JP2002544709A

JP2002544709A - パワーを推定するシステム及び方法

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Publication number: JP2002544709A
Application number: JP2000617580A
Authority: JP
Inventors: マレンコフ、スティーブン
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-03-25
Filing date: 2000-03-27
Publication date: 2002-12-24
Also published as: AU4034900A; KR100836973B1; WO2000069096A1; EP1163743A1; KR20010108398A; CA2367407A1; HK1044242A1; US20020118725A1; CN1224188C; US6496536B2; AU772244B2; RU2250567C2; CN1354922A

Abstract

(57)【要約】信号のパワーを推定するためのシステム及び方法。信号は複数の範囲と比較され、それらの範囲に分離される。各範囲は特定の出力値を割当てられる。出力値は入力信号の知られた特性に基づき入力信号の平方に近似する。低域通過濾波器は複数の出力値を平均するために使用される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】発明の背景１．発明の分野本発明は、全般的に見て、移動通信システムに関する。特に、本発明は、サブ
ビーム（ｓｕｂｂｅａｍ）を形成する通信信号又は信号の組のパワーを推定（ｅ
ｓｔｉｍａｔｅ）するためのシステム及び方法に関する。本発明は、衛星パワー
を追尾し続けることが臨界（ｃｒｉｔｉｃａｌ）である衛星を使用する移動通信
システムに最もよく適用可能である。２．関連する技術衛星に基礎をおく通信システムは、情報が実質上の距離を超えて送られる一手
段である。典型的な衛星に基礎をおく通信システムは、ゲートウェイ（ｇａｔｅ
ｗａｙ）として参照される基地局、並びに、ゲートウェイ及び１つ又はより多い
ユーザ端末の間で通信信号を中継するための１つ又はより多い衛星を使用する。
ゲートウェイは、各ユーザ端末から他のユーザ端末、又は公衆電話交換網のよう
な他の関係ある通信システムのユーザへの通信リンクを提供する。ユーザ端末は
、固定され又は携帯電話機のように移動することができ、そして衛星と通信し得
るどこにでも設置される。

【０００２】衛星トランスポンダは、ゲートウェイ及びユーザ端末から及びそれらへ信号を
受信しそして送信する、衛星における構成要素である。衛星トランスポンダは、
費用効果があるようにするために、同時に非常に多くの加入者に伝えることがで
きなくてはならない。時分割多元接続（ＴＤＭＡ）及び符号分割多元接続（ＣＤ
ＭＡ）スペクトル拡散のような種々の衛星接続方式は、非常に多くの加入者によ
ってトランスポンダへの接続を許容する。ディジタルＣＤＭＡは、より多くの通
信信号がより低い費用でそしてより高い品質で伝えられ得るので、他の衛星接続
方式より好ましい。これは一部分において、ＣＤＭＡシステムがチャンネル間干
渉を最小にしそして衛星パワーを保存する、低パワー化信号の使用を可能にする
からである。

【０００３】典型的なスペクトル拡散通信システムにおいては、事前に選択された疑似不規
則雑音（ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍｎｏｉｓｅ）（ＰＮ）符号列（ｃｏｄｅ
ｓｅｑｕｅｎｃｅ）は、通信信号として、伝送のための搬送波上への変調の前に
事前に決定されたスペクトル帯域によってユーザ情報信号を変調するか又は´拡
散´するために使用される。ＰＮ拡散は、技術的には周知のスペクトル拡散伝送
の一方法である。

【０００４】典型的なＣＤＭＡスペクトル拡散通信システムにおいては、チャンネル化して
いる符号（ｃｈａｎｎｅｌｉｚｉｎｇｃｏｄｅｓ）は、順方向リンク（即ち、
基地局又はゲートウェイからユーザトランシーバへの信号通路）上で、セルの中
で異なるユーザのための信号の間、又は、衛星ビーム若しくはサブビームの中で
伝送されるユーザ信号の間、を識別するために使用される。

【０００５】ＣＤＭＡシステムにおいては、各顧客、加入者、又はユーザ端末は、´カバー
しているか´又は´チャンネル化している´直交符号を使用することによって、
個々の、直交、通信チャンネルを割当てられる。ウォルシュ関数（Ｗａｌｓｈ
ｆｕｎｃｔｉｏｎ）は、全般的に見て、地上システムのための略６４個の符号片
及び衛星システムのための略１２８個の符号片の典型的な長さで、チャンネル化
している符号を実行するために使用される。ＣＤＭＡシステムは、非常に多くの
チャンネルが同一の波形全体に亘って拡散されるように、個々の符号チャンネル
を単一の狭帯域チャンネルへ結合する。その結果、多種多様の顧客又はユーザは
、同時に同一の“狭帯域チャンネル”を共有し、そしてその“狭帯域チャンネル
”は、ここで“ＣＤＭＡチャンネル”、“サブビーム”又は“搬送波”として交
互に参照される。多種多様の顧客又はユーザが同一のサブビームの使用を共有す
るので、もし、１つ又はより多い顧客又はユーザ信号がチャンネル上の他の顧客
又はユーザへ向けられた信号より高いパワーで伝送されるならば、サブビーム上
の多くのユーザが減少されないかぎり、容認できない動作を招く結果となり得る
ような妨害が生じるかもしれない。更に重要なことは、このような余分のパワー
が、他のユーザ信号のために利用可能なパワー、そして、このように、全体的な
容量を減少することである。

【０００６】典型的なＣＤＭＡシステムにおいては、ゲートウェイ及び衛星は、多くのビー
ム、例えば、リンクとして参照される順方向及び戻り方向の両方で、１６個のビ
ームに空間的に分割されたリンクを介して通信する。順方向リンク上では、情報
は、全般的に見て、周波数分割及び偏波多重化（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｍ
ｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を利用するゲートウェイによって伝送される。例示的
システム設計においては、順方向リンクは、右手方向円偏波（ｒｉｇｈｔｈａ
ｎｄｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）（ＲＨＣＰ）を用いる８
つの個々の１６．５ＭＨｚ“チャンネル”又は“ビーム”に、及び、左手方向円
偏波（ｌｅｆｔｈａｎｄｃｉｒｃｕｌａｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）（
ＬＨＣＰ）を用いる８つの個々の１６．５ＭＨｚ“チャンネル”又は“ビーム”
に分割されたＣ‐帯域の周波数帯域を使用する。これらの個々の１６．５ＭＨｚ
チャンネルは順次、ビームを形成するために一緒に周波数分割多重化（ＦＤＭ）
された、各々１．２３ＭＨｚ帯域幅の１３個の“サブチャンネル”又は“サブビ
ーム”で構成される。これらのＦＤＭサブビームは、前に論じたように、多くの
符号チャンネルを結合することによって形成された狭帯域チャンネルである。

【０００７】衛星への伝送のために、個々のＦＤＭサブビームは、１つの広帯域チャンネル
を作り出すために、一緒に周波数多重化される。広帯域チャンネルは、特定の衛
星システムのために設計された、事前に選択された帯域幅を持つ。本例において
は、１３個のサブビーム掛ける８つのビームの、１０４個のサブビームを含む１
６０ＭＨｚの帯域幅が使用される。１０４個のサブビームを伝えるための広帯域
チャンネルの能力は、高品質伝送のために必要な最小パワーに、各サブビームの
パワーを制限することに依存する。このように、サブビームのパワーの制御は、
高品質伝送のために、そして最大数のサブビームが広帯域チャンネル上を伝えら
れることを許容する、パワーの効果的使用を確実にするために必要とされる。

【０００８】広帯域パワー測定を使用して、個々の狭帯域チャンネル（サブビーム）の利得
を制御するためのシステム及び方法が開発された。そのシステム及び方法は、伝
送される信号に適用される利得を調節することによって、個々の狭帯域チャンネ
ル（サブビーム）のパワーを制御するために伝送パワー追尾ループ（ｔｒａｎｓ
ｍｉｔｐｏｗｅｒｔｒａｃｋｉｎｇｌｏｏｐ）（ＴＰＴＬ）を使用する。
このシステム及び方法は、“広帯域パワー測定を使用する個々の狭帯域チャンネ
ルの利得制御のためのシステム及び方法”と題する米国特許出願第０９／１５０
，５４５号に開示され、本発明の譲受人に譲渡され、その全体がここに引用文献
として組込まれている。開ループ及び閉ループの両方のパワー制御は、ＴＰＴＬ
に使用される。閉ループ制御は、各個々のサブビームのパワーの制御を要求する
。各サブビームのパワーを制御するためには、各サブビームのパワーを決定する
必要がある。しかしながら、利得を効果的に制御するために必要とされる時間フ
レームにおける個々のサブビームパワーの測定に困難が生じる。更に、このよう
なパワー推定を行うことは、特に制御ソフトウェア実施に対しては、非常に計算
集約的（ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎａｌｌｙｉｎｔｅｎｓｉｖｅ）になり得る。
その結果、個々のサブビームのパワーの決定又は推定のための代りのシステム及
び方法が必要になる。

【０００９】個々のサブビームのパワーの決定は、又、サブビームを受信する衛星のパワー
消費を監視するために使用され得る。衛星は、サブビームを受信しそして中継す
るためのパワーを要求する。衛星は、太陽パネルによって集められた太陽エネル
ギーを蓄積する電池によってパワー供給される。衛星は、太陽に曝されている間
のみ充電をするので、衛星のパワーは、太陽への衛星の露出によって制限される
。

【００１０】衛星における制限されたエネルギーのために、衛星がエネルギーを使い果たし
得ることが可能である。このように、衛星を正しく動作させるために、各伝送さ
れるサブビームによってどの位の多さのエネルギーが使用されているかを知る必
要がある。例えば、サービス提供者の間で容量を分けるために、個々のサブビー
ム基準で伝送に使用されるパワーの量を知る必要がある。又、衛星を過度に駆使
することによる被害から衛星を保護するために、各サブビーム上でどの位多くの
パワーが伝送されているかを知る必要がある。

【００１１】衛星電池の正しい管理は、衛星集合体（ｓａｔｅｌｌｉｔｅｃｏｎｓｔｅｌ
ｌａｔｉｏｎ）の長寿命化にとっては重大である。トラフィックを処理するため
に電池から取り出されたエネルギーは、衛星が日に当たっているとき、充電時間
の間に補充されなければならない。もし、トラフィックを処理するために余りに
も多くのエネルギーが取り出されるならば、衛星は、日が当たるところに、より
長くとどまらなければならないか、又は電池の予備パワーにタップ接続しなけれ
ばならない。電池予備パワーが接続されるときは、電池の動作寿命は、低下する
。衛星エネルギー推定の品質は、一部は、各サブビームのパワーの推定値の関数
である。より明確には、衛星のパワー使用は、衛星へ送られる信号のパワーを測
定することによって、測定され得る。これは、衛星トランスポンダが、トランス
ポンダによって受信された信号のパワーに比例するパワーで信号を伝送するから
である。

【００１２】このように、ゲートウェイから衛星へ伝送される各サブビームのパワーを推定
する必要がある。これらのパワー推定は、パワー消費を決定するために使用され
ることができ、そして各サブビームのパワーを調節する制御システムで使用され
得る。より明確には、衛星におけるパワー消費及び有用性を追尾し続けるために
、サブビームのパワーを推定する必要がある。更に、各サブビームのパワーを制
限するために、各サブビームのパワーを推定する必要がある。又、サービス提供
者の間に容量を配分しそして課金情報を提供するために、サブビームのパワーを
推定する必要がある。なおその上、衛星を過度に駆使することを回避し、そして
フラックス密度限度（ｆｌｕｘｄｅｎｓｉｔｙｌｉｍｉｔ）を乱すことを回
避するために、サブビームのパワーを推定する必要がある。

【００１３】パワーを推定するためのシステムは、極小量の空間を占有するように、極小量
のパワーを消費し、そして低度の複雑性を持つべきである。これは、パワー推定
システムを実施するために使用される集積回路又はチップの寸法、及びチップが
処理するパワーの量が、制限されるかもしれないからである。更に、チップが大
きければ大きいほど、即ち、チップ上の論理ゲートが多ければ多いほど、チップ
を製造するためにはより多くの費用がかかる。又、チップ上の論理ゲートが多け
れば多いほど、ゲートを駆動するためにより多くのパワーが要求される。チップ
は、そのように多くのパワーを浪費するだけであるから、あまりにも多い論理ゲ
ートを用いるチップは、又、あまりにも多い熱エネルギーを生じ、チップが故障
する原因になる。更に、チップを駆動するために要求されるパワーが多ければ多
いほど、チップを駆動するためにより多くの費用がかかる。それ故に、チップ上
の論理ゲートの数を減少することは、チップの製造及びパワー供給の費用を低減
し、そしてチップの信頼性を向上し得る。

【００１４】発明の概要本発明は、衛星通信システムにおける信号のパワーを推定するためのシステム
及び方法に関する。信号は、分離手段によって複数の範囲と比較されそして分離
される。各範囲は、特定の出力値に割当てられる。出力値は、周知の入力信号の
特性に基づく入力信号の平方（２乗）に近似する。低域通過濾波器は、複数の出
力値を平均するために使用される。１つの実施形態においては、低域通過濾波器
は、無限インパルス応答濾波器（ｉｎｆｉｎｉｔｅｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐ
ｏｎｓｅｆｉｌｔｅｒ）を含む。

【００１５】本発明の一特徴は、入力信号が事前に決定されたビットの数によって表される
とき、割当てられた出力値が事前に決定されたビットの数の２倍より少ない、多
くのビットによって表されるということである。

【００１６】本発明の他の特徴は、入力信号が事前に決定されたビットの数で表されるとき
、割当てられた出力値が事前に決定されたビットの数より少ない、多くのビット
によって表されるということである。

【００１７】本発明の他の特徴は、入力信号が横軸位相偏移変調（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ
ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙ）（ＱＰＳＫ）の変調器のＩチャンネル又は
Ｑチャンネルによって作り出されるとき、変調器によって作り出される信号の合
計パワーは、ＩチャンネルパワーのＱチャンネルパワーに対する比に基づき、決
定され得るということである。

【００１８】本発明の追加的な特徴は、分離手段の出力が入力信号の瞬時のパワーを表し、
そして濾波器の出力が入力信号の平均パワーを表すということである。

【００１９】更に、本発明の他の特徴は、分離手段の出力が入力信号の瞬時のパワーに比例
し、そして濾波器の出力が入力信号の平均パワーに比例するということである。

【００２０】好ましい実施形態の詳細な説明本発明は、時時刻刻変化する電圧値又は電流値のいずれかによって表されるも
ののような、信号のパワーを推定するためのシステム及び方法である。信号の瞬
時のパワーは、信号の量子化表現を平方することによって決定され得る。これは
、パワーが電圧の平方に比例するからである。時間に亘る平均パワーは、このよ
うに、これらの瞬時パワー決定に基づき決定され得る。ディジタル平方回路は、
信号を平方するために使用され得る。低域通過濾波器は、平方回路の出力を平均
するために使用され得る。

【００２１】ディジタル的な実施においては、平方回路出力は、もし、精度が失われるべき
でなければ、入力の２倍の多さのビットを要求する。瞬時のパワーを表すこの出
力は、時間に亘るパワーを平均するために、低域通過濾波器へ入力される。入力
信号を表すために使用されるビットの数に依存して、平方回路は、論理ゲートの
点から、禁止的に大きくすることができて、そしてあまりにも多くのパワーを消
費することになる。それだけでなく、平方された出力を表す多くのビットを用い
て、平方回路に続く低域通過濾波器は、可能な全ての入力について、量子化雑音
が濾波器の出力を支配しないようにするために、濾波器の内部に非常に多くのビ
ットを要求するかもしれない。又、標本レートの逆数に比べて、長い濾波器時定
数は、もしあまりにも少ないビットが帰還分岐を表すために使用されるならば、
不安定になるという結果になり得る。

【００２２】本発明は、前に論じた平方回路を取り替えるために、貧弱なルックアップテー
ブル（ＬＵＴ）を利用する。より明確には、貧弱なルックアップテーブルは、入
力信号を、各範囲が特定の出力値に割当てられる、複数の範囲に分離するために
使用される。これらの出力値は、周知の入力信号の特性に基づく入力信号の平方
に近似する。これらの出力値を表すために要求されるビットの数は、貧弱なＬＵ
Ｔにおいて複数の範囲を選択し、そして推定値の要求される精度を知るとき、周
知の入力信号の特性を使用することによって、大いに減少させることができる。

【００２３】出力を表すビットの数を減少することによって、瞬時パワー推定を平均するた
めに使用される低域通過濾波器は、濾波器の内部の合理的な数のビットを用いて
、集積回路チップ上により容易に組立てられ得る。更に、貧弱なＬＵＴは、平方
回路より少ない論理ゲートを使用してディジタル的に実施することができ、パワ
ー消費がより少なくそして全体としてディジタル回路寸法がより小さくなるとい
う結果をもたらす。チップ上の論理ゲートの数を減少することによって、チップ
の製造及びパワー供給の費用は低減され、そして回路又はチップの信頼性は向上
するかもしれない。

【００２４】他にも用途があるが、本発明は、衛星を基礎におく電話システムを含む種々の
無線通信システムにおいて用途を見出すことができる。好ましい実施形態におい
ては、本発明は、ゲートウェイから衛星へ伝送されるサブビームのパワーを推定
することを目的とする。より明確には、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線スペ
クトル拡散衛星通信システムにおける適用が好ましい。下記は、本発明が使用さ
れ得るシステムの大要である。１．システム大要図１は、通信システム１００のゲートウェイ１０２及びユーザ端末１０４の間
で使用される通信リンクの実施例を図示する。通信システム１００は、ＣＤＭＡ
型通信信号を使用するように考えられているが、しかしこれは、本発明によって
要求されるのではない。図１に図示される通信システム１００の部分においては
、衛星１０６及び関連つけられたゲートウェイ１０２が遠隔ユーザ端末１０４と
通信を生じさせるために示されている。このようなシステムにおけるケートウェ
イ及び衛星の合計数は、所望のシステム容量及び技術的にはよく理解されている
他の要因に依存する。

【００２５】ユーザ端末１０４及び衛星１０６の間の通信リンクはユーザリンクと呼ばれ、
そしてゲートウェイ１０２及び衛星１０６の間のリンクはフィーダリンクと呼ば
れる。通信は、順方向フィーダリンク１１０上をゲートウェイ１０２から“前方
（ｆｏｒｗａｒｄ）”方向に進み、それから順方向ユーザリンク１１２上を衛星
１０６から下方にユーザ端末１０４へ進む。“戻り”又は“逆”方向においては
、通信は、戻りユーザリンク１１４上をユーザ端末１０４から上方に衛星１０６
へ進み、それから戻りフィーダリンク１１６上を衛星１０６から下方にゲートウ
ェイ１０２へ進む。

【００２６】順方向リンク１１０上で情報は、周波数分割及び、使用される場合は偏波多重
化を利用してゲートウェイ１０２によって伝送される。前に論じたように、例示
的実施形態においては、使用される周波数帯域は、右手方向円偏波（ＲＨＣＰ
）を使用する８つの個々の１６．５ＭＨｚ“チャンネル”又は“ビーム”、及び
左手方向円偏波（ＬＨＣＰ）を使用する８つの個々の１６．５ＭＨｚ“チャンネ
ル”又は“ビーム”に分割される。これらの個々の１６．５ＭＨｚチャンネルは
、順次１組の周波数分割多重化（ＦＤＭ）された、各々１．２３ＭＨｚ帯域幅の
、“サブチャンネル”又は“サブビーム”で構成される。本例においては、この
ようなチャンネルが１３個まであるが、しかしながら、周知のようにより多く又
はより少なく使用されることができる。各ＦＤＭサブビームは、別々の変調器回
路によって作り出され、そして関連つけられたチャンネル又はビームパワーを持
つ。各ＦＤＭサブビームは、ＣＤＭＡ型スペクトル拡散システムにおける直交符
号を使用するユーザチャンネルに、又はＴＤＭＡ型システムを使用するタイムス
ロットに分割される。本発明は、特定の型のチャンネル変調によっては限定され
ない。ＣＤＭＡ通信システムにおいては、符号チャンネルの各々は、例えば１２
８個のウォルシュカバーチャンネルの１つは、順方向リンク上でユーザにサービ
スするために消費されるパワーを表す。幾つかの直交符号チャンネルは、又、位
相基準及びタイミング基準、並びに他の付加信号（ｏｖｅｒｈｅａｄｓｉｇｎ
ａｌ）を提供するパイロット信号によって使用されてもよい。

【００２７】逆方向においては、ユーザ端末１０４は、空間的に分割されたビームパターン
に従って伝送する。衛星１０６はこれらの信号を受信し、そして衛星からゲート
ウェイへのフィーダリンク１１６に向かってこれらを周波数分割多重化する。２．ゲートウェイゲートウェイ１０２は、周知のように、ユーザ端末１０４及び地方の移動電話
交換局（ＭＴＳＯ）（図示せず）、公衆交換電話通信網（ＰＳＴＮ）（図示せず
）、又は所望の他の接続された通信システムの間に、衛星１０６を使用する通信
リンクを提供する。ゲートウェイ１０２は、地方のＭＴＳＯ又はＰＳＴＮからシ
ステムユーザへ向けられた電話呼、データ及び／又はファックスデータ、又は他
の情報を受信し、衛星１０６へ伝送するために、前に論じた符号チャンネル、サ
ブビーム、及びビームを発生する。衛星１０６は、このように、１つ又はより多
いユーザ端末１０４へこれらの信号を再伝送する。戻り即ち逆のリンク方向にお
いては、衛星１０６を使用して、ユーザ端末１０４から伝送された音声、データ
、ファックスデータ、又は他の情報を受信し、そしてＭＴＳＯ又はＰＳＴＮへの
ユーザ通信リンク又は呼を接続し、そしてそのＭＴＳＯ又はＰＳＴＮは、こうし
て、ユーザ端末１０４を、標準の電話システム、他の移動電話システム、又は他
の周知の型の接続された通信システムへ接続することができる。

【００２８】ゲートウェイ１０２は、衛星１０６を介して、例えば、ＰＳＴＮ又はＭＴＳＯ
からユーザ端末１０４へ到着する、ユーザ端末へ向けられた信号を変調しそして
伝送する。ゲートウェイ１０２は、又衛星１０６からの信号を受信しそして復調
する。ゲートウェイ１０２における伝送回路系又は装置は、サブビームを発生す
る変調器を含む。これらの変調器は、チャンネルデータを受信し、そしてチャン
ネルデータをスペクトル拡散変調する。変調された信号は、このように、アップ
コンバータへ送られる。ゲートウェイ１０２における各変調器は、中間帯域周波
数（ＩＦ）から所望の無線帯域周波数（ＲＦ）へ変調された信号をアップコンバ
ートするための相当するアップコンバータへ接続される。アップコンバータは、
個々のサブビーム信号を合計して広ビーム信号にする合計器の入力へ接続される
。変調器の更なる詳細については、ここに引用文献として組込まれている“ＣＤ
ＭＡセルラ電話システムにおける信号波形を生成するためのシステム及び方法”
と題する、米国特許第５，１０３，４５９号を参照されたい。この用途には限定
されないが、本発明は、これらのサブビームのパワーを推定するために使用され
てもよい。３．衛星衛星１０６は、低地球軌道周回（ＬＥＯ）衛星システムを含む多くの衛星の内
の１つである。例示的ＬＥＯ衛星システムは、地表面から近似的に７６３マイル
あって赤道から５０度傾斜する低地球軌道を周回する４８個又はより多い衛星を
含むように計画されている。ＬＥＯ衛星に加えて、他の距離及び軌道に配置され
た衛星システムを含む、アンテナから及びアンテナへ情報を受信しそして伝送す
るどんな通信装置でも、本発明を用いて使用され得る。

【００２９】衛星１０６は、所望の空間的に分離されたビームパターンに相当する、各々事
前に選択された帯域幅のＭ個の個々の信号を得るために、２つの直交偏波を使用
して伝達され得る信号を受信しそして脱多重化（ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）する
。典型的には、各々１６．５ＭＨｚ帯域幅を持つ衛星フットプリントの１６個の
信号又はビーム（Ｍ＝１６）がある。前述したように、各“ビーム”は、別々の
周波数上で動作する１３個の“サブビーム”を含むか又は更に分割される。こう
して、衛星１０６は、近似的に２０８（１６×１３）個のサブビームを処理する
。しかしながら、技術的に精通した人達は、より少ない又はより多いビーム及び
サブビームが各通信システム及び衛星集合体の設計に従って用いられ得ることを
容易に理解するだろう。

【００３０】衛星１０６は、サブビームを受信しそして中継するためのパワーを必要とする
。衛星１０６は、太陽パネル１２０によって集められた太陽エネルギーを蓄積す
る電池によってパワー供給される。衛星１０６は、太陽に曝されている間充電す
るのみである。このように、衛星１０６のパワーは、太陽への衛星の露出によっ
て制限される。衛星１０６が制限されたエネルギーを持っているので、衛星１０
６は、エネルギーを使い果たし得ることが可能である。このように、衛星１０６
を正しく動作させるために、どの定められた期間に亘っても、衛星１０６によっ
てどの位の多さのエネルギーが使用されているかを知る必要がある。衛星１０６
のパワー使用は、衛星１０６へ送られる信号のパワーを測定することによって測
定され得る。これは、各衛星トランスポンダが、衛星又はトランスポンダによっ
て受信された信号のパワーに比例するパワーを持つ信号を伝送するからである。

【００３１】前述したように、衛星１０６は、ユーザ端末及びゲートウェイへ下方にサブビ
ームを伝送するトランスポンダを持つ。もし、衛星１０６へ送られるサブビーム
のパワーが知られるならば、衛星トランスポンダによって使用されるパワーは決
定され得る。トランスポンダは、全般的に見て、受信する信号のパワーの量に予
想通りに応答するので、ゲートウェイ１０２から送られる信号のパワーレベルを
制御することが、どの位の多さのパワーを衛星１０６が使用するかを制御する。
ゲートウェイ１０２及び衛星１０６間の距離は、衛星１０６によってゲートウェ
イ１０２へ送られる位置識別情報から決定され得る。その距離を知ることによっ
て、衛星トランスポンダの利得、アンテナ利得、ゲートウェイ１０２から衛星１
０６へ送られる信号の所望の又は最適のパワーの量が決定され得る。本発明を使
用して決定されるサブビームの推定パワーは、サブビームのパワーを最適に調節
するために使用され得る。サブビームの最適のパワーを最適化するか又は決定す
る特定の方法は、この発明の範囲を越えるということが注目される。その上に、
衛星へ送られるサブビームのパワーに基づき衛星のパワー使用を決定する特定の
方法は、この発明のこの範囲を越えていて、そして衛星の設計及び操作に技術的
に精通した人達に周知の手法に関連する。

【００３２】また、サービス提供者の間で容量を分けるために、個々のサブビーム基準の伝
送に使用されるパワーの量を知る必要がある。衛星パワーは衛星通信システムに
おいては乏しい資源であるので、パワー消費は、衛星１０６の使用については、
課金サービス提供者の基礎となり得る（例えば、サービス提供者は、より多くの
パワーに対してより多くを支払ことができる）。より明確には、もし、サービス
提供者が、サブビームに基づき容量を配分されているとすれば、各サブビームの
パワーを測定することは、有用な課金情報を提供ことができる。

【００３３】又、衛星を過度に駆使することに起因する被害から衛星を保護するために、各
チャンネル上をどの位の多さのパワーが伝送されているかを知る必要がある。パ
ワーは、又、フラックス密度限度を乱すことを回避するために、測定されそして
制御されなければならない。４．パワー推定器電圧波形のパワーを推定するための１つの方法は、波形を標本化し、平方回路
に標本を入力し、そしてそれから平方回路の出力を濾波することを含む。図２Ａ
は、このような方法を使用するシステムの高レベルのブロック図である。図示さ
れるように、標本化波形２０２は平方回路２０４に入力される。平方回路２０４
の平方回路出力２０６は濾波器２０８に入力される。濾波器２０８の濾波器出力
２１０は標本化波形２０２の平均パワーを表す。

【００３４】波形の標本は、推定のための所望の精度要求を満足するのに十分な分解能を持
つ必要がある。例のために、我々は波形の１２ビット標本が十分な分解能を提供
すると想定しよう。波形が標本化されたとき、１２ビットは波形の電圧（振幅）
を表す。標本は長さ１２ビットであるので、表わされることができる２¹²（４０
９６）個の異なるレベルがある。これらの異なるレベルは、最大電圧レベルに応
じて率を決定（ｓｃａｌｅ）される。例えば、最大電圧が２ボルトであって、最
小電圧が−２ボルトであるならば、そのときは、４ボルトの範囲が存在する。４
÷４０９６＝９．８×１０^−４であることを考慮すれば、そのときは、標本の精
度は、±４．９×１０^−４ボルトである。規定された数の不連続な振幅レベルに
波形の振幅を分離するこの周知の処理は量子化と呼ばれる。結果として生じる波
形は、量子化されたといわれる。

【００３５】図２Ｂは、波形の１２ビット標本を使用して、電圧波形のパワーを推定するシ
ステムの高レベルのブロック図である。図示されるように、平方回路２１４に入
力される標本波形２１２は長さ１２ビットである。１２ビットの平方を表すため
に、２４ビットまで要求され得る。即ち、ディジタル的な実施においては、平方
回路出力は、精度が失われるべきでなければ、入力の２倍の多さのビットを必要
とする。こうして、平方回路２１４の出力２１６は２４ビットであるとして示さ
れる。この出力は瞬時のパワーを表す。２４ビットを必要とする結果として、平
方回路は、論理ゲートの点から禁止的に大きくなり、そしてあまりにも多くのパ
ワーを消費し得る。それだけでなく、平方出力を表す多くのビットを用いて、平
方回路２１４に続く低域通過濾波器２１８は、可能な全ての入力について、量子
化雑音が濾波器出力２２０を支配しないようにするために、濾波器２１８の内部
に非常に多くのビットを必要とする。前述したように、標本レートの逆数に比べ
て、長い濾波器時定数は、もしあまりにも少ないビットが帰還分岐を表すために
使用されるならば、不安定になるという結果になり得る。

【００３６】濾波器２１８は、全般的に見て、低域通過無限インパルス応答（ＩＩＲ）濾波
器で、平方回路２１４の出力２１６を平均するために使用される。より明確には
、濾波器２１８は、平方回路２１４によって作り出された瞬時パワー波形の帯域
幅を制限する。濾波器２１８の中で帰還分岐を表すために使用される非常に多く
のビットを図示するために、ビットの数が各分岐の上に示されている。見れば分
るように、平方された出力２１６を表す２４ビットを用いて、平方回路２１４に
続く低域通過ＩＩＲ濾波器２１８は、可能な全ての入力について、量子化雑音が
濾波器出力２２０を支配しないようにするために、濾波器の内部に非常に多くの
ビットを必要とする。又、濾波器２１８は、標本レートの逆数に比べて長い濾波
器時定数を持つので、帰還分岐を表すためのより少ないビットの使用は、不安定
になるという結果になり得る。

【００３７】他の型の低域通過濾波器は、技術的に精通した人達によって理解されるような
濾波器２１８を実行するＩＩＲ型濾波器のほかに使用され得る。しかしながら、
好ましい実施形態においては、濾波器２１８は、２つの分岐重みの並列接続を含
むＩＩＲ濾波器である。２つの分岐重みの並列接続のみを使用することによって
、ＩＩＲ濾波器の内部の全ての利得段階は、シフトレジスタとして実施され得る
。その上に、ＩＩＲ濾波器は帰還を使用しているので、例えば、集積回路チップ
上に具体化されるとき、濾波器を組立てるためにより少ない論理ゲートが要求さ
れる。しかしながら、帰還を使用する不利な点は、不安定性の可能性をもたらす
ことである。これは、周知のように、帰還の使用が、濾波器を発振及び限界周期
に従わせるからである。不安定性を防止するために、発振があるとき、それが小
さな振幅であるように、濾波器の内部に十分なビットが維持されなければならな
い。

【００３８】使用され得る他の型の濾波器は、帰還を使用しない有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）濾波器である。ＦＩＲ濾波器の１つの利点は、ＩＩＲ濾波器よりも安定であ
るということである。しかしながら、ＦＩＲ濾波器の使用は、非現実的であるか
もしれず、即ち少なくとも最適なものより劣る。ＦＩＲ濾波器は帰還を使用しな
いので、多くの標本（例えば、数千の）を平均する能力を持つためには、ＦＩＲ
濾波器は、要求される論理ゲートの数の点から、極度に大きいことが必要であり
、再び寸法、費用、及び複雑性を増加させるだろう。

【００３９】図３は、本発明の実施形態を図示する高レベルのブロック図である。図２Ｂ及
び図３の間の重要な相違点は、図２Ｂの平方回路２１４が、貧弱な、即ち雑なつ
くりの、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）３０４の役目をする回路に取り替えら
れていることである。ＬＵＴ３０４のための伝達関数の一例が、下記の表１に示
されている。

【表１】

【００４０】伝達関数は、実験作業及び入力波形３０２の統計値の知識を通して確立するこ
とができる。本例については、平方された出力３０６を表す１０ビットの使用は
、取ることができる近道及びシステムの知識に基づく。例えば、もし、入力波形
３０２がＣＤＭＡ波形であり、そしてＣＤＭＡ波形がガウス分布を持つというこ
とが知られているならば、伝達関数が所望の精度を持って作り出され得る。より
明確には、分布がガウス分布であることを知ることによって、より高い精度が平
均値に近い値にゆだねられ、そしてより低い精度が平均値から遠い値にゆだねら
れるような、伝達関数が作り出され得る。その上、伝達関数は、小さな分散を伴
う波形が小さな量の衛星パワーを消費し、そして、このように、これらの小さな
波形に対する許容誤差がより高いパワー波形に対する許容誤差より大きい、とい
うことを斟酌できる。

【００４１】表１の伝達関数は、０の平均値を持つ入力信号Ｘに対するものである。表１か
ら見て分るように、０及び１２０間の絶対値範囲を持つ入力信号に対して６つの
異なる出力が存在し、１２０及び３２０の間の絶対値範囲を持つ入力信号に対し
て２つの出力のみが存在し、そして３２０より大きいか又は３２０に等しい絶対
値を持つ入力信号に対して１つの出力のみが存在する。このように、我々は、表
１から、入力信号Ｘの絶対値が０及び１２０の間にある確率が最も高く、そして
信号Ｘが３２０を超える確率が最も低いということができる。

【００４２】表１における各範囲は、“貯蔵棚（ｂｉｎ）”として参照され得る。即ち、
“１４≦｜Ｘ｜＜２０”は、１つの貯蔵棚で、そして“６２≦｜Ｘ｜＜７５”は
、他の貯蔵棚である。表１は、９つの貯蔵棚のみから成る。非常に多くの標本の
推定されたパワーを平均するとき、各標本のパワー推定の精度は、統合された推
定値の和が要求された精度を提供するかぎり大きくは必要としない。これは、少
ない数の貯蔵棚又は範囲（例えば、上記例における９つの貯蔵棚）の使用を許容
する。貯蔵棚が少なければ少ないほど、関数を実施するために要求される論理ゲ
ートは少なくなる。

【００４３】前に論じたように、表１は、全般的に見て、ガウス分布をした入力波形のため
に最適化される。入力波形が非常に多くのユーザを表すかぎり、（重要なパワー
消費という結果になる一状態）ガウス波形の想定は正当化される。しかしながら
、本発明は、ガウス分布を持つ信号には限定されない。本発明は、予言できる分
布を持つどのような信号に対しても使用され得る。他の分布の例は、正弦波形分
布及び一様分布を含む。これらの分布のどれを使用しても、表１と同様なＬＵＴ
は、比較的少ない数の論理ゲートを使用して、所望の精度を作り出すために最適
化され得る。

【００４４】表１を実施する一回路、即ち、ＬＵＴ３０４は、組立てられた“オンチップ”
として参照される、コンパレータ及び／又は他の周知の論理ゲートを使用して、
単一の集積回路又は“チップ”の形式に組立てられ得る。１つの実施形態におい
ては、回路は、超高速集積回路（ＶｅｒｙＨｉｇｈｔＳｐｅｅｄＩｎｔｅ
ｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）（ＶＨＳＩＣ）ハードウェア記述言語を使用し
て、設計されそして組立てられ得る。ＶＨＳＩＣは、回路オンチップを組立てる
ための理論的最適ゲート配列を決定するために使用される、周知の大規模高レベ
ルＶＬＳＩ設計言語である。

【００４５】２４ビットと比較されるように、出力３０６を１０ビットのみに減少すること
は、低域通過濾波器３０８が、濾波器３０８の内部の合理的な数のビットを用い
て、オンチップに組立てられることを許容する。上記の濾波器２０８と比較され
るように、濾波器３０８の中の帰還分岐を表すために使用されるビットの数の減
少を図示するために、濾波器３０８の中の各分岐に対してビットの数が示されて
いる。論理ゲートオンチップの数を減少することによって、チップを製造しそし
てパワー供給する費用は低減され、そしてチップの信頼性は向上され得る。

【００４６】本発明は、入力及び出力を表すビットの数によっては限定されない。むしろ、
本発明は、要求された又は所望のパワー推定の精度、及び使用されている特定の
濾波器の中の安定性を維持するために要求されるビットの数によって限定される
のみである。

【００４７】本発明は、どのような信号のパワーを推定するためにも使用され得る。しかし
ながら、好ましい実施形態において、本発明は、衛星を使用するもののような、
通信システムにおける、サブビーム、即ちＣＤＭＡチャンネルのパワーを推定す
るために使用される。図４は本発明の好ましい実施形態のブロック図である。Ｌ
ＵＴ４０４が本質的にＬＵＴ３０４と同一であり、そして濾波器４０８が本質的
に濾波器３０８と同一であることにおいて、図４は図３と同様である。図４を説
明する前に、ＣＤＭＡシステムの簡単な概要を述べる。

【００４８】ＣＤＭＡスペクトル拡散システムは技術的に周知である。ＰＮ符号拡散、即ち
技術的に周知のスぺルクトル拡散伝送の方法を使用することによって、ＣＤＭＡ
システムは、データ信号よりずっと大きな帯域幅を持つ伝送のための信号を作り
出す。より明確には、サブビームを作り出すために、事前に選択された１つ又は
より多い疑似雑音（ＰＮ）符号列は、通信信号として伝送のための搬送波上への
変調の前に、事前に決定されたスペクトル帯域を介してユーザ情報信号を変調、
即ち“拡散”するために使用される。サブビームの作成の詳細は、前述した´４
５９特許に記載されている。しかしながら、完全にするために、ＣＤＭＡスペク
トル拡散システムの一例を下記に説明する。

【００４９】典型的なＣＤＭＡスペクトル拡散システムにおいては、直交チャンネル化符号
は、順方向リンク（即ち、ゲートウェイからユーザ端末のトランシーバへの信号
通路）上のサブビームの中で伝送される異なるユーザ信号の間を識別するために
使用される。ウォルシュ関数は、全体的に見て、チャンネル化符号を実行するた
めに使用される。各々直交的にウォルシュ符号化されたユーザ信号は、このよう
に、利得制御要素によって成就される。利得制御要素に続いて、これらの全ての
信号は、それから１つの合成データストリームを形成するために一緒に合計され
る。この合成データストリームは、それから、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）変
調器の、同位相チャンネル（Ｉチャンネル）のための１つ及び直交位相（チャン
ネル（Ｑチャンネル）のための１つに、２つのデータストリームに分けられる。
ＱＰＳＫ変調器は技術的には周知である。しかしながら、完全にするために、Ｑ
ＰＳＫ変調を簡単に説明する。各データストリーム（Ｉチャンネル上の１つ、及
びＱチャンネル上の１つ）は、別々のＰＮ列によって乗算される。ＰＮ列による
乗算に続いて、Ｉチャンネルデータ及びＱチャンネルデータは、各々余弦波及び
正弦波信号によって、互いに位相を９０度離れてアップコンバートされ、そして
、それから、１つの合成波形を生成するために一緒に加算される。この合成波形
がサブビームである。

【００５０】図４に示され、そして前述したように、同位相チャンネル（Ｉチャンネル）４
１４及び直交位相チャンネル（Ｑチャンネル）４１２は、変調器の中で生成され
る。結果として生じる信号は、サブビームを形成するために合計される。ＱＰＳ
Ｋ波形においては、もし、Ｉ及びＱチャンネルの間のパワーの比が知られるなら
ば、Ｉチャンネル（又はＱチャンネル）のパワーを測定することは、合計信号パ
ワーを推定するためには十分である。好ましい実施形態においては、サブビーム
のパワーは、Ｉチャンネル４１４又はＱチャンネル４１２のみのパワーを推定す
ることによって決定される。このように、知られた又は測定されたＩチャンネル
４１４及びＱチャンネル４１２のパワーの間の比を使用して、結合された信号４
１６（即ち、サブビーム）の合計パワーが決定され得る。好ましい実施形態にお
いては、Ｉチャンネル４１４のＱチャンネル４１２に対する比は、１：１である
。このように、好ましい実施形態においては、合計パワーは、Ｉチャンネル４１
４又はＱチャンネル４１２のいずれかの推定されたパワーの２倍であろう。勿論
、技術的に習熟した人達によって容易に理解されるように、その比は１：１であ
る必要はなく、そして各々所望の通信システム設計に依存する。

【００５１】より明確には、図４に示されるように、Ｑチャンネル４１２信号の電圧を表す
１２ビット標本は、貧弱なＬＵＴ４０４に入力される。１０ビットによって表さ
れるＬＵＴ４０４の出力４０６は、低域通過濾波器４０８に入力される。好まし
い実施形態においては、濾波器４０８は前に論じた濾波器３０８と等価なＩＩＲ
濾波器である。濾波器４０８の出力はＱチャンネル４１２の平均パワーを表す。
Ｉチャンネル４１４及びＱチャンネル４１２の両方の合計された信号４１６のパ
ワーは、それから２つのチャンネル４１４、４１２の間の比に基づき決定され得
る。この合計された信号４１６がサブビームである。

【００５２】本発明の種々の実施形態を前に説明したが、それらは、例として説明したのみ
であって、限定ではないということを理解すべきである。従って、本発明の広が
り及び範囲は、どのような前述の例示的実施形態によっても限定されるべきでは
なく、次の請求項及びその均等物に従ってのみ定義されるべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】移動通信システムにおける、ゲートウェイ及びユーザ端末の間で使用される通
信リンクの例示的実施形態を図示する。

【図２Ａ】本発明に従う信号のパワーを測定するためのシステムの高レベルブロック図で
ある。

【図２Ｂ】本発明に従う信号の１２ビット標本を使用する信号のパワーを推定するシステ
ムの高レベルブロック図である。

【図３】本発明の一実施形態に従う信号のパワーを推定するためのシステムを図示する
高レベルブロック図である。

【図４】本発明の一実施形態に従う信号のパワーを推定するためのシステムを図示する
高レベルブロック図である。

【符号の説明】

１００…通信システム１０２…ゲートウェイ１０４…ユーザ端末１０６
…衛星１１０…順方向フィーダリンク１１２…順方向ユーザリンク１１４
…戻りユーザリンク１１６…戻りフィーダリンク１２０…太陽パネル２０
２…標本化波形２０４…平方回路２０８…濾波器２１２…標本波形２１
４…平方回路２１８…低域通過濾波器２２０…濾波器出力３０２…入力波
形３０４…ルックアップテーブル３０８…低域通過濾波器４０４…ＬＵＴ
４０８…低域通過濾波器４１２…直交位相チャンネル４１４…同位相チャ
ンネル

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】無線通信システムにおいて使用されるディジタルパワー推定
器において、複数の範囲に入力信号を分離するための分離手段であって、各範囲は特定の出
力値を割当てられ、その出力値は入力信号の知られた特性に基づき入力信号の平
方に近似する分離手段、及び前記分離手段からの複数の出力値を平均するための前記分離手段の出力へ結合
される平均手段、を含むディジタルパワー推定器。
【請求項２】前記平均手段が低域通過濾波器を含む請求項１に従うディジ
タルパワー推定器。
【請求項３】前記分離手段の出力が入力信号の瞬時パワーを表し、前記濾
波器の出力が入力信号の平均パワーを表す請求項２に従うディジタルパワー推定
器。
【請求項４】前記分離手段の前記出力が前記入力信号の瞬時パワーに比例
し、前記濾波器の出力が入力信号の平均パワーに比例する請求項２に従うディジ
タルパワー推定器。
【請求項５】前記低域通過濾波器が無限インパルス応答濾波器である請求
項２に従うディジタルパワー推定器。
【請求項６】前記無限インパルス応答濾波器が２つの分岐重みの並列接続
のみを含み、その分岐重みの並列接続によって前記濾波器がシフトレジスタを使
用して具体化されることを可能にする請求項５に従うディジタルパワー推定器。
【請求項７】前記入力信号の前記知られた特性がガウス分布特性を含む請
求項１に従うディジタルパワー推定器。
【請求項８】前記入力信号が事前に決定されたビットの数によって表され
、前記割当てられた出力値は前記事前に決定されたビットの数より少ないビット
の数によって表される請求項１に従うディジタルパワー推定器。
【請求項９】前記入力信号が事前に決定されたビットの数によって表され
、前記割当てられた出力値は前記事前に決定されたビットの数の２倍より少ない
ビットの数によって表される請求項１に従うディジタルパワー推定器。
【請求項１０】前記入力信号が直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器のＩチャ
ンネル及びＱチャンネルの内の１つよって生成され、前記変調器によって生成さ
れた信号の合計パワーは前記Ｉチャンネルの前記Ｑチャンネルに対する比に基づ
き決定されることができる請求項１に従うディジタルパワー推定器。
【請求項１１】少なくとも１つのゲートウェイ、少なくとも１つのユーザ端末、前記ゲートウェイ及び前記ユーザ端末の間に通信リンクを提供するための少な
くとも１つの衛星、前記衛星を介して前記ユーザ端末へ送られるデータを変調するための前記ゲー
トウェイの中の変調器であって、前記変調器の出力はサブビームを含む変調器、
並びにサブビームのパワーを推定するための手段を含み、この手段が、複数の範囲に入力信号を分離し、各範囲が特定の出力値を割当てられ、そ
の出力値が入力信号の知られた特性に基づき入力信号の平方に近似する分離手段
、及び前記分離手段からの複数の出力値を平均するための前記分離手段の出力へ結合される平均手段を含む衛星通信システム。
【請求項１２】前記変調器がＩチャンネル及びＱチャンネルを含み、入力
信号が前記Ｉチャンネル及び前記Ｑチャンネルの内の１つよって生成され、そし
て前記変調器によって生成された前記サブビームの合計パワーが前記Ｉチャンネ
ルの前記Ｑチャンネルに対する比に基づき決定されることができる請求項１１に
従う衛星通信システム。
【請求項１３】前記平均手段が低域通過濾波器を含む請求項１１に従う衛
星通信システム。
【請求項１４】前記低域通過濾波器が無限インパルス応答濾波器を含む請
求項１３に従う衛星通信システム。
【請求項１５】前記無限インパルス応答濾波器が２つの分岐重みの並列接
続のみを含み、その分岐重みの並列接続によって前記濾波器がシフトレジスタを
使用して具体化されることを可能にする請求項１４に従う衛星通信システム。
【請求項１６】前記入力信号の前記知られた特性がガウス分布特性を含む
請求項１５に従う衛星通信システム。
【請求項１７】前記入力信号が事前に決定されたビットの数によって表さ
れ、前記割当てられた出力値が前記事前に決定されたビットの数の２倍より少な
いビットの数によって表される請求項１１に従う衛星通信システム。
【請求項１８】前記分離手段の前記出力が前記入力信号の瞬時パワーに比
例し、前記濾波器の出力が入力信号の平均パワーに比例する請求項１１に従う衛
星通信システム。
【請求項１９】無線通信システムにおけるパワーを推定するための方法に
おいて、各範囲が複数の出力値の内の特定の１つに相当する、複数の範囲と入力信号を
比較し、出力値が入力信号の知られた特性に基づき入力信号の平方の近似値を表す、前
記比較ステップの結果に基づき特定の出力値を入力信号へ割当て、そして複数の割当てられた出力値を平均する諸ステップを含む方法。
【請求項２０】前記平均ステップが前記割当ステップの出力値を低域通過
濾波器に入力することを含む請求項１９に従う方法。
【請求項２１】前記入力信号が直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器のＩチャ
ンネル及びＱチャンネルの内の１つよって生成され、前記平均ステップにおいて
決定される平均値及び前記Ｉチャンネルの前記Ｑチャンネルに対する比に基づき
サブビームのパワーを推定するステップを更に含む請求項１９に従う方法。