CN1354922A - 估计功率的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于估计信号功率的系统和方法。信号与多个区段比较并分到这些区段。每个区段分配特定的输出值。输出值大约是依据已知输入信号特征的输入信号的平方。用低通滤波器对多个输出值进行平均。

Description

估计功率的系统和方法
技术领区段
本发明通常涉及移动通信系统。特别是，本发明涉及一种估计通信信号或形成子波束的信号组的功率的系统和方法。本发明最常用于使用卫星的移动通信系统，其中卫星功率跟踪十分重要。
背景技术
卫星通信系统是一种将信息传送很远距离的手段。典型的卫星通信系统使用称为网关的基站，并且一个或多个卫星在网关和一个或多个用户终端之间中继通信信号。网关为从一个用户终端到另外一个用户终端或其他连接着的通信系统(例如公用电话交换网)中的用户提供了通信链路。用户终端可以是固定的也可以是移动的，例如移动电话，并且位于任何可以和卫星通信的地方。
卫星转发器是卫星中接收和发送网关和用户终端之间信号的部分。一个卫星转发器为了成本效益必须能同时承载大量用户。不同的卫星接入方案例如时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)扩频允许大量用户接入转发器。数字CDMA优于其他的卫星访问方案，因为能以较低的成本和较高的质量载传送较多的通信信号。其部分原因在于CDMA系统能用低功率的信号，从而使交叉信道干扰最小化，并且保存了卫星功率。
在典型的扩频通信系统中，在用户信息信号调制到载波作为通信信号发射前，用预选的伪噪声(PN)码序列将其调制或“扩展”在预定的频带上，PN扩频作为一种扩展频谱传输，本领区段的技术人员已熟知。
在典型的CDMA扩频通信系统中，信道化码用于区分前向链路(也就是从基站或网关到用户收发机的信号路径)上同一区内不同用户的信号，或卫星波束或子波束中发送的用户信号。即，区分是每个用户收发机。
在一个CDMA系统中，每个客户、订户或用户终端通过使用“覆盖”或“信道化”正交码来分配一个单独、正交的通信信道。Walsh函数通常用来实现信道化码，典型的长度为：陆地系统是64码片，而卫星系统128码片。CDMA系统将各单独的码信道组合为单一的窄带信道，以便同一波形散布大量信道。结果，多个客户或用户同时分享同一“窄带信道”，在这里可以互换称为“CDMA信道”“子波束”或“载波”。因为多个客户或用户分享同一子波束，如果一个或多个客户或用户信号的功率比同信道上的别的客户或用户预定的信号功率高，可能会导致不可接受的运行的干扰就可能发生，除非子波束上的用户人数减少。更重要的是，这种额外功率减少了其他用户信号可获得的功率，以及全部的容量。
在典型的CDMA系统中，网关和卫星的通信通过空间上划分成很多(例如16个)正向和反向波束(也称为链路)的链路实现。在正向链路上，被网关传输的信息通常是利用频分和极化复用传输。在一种示范系统设计中，前向链接使用C-波段频带，这种频带分为使用右圆极化(RHCP)的8个单独16.5MHz“信道”或“波束”，和使用左圆极化(RHCP)的8个单独16.5MHz“信道”或“波束”。这种单独16.5MHz信道又由13个带宽各为1.2MHz的“子信道”或“子波束”组成，这些子信道通过频分多路复用(FDM)一起形成波束。这些FDM子波束是上述的窄带信道，通过合并很多码信道形成。
为了传输给卫星，单独的FDM子波束被一起频率多路复用，来创建一个宽带信道。宽带信道具有预先为特定卫星系统设计的带宽。在这个例子中，采用160MHz带宽，包含有104个子波束，其数量是13个子波束的8倍。宽带信道承载104个子波束的能力依赖于限制每个子波束的功率，只要达到高质量传输的必须最小功率就可以了。子波束的功率控制不仅对于高质量传输是必须的，而且对于确保宽带信道上所允许的子波束最大数目的功率有效使用也是必须的。
一种使用宽带功率测定来控制单独窄带信道(子波束)的增益的系统和方法已经发展起来。那种系统和方法使用传输功率跟踪回路(TPTL)，通过调整应用在被传输信号上的增益来控制单独窄带信道(子波束)的功率。这种系统和方法在美国专利号为09/150,545，名为“使用宽带功率测定的单独窄带信道增益控制系统和方法”(System And Method For Gain Control Of Individual NarrowbandChannels Using A Wideband Power Measurement)中有描述，这项专利已经转让给受让人，按参考资料在此全部引用。开环和闭环功率控制在TPTL中都被应用。闭环控制需要每个单独子波束的功率控制。为了控制每个子波束的功率，就有必要决定每个子波束功率。然而，在需要有效控制增益的时间帧中，测定单独子波束功率有一些困难。另外，执行这样的功率估计是非常密集的计算，尤其是对于控制软件执行。因此，需要一种判断和估计单独子波束功率的替代系统和方法。
单独子波束功率的判断可以被用于监测接收子波束的卫星的功率消耗。卫星需要功率来接收和中继子波束。卫星通过存储在电池中由太阳能板所收集太阳能来提供功率。因为卫星仅仅在太阳照射下才充电，卫星的能量受限于其暴露在太阳前的时间。
因为卫星的有限能量，所以卫星可能会耗尽其能量。为了正常运作卫星，了解每个被传输子波束的功率消耗是有必要。例如，为了在服务提供者中分配功率，就有必要了解在单独子波束基础上传输所需的功率大小。并且，为了保护卫星避免过载所带来的损失，也有必要了解每一子波束上传输所需的功率。
对卫星电池的适当管理对于卫星群的寿命十分重要。为了处理通信量而减少的电池能量必须在太阳照射卫星时充电补充。如果处理通信量而减少太多的电池能量，卫星必须在太阳的照射下停留更多的时间或必须开取电池储备能量。当接用电池储备能量时，电池的运行寿命就会减少。卫星能量估计质量部分取决于每个子波束功率估计。具体而言，卫星功率使用率可以通过测定发送给卫星的信号功率来测定出。这是因为卫星转发器所发送的信号功率和转发器所接收的信号功率成比例。
因而，估计从网关到卫星之间传输的每个子波束功率是必要的。这些估值可以用于决定功率消耗，并且可以用于调节每个子波束功率的控制系统。具体而言，需要估计每个子波束功率，以便跟踪卫星中功率消耗和利用率。另外，估计子波束功率对于限制每个子波束功率也是必要的。而且，估计子波束功率对于分配服务提供者的容量，以及提供帐单信息也是必要的。更进一步，估计子波束功率对于避免卫星过载以及避免违反发射流强度限制也是必要的。
估计功率的系统应该消耗最小数量的功率，并且有比较低的复杂度，从而占用最小的空间。这时因为用于执行功率估计的系统的集成电路或芯片的尺寸，以及芯片处理时的功率大小是有限定的。另外，芯片越大，也就是说芯片上有越多的逻辑门，那么制造芯片的花费也越大。另外，芯片上有越多的逻辑门，那么所需驱动这些门的功率也越大。因为芯片仅仅能耗散不多的功率，具有太多逻辑门的芯片也将产生太多的热量，引起芯片失效。另外，驱动芯片所需的功率越大，驱动芯片的花费也就越高。因而，减少芯片上的逻辑门数量可以减少制造成本以及芯片功率消耗，增加芯片的可靠性。
发明内容
本发明是关于一种在卫星通信系统中估计信号功率的系统和方法。信号通过分隔装置与多个区段进行比较并分到这些区段。每个区段都分配特定的输出值。输出值大约是依据已知输入信号特征的输入信号的平方。用低通滤波器对多个输出值进行平均。在一个实施例中，低通滤波器包括无限脉冲响应滤波器。
本发明的一个特征在于用预定数量的二进制位代表输入信号时，由于预定数量的二进制位两倍的二进制位代表分配的输出值。
本发明的另一个特征在于用预定数量的二进制位代表输入信号时，由少于预定数量的二进制位的二进制位代表分配的输出值。
本发明的另一特征在于由四相移键控(QPSK)调制器的I信道和Q信道产生输入信号时，该调制器产生的信号的总功率可以依据I信道功率与Q信道功率的比率来决定。
本发明的再一个特征在于分隔装置的输出代表输入信号的瞬时功率，并且滤波器的输出代表输入信号的平均功率。
本发明的另一个附加特征在于分隔装置的输出与输入信号的瞬时功率成比例，并且滤波器的输出与输入信号的平均功率成比例。
附图说明
图1说明在移动通信系统中网关和用户终端之间通信链路的示范实施例。
图2A是根据本发明测定信号功率系统的高级框图。
图2B是根据本发明使用12位信号采样估计信号功率系统的高级框图。
图3是根据本发明一实施例来说明信号功率估计系统的高级框图。
图4是根据本发明一实施例来说明信号功率估计系统的高级框图。
具体实施方式
本发明是一种估计信号功率的系统和方法，该信号功率例如由随时间变化的电压或电流值代表。信号瞬时功率可以通过信号量化表现的平方来决定。这时因为功率与电压的平方成比例。对时间的平均功率可以依据这些瞬时功率判断来决定。可用数字平方电路对信号进行平方。可用低通滤波器对平方电路的输出进行平均。
在以数字技术实现时，如果精度没有丢失，平方电路输出需要的是输入位的两倍。这个输出，代表瞬时功率，输入到低通滤波器在时间上对其进行平均。依据用于代表输入信号的位数，平方电路会在逻辑门方面大得惊人，并且消耗太多的能量。进一步，用很多位代表平方输出，平方电路之后的低通滤波器内部会需要大量的位，以使所有输入避免量化噪声支配滤波器输出。另外，滤波时间常数(与采样率倒数相关)大，如果使用太少的位来代表反馈支路，会导致不稳定。
本发明利用稀疏查表(LUT)来代替上述平方电路。具体而言，用稀疏查表来分隔输入信号到多个区段中去，其中每个区段都分配特定的输出值。这些输出值大约是依据已知输入信号特征的输入信号的平方。可以通过在稀疏LUT中选择多个区段，并且了解所需估值的精度时，使用已知输入信号的特征来大大减少代表这些输出值所需的位数。通过减少代表输出的位数，用于平均瞬时功率估值的低通滤波器可以更加容易地在集成电路上制造，该滤波器内部具有适合的位数。另外，稀疏LUT数字化所使用的逻辑门比平方电路要少，这将导致更少的功率消耗和更小的整数字电路尺寸。通过减少芯片上的逻辑门数量，制造和运行芯片的成本可以减少，并且可以增加电路或芯片的可靠性。
在其他应用中，本发明可以适用于不同的无线通信系统中，包括卫星电话系统。在本较佳实施例中，本发明直接估计从网关传输到卫星的子波束功率。特别是，较佳的应用是在码分多址(CDMA)无线扩频卫星通信系统中。下面是本发明所使用的系统的概述。
I、系统概述
图1说明了在移动通信系统100中网关102和用户终端104之间通信链路的示范实施例。所要补充的是通信系统100使用CDMA类型通信信号，但本发明并不需要。在图1所说明的通信系统的一部分中，卫星106以及相关的网关102被展示用于实现与远端的用户终端104通信。这种系统中网关和卫星的总数依赖于期望的系统容量，以及本领区段所熟悉的其他因素。
用户终端104和卫星106之间的通信链路被称作用户链路，而网关102和卫星106之间的链路被称为馈线链路。正向的通信过程是先通过正向馈线链路110从网关102上传，随后通过正向用户链路112从网关102下载到用户终端104。而返回或“反向”通信过程是通过返回用户链路114从用户终端104上传到卫星106，并且随后通过返回馈线链路从卫星106下载到网关102。
在正向链路110上，信息通过网关102利用频分以及极化复用来传输。如上所述，在示范实施例中，所使用的频带被分成使用右圆极化(RHCP)的8个16.5MHz的单独“信道”或“波束”，以及使用左圆极化(LHCP)的8个16.5MHz的单独“信道”或“波束”。这些单独16.5MHz信道又由一些带宽各为1.23MHz的频分多路复用(FDM)“子信道”或“子波束”组成。在本实例中，有13个这样的子信道，而应该了解的是更多或更少一些信道也能被使用。每个FDM子波束由单独的调制器电路产生，并且具有相关信道或波束功率。每个FDM子波束用CDMA类型扩频系统中的正交码或TDMA型系统中的时隙，划分成用户信道。本发明并不局限于信道调制的特定类型。在CDMA通信系统中，每个码信道，例如一个128 Walsh覆盖信道，代表用于服务正向链路上的用户所消耗的功率。一些正交码信道也可能由导频信号使用，该导频信号提供相位基准和时间基准，以及其他额外开销信号。
在相反方向，用户终端104根据空间分隔波束模式来传输。卫星106接收这些信号，并且对它们频分多路复用于卫星到网关的馈线链路106。
II、网关
网关102通过在用户终端和当地移动电话交换局(MTSO)(没有展示)、公用交换电话网(PSTN)(没有展示)、或其他连接的所知期望通信系统之间使用卫星106来提供通信链路。网关102从本地MTSO或PSTN接收打算给系统用户的电话呼叫、数据和/或传真数据、或其他信息，并且生成上述的码信道、子波束和波束来传输给卫星106。卫星106随后将这些信号重发给一个或多个用户终端104。在返回或反向链路，网关102使用卫星106接收从用户终端104来的语音、数据、传真数据、或其他信息，并且将用户通信链路或呼叫连接到MTSO或PSTN，这些能将用户终端104连在标准电话系统、其他移动电话系统或其他已知连接类型的通信系统。
网关102调制例如从PSTN或MTSO到来的预定给用户终端的信号，并通过卫星106发送给用户终端104。网关102也从卫星106接收并解调信号。网关102中的发送电路或装置包括产生子波束的调制器。这些调制器接收信道数据，并扩频调制这些信道数据。被调制的信号随后被送到上变频器。网关102中的每个调制器都与相应用于对从中频带(IF)到期望射频带(RF)的被调制信号进行上变频的上变频器相连。上变频器与将单独的子波束信号相加为宽波束信号的加法器相连。要寻求更详细的调制器信息，可以参阅美国专利号5,103,459，其名为“CDMA蜂窝电话系统中用于产生信号波形的系统和方法”(System and Method forGenerating Signal Waveforms in a CDMA cellular Telephone System)，该文件按参考资料在此引用。并不局限于这种应用，本发明可能被用于估计这些子波束的功率。
III、卫星
卫星106是组成低地球轨道(LEO)卫星系统的许多卫星中的一个。一种示范的LEO卫星系统计划包括48或更多的绕大约离地球表面763英里，包含了对赤道倾斜50度范围的低地球轨道运行的卫星。除LEO卫星外，任何接收和发送来往于天线之间的信息的通信设备，包括位于其他距离和轨道上的卫星系统，也可以在本发明中应用。
卫星106接收信号，并对其去复用。这些信号可能使用两个正交极化，来获得分别具有预选带宽的M个单独信号，这些预选带宽对应于期望的空间分隔波束模式。通常，一个卫星的覆盖区中有16个信号或波束(M＝16)，每个具有16.5MHz的带宽。如上所述，每个“波束”包含或被分为13个单独频率上运作的“子波束”。因而，卫星106处理大约208个子波束(16×13)。然而本领区段的熟练技术人员可以理解，可以根据每个通信系统以及卫星群的设计应用较少的或更多的波束和子波束。
卫星106需要功率来接收和中继子波束。卫星106通过存储在电池中由太阳能板120所收集太阳能来提供能量。卫星106仅仅在太阳照射下才充电，因而卫星106的能量受限于其暴露在太阳前的时间。因为卫星106的能量有限，所以卫星106可能会耗尽其能量。为了更好的运作卫星106，了解给定时间周期内卫星106所使用的能量的多少是有必要。卫星106功率使用率可以通过测定发送给卫星106的信号功率来测定出。这是因为每个卫星收转发器发送的信号功率和卫星转发器所接收的信号功率成比例。
如上所述，卫星106具有一发送子波束给下面的用户终端和网关的转发器。如果发送给卫星106的子波束功率已知，卫星转发器所使用的功率也就能决定。因为收发器通常对其接收的信号功率作出可预测的响应，所以控制从网关102发送的信号功率电平来控制卫星106使用多少功率。网关102和卫星106之间的距离可以从卫星106发送给网关102的位置识别信息确定。知道了这个距离、卫星收发器的增益以及天线的增益，可确定由网关102发送到卫星106的信号功率期望量或最佳量。使用本发明确定的子波束估计功率可以用于最佳调节子波束的功率。需要注意的是，优化和决定子波束最佳功率的特定方法超出了本发明的范畴。另外，依据发送给卫星的子波束功率来决定卫星功率使用的特定方法也超过了本发明的范畴，而是与那些卫星设计和操作领区段的熟练技术人员所了解的技术相关。
也需要知道按照单独子波束发送所用的功率大小，以便在服务提供者之间分配容量。因为卫星功率是卫星通信系统中的紧缺资源，功率消耗可以作为对服务提供者所使用卫星106的收费的基础(例如，服务提供者可以支付更多的费用来获得更多可使用的功率)。具体而言，如果服务提供者按照子波束分配容量，测定每个子波束的功率可以提供有用的收费信息。
而为了保护卫星避免卫星过载而带来的损失，了解每个信道上所传输的功率多少也是很有必要的。还必须测定和控制功率，以免违反发射流强度限制。
IV、功率估算量
一种估计电压波形的方法包括：对波形采样，将采样的波形输入平方电路，并随后对平方电路的输出滤波。图2A是使用这种方法的系统的高级框图。如图所示，采样波形202被输入平方电路204。平方电路204的平方电路输出206被输入滤波器208。滤波器208的滤波输出210代表采样波形202的平均功率。
波形采样必须具有达到估值期望精度要求的分辨率。为了举例说明，我们假设12位的波形采样提供了足够的分辨率。这12位代表当对波形采样时，波形的电压(振幅)。因为采样的长度为12位，所以可以代表212(4096)个不同级别。这些不同级别换算成最大电压。例如，如果最大电压为2伏而最小电压为-2伏，那么电压的范围为4伏。鉴于4÷4096＝9.8*10-4，那么采样的精度为±4.9*10-4伏。将波形的振幅分成预定数目的离散振幅等级的处理过程称作量化。得到的波形称为待量化波形。
图2B是使用12位波形采样估计电压波形功率的高级框图。如图所示，输入到平方电路214的采样波形212的长度为12位。为表示12位的平方，就需要多达24位。那就是说，在以数字技术实现时，如果精度没有丢失，平方电路需要的输出位是输入位的两倍。因而，平方电路214的输出316示为24位。这个输出代表瞬时功率。由于需要24位，平方电路在逻辑门方面变得很大，并且能消耗太多的功率。进一步，由于许多位代表平方输出，平方电路214之后的低通滤波器218内部需要大量的位，以使所有输入避免量化噪声支配滤波器输出220。如前所述，滤波时间常数(与采样率倒数相关)大，如果使用太少的位来代表反馈支路，会导致不稳定。
滤波器218，通常是低通无限脉冲响应(IIR)滤波器，用来对平方电路214的输出216进行平均。具体而言，滤波器218限定了平方电路214产生的瞬时功率波形的带宽。为说明用于代表滤波器218中的反馈支路的大量位，每个支路上都显示了其位数。可以看见，由于代表平方电路216的是24位，平方电路214之后的低通IIR滤波器218内部需要大量的位，以使所有输入避免量化噪声支配滤波器输出220。也是因为滤波器218可能滤波时间常数(与采样率倒数相关)大，如果使用太少的位来代表反馈支路，会导致不稳定。
本领区段的熟练技术人员可以理解，除了IIR类型的滤波器可以实现滤波器218，其他类型的低通滤波器也可以使用。然而，在较佳实施例中，滤波器218是一种包括多重二分支加权的IIR滤波器。通过只使用多重二分支加权，所有的IIR滤波器218的内部增益级可以通过右移寄存器实现。另外，因为IIR滤波器使用反馈，制造滤波器，例如当在集成电路芯片上实现时，就需要较少的逻辑门。然而，使用反馈的缺点在于可能诱发不稳定因素。这是因为已知反馈的使用会使滤波器遭受振荡且周期有限。为了避免不稳定，滤波器内部必须维持足够的位，以便当产生振荡时，振幅小。
另一种可以被使用的滤波器类型是不使用反馈的有限脉冲响应(FIR)滤波器。FIR滤波器的一个优点是比IIR滤波器更稳定。然而，FIR滤波器的使用可能是不实际的，或至少是不够优化。因为FIR滤波器不使用反馈，为了能具有平均大量采样(例如几千)的能力，FIR滤波器必须要有很多逻辑门，从而变得十分巨大，又增加了尺寸、成本以及复杂度。
图3是说明本发明的一个具体实施例的高级框图。图2B和图3一个明显的区别就是图2B中的平方电路214由起稀疏或粗略查表(LUT)304作用的电路所替代。LUT 304的传递函数实例如下面表1所示。
表1
    输入区段，X     LUT输出，f(X)
      |X|＝0          0
    0＜|X|＜14        1/1024
    14≤|X|＜20        2/1024
    20≤|X|＜62        4/1024
    62≤|X|＜75     6/1024
    75≤|X|＜120     46/1024
    120≤|X|＜165     110/1024
    165≤|X|＜320     114/1024
    320≤|X|     900/1024
传递函数可以通过对输入波形302统计表的经验和详尽了解来建立。对于本实例，使用10位代表平方输出306是依据对系统的了解以及对系统简化操作决定的。例如，如果输入波形302是CDMA波形，并且已知CDMA波形具有高斯分布，就可建立具有期望精度的传递函数。具体而言，知道分布为高斯分布后，可建立传递函数，使接近平均值的值精度较高，远离平均值的值精度低。另外，传递函数可以考虑偏差小、消耗卫星功率少的波形，因而这些小波形所允许的差错比较大功率的波形所允许的要大。
表1的传递函数用于具有平均值为0的输入信号X。从表1可以看到，对于绝对值区段在0到120之间的输入信号存在6个不同的输出，在绝对值区段在120到320之间的输入信号仅仅存在2个输出，并且绝对值区段在320或大于320的输入信号仅仅存在1个输出。因此，我们可以从表1得出结论：输入信号X的绝对值在0到120之间的可能性最大，而信号X超过320的可能性最小。
表1的每个区段可以看作是一个“箱”。那就是说，“14≤|X|＜20”是一个箱。而“62≤|X|＜75”是另一个箱。表1仅由9个箱组成。当平均很多采样估计功率时，只要整个估计的总数提供了需要的精度，每个采样功率估计的精度要求不高。这就允许使用较小数量的箱或范围(例如，上述实例中的9个箱)。箱越少实现函数需的逻辑门的越少。
如上所述，表1通常针对高斯分布输入波形进行优化。只要输入波形代表的是大量用户(一种将导致显著功率消耗的情况)，就证明高斯波形的假设正确。而本发明并不局限于高斯分布的信号。本发明可以适用于任意具有可预测分布的信号。其他的分布的实例有正弦分布和均匀分布。使用这些分布的任意一种，就可优化类似表1的LUT，以便用数量较少的逻辑门产生期望的精度。
实现表1(即LUT 304)的电路，可以使用比较器和/或其他已知的逻辑门以单块集成电路或“芯片”的形式制造，为“片内”制作。在一个实施例中，电路可以使用超高速集成电路(VHSIC)硬件描述语言来设计和制造。VHSIC是一种用于为制作单片电路决定理论优化门布局的大型高级VLSI设计语言。
和24位相比，减少输出306为仅10位，允许低通滤波器308在其内部以合理数目的位制作在芯片内。为了说明相对于上述滤波器208，滤波器308中用于表示反馈支路的位数的减少，对滤波器308中每一支路都标明位数。通过减少芯片上的逻辑门的数量，制造和驱动芯片的成本可以减少，并且芯片的可靠性可以提高。
本发明并不局限于表示输入和输出的位数。而是仅局限于功率估计所需和期望的精度，以及所用具体滤波器内维持稳定所需的位数。
本发明可以用于估计任何信号的功率。而在较佳实施例中，本发明被用来估计子波束或在通信系统中(例如使用卫星的系统)CDMA信道的功率。图4是本发明的较佳实施例的框图。图4和图3的相似之处在于LUT 404与LUT 304本质上是一样的，而滤波器408与滤波器308本质上也是一样的。在描述图4之前，提供了CDMA系统的简要概述。
CDMA扩频系统在本领区段中为人们所熟知。通过使用PN码传送的扩频传输方法在本领区段也是为人们所熟知，CDMA系统所提供传输信号的带宽比数据信号的带宽宽很多。具体而言，为了产生一个子波束，在用户信息调制在载波上作为通信信号发射前，用一个或多个预选的伪噪声(PN)码序列将其调制或“扩展”到预定频带。产生子波束的细节在先前提到的’459专利中有描述。而为了完整性，CDMA扩频系统的实例将在下面讨论。
在一种典型的CDMA扩频系统中，用正交信道化码来区别在正向链路(例如从网关到用户终端收发器信号路径)中一个子波束里传输的不同用户信号。Walsh函数通常用来实现信道化码。每个编成正交、Walsh码的用户信号随后通过增益控制单元。紧接在控制单元后，将所有的这些信号加在一起，形成一个复合数据流。这个复合数据流随后分成两个数据流，一个是四相移键控(QPSK)调制器的同相信道(I信道)而另一个是正交相信道(Q信道)。QPSK调制器为本领区段人员所熟知。而为了完整性，这里将简要概述QPSK调制器。每个数据流(一个在I信道上，一个在Q信道上)与独立的PN序列相乘。在与PN序列相乘后，I信道的数据和Q信道的数据每个都通过各自的余弦和正弦信号上变频成相位相互偏移90度，并且随后相加来产生复合波形。这个复合波形就是一个子波束。
如图4所示，以及上面所述，在调制器中产生同相信道(I信道)414和正交相信道(Q信道)412。所得信号相加形成一个子波束。在QPSK波形中，如果I信道和Q信道之间的功率比已知，测定I信道(或Q信道)的功率就足够估算出整个信号的功率。在较佳实施例中，子波束的功率由仅仅估计I信道414或Q信道412的功率来确定。随后使用已知或测定的I信道和Q信道功率之间的比值，可确定复合信号416(就是子波束)的总功率。在较佳实施例中，I信道和Q信道之间的比值为1∶1。因此，该较佳实施例中，总功率是I信道414或Q信道412之一的估计功率的两倍。本领区段熟练技术人员容易理解，当然比率不需要一定为1∶1，也可依据每个期望通信系统的设计来定。
具体而言，如图4所示，表示Q信道412信号电压的12位采样输入到稀疏LUT404。10位表示的LUT 404输出406输入到低通滤波器408。在较佳实施例中，滤波器408是等效于上述讨论的滤波器308的IIR滤波器。滤波器408输出表示Q信道412的平均功率。I信道414和Q信道412的总和信号416功率能依据两个信道414、412之间的比率决定。总和信号416是一子波束。
虽然，上面讨论了本发明的不同实施例，但必须了解它们仅是用于举例，并没有局限性。本发明的范畴和广度并不局限于上述的任何一个示范实施例，而是由下面相应的权利要求及其等效内容所确定。

Claims (21)

1、一种用于无线通信系统的数字功率估值器，其特征在于，包括
分隔装置，用于将输入信号分成多个区段，每个区段都分配特定输出值，所述输出值大约是依据已知输入信号特征的输入信号的平方；和
耦合至所述分隔装置的输出上的平均装置，用于对从所述分隔装置输出的多个输出值进行平均。
2、如权利要求1所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述平均装置包括低通滤波器。
3、如权利要求2所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述分隔装置的输出代表输入信号的瞬时功率，并且所述滤波器的输出代表输入信号的平均功率。
4、如权利要求2所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述分隔装置的所述输出与所述输入信号的瞬时功率成比例，并且所述滤波器的输出与输入信号的平均功率成比例。
5、如权利要求2所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述低通滤波器包括无限脉冲响应滤波器。
6、如权利要求5所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述无限脉冲响应滤波器仅包括多重二分支加权，因而能使用移位寄存器实现所述滤波器。
7、如权利要求1所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述输入信号的已知特征包括高斯分布特征。
8、如权利要求1所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述输入信号由预定的位数表示，并且所述分配的输出值由少于所述预定位数的位数表示。
9、如权利要求1所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述输入信号由预定的位数表示，并且所述分配的输出值由少于所述预定位数两倍的位数表示。
10、如权利要求1所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述输入信号通过四相移键控(QPSK)调制器的I信道和Q信道之一产生，并且所述调制器所产生的信号总功率可以依据所述I信道与Q信道的比率来决定。
11、一种卫星通信系统，其特征在于，包括：
至少一个网关；
至少一个用户终端；
至少一个用于在所述网关和用户终端之间提供通信链路的卫星；
在所述网关内部的调制器，用来调制通过卫星传送给所述用户终端的数据，其中所述调制器的输出包括子波束；
用于估计子波束功率的装置，包括：
分隔装置，用于将输入信号分成多个区段，每个区段都分配特定输出值，输出值大约是依据已知输入信号特征的输入信号的平方；和
耦合至所述分隔装置的输出上的平均装置，用于对从所述分隔装置输出的多个输出值进行平均。
12、如权利要求11所述的卫星通信系统，其特征在于，所述调制器包括I信道和Q信道，其中输入信号通过I信道和Q通道之一产生，并且所述调制器所产生的子波束总功率可以依据所述I通道与Q通道的比率来决定。
13、如权利要求12所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述均值装置包括低通滤波器。
14、如权利要求13所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述低通滤波器包括无限脉冲响应滤波器。
15、如权利要求14所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述无限脉冲响应滤波器仅包括多重二分支加权，因而能使用移位寄存器实现所述滤波器。
16、如权利要求15所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述输入信号的已知特征包括高斯分布特征。
17、如权利要求11所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述输入信号由预定的位数表示，并且所述分配的输出值由少于所述预定位数两倍的位数表示。
18、如权利要求11所述的数字功率估值器系统，其特征在于，所述分隔装置的所述输出与所述输入信号的瞬时功率成比例，并且所述滤波器的输出与输入信号的平均功率成比例。
19、一种在无线通信系统中估计功率的方法，其特征在于，包括以下步骤：
将输入信号与多个区段进行比较，其中每个区段对应多个输出值中特定的一个；
依据所述比较步骤的结果，将特定输出值分配给输入信号，其中输出值大约是依据已知输入信号特征的输入信号的平方；
将配置的多个输出值平均。
20、如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述平均步骤包括将所述分配步骤的输出值输入低通滤波器。
21、如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述输入信号通过四相移键控(QPSK)调制器的I信道和Q通道之一产生，并且进一步包括依据所述平均步骤中确定的平均值以及所述I信道与Q信道的比率来估计子波束功率的步骤。
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