전력 제어 루프 (800) 는 단계 801 에서 다음 전력 제어 루프 동안에 역방향 링크 신호의 S/I 를 계속해서 측정한다. 프로세스는 단계 802 내지 804 에서 반복된다.
단일 설정값 또는 타겟은 모든 조건들에 대하여 충족되지 않는다. 따라서, 단계 802 에서 사용되는 설정값도 또한 소망의 역방향 링크 프레임 에러 레이트에 따라 변경될 수도 있다. 데이터의 1 프레임이 단계 805 에서 수신된 경우에, 새로운 S/I 설정값이 단계 806 에서 계산될 수도 있다. 새로운 설정값은 이동국에 대한 새로운 S/I 타겟이 된다. 새로운 설정값은 프레임 에러 레이트를 포함하는 다수의 인자들에 기초할 수도 있다. 예를 들어, 프레임 에러 레이트가, 수용가능한 프레임 에러 레이트를 나타내는 소정의 레벨보다 높은 경우에, 설정값은 더 높은 레벨로 상승될 수도 있다. 설정값을 더 높은 레벨로 상승시킴으로써, 이동국은 단계 802 의 비교 및 단계 804 에서의 파워 업 명령을 통하여 역방향 링크 송신 전력 레벨을 증가시킨다. 프레임 에러 레이트가 수용가능한 프레임 에러 레이트보다 높은 레이트를 나타내는 소정의 레벨 아래에 있는 경우에, 설정값을 더 낮은 레벨로 낮출 수도 있다. 설정값을 낮은 레벨로 낮춤에 의해, 이동국은 단계 802 의 비교 및 단계 803 의 파워 다운 명령을 통하여 역방향 링크 송신 전력 레벨을 낮춘다. 단계 805 및 806 에서 수행된 동작들, 새로운 프레임들의 S/I 를 측정하기 위하여 단계 801 로 되돌아가는 루프를 외부 루프 동작으로 나타낼 수도 있다. 외부 루프 전력 제어는 매 프레임 마다 명령할 수도 있고, 폐쇄 루프 전력 제어는 매 전력 제어 그룹 마다 명령할 수도 있다. 1 프레임 및 1 전력 제어 그룹은, 일 실시예에 따라 각각 20 및 1.25 msec 길이일 수 있다.
또한, 시스템은 순방향 링크 전력 제어 방식을 사용하여 간섭을 감소시킬 수도 있다. MS 는 음성 및 데이터 품질에 대하여 주기적으로 BS 에 통신한다. 프레임 에러 레이트 및 품질 측정들은 전력 측정 보고 메시지를 통하여 MS 로 보고된다. 상기 메시지는 간격 동안에 역방향 링크에서 에러로 수신된 프레임들의 개수를 포함한다. 순방향 링크 신호의 전력 레벨은 프레임 에러들의 개수에 기초하여 조정된다. 이러한 품질 측정 피드백이 프레임 에러 레이트에 기초하므로, 순방향 링크 전력 제어는 역방향 링크 전력 제어 보다 훨씬 더 느려지게 된다. 빠른 응답에 있어서, 이전의 프레임이 에러를 가지고 수신되는지 또는 에러없이 수신되는지 여부를 BS 에 통지하는데 역방향 링크 소거 비트를 사용할 수도 있다. 순방향 링크 전력 레벨을 제어하는 방식으로 메시지 또는 소거 비트를 모니터링하면서 채널 전력 이득을 연속적으로 조정할 수도 있다.
데이터를 통신하기 위하여, MS 에 대하여 타겟화된 유효한 순방향 링크 데이터 레이트를 조정하면서 고정된 전력 레벨로 순방향 링크를 MS 에 송신할 수도 있다. 전체 시스템에 대하여 관찰되는 경우에 순방향 링크에 대한 데이터 레이트 조정은 간섭 제어의 형태가 된다. 순방향 링크 전력 제어는 일반적으로 커버리지 영역에서의 간섭을 제어하기 위한 것이다. 피드백 품질 측정이 불량한 수신을 나타내는 경우에, 간섭의 영향을 극복하기 위하여 전력 레벨을 일정하게 유지하면서 데이터 레이트를 낮출 수도 있다. 또한, 다른 단말들로 하여금 더 높은 데이터 레이트로 순방향 링크 통신을 수신하게 하도록 데이터 레이트를 낮출 수도 있다.
개방 루프 및 폐쇄 루프 전력 제어 방식들에 더하여, 여기서 참조되는 CDMA 확산 스펙트럼 시스템 표준들 중 하나 이상에 따르면, MS 는 상기 표준에 의해 지정되는 바와 같이 코드 채널의 속성들에 의해 출력 전력 레벨을 조정한다. CDMA-2000에서, MS 는 증가된 액세스 채널 헤드의 출력 전력, 증가된 액세스 채널 데이터 및 역방향 파일럿 채널의 출력 전력 레벨에 대한 역방향 공통 제어 채널 데이터를 설정한다. 역방향 파일럿 채널의 출력 전력 레벨은 개방 및 폐쇄 루프 전력 제어에 의해 설정된다. MS 는 코드 채널 전력 레벨과 역방향 파일럿 채널 전력 레벨 사이의 전력 레벨 비율을 유지한다. 이 비율은 코드 채널에 사용되는 데이터 레이트에 의해 규정될 수도 있다. 일반적으로, 표는 비율에 대한 값들을 서로 다른 데이터 레이트들로 제공한다. 일반적으로, 이 비율은 더 높은 데이터 레이트들을 증가시킨다. 또한, 1 과 동일한 비율이 발생할 수도 있다. 1 과 동일한 비율에서, 전력 제어 루프 (800) 에 의해 설정되는 파일럿 채널의 전력 레벨은 코드 채널들의 전력 레벨과 동일하게 될 수도 있다. 트래픽 채널에 의해 데이터를 송신하는 동안에, 데이터 레이트 및 트래픽 채널 전력 레벨을 조정할 수도 있다. 전력 레벨은 역방향 링크 파일럿의 상대 전력에 기초하여 선택될 수도 있다. 일단 허용가능한 데이터 레이트가 선택되면, 역방향 링크 파일럿 전력 레벨에 대하여 대응하는 채널 이득이 트래픽 채널 전력 레벨을 설정하는데 사용된다.
데이터 모드에서, BS 는 서로 다른 데이터 레이트로 많은 MS 에 통신 링크들을 제공할 수도 있다. 예를 들어, 순방향 링크 접속된 상태의 하나의 MS 는 낮은 데이터 레이트로 데이터를 수신할 수도 있고, 또 다른 MS 는 높은 데이터 레이트로 데이터를 수신할 수도 있다. 역방향 링크에서, BS 는 서로 다른 MS 들로부터 다수의 역방향 링크 신호들을 수신할 수도 있다. MS 는 독립적인 측정에 기초하여 BS 로부터 소망의 데이터 레이트를 결정 및 요청할 수도 있다. 일 실시예에서, BS 는 데이터 레이트 제어 (DRC) 채널을 통하여 소망의 순방향 링크 데이터 레이트로 통신한다. BS 는 요구된 데이터 레이트로 순방향 링크 데이터 전송을 제공하는 것을 시도한다. 역방향 링크에서, MS 는 자율적으로 다수의 허용가능한 역방향 링크 데이터 레이트들로부터 역방향 링크 데이터 레이트를 선택한다. 일 실시예에서, BS 는 역방향 레이트 지시기 채널을 통하여 선택된 데이터 레이트로 통신할 수도 있다. 또한, 각 MS 는 소정의 서비스 등급으로 제한될 수도 있다. 서비스의 등급은 순방향 및/또는 역방향 링크들에 대하여 최대 이용가능한 데이터 레이트를 제한할 수도 있다.
높은 데이터 레이트들로 데이터를 통신하면 낮은 데이터 레이트들에서 보다 더 높은 송/수신 신호 전력 레벨을 가진다. 순방향 및 역방향 링크들은 음성 통신의 경우에 유사한 데이터 레이트 활동 범위를 가질 수도 있다. 순방향 및역방향 링크 데이터 레이트들은, 음성 정보 주파수 스펙트럼이 제한되므로, 낮은 데이터 레이트들로 제한될 수도 있다. 허용가능한 음성 데이터 레이트들은 일반적으로 공지되어 있으며, 여기서 참조되는 IS-95 및 IS-2000 과 같은 CDMA 통신 시스템 표준에 기재되어 있다. 그러나, 데이터 통신에 있어서, 순방향 및 역방향 링크들은 유사한 데이터 레이트들을 갖지 않을 수도 있다. 예를 들어, MS 는 데이터 베이스로부터 큰 데이터 파일을 검색할 수도 있다. 이러한 경우에, 순방향 링크에 의한 통신은 현저하게 데이터 패킷들의 송신에 대하여 점유된다. 순방향 링크에 의한 데이터 레이트가 2.5 Mbps에 도달할 수도 있다. 일 실시예에 있어서, 순방향 링크에 의한 데이터 레이트는 MS 에 의해 행해진 데이터 레이트 요청에 기초할 수도 있다. 일 실시예에 있어서, 역방향 링크에서, 데이터 레이트는 낮아지며, 4.8 로부터 153.6 Kbps 까지의 범위를 가질 수도 있다.
일 실시예에 있어서, 폐쇄 루프 전력 제어 (800) 의 동작은 단계 806 에서 새로운 설정값을 결정하는 동작을 수반한다. 새로운 설정값의 결정은 역방향 링크 통신의 프레임 에러 레이트의 일부에 기초할 수도 있다. 도 4 및 도 7 에 나타낸 바와 같이 정보를 디코딩하고 프레임 에러 레이트를 결정하는 프로세스는 신호들의 간섭 제거를 수반할 수도 있다. 예를 들어, 단계 702 의 디코딩 이후에, 상관 및 디코딩이 단계 706 및 707 에서 반복되기 이전에, 임의의 신호들은 단계 705 에서 신호들의 샘플들로부터 제거될 수 있다. 만일 단계 707 의 디코딩이 충족되는 경우에, 단계 705 에서 수행되는 간섭 제어를 반복할 필요가 없게 된다. 그 후에, 디코딩된 데이터는 각각의 역방향 링크 통신들의 추가적인 프로세싱에 사용된다. 단계 707 이후에 추가적인 간섭 제거가 수행되지 않는 경우에, 각 역방향 링크 신호의 프레임 에러 레이트는 단계 707 의 디코딩 결과들에 기초하여 결정된다. 각 역방향 링크 채널의 프레임 에러 레이트를 도 8 의 단계 806 에 사용하여 각각 대응하는 역방향 링크 폐쇄 루프 전력 제어 반복에 대하여 새로운 설정값을 결정할 수도 있다.
도 9 는 일 실시예에 따른 새로운 설정값을 결정하기 위한 흐름도 (900) 를 나타낸다. 흐름도 (900) 에 의해 예시된 방법은 도 8 의 폐쇄 루프 전력 제어 (800) 의 단계 806 에 사용될 수도 있다. 단계 901 에서, 상기 방법은 어떤 간섭 제거가 발생하였는 지를 결정하는 단계를 포함한다. 정상적으로, 만일 도 7 의 예시적인 실시예에 따라 도시된 디코딩 프로세스가 단계 705 에 나타낸 것과 같은 간섭 제거를 수반하지 않는 경우에, 새로운 설정값이 프레임 에러 레이트에 기초하여 결정된다. 프레임 에러 레이트가 증가되는 경우에, 설정값은 예를 들어 1 dB 와 같이 소정량 만큼 단계 902 에서 증가된다. 만일 프레임 에러 레이트가 감소되는 경우에, 설정값은 예를 들어 1 dB 와 같이 소정량 만큼 단계 902 에서 감소된다. 도 7 의 예시적인 실시예에 따라 도시된 디코딩 프로세스가 단계 705 에 나타낸 프로세스와 같은 간섭 제거를 수반하는 경우에, 새로운 설정값이 제거 프로세스 전후에 신호의 프레임 에러 레이트 및 S/I 에 기초하여 결정된다. 단계 903 에서, 제거 프로세스 이전에 신호의 S/I 를 측정한다. 단계 904 에서, 간섭 제거 이후의 신호의 S/I 를 측정한다. S/I 측정은 도 4 에 나타낸 수신 (400) 의 예시적인 실시예에 의해 수행될 수도 있다. 탐색기 (406), 핑거엘리먼트 (408), 및 허용가능한 결합기 (412) 의 동작들은 단계 705 의 간섭 제거 프로세스의 전후에 수신된 신호의 S/I 를 결정하는데 사용될 수도 있다. 디코딩 동작은 디코더 (414) 에 의해 수행될 수도 있다. 디코딩 단계 (702) 가 디코더 (414) 에 의해 수행된 이후에, 예를 들어 CRC 정보에 기초하여 어떤 간섭 제거가 결정되면, 디코더 (414) 는 제어 시스템 (410) 및 관련 회로와 함께 샘플 RAM (404) 에 통지하여 간섭 제거 프로세스를 수행한다. 이 때, 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408), 및 허용가능한 결합기 (412) 는 제거 프로세스 전후에 신호의 S/I 를 결정한다. 간섭 제거 프로세스 이후에, 디코딩 단계 707 에서 결정된 S/I 는 허용가능한 새로운 파라미터들에 기초한다. 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408), 및 허용가능한 결합기 (412) 에 의해 새로운 파라미터들을 사용하여 제거 단계 이후에 S/I 를 결정한다. 단계 705 에서 수행되는 간섭 제거가 신호 S/I 를 변경시킬 수도 있으므로, 새로운 파라미터들을 사용한다.
단계 905 에서, 간섭 제거 프로세스 전후의 신호의 S/I 차이 (델타 값) 가 결정된다. 이 때, 델타 값은 페쇄 루프 전력 제어에 대한 새로운 설정값을 결정하기 위하여 통합되도록 단계 902 에 제공된다. 새로운 설정값은 프레임 에러 레이트에 기초하여 계산되는 설정값으로부터 델타 값을 감산함으로써 계산될 수도 있다. 새로운 설정값은 다음 프레임에 대한 파워 업 및 파워 다운 명령을 결정하는데 사용되도록 도 8 의 단계 802 에 제공된다. 간섭 제거 프로세스에 기초한 S/I 의 사용은, 하나 이상의 관점에서, 통신 시스템의 사용자들이 경험하는 전체 간섭을 최소화하기 위한 파워 업 및 파워 다운 명령을 결정하는 신뢰성을 개선시킨다.
당업자가 본 발명을 제조 또는 사용할 수 있도록 바람직한 실시예들을 설명하였다. 당업자라면 이러한 실시예들을 다양하게 변경시킬 수 있음을 알 수 있으며, 여기서 규정된 일반 원리들을 발명의 창의력을 발휘하지 않고도 다른 실시예들에 적용할 수도 있다. 따라서, 본 발명을 여기에 나타낸 실시예들로 한정하려는 것이 아니라, 여기서 기술되는 원리들 및 신규한 특징들과 부합하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

Claims (12)

  1. 통신 시스템에서,
    수신된 신호에 대하여 간섭 제거 프로세스를 수행하는 단계;
    상기 간섭 제거 프로세스의 수행 전후에, 각각 상기 수신된 신호의 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 결정하는 단계;
    상기 제 1 신호 대 간섭비와 상기 제 2 신호 대 간섭비 사이의 차이를 결정하는 단계; 및
    상기 차이에 기초하여, 신호 대 간섭 임계값을 결정하여 상기 수신된 신호의 소스로부터 송신되는 신호의 전력 레벨을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 프레임 에러 레이트를 결정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 신호 대 간섭 임계값을 결정하는 단계는 상기 차이와 상기 프레임 에러 레이트에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 신호를 디코딩하여 디코딩된 데이터의 프레임을 생성하는 단계; 및
    상기 디코딩된 데이터의 프레임에 대하여 순환 중복 검사 (cyclic redundancy check) 를 수행하는 단계를 더 포함하며,
    상기 제거 프로세스를 수행하는 단계는 상기 순환 중복 검사를 통과했는지 여부에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 상기 소스에 명령하여 상기 소스로부터 송신되는 상기 신호의 전력 레벨을 파워 업 또는 파워 다운시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 통신 시스템에서,
    제 1 신호를 수신하는 단계;
    상기 제 1 수신신호에 대하여 간섭 제거 프로세스를 수행하는 단계;
    상기 간섭 제거 프로세스를 수행하는 단계 전후에, 각각 상기 제 1 수신신호의 제 1 신호 대 간섭비와 제 2 신호 대 간섭비를 결정하는 단계;
    상기 제 1 신호 대 간섭비와 상기 제 2 신호 대 간섭비의 차이를 결정하는 단계;
    상기 차이에 기초하여, 신호 대 간섭 임계값을 결정하고 신호의 전력 레벨을 제어하는 단계;
    제 2 신호를 수신하는 단계;
    상기 제 2 수신신호의 신호 대 간섭값을 측정하는 단계;
    상기 제 2 수신신호의 상기 신호 대 간섭값을 상기 신호 대 간섭 임계값과 비교하는 단계; 및
    상기 비교에 기초하여 상기 신호의 전력 레벨을 파워 업 또는 파워 다운 시키도록 상기 신호의 소스에 명령하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 수신된 제 1 신호의 프레임 에러 레이트를 결정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 신호 대 간섭 임계값을 결정하는 단계는 상기 차이 및 상기 프레임 에러 레이트에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 수신된 제 1 신호를 디코딩하여 디코딩된 데이터의 프레임을 생성하는 단계; 및
    상기 디코딩된 데이터의 프레임에 대하여 순환 중복 검사를 수행하는 단계를 더 포함하되,
    상기 제거 프로세스를 수행하는 단계는 상기 순환 중복 검사를 통과하였는지 여부에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 통신 시스템에서,
    신호를 수신하는 수신기;
    상기 수신된 신호에 대하여 간섭 제거를 수행하는 신호 프로세서;
    상기 간섭 제거 전후에, 각각 상기 수신된 신호의 제 1 신호 대 간섭비와 제 2 신호 대 간섭비를 결정하여, 상기 제 1 신호 대 간섭비와 상기 제 2 신호 대 간섭비 사이의 차이를 생성하는 상관기; 및
    상기 차이에 기초하여 신호 대 간섭 임계값을 결정하고 상기 수신된 신호의 소스로부터 송신되는 신호의 전력 레벨을 제어하는 제어기를 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 프레임 에러 레이트를 결정하는 디코더를 더 구비하며,
    상기 제어기는 상기 차이 및 상기 프레임 에러 레이트에 기초하여 상기 신호 대 간섭 임계값을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 수신된 신호를 디코딩하여 디코딩된 데이터의 프레임을 생성하는 디코더를 더 구비하며,
    상기 제어기는 상기 디코딩된 데이터의 프레임의 순환 중복 검사를 추가적으로 수행하며,
    상기 신호 프로세스는 상기 순환 중복 검사를 통과했는지 여부에 기초하여 상기 제거 프로세스를 추가적으로 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 수신기와 함께 동작하는 송신기를 더 구비하되,
    상기 송신기는 상기 수신된 신호의 소스에 명령하여 상기 수신기에 대하여 타겟화된 신호의 송신 전력 레벨을 파워 업 또는 파워 다운 시키는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 간섭 제거 전후에, 상기 수신된 신호의 샘플들을 기억하는 메모리 유닛을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
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