KR20010108398A - 전력 추정을 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

입력 신호는 비교되어 복수의 범위들로 분리된다. 각 범위는 특정 출력값으로 지정된다. 출력값들은 입력 신호의 알려진 특성에 따라 입력 신호 자승에 근사화된다. 상기 출력값들을 평균하기 위해 로패스 필터가 사용된다.

Description

전력 추정을 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR ESTIMATING POWER}
위성 기반 통신 시스템은 원거리 상에서 정보가 전송되는 방법이다. 일반적인 위성 기반 통신 시스템은 게이트웨이로 언급되는 기지국 및 게이트웨이들 및 하나 또는 그 이상의 사용자 단말들 사이에서 통신 신호들을 전달하는 하나 또는 그 이상의 위성들을 사용한다. 게이트웨이는 각 사용자 단말로부터 다른 사용자 단말 또는 공중 전화 교환망과 같은 다른 접속 통신 시스템으로의 통신 링크를 제공한다. 사용자 단말들은 고정될 수도 또는 이동 전화와 같이 이동될 수도 있고, 위성과 통신할 수 있는 어느 곳에서든지 위치한다.
위성 트랜스폰더는 게이트웨이 및 사용자 단말로부터 게이트웨이 및 사용자 단말로 신호를 수신 및 송신하는 위성 소자이다. 위성 트랜스폰더는 비용 효율적이기 위해 동시에 많은 가입자들을 전송할 수 있어야만 한다. 시분할 다중 접속(TDMA), 코드 분할 다중 접속(CDMA)과 같은 다양한 위성 접속 방식들이 많은가입자들에 의한 트랜스폰더에 접속을 가능케 한다. 더 낮은 가격에서 더 높은 품질로 많은 통신 신호들이 전송되기 위해서 디지탈 CDMA 방식이 다른 위성 접속 방식보다 선호된다. 이는 CDMA 시스템이 채널간 간섭을 최소화하고 위성 전력을 보존하는 낮은 전력의 신호 사용을 가능케 하기 때문이다.
일반적인 확산 스펙트럼 통신 시스템에서, 미리 선택된 의사 랜덤 잡음(PN) 코드 시퀀스들이 사용자 정보 신호를 통신 신호로서 전송하기 위해 캐리어 상에서 변조하기에 앞서 소정의 스펙트럼 밴드에서 변조 또는 "확산" 시키기 위해 사용된다. PN 확산은 공지된 확산 스펙트럼 전송 방법이다.
일반적인 CDMA 확산 스펙트럼 통신 시스템에서, 채널화 코드들은 셀 내의 상이한 사용자들간의 신호들 사이를 식별하거나, 순방향 링크(즉 기지국 또는 게이트웨이에서 사용자 트랜시버로)에서 위성 빔 또는 서브빔 내에서 전송된 사용자 신호들을 식별하기 위해 사용된다.
CDMA 시스템에서 각 고객, 가입자, 또는 사용자 단말은 "커버링" 또는 "채널화" 직교 코드들을 사용하여 개별, 직교 , 통신 채널로 지정된다. 왈쉬 함수들은 일반적으로 채널화 코드들을 사용하여 구현되고, 그 길이는 지상 통신에서는 64 코드 칩이고, 위성 통신에서는 128 코드 칩이다. CDMA 시스템은 많은 채널들이 동일한 파형을 통해 확산되도록 하기 위해서 각 개별 코드 채널을 단일 협대역 채널로 결합한다. 결과적으로, 다중 고객들 및 사용자들이 동시에 여기서 호환성 있게 "CDMA 채널", "서브빔" 또는 "캐리어"로 언급되는 동일한 "협대역 채널"을 공유한다. 다중 고객들 및 사용자들은 동일한 서브빔을 공유하여 사용하기 때문에, 하나또는 그 이상의 고객들 또는 사용자들 신호가 상기 채널에서 다른 고객 및 사용자들에 대한 신호보다 높은 전력에서 전송되면, 이는 간섭을 초래하고, 이는 상기 서브빔 상에서의 사용자들 수가 감소되지 않으면 성능의 저하를 초래한다. 특히, 이러한 여분 전력은 다른 사용자 신호들에 제공되는 전력을 줄이게 하고 따라서 전체 용량을 감소시킨다.
일반적인 CDMA 시스템에서, 게이트웨이 및 위성은 순방향 및 역방향에서 예를 들어 16개의 빔들로 공간적으로 분할된 링크들을 통해 통신된다. 순방향 링크에서, 정보는 주파수 분할 및 편극(polarization) 멀티플렉싱을 사용하여 게이트웨이에 의해 전송된다. 예시적 시스템 설계에서, 순방향 링크는 우회전 편극(RHCP)을 사용하는 8개의 개별 16.5 MHz "채널" 또는 "빔" 및 좌회전 편극(LHCP)을 사용하는 8개의 개별 16.5 MHz "채널" 또는 "빔"으로 분할되는 C-밴드 주파수 밴드를 사용한다. 이러한 개별 16.5MHz 채널들은 각각 1.23MHz 대역폭을 갖고 빔을 형성하기 위해 주파수 분할 멀티플렉스(FDM)된 13개의 "서브 채널" 또는 "서브빔"으로 구성된다. 이러한 FDM 서브빔들은 위에서 언급되듯이 많은 코드 채널들을 결합함으로써 형성되는 협대역 채널들이다.
위성으로의 전송을 위해, 각 FDM 서브빔들은 하나의 광대역 채널을 형성하기 위해 함께 주파수 멀티플렉스 된다. 광대역 채널은 특정 위성 시스템에 대해 설계된 사전 설정 대역폭을 갖는다. 본 발명의 예에서, 8개 빔들에 대해 각각 13개의 서브빔을 갖는 104개의 서브빔들로 구성된 160MHz의 대역폭이 사용된다. 104개의 서브빔들을 전송하는 광대역 채널의 능력은 고 품질 전송을 위해 필요한 최소 전력으로 각 서브빔의 전력을 제한하는데 의존한다. 따라서, 고 품질 전송을 가능케 하고 광대역 채널에서 전송되는 서브빔들의 수를 최대로 하는 효율적이 전력 사용을 보장하기 위해 서브빔들의 전력 제어가 요구된다.
광대역 전력 측정을 사용하여 개별 협대역 채널들(서브빔)의 이득을 제어하는 시스템 및 방법이 이미 개발되었다. 상기 시스템은 전송된 신호에 인가된 이득을 조정함으로써 개별 협대역 채널들(서브빔)의 전력을 제어하는 전송 전력 추적 루프(TPTL)를 사용한다. 이러한 시스템 및 방법은 미국 특허 출원 번호 09/150,545 제목 "System and Method for Gain Control Of Individual Narrowband Channels Using A Wideband Power Measurement"에 제시되어 있고, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되고, 본 명세서에서 참조된다. 개방 루프 및 폐쇄 루프 전력 제어가 TPTL에서 사용된다. 폐쇄 루프 제어는 각 개별 서브빔의 전력 제어를 필요로 한다. 각 서브빔의 전력을 제어하기 위해서 각 서브빔의 전력을 결정하는 것이 필요하다. 그러나, 효과적인 이득 제어를 위해 필요한 시간 프레임들에서의 각 서브빔 전력의 측정이 어렵다. 게다가, 이러한 전력 추정의 수행은 계산 집약적이고 제어 소프트웨어 구현에 있어 특히 그러하다. 결과적으로, 개별 서브빔들의 전력을 결정 및 추정하는 대안적 시스템 및 방법이 필요하다.
각 서브빔들의 전력 결정은 상기 서브빔들을 수신하는 위성의 전력 소비를 모니터링 함으로써 이루어질 수 있다. 위성은 서브빔들을 수신 및 전달하는데 전력을 필요로 한다. 위성은 태양 판넬에 의해 수집된 태양 에너지를 저장하는 배터리에 의해 전력이 제공된다. 위성은 태양에 노출되는 동안만 충전되기 때문에, 위성의 전력은 위성의 태양 노출에 의해 제한된다.
이러한 위성의 제한된 에너지로 인해, 위성은 에너지를 모두 다 소비하는 것이 가능하다. 따라서, 적절하게 위성을 동작시키기 위해 각 전송된 서브빔에 의해 사용된 에너지량이 어떠한지를 알 필요가 있다. 예를 들어, 서비스 제공자들 사이의 용량을 분할하기 위해서, 각 서브빔들에서 사용된 전송 에너지량을 아는 것이 필요하다. 또한 위성의 오버드라이빙에 의한 손상으로부터 위성을 보호하기 위해서 각 서브빔에서 어느 정도의 전력이 전송되는지를 알 필요가 있다.
적절한 위성 배터리의 관리는 위성 배치의 수명에 중요하다. 트래픽을 처리하기 위해 배터리로부터 소모된 에너지는 위성이 태양에 노출되는 충전 시간동안 다시 채워져야 한다. 트래픽을 처리하기 위해 너무 많은 에너지가 소모되면, 위성은 태양에 더 많은 시간동안 노출되거나 또는 배터리 비축 전력을 끌어내야 한다. 위성 에너지 추정의 품질은 부분적으로 각 서브빔 전력의 추정 함수이다. 특히 위성 전력 사용은 위성에 전송된 신호들의 전력을 측정함으로써 측정될 수 있다. 이는 위성 트랜스폰더가 트랜스폰더에 의해 수신된 신호들의 전력에 비례하는 전력에서 신호들을 전송하기 때문이다.
따라서, 게이트웨이에서 위성으로 전송되는 각 서브빔의 전력을 추정하는 것이 필요하다. 이러한 전력 추정은 전력 소비를 결정하는데 사용될 수 있고 각 서브빔의 전력을 조절하는 제어 시스템들에서 사용될 수 있다. 특히, 위성에 제공되는 전력 소비를 추적하기 위해 서브빔들의 전력을 추정하는 것이 필요하다. 추가로, 각 서브빔의 전력을 제한하기 위해서 각 서브빔의 전력을 추정하는 것이 필요하다. 또한 서비스 제공자들 사이에 용량을 할당하고 결제(billing) 정보를 제공하기 위해 서브빔들의 전력을 추정하는 것이 필요하다. 게다가, 위성의 오버드라이빙을 피하고 선속 밀도 제한 위반을 피하기 위해 서브빔들의 전력을 추정하는 것이 필요하다.
전력 추정 시스템은 최소의 전력량을 소비하여야 하고 최소의 공간의 차지하기 위해 낮은 복잡도를 가져야한다. 이는 전력 추정 시스템을 구현하는데 사용되는 회로 또는 칩들의 크기 및 칩이 처리할 수 있는 전력량이 제한되기 때문이다. 게다가, 칩이 클수록 즉 칩 상에 논리 게이트들이 많을수록, 칩값이 비싸다. 또한 칩 상에 논리 게이트들이 많을수록, 게이트들을 구동하는데 더 많은 전력이 요구된다. 칩은 단시 많은 전력만을 소비하기 때문에, 너무 많은 논리 게이트들 갖는 칩은 많은 열에너지를 발생시키고 이는 칩 고장을 야기시킨다. 게다가, 칩은 구동하는데 필요한 전력이 많을수록, 칩을 구동하는 비용이 비싸진다. 따라서, 칩 상의 논리 게이트들의 수의 감축은 칩의 생산 및 전력 비용을 감소시키고 칩의 견고성을 증가시킨다.
본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 통신 신호 또는 서브빔을 형성하는 신호들 셋의 전력을 추정하는 방법 및 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 위성 전력 추적이 중요한 위성을 사용하는 이동 통신 시스템에 특히 적용된다.
도1은 이동 통신 시스템에서 게이트웨이 및 사용자 단말 사이에서 사용되는 통신 링크들의 예시적 구현을 보여주는 도이다.
도2A는 본 발명에 따른 신호 전력 측정 시스템의 상위 레벨 블록 다이아그램이다.
도2B는 본 발명에 따라 12 비트 신호 샘플들을 사용하여 신호 전력을 추정하는 시스템의 상위 레벨 블록 다이아그램이다.
도3은 본 발명의 실시예에 따라 신호 전력을 추정하는 예시적 시스템의 상위 레벨 블록 다이아그램이다.
도4는 본 발명의 실시예에 따라 신호 전력을 추정하는 예시적 시스템의 상위 레벨 블록 다이아그램이다.
본 발명은 위성 통신 시스템에서 신호 전력을 추정하는 시스템 및 방법에 관한 것이다. 신호는 비교되고 분리 수단에 의해 복수의 범위들로 분리된다. 각 범위는 특정 출력값으로 지정된다. 상기 출력값들은 알려진 입력 신호의 특성에 따라 입력 신호 자승에 근사화된다. 복수의 출력값들을 평균하기 위해 로패스 필터가 사용된다. 일 실시예에서, 로패스 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함한다.
본 발명의 특징은 입력 신호가 미리 설정된 비트들에 의해 표현될 때, 지정된 출력값들이 상기 미리 설정된 비트들의 2배수보다 작은 비트들에 의해 표현된다는 것이다.
본 발명의 또 다른 특징은 입력 신호가 미리 설정된 비트들에 의해 표현될 때, 지정된 출력값들이 상기 미리 설정된 비트들의 수보다 작은 비트들에 의해 표현된다는 것이다.
본 발명의 또 다른 특징은 직교 위상 편이 방식(QPSK) 변조기의 I 채널 및 Q 채널에 의해 입력 신호가 생성될 때, 변조기에 의해 생성되는 신호의 총 전력이 Q 채널 전력에 대한 I 채널 전력의 비율에 따라 결정될 수 있다는 것이다.
추가적인 본 발명의 특징은 분리 수단의 출력이 입력 신호의 순시 전력을 표현하고 필터의 출력이 입력 신호의 평균 전력을 표현한다는 것이다.
본 발명의 추가적인 특징은 분리 수단의 출력이 입력 신호의 순시 전력에 비례하고 필터 출력이 입력 신호의 평균 전력에 비례한다는 것이다.
본 발명은 가변 시간 전압 또는 전류값에 의해 표현되는 신호 전력을 추정하는 시스템 및 방법에 관한 것이다. 신호의 순시 전력은 신호의 양자화 값을 자승함으로써 결정될 수 있다. 이는 전력이 전압 자승에 비례하기 때문이다. 시간에 대한 평균 전력은 이러한 순시 전력 결정값에 따라 결정될 수 있다. 디지탈 자승 회로가 상기 신호를 자승하기 위해 사용될 수 있다. 로패스 필터는 자승 회로의 출력을 평균하기 위해 사용될 수 있다.
디지탈 구현에서, 자승 회로 출력은 정밀도를 유지하기 위해 입력 비트의 두배를 필요로 한다. 순시 전력을 나타내는 이러한 출력은 로패스 필터 내로 입력되어 시간에 대해 전력을 평균한다. 입력 신호들을 표현하는데 사용되는 비트들의 수에 따라, 상기 자승 회로는 논리 게이트 측면에서 매우 클 수 있고 많은 전력을 소모할 수 있다. 게다가, 상기 자승 출력을 표현하는 많은 비트들로 인해, 상기 자승 회로를 뒤따르는 로패스 필터는 모든 가능한 입력들에 대해 양자화 잡음이 상기 필터의 출력을 지배하지 않도록 필터 내부에 많은 비트들을 필요로 할 수도 있다. 또한 샘플 레이트에 역 비례하는 긴 필터 시간 상수는 피드백 브랜치들을 표현하는데 사용되는 비트들이 너무 작은 경우 불안정성을 야기시킬 수도 있다.
본 발명은 위에서 논의된 자승 회로를 대체하기 위해 룩업 테이블(LUT)을 사용한다. 특히, 상기 룩업 테이블은 입력 신호를 복수의 범위들로 분리하기 위해 사용되고, 여기서 상기 각 범위는 특정 출력값으로 지정된다. 이러한 출력값들은 알려진 입력 신호의 특성에 따라 입력 신호 자승에 근사화된다. 이러한 출력값들을 표현하기 위해 요구되는 비트들의 수는 상기 LUT에서 복수의 범위를 선택할 때 입력 신호의 알려진 특성을 사용하고 요구되는 추정의 정확도를 파악함으로써 크게 감소될 수 있다.
출력을 표현하는 비트들의 수를 감축함으로써, 순시 전력 추정을 평균하는데 사용되는 로패스 필터는 필터 내부에 적당한 비트들을 가지고 집적 회로에서 보다 용이하게 제작될 수 있다. 게다가, 상기 LUT 는 자승 회로보다 작은 논리 게이트들을 사용하여 디지탈적으로 구현될 수 있고, 이는 보다 작은 전력 소비 및 보다 작은 전체 디지탈 회로 크기를 달성할 수 있다. 칩 상에 논리 게이트들의 수를 감축함으로써, 칩 생산 및 전력 비용이 감소될 수 있고 회로 또는 칩의 견고성이 증가될 수 있다.
본 발명은 위성 기반 전화 시스템을 포함하여 다양한 무선 통신 시스템들에서 사용될 수 있다. 선호되는 실시예에서, 본 발명은 게이트웨이로부터 위성으로 전송된 서브빔의 전력 추정과 관련된다. 특히, 선호되는 응용은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 무선 확산 스펙트럼 위성 통신 시스템이다. 아래는 본 발명이 사용되는 시스템의 개관이다.
Ⅰ. 시스템 개관
도1은 무선 통신 시스템(100)의 게이트웨이(102) 및 사용자 단말(104) 사이에서 사용되는 통신 링크의 예시적 구현을 보여주는 도이다. 통신 시스템(100)은 CDMA 타입 통신 신호를 사용하는 것으로 간주되었지만, 반드시 그럴 필요는 없다. 도1에 제시된 통신 시스템(100)에서, 위성(106) 및 관련 게이트웨이(102)가 원격 사용자 단말(104)과의 통신을 달성하기 위해 제시된다. 이러한 시스템에서 게이트웨이 및 위성의 총 수는 요구되는 시스템 용량 및 선행 기술에서 공지된 다른 인자에 의존한다.
사용자 단말(104) 및 위성(106) 사이의 통신 링크들은 사용자 링크로 언급되고 게이트웨이(102) 및 위성(106) 사이의 링크들은 피더(feeder) 링크로 언급된다. 통신은 순방향 피더 링크(110)에서 게이트웨이(102)로부터 "순방향"으로 진행되고, 그리고 나서 위성(106)으로부터 사용자 단말(104)로 순방향 사용자 링크(112)에서 진행된다. 역방향에서, 통신으로 사용자 단말(104)로부터 역방향 사용자 다운 링크(114)에서 진행되고, 그리고 나서 위성(106)에서 게이트웨이(102)로 역방향 피더 링크(116)에서 진행된다.
순방향 업 링크(110)에서 정보는 게이트웨이(102)로부터 주파수 분할 및 여기서 사용된 편극(polarization) 멀티플렉싱을 이용하여 전송된다. 위에서 제시되듯이, 실시예에서 사용된 주파수 밴드는 우회전 편극(RHCP)을 사용하는 8개의 개별 16.5MHz "채널" 또는 "빔" 및 좌회전 편극(LHCP)을 사용하는 8개의 개별 16.5MHz "채널" 또는 "빔"으로 분할된다. 이러한 개별 16.5MHz 채널들은 각각 1.23MHz의 대역폭을 갖는 주파수 분할 멀티플렉싱(FDM)된 "서브 채널" 또는 "서브빔" 셋들로 구성된다. 실시예에서, 13개의 서브채널들이 존재하지만 더 많은 또는 더 적은 서브채널들이 사용될 수도 있다. 각 FDM 서브빔은 분리 변조기 회로에 의해 발생되고, 관련 채널 또는 빔 전력을 가지고 있다. 각 FDM 서브빔은 CDMA 타입 확산 스펙트럼 시스템의 직교 코드들을 사용하는 사용자 코드들 또는 TDMA 타입 시스템을 사용하는 타임 슬롯들로 분할된다. 본 발명은 특정 타입의 채널 변조로 한정되지 않는다. CDMA 통신 시스템에서, 128개의 왈쉬 커버링 채널들과 같은 각 코드 채널들은 순방향 링크에서 사용자에게 서비스하기 위해 소비된 전력을 표현한다. 상기 직교 코드 채널들 중 일부는 위상 기준 및 시간 기준을 제공하는 파일럿 신호 및 다른 오버헤드 신호들로 사용될 수 있다.
역방향에서, 사용자 단말(104)은 공간적으로 분할된 빔 패턴에 따라 전송한다. 위성(106)은 이러한 신호를 수신하고 위성-대-게이트웨이 피더 링크(106)에 대해 신호들을 주파수 분할 멀티플렉싱 한다.
Ⅱ. 게이트웨이
게이트웨이(102)는 사용자 단말(104) 및 지역 이동 전화 교환국(MTSO)(제시되지 않음), 공중 교환 전화망(PSTN), 또는 다른 접속 통신 시스템 사이에서 위성(106)을 사용하여 통신 링크를 제공한다. 게이트웨이(102)는 지역 MTSO 또는 PSTN으로부터 시스템 사용자로의 전화 호출, 데이타 및/또는 팩스 데이타, 또는 다른 정보를 수신하고 위성(106)으로의 전송을 위해 위에서 제시된 코드 채널, 서브빔, 및 빔들을 발생시킨다. 그리고 나서 위성(106)은 이러한 신호들을 하나 또는 그 이상의 사용자 단말들(104)로 재전송한다. 역방향 링크에서, 게이트웨이(102)는 위성(106)을 사용하여 사용자 단말(104)로부터 전송된 음성, 데이타, 팩스 데이타, 또는 다른 정보를 수신하고 사용자 통신 링크를 접속시키고 또는 이후에 사용자 단말(104)을 표준 전화 시스템, 다른 이동 전화 시스템, 또는 다른 알려진 접속 통신 시스템에 연결시킬 수 있는 MTSO 또는 PSTN을 호출한다.
게이트웨이(102)는 예를 들어 위성(106)을 경유하여 PSTN 또는 MTSO로부터 사용자 단말(104)로 도착하는 사용자 단말에 대한 신호를 변조 및 전송한다. 게이트웨이(102)는 또한 위성(106)으로부터 신호를 수신 및 복조한다. 게이트웨이(102)의 전송 회로 또는 장치는 서브빔들을 발생시키는 변조기들을 포함한다. 이러한 변조기들은 채널 데이타를 수신하고 상기 채널 데이타를 확산 스펙트럼 변조한다. 그리고 나서 변조된 신호는 업 컨버터로 전달된다. 게이트웨이(102)의 각 변조기는 중간 밴드 주파수(IF)에서 요구되는 무선 밴드 주파수(RF)로 변조된 신호로 업 컨버팅하기 위해 상응하는 업 컨버터와 연결된다. 상기 업 컨버터들은 와이드빔 신호 내에서 개별 서브빔 신호들을 합산하는 합산기 입력과 연결된다. 변조기의 추가적인 내용들은 미국 특허 번호 5,103,459, 제목 "System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA cellular Telephone System" 에 제시되어 있고, 이는 본 명세서에서 참조된다. 비록 이러한 사용으로 제한되지 않지만, 본 발명은 이러한 서브빔들의 전력을 추정하는데 사용될 수 있다.
Ⅲ. 위성
위성(106)은 저궤도(LEO) 위성 시스템을 구성하는 많은 위성들 중 하나이다. 예시적 LEO 위성 시스템은 지구 표면에서 대략 763 마일 상에서 적도에서 50도 가량 기울어져서 이동하는 48 또는 그 이상의 저궤도 위성을 포함하도록 설계된다. LEO 위성들뿐만 아니라, 다른 거리 및 다른 궤도에 위치하는 위성 시스템을 포함하여 안테나로부터 안테나로 정보를 송신 및 수신하는 모든 통신 장치가 본 발명에서 사용될 수 있다.
위성(106)은 2개의 직교 편극을 이용하여 전송된 신호들을 수신 및 디멀티플렉스하여 각각 공간적으로 분리된 빔 패턴에 상응하는 소정의 대역폭을 갖는 M개의 개별 신호들을 획득한다. 일반적으로 각각 16.5MHz 대역폭을 갖는 위성 풋프린트에 대한 16개의 신호들 또는 빔들(M=16)이 존재한다. 위에서 언급되었듯이, 각 "빔"은 개별 주파수에서 동작하는 "서브빔"으로 나뉘어진다. 따라서, 위성(106)은 대략 208(16 ×13)개의 서브빔들을 처리한다. 그러나 당업자는 각 통신 시스템 및 위성 배치 설계에 따라 더 많은 혹은 더 적은 빔들 및 서브빔들이 사용될 수 있음을 잘 이해할 것이다.
위성(106)은 상기 서브빔들을 수신 및 전달하기 위해 전력을 필요로 한다. 위성(106)은 태양 판넬(120)에 의해 수집된 태양 에너지를 저장하는 배터리에 의해 전력이 공급된다. 위성은 태양에 노출되는 동안에만 충전한다. 따라서 위성(106)의 전력은 위성의 태양 노출에 의해 제한된다. 위성(106)은 제한된 에너지를 가지고 있기 때문에, 위성(106)이 에너지를 다 써버리는 경우가 발생할 수도 있다. 따라서, 위성(106)을 적절하게 작동하기 위해서, 어떤 주어진 시간 주기에 대해 어느 정도의 에너지가 위성(106)에 의해 사용되었는가를 알 필요가 있다. 위성(106)의 전력 사용은 위성(106)에 전송된 신호들의 전력을 측정함으로써 측정될 수 있다. 이는 각 위성 트랜스폰더가 위성 또는 트랜스폰더에 의해 수신된 신호 전력에 비례하는 전력을 갖는 신호를 전송하기 때문이다.
위에서 언급되었듯이, 위성(106)은 서브빔을 사용자 단말 및 게이트웨이에 전송하는 트랜스폰더를 가지고 있다. 위성 트랜스폰더에 의해 사용되는 전력은 위성(106)에 전송된 서브빔들의 전력이 알려지면 결정될 수 있다. 트랜스폰더는 일반적으로 수신 신호 전력량에 예측적으로 응답하기 때문에, 게이트웨이(102)로부터 전송되는 신호의 전력 수준을 제어하면서 어느 정도의 전력을 위성(106)이 사용하는 지를 제어한다. 게이트웨이(102) 및 위성(106) 사이의 거리는 위성(106)에 의해 게이트웨이(102)로 전송되는 위치 식별 정보로부터 결정될 수 있다. 이러한 거리를 파악함으로써 위성 트랜스폰더의 이득, 안테나 이득, 게이트웨이(102)로부터 위성(106)으로 전송되는 신호에 대한 요구되는 또는 최적의 전력량이 결정될 수 있다. 본 발명을 이용하여 결정된 추정 서브빔 전력은 서브빔의 전력을 최적으로 조정하는데 사용될 수 있다. 최적 서브빔 전력의 최적화 또는 결정의 특정한 방법은 본 발명의 영역밖에 있음을 주목하여야 한다. 추가로, 위성으로 전송된 서브빔들의 전력에 따라 위성의 전력 사용을 결정하는 특정 방법 역시 본 발명의 영역밖에 있다.
서비스 제공자들 사이에서 용량을 분할하기 위해 개별 서브빔에서 전송에서사용되는 전력량을 파악하는 것이 필요하다. 위성 전력은 위성 통신 시스템에서 불충분한 자원이기 때문에, 전력 소비는 서비스 제공자들의 위성(106) 사용에 대한 결제(billing)에 기초를 둔다(예를 들어 많은 전력을 사용하면 서비스 제공자는 더 많이 지불한다). 특히, 서비스 제공자들에게 서브빔에서 용량이 할당되면, 각 서브빔의 전력 측정은 유용한 결제 정보를 제공할 수 있다.
또한, 위성의 오버드라이빙으로 인한 손상으로부터 위성을 보호하기 위해, 각 채널에서 얼마나 많은 전력이 전송되는지를 파악하는 것이 필요하다. 전력은 선속 밀도 제한을 위반하지 않도록 측정 및 제어되어야만 한다.
Ⅳ. 전력 추정기
전압 파형의 전력을 추정하는 하나의 방법은 상기 파형을 샘플링하는 단계, 상기 샘플들을 자승 회로에 입력하는 단계, 및 상기 자승 회로 출력을 필터링하는 단계를 포함한다. 도2A는 이러한 방법을 사용하는 시스템의 상위 레벨 블록 다이아그램이다. 제시되듯이, 샘플된 파형(202)은 자승 회로(204)로 입력된다. 자승 회로(204)의 출력(206)은 필터(208)로 입력된다. 필터(208)의 출력(210)은 샘플된 파형(202)의 평균 전력을 나타낸다.
파형 샘플들은 상기 추정에 대해 요구되는 정확한 요구조건들을 만족시키기에 충분한 분석능력(resolution)을 가지는 것이 필요하다. 예시적 목적으로, 12 비트 샘플 파형이 충분한 분석능력을 제공하는 것으로 가정한다. 상기 12 비트들은 상기 파형이 샘플링될 때 파형의 전압(크기)을 나타낸다. 샘플들은 길이가 12비트이기 때문에, 212(4096)개의 상이한 레벨들이 표현된다. 이러한 상이한 레벨들은 최대 전압 레벨까지 스케일링된다. 예를 들어, 최대 전압이 2V 이고 최소 전압이 -2V 이면, 4V의 범위가 존재한다. 4/4096=10*10-4이고, 샘플의 정확도는 ±4.9*10-4V 이다. 이러한 파형의 크기를 미리 설정된 수의 이산 크기 레벨로 분리하는 공정은 양자화로 불려진다. 그에 따른 파형은 양자화된 파형이라 불려진다.
도2B는 12 비트 샘플 파형을 사용하여 전압 파형의 전력을 추정하는 시스템의 상위 레벨 블록 다이아그램이다. 제시되듯이, 자승 회로(214)로 입력되는 샘플 파형(212)은 길이가 12 비트이다. 12 비트의 자승을 표현하기 위해 24비트가 필요하다. 즉 디지탈 구현에서 자승 회로 출력은 정밀도가 상실되지 않으려면 입력의 2배 비트들이 필요하다. 따라서, 자승 회로(214)의 출력(216)은 24비트이다. 이런 출력은 순시 전력을 나타낸다. 24비트 요구 결과, 자승 회로는 논리 게이트의 측면에서 매우 켜지고, 매우 많은 전력을 소비할 수 있다. 게다가, 자승 출력을 표현하는데 많은 비트들이 사용되면 자승 회로(214)를 뒤따르는 로패스 필터(28)는 모든 가능한 입력들에 대해 양자화 잡음이 필터 출력(220)을 지배하지 않도록 하기 위해 필터(218) 내부에 많은 비트들을 필요로 한다. 이전에 언급되었듯이, 샘플율에 역비례하는 긴 필터 시간 상수는 피드백 브랜치들을 표현하는데 너무 작은 비트들이 사용되면 불안정성을 야기시킬 수 있다.
필터(218)는 일반적으로 무한 임펄스 응답(IIR) 필터이고 자승 회로(214)의 출력을 평균하기 위해서 사용된다. 특히, 필터(218)는 자승 회로(214)에 의해 생성된 순시 전력 파형의 대역폭을 제한한다. 필터(218) 내의 피드백 브랜치들을 표현하기 위해 사용된 많은 비트들 수를 예시하기 위해, 비트들의 수는 각 브랜치 위에 제시된다. 제시되듯이 자승 출력(216)을 나타내는 24 비트들에 대해 자승 회로(214)를 뒤따르는 로패스 IIR 필터(218)는 모든 가능한 입력들에 대해 양자화 잡음이 필터 출력(220)을 지배하지 않도록 하기 위해 필터 내부에 많은 비트들을 필요로 한다. 또한 필터(218)는 샘플 레이트에 역비례하는 긴 시간 상수를 가지고 있기 때문에, 피드백 브랜치들을 표현하기 위해 적은 비트들을 사용하는 것은 불안정성을 야기시킨다.
IIR 타입 필터뿐만 아니라 다른 타입의 로패스 필터도 필터(218)를 구현하는데 사용될 수 있음을 당업자는 잘 이해할 것이다. 그러나, 병렬 2 브랜치 웨이트(weight)를 포함하는 IIR 필터가 선호된다. 단지 병렬 2 브랜치 웨이트를 사용함으로써, IIR 필터(218) 내부의 모든 이득 단계들은 쉬프트 레지스터로 구현될 수 있다. 또한 IIR 필터는 피드백을 사용하기 때문에 예를 들어 집적 회로 칩에서 구현될 때 필터를 만드는데 보다 적은 논리 게이트들이 요구된다. 그러나, 피드백을 사용함으로써 불안정성이 도입될 수 있는 단점이 존재한다. 이는 피드백을 사용함으로써 필터가 오실레이션 및 한계 사이클에 노출되기 때문이다. 이러한 불안정성을 방지하기 위해 필터 내부에 충분한 비트들이 유지되어 오실레이션이 존재하는 경우 오실레이션 진폭이 작게 유지되도록 하여야 한다.
또 다른 타입의 필터는 피드백을 사용하지 않는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터이다. FIR 필터의 장점 중 하나는 IIR 필터보다 안정적이라는 것이다. 그러나,FIR 필터의 사용은 실용적이지 않고 적어도 최적은 아니다. 이는 FIR 필터가 피드백을 사용하지 않기 때문에, 많은 샘플들을(예를 들어 수천) 평균하기 위해서는 요구되는 논리 게이트의 측면에서 FIR 필터가 매우 커지게 되며, 이는 크기, 비용, 및 복잡도를 증가시킨다.
도3은 본 발명의 실시예를 제시하는 상위 레벨 블록 다이아그램이다. 도2B와 도3의 중요한 차이점은 도2B의 자승 회로가 룩업 테이블(LUT)(304)의 회로 함수로서 대치되었다는 것이다. LUT(304)에 대한 전달 함수는 아래 테이블1에서 제시된다.
테이블 1
상기 전달 함수는 실험 및 입력 파형(302) 통계치에 대한 지식을 이용하여 설정될 수 있다. 본 발명의 예에서, 자승 출력(306)을 표현하는 10 비트가 취할 수 있는 지름길(shortcut) 및 시스템의 지식에 따라 사용된다. 예를 들어, 입력 파형(302)이 CDMA 파형이고, CDMA 파형이 가우션 분포를 가지고 있다는 것이 알려지면, 전달 함수는 요구되는 정확도를 가지고 발생될 수 있다. 특히, 분포가 가우션 분포임을 파악함으로써, 전달 함수는 좀 더 정확한 것이 평균 근처에, 좀 덜 정확한 것은 평균에서 떨어져서 존재하는 전달 함수가 발생될 수 있다. 또한, 전달 함수는 작은 분산을 갖는 파형들이 작은 양의 위성 전력을 소모하는 것을 고려할 수 있고 따라서, 이러한 작은 분산을 갖는 파형에 대한 허용 가능한 에러가 보다 높은 전력 파형들보다 커지게 된다.
테이블 1의 전달 함수는 평균 0을 갖는 입력 신호 X에 대한 것이다. 테이블 1에서 제시되듯이, 범위 0-120 사이의 절대치를 갖는 입력 신호들에 대해 6개의 상이한 출력들이 존재하고, 범위 120-320 사이의 절대치를 갖는 입력 신호들에 대해서는 단지 2개의 출력들이 존재하며, 320 이상의 절대치를 갖는 입력 신호들에 대해서는 단지 하나의 출력만이 존재한다. 따라서, 테이블 1로부터 입력 신호 X의 절대치는 0-120 사이에서 존재할 가능성이 가장 높고 320을 초과할 가능성은 희박하다는 것을 알 수 있다.
테이블 1의 각 범위는 "빈(bin)"으로 언급된다. 즉 14 ≤｜X｜≤20 이 하나의 빈이고 62 ≤｜X｜≤75는 또 다른 빈이다. 테이블 1은 9개의 빈들로 구성된다. 많은 샘플들의 추정 전력을 평균할 때, 각 샘플 전력 추정의 정확도는 추정치의 통합 합산이 요구되는 정확도를 제공하는 한 클 필요가 없다. 이는 작은 수의 빈들 또는 범위들(예를 들면 상기 예에서 9개의 빈들)의 사용을 가능케 한다. 빈이 작으면 작을수록, 함수를 구현하는데 더 적은 논리 게이트들이 요구된다.
위에서 논의되듯이, 테이블 1은 일반적으로 가우션 분포 입력 파형들에 대해최적화 된다. 입력 파형들이 많은 사용자들을 표현하는 경우(매우 큰 전력 소비를 야기시키는 조건), 가우션 파형의 가정은 정당화된다. 그러나, 본 발명은 가우션 분포를 갖는 신호들로 한정되지는 않는다. 본 발명은 예측 가능한 분포를 갖는 어떠한 신호들에 대해서도 사용될 수 있다. 다른 분포들의 예는 사인파 분포 및 균등 분포를 포함한다. 이러한 분포들을 사용하여, 테이블 1과 유사한 LUT가 최적화될 수 있으며 상대적으로 작은 논리 게이트들을 사용하여 요구되는 정확도를 산출할 수 있게 한다.
테이블 1, 즉 LUT(304)를 구현하는 회로는 비교기 및/또는 다른 논리 게이트를 사용하여 하나의 집적 회로 또는 "칩"의 형태로 생성될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 회로는 초고속 집적 회로(VHSIC) 하드웨어 기술 언어를 사용하여 설계 및 제작될 수 있다. VHSIC는 칩 상에 회로를 제작하는 최적 게이트 배치를 이론적으로 결정하는데 사용되는 공지된 큰 상위 레벨 VLSI 설계 언어이다.
출력(306)을 24비트에 비해 작은 10비트로 줄이는 것은 로패스 필터(308)가 필터(308) 내부에 적당한 비트들을 가지고 칩 상에서 제작될 수 있도록 하여준다. 상기 필터(208)에 비해 필터(308) 내에 피드백 브랜치들을 표현하는데 사용되는 비트들 수의 감축을 예시하기 위해, 필터(308) 내의 각 브랜치에 대해 비트들의 수가 제시된다. 칩 상의 논리 게이트들의 수를 감축함으로써, 상기 칩의 생산 및 전력 제공에 필요한 비용이 감소되고 칩의 견고성이 증가될 수 있다.
본 발명은 입력들 및 출력들을 표현하는 비트들의 수에 의해 제한되지는 않는다. 본 발명은 단지 요구되는 전력 추정의 정확도 및 사용되는 특정 필터 내의안정성을 유지하기 위해 요구되는 비트들의 수에 의해서만 제한된다.
본 발명은 모든 신호의 전력을 추정하는데 사용될 수 있다. 그러나, 선호되는 실시예에서 본 발명은 위성을 사용하는 통신 시스템에서 서브빔 또는 CDMA 채널 전력을 추정하는데 사용된다. 도4는 본 발명의 선호되는 실시예의 블록 다이아그램이다. LUT(404)는 본질적으로 LUT(304)와 동일하고, 필터(408)는 필터(308)와 동일하다는 점에서 도4는 도3과 유사하다. 도4를 설명하기에 앞서, CDMA 시스템에 대한 간단한 요약을 기술하겠다.
CDMA 확산 스펙트럼 시스템은 공지되어 있다. PN 확산 코드를 사용하는 공지된 방식의 확산 스펙트럼 전송 방법이 사용되고, CDMA 시스템은 데이타 신호보다 훨씬 큰 대역폭을 갖는 전송 신호를 발생시킨다. 특히, 서브빔을 발생시키기 위해 하나 또는 그 이상의 미리 선택된 유사 잡음(PN) 코드 시퀀스들이 사용되어 통신 신호로서 전송을 위한 캐리어 상에서의 변조에 앞서 미리 설정된 확산 밴드 상에서 사용자 정보 신호들을 변조 또는 확산시킨다. 서브빔을 발생시키는 상세한 내용은 이전에 언급된 특허에서 기술되어 있다. 그러나 완벽을 기하기 위해, CDMA 확산 스펙트럼 시스템의 예가 아래에서 기술된다.
일반적인 CDMA 확산 스펙트럼 시스템에서, 직교 채널화 코드들이 순방향 링크(즉, 게이트웨이에서 사용자 단말의 송수신기로의 신호 경로)에서 서브빔 내에서 전송된 다른 사용자 신호들을 구별하기 위해 사용된다. 왈쉬 함수들이 일반적으로 채널화 코드를 구현하기 위해 사용된다. 그리고 나서 직교적으로 왈쉬 코딩된 사용자 신호는 이득 제어 요소로 제공된다. 이러한 이득 제어 요소를 뒤이어 이러한모든 신호들은 합산되어 하나의 합성 데이타 스트림을 형성한다. 이러한 합성 데이타 스트림은 이후 2개의 데이타 스트림으로 분리되고, 그 각각은 직교 위상 편이 방식(QPSK) 변조기의 동위상 채널(I 채널) 및 직교 위상 채널(Q 채널)이다. QPSK 변조기는 선행기술에서 잘 알려져 있다. 그러나 완벽을 기하기 위해, QPSK 변조가 간단히 설명된다. 각 데이타 스트림(I 채널 상에서 한개, Q 채널 상에서 한개)은 개별 PN 시퀀스에 의해 곱해진다. PN 시퀀스와의 곱셈 후에 I 채널 데이타 및 Q 채널 데이타들은 각각 서로 90도 위상 차이가 나도록 각각 코사인 및 사인 신호에 업 컨버트되고, 그리고 나서 하나의 합성파를 형성하기 위해 더해진다. 이러한 합성파가 서브빔이다.
도4에 제시되듯이, 동위상 채널(I 채널)(414) 및 직교 위상 채널(Q 채널)(412)이 변조기 내에서 생성된다. 그에 따른 신호들은 합산되어 서브빔을 형성한다. QPSK 파형들에서, I 및 Q 채널 사이의 전력비가 알려지면, I 채널(또는 Q 채널)의 전력 측정은 총 신호 전력을 측정하는데 충분하다. 선호되는 실시예에서, 서브빔의 전력은 단지 I 채널(414) 또는 Q 채널(412)의 전력만을 사용하여 추정함으로써 결정된다. 그리고 나서, 알려진 또는 측정된 I 채널(414) 및 Q 채널(412) 사이의 비율을 이용하여, 결합 신호(416)(즉, 서브빔)의 총 전력이 결정될 수 있다. 선호되는 실시예에서, I 채널 대 Q 채널의 비율은 1:1 이다. 따라서, 선호되는 실시예에서 총 전력은 I 채널 또는 Q 채널의 추정 전력의 두배이다. 물론 상기 비율이 반드시 1:1 일 필요는 없고, 요구되는 통신 시스템의 설계에 따라 변화가 가능함을 당업자는 잘 이해할 것이다.
특히, 도4에서 제시되듯이, Q 채널(412)의 신호를 나타내는 12 비트 샘플들이 LUT(404) 내로 입력된다. 10비트로 표현되는 LUT의 출력(406)은 로패스 필터(408) 내로 입력된다. 선호되는 실시예에서, 필터(408)는 위에서 논의된 필터(308)와 등가의 IIR 필터이다. 필터(408)의 출력은 Q 채널(412)의 평균 전력을 나타낸다. I 채널(414) 및 Q 채널(412)의 합산 신호(416)의 전력은 상기 2개의 채널들(412,414)의 비율에 따라 결정된다. 이러한 합산 신호(416)는 서브빔이다.
비록 본 발명의 다양한 실시예들이 위에서 제시되었지만, 당업자는 이에 한정되지 않고 다양한 변형을 가능함을 잘 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 영역은 상기 실시예로 제한되지 않으며, 하기 청구항 및 그 등가물에 따라 정의되어야만 한다.

Claims (21)

  1. 무선 통신 시스템에서 사용되는 디지탈 전력 추정기 시스템으로서
    i) 입력 신호를 복수의 범위들로 분리하는 분리 수단으로서, 각 범위가 특정 출력값으로 지정되고, 출력값들은 입력 신호의 알려진 특성에 따라 입력 신호의 자승을 근사화시키는 분리 수단; 및
    ii) 상기 분리 수단의 출력과 결합되어 상기 분리 수단으로부터의 복수의 출력값들을 평균하는 평균 수단을 포함하는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 평균 수단은 로패스 필터를 포함하는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 분리 수단의 출력은 입력 신호의 순시 전력을 나타내고, 상기 필터의 출력은 입력 신호의 평균 전력을 나타내는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 분리 수단의 출력은 입력 신호의 순시 전력에 비례하고, 상기 필터의 출력은 입력 신호의 평균 전력에 비례하는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 로패스 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함하는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 무한 임펄스 응답 필터는 단지 병렬 2 브랜치 웨이트(weight)들을 포함하고, 이에 기해 쉬프트 레지스터를 사용하여 상기 필터가 구현될 수 있도록 하는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 입력 신호의 알려진 특성은 가우션 분포 특성을 포함하는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 입력 신호는 소정의 비트들에 의해 표현되고, 상기 지정된 출력값들은 상기 소정의 비트들보다 작은 비트들로 표현되는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 입력 신호는 소정의 비트들로 표현되고, 상기 지정된 출력값들은 상기 소정 비트들의 2배수보다 작은 비트들로 표현되는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 입력 신호는 직교 위상 편이 방식(QPSK) 변조기의 I 채널 및 Q 채널 중 하나에 의해 생성되고, 상기 변조기에 의해 발생된 총 신호 전력은 상기 Q 채널에 대한 상기 I 채널의 비율에 따라 결정될 수 있는 디지탈 전력 추정기 시스템.
  11. i) 적어도 하나의 게이트웨이;
    ii) 적어도 하나의 사용자 단말;
    iii) 상기 게이트웨이 및 상기 사용자 단말 사이의 통신 링크를 제공하는 적어도 하나의 위성;
    iv) 상기 위성을 경유하여 상기 사용자 단말로 전송되는 데이타를 변조하기 위한 상기 게이트웨이 내의 변조기로서, 상기 변조기의 출력은 서브빔을 포함하는 변조기; 및
    v) 상기 서브빔의 전력을 추정하는 수단을 포함하는 위성 통신 시스템으로서,
    상기 서브빔 전력 추정 수단은
    a) 각각 특정 출력값으로 지정된 복수의 범위들로 입력 신호를 분리하는 분리 수단으로서, 상기 출력값은 입력 신호의 알려진 특성에 따라 입력 신호의 자승에 근사화되는 분리 수단; 및
    b) 상기 분리 수단의 출력과 결합되어 상기 분리 수단의 출력값들을 평균하는 평균 수단을 포함하는 위성 통신 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 변조기는 I 채널 및 Q 채널을 포함하고, 상기 입력 신호는 상기 I 채널 및 Q 채널 중 하나에 의해 발생되고, 상기 변조기에 의해 발생된 서브빔의 총 전력은 상기 Q 채널에 대한 상기 I 채널의 비율에 의해 결정될 수 있는 위성 통신 시스템.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 평균 수단은 로패스 필터를 포함하는 위성 통신 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 로패스 필터는 무한 임펄스 응답 필터를 포함하는 위성 통신 시스템.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 무한 임펄스 응답 필터는 단지 병렬 2 브랜치 웨이트들을 포함하고, 이에 기해 쉬프트 레지스터를 사용하여 상기 필터가 구현될 수 있도록 하는 위성 통신 시스템.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 입력 신호의 알려진 특성은 가우션 분포 특성을 포함하는 위성 통신 시스템.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 입력 신호는 소정의 비트들에 의해 표현되고, 상기 지정된 출력값들은 상기 소정의 비트들의 2배수 보다 작은 비트들에 의해 표현되는 위성 통신 시스템.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 분리 수단의 출력은 입력 신호의 순시 전력에 비례하고, 상기 필터의 출력은 입력 신호의 평균 전력에 비례하는 위성 통신 시스템.
  19. 무선 통신 시스템에서 전력을 추정하는 방법으로서,
    i) 입력 신호를 복수의 범위들과 비교하는 단계로서, 각 범위는 복수의 출력값들 중 특정 출력값에 상응하는 단계;
    ii) 상기 비교 단계의 결과에 따라 특정 출력값을 입력 신호에 지정하는 단계로서, 상기 출력값은 입력 신호의 알려진 특성에 따라 입력 신호의 자승 근사치를 나타내는 단계; 및
    iii) 상기 지정된 출력값들을 평균하는 단계를 포함하는 전력 추정 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 평균 단계는 상기 지정 단계의 출력값들을 로패스 필터 내로 입력하는 단계를 포함하는 전력 추정 방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 입력 신호는 직교 위상 편이 방식(QPSK) 변조기의 I 채널 및 Q 채널 중 하나에 의해 발생되고, 추가로 상기 평균 단계에서 결정된 평균 및 상기 I 채널 및 Q 채널의 비율에 따라 서브빔의 전력을 추정하는 단계를 추가로 포함하는 전력 추정 방법.
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