KR20010073027A - Ｃｄｍａ 이동 무선 시스템에서 번들된 채널을 통한 전송 - Google Patents

Ｃｄｍａ 이동 무선 시스템에서 번들된 채널을 통한 전송 Download PDF

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KR20010073027A
KR20010073027A KR1020017002504A KR20017002504A KR20010073027A KR 20010073027 A KR20010073027 A KR 20010073027A KR 1020017002504 A KR1020017002504 A KR 1020017002504A KR 20017002504 A KR20017002504 A KR 20017002504A KR 20010073027 A KR20010073027 A KR 20010073027A
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롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스
코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

전송되어 결합된 RF 신호(CRF)로 표현된 세 개 이상의 개별적인 더 낮은 데이터 레이트의 트래픽 채널들이 0 내지 π라디안의 범위 내의 사인 곡선 캐리어의 위상 오프셋들의 집합 상에 분포되어 있는, 디지털 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 통신 시스템에서 높은 데이터 레이트의 다중 채널 링크를 구현하기 위한 전송 장치 및 전송 방법이 제공된다. 여기서, 동위상 성분 및 직교 위상 성분으로 이루어진 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호는 업 컨버젼(up-conversion) 전에 상기 표현된 채널들의 모든 요구된 위상 오프셋들이 유입되는 방식으로 형성된다. 상기 세 개 이상의 개별적인 더 낮은 데이터 레이트의 채널들은 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 둘 이상의 개별적인 채널들과, π/4, 또는 3π/4 라디안인 위상 오프셋들을 갖는 하나 이상의 개별적인 채널들을 포함한다. 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들은 동위상 성분 및 직교 위상 성분으로 각각 구성된 각각의 개별적인 채널들에 대해 형성된다. 추가의 복합 확산 스펙트럼 신호들은 π/4, 또는 3π/4 라디안의 위상 오프셋을 갖는 채널들에 대해 실질적으로

Description

ＣＤＭＡ 이동 무선 시스템에서 번들된 채널을 통한 전송{TRANSMISSION OVER BUNDLED CHANNELS IN A CDMA MOBILE RADIO SYSTEM}
그러한 시스템은 1997년 6월 16일 내지 20일에 필라델피아에서 개최된 모임에서 퀄컴사(Qualcomm Incorporated)의 E. Tiedemann외 다수가 TIA(Telecommunications Industry Association)의 TR 45.5 분과위원회에 제안한 "Improving the Reverse Link Peak To Average Ratio(Phase 1c)"와, TIA/EIAinterim standard IS-95B 및 PCT 특허출원 제 WO 98/58457호에 공지되어 있다.
1992년에, 800MHz의 셀룰러 대역에 배치하기 위해 EIA(Electronics Industry Association)와 제휴한 TIA에 의해 DS-CDMA(direct sequence code division multiple access) 시스템이 중간 표준(interim standard) IS-95로 채택되었다. 필드 테스트 및 시험 시스템의 성공 후, IS-95 시스템은 현재 수천만의 가입자를 갖고 있다. CDMA는 세계 2차 대전 동안 적의 무선 교란을 방지하기 위해 연합군측에 의해 개발된 확산 스펙트럼 기술에 기초하고 있다. 확산 스펙트럼 신호는 bit/s의 신호의 정보 레이트(R)보다 훨씬 더 큰 신호에 의해 점유된 대역폭(W)을 특징으로 한다. 따라서, 확산 스펙트럼 신호는 본래 여러 종류의 간섭(동일 대역 내의 다른 사용자들로부터의 신호 및 지연된 다중 경로 성분을 의미하는 자기 간섭을 포함한)을 극복하기 위해 개발될 수 있는 일종의 리던던시를 포함한다. 확산 스펙트럼 신호의 또 다른 중요한 속성은 의사랜덤성(pseudo-randomness)이다. 따라서, 상기 신호는 임의의 잡음과 유사하게 나타나서, 의도된 수신기 이외의 다른 수신기에 의해 복조될 수 없도록 만든다. CDMA 시스템에서, 채널들은 공통 대역폭을 공유하며, 상이한 코드 시퀀스에 의해 판별된다. IS-95의 경우, 각 채널은 부호화된 정보 신호를 반송하는데, 상기 부호화된 정보 신호는 직교 시퀀스들 집합 중에서 채널에 할당되는 왈시(Walsh) 코드라고 하는 특정한 하나의 시퀀스에 의해 변조되어(왈시 커버(Walsh cover)를 적용하는 것으로 알려져 있음), 긴 의사 잡음(PN) 코드에 의해 추가로 변조되거나 스크램블되고, 동위상 및 직교 위상 PN 쇼트 코드에 의해 변조되어 동위상 및 직교 위상 성분들을 캐리어 주파수에서 동위상 및 직교 위상 사인 곡선(sinusoid)에 각각 곱하고 상기 곱셈의 결과에 동위상 및 직교 위상을 더하여 직접 업-컨버전(direct up-conversion)하기 위해 복합 확산 스펙트럼 신호의 각각의 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 확산 스펙트럼 신호 성분들을 형성하고, RF 전력 증폭기에서 증폭되어 안테나에 공급된다.
IS-95는 1995년에 중간 표준 IS-95A으로 확장되었고, 최근에는 중간 표준 IS-95B로 확장되었다. 마지막 확장은, 동일 동신으로부터 데이터를 반송하는데 8개까지의 채널 집합 또는 채널 번들이 사용될 수 있어 사실상 낮은 데이터 레이트 채널들 집합으로부터 높은 데이터 레이트 채널을 형성하는 고대역폭 데이터 애플리케이션을 규정하고 있다.
IS-95B에 따르면, 다중 채널 링크를 형성하기 위해 복수의 채널이 사용될 때, 역방향 링크(이동국으로부터 기지국으로의 전송)에서, 사인 곡선들의 쌍이 각 채널에 대해 동일한 제로 위상 오프셋을 갖는 경우 결합된 RF 신호의 피크대 평균 전력을 감소시키기 위해 특히 차선의 방식으로, 이들 채널들을 위한 캐리어 주파수로 동위상 및 직교 위상 사인 곡선의 쌍들이 0 내지 π라디안 범위에 걸쳐서 위상 오프셋에 분포된다. 위상 오프셋의 이 분포는 이동국에서 전력 증폭기의 동적 범위 요건 및 선형성을 감소시킨다. 특히, 업 컨버트 채널(0-3) 및 채널(4-7)에 적용된 동위상 및 직교 위상 사인곡선들의 위상 오프셋들은 각각 0, π/2, π/4, 3π/4 라디안이다.
공지되어 있는 바와 같이, 캐리어 주파수에서의 동위상 및 직교 위상 사인 곡선들은 발진기에 의해 생성된 아날로그 신호들로서, 이들은 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분들이 디지털 신호들로부터 아날로그 신호들로 변환된 후 채널들의 동위상 및 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분들과 곱해진 아날로그이다. 8개까지의 채널 각각의 동위상 및 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분들에 별개의 D/A 컨버터를 사용하거나 또는 이들 성분들을 별도로 D/A 변환하면, 이동국에 복잡성 및 비용을 더할 것이다. 또한, 동위상 및 직교 위상 사인 곡선이 이동국의 발진부로부터 발생되지만, π/4 및 3π/4의 위상 오프셋을 갖는 다른 사인 곡선의 발생이 문제가 된다.
전술한 PCT 특허 출원은 단지 두 개의 채널만이 결합(combination)에 사용되는 경우, 제 1 채널의 동위상 확산 스펙트럼 신호 성분과 제 2 채널의 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분의 네거티브를 더하여 결합된 동위상 확산 스펙트럼 신호를 형성하고, 제 1 채널의 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분과 제 2 채널의 동위상 확산 스펙트럼 신호 성분을 더하여 결합된 직교 위상 성분을 형성함으로서, 제 2 채널의 π/2 위상 오프셋이 도입될 수도 있음을 보여준다. 그러면, 상기 결합된 동위상 및 결합된 직교 위상 성분들은 캐리어 주파수에서 동위상 및 직교 위상 사인곡선과의 각각의 곱셈에 의해 직접 업-컨버트되고, 이들 곱은 더해져서 결합된 RF 신호를 형성한다. 그러나, 세 개 이상의 채널이 결합에 사용되는 경우, π/4 위상 오프셋 및 가능하게는 3π/4 위상 오프셋의 도입이 요구되어, 동위상 및 직교 위상 사인곡선 집합이 사용되는데, 상기 집합은 적어도 π/4 위상 오프셋을 갖는 동위상 및 직교 위상 사인 곡선을 포함한다.
본 발명은 단일 트래픽 채널에 의해 제공된 데이터 레이트 또는 통신 대역폭의 배수의 데이터 레이트 또는 통신 대역폭을 얻기 위해 통신 시스템의 복수의 트래픽 채널 또는 번들(bundle)을 통하여 동일한 통신을 위한 데이터를 반송하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명은 디지털 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 통신 시스템에서 다중 채널 역방향 링크(reverse link)의 송신기 구조에 관한 것으로서, 각 채널의 캐리어 위상이 정렬되는 경우에 발생하는 결합된 RF 신호의 피크대 평균비(peak-to-average ratio)를 감소시키기 위해 전송되어 결합된(combined) RF 신호로 표현된 개개의 채널들이 위상 오프셋들 집합 상에 분포되어 있다.
도 1은 디지털 셀룰러 시스템, 예를 들어, CDMA 시스템에 사용하기 위한 이동국 또는 핸드셋의 개략도.
도 2 및 3은 본 발명의 제 1 및 제 2 실시예에 따른 도 1의 이동국에서 실시된 송신기의 일부의 기능적인 개략도.
본 발명의 목적은, 전송되어 결합된 RF 신호로 표현된 복수의 개별적인 트래픽 채널이 0 내지 π라디안의 범위에서 사인곡선 캐리어의 위상 오프셋들 집합에 걸쳐서 분포되어 있는 디지털 코드분할 다중접속(CDMA) 무선통신 시스템에서 다중채널 링크에 대한 구조(architecture)를 제시하는 것으로서, 상기 구조는 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호의 결합된 동위상 확산 스펙트럼 신호 성분 및 결합된 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분의 D/A 변환만 요구하며, 결합된 동위상 및 결합된 직교 캐리어 위상 확산 스펙트럼 신호 성분으로부터 유도된 신호 쌍 중에서 상이한 것들을 곱하기 위해 캐리어 주파수에서 단지 한 쌍의 동위상 및 직교 위상 사인 곡선만 발생한다. 이러한 구조는 3개 이상의 개별 채널로 구성된 다중 채널 링크를 사용할 수 있는 이동국에서 베이스밴드와 RF 섹션들의 비용을 절감하고 단순화할 수 있다.
본 발명의 상기 및 다른 목적은 0, π/2, 또는 π라디안 값을 갖는 개별 채널의 2개 이상의 위상 오프셋과 0, π/2, 또는 π라디안 값을 갖는 1개 이상의 위상의 위상 오프셋을 포함하는, 필요한 모든 위상 오프셋이 결합된 동위상 및 결합된 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분의 형성으로 유도되는 전송 방법 및 전송기를 제공함으로서 달성된다. 이를 위해, 각각의 개별 채널에 대한 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호, 즉, 각각의 결합된 동위상 성분과 직교 위상 성분이 먼저 형성되고, 각각의 개별 채널에 대한 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호에서 유도된 신호는 가산 결합되어 결합된 복합 대역 확산 신호를 형성한다. 이 가산 결합은다음과 같다. 위상 오프셋이 0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 1 개 이상의 채널에 대한 개별적인 확산 스펙트럼 신호에서 유도된 신호는 위상 오프셋이 0, π/2, 또는 π인 2개 이상의 채널에 대한 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호에서 유도된 신호의 스케일에 비하여 부분 스케일링 인자(fractional scaling factor)를 적용함으로서 유도된다. 특히, 0, π/2, 또는 π인 위상 오프셋의 값은 π/4, 또는 3π/4이고 부분 스케일 인자는 실제의 절대값을 갖는다.
또한, 가산 결합하는 수단 또는 작용은 다음과 같이 정리된다. 결합된 확산 스펙트럼 신호의 각각의 동위상 및 직교 위상 성분은 위상 오프셋이 0, π/2, 또는 π인 채널에 대해서 복합 개별적인 확산 스펙트럼의 동위상이거나 또는 직교 위상 성분의 한 신호로부터 제공되고, 반면에 위상 오프셋이 0, π/2, 또는 π가 아닌 채널에 대해서는 복합 개별적인 확산 스펙트럼의 동위상이나 직교 위상 성분 둘 다로부터 제공된다. 본 발명의 제 1 실시예에 따르면, 각각의 개별적인 채널에 대해서 각 복합 확산 스펙트럼 신호의 동위상과 직교 위상 성분은 각각의 FIR(finite impulse response) 필터나 필터 동작의 입력, 출력, 또는 가산 결합의 수단 또는 작용을 제공하는데 적용된다.
본 발명의 제 2 실시예에 따르면, 각각의 개별적인 채널에 대해서 각 복합 확산 스펙트럼 신호의 동위상과 직교 위상 성분은 각각의 FIR(finite impulse response) 필터나 필터 동작의 입력, 출력, 또는 가산 결합의 수단 또는 작용을 제공하는데 적용된다. 이 실시예의 잇점은 개별 채널마다 2개가 아니라, 단지 2개의 FIR 필터를 요구하거나 또는 필터링 작용만을 필요로 한다는 것이다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 이점은 첨부한 도면과 함께 다음의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1에서, 디지털 셀룰러 시스템, 예를 들면 CDMA 시스템용 이동국 트랜시버(10)는 베이스밴드 섹션(14)에 결합된 인터페이스 섹션(12)을 포함하고, 상기 베이스밴드부(14)는 RF 섹션(16)에 결합된다. 사용자 인터페이스 섹션(12)은 또한 키패드(18), LCD 디스플레이(20), 마이크로폰(22), 스피커(24)에 결합된다. 베이스밴드 섹션(14)은 디지털 신호 처리기(DSP)(26)를 포함하고, 상기 디지털 신호 처리기(DSP)(26)는 랜덤 액세스 메모리 및 펌웨어 명령을 포함하는 판독 전용 메모리(30)에 액세스한다. 또한, 베이스밴드 섹션(14)은 클록(32)과, 순방향(수신) 링크에서 RF 섹션(16)으로부터 아날로그 신호를 수신하는 아날로그-디지털 변환기(A/D)(34)와, 역방향(송신) 링크에서 RF 섹션(16)에 아날로그 신호를 공급하는 디지털-아날로그 변환기(D/A)(34)를 포함한다.
RF 섹션(16)은 캐리어 주파수로 사인곡선들을 도출하여 이들을 순방향 링크에서 제로 IF 주파수 다운 변환기(40)에 공급하고 역방향 링크에서 제로 IF 주파수 업 컨버터(42)에 공급하는 발진기(38)를 포함한다. 다운 컨버터(40)는 다이플렉서(diplexer)(46)를 통해 안테나(48)로부터 공급되는 입력 증폭기(44)로부터 RF 신호를 수신하는 반면에, 업 컨버터(42)는 RF 신호를 출력 또는 전력 증폭기(50)에 공급하고, 전력 증폭기(50)는 상기 RF 신호를 다이플렉서(46)를 통해 안테나(48)에 공급한다.
본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예의 설명으로부터 알 수 있듯이, 세 개 이상의 채널로 구성된 다중 채널 역방향 링크를 형성하는 모든 요구된 캐리어 위상 오프셋들은 베이스밴드 섹션(14)에 의한 처리 중에 DSP(32)에서 충족되며, RF 섹션(16) 내의 업 컨버터(42)가, 복합 결합된 신호의 동위상 및 직교 위상 성분들을 캐리어 주파수에서의 동위상 및 직교 위상 사인 곡선과 곱셈하는 한 쌍의 믹서 또는 곱셈기를 포함할 수 있다.
제 1 실시예에 대한 도 2에는 베이스밴드 섹션(14)에 의해 구현된 블록(52)이 도시되어 있는데, 상기 블록은 다중 채널 역방향 링크를 형성하는 각각의 N 개의 채널에 대해 데이터 신호(DS0-DSN)를 수신하고, 아날로그 결합된 확산 스펙트럼 동위상 성분(ACSSI)과 아날로그 결합된 확산 스펙트럼 직교 위상 성분(ACSSQ)으로 이루어진 아날로그 복합 결합된 확산 스펙트럼 신호를 형성한다. IS-95B에서 8 개까지의 채널은 다중 채널 링크를 형성할 수 있지만, 도면에는 설명을 위해 네 개만이 도시되어 있다. IS-95B에서 업 컨버트 채널(0-3) 및 채널(4-7)에 적용된 동위상 및 직교 위상 사인 곡선의 위상 오프셋들은 동일한 순서, 즉, 0, π/2, π/4, 3π/4 라디안을 따르기 때문에, 채널(0-3)에 대한 베이스밴드 처리 장치는 채널(4-7)에 대해서와 동일하다. 그러한 부가적인 채널들은 단순히 아날로그 결합된 확산 스펙트럼 신호 성분 쌍(ACSSI및 ACSSQ)을 형성하는데 기여한다는 것은 명백할 것이다. 후자의 성분들은 RF 섹션(16)에서 구현된 제로 IF 업 컨버터(54)에 공급된다. 업 컨버터(54)에서, 아날로그 결합된 동위상 및 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분들(ACSSI및 ACSSQ)은 저역 필터(140, 141)에 각각 인가되고, 그 출력들은 캐리어 주파수에서의 동위상 및 직교 위상 사인 곡선인 sin(ωCt) 및 cos(ωCt)인 믹서 또는 곱셈기(144, 146)에 각각 인가된다. 믹서 또는 곱셈기(144, 146)의 출력들은 가산기(150)에 인가되어 전력 증폭기(50)에 공급할 결합된 RF 신호(CRF)를 형성한다.
베이스밴드 처리 블록(52)은 각각의 입력 데이터 신호(DS0내지 DS3)에 응답하여 종래의 방식으로 각각의 동위상 및 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분 쌍(DSS0I, DSS0Q내지 DSS3I, DSS3Q)을 형성하는 블록(58)과, 각각의 디지털 동위상 및 직교 위상 확산 스펙트럼 신호 성분 쌍들(DISS0I, DISS0Q내지 DISS3I, DISS3Q)을 필터하여 스케일한 후 결합하여 각 채널의 요구된 캐리어 위상 오프셋들의 효과를 도입하거나 설명하는 방법으로 디지털 결합된 동위상 및 직교 위상 확산 스펙트럼신호 성분 쌍(DCSSI, DCSSQ)을 형성하는 블록(56)을 포함한다. 디지털 결합된 성분들(DCSSI, DCSSQ)은 디지털-아날로그 변환기(140, 142)에 각각 인가되어 아날로그 결합된 성분들(ACSSI, ACSSQ)을 형성한다.
블록(58)에서, 각 입력 데이터 신호(DS0, DS1, DS2, DS3)는 각각의 채널 인코더(61, 71, 81, 91)에 인가되고, 그 결과의 프레임 방식으로 인코드된 데이터 신호들은 각각의 왈시 변조기(62, 72, 82, 92)에 인가되고, 상기 왈시 변조기는 인코드된 데이터 신호를 각 채널에 대해 특정한 왈시 코드로 변조한다. 그 결과의 왈시 코드 변조된 인코드된 데이터 신호는 각각의 곱셈기(또는 모듈로 2 가산기)(63, 73, 83, 93)에 인가되고, 여기서 이들 신호는, 왈시 코드 변조된 인코드된 신호들의 스펙트럼을 확산시키기 위해 통상적으로 242-1의 주기를 갖는 연속적으로 발생된 PN 롱(long) 코드 시퀀스에서 상이한 시작 위치를 가질 수도 있는 각각의 의사 잡음(PN) 서브-시퀀스에 의해 변조된다. 그 다음에, 상기 롱 코드 변조된 신호들은 동위상 PN 쇼트 코드 시퀀스(PN_I)에 의해 변조되어 각각의 확산 스펙트럼 동위상 신호들(DSS0I, DSS1I, DSS2I, DSS3I)을 생성하는 각각의 곱셈기 또는 모듈로 2 가산기(64, 74, 84, 94)와, 상기 신호들이 직교 위상 PN 쇼트 코드 시퀀스(PN_Q)에 의해 변조되는 각각의 곱셈기 또는 모듈로 2 가산기(65, 75, 85, 95)에 인가된다. 직교 위상 PN 쇼트 코드 시퀀스(PN_Q)에 의한 변조의 결과는 각각 1/2 칩 지연회로(66, 76, 86, 96)에 인가되어 각각의 확산 스펙트럼 직교 위상신호들(DSS0Q, DSS1Q, DSS3Q)을 생성한다. 동위상 및 직교 위상 쇼트 코드 시퀀스(PN_I, PN_Q)는 통상적으로 215-1의 주기를 가지며, 이동국이 통신하고 있는 기지국에 특유하다.
또한, 블록(58)에서, 데이터 버스트 랜더마이저(randomizer)(69b)는 채널 0에서 인가된 PN 롱 코드 서브시퀀스(subsequence)에 의해 공급되어, 지연회로(70)에서 제어 신호를 생성하여 필요한 경우에 전력 증폭기를 턴온한다.
블록(56)은 각각의 FIR 조정 필터(shaping filter)FIR_I(67, 77, 87, 97)에 신호(DSS0I, DSS1I, DSS2I, DSS3I)를 인가하여 신호(DDSS0I, DDSS1I, DDSS2I, DDSS3I)를 유도하고, FIR 조정 필터(shaping filter)FIR_Q(68, 78, 88, 98)에 신호(DSS0Q, DSS1Q, DSS2Q, DSS3Q)를 인가하여 신호(DDSS0Q, DDSS1Q, DDSS2Q, DDSS3Q)를 유도하는 블록(15a)을 포함한다. FIR_I(77)는 -1의 스케일링 인자를 유도하고, FIR_I(87), FIR_Q(88), FIR_Q(98)는 실질적으로의 부분 스케일링 인자를 유도하고, FIR_I(97)는 -의 부분 스케일링 인자를 유도한다.
블록(56)은 유도된 신호(DDSS0I, DDSS0Q, DDSS1I, DDSS1Q, DDSS2I, DDSS2Q, DDSS3I,DDSS3Q)를 가산 결합하여 디지털 결합된 신호 성분들(DCSSI, DCSSQ)을 형성하는 블록(56b)을 더 포함한다. "가산 결합(additively combining)"이라는 용어는 가산하기 전에 연산자(operand)의 부호를 빼거나(subtraction) 변경하는 것을 포함한다는 것을 의미한다. 블록(56b)은 유도된 신호(DDSS2I)를 더하여 채널 2를 위한 중간 확산 스펙트럼 동위상 신호(IDSS2I)를 형성하는 가산기(89)와, 유도된 확산 스펙트럼 신호(DDSS2Q)로부터 유도된 확산 스펙트럼(DDSS2I)을 감산하여 채널 2를 위한 중간 확산 스펙트럼 직교 위상 신호(IDSS2Q)를 형성하는 가산기(90)를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 블록(56b)은 유도된 신호(DDSS3I,DDSS3Q)를 더하여 채널 3을 위한 중간 확산 스펙트럼 동위상 신호(IDSS3I)를 형성하는 가산기(99)와, 유도된 확산 스펙트럼 신호(DDSS2I)로부터 유도된 확산 스펙트럼(DDSS2Q)을 감산하여 채널 3을 위한 중간 확산 스펙트럼 직교 위상 신호(IDSS3Q)를 형성하는 가산기(100)를 더 포함한다.
가산기(89, 90, 99, 100)에 의해 형성된 합 및 차와 실질적으로의 절대값을 갖는 블록(56a)에서 유입된 부분 스케일링 인자의 결합은 중간 신호 쌍(IDSS2I, IDSS2Q)에 유입되어 π/4 라디안 위상 회전 효과를 가져오고, 중간 신호 쌍(IDSS3I, IDSS3Q)에 유입되어 3π/4 라디안 위상 회전 효과를 가져온다.
또한, 채널(11)에 있어서, 동위상 성분의 필요한 부호 변화가 스와핑되기 전에 FIR_I(77)의 -1 스케일링 인자에 포함되어 있기 때문에, π/2에 의한 위상 회전 효과는 단순히 동위상 및 직교 위상 성분들을 스와핑(swapping)함으로서 유입된다.
모든 요구된 위상 오프셋들에 대에 계산한 후, 다양한 채널들로부터의 동위상 및 직교 위상 컨트리뷰션(contribution)이 가산기(110, 120)에서 합산되며, 그 출력은 각각의 결합된 동위상 및 직교 위상 신호 성분(DCSSI, DCSSQ)이다. IS95B에 따르면, 8 개까지의 채널을 묶을(bundle) 수 있기 때문에, 실제로 가산기(110, 120)는 전술한 바와 같이 채널(0-4)과 각각 동일한 형태인 채널(4-7)에 대한 부가적인 입력(도시되지 않음)을 갖는다. 도시되어 있는 바와 같이, 가산기(110)는 입력으로서 신호(DDSS0I, DDSS1Q, IDSS2I, IDSS2Q)를 수신하는 반면에, 가산기(120)는 입력으로서 신호(DDSS0Q, DDSS1I, IDSS2Q, IDSS3Q)를 수신한다. 가산기(110, 120)는 또한 각 라인(115, 125) 상에 동일한 스케일 제어 신호를 수신하여, 그 결과의 신호(DCSSI, DCSSQ)에 대한 적절한 동적 범위를 유지한다.
블록(56)은 갖가지 형태를 취할 수 있음에 유의하라. 요구된 부분 스케일링 인자는 상이한 위치에 도입될 수 있으며(예를 들면, 가산기(110, 120)에 대한 적절한 입력), -1의 스케일링 인자가 가산 전에 부호 변경으로서 도출될 수 있다. 또한, 많은 가산 및 감산들의 순서가 변경되거나, 추가로 분해되거나(broken down) 또는 추가로 결합될 수 있다. 예를 들면, 가산기(89, 99)를 제거하고 그 기능을 가산기(110)에 포함시킬 수도 있으며, 가산기(99, 100)를 제거하고 그 기능을 가산기(120)에 포함시킬 수도 있다. 그러한 경우에, 가산기(110, 120)는 각각 각 채널(0, 1)로부터 하나의 컨트리뷰션(contribution)을 수신하고, 각 채널(2, 3)로부터 두 개의 컨트리뷰션(contribution)을 수신하여 여섯 개의 입력을 가질 것이다.
바람직하게는, 블록(56a)의 FIR 필터에 대한 입력을 포함하는 블록(58)에서의 모든 동작들을 위한 디지털 데이터는 단일 비트 바이폴라(bipolar)이며, 값 +1을 취하는 반면에, 블록(56a)의 FIR 필터의 출력 및 가산기(110, 120)의 출력까지 및 상기 출력을 포함하는 모든 후속 디지털 데이터는 -15 내지 +15의 범위의 정수 값을 취하는 5 비트 바이폴라이다.
도 3은 도 2의 블록(56a, 56b)을 포함하는 블록(56)이 블록(156a)(이것은 FIR 필터를 포함하지 않고 단순히 요구된 부분 스케일 인자들만 유입한다)과, 블록(156b)(여기서 가산기(120)는 가산 전에 DDSS1I의 부호를 변경하여 필요한 -1 인자를 유입한다)과, 각각의 가산기(110, 120)의 5 비트 바이폴라 출력을 수신하여 각각의 5 비트 바이폴라 결합된 신호(DCSSI, DCSSQ)를 형성하는 가산된 조정 필터(shaping filter)(FIR_I(167), FIR_Q(168))를 포함한다는 것을 제외하고는 도 2의 실시예와 동일한 제 2 실시예를 도시한 것이다. 이러한 구조의 결과로 별개의 채널의 동위상 및 직교 위상 경로들 내의 도 2의 디지털 FIR 필터(67, 68, 77, 78, 87, 88, 97, 98)를 결합된 신호의 동위상 및 직교 위상 경로들 내의 도 3의 디지털 필터(167, 168)로 교체하면, 필터들(167, 168)이 5비트 입력들임에도 불구하고, 복잡성이 더 감소된다.
이제 본 발명의 목적이 달성되었음을 알 수 있을 것이다. 이상, 본 발명을 상세히 설명하였지만, 많은 변형들이 본 발명의 정신 및 범주 내에서 가능함을 알 수 있을 것이다. 첨부한 청구범위를 해석하는데 있어서, 다음에 주의하라.
a) "포함"이라는 용어는 청구항에 기재된 요소들 또는 단계들 이외의 요소들 또는 단계들의 존재를 배제하는 것이 아니다.
b) 요소들 앞에 특별한 한정 구문이 없는 경우에는 그러한 요소들이 다수 존재할 수 있음을 배제하는 것이 아니다.
c) 청구항 내의 어떠한 참조 부호도 그들의 범위를 한정하는 것이 아니다.
d) 다수의 "수단"이 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현된 구성 또는 기능의 동일한 항목으로 표현될 수도 있다.

Claims (10)

  1. 전송되어 결합된 RF 신호(CRF)로 표현된 복수의 개별적인 더 낮은 데이터 레이트의 트래픽 채널들이 0 내지 π라디안의 범위 내의 사인 곡선 캐리어의 위상 오프셋들의 집합 상에 분포되어 있는, 디지털 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 통신 시스템에서 높은 데이터 레이트의 다중 채널 링크를 위한 전송 장치로서,
    상기 표현된 채널들의 상기 모든 요구된 위상 오프셋들이 유입되는 방식으로, 동위상 성분(DCSSI 또는 ACSSI) 및 직교 위상 성분(DCSSQ 또는 ACSSQ)으로 이루어진 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호를 형성하는 수단과,
    동위상 성분(DCSSI 또는 ACSSI)으로부터 유도된 신호와 동위상 사인 곡선의 곱(144)과, 직교 위상 성분(DCSSQ 또는 ACSSQ)으로부터 유도된 신호와 직교 위상 사인 곡선의 곱(146)과, 상기 곱셈(144, 146)의 결과의 합(150)에 의해 상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호를 업 컨버팅하여 상기 결합된 RF 신호(CRF)를 형성하는 수단(144, 146, 150)을 포함하고,
    상기 복수의 개별적인 더 낮은 데이터 레이트 채널들은 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 둘 이상의 개별적인 채널들(채널 0, 1)과, 0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 위상 오프셋들을 갖는 하나 이상의 개별적인 채널들(채널 2, 3)을 포함하는 셋 이상의 개별적인 채널들(채널 0, 1, 2, 3)인
    전송 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호를 형성하는 수단은
    동위상 성분(DSS0I, DSS1I, DSS2I, DSS3I) 및 직교 위상 성분(DSS0Q, DSS1Q, DSS2Q, DSS3Q)으로 각각 이루어진 각각의 개별적인 채널들을 위한 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들을 형성하는 수단(58)과,
    상기 각각의 개별적인 채널들을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들로부터 유도된 신호들(56a, 156a)을 가산 결합하여 상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호들을 형성하는 수단(56b, 156b)을 포함하고,
    0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 위상 오프셋들을 갖는 하나 이상의 채널들(채널 2, 3)을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들로부터 유도된 상기 신호들은 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 둘 이상의 채널들(채널 0, 1)을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들로부터 유도된 상기 신호들의 스케일(scale)에 대하여 부분 스케일링 인자들(fractional scaling factors)을 적용함으로서 유도되는
    전송 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 가산 결합 수단(56b)은 상기 결합된 확산 스펙트럼 신호의동위상(DCSSI 또는 ACSSI) 및 직교 위상 성분들(DCSSQ 또는 ACSSQ)이 각각 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 채널들(채널 0, 1)을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼의 동위상 또는 직교 위상 성분들 모두로부터 유도되지 않고 이들중 어느 하나로부터 유도된 상기 신호들로부터 컨트리뷰션들(contributions)을 수신하는 한편, 0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 위상 오프셋들을 갖는 채널들(채널 2, 3)을 위한 개별적인 복합 확산 스펙트럼의 동위상 또는 직교 위상 성분들 모두로부터 유도된 신호들로부터 컨트리뷰션을 수신하도록 구성되는
    전송 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    0, π/2, 또는 π가 아닌 상기 위상 오프셋들은 π/4, 또는 3π/4이고, 상기 부분 스케일 인자들은 실질적으로의 절대치를 갖는 전송 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    0, π/2, 또는 π이 아닌 상기 위상 오프셋들은 π/4, 또는 3π/4이고, 상기 부분 스케일 인자들은 실질적으로의 절대치를 갖는 전송 장치.
  6. 제 1 항 내지 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 각각의 개별적인 채널들을 위한 각각의 상기 복합 확산 스펙트럼 신호들의 상기 동위상(DSS0I, DSS1I, DSS2I, DSS3I) 및 직교 위상 성분들(DSS0Q, DSS1Q, DSS2Q, DSS3Q)은 각각의 FIR 필터들(67, 68, 77, 78, 87, 88, 97, 98)의 입력들에 인가되고, 상기 FIR 필터들(67, 68, 77, 78, 87, 88, 97, 98)의 출력은 가산 결합을 위한 수단(56b)에 공급되는 전송 장치.
  7. 제 1 항 내지 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호의 동위상(DCSSI) 및 직교 위상(DCSSQ) 성분들은 각각의 FIR 필터들(167, 168)의 입력들에 인가되고, 상기 FIR 필터들(167, 168)의 출력들은 상기 업 컨버팅(up-converting)을 위한 수단(144, 146, 150)에 공급되는 전송 장치.
  8. 전송되어 결합된 RF 신호(CRF)로 표현된 복수의 개별적인 더 낮은 데이터 레이트의 트래픽 채널들이 0 내지 π라디안의 범위 내의 사인 곡선 캐리어의 위상 오프셋들의 집합 상에 분포되어 있는, 디지털 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 통신 시스템에서 높은 데이터 레이트의 다중 채널 링크를 위한 전송 방법으로서,
    상기 표현된 채널들의 각각의 위상 오프셋들이 유입되는 방식으로, 동위상 성분(DCSSI 또는 ACSSI) 및 직교 위상 성분(DCSSQ 또는 ACSSQ)으로 이루어진 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호를 형성하는 단계와,
    동위상 성분(DCSSI 또는 ACSSI)으로부터 유도된 신호와 동위상 사인 곡선의 곱(144)과, 직교 위상 성분(DCSSQ 또는 ACSSQ)으로부터 유도된 신호와 직교 위상 사인 곡선의 곱(146)과, 상기 곱셈(144, 146)의 결과의 합(150)에 의해 상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호를 업 컨버팅하여(144, 146, 150) 상기 결합된 RF 신호(CRF)를 형성하는 단계를 포함하고,
    상기 복수의 개별적인 더 낮은 데이터 레이트 채널들은 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 둘 이상의 개별적인 채널들(채널 0, 1)과, 0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 위상 오프셋들을 갖는 하나 이상의 개별적인 채널들(채널 2, 3)을 포함하는 셋 이상의 개별적인 채널들(채널 0, 1, 2, 3)인
    전송 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호를 형성하는 단계는
    동위상 성분(DSS0I, DSS1I, DSS2I, DSS3I) 및 직교 위상 성분(DSS0Q, DSS1Q, DSS2Q, DSS3Q)으로 각각 이루어진 각각의 개별적인 채널들을 위한 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들을 형성하는 단계와,
    상기 각각의 개별적인 채널들을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들로부터 유도된 신호들을 가산 결합하여(56b, 156b) 상기 결합된 복합 확산 스펙트럼 신호들을 형성하는 단계를 포함하고,
    0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 위상 오프셋들을 갖는 하나 이상의 채널들(채널 2, 3)을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들로부터 유도된 상기 신호들은 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 둘 이상의 채널들(채널 0, 1)을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼 신호들로부터 유도된 상기 신호들의 스케일(scale)에 대하여 부분 스케일링 인자들(fractional scaling factors)을 적용함으로서 유도되는
    전송 방법.
  10. 제 2 항에 있어서,
    상기 가산 결합 단계(56b, 156b)는 상기 결합된 확산 스펙트럼 신호의 동위상 및 직교 위상 성분들이 각각 0, π/2, 또는 π라디안인 위상 오프셋들을 갖는 상기 채널들(채널 0, 1)을 위한 상기 개별적인 복합 확산 스펙트럼의 동위상 또는 직교 위상 성분들 모두로부터 유도되지 않고 이들중 어느 하나로부터 유도된 상기 신호들로부터 컨트리뷰션들(contributions)을 수신하는 한편, 0, π/2, 또는 π라디안이 아닌 위상 오프셋들을 갖는 채널들(채널 2, 3)을 위한 개별적인 복합 확산 스펙트럼의 동위상 또는 직교 위상 성분들 모두로부터 유도된 신호들로부터 컨트리뷰션들을 수신하도록 구성되는 전송 방법.
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