KR20020007309A - 가변 이퀄라이저 제어 시스템 - Google Patents

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KR20020007309A
KR20020007309A KR1020017010580A KR20017010580A KR20020007309A KR 20020007309 A KR20020007309 A KR 20020007309A KR 1020017010580 A KR1020017010580 A KR 1020017010580A KR 20017010580 A KR20017010580 A KR 20017010580A KR 20020007309 A KR20020007309 A KR 20020007309A
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control signal
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asynchronous
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KR1020017010580A
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스텍알버트
잔센테오도루스피.에이치.지
Original Assignee
요트.게.아. 롤페즈
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

장치는 전송 매체로부터 디지털 신호를 수신하기 위한 것을 기재한다. 장치는 이퀄라이즈된 신호를 얻도록 수신된 신호를 이퀄라이즈하기 위한 가변 이퀄라이저(6) 및 이퀄라이즈된 신호로부터 비트들의 시퀀스를 검출하기 위한 비트 검출기(12)를 포함한다. 장치는 비동기 샘플들을 갖는 제 1 신호를 얻도록 수신된 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 비동기 샘플링 유닛(4)을 더 포함한다. 가변 이퀄라이저(16, 18, 20)를 제어하기 위해 제어 신호는 상기 신호에서 제로 크로싱의 어느 한 측에서, 비동기 샘플들을 갖는 신호의 적어도 하나의 샘플의 값들로부터 발생된다.

Description

가변 이퀄라이저 제어 시스템{Variable equalizer control system}
상기에 규정된 바와 같은 장치는 EP 0 387 813 A2에 공지되어 있다. 상기 문서는 가변 이퀄라이저를 포함하는 장치를 기술한다. 장치는 전송 매체로부터 신호를 수신한다. 아날로그-디지털 변환기는 수신된 신호를 비동기 샘플들을 갖는 제 1 디지털 신호로 변환한다. 가변 이퀄라이저는 이퀄라이즈된 신호를 얻도록 제 1 디지털 신호를 이퀄라이즈한다. PLL 회로는 이퀄라이즈된 신호 동기로부터 디지털 신호의 샘플들을 도출한다. 이퀄라이저 제어 신호 발생 유닛은 가변 이퀄라이저를 제어하기 위해 이퀄라이저 제어 신호를 얻도록 동기 샘플들을 처리한다. 이퀄라이저 제어 신호 발생 유닛은 검출 유닛을 포함한다. 검출 유닛은 디지털 신호의 에러율을 검출한다. 에러율은 PLL 회로와 비트 검출 유닛의 정확한 동작에 크게 의존한다. 이퀄라이저 제어 신호 유닛은 에러율에 응답하여 이퀄라이저 제어 신호를 발생한다.
본 발명은 전송 매체로부터 디지털 신호를 수신하기 위한 장치에 관한 것이다. 상기 장치는,
전송 매체로부터 신호를 수신하기 위한 입력 수단과,
비동기 샘플들을 갖는 제 1 신호를 얻도록 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 비동기 샘플링 수단과,
입력 수단의 출력에 결합된 입력, 제어 신호를 수신하기 위한 제어 신호 입력, 및 이퀄라이즈된 신호를 공급하기 위한 출력을 갖는 가변 이퀄라이저 수단과,
입력, 및 이퀄라이저 제어 신호를 공급하기 위한 출력을 갖는 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단으로서, 상기 출력은 이퀄라이저 수단의 제어 신호 입력에 결합되는, 상기 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단과,
가변 이퀄라이저 수단의 출력에 결합된 입력과 상기 디지털 신호를 공급하기 위한 출력을 갖는 신호 검출 수단으로서, 이퀄라이즈된 신호로부터 디지털 신호를 검출하는데 적합한, 상기 신호 검출 수단과,
디지털 신호를 공급하기 위해, 신호 검출 수단의 출력에 결합되는 출력 단자를 포함한다.
도 1은 본 발명에 따른 제 1 실시예를 도시한 도면.
도 2는 제로 크로싱들(zero crossings) 주위의 차들 및 입력 신호를 도시한 도면.
도 3은 FNyquist에서의 기울기 신호 대 신호 손실을 도시한 도면.
도 4는 계수 업데이트 루프를 도시한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 장치의 제 2 실시예를 도시한 도면.
도 6은 본 발명에 따른 장치의 제 3 실시예를 도시한 도면.
보다 빠른 가변 이퀄라이저와 독립적으로 동작하는 PLL 회로를 제어하는 것이 가능한 디지털 신호를 수신하기 위한 장치를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.
본 발명에 따른 장치는 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력이 비동기 샘플들을 갖는 제 2 신호를 수신하는데 적합하며, 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단은 검출 신호를 얻도록, 제 2 신호가 미리 결정된 신호 값을 교차하는 순간을 검출하기 위한 검출 수단과, 상기 검출 신호에 응답하여, 제 2 신호가 상기 미리 결정된 신호 값을 교차하는 순간의 어느 한 측면 상에 제 2 신호의 적어도 하나의 비동기샘플 값으로부터 이퀄라이저 제어 신호를 도출하기 위한 수단을 포함하며, 상기 이퀄라이저 제어 신호는 상기 적어도 2개의 비동기 샘플 값들을 산술적으로 조합하는 것과 같은 동작에 의해서 상기 적어도 2개의 샘플들로부터 도출되는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 다음의 인식에 근거한다. 수신된 신호에서 변화들을 정정하기 위해서, 로버스트(robust) 에러 신호는 착신 신호(incoming signal)로부터 도출되어야만 한다. 한 시퀀스의 비트들을 나타내는, 수신된 신호는 예를 들어, 자기 테이프인 자기 레코드 캐리어와, 예를 들어, 광 디스크인 광 레코드 캐리어와 같은 전송 매체로부터 얻어지거나, 또는 예를 들어, 방송 신호인 전송 채널로부터 얻어질 수 있다. 신호가 자기 테이프로부터 얻어지는 경우, 신호는 수신된 신호내의 고주파수들에서 감쇠시 변형이 생긴, 헤드 대 테이프 거리에 의해 왜곡될 수 있다. 게다가, 테이프의 울퉁불퉁함(roughness) 또는 판독 헤드의 마모(wear)는 수신된 신호내의 고주파수들을 감쇠할 수 있다. 신호가 광 디스크로부터 수신되는 경우, 신호는 고주파수들에서 위상 변화가 생긴, 디스크의 기울기에 의해 왜곡될 수 있다. 이진 신호의 제로 크로싱(zero crossing)의 각 측면상의 하나의 비동기 샘플 값의 산술적 조합의 결과가 상기 왜곡들과 관계가 있음이 알려졌다. 상기 결과는 가변 이퀄라이저를 제어하기 위해 제어 신호를 발생하는데 사용된다. 용어 제로 크로싱은 신호가 신호 값 0을 지난다는 의미에 한정되지 않음을 유념해야 하지만, 신호가 0 또는 임의의 다른 값일 수 있는, 미리 결정된 신호 값을 통과한다는 의미이기도 하다.
장치의 실시예에서, 장치는 비동기 샘플링 수단의 입력이 입력 수단의 출력에 연결되고, 비동기 샘플링 수단의 출력이 가변 이퀄라이저 수단의 입력에 연결되고, 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력이 비동기 샘플들을 갖는 상기 제 2 신호를 수신하기 위해, 가변 이퀄라이저 수단의 출력에 연결되는 것을 특징으로 한다. 이 실시예에서, 가변 이퀄라이저는 디지털 가변 이퀄라이저의 형태이다. 바람직하게도, 가변 이퀄라이저는 FIR 필터(finite impulse response filter)의 형태이다. 1의 DC 이득을 갖으며 고주파수 감쇠에 대한 보상에 적합한 FIR 필터는 전달 함수 H(z)= C0+2C1z-1+C0z-2(여기서, C0=1/2 - C1)를 갖는 3탭 FIR 필터의 형태일 수 있다. 고주파수 위상 변화에 대한 보상을 위한 FIR 필터는 전달 함수 H(z)=ㅿ+z-1-ㅿz-2를 갖는 3탭 FIR 필터의 형태일 수 있다. 고주파수들에서 감쇠 및 위상 변화를 보상하기 위해 전달 함수 H(z)=(C0+ㅿ)+2C1z-1+(C0-ㅿ)z-2(여기서, C0=1/2 - C1)를 갖는 3탭 FIR 필터가 사용될 수 있다.
장치의 다른 실시예에서, 장치는 비동기 샘플링 수단의 입력이 가변 이퀄라이저 수단의 출력에 연결되고, 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력이 비동기 샘플들을 갖는 상기 제 2 신호를 수신하기 위해, 비동기 샘플링 수단의 출력에 연결되는 것을 특징으로 한다. 이 실시예에서 가변 이퀄라이저 수단은 아날로그 필터의 형태이다.
장치의 다른 실시예에서, 장치는 상기 산술적인 조합 수단이 공식S(t)=cx|X(t)-X(t-1)|(여기서, X(t)는 제 2 신호가 미리 결정된 신호 값을 교차하는 순간 바로 다음의 제 2 신호의 샘플이며, X(t-1)는 상기 순간 바로 전의 제 2 신호의 샘플이며, c는 상수이고, S(t)는 상기 이퀄라이저 제어 신호를 도출하기 위한 중간 신호임)에 따르는 것을 특징으로 한다. 수신된 신호에서 고주파수들은 예를 들어, 헤드 대 테이프 거리 또는, 전송 매체로 인한 고주파수 손실들로 인해 감쇠될 수 있다. 상기 공식은 제로 크로싱 주위의 신호의 기울기를 계산한다. 상기 기울기는 신호내의 고주파수들의 진폭과 관계가 있다. 진폭이 헤드 대 테이프 거리와 거의 선형의 관계가 있음이 나타나고 따라서 제어 루프내에서 에러 신호로서 사용하기 용이하다.
장치의 다른 실시예에서, 장치는 상기 산술적인 조합 수단이 공식 S(t)=cx(X(t)-X(t-1))(여기서, X(t)는 상기 순간 바로 다음의 제 2 신호의 샘플이며, X(t-1)는 상기 순간 바로 전의 제 2 신호의 샘플이며, c는 상수이고, S(t)는 상기 이퀄라이저 제어 신호를 도출하기 위한 중간 신호임)에 따르는 것을 특징으로 한다. 이와 같이 얻어진 중간 신호는 올라가는 기울기를 갖는 제 2에서의 제로 크로싱들에 대한 양의 값과 내려가는 기울기를 갖는 제로 크로싱들에 대한 음의 값을 갖는다. 내려가는 기울기들과 올라가는 기울기들 사이의 차는 전송 경로의 동작 주파수 범위에서 저주파수 신호들과 고주파수 신호들 사이의 전송 경로에 의해 야기된 지연시의 차와 관계가 있다. 상기 중간 신호는 지연시 상기 차에 대해 정정하도록 가변 이퀄라이저 수단을 제어하는데 사용된다. 지연시 차는 예를 들어 광 레코드 캐리어의 접선의 기울기에 의해 야기될 수 있다.
중간 신호의 빠른 변화들을 감소시키기 위해 중간 신호는 평균화될 수 있다. 게다가 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단은 이퀄라이저 제어 신호를 얻기 위해, 룩업 테이블을 포함할 수 있다. 적어도 2개의 비동기 샘플 값들의 산술적인 조합을 수행하기 위해 프로세서 대신에, 룩업 테이블이 사용될 수 있다. 산술적인 조합의 복잡성은 어느 솔루션이 양호할지를 결정한다. 예를 들어, 제한된 입력 범위를 갖는 비선형 조합은 룩업 테이블로 효과적인 비용으로 구현될 수 있다.
본 발명의 이런 및 다른 양태들은 도면들을 참조하여 3개의 실시예들의 설명에 의해 명백해지고 명료해질 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 장치의 제 1 실시예를 도시한다. 장치는 전송 매체로부터 디지털 신호를 수신하는데 적합하다. 수신 유닛(2)에 의해 전송 매체로부터 수신된 신호들은 AD 변환기(4)에 공급된다. 수신 유닛(2)은 전송된 신호를 수신하기 위한 수신 수단, 또는 자기 또는 광 레코드 캐리어로부터 신호를 판독하기 위한 판독 유닛을 포함할 수 있으며, 그 레코드 캐리어는 디스크 또는 테이프의 형태일 수도 있다. AD 변환기(4)는 비동기 샘플들을 갖는 제 1 신호를 얻도록 판독 아날로그 신호를 샘플링한다. 제 1 신호는 가변 이퀄라이저 유닛(6)의 입력(8)에 공급된다. 가변 이퀄라이저 유닛(6)은 이퀄라이즈된 신호를 얻도록, 가변 이퀄라이저 유닛(6)의 제어 입력(10)에 공급된 이퀄라이저 제어 신호에 응답하여 가변 이퀄라이저 유닛(6)의 입력(8)까지 전송 매체를 포함하는 전송 경로의 전송 특성을 이퀄라이즈하는데 적합하다. 이퀄라이즈된 신호는 비트 검출 유닛(12)에 공급된다. PLL 및 비트 검출기를 포함하는, 비트 검출 유닛은 디지털 신호를 얻도록 이퀄라이즈된 신호내에서 비트들을 검출하는데 적합하다. 디지털 신호는 출력 단자(14)에 공급된다.
장치는 이퀄라이즈된 신호에 의존하여 제 1 제어 신호를 발생하기 위한 유닛(16)을 더 포함한다. 임의로, 제 1 제어 신호는 이퀄라이저 제어 신호 발생 유닛(20)의 입력(22)에 제 1 제어 신호를 공급하기 전에 제 1 제어 신호를 평균화하기 위한 유닛(18)에 의해 처리된다. 이퀄라이저 제어 신호 발생 유닛은 그 입력(22)에 공급된 신호에 응답하여 이퀄라이저 제어 신호를 발생시키는데 적합하며, 가변 이퀄라이저 수단(6)의 제어 입력(10)에 이퀄라이저 제어 신호를 공급하는데 적합하다. 제 1 제어 신호 또는 평균화된 제 1 제어 신호는 전송 경로의 진폭 전송 특성에서 고주파수 손실과 관계가 있을 수 있다. 예를 들어, 헤드 대 테이프(head-to-tape) 거리는 재생동안 상기의 손실들을 야기한다. 제 1 제어 신호는 또한 상기 전송 경로에서의 전송에서 야기된, 전송 경로의 동작 주파수에서의 저주파수 신호들과 고주파수 신호들 사이의 지연시, 차들과 관계가 있을 수 있다. 지연시 차들은 예를 들어, 전체 광 레코드 캐리어가 레이저빔에 관해 기울기(tilt)를 갖는다는 사실로 인하여 신호가 CD와 같은 광 레코드 캐리어로부터 판독될 때 발생할 수 있다. 디스크 모양의 광 레코드 캐리어의 변형(deformation)으로 인해, 지연시 차는 디스크의 회전마다 변할 수 있다. 지연시 차는 실제로 상기 레코드 캐리어상의 트랙 반경과 함께 변한다.
상기된 장치는 다음과 같이 기능한다. 디지털 정보 신호는 수신 유닛(2)에 의해 수신되고, 비동기 샘플들을 갖는 제 1 신호를 얻도록 AD 변환기에 의해 샘플링된다. 도 2는 테이프로부터 랜덤 8 내지 9의 인코드된 판독 신호의 형태로 제 1 신호의 예를 도시한다. 도 2에서 제 1 신호는 나이퀴스트(Nyquist)-I로 이퀄라이즈된다. 나이퀴스트(Nyquist)-I 이퀄라이제이션은 AD 변환기의 전 또는 후에, 도시되지 않은 전치 증폭기 유닛에서 행해질 수 있다. 제 1 신호는 이퀄라이즈된 신호를 얻기 위해서, 가변 이퀄라이저에서 이퀄라이즈된다.
가변 이퀄라이저(6)는 가변 이퀄라이저(6)의 입력(8)까지 레코딩 채널을 포함하는 전송 채널의 전송 특성을 이퀄라이즈하는데 적합하다. 가변 이퀄라이저는 바람직하게는 3탭 FIR 필터(Finite Impulse Response filter)이다. 그러나, 임의의 다른 적절한 필터 타입이 사용될 수 있다. 고주파수 손실들을 정정하기 위해, FIR 필터는 바람직하게도 전송 함수 H(z)=C0+2C1z-1+C0z-2(여기서, C0=1/2 - C1)를 갖는다. 지연시 차들을 정정하기 위해서, FIR 필터는 바람직하게도 전송 함수 H(z)=ㅿ+z-1-ㅿz-2를 갖는다. 고주파수 손실들과 지연시 차들을 정정하기 위해, FIR 필터는 바람직하게도 전송 함수 H(z)=(C0+ㅿ)+2C1z-1+(C0-ㅿ)z-2(여기서, C0=1/2 - C1)를 갖는다.
이퀄라이즈된 신호는 유닛(16)의 입력(24)에 공급된다. 유닛(16)은 검출 신호를 얻도록, 입력(24)에서 수신된 신호가 미리 결정된 신호 값을 교차하는 순간을 검출하기 위한 신호 검출 수단 포함한다. 유닛(16)은 상기 검출 신호에 응답하여, 상기 신호가 상기 미리 결정된 신호 값을 교차하는 순간의 어느 한 측면에서 입력(24)에서 수신된 신호의 적어도 하나의 샘플 값으로부터 에러 신호를 도출하기 위한 수단을 더 포함한다. 미리 결정된 신호 값은 예를 들어, 영 값 또는 DC 신호 값으로 고정될 수 있다. 그러나, 신호가 변하는 평균 신호 값을 갖는 경우, 미리 결정된 신호 값들은 상기 변하는 평균 신호 값과 관계가 있을 수 있다. 도 2는 제로 크로싱들 직후에 샘플 값과 상기 제로 크로싱에 직전의 샘플 값을 감산함으로써 제로 크로싱들 주위의 기울기를 계산함으로써 얻어진 에러 신호를 도시한다. 에러 신호가 명목상의 이퀄라이즈된 신호로부터 얻어지므로, 에러 신호는 거의 상수 값을 갖는다.
헤드 대 테이프 거리 손실이 제로 크로싱들 주위의 신호의 기울기와 관계가 있음이 알려졌다. 도 3은 FNyquist에서의 제로 크로싱들 주위의 신호의 기울기 대 진폭을 도시한다. 헤드 대 테이프 거리 손실은 FNyquist에서의 진폭의 손실로서 표시될 수 있다. 도 2에서 에러 신호를 보면, 기울기 신호가 또한 명목상의 이퀄라이즈된 신호에 대해 거의 일정한 값을 가지며, 기울기 신호는 제어 신호로 사용될 수 있다. 헤드 대 테이프 거리와 관계가 있는 제 1 제어 신호, 바람직하게는 신호가 미리 결정된 값을 교차하는 순간의 어느 한 측면에서 제 1 샘플 값들은 다음의 산술 조합에 의해 얻어질 수 있다: S(t)=cx|X(t)-X(t-1)|, 여기서, S(t)는 제 1 제어 신호이고, X(t)는 상기 순간 바로 다음의 신호의 샘플이며, X(t-1)는 상기 순간 바로 전의 상기 신호의 샘플이며, c는 상수이다. 지연시 차와 관계가 있는 제 1 제어 신호, 바람직하게는 신호가 미리 결정된 값을 교차하는 순간의 어느 한 측면에서 제 1 샘플 값들은 다음의 산술 조합에 의해 얻어질 수 있다: S(t)=cx(X(t)-X(t-1)), 여기서, S(t)는 제 1 제어 신호이고, X(t)는 상기 순간 바로 다음의 신호의 샘플이며, X(t-1)는 상기 순간 바로 전의 상기 신호의 샘플이며, c는 상수이다. 이와 같이 얻어진 제 1 제어 신호들은 헤드 테이프 거리 변화들 및/또는 지연시 차들에 대해 정정하기 위해 제어 루프내에서 사용된다.
제 1 제어 신호가 이퀄라이저 제어 신호 발생 유닛(20)에 인가되기 전에, 제 1 제어 신호는 노이즈가 없는(less noisy) 제어 루프를 얻기 위해서 보다 안정한 제어 신호를 얻도록 유닛(18)에 의해 처리될 수 있다. 유닛(18)은 예를 들어, 마지막에 발생된 제 1 제어 신호 값들 N의 값들을 평균화함으로써 평균화된 제 1 제어 신호를 발생시키는데 적합하다. 그러나, 보다 안정한 제 1 제어 신호를 발생하기 위한 임의의 다른 적절한 방법들이 사용될 수 있다.
이퀄라이저 제어 신호 유닛(20)은 제 1 제어 신호로부터 이퀄라이저 제어 신호 또는 그 평균화된 표시를 발생한다. 이퀄라이저 제어 신호는 가변 이퀄라이저에서 FIR 필터의 필터 계수들에 대한 값들을 포함한다. 그러나, 가변 이퀄라이저의 복잡성에 의존하여, 가변 이퀄라이저가 이퀄라이저 제어 신호로부터 내부적으로 FIR 필터의 계수들을 발생시키는데 적합할 수 있다. 이 경우 이퀄라이저 제어 신호는 가변 이퀄라이저에서 사용될 계수들과 관계가 있다. 상술된 바와 같이, 헤드 대 테이프 거리 변화들이 전송 함수 H(z)= C0+2C1z-1+C0z-2(여기서, C0=1/2 - C1)을 갖는 간단한 3탭 FIR 필터와 대략적으로 보상될 수 있다. 중간 탭 2C1는 필터의 부스트(boost)가 측정된 손실에 부합하는 이러한 방식으로 제 1 제어 신호로부터 계산된다. 동일한 값을 갖는 2개의 바깥쪽의 탭들은 필터의 DC 이득이 일정한, 예를 들어 DC 이득이 32인 이러한 방식으로 계산된다. 계수 C1는 바람직하게도 다음의 식으로 계산된다:c1'=c1+α·(c1-8)·(-1)
본 명세서에서, S(t)는 제 1 제어 신호의 샘플 값이며, 파라미터 기준은 제로 크로싱들 주위에서 요구된 명목상의 기울기와 관계가 있는 기준 값이며, c1은 전송 함수에서 파라미터 C1의 현재 값이고, c1'은 전송 함수에서 파라미터 C1의 다음 값이다. 파라미터 기준은 FIR 필터의 명목상의 부스트를 제어하고 이퀄라이즈된 제어 신호에서 제로 크로싱 주위에서 측정된 기울기를 제어한다. 루프의 대역폭은 이득 가변 α로 제어된다. 게다가, α는 루프에 의한 평균 양을 제어한다. 계수 C0은공식 C0=16-C1에서 얻어질 수 있다.
계수 c1의 계산은 바람직하게도 공식의 비선형 형태 때문에 룩업 테이블(LUT)로 행해진다. 제 1 제어 신호, 파라미터 기준 및 C1의 현재 값은 이어서 룩업 테이블에 대한 입력 신호들이다. 룩업 테이블의 출력 신호는 중앙 탭 계수 C1의 새로운 값이다.
바람직하게도, 2개의 제한들, 즉 FIR 필터의 최소 부스트(0㏈) 및 최대 부스트(10㏈)는 제어 루프의 구현으로 이루어진다. 이는 이들 영역들의 바깥에서 FIR의 성능에서 이제 얻어지는 것이 쉽지 않기 때문이다. C0=0 및 C1=16이면 FIR 필터는 0㏈의 부스트를 갖는다. C0=-16 및 C1=32이면 FIR 필터는 FIR 필터의 샘플 주파수에서 10㏈의 부스트를 갖는다.
도 4는 계수들에 대한 업데이트 루프의 실시예를 도시한다. 이는 몇몇 평균화가 α의 적절한 값을 선택함으로써 달성되는 비례적 루프이다. 입력 단자(40)는 이퀄라이즈된 신호를 수신한다. 도 1에서 유닛(16)의 기능을 수행하는, 유닛(42)은 제 1 제어 신호를 얻도록 이퀄라이즈된 신호를 처리한다. 유닛(44)은 에러 신호를 얻도록 제 1 제어 신호에서 기준 신호를 뺀다. 유닛(46)은 표준화된 조절 신호를 얻도록 에러 신호 및 현재 계수 C1을 처리한다. 유닛(48)은 조절 신호를 얻도록 상기 표준화된 조절 신호를 파라미터 α로 곱한다. 신호 조합 유닛(50)은 계수 C1의 다음 값을 얻도록, 현재 계수 C1을 나타내는 신호에 조절 신호를 가산한다.그 결과로 얻어진 C1의 다음 값은 상술된 공식에서 c1'과 같다. 유닛(52)은 계수 C1의 다음 값을 얻도록 최소 및 최대 부스트에 대한 계수 값 범위에 대해 계수 C1의 다음 값을 제한하는데 적합하다. 계수 C1의 다음 값은 지연 유닛(56)을 통해 가변 이퀄라이저에 공급된다. 유닛들(44, 46, 48 및 50)은 상술한 공식을 구현하며 계수 C1의 다음 값을 얻기 위해서, 룩업 테이블(54)에서 실현될 수 있다. 유닛(52)의 기능이 룩업 테이블(54)에 통합될 수 있음을 유념해야 한다.
도 5는 본 발명에 따른 장치의 제 2 실시예를 도시한다. 본 실시예는 아날로그 필터의 형태로 가변 이퀄라이저(6')가 아날로그 이퀄라이즈된 신호를 얻도록 수신된 신호를 필터링하는데 적합하다는 점에서 도 1의 장치와 약간 다른 버전이다. 게다가, 아날로그 이퀄라이즈된 신호는 아날로그 이퀄라이즈된 신호에서 한 시퀀스의 비트들을 검출하는데 적합한 비트 검출 유닛(12')에 공급된다. 아날로그 이퀄라이즈된 신호는 또한 아날로그-디지털 변환기(4')에 공급된다. 상기 AD 변환기(4')는 비동기 샘플들을 갖는 제 1 신호를 얻는데 적합하다. 제 1 신호는 이어서 아날로그 가변 이퀄라이저의 전송 함수를 제어하기 위해 가변 이퀄라이저 제어 신호를 얻도록 유닛(16), 유닛(18) 및 유닛(20')에 의해 처리된다.
도 6은 본 발명에 따른 장치의 제 3 실시예를 도시한다. 도 1에서의 유닛들과 동일한 참조 부호들을 갖는 유닛들은 도 1을 참조한 설명에서 기술되었다. 본 실시예에서 가변 이퀄라이저는 피드 포워드 제어 루프(feed forward control loop)로 제어된다. 본 실시예에서 이퀄라이저 제어 신호 발생 유닛(20")은 유닛(16) 또는 유닛(18) 각각에 공급된 제 1 제어 신호 또는 평균화된 제 1 제어 신호에 응답하여 이퀄라이저 제어 신호를 발생하는데 적합하다. 제 3 실시예는 가변 이퀄라이저가 가변 이퀄라이저를 제어하기 위한 피드백 루프를 갖는 실시예들에 의해 보다 빠르게 제어될 수 있도록 한다.
본 발명이 그것의 양호한 실시예를 참조하여 기술되었다 하더라도, 이들은 예들에 한정되지 않음을 알 수 있을 것이다. 이와 같이, 다양한 변형들은 청구항들에 의해 규정된 바와 같이, 본 발명의 범위에서 벗어남 없이, 당업자에게 생각될 수 있다. 예로서, 제 2 실시예에서 비트 검출기(12')의 입력은 AD 컨버터(4')의 출력에 결합될 수 있다. 이 경우 비트 검출기(12')는 도 1에서 제 1 실시예와 동일한 비트 검출기일 수 있다.
'포함하는'이라는 단어는 청구항에서 그렇게 리스트된 것보다 다른 엘리먼트들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다. 임의의 참조 부호는 청구항들의 범위를 제한하지 않는다. 본 발명은 소프트웨어뿐만 아니라 하드웨어에 의해 구현될 수 있다. 몇몇 "수단"은 하드웨어의 동일 항목으로 표시될 수 있다. 게다가 본 발명은 각각의 그리고 모든 새로운 특징 또는 특징들의 조합에 속한다.

Claims (12)

  1. 전송 매체로부터 디지털 신호를 수신하기 위한 장치에 있어서, 상기 장치는,
    상기 전송 매체로부터 신호를 수신하기 위한 입력 수단과,
    비동기 샘플들을 갖는 제 1 신호를 얻도록 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 비동기 샘플링 수단과,
    상기 입력 수단에 연결된 입력, 제어 신호를 수신하기 위한 제어 신호 입력, 및 이퀄라이즈된 신호를 공급하기 위한 출력을 갖는 가변 이퀄라이저 수단과,
    입력, 이퀄라이저 제어 신호를 공급하기 위한 출력을 갖는 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단으로서, 그 출력은 이퀄라이저 수단의 제어 신호 입력에 연결되는, 상기 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단과,
    가변 이퀄라이저 수단의 출력에 연결된 입력, 및 상기 디지털 신호를 공급하기 위한 출력을 갖는 신호 검출 수단으로서, 상기 이퀄라이즈된 신호로부터 상기 디지털 신호를 검출하는데 적합한, 상기 신호 검출 수단과,
    상기 디지털 신호를 공급하기 위해, 상기 신호 검출 수단의 출력에 연결되는 출력 단자를 포함하며,
    상기 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력이 비동기 샘플들을 갖는 제 2 신호를 수신하는데 적합하며, 상기 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단은 검출 신호를 얻도록, 제 2 신호가 미리 결정된 신호를 교차하는 순간을 검출하기 위한 검출 수단 및 상기 검출 신호에 응답하여, 상기 제 2 신호가 상기 미리 결정된 신호 값을교차하는 순간의 어느 한 측면에서 제 2 신호의 적어도 하나의 비동기 샘플 값으로부터 이퀄라이저 제어 신호를 도출하기 위한 수단을 포함하며, 상기 이퀄라이저 제어 신호는 상기 적어도 2개의 비동기 샘플 값들을 산술적으로 조합하는 것과 같은 동작에 의해서 상기 적어도 2개의 샘플들로부터 도출되는 것을 특징으로 하는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 비동기 샘플링 수단의 입력이 입력 수단에 연결되고, 비동기 샘플링 수단의 출력이 가변 이퀄라이저 수단의 입력에 연결되고, 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력이 비동기 샘플들을 갖는 상기 제 2 신호를 수신하기 위해, 상기 가변 이퀄라이저 수단의 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는, 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 비동기 샘플링 수단의 입력이 입력 수단에 연결되고, 비동기 샘플링 수단의 출력은 비동기 샘플들을 갖는 상기 제 2 신호를 수신하기 위해, 가변 이퀄라이저 수단의 입력과 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력에 연결되는 것을 특징으로 하는, 장치.
  4. 제 2 항 및 제 3 항에 있어서, 가변 이퀄라이저 수단은 FIR 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는, 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, FIR 필터는 전송 함수 H(z)=C0+2C1z-1+C0z-2(C0및 C1은 C0=1/2 - C1을 따르는 변수들이며, 그 변수들은 이퀄라이저 제어 신호와 관계가 있음)를 갖는 바람직하게는 3탭 FIR 필터인 것을 특징으로 하는, 장치.
  6. 제 4 항에 있어서, FIR 필터는 전송 함수 H(z)=ㅿ+z-1-ㅿz-2(ㅿ는 이퀄라이저 제어 신호와 관계가 있는 변수임)를 갖는 바람직하게는 3탭 FIR 필터인 것을 특징으로 하는, 장치.
  7. 제 4 항에 있어서, FIR 필터는 전송 함수 H(z)=(C0+ㅿ)+2C1z-1+(C0-ㅿ)z-2(여기서, C0, C1및 ㅿ는 C0=1/2 - C1에 따른 이퀄라이저 제어 신호와 관계가 있는 변수들임)를 갖는 바람직하게는 3탭 FIR 필터인 것을 특징으로 하는, 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 비동기 샘플 수단의 입력은 가변 이퀄라이저 수단의 출력에 연결되고, 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단의 입력은 비동기 샘플들을 갖는 상기 제 2 신호를 수신하기 위해, 비동기 샘플링 수단의 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는, 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 산술 조합 수단은 공식S(t)=cx|X(t)-X(t-1)|(여기서, X(t)는 상기 순간 바로 다음의 제 2 신호의 샘플이며, X(t-1)는 상기 순간 바로 전의 제 2 신호의 샘플이며, c는 상수이고, S(t)는 상기 이퀄라이저 제어 신호를 도출하기 위한 중간 신호임)에 따르는 것을 특징으로 하는, 장치.
  10. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 산술 조합 수단은 공식 S(t)=cx(X(t)-X(t-1))(여기서, X(t)는 상기 순간 바로 다음의 제 2 신호의 샘플이며, X(t-1)는 상기 순간 바로 전의 제 2 신호의 샘플이며, c는 상수이고, S(t)는 상기 이퀄라이저 제어 신호를 도출하기 위한 중간 신호임)에 따르는 것을 특징으로 하는, 장치.
  11. 제 9 또는 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서, 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단은 평균화된 신호를 얻도록 중간 신호를 평균화하기 위한 수단을 포함하며, 상기 이퀄라이저 제어 신호는 상기 평균 신호에 응답하여 발생되는 것을 특징으로 하는, 장치.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 이퀄라이저 제어 신호 발생 수단은 제 1 제어 신호에 응답하여 이퀄라이저 제어 신호를 얻기 위해서 룩업 테이블을 포함하는 것을 특징으로 하는, 장치.
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