KR20010074771A - 방해 검출 및 회피 기법 - Google Patents

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살린저쉘돈노르만
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킹 가일 엠.
제너럴 다이내믹스 가번먼트 시스템즈 코퍼레이션
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Abstract

본 발명에 의하면, 연속 파를 방해하는 신호가 직교 진폭 변조 데이터 통신 수신기의 복조 출력에서 자동적으로 검출된다. 송신기(16)는 검출된 방해자를 회피하도록 다시 미세조종된다. 수신 신호에 관한 통계 정보는 수신기(18)에 누적되며 수신된 비트 에러 비의 감소가 방해자의 존재에 기인한 것인 지를 결정하도록 분석된다. 방해자가 신호 전송 대역폭내에 존재하도록 결정되는 경우, 잠재적으로 이용가능한 송신 대역은 신호가 방해자없이 전송될 수 있는 그러한 대역의 새로운 부분을 찾아내도록 스펙트럼 방식으로 분석된다. 통계 분석 및 스펙트럼 분석의 결과는 전송 파라메타를 다시 조절하여 새로운 파라메타를 수신기(18)에 보내는 송신기에 다시 이송된다. 그러한 시스템은 어떠한 방해도 받지 않고 그리고 비트 에러 비가 그의 요구 레벨로 회복되면서 새로운 전송 대역에서의 동작을 재개한다.

Description

방해 검출 및 회피 기법{INTERFERENCE DETECTION AND AVOIDANCE TECHNIQUE}
새로운 가입자 서비스(예: 고 데이터율 인터넷 서비스, 비디오 전화, 및 고화질 텔레비젼)를 위하여 항상 증가하는 디지탈 데이터 대역폭에 대한 증가하는 요구를 맞추기 위하여, 전화 회사들은 초고속 디지탈 가입자 회선(VDSL)에 대하여 연구해 왔다. VDSL은 단순한 기존의 전화 서비스(Plain Old Telephone Service:POTS)에 의하여 사용되는 기존의 구리선을 통하여 가정 또는 회사로 그러한 데이터를 반송하는 수단을 제공한다. VDSL은 직교 진폭 변조(QAM)에 관련된 캐리어리스(carrierless) AM/PM (CAP) 변조를 사용하여 52Mbps에 이르는 비트 율로 디지탈 데이터를 반송한다. 변조 콘스텔레이션(constellation)은 6480 Kbaud까지의 심벌 율을 가지고 256 심벌 포인트에 이를 수 있다. CAP 변조 콘스텔레이션은 대응하는 기저대역 QAM 콘스텔레이션과 동일하게 보일 수 있다. 신호들은, 동일한 전선 쌍 상에서 POTS에 의하여 사용되는 주파수 대역보다 위인, 30MHz까지의 스펙트럼 대역 내에서 반송된다. 이들 주파수에서의 구리 전화선의 높은 손실때문에, VDSL신호들은 "마지막 마일(mile)"(즉, 중앙국과 사용자의 구내 사이의 구리선의 마지막 부분)에 걸쳐서만 전화선 상으로 반송된다.
0.5 MHz 내지 30 MHz의 스펙트럼 대역 내에서, 전화선을 통한 VDSL 전송은, 수신 안테나로서 동작하는 전화선에 의하여 픽업될 수 있는 AM 라디오 방송 및 아마츄어 무선 전송으로부터의 무선 주파수 방해(RFI)를 받는다. 이 방해는 수신되고 복조된 CAP/QAM 신호들을 훼손하여, 수신된 데이터 내에서의 심벌 및 비트 에러를 유발할 수 있다. AM 방송 신호들은 지역 AM 라디오 송신기들의 범위 내의 임의의 인접지역에서 동일한 주파수들에서 항상 남아있다. 그러나, 아마츄어 무선 신호들은, 작동자가 유지하려고 시도하는 통신 링크를 통하여 HF 대역 상공파 전파상태를 최적화하기 위하여 자신의 송신기를 동조함에 따라서 전일에 걸쳐서 그 주파수가 변경된다. VDSL 전송선에 의하여 반송되는 0.5MHz 내지 30MHz 대역 내의 아마츄어 무선에 할당되는 수개의 좁은 스펙트럼 대역이 존재한다. VDSL 전송선은 전송선의 수백 피트 내에서 아마츄어 무선 송신기에 의해서만 통상적으로 방해를 받을 것이다.
AM 라디오 방송 및 아마츄어 무선 신호와 같은 협대역 방해자들만이 CAP/QAM 신호들은 훼손하는 유일한 방해자들이 아니다. VDSL 스펙트럼의 큰 부분에 걸쳐서 연장된 광대역 잡음도 방해를 하여 캐리어-대-잡음 비(CNR) 및 비트 오류율(BER)에 바람직하지 않은 변경을 초래할 수 있다. 광대역 잡음은, 예를 들어, 구내로의 케이블 인입선의 바로 근처에서 동작하는 전기 기계류, 내연 엔진(예: 잔디 깍기) 또는 형광등에 의하여 유발될 수 있다. 협대역 방해자들은 더 예측가능하고, 따라서,예를 들어 방해자의 주파수를 검출하고 그 회피를 위하여 CAP/QAM VDSL 신호의 후속 조정에 의하여, 회피하기가 어느정도 용이하다. 광대역 방해자들은 한편 어느정도 더 랜덤하고, 데이터 전송 전에 일반적으로 산출될 수 없으며, 따라서 회피하기가 더 어렵다. 분석을 위한 데이터 신호의 중지 없이 방해자들의 검출 및 특성화가 특히 어렵다.
따라서, 요구되는 것은 새로운 전송 대역을 위치시키기 위한 경우를 제외하고는 수신된 신호의 스펙트럼 분석에 의존하지 않고 협대역 방해자들과 광대역 방해자들 간의 차이를 인식하는 방법 및 장치이다. 이것은 본 발명에 의하여 달성되며, 이에 따르면 결정이 광대역 또는 연속 파(CW) 방해자의 존재 또는 부재로 이루어져 있고, 많은 경우에는 전송되는 데이터 스트림을 중지시킬 필요없이 그 캐리어 주파수를 유추한다. 전송되는 데이터 스트림은 방해자가 검출되고 새로운 전송 대역을 찾기 위하여 스펙트럼 분석이 요구되는 때에만 중지된다. 방해자 존재 결정은, 방해자 레벨이 충분히 낮아서 그 방해자의 존재가 복조된 신호의 콘스텔레이션 도표의 시각적 검사에 의하여 유추될 수 없을 때에 일반적으로 달성될 수 있다. 협대역 신호가 존재할 때, 콘스텔레이션 도표 내의 심벌 클러스터(cluster)들의 모양은, 가우시안 잡음 내의 신호의 특성인 중앙에서 피크가 형성된 분포로부터 도 1a 및 1b에 도시된 바와 같은 링으로 변경된다. 본 발명은 이 천이를 자동적으로 그리고 링으로의 천이가 시각적으로 명백하지 않은 낮은 방해 레벨에서 인식한다. 전송된 심벌 율, 대역폭, 및 반송 주파수의 조정이, 상기 문제되는 방해자들 및 심벌 환경 내에서 존재할 수 있는 기타의 방해자들을 회피하기 위하여 제공된다.
본 발명은 일반적으로 데이터 통신에 관계되며, 더 특정하면, 데이터 통신 수신기 내의 방해 신호의 존재를 자동으로 검출하고 검출된 방해 신호를 회피하기 위하여 송신기를 재동조시키는 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1a 및 1b는 직교 진폭 변조 (QAM) 콘스텔레이션 내의 심벌 클러스터 상의 사인파 톤 방해자의 효과의 도시이다.
도 2는 본 발명을 사용한 통신 시스템의 블록도이다.
도 3은 콘스텔레이션 통계치를 측정하는 프로세싱 단계의 순서도이다.
도 4는 캐리어-대-잡음비(CNR) 및 비트 오류율(BER)을 결정하는 프로세싱 단계의 순서도이다.
도 5는 12.8 dB의 CNR을 가진 16-QAM 신호에 대한, 결정된 CNR의 표준편차 대 입력 데이터 세트의 크기의 그래프이다.
도 6은 19.1 dB의 CNR을 가진 64-QAM 신호에 대한, 결정된 CNR의 표준편차 대 입력 데이터 세트의 크기의 그래프이다.
도 7은 라이스 분포에 대한 평균 대 표준편차의 비, ρ1(z), 대 z 의 그래프이다.
도 8은 라이스 분포에 대한 스큐 ρ3(z) 대 z 의 그래프이다.
도 9는 라이스 분포에 대한 첨도 ρ4(z) 대 z 의 그래프이다.
도 10은 CNR 및 방해자 진폭 대 방해자 전력의 함수로서 클러스터 스큐를 도시하는 그래프이다.
도 11은 CNR 및 방해자 진폭 대 정규화된 방해자 진폭의 함수로서 클러스터 스큐를 도시하는 그래프이다.
본 발명의 제1 실시예에 따르면, 관심대상인 수신된 신호와 함께 방해 신호가 존재하는지를 비-개입적(non-intrusive)으로 검출하는 방법이 제공된다. 방해 신호는 관심 대상인 신호와 관계된 통계 정보를 축적함에 의하여 검출된다. 통계 정보는 방해신호가 존재하는지 및 개입적인지 여부를 결정하기 위하여 분석된다. 개입적인 방해신호가 존재한다면, 그것은 그 주파수를 결정하기 위하여 분석된다. 방해자들이 존재하지 않는 대체 스펙트럼 영역이 그다음으로 식별된다. 마지막으로, 개입적인 방해가 없는 연속된 통신을 허용하기 위하여 재동조 또는 데이터 율을 조정함에 의하여 통신이 조정된다.
본 발명의 또다른 실시예에서는, 데이터 신호의 수신 중에 원하지 않는 방해자의 비-개입적 검출이 가능한 모뎀이 제공된다. 상기 모뎀은 제2 모뎀으로 정보를 송신하는 송신기 및 상기 제2 모뎀으로부터 데이터 신호를 수신하는 수신기를 포함한다. 상기 데이터 신호의 진폭 위상 콘스텔레이션 내의 각각의 수신된 심벌 클러스터 내의 데이터 샘플 값을 포함하는 상기 데이터 신호와 관련된 통계 정보를 저장하기 위하여 메모리가 상기 수신기에 접속된다. 프로세서가 상기 통계 정보로부터의 콘스텔레이션 통계치를 측정하여, 상기 데이터 신호의 캐리어-대-잡음 비 및 비트 오류율을 결정하고, 심벌 클러스터가 레일레이(Rayleigh) 분포로부터 라이시안(Ricean) 분포로 변경되는지의 여부를 시험함에 의하여 수용가능한 한계를 상기 비트 오류율이 초과하는지를 결정하고, 상기 비트 오류율이 상기 수용가능한 한계를 초과할 때, 방해가 없는 전송대역 영역을 찾기 위하여 전송 대역을 스펙트럼 분석하기 위하여 수신된 데이터 신호를 중지시키며, 전송 파라미터의 조정을 위하여 상기 제2 모뎀으로 방해가 없는 영역을 통신한다.
본 발명은 CAP 또는 QAM 디지탈 데이터 수신기의 복조된 출력 내에서 CW 방해자의 존재를 인식하는 개선된 방법을 제공한다. 상기 방법은, 방해자와 CAP/QAM 심벌 클러스터의 벡터 조합이, 가우시안 잡음만이 존재할 경우의 레일레이 분포로부터, 그러한 방해자가 존재할 경우 라이시안 분포로 클러스터 내의 샘플 위치들의 반경방향 분포를 변경시킨다는 사실에 의존한다. 본 발명은 방해자가 존재하는것으로 선언하기 위하여 상기 분포가 충분히 라이시안으로 이동되었는지를 결정하기 위하여 복조된 심벌 콘스텔레이션 내의 샘플들의 세트의 위치의 통계적 분석을 사용한다.
확률 분포 함수의 모양의 세가지 상이한 크기가 시험된다: 평균 대 표준편차의 비, 스큐(skewness) 또는 제3 중심 모멘트, 첨도(kurtosis) 또는 제4 중심 모멘트. 이들 크기들 중, 스큐는 수신된 캐리어-대-방해 비(CIR)과 가장 상관된 것으로 발견되었고, 첨도는 또한 유용한 상관의 정도를 제공하는 것으로 발견되었다. 콘스텔레이션 내의 모든 클러스터들에 대하여 평균 스큐 또는 평균 첨도를 계산하고, 이 평균 스큐 또는 평균 첨도를 한계값에 대하여 시험함에 의하여, 본 발명은 평균 스큐 또는 평균 첨도가 한계값 이하인 경우에는 방해자가 존재하는 것으로, 그리고, 평균 스큐 또는 평균 첨도가 한계값 이상인 경우에는 방해자가 존재하지 않는 것으로 결정한다.
고정된 한계값이 가능한 반면에, 고 CNR에서는 이 방식으로 포지티브하게 인식될 수 있는 방해 레벨(잡음 마진의 일부로서 검출된 방해 레벨)이 낮은 CNR 에서 인식될 수 있는 방해 레벨보다 높은 것으로 발견되었다. 고 잡음(낮은 CNR) 상황에서는 방해가 없는 신호와, 높은 CNR 환경에서 다른 방식으로 검출될 수 있는 중간 레벨 방해자를 가지는 신호의 스큐 또는 첨도는 큰 차이가 없다. 작은 세트의 샘플 데이터에 있어서는, 계산된 스큐 또는 첨도의 통계적 변동은 스큐의 중대한 차이보다 클 수 있다. 그러나, 충분히 큰 샘플 세트에 있어서는, 한계값 기준이 CNR (통상적으로 측정되는 것)의 함수로 이루어진다면, 낮은 CNR에서도 스큐 또는 첨도 및 결과적인 CIR의 작은 차이라도 검출될 수가 있다. 일반적으로 샘플링 변동에 관하여 스큐가 첨도보다 더 안정적인 것으로 발견되었다. 주요한 한계는 데이터 샘플들이 데이터 프로세싱 컴퓨터에 전달될 수 있는 속도와 컴퓨터의 프로세싱 속도가 될 것이다. VDSL 가입자 모뎀과 같이, 한정된 컴퓨팅 자원을 가진 비용-제한적인(cost-limited) 유닛에 대하여, 조작될 수 있는 데이터 샘플의 수 또는 샘플링 속도 상에 설계 한계가 있을 수 있다.
본 발명에 따르면, 수신기는 신호의 진폭-위상 콘스텔레이션 내의 각각의 수신된 심벌 클러스터 내의 데이터 샘플값에 관한 어떤 통계치를 축적한다. 이들 통계치들은 수신된 신호 콘스텔레이션에 대한 CNR (실제로는, 캐리어 대 잡음-플러스-방해의 비) 및 BER을 계산하는데 사용된다. BER이 수용가능한 한계 이하로 떨어지면, 그때에는 평균 클러스터 스큐 및/또는 첨도가 또한 콘스텔레이션를 위하여 계산된다. 표를 참조하면, 계산된 CNR 에서의 한계 스큐 및 첨도 값을 알수 있으며, 이들 값 이하에서는 계산된 스큐 또는 첨도가, 측정된 CNR에 중대하게 영향을 미치기에 충분한 진폭의 방해자의 존재를 지시한다. 계산된 스큐 및/또는 첨도는 그리고나서 선택된 한계 스큐 및/또는 첨도에 비교되고, 계산된 스큐 및/또는 첨도가 한계값 이하이면 방해자의 존재가 선언된다.
방해자의 주파수가, 그리고나서, 관심 대상인 신호에 대한 수신 전송대역의 스펙트럼 분석에 의하여, 가장 일반적으로는 FFT 를 사용하여 결정된다. 방해자가 강한 경우에는(작은 CIR), 방해자의 스펙트럼 선이 SOI의 스펙트럼 위에 나타날 수 있다. 그러나, 방해자의 진폭이 SOI 의 진폭과 거의 동일한 경우에는, 일반적으로 스펙트럼 분석을 위하여 방해 데이터를 수집하기에 충분히 길게 SOI의 전송을 중단시킬 필요가 있다. 어떤 경우에는, 그러한 주파수가 하나만 있을 수 잇다면 방해자의 주파수를 유추하는 것이 가능하다. 예를 들어, VDSL 전송에서, 방해가 검출되는 특정 VDSL 전송에 대하여 사용되는 스펙트럼 대역 내에 단지 하나의 할당된 아마츄어 무선 대역이 존재할 수 있다. 이것은 그때 방해자 주파수가 될 것이다. 그때에는 방해자가 새로운 VDSL 전송 통과대역 밖에 있도록, 방해자의 일측 상의 원래의 전송 대역의 세그먼트로 전송 대역폭(및 대응하는 데이터 율)을 감소시킴에 의하여 방해자를 회피하는 것이 가능하고 수용가능하다.
데이터율을 감소시키는 것이 수용가능한 대안이 아닌 경우에는, 그때에는, 방해자가 없는 이용가능한 VDSL 스펙트럼 범위 내에서 또다른 통과대역을 찾는 것이 필요하다. 이것은 현재 사용 중인 그 통과대역 뿐만 아니라, 전체 VDSL 스펙트럼 범위를 스펙트럼 분석하는 것을 필요로 한다. 이것은 수신기 내에서의 임의의대역 통과 필터링 전에 이루어져야 하며, 방해 환경의 스펙트럼 분석을 위하여 데이터를 수집하기에 충분히 긴 시간 동안 VDSL 데이터 전송의 중지를 다시 요구할 것이다. 본 발명의 장점은, 이 SOI 데이터 전송의 중지가, 콘스텔레이션 분석으로부터 BER의 수용불가한 손상을 일으키고 있는 방해자가 존재한다고 결정되었을때에만 이루어질 필요가 있다는 점이다. BER이 그와 같이 손상된 경우에는, 데이터 전송이 중지되는 것은 중요하지 않은데, 이는 수신된 데이터가 이미 너무 많은 에러를 가지고 있기 때문이다. 전송을 중지하고, 적절하게 에러가 없는 전송이 최대한 빨리 회복되도록 수용가능한 전송 대역을 찾는 것이 더 낫다.
본 발명은 SOI의 BER을 손상시키는 방해자가 존재하는 때를 검출한다. 본 발명은 그리고 나서 손상시키는 방해자가 없는 전송 대역을 결정하고, 새로운 전송 대역으로 송신기를 재동조시키는 수단을 제공한다.
이제 도면들을 참조하면, 여기에서는 도 2를 참조하면, 본 발명의 블록도가 도시되어 있다. 송신기(16)에서는, 입력 비트 스트림(20)이, 입력 비트 스트림(20)이 QAM/CAP 변조로 인코드되는 심벌 인코더(22)로 들어간다. 결과적인 심벌 시퀀스는 M 심벌의 콘스텔레이션에서 심벌당 m 비트를 가진다. 일반적으로, m=log2M. 변조기(24)에서는, 심벌 인코더(22)로부터 나온 심벌 시퀀스가, 캐리어 발진기(26)로부터 유도된 캐리어 주파수로 동위상 및 직교 레일 상으로 변조된다. 변조된 신호는 전력 증폭기(28)에 의하여 전력이 증진되고, 관심 대상인 신호(SOI)가 포워드 전송 채널(30)을 통하여 수신기(18)로 전송된다. 포워드 전송 채널(30)을 따라서, 외부무선 주파수 방해(32)가 전송된 SOI에 추가되며, 이 추가는 총합(34)에 의하여 모델링된다.
SOI 및 RFI의 조합된 신호는, 복조기(36) 내에서 그 신호의 최초 복조가 이루어지는 수신기(18)로 들어간다. 이것은 캐리어 주파수 및 심벌 클록 속도에 동기시키는 단계, 동위상 및 직교 성분을 분리시키는 단계, 캐리어 주파수에서 기저대역으로 하향 주파수 변환을 수행하는 단계, 그리고, 심벌 클록 속도로 신호를 샘플링하는 단계를 포함한다. 복조기(36)의 출력은 각 심벌 샘플에서 SOI 및 잡음 및 방해의 합에 대하여 동위상 및 직교 성분 값의 시퀀스이다. 복조기(36)의 출력은, 채널 왜곡, 필터링, 및 다중 경로 전파(예: 브리지된 탭을 포함하는 외부 경로, 즉, VDSL 회선 상에 주-경로 트위스트 페어와 분기되어 접속된 개방 회로 트위스트 페어)에 의하여 유발된 샘플 값의 변동 및 신호간 방해의 효과를 보상하고 제거하는 이퀄라이저(38)를 통과한다. 등화된 신호는, 결정 경계에 대하여 동위상 및 직교 값을 시험하고, 각 등화된 샘플에 대한 심벌 상태에 관한 결정을 내리는 슬라이서(40)로 간다. 슬라이서로부터 나온 심벌 스트림(42)은, 심벌 디코더(44)로 간다. 심벌 디코더(44)는 각 심벌을 입력 심벌 상태에 대응하는 이진 비트 시퀀스로 변환하고 시스템에 의하여 전달되는 정보를 나타내는 이진 비트 스트림(46)을 출력한다. 비트 스트림(46)은, 오버헤드(overhead) 제어 비트로부터 페이로드(payload) 정보를 분리시키는 인터프리터(도시되지 않음)로 간다.
이퀄라이저(38)의 출력에서의 신호는 이중-극 스위치(64)의 좌측 극(66)에 의하여 샘플링되고, 슬라이서(40)의 출력에서의 신호는 이중-극 스위치(64)의 우측극(68)에 의하여 샘플링된다. 스위치(64)의 양 극은 수신기 제어기(62)의 제어하에 동기되어 샘플링된다. 샘플 데이터의 양 세트는 컴퓨터(76) 내의 데이터 저장 버퍼(72)에 저장되고, 이퀄라이저(38)의 출력 샘플들은, 버퍼(72)의 병렬 컬럼 내의 동일한 심벌들에 대한 슬라이서(40)의 대응하는 출력 샘플들과 정렬되도록 지연된다. 이들 샘플 시간들은 출력 비트 스트림(46) 내의 제어 비트에 의하여, 그리고, 컴퓨터(76) 내의 신호 프로세싱 경로의 데이터 수집 능력 및 프로세싱 속도에 의하여 부과된 한계에 의하여 결정된다. 예를 들면, 스위치(64)는 이퀄라이저(38)로부터 출력된 매 n-번째 심벌과, 슬라이서(40)로부터 출력된 그에 대응하는 슬라이스된 값만을 샘플링하도록 지시될 수 있다. 더욱이, 후속하여 기술될 바와 같이, 스위치(64)는 일반적으로 기술될 특정 시간에서만 샘플 데이터의 블록을 수집하도록 지시될 것이다.
데이터 저장 버퍼(72)는 컴퓨터(76) 내의 랜덤 억세스 메모리(RAM)의 두개의 블록으로 구성되어 있다. RAM의 두 블록은, "핑퐁"된다. 즉, 데이터가 하나의 블록으로 로드되는 동안, 다른 블록 내의 데이터가 처리된다. 하나의 블록 내의 데이터가 처리된 때, 그 블록의 내용이 새 데이터로 덮어 쓰여지고, 다른 블록의 데이터가 그리고 나서 처리된다. 본 분야의 당업자에 의하여 알려진 바와 같이, 다른 유형의 저장장치, 예를 들어, EPROM, SDRAM, 하드 디스크 등을 포함하는 저장장치가 RAM을 대신하여 사용될 수 있다.
시스템 시작시에, RFI가 없을 확률이 높도록 선택된 캐리어 주파수 및 대역폭을 가지고, 비교적 낮은 심벌 율로, 비교적 낮은 차수의 콘스텔레이션, 예를 들어, 16-QAM을 사용하여 포워드 전송 채널(30)을 통하여 데이터가 처음으로 전달된다. 시작시에, 수신기(18)가 표준 시작 캐리어 주파수, 심벌 율, 및 콘스텔레이션 크기에 동조되도록 수신기 제어기(62)에 의하여 자동적으로 설정된다. 그 후에, 캐리어 주파수, 심벌 율, 또는 콘스텔레이션 크기를 변경하도록 송신기(16)가 계획하는 임의의 시간 전에, 송신기(16)는 수신기(18)에 전송 변경 통지를 보낸다. 수신기 제어기(62)는, 출력 비트 스트림(46)으로부터 새로운 전송 파라미터를 추출하고, 리버스(reverse) 제어 채널(58)을 통하여 송신기 제어기(60)로 승인을 보낸다. 송신기 제어기(60)가 이 승인을 수신한 때에만, 상기 송신기 제어기는 송신기(16)가 전송 파라미터를 변경하도록 지시한다. 이 시점에서 수신기 제어기(62)는 수신기(18) 및 컴퓨터(76)가 새로운 전송 파라미터를 기대하도록 지시한 상태이다. 새로운 캐리어 주파수 및 심벌 율의 인지는 복조기(36)가 새로운 파라미터들에 대한 동기를 신속하게 획득하는 것을 허용하는 한편, 슬라이서(40) 결정 경계는 새로운 콘스텔레이션에 대응하도록 리셋된다.
초기 수신기 동기화가 일단 리버스 제어 채널(58)을 통하여 송신기 제어기(60)에 수신되고 승인되면, 송신기 제어기(60)는 포워드 전송 채널(30)을 통하여 수신기 제어기(62)에 통지하고, 그리고나서 전송된 신호를 중지시키기 위하여 전력 증폭기(28)를 턴오프시킨다. 복조기(36) 내의 수신기 캐리어 주파수 및 심벌 율 위상 동기 루프는 이 중지동안에 이전에 획득된 캐리어 주파수 및 심벌 율로 플라이휠(flywheel)을 계속한다. 이 중지 동안에는 또한 스위치(70)가 폐쇄되고, 스위치(64)가 개방되어, 무선 주파수 방해 환경이 샘플링되고, 아날로그-디지탈 변환기(78)에 의하여 디지탈화된다. 컴퓨터(76)는 그리고나서, FFT(74)를 사용하여 컴퓨터가 스펙트럼 분석하는 방해 환경의 디지탈화된 시간 샘플들을 수집한다. 산출되는 방해 환경 스펙트럼은 리버스 제어 채널(58)을 통하여 송신기 제어기(60)로 전송되며, 송신 제어기는, 그 환경 내에 존재할 수 있는 임의의 RFI를 회피할 수 있으면서, 소망의 페이로드 데이터 율을 반송하기에 적합한 새로운 캐리어 주파수, 심벌 율 및 콘스텔레이션 크기를 선택한다. 수신기 제어기(62)에 새로운 파라미터들을 알리고, 승인을 수신한 후에, 송신기 제어기(60)는 심벌 인코더(22) 및 캐리어 발진기(26) 내의 파라미터들을 리셋하고, 데이터 전송을 시작하기 위하여 전력 증폭기(28)를 다시 턴온시킨다.
데이터 저장 버퍼(72)로부터 나온 입력 데이터의 임의의 블록 상의 제1 프로세싱 단계는 콘스텔레이션 통계치(48)를 측정하는 것이다. 이 프로세싱 단계를 위한 순서도가 도 3에 도시되어 있다. 컴퓨터(76)는 단계(302)에서 수신기 제어기(62)로부터 심볼 콘스텔레이션의 사이즈에 관한 정보를 수신한다. 데이터 저장장치의 블록이 그리고나서 단계(304)에서 각 심벌 셀에 할당되고, 이퀄라이저(38)로부터의 심벌 데이터가 단계(306)에서 슬라이서(40)의 출력으로부터 오는 대응하는 셀 식별자들에 따라서 적합한 심벌 셀 위치로 분류된다. 사전 슬라이스된 심벌 데이터가 셀에 의하여 저장소(bin)로 분류된 후에, 각 셀 내의 심벌의 수가 계수되고(단계 308), 동위상(x) 및 직교(y) 방향 내의 데이터의 샘플 평균값 및 샘플 분산이 단계(310 및 312)에서 각 저장소에 대하여 계산된다. 이것은 콘스텔레이션 내의 각 심벌 셀에 대하여 행해지거나, 256-QAM과 같은 큰 콘스텔레이션에 대하여는 하나의 사분면 내의 셀들에 대하여만 행해질 수 있다. M 셀 및 각 셀 내에 Nm 샘플 심벌에 대하여, 샘플 평균 및 샘플 분산은 하기에 의하여 주어진다.
(1) 셀 m 내의 샘플 세트의 샘플 평균 x-위치:
,
(2) 셀 m 내의 샘플 세트의 샘플 평균 y-위치:
,
(3) 셀 m 내의 샘플 세트의 x-위치에 대한 샘플 분산:
,
(4) 셀 m 내의 샘플 세트의 y-위치에 대한 샘플 분산:
.
각 셀 내의 샘플들의 수(Nm)가 단계(308)에서 계수되는데, 이는 이들 수들이 상기 계산에서 필요하기 때문이다.
다음 프로세싱 단계(도 2의 블록(50) 참조)는, 수신 신호 캐리어-대-잡음 비(CNR) 및 에러의 확률, 또는 비트 오류율(BER)의 계산이다. CNR은 심벌 클러스터 사이즈 분석의 방법을 사용하여 결정되며, 여기에서 CNR은 콘스텔레이션 폐쇄(σn/d)의 함수로서 결정된다(여기서 σn는 RMS 잡음 전압(RMS 심벌 클러스터크기와 동일)이고, d는 잡음 마진, 즉, 이상적인 심볼 포인트로부터 최인접한 결정 경계까지의, 전압에 있어서, 최소(수직) 거리이다). σ2 n의 양은 클러스터 분산이라고 불린다. 이 방법은 각 심벌 클러스터가 그 결정 셀 내에 완전히 위치하는 충분히 높은 CNR 에 대하여 사용가능하다. 프로시저에 대한 순서도가 도 4에 도시되어 있다. 먼저 단계(402)에서, RMS 클러스터 사이즈(σn)가 하기 식을 이용하여 계산된다.
그리고, 단계(404)에서, 콘스텔레이션 폐쇄의 역수(d/σn)가 계산된다. 단계(406)에서 CNR이 다음과 같이 얻어진다.
여기에서 L은 하기 표에서의 각 콘스텔레이션 변조에 대하여 주어진다.
심볼 에러 율(SER)은 양(Q)을 첫번째로 계산함으로서 단계(408)에서 얻게된다.
여기서 erfc는 보상 에러 함수를 나타낸다. efrc()에 대한 조사표는 컴퓨터(76)의 메모리에 저장될 수 있으며 또한 인자의 임의 값에 대해 보간될 수 있다. 그리고 나서 SER은 상기 표에 나타낸바와 같이, 적절한 파라메타를 갖는 다음 식을 이용하여 계산된다.
erfc에 대한 조사표를 이용하기 위해 대안으로서, 함수(Q(u))는 다항식 접근방법에 의해 값을 구할 수 있다.
여기서 t =1/ 1+pu, u = dσn및 p 및 c1...,c5는 다음과 같이 주어진 상수이다.
이 접근방법의 고유 정확도는 10-15의 에러 확률 아래인 1%보다 낮은 것이 더 좋으며, 또한 10-148의 에러 확률 아래인 10% 보다 낮은 것이 더 좋다.
다음으로, BER은 단계(410)에서 계산된다. M심볼 셀을 갖는 전체 응답 QAM과 교차-QAM 콘스텔레이션(constellation)에 대하여, BER은 다음과 같이 SER과 관계한다.
BER = SER / bit per symbol
여기서, bit per symbol = log2M.
CNR, 및 상기 SER과 BER을 그로 부터 결정하기 위한 콘스텔레이션 폐쇄를 이용하기 위해, 우선 각각의 심볼 클러스터(cluster)을 해결할 수 있도록 하는 것이필요하며, 그리고 둘째로, 합당한 정확도를 가진 클러스터 변화(cluster varience)를 결정할 수 있도록 하는 것이 필요하다. RMS 클러스터 사이즈(σn)가 노이즈 마진(d)과 가까울경우, 즉 σn/d ≒ 1인 경우 각각의 클러스터를 해결할 수 없다. 실제로, σn/d ＞ K (여기서 K는 범위 0.5 ＜K＜1.0에서 어떤 수)인 경우 개개의 심볼 클러스터를 해결할 수 없다. σn/d = K 이면,이다
이 식은 CNR의 한계 최소 값을 제공하는바, 특정 콘스텔레이션 사이즈에 대응하는 L 및 K의 가정된 값에 대해 CNR을 의미있게 결정할 수 없다. 이러한 CNR의 한계 값은 다음의 표2에 기재되어 있다.
클러스터 변화 분석으로 부터 CNR을 결정하는데 합당한 정확도를 달성하기 위해, 충분히 큰 샘플 심볼 세트가 상당히 작은 값에 대해 예측된 불확정도, 또는계산된 CNR의 표준 편차를 감소시키는데 이용되어야 한다. 0.1 dB보다 훨신 작은 정확도에 대해 CNR 기술하고 측정하는 것은 일반적으로 의미가 없다. 따라서, 충분히 큰 샘플 세트는 계산된 CNR의 불확정도가 0.1dB보다 더 크지 않음을 보장하기 위해 이용되어야 한다. 일부 몬테 칼로 시뮬레이션(Monte Carlo simulation)은 CNR의 경우 여러 사이즈 콘스텔레이션에 대해 계산된 CNR의 표준 편차를 평가하기 위해서 여러 사이즈의 데이타 세트로서 완료되는바, 이 CNR은 1 x 10-7의 BER(VSDL 모뎀에 대해 최대 허용 에러 율)을 달성하는데 이론적으로 적합하다.
도5는 (1x10-7의 BER을 달성하는데 필요한)12.8dB의 CNR을 갖는 16-QAM 신호에 대해 입력 데이타 세트의 사이즈 당 계산된 CNR의 표준 편차를 나타내며, 또한 도6은 (1x10-7의 BER을 달성하는데 필요한)19.1dB의 CNR을 갖는 64-QAM신호에 대해 입력 데이타 세트의 사이즈당 계산된 CNR의 표준 편차를 나타낸다. 각각의 경우에, 표준 편차는 각 그래프의 톱니모양의 특성을 설명하는 각각의 입력 데이타 세트 사이즈에서 10 시뮬레이션 세트를 이용하여 계산되었다. 도5는 최소한 1500 심볼 샘플에서 16-QAM, 그리고 최소한 3000 심볼 샘플에서 64-QAM이 임계 CNR 레벨에서 CNR의 0.1dB의 표준편차를 달성하는데 필요함을 나타낸다. 유사한 분석이 1x10-7의 BER을 달성하기위해 25.15dB의 CNR을 필요로 하는 256-QAM에 대해서 완료된다; 50,000샘플은 계산된 CNR에서 0.4dB의 표준 편차를 달성하는데 필요함을 알게되었으며, 또한 0.2-0.3 밀리언 샘플은 1x10-7의 BER을 달성하는데 필요로함을 추정하였다. 따라서, 더 작은 콘스텔레이션에 대해서 보다는 256-QAM에 대한 CNR 및 BER의 최신 평가치들사이에서 더 긴시간이 필요해 질 것이다.
BER(도2의 52)을 테스팅하는 단계에 대해, BER은 최대 허용 임계치(BER)와 대비되는 상술한 과정을 이용하여 계산된다. 계산된 BER이 임계치이거나 또는 그 이하이면, 신호 전송 파라메타에 대한 변화는 없으며 또한 새로운 데이타의 세트가 평가된 BER을 갱신하고 그 테스트를 반복하기위해 축적된다. 계산된 BER이 상기 임계치이면, 이러한 제안은 에러율을 증가시키는 방해원인이 될 수 있다. 이를 점검하기 위해, 컴퓨터(76)는 평가된 BER을 갱신하는 것보다는 오히려 평균 클러스터 스큐 및/또는 첨도(54)를 계산하는 단계로 진행한다. 데이타 저장 버퍼(72)의 어느 한쪽 RAM 블럭에서 샘플 데이타는 BER(52)의 테스팅이 완료될때 까지 새로운 데이타와 겹쳐쓰지 않는것을 주의해야 하는데, 그 이유는 BER이 용인할 수 없는 높은 값으로 증가되었음을 BER테스트(52)가 지시할 경우, 상기 RAM블럭에 저장된 데이타가 스큐 및/또는 첨도(54)의 다음 계산에서 필요해 질수 있기 때문이다. 이를 확고히 하기위해, BER테스트(52)가 상기 임계치를 기록할 때 마다, 컴퓨터(76)는 수신기 제어기(62)에 이러한 상태의 신호 정보를 전송한다. 그후, 수신기 제어기(62)는 새로운 데이타가 데이타 저장 버퍼(72)에 입력되지 못하도록 스위치(64)의 양쪽 극을 개방한다.
방해가 존재하지 않을 경우, 클러스터(m)에서 샘플의 x 및 y 성분은 노이즈로 인해 각각 가우시안 분포가 된다. 왜곡이 없는 경우, x 및 y는 I 및 Q 성분에 대응한다. 그 경우에, 클러스터의 중심으로부터 샘플까지의 반경 거리는 레일리히 분포를 갖게된다.
방해자가 존재하는 경우(디지털 반송 주파수와 달리 정현파 톤이 되도록 가정함), 정현파 방해로 인해 각각의 클러스트는 도1에 나타낸바와 같이, 각각의 샘플에 대해 임의로 회전된 일정한 크기의 방해 벡터의 부가로 인해 링형태가 된다. 상기 시스템상에 노이즈가 없다면, 방해는 제로 두께의 모난 원으로 각각의 이상적인 콘스텔레이션 포인트를 변환 할 수 있다. 한편, 방해자가 한정된 진폭 변조를 갖는 경우, 방해 벡터의 궤도는 한정된 두께를 갖게된다. 이 두께는 노이즈의 폭에 부가될 수 있지만, 방해-없는 클러스터는 순수한 색조 방해자로부터 초래할 수 있는 링 보다 더 두꺼운 방해-플러스-노이즈-심볼 클러스터 링에 귀착되도록 부가될 수 있다.
방해자가 존재하는 경우, 클러스터의 중심으로부터 샘플까지의 반경 거리는 라이스(Rice)분포를 가질수 있다. 따라서, 방해자가 존재하고 또한 방해자가 디지털 모뎀 성능에 영향을 미치든 않든 자동적으로 결정하기 위해서, 모든 심볼 클러스터에 대한 라이스 분포상에서 동일 피크 반경 거리와 함께 레일리히와 라이스 분포사이에서 자동적으로 구별하는 것이 필요하다. 레일리히 분포에 대해, 확률 밀도 함수는 다음 식(1)로 주어진다.
여기서
(2)식은 (xmk, ymk)에 위치한 클러스터에서 k-번째 샘플에 대해 클러스터의 중심(,)으로 부터 반경거리이다. 또한 각 좌표에서 클러스터 분포의 표준편차는 동일하게 가정되어, σ= σxm=σym이다. 동일한 표시를 이용하면, 라이스 분포는 다음식(3)으로 주어진다.
여기서 I0(x)는 제1 종의 제로번째 계의 변형된 베슬 함수(Bessel function)이며 또한 방해 신호의 진폭이다. 여기서, a는 방해자의 진폭이다. a=0, I0(0)=1인 경우, PRice(r) = PRayleigh(r)이다.
분포의 형태가 존재하는가 그리고 그에 따라 방해자가 존재하는가의 여부를 결정하기 위해, 여러 모멘트 및 모멘트 함수는 각 클러스터의 경우 샘플 분포에 대해 계산될 수 있으며 또한 상기 모멘트 함수는 레일리히와 라이스 분포에 대해 이론적인 값과 비교될 수 있다. 이러한 비교는 콘스텔레이션 왜곡이 심하지 않는 한 수행할 수 있으며, 그 결과 레일리히와 라이스 분포는 그들의 적합한 상황에 대해 대체로 타당하다.
확률 변수(X)에서, 확률 분포(px(x))의 n-번째 모멘트는 (4),(5)으로 주어진다.
여기서 μ2는 분포의 변화이다. 확률 분포를 특성화하는데 유용한 한가지 측정값은 표준편차 (6)식에 대한 평균 비율이다.
두가지 다른 유용한 측정치는 스큐(7)식과 첨도 (8)식이다.
( 1969. 페이지 18, Houghton Mifflin company의 N.L 존슨과 S. 코츠의통계학 제1권에서 분포, 이산 분포를 참조한다). 스큐는 분포의 비 대칭에 대한 측정치이다. ρ3의 양의 값은 분포가 "우측에 대해 스큐됨"을 나타내어 우측 끝이 좌측보다 비중이 큰 어떤 의미로 존재한다. 유사하게, 음의 값은 좌측 끝이 우측보다 더 비중이 큼을 나타낸다. 첨도는 분포의 모난부분의 측정치이다. 정규 또는 가우시안 분포에 대해, ρ4=3 이다. ρ4＜ 3의 경우, 분포는 가우시안보다 더작은 피크값이 된다. ρ4＜3의 경우, 분포는 더 큰 피크값이 된다.
식(6) 내지 (8)은 μ'1이 없기 때문에 μ'1을 제외하고, 중심 모멘트의 항으로 표현된다. 형태 요소( ρ1, ρ3및ρ4)는 ρn= μn(μ2)ρ2의 형태로 모두 표현될 수 있다. 그러나, ρ2는 ρ2=1이기 때문에 의미가 없다.
중심 모멘트는 모멘트(4)의 항으로 표현될 수 있다.
(1)에서 처럼, 레일리히 분포에 대해, 모멘트(4)는 다음식(10)으로 주어진다.
여기서 Γ(k)는 k＞0에 대해 특성을 갖는 감마 함수이다.
식(11)을 식(10)에 대입하면, 식(12a 내지 12d)로 주어진다.
그리고 나서, 식(9) 및 (10)을 식(6) 및 (8)에 대입하고 간단히 하면,식(13a 내지 13c)으로서 레일리히 분포에 대해 형태 요소가 주어진다.
2개의 자유도를 갖는 비 중심의 카이-스퀘어 분포와 동일한 식(3)의 라이스 분포에 대해, 모멘트(4)는 식(14)로 주어진다.
여기서,1F1(α;β;X)는 다음과 같이 정의된 합류형 초기하 함수이다.
식(10) 및 식(14)의 비교는 라이스 분포의 모멘트가 다음식(15)으로 주어진 레일리히 분포의 모멘트와 관련됨을 나타낸다.
또한 식(16)으로 정의한다.
우리는 임의수 α에 대해 z →0 및1F1(α;l;z)→1이므로 μ'nRice→ μ'nRayleigh이며, 또한 식(14)은 식(10)으로 축소된다. z는 방해-노이즈 율(INR)이다.
합류형 초기하 함수의 기존의 변환을 이용하면, 라이스 분포의 모멘트는 식(17a) 및 식(17b)로 주어진다.
여기서,1F1(-0.5;l;z),1F1(0.5;l;z) 및1F1(1;l;z)는 모두 일람표의 함수 (1965, pp.504-534, Dover 출판사의 M. 아브라모웨츠 및 I. 스테건에 의한 수학적 함수의 핸드북 참조)이다. 이 표현식을 식(9)에 대입하면, 식(18a), 식(18b), 식(18c)로서 라이스 분포에 대해 중심 모멘트가 주어진다.
그후, 식(17a) 및 식(18)을 식 (6)내지 (8)에 대입하면, 확률 분포 형태 요소(ρn)가 주어진다. 그 결과식은 다음식 (19a), (19b),(19c)이 된다.
식(19)는 도7 내지 도9에 플로트되어 있다.
라이스 분포는 z→0으로 레일리히 분포에 접근하며 또한 크기(z)에 대해 가우시안 분포에 접근하는 것이 알려져 있다. 도7 내지 도9에서, ρn에 대한 곡선은 z=0에서 레일리히 분포에 대해 식(13)으로 주어진 값을 가짐을 주의한다. 크기 값(z)에 대해, 첨도(ρ4)는 가우시안 분포에 관한 한 한계 값3에 접근한다. 유사하게, 스큐( ρ3)는 상기 분포가 가우시안 분포처럼 좀더 대칭적임을 표시하는 0에 접근한다. 작은 값(z)에 대해, ρ3는 상기 분포가 매우 비 대칭적임을 표시하는 크기이다.
도7 내지 도9에는, CW 방해자가 데이타에 존재하는가 또한 콘스텔레이션을 변조시키는가에 대한 합당한 테스트가 모든 심볼 클러스터에 걸쳐 평균을 해서 관측된 데이타에 대한 비율(,및)을 계산하게 됨을 보이고 있다. (,및) 이면, 클러스터내의 지점에 대한 반경 확률 분포는 레일리히 분포가 아니며, 또한 방해자가 십중팔구 존재하고 있음을 한가지 합리적으로 확신할 수 있다. 이들 도면에서 곡선에 기초하여, 하나의 파라메타가 이를 결정하는데 이용되었다면, z=0 에서 레일리히 값으로 부터 신속하고 단조로운 출발을 보이는 스큐()가 될 것이다. 그러나 첨도()는 첨도 함수가 단조롭지 않더라도, 작은 값(z; 작거나 또는 방해자가 없는)에 대한 큰 값과 큰 값(z; 큰 방해자)에 대한 더 작은 값 간에 유용한 차이를 나타낸다.
이러한 접근의 타당성을 점검하기 위해, 다수의 시뮬레이션이 입력 CNR의 범위와 방해자 진폭의 범위에 대해 실행되는데, 여기서 진폭은 노이즈 마진(d)에 대해 표준화되었으며, 또한 표준화된 방해자 진폭은 0.000001＜a/d＜0.5에 걸쳐 변하였다. 대부분의 실행이 (진폭 변조가 없는)방해자측에서 0의 진폭으로 완료되었지만, 어떤 실행이 적절한 진폭 분포를 나타내도록 균일하게 분포된 0.1의 진폭으로 완료되었다. 유사한 결과치를 진폭 변조와 함께 그리고 진폭변조 없이 구하였다. 이러한 시뮤레이션의 결과치는 클러스터 스큐()와 계산된 캐리어-방해 율(CIR)간에 강한 상호관계를 보였으며, 또한 클러스터 첨도()와 CIR간에 다소 약한 상호 관계를 보였다. 분포 형태 파라메타()는 CIR과 훨씬 더 빈약한 상호관계를 보였다. 클러스터 스큐가 방해자의 존재에 대한 최선의 단일 예측자라는 이러한 예측은 여러 측정과 테스트를 하는 능력을 보유한 진전된 VDSL 모뎀상에서 테스트에 의해 확인되었다. 따라서, 스큐와 첨도 모두를 도2의 단계(54)에 보였지만, 하나의 파라메타만이 계산되어질 경우 스큐는 바람직한 파라메타이다.
단계(54)에서 스큐를 계산하기 위해서, 각 셀(m)에서 각 샘플 심볼에 대한 심볼 좌표는 클러스터 중심(및)으로 부터 좌표 간격을 형성하기 위해샘플 평균 좌표(및)를 감산함으로서 조정된다. 그후에, 클러스터 중심으로 부터 각 샘플의 반경 거리는 다음식(20)으로 주어진다.
배티의 왜곡이 없을 경우, 샘플 평균 좌표(및)의 예측 값은 클러스터 중심의 이상적인 위치와 일치하게 되며, 식(20)에서 샘플 평균치는 이상적인 클러스터 좌표에 의해 대체될 수 있다. 또한 이것은 계산된 클러스터 평균 좌표에서 통계적인 요동을 제거한다.
다음으로, 단계(54)에서, 샘플 모멘트, 즉
가 계산되는데, 여기서, Nm은 단계(48)에서 이미 축적된 심볼 셀(m)에 대해 빈(bin)내에 있는 데이타 심볼 샘플의 수를 나타내며, 또한 N은 모든 빈내에 있는 데이터 심볼 샘플의 총수를 나타낸다. 식(9)와 유사하게, 제2 및 제3 중심 모멘트는 다음과 같이 주어진다.
클러스터 스큐는 다음식으로 계산된다.
유사하게, 단계(54)에서 첨도를 계산하기 위해서 제4 중심 모멘트는으로 계산되며, 또한 클러스터 첨도는으로계산된다.
방해자가 존재하는가를 결정하기 위해, 계산된 스큐 및/또는 첨도가 도8 또는 도9에서 각각 결정된 임계 레벨과 함께 단계(56)에서 비교된다. 도8로부터 알수 있는 바와 같이, 약 0.5보다 작은 스큐는 클러스터 반경 분포가 방해자가 존재함을 표시하는 라이시안 분포임을 나타내며, 한편 약 0.5 보다 큰 스큐는 방해자가 존재하지 않음을 표시하는 레일리히 분포를 나타낸다. 유사하게 도9로부터, 약 3.15 보다 작은 첨도는 클러스터 반경 분포가 방해자가 존재함을 표시하는 라이시안 분포임을 나타내며, 한편 약 3.15 보다 큰 첨도는 방해자가 존재하지 않음을 표시하는 레일리히 분포를 나타낸다. 진전된 VDSL 모뎀상에서 실험시, 0.3 내지 0.5의 스큐 임계치와 3.12 내지 3.15의 첨도 임계치가 최적값임을 알게되었다. 그러나, 입력 신호의 CNR을 더 작게 할 수록, 즉 노이즈 레벨이 높아질 수록, 방해자는 일반적으로 노이즈를 초월하여 그것을 검출하기 위해 좀더 강해져야 한다. 물론, 방해-노이즈 율(INR)이 좀더 작을 수록, 전체SER상에서 방해자 영향을 주는 균형이 더 작게 잡힌다. 클러스터 스큐가 (4-QAM 신호에 대해 발생된)도10에서와 같은 CNR 및 표준화된 방해자 진폭 함수로서 플로트될 경우, (재생될 수 있지만, 비 결정된 원인으로 있는)15 내지 20dB로부터 CNR의 근방에서 일분 변칙적인 동작을 제외하고, 주어진 스큐 임계 레벨은 CNR감소로서 좀더 큰 진폭 방해자를 단지 검출할 수 있다. 유사하게 모나있고 또한 변칙적인 결과치는 도11에 도시한바와같이, 방해 검출 측정치로서 클러스터 첨도를 이용할 경우 알게되었다. 스큐나 첨도도 아닌 어느 한 접근방법에 따라, 방해자의 진폭을 결정하는데 이용될 수 있다.그러나, 어느 하나는 (CNR에 대한 스큐 또는 첨도의 외형이 본래 수직인 저입력 CNR과 높은 방해자 진폭을 제외하고) 테스트의 기준에 대응하는 것보다 상당히(스큐 보다는 좀더 첨도에 대해) 높은 진폭을 갖는 방해자가 존재하는가를 결정하기 위해 이용될 수 있다. 이러한 제한내에서, 임의의 CNR에 대해 스큐 및/또는 첨도 임계치는 특정된 레벨보다 좀더 큰 진폭을 갖는 방해자가 존재하는지를 결정하기 위해 선택될 수 있다. 높은 노이즈와 강한 방해자에 대해, 결합된 효과는 콘스텔레이션 분석으로 부터 CNR, SER 및 클러스터 스큐 및 첨도의 포인트 결정에서 이들 오버랩이 더 이상 불가능하도록 심볼 클러스터의 사이즈를 확장시킨다. 또한, 많은 노이즈(낮은 CNR)가 존재하는 경우, 최종의 통계적인 요동은 임계치 결정의 중요성을 감소시키는 계산된 스큐와 첨도에서 일부 불확정도를 야기한다. 그럼에도 불구하고, 적합하며 또한 높은 CNR에서, 상기 방법은 아주 잘 작동하며 또한 약한 방해자를 검출할때 가변적임을 알게되었다.
도7로부터, 양 ()은 INR이 존재하는 식(16)에서 주어진 양(z)의 임의의 값에 대해 유일한 값을 갖는다. 따라서, 이것이 방해자가 존재함을 계산하였을 경우,의 값이 계산될 수 있으며, 또한 z의 대응값은 진단목적을 위해 INR의 평가치를 얻기 위해 도7에서 조사될 수 있다.
스큐 및/또는 첨도 테스트(56)는 방해자의 존재를 알게되었을 경우, 컴퓨터(76)는 송신기 제어기(60)에 리버스 제어 채널(58)을 통해 통지 메세지를 전송한다. 그후 송신기 제어기(60)는 입력 비트 스트림(20)을 차단하며 또한 전력증폭기(28)를 턴오프하며, 그 결과 수신기(18)로의 입력만이 외부 방해(32)가 있다. 한편, 컴퓨터(76)가 또한 플라이 휠에 캐리어 주파수와 심볼율 등화기를 세트하며, 스위치(64)의 두 극을 개방하며 또한 스위치(70)를 폐쇄하는 수신기 제어기(62)에 통지 메세지를 전송하게 되어, 수신된 외부 방해(32)는 아날로그-디지털 변환(78)과 스팩트럼 분석(74)으로 (도시하지 않은 증폭기를 통해)진행한다. 수신기 제어기(62)는 수신기(18)가 수신된 디지털 데이타를 처리하기 위해 순간적으로 중단하는 송신기 제어기(60)로 승인을 전송하지만, 컴퓨터는 스팩트럼 분석을 수행한다.
송신기 제어기((60)는 이러한 확인 신호가 수신될 때까지 송신기(16)를 차단하지 않는다. 동시에, 컴퓨터(76)는 스펙트럼 분석(76)을 위해 그의 동작을 총체적으로 전환시킨다. 스펙트럼 분석의 결과는 어떠한 방해도 직면하지 않고서 소망하는 데이터 속도가 전송될 수 있는 캐리어 주파수를 찾아내도록 수신된 스펙트럼을 분석하는 송신기 제어기(60)에 리버스 제어 채널(58)을 거쳐 전송된다. 어떠한 충분한 폭의 통과 대역이라도 이용가능하지 않는 경우, 소망하는 비트 속도를 제공할 수 있는 그러한 콤비네이션이 이용가능하고, 그리고 새로운 콘스텔레이션이 필요한 BER 을 제공하기에 충분하다면, 송신기 제어기(60)는 낮은 심벌 비율로 고 순위의 콘스텔레이션의 전송을 전환시킬 것이다. 이와 같은 조건들이 만족될 수 없는 경우, 송신기 제어기(60)는 어떤 형태의 실시간 전송과 마찬가지로, 전송될 정보가 감소된 비트 속도에 의해 손상받지 않는다면, 전송 대역폭을 감소시키도록 동일하거나 그보다는 큰 콘스텔레이션으로 전송 비트 속도를 감소시키려고 시도할 것이다.
새로운 캐리어 주파수, 콘스텔레이션 사이즈, 및/또는 심벌 비율을 선택한 후에는, 송신기 제어기(60)가 포워드 전송 채널(30)을 통해 수신기(18)에 전송하도록 입력 비트 스트림(20)에 제어 메시지를 삽입시킨다. 수신기 제어기(62)는 출력 비트 스트림(46)으로 부터 이러한 메시지를 추출한 다음에, 이와 같은 새로운 파라메타를 갖는 신호를 수신하여 복조하도록 수신기(18)를 설정한다. 또한 수신기 제어기(62)는 리버스 제어 채널(58)을 통해 송신기 제어기(60)로 이러한 제어 메시지의 수신에 대한 확인 신호를 보낸다. 단지 이러한 확인 신호를 수신한 후에만, 송신기 제어기(60)는 실제로 송신기 파라메타를 새로운 값으로 변경시킨다.
이러한 관점에서, 수신기 제어기(62)는 또한 스위치(70)를 개방시키고, 스위치(64)의 양극을 폐쇄시키며, 새로이 수신된 심벌 스트림에 관한 통계를 누적시키도록, 즉 CNR DMR 및 BER 을 계산하고; BER 을 테스트하며; 그리고 필요하면, 새로이 수신된 콘스텔레이션에 관한 스큐 및/또는 첨도를 계산 및 테스트하도록 다시 스위칭하라고 컴퓨터(76)에 지시한다.

Claims (28)

  1. 통신 장치에서, 방해 신호가 관심있는 수신 신호(received signal of interest; SOI)로 수신되고 있는 지를 검출하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 SOI 와 관련된 통계 정보를 누적시키는 단계;
    (b) 감입(嵌入)적인 방해 신호가 상기 SOI 와 함께 존재하는 지를 결정하는 단계;
    (c) 감입적인 방해 신호가 존재할 때, 상기 감입적인 방해 신호의 주파수를 결정하도록 상기 감입적인 방해 신호를 분석하는 단계;
    (d) 방해가 없는 스펙트럼 영역을 식별하는 단계; 및
    (e) 상기 단계 (d) 에서 식별된 스펙트럼 영역에서 동작하도록 상기 통신 장치를 조절하는 단계
    를 포함하는 상기 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 단계 (a) 내지 (d) 는 상기 통신 장치에서의 상기 SOI 의 연속 수신에 대하여 감입적이지 않는 상기 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 단계 (b) 는,
    (f) 상기 감입적인 방해 신호의 자승 평균 평방근 클러스트 사이즈를 결정하는 단계;
    (g) 상기 감입적인 방해 신호의 상호 콘스텔레이션 폐쇄를 결정하는 단계; 및
    (h) 상기 감입적인 방해 신호의 캐리어-노이즈 비(carrier-to-noise ratio; CNR)를 결정하는 단계
    를 부가적으로 포함하는 상기 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 (b) 는 상기 감입적인 방해 신호의 심벌 에러 비를 결정하는 단계를 부가적으로 포함하는 상기 방법.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 (b) 는 상기 감입적인 방해 신호의 비트 에러 비를 결정하는 단계를 부가적으로 포함하는 상기 방법.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 (b) 는 상기 감입적인 방해 신호와 관련된 평균 클러스터 스큐(average cluster skewness)를 결정하는 단계를 부가적으로 포함하는 상기 방법.
  7. 제 3 항에 있어서, 상기 단계 (b) 는 상기 감입적인 방해 신호와 관련된 평균 클러스터 쿠르토시스(average cluster kurtosis)를 결정하는 단계를 부가적으로 포함하는 상기 방법.
  8. 데이터 신호를 전송하고 이를 수신하는 송수신기로서, 상기 데이터 신호에 대하여 방해 신호를 비감입적으로 검출할 수 송수신기에 있어서,
    상기 데이터 신호와 관련된 통계 정보를 누적시키는 저장 수단;
    허용불가능한 방해 신호가 상기 데이터 신호와 함께 존재하는 지를 검출하는 방해 검출 수단;
    상기 허용불가능한 방해 신호를 스펙트럼 방식으로 분석하고 상기 허용불가능한 방해 신호의 주파수를 결정하며 부가적으로는 방해가 없는 스펙트럽 영역을 위치시키는 분석 수단; 및
    상기 송수신기 및 송신기의 동작을 상기 방해가 없는 스펙트럼 영역으로 변경하도록 상기 방해가 없는 스펙트럼 영역을 송신기에 전송하는 이송 수단
    를 포함하는 송수신기.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 방해 신호가 연속파 신호인 송수신기.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 송수신기는 직교 진폭 변조를 사용하는 송수신기.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 송수신기는 캐리어가 없는 AM/PM 데이터 통신 방법을 사용하는 송수신기.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 저장 수단은 미리 슬라이싱된 직교 진폭 좌표 및 슬리이싱된 심벌 셀 식별 데이터 모두를 누적시키는 송수신기.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 분석 수단은 일련의 복조된 심벌로 부터 각각의 결정 셀을 이루는 심벌의 서브 세트에 대한 동상 및 직교 평균 좌표 및 동상 및 직교 샘플 변동의 통계치를 계산하도록 일련의 복조된 심벌을 처리하고, 상기 슬라이싱된 데이터는 상기 미리 슬라이싱된 데이터를 적합한 심벌 셀에 할당하는 데 사용되는 송수신기.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 분석 수단은 상기 통계치로 부터, 콘스텔레이션, 콘스텔레이션 폐쇄, 결과적으로 초래된 캐리어-노이즈 비, 결과적으로 초래된 심벌 에러 비, 및 결과적으로 초래된 비트 에러 비(bit error rate; BER)의 모든 심벌 클러스터에 대한 자승 평균 평방근(RMS) 클러스터 사이즈를 부가적으로 결정하는 송수신기.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 분석 수단은 상기 복조된 신호가 허용가능한 한계값 이상인 지를 결정하도록 상기 비트 에러 비의 크기를 부가적으로 테스트하며, 만일 상기 복조된 신호가 허용가능한 한계값 이상이 아닌 경우에는 상기 복조된 신호의 양호도의 저하가 상기 연속 파 방해 신호의 존재에 기인한 것인 지를 결정하도록 부가적인 처리 개시를 지시하는 송수신기.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 분석 수단은, 상기 BER 의 저하 원인인, 방해자가 거의 존재할 것 같은 지를 결정하도록 상기 콘스텔레이션을 이루는 심벌 클러스터에 대한 평균 클러스터 스큐를 결정하고 상기 스큐의 크기를 테스트하는 송수신기.
  17. 제 14 항에 있어서, 상기 분석 수단은, 상기 BER 의 저하 원인인, 방해자가 거의 존재할 것 같은 지를 결정하도록 상기 콘스텔레이션을 이루는 심벌 클러스터에 대한 평균 클러스터 스큐를 결정하고 상기 첨도의 크기를 테스트하는 송수신기.
  18. 제 14 항에 있어서, 상기 이송 수단은 리버스 채널을 통해 상기 송신기로 다시 상기 스큐 테스트의 결과를 전송하고, 상기 송신기는, 상기 수신기가 RF 환경에서의 외부 방해 신호만을 수신하는 동안 전송을 일시적으로 차단하며, 상기 방해 신호의 주파수를 결정하도록 상기 환경을 스펙트럼 방식으로 분석하는 송수신기.
  19. 제 14 항에 있어서, 상기 이송 수단은 리버스 채널을 통해 상기 송신기로 다시 상기 첨도 테스트의 결과를 전송하고, 상기 송신기는, 상기 수신기가 RF 환경에서의 외부 방해 신호만을 수신하는 동안 전송을 일시적으로 차단하며, 상기 방해 신호의 주파수를 결정하도록 상기 환경을 스펙트럼 방식으로 분석하는 송수신기.
  20. 제 14 항에 있어서, 상기 이송 수단은 리버스 채널을 통해 상기 송신기로 다시 상기 스펙트럼 분석의 결과를 전송하고, 상기 송신기는 상기 방해 신호를 회피하도록 새로운 전송 파라메타를 결정하며, 상기 송신기는 상기 송수신기에 상기 새로운 전송 파라메타를 전송하는 송수신기.
  21. 제 20 항에 있어서, 상기 송수신기 및 상기 송신기는 상기 새로운 전송 파라메타로 소망의 데이터 신호를 전송 및 수신하도록 재구성하며 상기 새로운 전송 파라메타를 사용하여 데이터 전송을 재개하는 송수신기.
  22. 제 20 항에 있어서, 상기 새로운 전송 파라메타는 새로운 캐리어 주파수, QAM 변조 차수, 및 데이터 속도를 포함하는 송수신기.
  23. 제 9 항에 있어서, 상기 송수신기는 직교 부분 응답 변조를 사용하는 송수신기.
  24. 데이터 신호의 수신시 소망하지 않는 방해자를 비감입적으로 검출할 수 있는 변복조기에 있어서,
    통신 장치에 정보를 전송하는 송신기;
    상기 통신 장치로 부터 상기 데이터 신호를 수신하는 수신기;
    상기 데이터 신호와 관련된 통계 정보를 저장하도록 상기 수신기에 연결된 메모리;
    상기 통계 정보로 부터 콘스텔레이션 통계치를 측정하고, 상기 데이터 신호의 캐리어-노이즈 비 및 비트 에러 비를 결정하며, 연속 파 또는 협대역 방해자가 존재하는 지를 결정하고, 심벌 클러스터가 레일리 분포로 부터 리신 분포로 변화하는 지를 테스트함으로써 상기 비트 에러 비가 허용가능한 제한치를 초과하는 지를 결정하고, 그리고 상기 비트 에러 비가 상기 허용가능한 제한치를 초과할 경우, 전송 대역의 방해없는 영역을 위해 전송 대역을 스펙트럼 방식으로 분석하도록 상기 수신 데이터 신호를 차단하고 조절을 위해 상기 방해없는 영역을 상기 통신 장치와 통신하는 프로세서
    를 포함하는 변복조기.
  25. 제 24 항에 있어서, 상기 테스트 작업은 상기 심벌 클러스터와 관련된 스큐를 계산하는 작업을 포함하는 변복조기.
  26. 제 24 항에 있어서, 상기 테스트 작업은 상기 심벌 클러스터와 관련된 첨도를 계산하는 작업을 포함하는 변복조기.
  27. 제 23 항에 있어서, 상기 데이터 신호를 디지탈 신호로 변환시키도록 연결된 아날로그-디지탈 변환기를 부가적으로 포함하는 변복조기.
  28. 제 25 항에 있어서, 상기 아날로그 신호를 스펙트럼 방식으로 분석하는 스펙트럼 고속 푸리에 변환 분석 수단을 부가적으로 포함하는 변복조기.
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