KR20030048046A

KR20030048046A - Ｇｍｃ 필터 및 이것에 의해 도입된 불필요한 신호를억제하는 방법

Info

Publication number: KR20030048046A
Application number: KR10-2003-7003892A
Authority: KR
Inventors: 몰나르알료샤씨.; 매군라훌
Original assignee: 스카이워크스 솔루션즈 인코포레이티드
Priority date: 2000-09-18
Filing date: 2001-09-07
Publication date: 2003-06-18
Also published as: JP5221834B2; EP1320928B1; CN1468466A; CN100448168C; EP1320928A1; EP1320928A4; WO2002023723A1; KR100802832B1; JP2004523932A; TW531959B; US6483380B1

Abstract

본 발명은 G_mC 압축 스테이지(C1, 302)에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 G_mC 필터(300)에 관한 것이다. G_mC 필터(300)는 압축 해제 스테이지에 대해 동일한 압축 스테이지(304, 306)를 사용한다. 압축 해제 스테이지에 대해 동일한 압축 스테이지(304, 306)를 사용함으로써, 압축 스테이지(C1, 302)에 의해 발생된 불필요한 인밴드 신호들이 억제된다. 또한, 모든 회로의 수가 감소되고, 전력이 절약되며, G_mC 필터 디자인이 단순화된다.

Description

ＧＭＣ 필터 및 이것에 의해 도입된 불필요한 신호를 억제하는 방법{A GMC FILTER AND METHOD FOR SUPPRESSING UNWANTED SIGNALS INTRODUCED BY THE FILTER}

G_mC(transconductor-capacitor) 필터는 전형적으로 통신 시스템에 사용되는 연속 파형 필터이다. 트랜스컨덕터는 입력 신호 전압(V_in)에 비례하는 출력 전류(i_c)를 통과시키는 소자이다. 바이폴러 장치에 대하여, i_c= g_m* V_in의 관계가 존재하는데, 여기서, g_m은 상기 소자의 트랜스컨덕턴스(transconductance)이다. 일반적으로, 트랜스컨덕턴스가 커지면 게인이 높아진다.

커패시터가 트랜스컨덕터의 출력에 연결되는 경우, 적분기가 형성된다. 따라서 G_mC 적분기들을 사용하여 모놀리식 필터(monolithic filter)가 실현될 수 있다. 트랜스컨덕턴스는 입력 전압의 변화율에 대한 컬렉터 전류(I_C)의 변화율로서 정의된다. 만약 dI_C가 입력 전압(V_in)의 작은 변화에 기인한 컬렉터 또는 드레인 전류의 변화를 나타내는 경우, 트랜스컨덕턴스는 g_m= dI_c/dV_in이 된다.

종래 기술에 알려진 바와 같이, 도 1은 저잡음 증폭기 및 믹서와 같은 많은 RF 빌딩 블록에 일반적으로 사용되는 차동 쌍 트랜스컨덕턴스 스테이지를 나타내는 도면이다. 선형성을 증가시키기 위해, 상기 트랜스컨덕턴스 스테이지의 트랜지스터들을 일반적으로 연결하는 인덕터 또는 저항기, 커패시터를 사용하여 임피던스(Z_e)가 실현될 수 있다.

전형적인 통신 시스템에서, G_mC 필터가 수신기의 중요한 빌딩 블록일 수 있다. 그러나 G_mC 필터는 필터 구조의 디자인에서 고려되어야 하는 잡음을 유도한다. G_mC 필터에 의해 도입된 추가 잡음을 보상하기 위하여, 회로 설계사들은 잡음 특성을 보상하기 위한 회로를 포함시키고, 또는 큰 바이어스 전류를 활용하여 잡음의 영향을 감소시킨다. 도입된 잡음을 보상하기 위한 회로를 부가하는 것에 의해 다이의 크기가 증가되므로, 설계 및 제조 비용이 증가한다.

G_mC 필터에 의해 추가된 잡음을 보상하기 위하여 큰 전류원을 제공하는 것은 상기 필터를 활용하는 장치들의 수명을 단축시키는 부작용을 갖는다. 예를 들어, 이동 전화의 배터리는 필터에 의해 도입된 잡음을 억제하기 위하여 큰 전류원이 필요하지 않은 경우 장시간 사용될 수 있다.

G_mC 필터 설계에 대한 현존의 방법이 비교적 만족스럽지만, 필터에 의해 추가된 잡음을 보상하기 위하여 사용되는 해결책은 바람직스럽지 못한 효과를 갖는다. 또한, 큰 전류원을 사용하여 잡음 특성을 개선하는 것은 G_mC 필터를 활용하는 제품의 배터리 수명을 단축시키는 결과를 초래한다. 따라서 G_mC 필터의 성능을 개선할 수 있는 회로의 필요성이 존재한다.

본 발명은 일반적으로는 미분 아날로그 회로에 관한 것이고, 보다 구체적으로는 고속 G_mC 집적 필터에 관한 것이다.

본 발명은 하기의 도면을 참고하여 보다 잘 이해될 수 있다. 도면의 구성 요소는 반드시 일정한 축적으로 표시되지 않는 대신, 본 발명의 원리를 설명하는데 중점을 둔다. 또한, 도면에서 서로 다른 도면의 동일한 구성 요소에는 동일한 도면 부호가 사용된다.

도 1은 트랜스컨덕턴스가 그의 축퇴 저항기에 의해 정의되는 종래 기술의 차동 쌍 트랜지스터 회로를 나타내는 회로도,

도 2는 간략화된 수신기를 나타내는 회로도,

도 3은 도 2의 수신기의 G_mC 필터의 간략화된 구조를 나타내는 회로도,

도 4는 도 3의 G_mC 필터의 간략화된 시스템 도면을 나타내는 회로도,

도 5는 종래 기술의 G_mC 필터의 간략화된 구조를 나타내는 회로도,

도 6은 도 5의 G_mC 필터의 간략화된 도면을 나타내는 회로도, 및

도 7은 2극 G_mC 필터를 나타내는 회도로이다.

본 발명은 G_mC 필터 압축 스테이지에 의해 도입된 불필요한 신호를 억제하는 회로를 제공한다. 상기 압축 스테이지는 압축 스테이지의 출력을 제 1 압축 해제 스테이지의 입력에 연결함으로써 실현되는데, 이것이 피드백 부분으로 불린다. 제 1 압축 해제 스테이지의 출력은 압축 스테이지의 입력에 연결된다. 압축 스테이지의 출력은 제 2 압축 해제 스테이지의 입력에 연결되고, 이것은 피드포워드 부분으로 불린다. 이 회로는 G_mC 필터의 피드백 부분과 피드포워드 부분 모두에 대하여 동일한 압축 스테이지를 사용한다. 피드백과 피드포워드에 동일한 압축 스테이지를 사용함으로써, G_mC 필터의 압축 스테이지에 의해 도입된 불필요한 잡음 및 dc 오프셋이 억제된다.

본 발명의 다른 시스템, 방법, 특징 및 이점들은 하기의 도면 및 상세한 설명을 통해서 당업자에게 보다 명백해질 것이다. 이와 같은 모든 추가적인 시스템, 방법, 특징 및 이점들은 본 명세서의 범위 내에 포함되고, 본 발명의 범위 내에 있으며, 첨부된 도면에 의해 보호될 것이다.

도 2는 수신 신호(202)를 분리시키는 기능을 하는 수신기 시스템(200)의 한 실시예를 나타내는 회로도이다. 불연속 성분 RF 전위 필터(front-end filter)(204)는 대역외 에너지를 제거하고 이미지 대역 신호를 거부하는 역할을 한다. 수신된 신호에 대한 저잡음 증폭기(low noise amplifier: LNA)(206)에 의한 최초 증폭 이후에, 필요 및 불필요 신호 에너지 모두를 포함하는 전체 신호 스펙트럼은 원하는 캐리어 주파수로 동조되는 국부 발진기(local oscillator: LO)(212)를 사용하는 믹서들(208, 210)에 의해 일정한 중간 주파수(intermediate frequency: IF)로 주파수 변환된다.

상기 믹서들(208, 210)의 출력(214, 216)에서, 선택된 수신 채널이 동일한 소정의 IF 주파수로 변환된다. IF의 원하는 캐리어가 통상적으로 동일한 중간 주파수로 주파수 변환되기 때문에, 교체 I 및 Q채널의 신호 에너지를 제거하기 위해 기저대역 필터(218, 220)가 지금 사용될 수 있다. 기저대역 필터(218, 220) 이후, 가변 게인 증폭기(variable gain amplifier: VGA)(222, 224, 226 및 228)를 사용하여 원하는 신호가 증폭되어 원하는 신호의 진폭이 조정된다. 새로운 G_mC 구조를 사용하여 실현되는 필터(230, 232, 234 및 236)가 원하는 신호를 추가로 처리한다. 수신기 시스템(200)의 출력이 교체 R_xI(58) 및 R_xQ(60) 채널의 처리된 수신 신호(202)이다.

헤테로다인 수신기와 같은 일부 시스템에서, 원하는 신호를 로우(low)나 0의 IF로 이동시키는 제 2 믹서(도시하지 않음)가 특정한 IF 필터들의 세트 이후에 놓일 수 있다. 원하는 캐리어가 주파수 변환된 이후, 교체 I 및 Q 채널의 신호 에너지를 제거하기 위하여 기저대역 필터(218, 220)가 사용될 수 있다. 실시예에서와 같이 수신기가 직접 변환이건 헤테로다인 타입이건, G_mC 필터와 같은 동조 가능한 기저대역 필터를 사용하여 인접 I 및 Q 채널을 필터링하는 것이 바람직하다. 무선 주파수 수신기의 보다 자세한 논의를 위해, 종래 기술에 잘 알려지고 쉽게 이용할수 있는 RF 시스템 설계 기준이 언급될 수 있다.

도 3은 본 발명의 한 실시예의 G_mC 필터(300)의 시스템 도면이다. 도 3에 도시된 G_mC 필터(300)는 전류 모드 입력 신호(I_in)를 수신하고, 커패시터(C1), 차동 이미터 트랜지스터 회로(302)(후반부에서 압축 스테이지로서 언급됨), 제 1 이미터 접속 트랜지스터 회로(304) 및 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(306)를 포함한다. 상기 제 1 및 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(304, 306)는 또한 압축 해제 스테이지로서 언급될 수 있다. 본 실시예에는 두 개의 압축 해제 스테이지(304, 306)를 구동하는 하나의 압축 스테이지(302)가 있다. 대안으로, 하나의 압축 스테이지가 2개 이상의 압축 해제 스테이지를 구동할 수 있다. 하나 이상의 압축 해제 스테이지를 구동하는데 동일한 압축 스테이지를 사용하는 것의 이점 중의 하나는 회로의 수가 감소된다는 것이다. 회로를 줄임으로써 도 5에 도시된 바와 같이 G_mC 필터(300)에 의해 소비되는 전류가 종래 기술의 필터 구조보다 감소된다.

도 4는 도 3의 G_mC 필터(300)의 회로도를 나타낸다. 차동 이미터 트랜지스터 회로(400)는 트랜지스터(Q1, Q2), 이미터 축퇴 저항기(R1, R2), 정전류 싱크(I1, I2) 및 다이오드(D1, D2)를 구비할 수 있다. 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터들은 각각 전류 싱크(I1, I2)에 연결된다. 트랜지스터(Q1, Q2)의 컬렉터 전극들은 각각 다이오드(D1, D2)에 연결된다. I_bias는 전류 싱크(I1, I2)를 통과하는 전체 전류를 나타낸다. 이미터 축퇴 저항기(R1, R2)는 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터 전극들 사이에 연결된다. R_e는 이미터 축퇴 저항기(R1, R2)의 저항을 나타낸다.

비록 회로(400)가 저항기(R1, R2)를 사용하여 도시되었지만, 회로(400)는 또한 인덕터 및 커패시터와 같은 장치를 포함하는 다른 임피던스를 포함할 수 있다. 다양한 임피던스 유도 장치들을 회로(400)에 대체하는 것으로 다수의 등가 회로를 제공할 수 있다. 그러나 저항기들을 다양한 임피던스로 대체하는 것으로 회로(400)의 주파수 응답을 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

제 1 이미터 접속 트랜지스터 회로(402)는 트랜지스터(Q3, Q4)와 정전류 싱크(I3)를 가질 수 있다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 이미터들은 각각 정전류 싱크(I3)에 연결된다. 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(12)는 도시된 바와 같이 정전류 싱크(I4)에 연결된 트랜지스터(Q5, Q6)의 이미터를 가질 수 있다. 트랜지스터(Q5, Q6)의 이미터들은 각각 전류 싱크(I4)에 연결된다. 하기의 수학식에 사용된 바와 같이, I_tune은 전류 싱크(I3)를 통과하는 전류를 나타내고, 상기 전류 싱크(I3) 또한 전류 싱크(I4)를 통과하는 전류이다.

전류 모드 입력(I_in)은 커패시터(C1)의 임피던스에 의해 전압(V_in)으로 변환된다. 도시된 바와 같이, 전압(V_in)은 트랜지스터 회로(400)의 트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스 전극들 사이에 입력 전압을 공급한다. 이미터 축퇴 저항기(R1, R2)(함께 종종 축퇴 차동 쌍으로 언급됨)를 갖는 트랜지스터(Q1, Q2)는 전압(V_in)을 전류로 변환한다. 다이오드(D1, D2)는 전류를 압축 전압(V_comp)(도 4에 V_comp+와 V_comp-사이의 전위로서 도시됨)으로 변환한다. 회로(400)가 압축 전압(V_comp)을 생성하기 때문에, 이것은 압축 스테이지로 불린다.

압축 전압(V_comp)은 트랜지스터(Q3, Q4) 사이의 베이스 전극들 사이에 전압을 공급한다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 이미터들은 각각 전류 싱크(I3)에 연결된다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 컬렉터 전극들은 압축이 해제된 피드백 전류(I_feedback)(도 3에 I_feedback+와 I_feedback-로서 도시됨)를 제공한다. 회로(402)가 압축이 해제된 전류(I_feedback)를 생성하기 때문에, 이것은 압축 해제 스테이지로 불린다.

회로(402)의 압축 해제 스테이지에 이어서, 전류(I_feedback)가 회로(400)의 압축 스테이지를 통해서 피드백되어 압축 전압(V_comp)에 대한 효과를 발생시킨다. 압축 전압(V_comp)은 또한 트랜지스터(Q5, Q6)의 베이스 전극들 사이에 전압을 공급한다. 트랜지스터(Q5, Q6)의 컬렉터 전극들은 압축이 해제된 전류(I_out)를 제공한다. 회로(404)가 압축이 해제된 전류(I_out)를 생성하기 때문에, 이것 또한 압축 해제 스테이지로 불린다.

전류(I_feedback)를 압축 스테이지의 입력으로 피드백함으로써 형성되는 루프는 Q1, Q2, R1, R2, D1, D2와 특히 바이어스 소스(I1, I2)를 포함하는 회로(400)의 다른 구성 요소에 의해 도입된 DC 오프셋과 저주파 잡음을 상쇄시킨다. 출력 전류는 필터(300)가 낮은 주파수(즉, 필터의 코너 이하)에서 동작하는 경우 입력 전류와거의 같다. I_in은 필터의 피드백 동작 동안 인-밴드 신호(in-band signal)에 대한 I_out과 거의 같은 입력 전류이다.

압축 스테이지(400)와 압축 해제 스테이지(402, 404)의 결합으로 압축 스테이지(400)의 선형성에 의해 실질적으로 제한되는 매우 높은 선형성의 트랜스컨덕턴스 필터(300)를 제공한다. 트랜스컨덕턴스의 값은 I_tune에 대한 I_bias의 비율과 축퇴 저항(R_e)에 의해 주어진다. 필터(300)는 I_bias에 대하여 I_tune을 변화시킴으로써 전류 튜닝 가능하다.

필터(300)는 전류 싱크(I3, I4)의 적절한 선택에 의해 튜닝될 수 있다. 압축 스테이지(400)와 압축 해제 스테이지(402, 404)의 결합은 일반적으로 2 사분면 길버트 멀티플라이어(two-quadrant Gilbert multiplier)로 불린다. 이와 같은 멀티플라이어는 두 입력 신호의 선형 곱을 만든다. 예를 들어, I_feedback은 Q1과 Q2로부터의 차분 출력 전류에 I_tune에 대한 I_bias의 비율을 곱한 값이다.

예시적인 필터(300)의 동작은 하기의 수학식 1을 참조하여 보다 자세히 설명될 수 있으며, 하기의 수학식 1은 회로 파라미터 V_in, R_e및 g_m와 트랜지스터(Q1, Q2)의 차분 전류(I_comp)의 관계이다.

R_e가 1/g_m보다 상당히 큰 경우, 상기 수학식 1은 하기 수학식 2로 단순화된다.

종래 기술에 알려진 바와 같이, R_e는 보통 1/g_m보다 크다. 차분 전류(I_comp)는 트랜지스터(Q1, Q2)의 이미터 사이의 저항에 대한 트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스들을 가로지르는 전압의 함수로서 표현될 수 있다.

하기의 수학식 3은 트랜지스터(Q1, Q2)의 컬렉터 전위 V_comp+와 V_comp-의 차분 전압을 다이오드(D1과 D2)를 가로지르는 전압의 차이로서 나타낸다. 따라서 상기 다이오드를 가로지르는 전위는 V_comp와 V_cc간의 차이다.

단순화하면 하기의 관계가 성립된다.

수학식 2를 수학식 4에 대입하고 I_comp+와 I_comp-의 합이 I_bias임에 주목하면, 하기의 수학식 5가 산출된다.

압축 스테이지의 컬렉터들에서의 전압은 축퇴 전압(즉, R_e* I_bias)에 대한 입력 전압의 비율에 트랜지스터(Q1, Q2)의 열 전압(V_t)을 곱한 값의 쌍곡 탄젠트 함수로서 표현된다.

수학식 4를 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(404)에 적용하고(그리하여 I_comp가 I_feedback으로 대체되고, I_comp+와 I_comp-가 I_tune으로 대체됨) 역을 취하여 I_feedback을 구하면 수학식 6이 산출된다.

수학식 5를 수학식 6에 대입하면 하기의 수학식 7이 산출된다.

수학식 4 내지 수학식 7로부터 알 수 있는 바와 같이, 제 1 및 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(402, 404)와 차동 이미터 트랜지스터 회로(400) 내의 신호 처리는 tanh와 tanh^-1함수에 의해 관련된다. tanh^-1함수를 사용하는 차동 이미터 트랜지스터 회로(400) 내의 신호 처리로 인해 제 1 세트의 계수를 사용하는 신호의 효과적인 압축이 이루어진다. 상기 압축 신호의 처리는 이후에 제 1 및 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(402, 404) 내에서 일어난다. 상기 제 1 및 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(402, 404)는 tanh 함수와 제 2 세트의 계수를 사용하여 상기 신호를 효과적으로 압축 해제한다.

사실상, 제 1 압축 스테이지(400) 내의 압축은 소정의 바이어스 전류(즉, I1과 I2)를 사용하여 일어나는데, 이것은 제 1 세트의 압축 상수를 결정한다. 상기압축 신호가 압축 해제 스테이지(402, 404)에서 압축 해제되면, 이것은 약간의 다른 양의 바이어스 전류(즉, I3과 I4)를 사용하여 압축 해제되어 제 2 세트의 계수가 된다. 그 결과가 이들 2개의 바이어스 전류에 의해 선형으로 제어되는 게인이다. 즉, 그 결과가 바이어스 전류(I1, I2, I3 및 I4)에 의해 제어되는 게인이다. I1과 I2가 I_bias와 관련되고, I3와 I4가 I_tune과 같다고 가정하면, 게인은 2개의 바이어스 전류(I_bias와 I_tune)에 의해 제어된다.

압축과 압축 해제(그리고 압축과 압축 해제 스테이지에 대한 언급)는 관련된 바이어스 전류들의 세트에 의해 야기되는 계수들의 관계와 tanh 및 tanh^-1함수의 효과와 본질적으로 관련된다. 사실상, 바이어스 전류는 여전히 높은 선형성을 달성하면서 압축 및 압축 해제 스테이지의 게인을 튜닝하는데 사용될 수 있다.

필터(300)는 선형성의 가정을 통해서 분석될 수 있는데, 그 이유는 압축 스테이지(400)와 압축 해제 스테이지(402, 404)가 각각 독립적으로 높은 비선형성이지만, 결합해서 사용될 때(즉, 압축 해제 스테이지(402, 404)로의 입력을 제공하는 압축 스테이지(400)와의 결합) 전체 동작은 상당히 선형적이다. 압축 스테이지(400)는 하기의 관계에서 comp의 용어로 설명되는 게인을 갖는 전압 증폭기로서 설명된다.

압축 해제 스테이지(402, 404)는 하기의 수학식 9 및 수학식 10에서와 같이 tune1의 용어로 설명되는 회로(402)에 대한 트랜스컨덕턴스와 tune2의 용어로 설명되는 회로(404)에 대한 트랜스컨덕턴스로 선형화될 수 있다.

도 3은 신호(d1)로서 유도되어 도시된 불필요한 잡음 및 간섭을 갖는 G_MC 필터(300)의 한 실시예의 시스템 도면이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 네거티브 피드백을 갖는 시스템에 대하여 포워드 전달 함수가 하기의 수학식 11에 의해 정의될 수 있음을 나타내기 위하여 표준 제어 이론이 사용될 수 있다.

상기 수학식 11에서, comp*tune1=G_m1, comp*tune2=G_m2, Z_c=1/s*C이다.

차동 이미터 트랜지스터 회로(400)와 제 1 이미터 접속 트랜지스터 회로(402)의 결합 트랜스컨덕턴스는 G_m1이고, 차동 이미터 트랜지스터 회로(400)와제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(404)의 결합 트랜스컨덕턴스는 G_m2이다. G_m1과 G_m2의 관계는 하기에 도시된 바와 같을 수 있다. 제 1 스테이지와 제 2 스테이지의 트랜스컨덕턴스(G_m1과 G_m2)는 각각 수학식 12와 수학식 13으로 표현될 수 있다.

G_m1과 G_m2를 대입하면 수학식 11은 수학식 14로 단순화된다.

수학식 14의 전달 함수를 갖는 전류 모드 입력과 출력을 가진 단일 폴 G_mC 필터를 고려하자. 이와 같은 필터는 2개의 압축 스테이지(500, 502)(도 5에 도시됨)를 갖는 종래 기술의 필터로서 구현되거나, 본 발명의 G_mC 필터의 하나의 압축 스테이지(400)(도 4에 도시됨)를 사용하여 구현될 수 있다. 도 6은 2개의 압축 스테이지(600, 602)를 갖는 종래 기술의 필터의 시스템 도면을 나타낸다. 압축 스테이지(600)와 압축 해제 스테이지(604)의 결합 트랜스컨덕턴스는 Gm1이고, 압축 스테이지(600)와 압축 해제 스테이지(606)의 결합 트랜스컨덕턴스는 Gm2이다. 각각의 압축 스테이지 내에서 섭동이 도입될 수 있다. 도 6의 실례에 있어서, 도시된 바와 같이 섭동(d1, d2)이 도입된다. 종래 기술의 필터에 대해서, 이와 같은 섭동에 기인한 출력 전류가 수학식 15에 의해 묘사된 것과 같은 응답을 제공할 수 있다.

출력 신호에 DC 오프셋이 존재할 수 있다. 또한, 인밴드 섭동이 출력 신호의 일부분을 형성할 수 있는데, 여기서 인밴드는 G_m1/(C*2π)보다 작은 주파수로서 정의된다.

하나의 압축 스테이지(400)만이 사용되는 경우(G_mC 필터(300)에서와 마찬가지임), 하나의 섭동(d1)만이 존재한다. 섭동(d1)에 기인한 출력은 수학식(16)에 의해 설명될 수 있다.

이 전달 함수가 DC에서 0, 필터의 대역폭에서 극을 가져서 인밴드 섭동이 억제되고 DC 오프셋이 완전히 상쇄됨이 입증되는 것에 주목하자. 압축 회로에서 나타나는 잡음, DC 오프셋 및 간섭이 상당히 감소되어 튜닝 스테이지에 의해 도입되는 섭동만이 남게 되는 것을 알 수 있을 것이다.

회로(300)의 불필요한 성분의 상쇄가 수학식 16에 의해 설명되고, 제 1 및 제 2 스테이지 회로(402, 404)의 트랜스컨덕턴스(G_m1과 G_m2) 사이의 관계가 수학식 17에 의해 설명될 수 있다.

대안으로,

즉, 원하는 인밴드 신호들에 관하여 설명된 실시예의 G_mC 필터(300)에서 불필요한 잡음 및 DC 오프셋이 강하게 억제될 수 있다.

요약하면, 도 4의 G_mC 필터(300)는 다수의 이익을 제공한다. 우선, 압축 스테이지의 수의 감소가 장치의 수, 특히 저항기 및 매칭된 전류원의 수를 감소시키는데, 이들은 상당한 다이 면적을 차지한다. 필터(300)는 또한 신호 처리 장치 내의 전류 소비를 상당히 감소시킬 수 있다. 각각의 압축 스테이지는 전류를 소비한다. 따라서 압축 스테이지 수의 감소는 소비되는 전체 전류의 양을 감소시킬 수 있다.

한 실시예에서, 필터(300)는 DC 오프셋을 감소시킨다. 피드백 루프에서 피드포워드 트랜스컨덕턴스를 구동하는 압축 스테이지를 포함함으로써, 압축 스테이지에서의 성분의 미스매치에 의한 DC 오프셋의 원인이 감소될 수 있고, 이론적으로 완전히 상쇄될 수 있다. 이것은 2가지 이유에서 중요하다. 하나는 DC 오프셋의 감소로 간단히 성능이 향상될 수 있다는 것이다. 다른 하나는 압축 스테이지에 대한 미스매치 기준을 완화함으로써 저항기, 전류원 등이 차지하는 면적의 양을 줄일 수 있다는 것이다.

잡음 감소로 인하여 다른 이점이 생긴다. 예를 들어, 필터(300)는 피드백(G_mCs)을 구동하는 압축 스테이지에서 발생되는 인밴드 잡음을 억제한다. 인밴드 잡음을 억제하는 것의 이점은 필터(300)가 트랜지스터를 필요로 하고 금속 산화물 반도체(metal oxide semiconductor: MOS) 전류원이 사용되는 경우에 특히 중요하다. 이와 같은 장치들은 DC에 가까운 신호 주파수에서 가장 높고 주파수의 역에 비례하여 감소되는 플리커 잡음을 발생시킨다. 따라서 RF 응용예에 사용되는 GmC 필터에 대해 표준인 DC에 가까운 주파수에서, 상기 필터(300)의 실시예에 의해 플리커 잡음이 특히 잘 억제된다.

필터(300)는 결합에 대한 감도를 감소시킬 수 있다. DC 오프셋과 잡음을 감소시키는 동일한 메커니즘이 또한 결합 감도를 감소시키는 역할을 한다.

비록 도 2 내지 도 4에서 설명된 실시예가 단 하나의 커패시터를 포함하는 피드백을 갖는 단일 폴 필터를 참조하여 설명되었지만, 보다 높은 차수의 필터들과 2개 이상의 커패시터를 포함하는 루프를 사용하는 필터들이 또한 사용될 수 있다. 보다 높은 차수의 필터들은 Butterworth, Bessel 및 2차 이상의 Chebychev 필터를 포함하는 많은 종류의 필터에 필요한 복합 폴(complex pole)의 구현을 감안한 것이다.

도 7은 2개의 극을 갖는 G_mC 필터의 실시예의 시스템 도면을 나타낸다. 2극 필터는 압축 스테이지(706)와 2개의 압축 해제 스테이지(708, 710)와, 제 2 압축 스테이지(700)와 2개의 압축 해제 스테이지(702, 704)를 포함하는 GmC 필터를 포함한다. 2개의 적분기 주위에 피드백을 갖는 2극 필터(도 7에 도시됨)에 대하여 표준 제어 이론을 사용하면, 포워드 전달 함수는 하기의 수학식 19와 같이 정의될 수 있음을 알 수 있다.

도 3의 분석에서와 마찬가지로, 차동 이미터 트랜지스터 회로(706)와 제 1 이미터 접속 트랜지스터 회로(708)의 트랜스컨덕턴스는 G_m1이고, 차동 이미터 트랜지스터 회로(706)와 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로(710)의 트랜스컨덕턴스는 G_m2이다. 마찬가지로, 제 2 차동 이미터 회로(700)와 제 3 이미터 접속 트랜지스터회로(702)의 트랜스컨덕턴스는 G_m3이고, 제 2 차동 이미터 회로(700)와 제 4 이미터 접속 트랜지스터 회로(704)의 트랜스컨덕턴스는 G_m4이다.

불필요한 잡음과 간섭(d1과 d2로서 도입되는 것으로 도시됨)을 갖는 2극 필터의 분석이 하기에 제공된다. 섭동(d1과 d2)은 각각의 압축 스테이지(706, 700)에서 더해진다. 섭동(d1과 d2)에 기인한 출력은 하기의 수학식 20과 같이 설명될 수 있다.

상기 전달 함수의 분자의 양쪽은 항은 s를 포함한다. s가 0(낮은 주파수)에 접근함에 따라서, 이들 항은 0에 가까워진다. 따라서 압축 회로에 나타나는 불필요한 DC 오프셋과 간섭이 상당히 감소되어, 압축 해제 스테이지로부터의 섭동만이 남게 될 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예가 설명되었지만, 보다 많은 실시예 및 구현예가 본 발명의 범위 내에서 가능하다는 것을 당업자들은 명백히 이해할 수 있을 것이다. 따라서 본 발명은 첨부된 특허청구범위 및 이들의 등가물의 관점을 제외하고는 제한되지 않는다.

Claims

GmC 필터에 있어서,

출력을 갖고, 입력을 수신하도록 구성된 압축 스테이지와,

상기 압축 스테이지의 상기 출력에 연결되고, 상기 GmC 필터의 출력과 상기 압축 스테이지의 입력으로의 피드포워드 접속(feed-forward connection)과 피드백 접속(feed-back connection)을 위한 출력을 각각 제공하는 적어도 2개의 압축 해제 스테이지를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 26 항에 있어서,

상기 압축 스테이지의 입력으로의 피드백 접속을 위한 전류 모드 출력을 제공하는 제 1 압축 해제 스테이지와,

피드포워드 접속을 위한 전류 모드 출력을 제공하는 제 2 압축 해제 스테이지를 포함하는 적어도 2개의 압축 해제 스테이지가 사용되는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 스테이지는 트랜지스터들, 이미터 축퇴 저항기들(emitter degeneration resistor), 정전류 싱크들 및 다이오드들을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 스테이지는 제 1 세트의 계수를 사용하여 상기 입력 신호를 압축해서 압축 신호를 생성하는 차동 쌍 트랜지스터 회로(differential pair transistor circuit)를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 해제 스테이지는 제 2 세트의 계수를 사용하여 상기 압축 신호의 압축을 해제해서 처리 신호를 생성하는 제 1 압축 해제 스테이지를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 처리 신호는 상기 압축 스테이지로 피드백되고, 상기 제 1 세트의 계수를 사용하여 압축되어 압축 신호가 생성되는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 스테이지는 제 1 바이어스 전류와 제 1 세트의 압축 계수를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

각각의 압축 해제 스테이지는 압축 해제 바이어스 전류와 한 세트의 압축 해제 계수를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 바이어스 전류와 상기 압축 해제 바이어스 전류는 상기 압축 스테이지와 상기 압축 해제 스테이지의 게인을 튜닝하기 위하여 사용되는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 스테이지는

제 1 및 제 2 트랜지스터를 포함하는 차동 이미터 트랜지스터 회로 - 여기서, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터 사이의 베이스 전극들에 입력 전압이 인가되고, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 이미터 전극들 사이에 적어도 하나의 이미터 피드백 임피던스가 접속됨 - 와,

제 1 및 제 2 다이오드를 포함하는 다이오드 회로를 추가로 포함하고,

상기 제 1 및 제 2 다이오드의 캐소드들은 연결되고, 상기 제 1 다이오드의 애노드는 상기 제 1 트랜지스터의 컬렉터에 연결되며, 상기 제 2 다이오드의 애노드는 상기 제 2 트랜지스터의 컬렉터에 연결되는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 해제 스테이지는 2개의 트랜지스터를 갖는 이미터 접속 트랜지스터 회로를 추가로 포함하고,

상기 트랜지스터들의 컬렉터들은 정전류 싱크에 연결되는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 이미터 접속 트랜지스터 회로는 축퇴되지 않는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
GmC 필터 회로에 있어서,

전류 모드 입력에 병렬로 접속된 커패시터,

제 1 및 제 2 트랜지스터를 갖는 차동 이미터 트랜지스터 회로 - 여기서, 상기 커패시터를 가로지르는 전압이 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 베이스 전극들 사이에 인가되고, 2개의 이미터 피드백 저항기가 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 이미터 전극들 사이에 연결되며, 2개의 정전류 싱크가 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 이미터 전극들에 연결됨,

2개의 다이오드 - 여기서, 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 캐소드들이 연결되고, 상기 제 1 다이오드의 애노드가 상기 제 1 트랜지스터의 컬렉터에 연결되며, 상기 제 2 다이오드의 애노드가 상기 제 2 트랜지스터의 컬렉터에 연결됨,

제 3 및 제 4 트랜지스터를 갖는 제 1 이미터 접속 트랜지스터 회로 - 여기서, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 각각의 컬렉터 전류가 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 각각의 베이스 전극에 각각 공급되고, 정전류 모드 싱크가 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 이미터들에 연결되며, 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 컬렉터들은 상기 커패시터를 가로질러 연결됨 - 및,

제 5 및 제 6 트랜지스터를 갖는 제 2 이미터 접속 트랜지스터 회로를 포함하고,

상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 각각의 컬렉터 전류가 상기 제 5 및 제 6 트랜지스터의 각각의 베이스 전극에 각각 공급되고, 정전류 모드 싱크가 상기 제 5 및 제 6 트랜지스터의 이미터들에 연결되며, 상기 제 5 및 제 6 트랜지스터의 컬렉터들은 전류 모드의 차동 출력을 공급하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터 회로.
GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법에 있어서,

제 1 세트의 계수를 사용하여 입력 신호를 압축해서 압축 신호를 생성하는 단계,

제 2 세트의 계수를 사용하여 상기 압축 신호의 압축을 해제해서, 적어도 일부가 피드백되어 상기 입력 신호와 결합되는 압축 해제 신호를 생성하는 단계, 및

제 3 세트의 계수를 사용하여 상기 압축 신호의 압축을 해제해서 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
제 1 항에 있어서,

입력은 무선 주파수(radio frequency)를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 압축 신호는 피드백 및 피드포워드 모두에 사용되는 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
제 1 항에 있어서,

압축 단계는 전류 모드 신호를 받아서 상기 신호를 압축 전압 신호로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
제 1 항에 있어서,

압축 해제 단계는 압축 전압 신호를 받아서 상기 신호를 압축 해제 전류 모드 신호로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 3 세트의 계수는 상기 제 2 세트의 계수와 동일한 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
제 1 항에 있어서,

제 4 세트의 계수를 사용하여 상기 출력 신호를 포함하는 제 2 입력 신호를 압축해서 제 2 압축 신호를 생성하는 단계,

제 5 세트의 계수를 사용하여 상기 제 2 압축 신호의 압축을 해제해서, 적어도 일부분이 피드백되어 상기 제 2 입력 신호와 결합되는 제 2 압축 해제 신호를 생성하는 단계, 및

제 6 세트의 계수를 사용하여 상기 제 2 압축 신호의 압축을 해제해서 제 2 출력 신호를 생성하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터의 압축 스테이지에 의해 발생된 불필요한 신호들을 억제하는 방법.
GmC 필터에 있어서,

제 1 세트의 계수를 사용하여 입력 신호를 압축해서 압축 신호를 생성하는 수단,

제 2 세트의 계수를 사용하여 상기 압축 신호의 압축을 해제해서, 적어도 일부분이 피드백되어 상기 입력 신호와 결합되는 압축 해제 신호를 생성하는 수단, 및

제 3 세트의 계수를 사용하여 상기 압축 신호의 압축을 해제해서 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

입력은 무선 주파수를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

압축 단계는 전류 모드 신호를 받아서 상기 신호를 압축 전압 신호로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

압축 해제 단계는 압축 전압 신호를 받아서 상기 신호를 압축 해제 전류 모드 신호로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

상기 제 3 세트의 계수는 상기 제 2 세트의 계수와 동일한 것을 특징으로 하는 GmC 필터.
제 1 항에 있어서,

제 4 세트의 계수를 사용하여 상기 출력 신호를 포함하는 제 2 입력 신호를 압축해서 제 2 압축 신호를 생성하는 수단,

제 5 세트의 계수를 사용하여 상기 제 2 압축 신호의 압축을 해제해서, 적어도 일부분이 피드백되어 상기 제 2 입력 신호와 결합되는 제 2 압축 해제 신호를 생성하는 수단, 및

제 6 세트의 계수를 사용하여 상기 제 2 압축 신호의 압축을 해제하여 제 2 출력 신호를 생성하는 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 GmC 필터.